DE102021108250A1

DE102021108250A1 - Ladestation und Verfahren zum Betreiben einer Ladestation

Info

Publication number: DE102021108250A1
Application number: DE102021108250.1A
Authority: DE
Inventors: Johannes Visosky
Original assignee: Keba Energy Automation GmbH
Current assignee: Keba Energy Automation GmbH
Priority date: 2021-03-31
Filing date: 2021-03-31
Publication date: 2022-10-06
Also published as: EP4315580A1; WO2022207812A1

Abstract

Es wird eine Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation koppelbaren mehrphasigen Netzes vorgeschlagen, mit:einem mit einer Anzahl von Phasen des Netzes koppelbaren AC/DC-Wandler,einem dem AC/DC-Wandler nachgeschalteten Zwischenkreis, undeinem dem Zwischenkreis nachgeschalteten bidirektionalen DC/DC-Wandler zur Umwandlung einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung in eine Ausgangsspannung und umgekehrt, umfassend eine Reihenschaltung zweier Halbbrücken mit vier Halbleiterschaltern, wobei jede Halbbrücke zwischen einer eingangsseitigen Zwischenkreis-Potentialschiene mit Zwischenkreisspannung und einer Mittelpotentialschiene mit symmetrischer, insbesondere erdsymmetrischer, Mittelspannung geschaltet ist, und wobei jeder Mittelabgriff der Halbbrücke mit einer Speicherdrossel und einem Speicherkondensator zusammenwirkt, so dass zwei bidirektionale Synchronwandler in Reihe geschaltet sind, wobei am Mittelabgriff jeder Halbbrücke zumindest ein Umschwingkondensator angeschlossen ist.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die Erfindung betrifft eine Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation koppelbaren mehrphasigen Netzes, welche einen bidirektionalen DC/DC-Wandler zur Umwandlung einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung in eine Ausgangsspannung und umgekehrt aufweist. Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betreiben einer solchen Ladestation.
STAND DER TECHNIK
Das vorliegende technische Gebiet betrifft das Laden eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges. Hierzu beschreibt beispielsweise das Europäische Patent EP 2 882 607 B1 der Anmelderin eine Ladestation für Elektrofahrzeuge, mit wenigstens einer Eingangsschnittstelle zur Einspeisung von elektrischer Energie aus einem ortsfesten Stromversorgungsnetz in die Ladestation, mit einer Anschlussbuchse zum Verbinden eines Ladesteckers eines Elektrofahrzeuges zur gesteuerten Abgabe von elektrischer Energie an das Elektrofahrzeug, mit einer Mehrzahl von elektrotechnischen Komponenten umfassend eine elektronische Steuervorrichtung zum Schalten, Messen oder Überwachen der aufgenommenen und/oder der abgegebenen elektrischen Energie, und mit einem die elektrotechnischen Komponenten umschließenden Gehäuse.
Bei Elektrofahrzeugen sind unterschiedliche Ladeverfahren bekannt, so gibt es Schnellladeverfahren, bei welchen die Ladestation dem Elektrofahrzeug Gleichspannung /-strom (DC) zur Verfügung stellt, oder aber auch Wechselstromladeverfahren, wobei dem Elektrofahrzeug einphasig oder mehrphasig, insbesondere zweiphasig oder dreiphasig, Wechselstrom (AC) zur Verfügung gestellt wird, welchen das ladende Fahrzeug mittels einem eingebauten AC/DC Wandler in Gleichstrom für den zu ladenden Energiespeicher umwandelt. Bei den Wechselstromladeverfahren kontrolliert eine Ladelogik des Fahrzeugs oder des Energiespeichers den Ladevorgang.
Folglich kommen bei einer zum DC-Laden geeigneten Ladestation sowohl ein AC/DC-Wandler als auch ein DC/DC-Wandler zum Einsatz.
Ein DC/DC-Wandler, der auch als Gleichspannungswandler bezeichnet wird, ermöglicht eine eingangsseitige bzw. eine zwischenkreiszugeführte Gleichspannung (DC-Spannung) in eine Ausgangsspannung mit einem höheren oder niedrigeren oder einem invertierten Spannungsniveau am Ausgang U_out umzuwandeln. Die Umsetzung erfolgt mithilfe von Halbleiterschaltern und einem oder mehreren Energiespeichern wie Induktivitäten oder Kapazitäten bzw. Kondensatoren. Derartige Gleichspannungswandler werden auch als Gleichstromsteller bezeichnet.
Der hier betrachtete DC/DC-Wandler arbeitet bidirektional, d.h. ein Energiefluss kann in beide Richtungen vom Eingang zum Ausgang, und/oder vom Ausgang zum Eingang erfolgen. Insbesondere durch Wahl des Tastgrads der Halbleiterschalter kann der Stromfluss sowohl von der Quelle zur Last, als auch von der Last zur Quelle geführt werden. Die Höhe der Ausgangsspannung kann je nach Wahl des Eingangs und des Ausgangs höher oder niedriger sein als die jeweilige Eingangsspannung. Dem hier betrachteten DC/DC-Wandler liegt das Prinzip des Synchronwandlers, der auch als Gleichspannungstransformator bezeichnet wird, zugrunde. Durch ein zyklisches Schalten von Halbleiterschaltern wird Energie in einem Magnetfeld einer Speicherdrossel gespeichert, die zyklisch geladen oder entladen werden kann. Als Halbleiterschalter kommen insbesondere MOSFETs, IGBTs oder andere Hochvolt-Halbleiterschalter zur Anwendung. Prinzipiell kann der betrachtete DC/DC-Wandler als Kombination eines Aufwärts- und eines Abwärtswandlers angesehen werden. Die Höhe der Ausgangsspannung wird über die Einschalt- und Ausschaltzeit des Halbleiterschalters, und somit über den Tastgrad bestimmt.
Beispielsweise die DE 10 2018 206 388 A1 zeigt einen DC/DC-Wandler, der einen Schwingkreis und einen Transformator umfasst, wobei durch eine Halbbrücke der Transformator mit Wechselstrom versorgt wird, und ein nachgeschalteter Gleichrichter eine ausgangsseitige DC-Spannung bereitstellt. Eine derartige Topologie kann allerdings nicht bidirektional betrieben werden.
Darüber hinaus zeigt die EP 3 255 772 A1 einen DC/DC-Wandler, der mittels einer Wechselrichterbrücke ebenfalls einen Transformator bestromt, wobei über eine Halb- oder eine Vollbrücke, auch eine Mehrstufenbrücke, die sekundärseitige AC-Spannung wieder DC-gewandelt werden kann. Derartige DC/DC-Wandler können zwar bidirektional arbeiten, da sie auf beiden Seiten des Transformators steuerbare Halb- oder Vollbrücken nutzen, allerdings erfolgt der Energiefluss über einen mit Wechselstrom betriebenen Transformator mit entsprechenden Energieverlusten und Bauteilkosten.
Weiterhin zeigt die WO 2012/116953 A1 einen DC/DC-Wandler, der ebenfalls auf einer transformatorischen Kopplung zwischen Eingangs- und Ausgangsseite basiert, und auf der einen Seite eine Wechselrichterbrücke und auf der anderen Seite eine Dreipunkthalbbrücke nutzt, um Energie bidirektional übertragen zu können.
Weiterhin ist bekannt, in einer DC/DC-Wandlung zur Bestimmung des Schaltpunktes der eingesetzten Halbleiterschalter das Prinzip des sogenannten Zero Voltage Switching (ZVS) zu nutzen, um einen hohen Wirkungsgrad zu erreichen, indem resonante Schalttopologien eingesetzt werden. Hierdurch kann erreicht werden, dass die Drain-Source-Spannung vor dem Einschalten des MOSFETs auf null geht, sodass dieser im spannungslosen Zustand einschalten kann. Ein sogenanntes ZVS-Schalten wird auch als weiches Schalten bezeichnet. Mit diesem Zero Voltage Switching Konzept lassen sich Schaltverluste insbesondere beim Einschalten praktisch vollständig beseitigen. Darüber hinaus lassen sich mit einem Umschwingkondensator am Schaltausgang einer Halbleiterbrücke, auch als Snubberkondensator bezeichnet, die Ausschaltverluste deutlich reduzieren.
