CN103620935B - 双向dc-dc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种应用于高电压的尽可能简单且损耗尽可能小的双向DC‑DC变换器。该双向DC‑DC变换器（1）包括：将DC输入电压转化为初级AC电压的输入级（2），将初级AC电压转换为次级AC电压的变压器（3），以及将次级AC电压转化为DC输出电压的输出级（4），由此，为了提供初级和/或次级AC电压，输入级（2）和/或输出级（4）中的至少一个包括具有第一数量有源初级半导体开关（61）的多电平变换器（5）的分支。

Description

双向DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及高压用双向DC-DC变换器。
背景技术
直流电压变换器，也称为DC-DC变换器，是指将在输入端供给的直流电压转换成具有较高、较低或反向电压电平的直流电压的电路。转换通过使用周期性操作的电子开关以及一个或多个能量存储元件来执行。在电力能源技术领域，这些变换器也被称为直流斩波控制器。
电感器（电感变换器）用于临时存储能量，其由线圈或变流变压器组成。与之相对，具有电容存储的变换器（电容变换器）被称为电荷泵。在集成电路中，当没有电感器存在，或当需要的输出功率太低，不值得使用和廉价的电容相比价格高昂的线圈时，通常使用电荷泵。
DC-DC变换器用作开关式电源单元中的元件，用于操作用户，例如，PC供电单元、笔记本电脑、手机、小电机和高保真设备（HiFi）。和线性供电单元相比，其优势是更高效且产生更少的热量。相比之下，在线性稳压器或一组串联电阻中，多余的电压只是“烧掉”。
DC-DC变换器也可作为完全封装的变换器模块，有时用于直接安装在印刷电路板上。根据型号，输出电压可以低于、等于或大于输入电压。最有名的是那些将特低的小电压转化为电位隔离的特低电压的模块。封装的DC-DC变换器可用于，例如，范围从1.5kV到3kV的绝缘电压，为直流电压网络中的小用户，例如，工业设施中的24V，或电信中的48V，或诸如用于数字电路的5V或为运算放大器供电的±15V等电子模块，提供能源。DC-DC变换器根据多种标准进行分类，并分为不同的拓扑结构（在电流路径上的分支网络的结构类型）。
和单向变换器相比，就双向DC-DC变换器而言，哪一个终端被定义为输入端和哪一个终端被定义为输出端并不重要。能量流的双向方向允许电能从定义的输入端流到输出端，反之亦然。
美国专利5027264描述了一种用于高电压的双向DC-DC变换器，其作用原理是基于双向有源桥（DAB）的拓扑学。在这里，输入变换器将DC输入电压转换为AC电压，然后该AC电压进入变压器。将变压器的输出连接到输出变换器，该输出变换器再次将AC电压变换成DC输出电压提供给负荷。这种双向DAB的DC-DC变换器利用半桥的零交叉点来降低切换损耗。此外，可以提高切换频率。这些DC-DC变换器可以通过单相或多相结构实现，由此提供可以保持为至少接近所需负荷电压的输出电压。然而，到目前为止使用的DAB拓扑结构需要串联电力电子半导体开关，因为在高DC侧电压时，半导体开关的反向电压不足。一般来说，半导体开关需要并联平衡电阻来实现静态电压平衡，这会在高DC电压处造成永久性损耗。另一方面，必须保证切换过程中的动态电压平衡，因此有必要采用缓冲网络，或其他的智能且价格高昂的驱动电路或额外电路。当因为输入的电压变化过大或负荷范围过大而离开在DAB拓扑结构内的软切换范围时，缓冲器损耗明显增加。在这个过程中，在缓冲器中的损耗可能超过在半导体中的损耗。术语缓冲网络是指有缓冲器元件的电路，缓冲器元件在电流突然中断的情况下可以消除干扰，例如，通常在电感负载切换时发生的高频率或电压峰值干扰。缓冲器元件限制半导体上的电压上升速度或电流上升速度。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种应用于高电压的尽可能简单且损耗尽可能小的双向DC-DC变换器。
