DE102021108278A1

DE102021108278A1 - Bidirektionaler DC/DC-Wandler

Info

Publication number: DE102021108278A1
Application number: DE102021108278.1A
Authority: DE
Inventors: Johannes Visosky
Original assignee: Keba Industrial Automation Germany GmbH
Current assignee: Keba Industrial Automation Germany GmbH
Priority date: 2021-03-31
Filing date: 2021-03-31
Publication date: 2022-10-06
Also published as: WO2022207513A1; EP4315578A1

Abstract

Die Erfindung betrifft einen bidirektionalen DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) zur Umwandlung einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung (Uzk) in eine Ausgangsspannung (Uout) und umgekehrt, insbesondere für eine transformatorlose Ladestation oder für einen Energiespeicher zur Zwischenspeicherung von Energie eines Servoantriebes. Der DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) umfasst eine Reihenschaltung zweier Halbbrücken (H1, H2) mit vier Halbleiterschaltern (T1, T2, T3, T4), wobei jede Halbbrücke (H1, H2) zwischen einer eingangsseitigen Zwischenkreis-Potentialschiene (ZK+, ZK-) mit Zwischenkreisspannung (Uzk) und einer Mittelpotentialschiene (ZM) mit symmetrischer, insbesondere erdsymmetrischer, Mittelspannung (UZK+, UZK-) geschaltet ist. Jeder Mittelabgriff (M1, M2) der Halbbrücke (H1, H2) wirkt mit einer Speicherdrossel (Ls+, Ls-) und einem Speicherkondensator (CS) so zusammen, dass zwei bidirektionale Synchronwandler in Reihe geschaltet sind.Es wird vorgeschlagen, dass am Mittelabgriff (M1, M2) jeder Halbbrücke (H1, H2) zumindest ein Umschwingkondensator (CZVS, CZVS+, CZVS-, CZVS++, CZVS+-, CZVS-+, CZVS--) angeschlossen ist.

Description

Die Erfindung betrifft einen bidirektionalen DC/DC-Wandler zur Umwandlung einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung U_zk in eine Ausgangsspannung Uout und umgekehrt, insbesondere für einen Einsatz in einer transformatorlosen Ladestation, oder für einen Energiespeicher zur Zwischenspeicherung von Energie eines Servoantriebes.
STAND DER TECHNIK
Ein DC/DC-Wandler, der auch als Gleichspannungswandler bezeichnet wird, ermöglicht eine eingangsseitige bzw. eine zwischenkreiszugeführte Gleichspannung (DC-Spannung) in eine Ausgangsspannung mit einem höheren oder niedrigeren oder einem invertierten Spannungsniveau am Ausgang Uout umzuwandeln. Die Umsetzung erfolgt mithilfe von Halbleiterschaltern und einem oder mehreren Energiespeichern wie Induktivitäten oder Kapazitäten bzw. Kondensatoren. Derartige Gleichspannungswandler werden auch als Gleichstromsteller bezeichnet.
Der hier betrachtete DC/DC-Wandler arbeitet bidirektional, d.h. ein Energiefluss kann in beide Richtungen vom Eingang zum Ausgang, und/oder vom Ausgang zum Eingang erfolgen. Insbesondere durch Wahl des Tastgrads der Halbleiterschalter kann der Stromfluss sowohl von der Quelle zur Last, als auch von der Last zur Quelle geführt werden. Die Höhe der Ausgangsspannung kann je nach Wahl des Eingangs und des Ausgangs höher oder niedriger sein als die jeweilige Eingangsspannung. Dem hier betrachteten DC/DC-Wandler liegt das Prinzip des Synchronwandlers, der auch als Gleichspannungstransformator bezeichnet wird, zugrunde. Durch ein zyklisches Schalten von Halbleiterschaltern wird Energie in einem Magnetfeld einer Speicherdrossel gespeichert, die zyklisch geladen oder entladen werden kann. Als Halbleiterschalter kommen insbesondere MOSFETs, IGBTs oder andere Hochvolt-Halbleiterschalter zur Anwendung. Prinzipiell kann der betrachtete DC/DC-Wandler als Kombination eines Aufwärts- und eines Abwärtswandlers angesehen werden. Die Höhe der Ausgangsspannung wird über die Einschalt- und Ausschaltzeit des Halbleiterschalters, und somit über den Tastgrad bestimmt.