Die aus dem Stand der Technik bekannten DC/DC-Wandler weisen entweder einen schlechten Wirkungsgrad auf, da ein ZVS-Konzept nicht umgesetzt werden kann, oder sie sind mit hohen Materialkosten belastet, da ein teurer und verlustbehafteter Transformator einzusetzen ist.
Daneben ermöglichen die bekannten Konzepte keine Zurverfügungstellung eines Ausgangpotentials, das erdsymmetrisch einstellbar ist, wobei es wünschenswert ist, das Spannungspotential des Ausgangspotentialabgriffs DC+, DC- gegen Erde zu limitieren oder zu minimieren, insbesondere eine erdsymmetrische Ausgangsspannung bereitzustellen.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges zu schaffen, insbesondere eine Ladestation mit einem DC/DC-Wandler zu schaffen, der einen hohen Wirkungsgrad aufweist, bidirektional und trafolos eine Gleichspannungswandlung vornimmt sowie eine symmetrische DC-Ausgangspannung gegenüber der Erde bereitstellt.
Die gestellte Aufgabe wird durch eine Ladestation mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 18 gelöst.
Gemäß einem ersten Aspekt wird eine Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation koppelbaren mehrphasigen Netzes vorgeschlagen, wobei die Ladestation einen mit einer Anzahl von Phasen (auch bezeichnet mit L1, L2, L3) des mehrphasigen Netzes koppelbaren AC/DC-Wandler, einen dem AC/DC-Wandler nachgeschalteten Zwischenkreis und einen dem Zwischenkreis nachgeschalteten bidirektionalen DC/DC-Wandler zur Umwandlung einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung Uzk in eine Ausgangsspannung und umgekehrt aufweist. Der DC/DC-Wandler umfasst eine Reihenschaltung zweier Halbbrücken H1, H2, mit jeweils zwei Halbleiterschaltern T1, T2 und T3, T4, wobei jede Halbbrücke H1, H2 zwischen einer eingangsseitigen Zwischenspannungspotentialschiene ZK+, ZK- mit Zwischenkreisspannung U_zk und einer Mittelpotentialschiene ZM mit symmetrischer, insbesondere erdsymmetrischer Mittelspannung U_zk+, U_zk- geschaltet ist. Jeder Mittelabgriff M1, M2 der Halbbrücke H1, H2 ist mit einer eigenen Speicherdrossel LS+, LS- und einem, insbesondere gemeinsamen, Speicherkondensator Cs verbunden, sodass zwei bidirektionale Synchronwandler in Reihe geschaltet sind.
Es wird vorgeschlagen, dass am Mittelabgriff M1, M2 jeder Halbbrücke H1, H2 zumindest ein Umschwingkondensator C_zvs angeschlossen ist.
Mit anderen Worten wird ein DC/DC-Wandler vorgeschlagen, der im Prinzip als Reihenschaltung zweier Synchronwandler angesehen werden kann. Zur Realisierung eines ZVS-Konzepts ist am Mittelabgriff jeder Halbbrücke, die jeweils einen Synchronwandler definiert, ein Umschwingkondensator C_zvs, C_zvs+, C_zvs-, C_zvs++, C_zvs+-, C_zvs-+, C_zvs-- angeschlossen.
Die eingangsseitige Zwischenkreisspannung U_zk wird insbesondere von dem AC/DC-Wandler bereitgestellt, insbesondere erdsymmetrisch bereitgestellt. Der AC/DC-Wandler ist vorzugsweise ein bidirektionaler Umrichter. Der AC/DC-Wandler ist insbesondere zum Wandeln einer Wechselspannung in eine Gleichspannung und/oder zum Wandeln einer Gleichspannung in eine Wechselspannung eingerichtet.
Mithilfe der in Reihe geschalteten Halbbrücken H1, H2 kann eine erdsymmetrische Ausgangsspannung, mit den beiden Teilspannungen DC+ und DC- bereitgestellt werden. Dies hat Vorteile in Bezug auf die elektrische Sicherheit im Betrieb, und sorgt für eine reduzierte Belastung der Isolation der Ladestation.
Durch die an den Mittelabgriffen M1, M2 der Halbbrücken H1, H2 angeschlossenen Umschwingkondensatoren C_zvs kann eine Spannungsanstiegsgeschwindigkeit du/dt reduziert und damit das EMV-Verhalten deutlich verbessert werden, da rasche Spannungssprünge vermieden werden. Überspannungen an den Halbleitern können deutlich reduziert werden, da ein weiches Schalten bzw. ein ZVS-Schalten ermöglicht wird. Die zulässige Zwischenkreisspannung U_zk kann auf annähernd das Doppelte der Sperrspannung eines Halbleiters ausgelegt werden, sodass für eine hohe Zwischenkreisspannung U_zk von 900-1000 V oder höher Halbleiterschalter mit Sperrspannungen von 900 V oder weniger, insbesondere kleiner oder gleich 750 V oder weniger eingesetzt werden können. Dies kann beispielsweise durch SiC-Mosfets erreicht werden. Dabei ist auch eine Sperrspannung bis hinab zu 650 V möglich. Dadurch wird es ermöglicht, bei entsprechend hohen Eingangsspannungen U_zk große Ausgangsspannungsbereiche U_out von unter 200 V bis zu 920 V DC abzudecken. Da die zulässige Sperrspannung von Si-MOSFETs stark temperaturabhängig ist, kann mit SiC-Mosfets selbst bei tiefen Temperaturen eine Ausgangsspannung U_out von 920 V zuverlässig bereitgestellt werden.
Durch die Umsetzung des ZVS-Schaltprinzips können Reverse Recovery Effekte vermieden werden, da keine Sperrspannung auf eine leitende Diode aufgeschaltet wird. Durch ein praktisch spannungsloses Einschalten treten keine Reverse Recovery Verluste auf und durch einen abreißenden Diodenstrom resultierende EMV-Probleme können verhindert werden. Hierdurch treten praktisch keine Einschaltverluste mehr auf, wobei auch Ausschaltverluste reduziert werden können. Letztlich wird durch die vorgeschlagene Schalttopologie der Wirkungsgrad deutlich erhöht, sowie das EMV-Verhalten verbessert. Auftretende Spannungen gegenüber Erde können minimiert werden, sowie Schaltüberspannungen begrenzt werden. Insbesondere können Leistungen bis zu 22 kW bereitgestellt werden. Gegenüber herkömmlichen DC/DC-Wandlern kann ein verminderter Aufwand bezüglich des EMV-Ausgangsfilters und eine hohe Materialersparnis durch einen Verzicht auf einen Wandlertransformator erreicht werden. Der Wirkungsgrad wird derart verbessert, dass über die Laufzeit eine hohe Energieeinsparung bei der Anwendung erreicht werden kann.
Die Speicherdrosseln können getrennt ausgeführt und magnetisch ungekoppelt eingesetzt werden. In einer vorteilhaften Ausführungsform können die beiden Speicherdrosseln LS+, LS- als Speichertransformator T_s magnetisch gekoppelt ausgeführt sein. Dabei sind die beiden Speicherdrosseln LS+, LS- jedes Synchronwandlers nach Art eines Speichertransformators T_s auf einem gemeinsamen magnetischen Kern angeordnet und magnetisch gekoppelt. Dadurch ist eine Kosteneinsparung erreichbar, auch kann eine Bauplatzersparnis auf der Schaltungsplatine erreicht werden.
Die Ladestation ist insbesondere eine transformatorlose Ladestation und weist beispielsweise ein Gehäuse, insbesondere ein wasserdichtes Gehäuse, mit einem Innenraum auf, in dem eine Mehrzahl von elektrischen und/oder elektronischen Komponenten und eine mit zumindest einer der Komponenten verbundene Anschlussbuchse zum Verbinden eines Ladesteckers für den Energiespeicher des Elektrofahrzeuges angeordnet sind.