该目的通过一种双向DC-DC变换器实现，其具有将DC输入电压转化为初级AC电压的输入级，将初级AC电压转换为次级AC电压的变压器，以及将次级AC电压转化为DC电压的输出级，由此，为了提供初级和/或次级AC电压，输入级和/或输出级中的至少一个包括具有第一数量的有源初级半导体开关的多电平变换器分支。这产生了多电平DAB。在这里，输入和输出级彼此相对隔离。根据本发明的双向DC-DC变换器的输入级可以任意地构成另一个根据本发明的双向DC-DC变换器的输出级。适当的有源半导体开关（功率半导体）是，例如，门极可关断晶闸管(GTO)、晶体管或场效应管（MOSFET）。作为一种替代方法，所属领域的技术人员也可以使用其他合适的有源半导体开关。变换器是将任意极性的电压转换为其他电压的设备。通过电力电子器件执行转换，由此，电能存储在所谓的DC侧。例如，DC侧可以安装额外的滤波器。多级变换器的输出电压由多个电压状态（电平）构成。在二级变换器（2电平变换器）中，有两个电压状态，在三级变换器（3电平变换器）中，有三个电压状态，以此类推。由此而论，术语多级变换器包括所有适当的多级变换器，也就是说，例如，2电平变换器、3电平变换器、4电平变换器、5电平变换器等。根据本发明的双向DC-DC变换器不需要串联价格高昂的电力电子半导体开关，例如，绝缘栅双极型晶体管（IGBT）或带智能门驱动电路的集成门极换流晶闸管（IGCT）或高损耗的RC缓冲元件，并且这也是实现低损耗操作的原因。根据本发明的双向DC-DC变换器可以在，例如，如DC网络等的电力电子器件中，在储能系统中（这里特指蓄电池储能系统中），在风能装置中，或可再生能源系统中，作为变压器（特别是具有高电压转换率的电压变换器）使用。另一端的设计——也就是说，当在输出端设置多级变换器时的输入端，或当在输入端设置多级变换器时的输出端——取决于该双向DC-DC变换器的预期应用，例如，为了使特定操作点的损耗最小化，或是否需要特定的电压变化。
在一个实施方式中，多电平变换器是3电平变换器或5电平变换器。3电平变换器能够在输出端设置三个电压状态。这里，在功率半导体上加载CD-侧电压最大值的一半。和半桥式相比，为了减少电压不平衡，在这里，在每种情况下都使用两个串联的半导体开关。然而，没有额外的措施时，功率半导体的分压是不对称的。例如，通过和功率半导体并联电容器，可以实现功率半导体的对称分压。5电平变换器能够在输出端近似的设置五个电压状态。在优选实施方式中，多电平变换器是具有两个钳位二极管的3电平NPC变换器。这里，术语NPC代表“中点钳位”。通过钳位二极管可以对称设置3电平NPC变换器的三个电压状态的电平，因此中间电压对应于零电位，这里不需要用于此目的的平衡网络和/或驱动电路。另一可选实施方式中，取代钳位二极管，可以使用IGBT（绝缘栅双极型晶体管）、ANPC变换器或所谓FLC中的电容器用于分压。在一个实施方式中，多电平变换器是3电平NPC变换器（51，52），其用两个IGBT或电容器代替钳位二极管。除了应用于三电平变换器，所有上述的实施方式可以相应的在其他具有不同数量电平的多电平变换器中使用。除了简化的拓扑结构外，为了变换器的调变，将引入的额外的电压电平（与2电平变换器相比）转化为另一个自由度。额外的自由度可以用于，例如，使给定负荷范围的变换器的总损耗最小化。在输入电压和输出电压之间有大的变压比的情况下，有利的是把3电平NPC变换器布置在具有较高电压的一侧。在转化为高电压的情况下，这可能是输出端，然而在转化为低电压的情况下，这可能是输入端。术语变压比子这里指的是初级和次级AC电压的振幅比。因此，高电压端可以是输入端或输出端。
在另一个实施方式中，为了整流次级AC电压，输出级包括具有第二数量的有源次级半导体开关的H桥或半桥。这里，H桥由两个半桥组成。和单向DC-DC变换器相比，双向DC-DC转换器在输出端也需要可控半导体开关。DAB型DC-DC转换器的原理是在变压器使用AC电压，从而通过变压器的漏电感实现目标压降，并且由此控制功率流。半桥在这里可用作桥式整流器，将交流电转换成直流电并供应给输出。这种半桥是常见的、惯用的、可靠的元件。有效切换的半桥或H桥使得能够对变压器中交流电压的相位移角进行独立控制，并因此可以对功率流的进行定向控制。特别是，H桥可以用于低DC侧电压的输出级，因此不需要串联半导体开关。在一个优选实施方式中，H桥是2电平H桥。