1 zeigt einen derartigen DC/DC-Wandler aus dem Stand der Technik. Die Spannung eines Zwischenkreises U_zk wird über einen Stabilisierungskondensator, der auch als Zwischenkreiskondensator C_zk bezeichnet wird, stabilisiert. Über eine Transistorhalbbrücke, die zwei Transistoren T1 und T2 umfasst, wird an einem Mittelabgriff über die Speicherdrossel Ls eine Ausgangsspannung Uout über dem Speicherkondensator C_s an den Ausgangspotentialabgriffen DC+ und DC- bereitgestellt. Die beiden Transistoren T1, T2 werden im Gegentakt geschaltet, d.h. wenn Schalter T1 leitet, öffnet Schalter T2 und umgekehrt. In der in 1 dargestellten Topologie arbeitet der DC/DC-Wandler 12 als Abwärtswandler bezüglich der Eingangsspannung U_zk zur verkleinerten Ausgangsspannung Uout. In einem umgekehrten Stromfluss kann eine niedrigere Eingangsspannung Uout durch das Aufwärtswandlersprinzip in eine höhere Ausgangsspannung U_zk bidirektional gewandelt werden. Anwendungsgebiet kann der Betrieb von antriebstechnischen Energiewandlern, insbesondere DC-Ladestationen zum Auf- oder Entladen von elektrischen Energiespeichern, insbesondere Batterien, bidirektional und trafolos, d.h. unter Verzicht eines Wechselspannungstrafos sein, wobei ein hoher Wirkungsgrad erreichbar ist.
Ausgehend von dem in 1 dargestellten Synchronwandler sind aus dem Stand der Technik alternative Topologien, insbesondere Topologien von DC/DC-Wandlern, die eine transformatorische Umsetzung der DC-Spannungen mittels eines zwischengeschalteten Wechselrichters nutzen, bekannt.
So zeigt beispielsweise die DE 10 2018 206 388 A1 einen DC/DC-Wandler, der einen Schwingkreis und einen Transformator umfasst, wobei durch eine Halbbrücke der Transformator mit Wechselstrom versorgt wird, und ein nachgeschalteter Gleichrichter eine ausgangsseitige DC-Spannung bereitstellt. Eine derartige Topologie kann allerdings nicht bidirektional betrieben werden.
Darüber hinaus zeigt die EP 3 255 772 A1 einen DC/DC-Wandler, der mittels einer Wechselrichterbrücke ebenfalls einen Transformator bestromt, wobei über eine Halb- oder eine Vollbrücke, auch eine Mehrstufenbrücke, die sekundärseitige AC-Spannung wieder DC-gewandelt werden kann. Derartige DC/DC-Wandler können zwar bidirektional arbeiten, da sie auf beiden Seiten des Transformators steuerbare Halb- oder Vollbrücken nutzen, allerdings erfolgt der Energiefluss über einen mit Wechselstrom betriebenen Transformator mit entsprechenden Energieverlusten und Bauteilkosten.
Weiterhin zeigt die WO 2012/116953 A1 einen DC/DC-Wandler, der ebenfalls auf einer transformatorischen Kopplung zwischen Eingangs- und Ausgangsseite basiert, und auf der einen Seite eine Wechselrichterbrücke und auf der anderen Seite eine Dreipunkthalbbrücke nutzt, um Energie bidirektional übertragen zu können.
Weiterhin ist bekannt, in einer DC/DC-Wandlung zur Bestimmung des Schaltpunktes der eingesetzten Halbleiterschalter das Prinzip des sogenannten Zero Voltage Switching (ZVS) zu nutzen, um einen hohen Wirkungsgrad zu erreichen, indem resonante Schalttopologien eingesetzt werden. Hierdurch kann erreicht werden, dass die Drain-Source-Spannung vor dem Einschalten des MOSFETs auf null geht, sodass dieser im spannungslosen Zustand einschalten kann. Ein sogenanntes ZVS-Schalten wird auch als weiches Schalten bezeichnet. Mit diesem Zero Voltage Switching Konzept lassen sich Schaltverluste insbesondere beim Einschalten praktisch vollständig beseitigen. Darüber hinaus lassen sich mit einem Umschwingkondensator am Schaltausgang einer Halbleiterbrücke, auch als Snubberkondensator bezeichnet, die Ausschaltverluste deutlich reduzieren.