Die Ladestation kann auch als Ladeanschlussvorrichtung bezeichnet werden. Die Ladestation ist insbesondere als Wallbox ausgebildet. Die Ladestation ist zum Aufladen bzw. Regenerieren des Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges geeignet, indem die Ladestation über ihre Anschlussbuchse und den Ladestecker des Elektrofahrzeuges mit dem Energiespeicher bzw. der Ladeelektronik des Elektrofahrzeuges elektrisch verbunden wird. Die Ladestation agiert dabei als Bezugsquelle für elektrische Energie für das Elektrofahrzeug, wobei die elektrische Energie in einen Energiespeicher des Elektrofahrzeuges mittels Anschlussbuchse und Ladestecker übertragen werden kann. Die Ladestation kann auch als intelligente Stromtankstelle für Elektrofahrzeuge bezeichnet werden.
Beispiele für die elektrischen und/oder elektronischen Komponenten der Ladestation umfassen Schütz, Allstromsensitiver-Schutzschalter, Gleich-, Über- und Fehlerstrom-Überwachungsvorrichtung, Relais, Anschlussklemme, elektronische Schaltkreise und eine Steuervorrichtung, beispielsweise umfassend eine Leiterplatte, auf welcher eine Mehrzahl von elektronischen Bauelementen zum Steuern und/oder Messen und/oder Überwachen der Energiezustände an der Ladestation bzw. im verbundenen Elektrofahrzeug angeordnet sind.
Der dem AC/DC-Wandler nachgeschaltete Zwischenkreis umfasst insbesondere eine Anzahl von Zwischenkreiskondensatoren, die mit einem Zwischenkreismittelpunkt verbunden sind.
Das mehrphasige Netz ist beispielsweise ein mehrphasiges Teilnehmernetz. Das mehrphasige Netz kann auch ein mehrphasiges Energieversorgungsnetz sein. Das mehrphasige Netz hat insbesondere eine Anzahl von Phasen, beispielsweise L1, L2 und L3, sowie einen Neutralleiter (auch bezeichnet mit N).
Es sei angemerkt, dass das „Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers“ sowohl ein Zuführen von elektrischer Energie als auch ein Entnehmen von elektrischer Energie umfasst. Das heißt, dass der Energiespeicher als Verbraucher oder als Erzeuger in dem Teilnehmernetz wirken kann.
Insbesondere ist eine Steuereinheit vorgesehen, welche einzelne oder alle Elemente und Einheiten der Ladestation steuern kann.
In einer vorteilhaften Ausführungsform kann ein Speicherkondensator C_s zwischen den Ausgangsseiten der beiden Speicherdrosseln Ls+, Ls- zur gemeinsamen Nutzung der beiden in Reihe geschalteten bidirektionalen Synchronwandler geschaltet werden. Durch den Speicherkondensator C_s, der die Ausgangsseiten in Richtung der Ausgangspotentialabgriffe DC+, DC- die beiden Ausgänge der Speicherdrosseln LS+, LS- verbindet, kann die Ausgangsspannung U_out stabilisiert und Schaltfrequenzanteile unterdrückt werden.
In einer vorteilhaften Ausführungsform können die Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 als Hochspannungs-MOSFET-Schalttransistoren mit einer niedrigen Sperrspannung ≤ 900 V, insbesondere ≤ 750 V ausgeführt werden. Hierdurch ist es möglich, eine Ausgangsspannung U_out von 920 V oder mehr zu erreichen. Derartige Halbleiter mit niedriger Sperrspannung, z.B. Halbleiter der Serie INFINEON CoolMOS können kostengünstig und mit geringen Schaltverlusten eingesetzt werden.
Vorteilhaft, insbesondere für die vorgenannte Ausführungsform, können als Halbleiterschalter SiC-FETs verwendet werden, die einen SiC-JFET mit einem Si-MOSFET in einer Kaskodenschaltung kombinieren, beispielsweise das Modell UJ4C075018K4S von UnitedSiC. Die SiC-Kaskode bietet das Schaltverhalten eines selbstsperrenden MOSFETs mit den positiven elektrischen Eigenschaften eines Siliziumcarbid-Transistors. Derartige Halbleiterschalter können vorteilhaft für Sperrspannungen bis zu 750 V ausgelegt sein. In einer vorteilhaften Ausführungsform können jeweils zwei korrespondierende Halbleiterschalter T1 & T4 bzw. T2 & T3 der beiden Halbbrücken H1, H2 gleichzeitig geschaltet werden, insbesondere mit einer identischen Einschaltverzögerung gleichzeitig geschaltet werden. Die Einschaltverzögerung dient dazu, die Spannung an den Umschwingkondensatoren umschwingen zu lassen. Dabei kann eine symmetrische Modulation der Ansteuersignale der Halbleiterschalter T1 & T4 bzw. T2 & T3 erreicht werden.
In einer hierzu weitergehenden Ausführungsform ist es möglich, dass die Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 zur steuerbaren Symmetrierung der Mittelspannung U_ZK+, U_ZK- des Zwischenkreises mit unterschiedlichen Ausschaltverzögerungen schaltbar sind, sodass Uzk+ und Uzk- um ZM symmetrierbar sind. Darauf aufbauend kann durch die symmetrische Modulation von H1 und H2 eine steuerbare Symmetrierung der Ausgangsspannung U_out an den beiden Ausgangspotentialabgriffen DC+, DC- gegenüber ZM und dadurch gegenüber Erde erreicht werden. Hierdurch ist es möglich die Symmetrierung der Ausgangsspannung U_out zu erreichen. So können Unsymmetrien in den Bauteilparametern wie z.B. unterschiedliche Schaltgeschwindigkeiten kompensiert werden.
In einer vorteilhaften Ausführungsform können die Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 zur Erzeugung eines Speicherdrosselstroms bzw. Speichertransformatorstroms mit einer Rippleamplitude größer als ein Mittelwert des DC-Stroms schaltbar sein, so dass der Drosselstrom zwischen zwei Schaltvorgängen jeweils einen Nulldurchgang aufweist. So kann ein ZVS-Einschalten stets sichergestellt werden. Die Ripplestromamplitude ist dabei höher als der Mittelwert des Drosselstroms, somit hat ein Drosselstrom zwischen zwei Schaltvorgängen stets einen Nulldurchgang erfahren, was Voraussetzung für ein ZVS-Einschalten ist. Insbesondere kann durch eine Stromregelung, beispielsweise einen Hysterese-Stromregler, der die Schaltung der Halbleiterschalter steuert, ein Maximal- und ein Minimalwert des Drosselstroms derart gesteuert werden, so dass jeweilige Halbleiterschalter ausgeschaltet werden, wenn der Maximalwert bzw. Minimalwert erreicht wird. Ziel dabei ist es, jeweils genug Energie in der Speicherdrossel zu speichern, um die Umschwingkondensatoren umzuladen, hieraus ergibt sich dann die angestrebte Regelung des Mittelwerts des Drosselstroms.
Somit können die Halbleiterschalterpaare T1 und T4 bzw. T2 und T3 entweder mit identischen oder mit voneinander verschiedenen Einschaltzeiten geschaltet werden, wobei Einschaltverluste vernachlässigbar sind. In einer vorteilhaften Ausführungsform können die Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 im Zusammenspiel mit dem Umschwingkondensator C_zvs, C_zvs+, C_zvs-, C_zvs++, C_zvs+-, C_zvs-+, C_zvs-- ZVS-schaltbar (Zero Voltage Switching) sein, insbesondere spannungslos, nahezu verlustfrei einschaltbar, sowie mit begrenzter Spannungsanstiegsgeschwindigkeit verlustarm ausschaltbar sein. Ein verlustarmes Ausschalten kann sich dabei durch eine Begrenzung der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit ergeben, wobei die Halbleiterschalter, insbesondere Schalttransistoren schneller ausschalten, als sich eine Spannung aufbauen kann. Durch Umsetzen des ZVS-Schaltprinzips werden der Wirkungsgrad deutlich erhöht, thermische Abwärme des DC/DC-Wandlers minimiert und die Lebensdauer stark verlängert, sodass sowohl Energiekosten minimiert als auch die Lebenseinsatzdauer des DC/DC-Wandlers deutlich erhöht werden können.