在另一个实施方式中，初级和次级半导体开关的数量是相同的。这能够使容许的DC侧电压和可用的输入电压范围加倍。在一种具有3电平NPC变换级的双向DC-DC变换器的布置中，3电平NPC变换级具有两个钳位二极管和2电平H桥，在相同数量半导体开关的情况下，通过调节电压振幅，可以把电压比设置为等于1，因此，和传统的DAB型DC-DC变换器相比，可保证在更大负荷范围的无损切换。
在一个实施方式中，半桥中的次级半导体开关的数量是4，次级半导体开关可以相互独立地切换，并且将第一次级半导体开关和第二次级半导体开关连接到正极DC侧母线；关于这点，如图7所示。因此，将小功率等级的变压器电流最小化。对于DC-DC变换器，也可以说是无效功率的最小化。这里，术语正极DC侧母线表示电容器的较高电势。如果将第一和第二半导体开关并联操作，变压器短路，并且第三电压电平、零电平在半桥中产生。如果恰当的激励次级半导体开关，2电平半桥可以如同3电平半桥操作。在这种方式下，可以将变换器的无功功率最小化。可选地，也可以通过将第三次级半导体开关和第四次级半导体开关连接到负极DC侧母线实现。术语负极DC侧母线相应的表示电容器的较低电势。为了使无功功率最小化，对角的次级半导体开关（第一和第四，或第二和第三次级半导体开关）需要独立地触发。
在另一个实施方式中，为了整流次级AC电压，输出级也包括次级多电平变换器的分支。术语多电平变换器这里包括所有适当的多电平变换器，换句话说，例如，2电平变换器、3电平变换器、4电平变换器、5电平变换器，等等。在一个实施方式中，次级多电平变换器是3电平变换器或5电平变换器。优选地，次级多电平变换器是具有两个钳位二极管的3电平NPC变换器。
在另一个实施方式中，DC输入电压是可变的，并且将输入电压的电压振幅调整为输出电压的振幅。电压比从而等于1，因此，对于几乎全部负荷范围可以保证无损转换。和2电平DAB型DC-DC变换器相比，本变换器在调制每一个额外的电压电平时有一个额外的自由度。例如，由于三电平版本中的第三电平的额外的自由度，或五电平版本中的第五电平的额外的自由度，等等，变换器的全部损耗，包括变压器等，可以最小化。这种方式也影响零电压转换和在最小电流时的转换。和传统的DAB型DC-DC变换器相比，即使在变压比不等于1的情况下，其无损转换的负荷范围更大。
在另一个实施方式中，将双向DC-DC变换器的拓扑结构扩展到三个或更多相位。这使得双向DC-DC变换器能够在更高功率等级的更大应用范围使用。
根据本发明的双向DC-DC变换器可以有多个多电平/多电平比。例如，根据本发明的双向DC-DC变换器可以是3电平/2电平DC-DC变换器。在其他实施方式中，根据本发明的双向DC-DC变换器也可以是5电平/2电平DC-DC变换器，或5电平/3电平DC-DC变换器，或3电平/3电平DC-DC变换器。所属领域的技术人员也可以在本发明的范围内，根据设想的应用范围选择其他多电平/多电平组合。
附图说明
附图中详细显示了本发明的这些和其它方面。
图1显示了多个双向DC-DC变换器的实施方式，其在输入和/或输出级有至少一个多电平变换器；
图2为根据本发明的双向DC-DC变换器，在输入级有3电平NPC变换器且在输出级有2电平半桥；
图3为第一操作模式中，用于图2中示出的双向DC-DC变换器的变压器中附属电流的初级和次级AC电压的仿真曲线；
图4为第一操作模式，中根据图2中示出的本发明的双向DC-DC变换器的输入级和输出级的电流曲线；
图5为第二操作模式中，用于图2中示出的双向DC-DC变换器的变压器中附属电流以及初级和次级AC电压的曲线；
图6为第二操作模式中，根据图2的双向DC-DC变换器的输入和输出级的DC侧的电流曲线；
图7是作为3电平半桥的输出级；
图8为根据本发明的可选双向DC-DC变换器，其具有作为输入级和输出级的两个3电平NPC变换器。
具体实施方式
图1示出了双向DC-DC变换器1的多个实施方式（a）到（d），每一个变换器都有将DC输入电压转化为初级AC电压的输入级2，将初级AC电压转换为次级AC电压的变压器3，以及将次级AC电压转化为DC输出电压的输出级4。各实施方式（a）到（d），在输入级2和/或输出级4包括至少一个多电平变换器5。在实施方式（a）中，多电平变换器5位于输入级2。在实施方式（b）中，多电平变换器5位于输出级4。在实施方式（c）中，在输入级2有一个多电平变换器5，在输出级4有一个多电平变换器5。在实施方式（d）中，多电平变换器5位于输入级2，同时输出级8包括半桥或H桥。