Die aus dem Stand der Technik bekannten DC/DC-Wandler weisen entweder einen schlechten Wirkungsgrad auf, da ein ZVS-Konzept nicht umgesetzt werden kann, oder sie sind mit hohen Materialkosten belastet, da ein teurer und verlustbehafteter Transformator einzusetzen ist.
Daneben ermöglichen die bekannten Konzepte keine Zurverfügungstellung eines Ausgangpotentials, das erdsymmetrisch einstellbar ist, wobei es wünschenswert ist, das Spannungspotential des Ausgangspotentialabgriffs DC+, DC- gegen Erde zu limitieren oder zu minimieren, insbesondere eine erdsymmetrische Ausgangsspannung bereitzustellen.
Somit ist es Aufgabe der Erfindung, einen DC/DC-Wandler bereitzustellen, der einen hohen Wirkungsgrad aufweist, bidirektional und trafolos eine Gleichspannungswandlung vornimmt, insbesondere für den Betrieb in einer DC-Ladestation, oder als antriebstechnischer Energiewandler, sowie eine symmetrische DC-Ausgangspannung gegenüber der Erde bereitstellt.
Diese Aufgabe wird durch einen bidirektionalen DC/DC-Wandler nach der Lehre des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft einen bidirektionalen DC/DC-Wandler zur Umwandlung einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung U_zk in eine Ausgangsspannung Uout und umgekehrt, insbesondere eine transformatorlose Ladestation eines Energiespeichers, insbesondere eines elektrochemischen Energiespeichers, oder zur Zwischenspeicherung von Energie eines Servoantriebes, oder zur Herabsetzung der Zwischenkreisspannung bei elektrischen Antrieben. Der DC/DC-Wandler umfasst eine Reihenschaltung zweier Halbbrücken H1, H2, mit jeweils zwei Halbleiterschaltern T1, T2 und T3, T4, wobei jede Halbbrücke H1, H2 zwischen einer eingangsseitigen Zwischenspannungspotentialschiene ZK+, ZK- mit Zwischenkreisspannung U_zk und einer Mittelpotentialschiene ZM mit symmetrischer, insbesondere erdsymmetrischer Mittelspannung U_zk+, U_zk- geschaltet ist. Jeder Mittelabgriff M1, M2 der Halbbrücke H1, H2 ist mit einer eigenen Speicherdrossel LS+, LS- und einem, insbesondere gemeinsamen, Speicherkondensator Cs verbunden, sodass zwei bidirektionale Synchronwandler in Reihe geschaltet sind.
Es wird vorgeschlagen, dass am Mittelabgriff M1, M2 jeder Halbbrücke H1, H2 zumindest ein Umschwingkondensator C_zvs angeschlossen ist.
Mit anderen Worten wird ein DC/DC-Wandler vorgeschlagen, der im Prinzip als Reihenschaltung zweier Synchronwandler angesehen werden kann. Zur Realisierung eines ZVS-Konzepts ist am Mittelabgriff jeder Halbbrücke, die jeweils einen Synchronwandler definiert, ein Umschwingkondensator C_zvs, C_zvs+, C_zvs-, C_zvs++, C_zvs+-, C_zvs-+, C_zvs-- angeschlossen.