In einer vorteilhaften Ausführungsform kann zumindest ein Umschwingkondensator C_zvs+, C_zvs- pro Halbbrücke H1, H2 zugeordnet sein, bevorzugt jeweils ein Umschwingkondensator C_zvs++, C_zvs+-, C_zvs-+, C_zvs-- pro Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 parallel geschaltet sein. Somit ist jedem Halbleiterschalter ein Umschwingkondensator zugeordnet, so dass eine Schaltüberspannung beim Ausschalten minimiert wird. Der Umschwingkondensator ist insbesondere für ein Ausschalten relevant. Durch zusätzliche Umschwingkondensatoren an den Halbbrückenausgängen bzw. parallel zu den Halbleiterschaltern T1, T2, T3, T4 kann ein verlustarmes Ausschalten erreicht werden. Durch eine leicht abweichende Ausschaltverzögerung kann gleichwohl eine Symmetrierung der Mittelspannung U_zk+, U_zk erreicht werden. Alternativ kann bereits durch einen einzigen Kondensator C_zvs zwischen den beiden Halbbrückenausgängen M1, M2 bereits ein weiches Schalten erreicht werden. Selbst bei Verzicht auf einen Umschwingkondensator können die Schaltverluste beim ZVS-Schalten kleiner ausfallen als bei einem harten Schalten, da die Drain/Source-Kapazität der Halbleiter als Umschwingkondensator verwendet werden kann. In einer vorteilhaften Ausführungsform kann ein Stromregler Coni zur Erfassung zumindest eines Drosselstroms ILS zumindest einer Speicherdrossel L_S+, L_S- umfasst sein, insbesondere zur Erfassung aller Drosselströme I_LS+, I_LS- der beiden Speicherdrosseln L_S+, L_S. Der Stromregler Coni kann eingerichtet sein, auf Basis des erfassten Drosselstroms I_LS Schaltsignale ST1, ST2, ST3, ST4 der Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 insbesondere zur Regelung eines Maximal- und eines Minimalwertes des Drosselstroms I_LS zu erzeugen. Durch eine Regelung des Maximalwertes und des Minimalwertes des bzw. der Drosselströme wird eine Ripplestromregelung erreicht, wodurch zusätzlich der Mittelwert des Drosselstroms einstellbar ist. In der Regel sind die Schaltsignale ST1 & ST4 sowie ST2 & ST3 synchron zueinander, wodurch eine Gleichtaktspannung am Ausgang unter Berücksichtigung der ZVS-Anforderungen an die Schaltvorgänge vermieden werden kann. Die Einschaltverzögerung dient dazu, die Spannung an den Umschwingkondensatoren, d.h. den ZVS-Kondensatoren umschwingen zu lassen. Der Stromregler arbeitet somit als Hystereseregler zur Bestimmung der Einschaltverzögerung. Durch eine leichte Variation einer Ausschaltverzögerung der einzelnen Schaltsignale kann zudem eine aktive Symmetrierung der Mittelspannung U_zk+, U_zk- erreicht werden. Die Generierung der Schaltsignale kann auf Basis des Drosselstroms I_LS zumindest einer, bevorzugt beider Speicherdrosseln L_S+, L_S- erfolgen, sodass eine geregelte Bereitstellung der Ausgangsspannung U_out ermöglicht werden kann. Eine Überschreitung eines Maximalwertes bzw. Unterschreiten eines Minimalwertes eines Drosselstroms kann durch den bevorzugt als Hystereseregler ausgeführten Stromregler das Ausschalten bzw. Einschalten entsprechender Halbleiterschalter bewirken. Dessen Schalthysterese wird somit durch einen Maximal- und Minimalwert des Drosselstroms, die zumindest einen Nulldurchgang des Drosselstroms je Schaltperiode sicherstellen sollten, definiert.
Vorteilhaft kann der Stromregler Coni alle Drosselströme I_LS+, I_LS- der Speicherdrosseln Ls+, Ls- separat erfassen, wodurch die Schaltimpulse ST1, ST2, ST3, ST4 in Abhängigkeit der Drosselströme ILS+, ILS- einstellbar sind. Daneben kann vorteilhaft, durch eine Stromdifferenzbildung der Drosselströme ILS+ - ILS- zumindest bei Überschreitung eines vorbestimmbaren Stromdifferenzbetrages ein Differenzstromfehler, insbesondere ein Stromversorgungsfehler, z.B. ein Leckstrom, erkannt werden, wonach beispielsweise der Stromregler Coni oder eine übergeordnete Steuereinheit Schaltimpulse unterbinden und somit den Gleichspannungswandler 20 abschalten kann. Alternativ oder ergänzend können andere Abschalteinrichtungen, insbesondere Schütze, zum Abschalten genutzt werden, wenn durch eine Stromdifferenzbildung der Drosselströme ILS+ - ILS- zumindest bei Überschreitung eines vorbestimmbaren Stromdifferenzbetrages ein Differenzstromfehler, insbesondere ein Leckstrom, erkannt wird.
In der Regel können die Speicherdrossel Ls+, L s- separat und baulich getrennt ausgeführt sein, und magnetisch nicht verkoppelt sein. Bevorzugt sind dabei die Speicherdrosselen L_S+, L_S- mit gleicher Induktivität ausgeführt. Durch eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung kann der Speichertransformator T_S zwei symmetrische Wicklungen der beiden Speicherdrosseln L_S+, L_S- mit gleicher Windungszahl auf einem gemeinsamen Magnetkern umfassen. Dabei kann bei Hochleistungsanwendungen bevorzugt der Speichertransformator T_S eine Gesamtinduktivität von 20 µH oder weniger und/oder eine Gesamtwindungszahl mit neun Windungen oder weniger aufweisen. Bei einer Anwendung mit geringer Leistungsanforderung, beispielsweise einer Ladestation mit geringer Leistung kleiner 10 kW können auch höhere Gesamtinduktivitäten >20 µH und größere Windungszahlen eingesetzt werden.
Bei einem großen Ripplestrom, der zumindest Nulldurchgänge im Drosselstrom erzeugt, kann der Speichertransformator T_S eine geringe Induktivität und wenige Windungen aufweisen. Dadurch treten geringe Kupferverluste und vernachlässigbare parasitäre Windungskapazitäten auf. Geringe Windungskapazitäten sind wiederum günstig in Bezug auf das EMV-Verhalten, insbesondere können unerwünschte kapazitive Ableitströme in den Ausgängen vermieden werden und ein ausgangsseitiger Gleichtaktfilter kann entfallen oder einfach ausgestaltet sein. Bei einer herkömmlichen Auslegung des Speichertransformators T_S auf einen Ripplestromeffektivwert von zehn Prozent des DC-Stroms würde man hingegen eine praktisch neunfache Gesamtinduktivität bis zu 180 µH, d.h. bis zu 90 µH pro Speicherdrossel L_S+, L_S-, und eine dreifache Windungszahl bis zu 27 Windungen oder mehr benötigen.
Bei angenommen unveränderten Wickelfensterquerschnitten mit gleichem Füllfaktor wäre der Kupferwiderstand um den Faktor neun höher. Dies zeigt, dass bei der Auslegung auf einen hohen Ripplestrom mit Nulldurchgängen trotz des ca. 30 % höheren Drosselstromeffektivwerts die Kupferverluste in der Drossel massiv gesenkt werden können, wobei diese Einsparungen in der Realität nicht ganz so dramatisch ausfallen, da der Einfluss eines Skineffektes bei hohen Schaltfrequenzen nicht berücksichtigt ist, der bei einem hohen Ripplestrom nicht zu vernachlässigen ist. Jedenfalls sind die Kernverluste deutlich geringer als die Kupferverluste und diese können bei einfach ausgeführten Speicherdrosselkonfigurationen deutlich herabgesetzt werden. Insbesondere können bei gestapelten Ferritkernen die erforderlichen Innenquerschnitte durch den für die Wicklung benötigten Kupferquerschnitt bestimmt werden.