图2示出了根据本发明的双向DC-DC变换器，其在输入级具有3电平NPC变换器51，且在输出级4具有2电平H桥81。DC输入电压21存在于输入级2，输出级4提供了负荷11。在输入级2和输出级4之间，通过变压器3将输入级2的输出电压转化为输出级4的输入电压。这里的3电平NPC变换器51包括两个上部和两个下部初级半导体开关61、两个钳位二极管71和两个电容器9，每一个初级半导体开关61都有一个与之并联设置的二极管7a。示例中合适的有源初级半导体开关61（功率半导体开关）这里指MOSFET、IGBT或IGCT。3电平NPC转换器51的元件构成CD侧，转化过程中的电能储存在CD侧。在其他实施方式中，额外的滤波器，例如，频率滤波器，也可以安装在该CD侧中。由多电平变换器5转移到变压器3从而被变压的初级AC电压，包括多个电压状态（电平）。和传统的DAB型DC-DC变换器一样，为了能够调解－Pmax、0和+Pmax之间的功率，其中Pmax代表可被传输的最大功率，使用变压器的漏电感，如果这不足够，则使用与其串联的额外电感。在本实施方式中，为了整流由初级AC电压转化成的次级AC电压，输出级4包括2电平半桥81，2电平半桥81具有四个有源次级半导体开关62，每一个有源次级半导体开关62具有与之并联设置的二极管7b，因此在输入级2和输出级4的半导体开关61、62的数量相同。电容器10用于平稳整流的输出电压。
图3显示了在输入电压V1大于输出电压V2的第一操作模式OP1情况下的用ωt的函数表示的曲线，该曲线是关于初级AC电压V1（变压器的输入电压）和次级AC电压V2（变压器的输出电压）的，此外还是关于双向DC-DC转换器1的变压器3的附属电流I1，和如图2所示的DC侧的电流I2的，借此，对于初级和次级AC电压V1和V2之间的相位移角Φ，存在下面的应用：0<Φ≤β/2。在用ωt描述V1和V2时，3电平NPC变换器提供的三个电压电平+V1，、0、－V1，和通过2电平半桥转换后整流的两个电压电平+V2、－V2可以在V1可见。可以在相位移角Φ=β/2时达到最大能量传递，然而在Φ=0时，操作模式1的能量传递是最小的。至于Φ>β/2，能量传递同样地再一次减小，尽管无功功率上升。
图4示出了符合图3（第一操作模式OP1）的电流曲线（具有指明电流方向的箭头的虚线循环），其位于根据图2示出的本发明的双向DC-DC变换器的输入和输出级的DC侧的拓扑结构中，其中在0<ωt<2π的整个范围内，V1≥V2并且0<Φ≤β/2。图4包括八种情形，显示了0<ωt<2π范围内的八个区间的各种电流曲线，这八个区间为：(1)0<ωt<ωt0，(2)ωt0<ωt<Φ，(3)Φ<ωt<β，(4)β<ωt<π，(5)π<ωt<(π+ωt0)，(6)(π+ωt0)<ωt<(π+Φ)，(7)(π+Φ)<ωt<(π+β)，和(8)(π+β)<ωt<2π。情形（1）和（4）中围绕初级和次级半导体开关的循环标出了无电压转换的开关，因为电流仍然存在于反并行的二极管中。
为了双向操作根据本发明的DC-DC变换器1，图2中的3电平/2电平DAB布置可以用第二操作模式OP2操作，其负相位移角φ<0。对于–π+β≤Φ<0的第二操作模式2，图5示出了仿真曲线，该曲线是关于初级AC电压V1和次级AC电压V2，以及双向DC-DC变换器1的变压器3中的附属电流I1和DC侧的I2的。由于对称性的缘故，在整个周期的转换电流完全以周期π为特征。在以ωt描述V1和V2时，3电平NPC变换器提供三个电压电平+V1、0、–V1，以及通过2电平半桥在转换后整流的两个电压电平+V2、–V2可以在V1看到。在相位角φ=(–π+β)/2时，能量传递达到零。这种操作模式在相位角Φ=0时达到最大能量传递。
图6示出了符合图5（第二操作模式OP2）的电流曲线（具有指明电流方向的箭头的虚线循环），其位于根据图2示出的本发明的双向DC-DC变换器的输入和输出级的DC侧的拓扑结构中，其中在0<ωt<2π的整个范围内，V1≥V2且–π+β≤Φ<0。图6包括8种情形，显示了0<ωt<2π范围内的八个区间的各种电流曲线，这八个区间为：(1)0<ωt<ωt0，(2)ωt0<ωt<β，(3)β<ωt<(Φ–π)，(4)(Φ–π)<ωt<π，(5)π<ωt<(π+ωt0)，(6)(π+ωt0)<ωt<(π+β)，(7)(π+β)<ωt<Φ，和(8)Φ<ωt<2π。情形（1）和（4）中围绕初级和次级半导体开关的循环标出了无电压转换的开关，因为电流仍然存在于反并行的二极管中。