Die eingangsseitige Zwischenkreisspannung U_zk kann beispielsweise von einem vorgelagerten bidirektionalen Umrichter oder einem unidirektionalen Gleichrichter erdsymmetrisch bereitgestellt werden. Beispielhaft kann die Spannung auch von einem, oder mehreren, in Reihe geschalteten Photovoltaikmodulen mit erdsymmetrischem Ausgang bereitgestellt werden. Mithilfe der in Reihe geschalteten Halbbrücken H1, H2 kann eine erdsymmetrische Ausgangsspannung, mit den beiden Teilspannungen DC+ und DC- bereitgestellt werden. Dies hat Vorteile in Bezug auf die elektrische Sicherheit im Betrieb, und sorgt für eine reduzierte Belastung der Isolation, insbesondere für Ladestationen für Batterien, insbesondere Fahrzeug-Traktionsbatterien, oder für die Ansteuerung von DC-Energiewandlern. So können bei elektrischen Antrieben durch erdsymmetrische Herabsetzung der Zwischenkreisspannungen Motoren für eine niedrigere Isolationsspannung zwischen den Phasen und gegen Erde ausgelegt werden. In einem Fehlerfall, beispielsweise bei Erdschluss, kann der Ausgang zuverlässig abgeschaltet und eine Zerstörung des Leistungsteils verhindert werden, was bei einem vorgelagerten Wechselrichter nicht möglich wäre, da über die Freilaufdioden der Halbleiterschalter weiter Strom fließen würde.
Durch die an den Mittelabgriffen M1, M2 der Halbbrücken H1, H2 angeschlossenen Umschwingkondensatoren C_zvs kann eine Spannungsanstiegsgeschwindigkeit du/dt reduziert und damit das EMV-Verhalten deutlich verbessert werden, da rasche Spannungssprünge vermieden werden. Überspannungen an den Halbleitern können deutlich reduziert werden, da ein weiches Schalten bzw. ein ZVS-Schalten ermöglicht wird. Die zulässige Zwischenkreisspannung U_zk kann auf annähernd das Doppelte der Sperrspannung eines Halbleiters ausgelegt werden, sodass für eine hohe Zwischenkreisspannung U_zk von 900-1000 V oder höher Halbleiterschalter mit Sperrspannungen von 900 V oder weniger, insbesondere kleiner oder gleich 750 V oder weniger eingesetzt werden können. Dies kann beispielsweise durch SiC-Mosfets erreicht werden. Dabei ist auch eine Sperrspannung bis hinab zu 650 V möglich. Dadurch wird es ermöglicht, bei entsprechend hohen Eingangsspannungen U_zk große Ausgangsspannungsbereiche Uout von unter 200 V bis zu 920 V DC abzudecken. Da die zulässige Sperrspannung von Si-MOSFETs stark temperaturabhängig ist, kann mit SiC- Mosfets selbst bei extrem tiefen Temperaturen eine Ausgangsspannung Uout von 920 V zuverlässig bereitgestellt werden.
Durch die Umsetzung des ZVS-Schaltprinzips können Reverse Recovery Effekte vermieden werden, da keine Sperrspannung auf eine leitende Diode aufgeschaltet wird. Durch ein praktisch spannungsloses Einschalten treten keine Reverse Recovery Verluste auf und durch einen abreißenden Diodenstrom resultierende EMV-Probleme können verhindert werden. Hierdurch treten praktisch keine Einschaltverluste mehr auf, wobei auch Ausschaltverluste reduziert werden können. Letztlich wird durch die vorgeschlagene Schalttopologie der Wirkungsgrad deutlich erhöht, sowie das EMV-Verhalten verbessert. Auftretende Spannungen gegenüber Erde können minimiert werden, sowie Schaltüberspannungen begrenzt werden. Insbesondere können Leistungen bis zu 22 kW, insbesondere beim Einsatz als Ladegerät für ein Elektrofahrzeug oder als Zwischenkreis-Spannungswandler für Elektroantriebe bereitgestellt werden. Gegenüber herkömmlichen DC/DC-Wandlern kann ein verminderter Aufwand bezüglich des EMV-Ausgangsfilters und eine hohe Materialersparnis durch einen Verzicht auf einen Wandlertransformator erreicht werden. Der Wirkungsgrad wird derart verbessert, dass über die Laufzeit eine hohe Energieeinsparung bei der Anwendung, beispielsweise in privaten Haushalten erreicht werden kann.
Die Speicherdrosseln können getrennt ausgeführt und magnetisch ungekoppelt eingesetzt werden. In einer vorteilhaften Ausführungsform können die beiden Speicherdrosseln LS+, LS- als Speichertransformator T_s magnetisch gekoppelt ausgeführt sein. Dabei sind die beiden Speicherdrosseln LS+, LS- jedes Synchronwandlers nach Art eines Speichertransformators T_S auf einem gemeinsamen magnetischen Kern angeordnet und magnetisch gekoppelt. Dadurch ist eine Kosteneinsparung erreichbar, auch kann eine Bauplatzersparnis auf der Schaltungsplatine erreicht werden.