Im Vergleich zum hartschaltenden Betrieb der aus dem Stand der Technik bekannten DC/DC-Wandler gestaltet sich ein höherer Ripplestrom für die die Zwischenkreiskondensatoren C_ZK oder Ausgangskondensatoren, insbesondere Cs, unproblematisch, da verlustarme Folienkondensatoren eingesetzt werden können. Für die Umschwingkondensatoren C_zvs können vorzugsweise verlustarme Keramikkondensatoren in SMD-Ausführung eingesetzt werden. Die Ripplestrombelastung des Zwischenkreises ist nur geringfügig höher als im hartschaltenden Betrieb.
Sowohl der Maximal- und Minimalwert des Drosselstroms, und somit der Drosselstrommittelwert als auch die Ripplestromamplitude können durch den Stromregler Con_I geregelt werden, insbesondere derart, dass die Halbleiterschalter derart geschaltet werden, dass sich Nulldurchgänge im Drosselstrom einstellen. Der Mittelwert des Drosselstroms I_LS bestimmt den Wirk-Energie-Transfer und die Energieflussrichtung. Die Ripplestromamplitude bestimmt die für das ZVS-Schalten im DC/DC-Wandler zirkulierende Blindenergie, wobei so viel Energie in der Drosselspule gespeichert bleibt, dass die Umschwingkondensatoren umgeladen werden können.
In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung kann zwischen dem Speicherkondensator C_s und dem ausgangsseitigen Ausgangspotentialabgriffs DC+, DC- eine Filterstufe FIS nachgeschaltet sein. Insbesondere kann diese Filterstufe FIS zumindest eine stromkompensierte Drossel L_IS und eine Kondensatorbrücke HC mit zwei in Reihe geschalteten Mittelspannungs-Filterkondensatoren C_IS+, C_IS- umfassen, die hochfrequente Spannungsanteile der Ausgangsspannung U_out herausfiltern können. Bevorzugt kann am Mittelabgriff der Kondensatorbrücke HC ein Erdungs-Filterkondensator C_ISG mit einem Erdpotential verbunden sein, um wiederum eine hochfrequente Erdung des DC-Ausgangs zu erreichen. Gleichwohl kann jeweils ein Filterkondensator zwischen DC+ bzw. DC- und Erde geschaltet sein, und ein weiterer Filterkondensator zwischen DC+ und DC- geschaltet sein. Gleichwohl kann auch ein abweichendes Filterkondensatornetzwerk eingesetzt werden.
In einer vorteilhaften Ausführungsform kann die Zwischenkreisspannung U_ZK 950 V oder höher sein, um einen Bereich der Ausgangsspannung U_out von zumindest zwischen 200 V bis 920 V einzustellen.
In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung kann jeder Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 eine Parallelschaltung von zwei oder mehreren Schalttransistoren umfassen. Durch diese Parallelschaltung können der Halbleiterwirkungsgrad in gewissen Grenzen erhöht, sowie höhere Ausgangsleistungen zur Verfügung gestellt werden. Die Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 weisen aufgrund des ZVS-Schaltverhaltens lediglich Durchlassverluste und keine Einschaltverluste sowie geringe Ausschaltverluste auf, wobei weiterhin die Durchlassverluste durch ein Parallelschalten von Halbleitern weiterhin minimiert und die Effizienz gesteigert werden kann.
Gemäß einem zweiten Aspekt wird ein Verfahren zum Betreiben einer Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation koppelbaren mehrphasigen Netzes vorgeschlagen, wobei die Ladestation einen mit einer Anzahl von Phasen des mehrphasigen Netzes koppelbaren AC/DC-Wandler und einen dem AC/DC-Wandler nachgeschalteten Zwischenkreis aufweist. Das Verfahren umfasst:

Umwandeln einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung Uzk in eine Ausgangsspannung Uout oder umgekehrt mittel eines dem Zwischenkreis nachgeschalteten bidirektionalen DC/DC-Wandlers umfassend eine Reihenschaltung zweier Halbbrücken H1, H2 mit vier Halbleiterschaltern, wobei jede Halbbrücke H1, H2 zwischen einer eingangsseitigen Zwischenkreis-Potentialschiene ZK+, ZK- mit Zwischenkreisspannung Uzk und einer Mittelpotentialschiene ZM mit symmetrischer, insbesondere erdsymmetrischer, Mittelspannung UZK+, UZKgeschaltet ist, und wobei jeder Mittelabgriff M1, M2 der Halbbrücke H1, H2 mit einer Speicherdrossel Ls+, Ls- und einem Speicherkondensator CS zusammenwirkt, so dass zwei bidirektionale Synchronwandler in Reihe geschaltet sind, wobei am Mittelabgriff M1, M2 jeder Halbbrücke H1, H2 zumindest ein Umschwingkondensator CZVS, CZVS+, CZVS-, CZVS++, CZVS+-, CZVS-+, CZVS-angeschlossen ist.

Dieses Verfahren weist die gleichen Vorteile auf, die zu der Ladestation gemäß dem ersten Aspekt erläutert sind. Die für die vorgeschlagene Ladestation beschriebenen Ausführungsformen gelten für das vorgeschlagene Verfahren entsprechend. Weiterhin gelten die Definitionen und Erläuterungen zu der Ladestation auch für das vorgeschlagene Verfahren entsprechend.
„Ein“ ist vorliegend nicht zwingend als beschränkend auf genau ein Element zu verstehen. Vielmehr können auch mehrere Elemente, wie beispielsweise zwei, drei oder mehr, vorgesehen sein. Auch jedes andere hier verwendete Zählwort ist nicht dahingehend zu verstehen, dass eine Beschränkung auf genau die genannte Anzahl von Elementen gegeben ist. Vielmehr sind zahlenmäßige Abweichungen nach oben und nach unten möglich, soweit nichts Gegenteiliges angegeben ist.
Weitere mögliche Implementierungen der Erfindung umfassen auch nicht explizit genannte Kombinationen von zuvor oder im Folgenden bezüglich der Ausführungsbeispiele beschriebenen Merkmale oder Ausführungsformen. Dabei wird der Fachmann auch Einzelaspekte als Verbesserungen oder Ergänzungen zu der jeweiligen Grundform der Erfindung hinzufügen.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Aspekte der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche sowie der im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiele der Erfindung. Im Weiteren wird die Erfindung anhand von bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beigelegten Figuren näher erläutert.

1 zeigt schematisch eine Anordnung mit einer ersten Ausführungsform einer Ladestation und einem Elektrofahrzeug;
2 zeigt ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges;
3 die Grundkonfiguration eines ZVS-Schaltkonzeptes einer Halbbrücke;
4a, 4b ein erstes und zweites Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers;
5a, 5b weitere Ausführungsbeispiele von DC/DC-Wandlern;
6 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers; und
7 zeigt ein schematisches Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Betreiben einer Ladestation zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers eines Elektrofahrzeuges.

In den Figuren sind gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit denselben Bezugszeichen versehen worden, sofern nichts anderes angegeben ist.
1 zeigt schematisch eine Anordnung mit einer ersten Ausführungsform einer Ladestation 1 und einem elektrischen Energiespeicher 2 eines Elektrofahrzeuges 3.
In dem Beispiel der 1 ist ein mehrphasiges Teilnehmernetz 4 mittels eines Netzanschlusspunktes 6 an ein mehrphasiges Energieversorgungsnetz 7 angeschlossen. Das mehrphasige Teilnehmernetz 4 hat insbesondere eine Anzahl von Phasen, beispielsweise L1, L2 und L3, sowie einen Neutralleiter N. Es handelt sich in diesem Beispiel ohne Beschränkung der Allgemeinheit jeweils um dreiphasige Stromnetze. Das Elektrofahrzeug 2 ist mittels eines Ladekabels 5, das mit einer Anschlussbuchse (nicht gezeigt) der Ladestation 1 verbunden ist, mit der Ladestation 1 gekoppelt.
Die Ladestation 1 kann eine Anzahl elektrischer und/oder elektronischer Komponenten aufweisen (nicht dargestellt in 1, siehe zum Beispiel in 2) und ist zum Laden und/oder Entladen des Energiespeichers 2 des Elektrofahrzeuges 3 mit elektrischer Energie mittels des mit der Ladestation 1 gekoppelten mehrphasigen Teilnehmernetzes 4 eingerichtet.