图7以放大的方式示出了作为根据图2的本发明的双向DC-DC变换器的输出级的H桥81。这里，次级半导体开关62可以彼此独立地切换，并且将次级半导体开关62中的第一个621和第二个622连接到正极DC侧母线+Z。结果，使较低功率级的变压器电流最小化。这里DC侧由H桥和与该桥并联的电容器10构成。这里正极DC侧母线+Z指定为电容器10的高电势。如果第一半导体开关621和第二半导体开关622并联操作，变压器3短路（由虚线箭头表示），并且在半桥81中产生第三电压电平、零电平。如果恰当的激励次级半导体开关62，2电平半桥81像3电平半桥一样操作。以这种方式，变换器的无功功率可以最小化。可选择地，也可以通过把次级半导体开关62中的的第三次级半导体开关623和第四次级半导体开关624连接到负极DC侧母线–Z实现。术语负极DC侧母线–Z相应的指的是电容器10的低电势。为了使无功功率最小化，对角的次级半导体开关（次级半导体开关62中的第一次级半导体开关621和第四次级半导体开关624，或第二次级半导体开关622和第三次级半导体开关623）需要独立地触发。
图8示出了根据本发明的可选双向DC-DC变换器1，其具有作为输入级2和输出级4的两个3电平NPC变压器。输入端相当于图2的输入端2，因此，引用和图2有关的说明来描述输入级2的细节。输出级4包括次级3电平NPC变换器52，次级3电平NPC变换器52同样包括两个上部和两个下部的初级半导体开关61、两个钳位二极管71和两个电容器9，每一个初级半导体开关61包括一个与之并联的二极管7a。示例中合适的有源初级半导体开关61（功率半导体开关）这里指MOSFET、IGBT或IGCT。次级3电平NPC变换器52的元件同样地构成CD侧，转化过程中的电能存储在CD侧中。在其他实施方式中，额外的滤波器也可以安装在该CD侧中。
本节内容和图表中对本发明的详细描述通过在本发明范围内的可能的实施方式的实例给出，因此不应以限制的方式进行解释。特别是，给出的数量应由所属领域的技术人员调整为与切换的特定操作条件（电流，电压）相适应。为此，所有给出的数量仅应解释为特定实施方式的实例。
所属领域技术人员在本发明范围内能想到的替换实施方式同样包含在本发明的保护范围内。在权利要求书中，术语像“一个”也包括复数。本权利要求书中给出的参考数字符号不应该解释为用于限制。
附图标记列表：
1：双向DC-DC变换器
2：输入级
21：DC输入电压源
3：变压器
4：输出级
5：多电平变换器
51：输入级的3电平NPC变换器
52：输出级的3电平NPC变换器
61：初级半导体开关
62：次级半导体开关
621：第一次级半导体开关
622：第二次级半导体开关
623：第三次级半导体开关
624：第四次级半导体开关
7a：多电平变换器的整流二极管
7b：半桥的整流二极管
71：多电平变换器（这里是3电平NPC变换器）的钳位二极管，
8：H桥或半桥
81：2电平H桥或2电平半桥
9：DC侧电容器
10：稳定输出电压的电容器
11：负荷
OP1：第一操作模式
OP2：第二操作模式
V1，I1：初级AC电压的电压/电流
V2，I2：次级AC电压的电压/电流
+Z，-Z：半桥的DC侧母线的正极/负极

Claims (16)

1.一种双向DC-DC变换器(1)，包括将DC输入电压转化为初级AC电压的输入级(2)，将初级AC电压转换为次级AC电压的变压器(3)，以及将次级AC电压转化为DC输出电压的输出级(4)，由此，为了提供初级和/或次级AC电压，输入级(2)和/或输出级(4)中的至少一个包括具有第一数量有源初级半导体开关(61)的多电平变换器(5)的分支；
其中，所述多电平变换器而非2电平变换器包括额外的电压电平，所述额外的电压电平为所述多电平变换器的调变提供另一个自由度，所述自由度能够用于使得给定负荷范围的所述多电平变换器的总损耗最小化；
在所述变压器中使用AC电压，从而通过所述变压器的漏电感实现目标压降，并且由此控制功率流。
2.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，多电平变换器(5)是3电平变换器或5电平变换器。