In einer vorteilhaften Ausführungsform kann ein Speicherkondensator C_s zwischen den Ausgangsseiten der beiden Speicherdrosseln L_S+, Ls- zur gemeinsamen Nutzung der beiden in Reihe geschalteten bidirektionalen Synchronwandler geschaltet werden. Durch den Speicherkondensator C_s, der die Ausgangsseiten in Richtung der Ausgangspotentialabgriffe DC+, DC- die beiden Ausgänge der Speicherdrosseln LS+, LS- verbindet, kann die Ausgangsspannung Uout stabilisiert und Schaltfrequenzanteile unterdrückt werden.
In einer vorteilhaften Ausführungsform können die Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 als Hochspannungs-MOSFET-Schalttransistoren mit einer niedrigen Sperrspannung ≤ 900 V, insbesondere ≤ 750 V ausgeführt werden. Hierdurch ist es möglich, eine Ausgangsspannung Uout von 920 V oder mehr zu erreichen. Derartige Halbleiter mit niedriger Sperrspannung, z.B. Halbleiter der Serie INFINE-ON CoolMOS können kostengünstig und mit geringen Schaltverlusten eingesetzt werden.
Vorteilhaft, insbesondere für die vorgenannte Ausführungsform, können als Halbleiterschalter SiC-FETs verwendet werden, die einen SiC-JFET mit einem Si-MOSFET in einer Kaskodenschaltung kombinieren, beispielsweise das Modell UJ4C075018K4S von UnitedSiC. Die SiC-Kaskode bietet das Schaltverhalten eines selbstsperrenden MOSFETs mit den positiven elektrischen Eigenschaften eines Siliziumcarbid-Transistors. Derartige Halbleiterschalter können vorteilhaft für Sperrspannungen bis zu 750 V ausgelegt sein. In einer vorteilhaften Ausführungsform können jeweils zwei korrespondierende Halbleiterschalter T1 & T4 bzw. T2 & T3 der beiden Halbbrücken H1, H2 gleichzeitig geschaltet werden, insbesondere mit einer identischen Einschaltverzögerung gleichzeitig geschaltet werden. Die Einschaltverzögerung dient dazu, die Spannung an den Umschwingkondensatoren umschwingen zu lassen. Dabei kann eine symmetrische Modulation der Ansteuersignale der Halbleiterschalter T1 & T4 bzw. T2 & T3 erreicht werden.
In einer hierzu weitergehenden Ausführungsform ist es möglich, dass die Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 zur steuerbaren Symmetrierung der Mittelspannung U_ZK+, U_ZK- des Zwischenkreises mit unterschiedlichen Ausschaltverzögerungen schaltbar sind, sodass Uzk+ und Uzk- um ZM symmetrierbar sind. Darauf aufbauend kann durch die symmetrische Modulation von H1 und H2 eine steuerbare Symmetrierung der Ausgangsspannung Uout an den beiden Ausgangspotentialabgriffen DC+, DC- gegenüber ZM und dadurch gegenüber Erde erreicht werden. Hierdurch ist es möglich die Symmetrierung der Ausgangsspannung Uout zu erreichen. So können Unsymmetrien in den Bauteilparametern wie z.B. unterschiedliche Schaltgeschwindigkeiten kompensiert werden.
In einer vorteilhaften Ausführungsform können die Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 zur Erzeugung eines Speicherdrosselstroms bzw. Speichertransformatorstroms mit einer Rippleamplitude größer als ein Mittelwert des DC-Stroms schaltbar sein, so dass der Drosselstrom zwischen zwei Schaltvorgängen jeweils einen Nulldurchgang aufweist. So kann ein ZVS-Einschalten stets sichergestellt werden. Die Ripplestromamplitude ist dabei höher als der Mittelwert des Drosselstroms, somit hat ein Drosselstrom zwischen zwei Schaltvorgängen stets einen Nulldurchgang erfahren, was Voraussetzung für ein ZVS-Einschalten ist. Insbesondere kann durch eine Stromregelung, beispielsweise einen Hysterese-Stromregler, der die Schaltung der Halbleiterschalter steuert, ein Maximal- und ein Minimalwert des Drosselstroms derart gesteuert werden, so dass jeweilige Halbleiterschalter ausgeschaltet werden, wenn der Maximalwert bzw. Minimalwert erreicht wird. Ziel dabei ist es, jeweils genug Energie in der Speicherdrossel zu speichern, um die Umschwingkondensatoren umzuladen, hieraus ergibt sich dann die angestrebte Regelung des Mittelwerts des Drosselstroms.