Außerdem umfasst die Ladestation 1 vorzugsweise ein Kommunikationsmodul (nicht gezeigt). Das Kommunikationsmodul ist dazu eingerichtet, einen Ladeplan mit einer Ladeelektronik des mit der Ladestation 1 gekoppelten Energiespeichers 2 auszuhandeln.
Das Aushandeln erfolgt beispielsweise wie in der ISO 15118 beschrieben. Beispielsweise fragt die Ladeelektronik des Energiespeichers 2 eine bestimmte Ladeleistung über das Kommunikationsmodul bei der Ladestation 1 an und die Ladestation 1 ermittelt, ob die angefragte Ladeleistung bereitstellbar ist. Hierbei werden insbesondere ein aktueller Zustand des Teilnehmernetzes 4 und/oder des Energieversorgungsnetzes 7 berücksichtigt. Wenn die angefragte Ladeleistung nicht bereitstellbar ist, kann die Ladestation 1 über das Kommunikationsmodul einen „Gegenvorschlag“ machen, welcher von der Ladeelektronik des Energiespeichers 2 angenommen werden kann oder aber die Ladeelektronik stellt erneut eine eigene Anfrage. Auf diese Weise kommunizieren die Ladestation 1 und die Ladeelektronik des Energiespeichers 2, bis der Ladeplan ausgehandelt ist. Das Aushandeln des Ladeplans kann Teil des Kopplungsvorgangs sein, wenn ein Energiespeicher 2 neu mit der Ladestation 1 verbunden wird.
2 zeigt ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Ladestation 1 zum Laden und Entladen eines Energiespeichers 2 eines Elektrofahrzeuges 3. Die zweite Ausführungsform der 2 umfasst alle Merkmale der ersten Ausführungsform nach 1.
Die Ladestation 1 der 2 hat drei Anschlussklemme 101, 102, 103 für die drei Phasen L1, L2, L3 des mehrphasigen Netzes 4. Insbesondere hat die Ladestation 1 auch eine weitere Anschlussklemme (nicht gezeigt) für den Neutralleiter N.
Gemäß der 2 ist eine EMV-Filtervorrichtung 200 den Anschlussklemmen 101, 102, 103 nachgeschaltet. Des Weiteren umfasst die Ladestation 1 der 2 eine der EMV-Filtervorrichtung 200 nachgeschaltete LCL-Filtervorrichtung 300, einen AC/DC-Wandler 400, einen Zwischenkreis 500, einen bidirektionalen DC/DC-Wandler 600 sowie einen Ausgangszwischenkreis 700, an dem ein negativer Ausgangspotenzialabgriff 701 und ein positiver Ausgangspotenzialabgriff 702 angeschlossen sind.
Weiter zeigt die 3 die Grundkonfiguration eines ZVS-Schaltkonzeptes einer Halbbrücke und die 4 bis 6 zeigen verschiedene Ausführungsbeispiele für den in 2 gezeigten bidirektionalen DC/DC-Wandler 600.
Mit anderen Worten kann der bidirektionale DC/DC-Wandler 600 der 2 durch den DC/DC-Wandler 10 der 4a, durch den DC/DC-Wandler 20 der 4b, durch den DC/DC-Wandler 30 der 5a, durch den DC/DC-Wandler 40 der 5b oder durch den DC/DC-Wandler 50 der 6 ausgebildet sein.
Wie oben ausgeführt, zeigt die 3 eine Konfiguration 14 eines Zero Voltage Switching Konzepts einer Halbbrücke, umfassend zwei Halbleiterschalter T1, T2. Die ZVS-Schalttopologie 14 der 3 stellt einen Teil der in 4 dargestellten ersten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers 10 dar. Dabei kann die in der Drossel zum Ausschaltzeitpunkt des einen Halbleiterschalters gespeicherte Energie den Umschwingkondensator auf das jeweils andere Zwischenkreispotential umladen, so dass der andere Halbleiterschalter spannungslos und verlustfrei einschalten kann. Somit kann praktisch spannungslos und verlustarm eingeschaltet werden, und mit reduziertem Spannungsanstieg ausgeschaltet wird. Gerade bei Stromversorgungen oder Ladestationen im Bereich der Elektromobilität spielt der Wirkungsgrad eines DC/DC-Spannungswandlers eine entscheidende Rolle. Durch ein ZVS-Schalten der Halbleiterschalter können praktisch die Einschaltverluste zu Null gesetzt werden, und eine unerwünschte thermische Erwärmung kann minimiert werden.
Die 4a zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel 10 eines bidirektionalen DC/DC-Wandlers, der eine Eingangsspannung U_ZK eines symmetrischen Zwischenkreises ZK mit den beiden Zwischenkreis-Mittelspannungen U_ZK+, U_ZK- und einer Zwischenkreis-Mittelpotentialschiene ZM in eine Ausgangsspannung U_out an den Ausgangspotentialabgriffen DC+, DC- wandelt. Hierzu ist zwischen den Zwischenkreis-Potentialschienen ZK+, ZK- und der Mittelpotentialschiene ZM jeweils eine Halbbrücke H1 bzw. H2 geschaltet. Jede Halbbrücke umfasst zwei Halbleiterschalter, die Halbbrücke H1 die Halbleiterschalter T1 und T2, und die Halbbrücke H2 die Halbleiterschalter T3 und T4.
Zwischen der Zwischenkreis-Potentialschiene ZK+ bzw. ZK- und der Mittelpotentialschiene ZM sind zwei Stabilisierungskondensatoren C_ZK+ bzw. C_ZK- zur Mittelpotentialstabilisierung und zur Stützung der Zwischenkreisspannung U_ZK geschaltet. An den jeweiligen Mittelabgriffen M1, M2 der Halbbrücken H1 bzw. H2 sind zwei symmetrische Speicherdrosseln L_S+ und L_S- angeschlossen, die als Speichertransformator T_S magnetisch über ein Magnetkern miteinander gekoppelt sind. Alternativ können auch zwei einzelne, magnetisch nicht gekoppelte Drosseln verwendet werden. Am Eingang des Speichertransformators T_S sind zwei Umschwingkondensatoren C_ZVS+ bzw. C_ZVS- gegenüber der Mittelpotentialschiene ZM geschaltet, um ein ZVS-Schalten bzw. weiches Schalten der Halbleiterschalter der Dreipunkt-Brücke mit den beiden Halbbrücken H1 & H2 zu ermöglichen. Am Ausgang des Transformators T_S ist ein Speicherkondensator Cs parallel geschaltet und stabilisiert die Ausgangsspannung U_out an die beiden Ausgangspotentialabgriffe DC+ und DC-. Durch die Kombination der beiden Speicherdrosseln L_S+, L_S- in einem Speichertransformator T_S als Speicherdrossel mit geteilter Wicklung und der Schaltung von Umschwingkondensatoren Czvs an den Mittelabgriffen M1, M2 der beiden Halbbrücken H1, H2 wird eine erhebliche Verbesserung des Wirkungsgrades und eine geringere Störaussendung ermöglicht, wobei hohe Leistungen über 20 kW übertragen werden können.
Der Strom durch eine Speicherdrossel L_S+ und/oder L_S- wird als Drosselstrom I_LS von einem Stromregler Coni erfasst. Auf Basis des Drosselstroms I_LS, der einen Ripplestrom mit einer Amplitude höher als ein Mittelwert des Drosselstroms zur Erzeugung von Nulldurchgängen aufweist, erfolgt eine Steuerung des Tastgrades der Halbleiterschalter T1, T2, T3 und T4. Hierzu erzeugt der Stromregler Coni vier Schaltimpulse ST1, ST2, ST3, ST4 als Gate-Spannung der Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4. Diese sind so eingestellt, dass jeweilige Halbleiterschalter ausgeschaltet werden, wenn ein Maximal- bzw. Minimalwert erreicht ist, wobei ausreichend Energie in der Speicherdrossel gespeichert ist, um ein Umladen der Umschwingkondensatoren zu ermöglichen.