3.根据权利要求1或2所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，多电平变换器是具有两个钳位二极管(71)的3电平NPC变换器(51,52)。
4.根据权利要求3所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，多电平变换器是3电平NPC变换器(51,52)，所述3电平NPC变换器(51,52)包括IGBT或电容器，而取代钳位二极管。
5.根据权利要求3所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，在输入电压和输出电压之间有大的变压比时，将3电平NPC变换器(51,52)设置在输入或输出级(2，4)中具有较高电压的一侧。
6.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，仅所述输入级(2)包括多电平变换器(5)的分支，并且为整流次级AC电压，输出级(4)包括具有第二数量的有源次级半导体开关(62)的H桥或半桥(8)。
7.根据权利要求6所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，H桥(8)是2电平H桥(81)。
8.根据权利要求6所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，初级和次级半导体开关(61,62)的数量是相同的。
9.根据权利要求6到8中任一项所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，次级半导体开关(62)的数量是四，次级半导体开关可以彼此独立地切换，并且将次级半导体开关(62)中的第一次级半导体开关(621)和第二次级半导体开关(622)连接到正极DC侧母线。
10.根据权利要求6到8中任一项所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，次级半导体开关(62)的数量是四，次级半导体开关可以彼此独立地切换，并且将次级半导体开关(62)中的第三次级半导体开关(623)和第四次级半导体开关(624)连接到负极DC侧母线。
11.根据权利要求1或2所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，为了整流次级AC电压，输出级(4)包括次级多电平变换器(5)的分支。
12.根据权利要求11所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，次级多电平变换器(5)是3电平变换器或5电平变换器。
13.根据权利要求12所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，次级多电平变换器是具有两个钳位二极管(71)的3电平NPC变换器(52)。
14.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，DC输入电压(21)是变量，并且将输入电压(21)的电压振幅调整为输出电压的振幅。
15.根据权利要求1所述的双向DC-DC变换器(1)，其特征在于，将双向DC-DC变换器(1)的拓扑结构扩展到三个或更多相位。
16.一种操作双向DC-DC变换器的方法，所述双向DC-DC变换器包括将DC输入电压转化为初级AC电压的输入级，将初级AC电压转换为次级AC电压的变压器，以及将次级AC电压转化为DC输出电压的输出级，由此，为了提供初级和/或次级AC电压，输入级和/或输出级中的至少一个包括具有第一数量有源初级半导体开关的多电平变换器的分支，并且所述变压器提供漏电感，所述方法包括以下步骤：
通过所述多电平变换器而非2电平变换器将额外的电压电平转换为另一个自由度，以便所述多电平变换器的调变；
通过额外的自由度使得给定负荷范围的所述多电平变换器的总损耗最小化；并且
在所述变压器中使用AC电压以通过所述变压器的漏电感实现目标压降，并且由此控制功率流。
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