In der Regel werden jeweils zwei Halbleiterschalter T1 & T4 sowie T2 & T3 gleichzeitig geschaltet, wobei die Halbleiterschalter T1 & T4 im Gegentakt zu T2 & T3 geschaltet werden, um Kurzschlüsse zu vermeiden. Dabei werden identische Einschaltverzögerungen angenommen. Die Einschaltverzögerung dient dazu, die Spannung an den Umschwingkondensatoren umschwingen zu lassen. Durch leicht unterschiedliche Ausschaltverzögerungen kann daneben eine aktive Symmetrierung der Ausgangsspannung Uout erfolgen, insbesondere um einen erdsymmetrischen Ausgang U_out zu gewährleisten. In der Regel ist im Stromreglern Coni die Stromregelung als Softwareverfahren hinterlegt. Um ein sehr schnelles Reglerverhalten zu erreichen, kann der Stromregelung Coni zumindest teilweise, insbesondere vollständig in Hardware ausgebildet sein. Der Stromregler Con_I kann weiterhin eine I/O-Schnittstelle P-I/O zu einer übergeordneten Prozessorsteuerung, beispielsweise einer Ladeelektronik für einen elektrochemischen Speicher aufweisen.
Ein zweites Ausführungsbeispiel 20 ist in 4b dargestellt, dass im Wesentlichen dem Gleichspannungswandler 10 der 4a gleicht. Abweichend davon sind die beiden Speicherdrosseln L_S+, L_S- mit gleicher Induktivität und magnetisch unabhängig und baulich getrennt voneinander angeordnet, und nicht in einem Speichertransformator T_S zusammengeführt. Zudem erfasst der Stromregler Con_I beide Drosselströme I_LS+, I_LS- der Speicherdrosseln L_S+, L_S- separat. Sofern ein Differenzstrom ungleich Null auftritt, kann der Gleichspannungswandler 20 abgeschaltet werden.
In den 5a, 5b sind zwei weitere Ausführungsbeispiele 30, 40 von erfindungsgemäßen DC/DC-Wandlern dargestellt, die im Wesentlichen der Konfiguration der 4 entsprechen. Abweichend zur 4 ist in 5a der Gleichspannungswandler 30 an den Mittelabgriffen M1, M2 der beiden Halbbrücken H1, H2 mit einem gemeinsamen Umschwingkondensator Czvs verbunden. Analog wie im Ausführungsbeispiel des Gleichspannungswandlers 20 erfolgt eine Erfassung beider Drosselströme ILS+, ILS- durch den Stromregler Coni, so dass das hierzu gesagte auch für diesen gilt. Es kann allerdings auch genügen, nur einen der beiden Drosselströme I_LS+ oder I_LS- zur Regelung des Ripplestroms zu erfassen. In der 5b ist jedem Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 des Gleichspannungswandlers 40 ein Umschwingkondensator C_ZVS++, C_ZVS+-, C_ZVS-+, C_ZVS-- parallel geschaltet. Eine Erfassung des Drosselstroms erfolgt analog zur Ausführungsform des Gleichspannungswandlers 10.
Durch die unterschiedlichen Konfigurationen des Umschwingkondensators C_ZVS werden wahlweise die Zahl der Bauteile oder die Schaltüberspannungen minimiert.
Schließlich zeigt die 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel 50 eines DC/DC-Wandlers, das ebenfalls im Wesentlichen der Ausführungsform 10 der 4 entspricht. Analog wie im Ausführungsbeispiel des Gleichspannungswandlers 20 und 30 erfolgt entweder eine Erfassung eines der beiden oder beider Drosselströme ILS+, ILS- durch den Stromregler Coni, so dass das hierzu gesagte auch hier gilt. Am Speicherkondensator Cs ist vor dem Ausgangspotentialabgriff DC+, DCeine Filterstufe FIS zwischengeschaltet. Die Filterstufe FIS umfasst eine stromkompensierte Drossel L_IS. Den Ausgangspotentialabgriffen DC+, DC- parallel geschaltet ist eine Halbbrücke aus zwei Mittelspannungs-Filterkondensatoren C_IS+,C_IS-, die als Kondensatorbrücke HC bezeichnet wird. Am Mittelabgriff der Kondensatorbrücke HC ist ein weiterer Erdungs-Filterkondensator C_ISG gegenüber Erde geschaltet, um die Ableitung von Gleichtaktströmen zu ermöglichen. Die Filterstufe FIS ermöglicht eine Funkentstörung und eine Verbesserung der EMV-Robustheit des DC/DC-Wandlers 50. Es gibt mehrere Möglichkeiten dieses Filter aufzubauen, so können auch ein Kondensator Cis und zwei Kondensatoren C_ISG vorgesehen sein, wobei jeweils ein Kondensator C_ISG von DC+ nach Erde und/oder von DC- nach Erde geschaltet ist.
Ferner zeigt die 7 ein schematisches Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Betreiben einer Ladestation 1 zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers 2 eines Elektrofahrzeuges 3 mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation 1 koppelbaren mehrphasigen Netzes 4. Die Ladestation 1 ist beispielsweise wie in den vorstehenden Figuren erläutert ausgebildet.
In Schritt S1 wird die Ladestation 1 mit dem mehrphasigen Netz 4 und mit dem Energiespeicher 2 des Elektrofahrzeuges 3 gekoppelt.
In Schritt S2 wird eine eingangsseitige Zwischenkreisspannung Uzk in eine Ausgangsspannung (Uout) oder umgekehrt mittel eines dem Zwischenkreis 500 nachgeschalteten bidirektionalen DC/DC-Wandlers 600, 10, 20, 30, 40, 50 umgewandelt.
Obwohl die vorliegende Erfindung anhand von Ausführungsformen beschrieben wurde, ist sie vielfältig modifizierbar.
Bezugszeichenliste

1: Ladestation
2: Energiespeicher
3: Elektrofahrzeug
4: mehrphasiges Teilnehmernetz
5: Ladekabel
6: Netzanschlusspunkt
7: mehrphasiges Energieversorgungsnetz
10: Bidirektionaler DC/DC-Wandler
12: Bidirektionaler Synchronwandler
14: ZVS-Schalttopologie
20: Bidirektionaler DC/DC-Wandler
30: Bidirektionaler DC/DC-Wandler
40: Bidirektionaler DC/DC-Wandler
50: Bidirektionaler DC/DC-Wandler
101: Anschlussklemme
102: Anschlussklemme
103: Anschlussklemme
200: EMV-Filtervorrichtung
300: LCL-Filtervorrichtung
400: AC/DC-Wandler
500: Zwischenkreis
600: DC/DC-Wandler
700: Ausgangszwischenkreis
701: Ausgangspotentialabgriff
702: Ausgangspotentialabgriff
UZK: Zwischenkreisspannung
UZK+, UZK-: Zwischenkreis-Mittelspannung
Uout: Ausgangspannung
ZK+, ZK-: Zwischenkreis-Potentialschiene
ZM: Zwischenkreis-Mittelpotentialschiene
H1, H2: Halbbrücke
M1, M2: Mittelabgriff der Halbbrücke
T1, T2, T3, T4: Halbleiterschalter
ST1, ST2, ST3, ST4: Schaltsignal
CZK+, CZK-: Zwischenkreiskondensator
CZVS: Umschwingkondensator
CZVS+, CZVS-: Mittelspannungs-Umschwingkondensator
CZVS++, CZVS+-, CZVS-+, CZVS--: Schalterbezogene Umschwingkondensator
Cs: Speicherkondensator
Ls: Speicherdrossel
Ls+, Ls+: Symmetrische Speicherdrossel
Ts: Speichertransformator
DC+, DC-: Ausgangspotentialabgriff
Con: Stromregler
FIS: Filterstufe
ILS: Drosselstrom
HC: Kondensatorbrücke
CIS+,CIS-: Mittelspannungs-Filterkondensator
CISG: Erdungs-Filterkondensator
LIS: Stromkompensierte Drossel
P-I/O: I/O-Schnittstelle zur Prozessorsteuerung
L1: Phase
L2: Phase
L3: Phase
N: Neutralleiter
S1, S2: Verfahrensschritte

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

EP 2882607 B1 [0002]
DE 102018206388 A1 [0007]
EP 3255772 A1 [0008]
WO 2012/116953 A1 [0009]

Claims

Ladestation (1) zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers (2) eines Elektrofahrzeuges (3) mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation (1) koppelbaren mehrphasigen Netzes (4), mit: einem mit einer Anzahl von Phasen (L1, L2, L3) des mehrphasigen Netzes (4) koppelbaren AC/DC-Wandler (400), einem dem AC/DC-Wandler (400) nachgeschalteten Zwischenkreis (500), und einem dem Zwischenkreis (500) nachgeschalteten bidirektionalen DC/DC-Wandler (600, 10, 20, 30, 40, 50) zur Umwandlung einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung (Uzk) in eine Ausgangsspannung (Uout) und umgekehrt, umfassend eine Reihenschaltung zweier Halbbrücken (H1, H2) mit vier Halbleiterschaltern (T1, T2, T3, T4), wobei jede Halbbrücke (H1, H2) zwischen einer eingangsseitigen Zwischenkreis-Potentialschiene (ZK+, ZK-) mit Zwischenkreisspannung (Uzk) und einer Mittelpotentialschiene (ZM) mit symmetrischer, insbesondere erdsymmetrischer, Mittelspannung (UZK+, UZK-) geschaltet ist, und wobei jeder Mittelabgriff (M1, M2) der Halbbrücke (H1, H2) mit einer Speicherdrossel (Ls+, Ls-) und einem Speicherkondensator (CS) zusammenwirkt, so dass zwei bidirektionale Synchronwandler in Reihe geschaltet sind, wobei am Mittelabgriff (M1, M2) jeder Halbbrücke (H1, H2) zumindest ein Umschwingkondensator (CZVS, CZVS+, CZVS-, CZVS++, CZVS+-, CZVS-+, CZVS--) angeschlossen ist.
Ladestation nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Speicherdrosseln (Ls+, Ls-) als Speichertransformator (TS) magnetisch gekoppelt ausgeführt sind.
Ladestation nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Speicherkondensator (CS) zwischen den Ausgangsseiten der beiden Speicherdrosseln (Ls+, Ls-) zur gemeinsamen Nutzung der beiden in Reihe geschalteten bidirektionalen Synchronwandler geschaltet ist.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) als Hochspannungs-MOSFET-Schalttransistoren mit einer niedrigen Sperrspannung kleiner gleich 900 V, insbesondere kleiner oder gleich 750V ausgeführt sind.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter SiC-FETs sind, die einen SiC-JFET mit einem Si-MOSFET in einer Kaskodenschaltung kombinieren.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass jeweils zwei korrespondierende Halbleiterschalter (T1 & T4 sowie T2 & T3) der beiden Halbbrücken (H1, H2) gleichzeitig schaltbar sind, insbesondere mit einer identischen Einschaltverzögerung schaltbar sind.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) zur steuerbaren Symmetrierung der Zwischenkreisspannung (UZK+, UZK-) und/oder der Ausgangsspannung (Uout) mit unterschiedlichen Ausschaltverzögerungen schaltbar sind.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) eine Parallelschaltung von zwei oder mehreren Schalttransistoren umfasst.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) zur Erzeugung eines Rippelstroms mit einer Rippelamplitude größer als ein Mittelwert des Drosselstroms schaltbar sind, so dass der Drosselstrom zwischen zwei Schaltvorgängen jeweils einen Nulldurchgang aufweist.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) in Zusammenspiel mit dem Umschwingkondensator (CZVS, CZVS+, CZVS-, CZVS++, CZVS+-, CZVS-+, CZVS--) ZVS-schaltbar (zero voltage switching) sind, insbesondere spannungslos, nahezu verlustfrei einschaltbar, sowie mit begrenzter Spannungsanstiegsgeschwindigkeit verlustarm ausschaltbar sind.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Umschwingkondensator (CZVS+, CZVS-) pro Halbbrücke (H1, H2) zugeordnet ist, bevorzugt ein Umschwingkondensator (CZVS++, CZVS+-, CZVS-+, CZVS--) pro Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) parallel geschaltet ist.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Stromregler (ConI) zur Erfassung zumindest eines Drosselstroms (ILS, ILS+, ILS-) zumindest einer Speicherdrossel (Ls+, Ls-) umfasst ist, der eingerichtet ist, auf Basis des Drosselstroms (ILS, ILS+, ILS-) Schaltsignale (ST1, ST2, ST3, ST4) der Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4), insbesondere zur Regelung eines Maximal- und eines Minimalwertes des Drosselstroms (ILS, ILS+, ILS-), zu erzeugen.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Speichertransformator (TS) zwei symmetrische Wicklungen der beiden Speicherdrosseln (Ls+, Ls-) mit gleicher Windungszahl auf einem gemeinsamen Magnetkern umfasst, wobei bevorzugt der Speichertransformator (TS) eine Selbstinduktivität von 20µH oder weniger und/oder eine Gesamtwindungszahl mit neun Windungen oder weniger aufweist.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Speicherkondensator (CS) und einem ausgangsseitigen Ausgangspotentialabgriffs (DC+, DC-) eine Filterstufe (FIS) nachgeschaltet ist.
Ladestation nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Filterstufe (FIS) zumindest eine stromkompensierte Drossel (LIS) und eine Kondensatorbrücke (HC) mit zwei in Reihe geschalteten Mittelspannungs-Filterkondensatoren (CIS+, CIS-) umfasst, wobei bevorzugt am Mittelabgriff der Kondensatorbrücke (HC) ein Erdungs-Filterkondensator (CISG) gegenüber einem Erdpotential geschaltet ist, oder jeweils ein ausgangsseitiger Ausgangspotentialabgriff (DC+, DC-) über einen Filterkondensator mit dem Erdpotential verbunden ist, und ein weiterer Filterkondensator zwischen den ausgangsseitigen Ausgangspotentialabgriffen (DC+, DC-) geschaltet ist.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Zwischenkreisspannung (UZK) 950 V oder höher ist, und dass ein Bereich der Ausgangsspannung (Uout) zumindest zwischen 200 V bis 920 V einstellbar ist.
Ladestation nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladestation (1) eine transformatorlose Ladestation ist.
Verfahren zum Betreiben einer Ladestation (1) zum Laden und/oder Entladen eines Energiespeichers (2) eines Elektrofahrzeuges (3) mit elektrischer Energie mittels eines mit der Ladestation (1) koppelbaren mehrphasigen Netzes (4), wobei die Ladestation (1) einen mit einer Anzahl von Phasen (L1, L2, L3) des mehrphasigen Netzes (4) koppelbaren AC/DC-Wandler (400) und einen dem AC/DC-Wandler (400) nachgeschalteten Zwischenkreis (500) aufweist, mit: Umwandeln einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung (Uzk) in eine Ausgangsspannung (Uout) oder umgekehrt mittel eines dem Zwischenkreis (500) nachgeschalteten bidirektionalen DC/DC-Wandlers (600, 10, 20, 30, 40, 50) umfassend eine Reihenschaltung zweier Halbbrücken (H1, H2) mit vier Halbleiterschaltern (T1, T2, T3, T4), wobei jede Halbbrücke (H1, H2) zwischen einer eingangsseitigen Zwischenkreis-Potentialschiene (ZK+, ZK-) mit Zwischenkreisspannung (Uzk) und einer Mittelpotentialschiene (ZM) mit symmetrischer, insbesondere erdsymmetrischer, Mittelspannung (UZK+, UZK-) geschaltet ist, und wobei jeder Mittelabgriff (M1, M2) der Halbbrücke (H1, H2) mit einer Speicherdrossel (Ls+, Ls-) und einem Speicherkondensator (CS) zusammenwirkt, so dass zwei bidirektionale Synchronwandler in Reihe geschaltet sind, wobei am Mittelabgriff (M1, M2) jeder Halbbrücke (H1, H2) zumindest ein Umschwingkondensator (CZVS, CZVS+, CZVS-, CZVS++, CZVS+-, CZVS-+, CZVS--) angeschlossen ist.