Somit können die Halbleiterschalterpaare T1 und T4 bzw. T2 und T3 entweder mit identischen oder mit voneinander verschiedenen Einschaltzeiten geschaltet werden, wobei Einschaltverluste vernachlässigbar sind. In einer vorteilhaften Ausführungsform können die Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 im Zusammenspiel mit dem Umschwingkondensator C_zvs, C_zvs+, C_zvs-, C_zvs++, C_zvs+-, C_zvs-+, C_zvs-- ZVS-schaltbar (Zero Voltage Switching) sein, insbesondere spannungslos, nahezu verlustfrei einschaltbar, sowie mit begrenzter Spannungsanstiegsgeschwindigkeit verlustarm ausschaltbar sein. Ein verlustarmes Ausschalten kann sich dabei durch eine Begrenzung der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit ergeben, wobei die Halbleiterschalter, insbesondere Schalttransistoren schneller ausschalten, als sich eine Spannung aufbauen kann. Durch Umsetzen des ZVS-Schaltprinzips werden der Wirkungsgrad deutlich erhöht, thermische Abwärme des DC/DC-Wandlers minimiert und die Lebensdauer stark verlängert, sodass sowohl Energiekosten minimiert als auch die Lebenseinsatzdauer des DC/DC-Wandlers deutlich erhöht werden können.
In einer vorteilhaften Ausführungsform kann zumindest ein Umschwingkondensator C_zvs+, C_zvs- pro Halbbrücke H1, H2 zugeordnet sein, bevorzugt jeweils ein Umschwingkondensator C_zvs++, C_zvs+-, C_zvs-+, C_zvs-- pro Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 parallel geschaltet sein. Somit ist jedem Halbleiterschalter ein Umschwingkondensator zugeordnet, so dass eine Schaltüberspannung beim Ausschalten minimiert wird. Der Umschwingkondensator ist insbesondere für ein Ausschalten relevant. Durch zusätzliche Umschwingkondensatoren an den Halbbrückenausgängen bzw. parallel zu den Halbleiterschaltern T1, T2, T3, T4 kann ein verlustarmes Ausschalten erreicht werden. Durch eine leicht abweichende Ausschaltverzögerung kann gleichwohl eine Symmetrierung der Mittelspannung U_zk+, U_zk-erreicht werden. Alternativ kann bereits durch einen einzigen Kondensator C_zvs zwischen den beiden Halbbrückenausgängen M1, M2 bereits ein weiches Schalten erreicht werden. Selbst bei Verzicht auf einen Umschwingkondensator können die Schaltverluste beim ZVS-Schalten kleiner ausfallen als bei einem harten Schalten, da die Drain/Source-Kapazität der Halbleiter als Umschwingkondensator verwendet werden kann. In einer vorteilhaften Ausführungsform kann ein Stromregler Con_l zur Erfassung zumindest eines Drosselstroms I_LS zumindest einer Speicherdrossel L_S+, L_S- umfasst sein, insbesondere zur Erfassung aller Drosselströme I_LS+, I_LS- der beiden Speicherdrossein L_S+, L s. Der Stromregler Con_l kann eingerichtet sein, auf Basis des erfassten Drosselstroms I_LS Schaltsignale ST1, ST2, ST3, ST4 der Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 insbesondere zur Regelung eines Maximal- und eines Minimalwertes des Drosselstroms I_LS zu erzeugen. Durch eine Regelung des Maximalwertes und des Minimalwertes des bzw. der Drosselströme wird eine Ripplestromregelung erreicht, wodurch zusätzlich der Mittelwert des Drosselstroms einstellbar ist. In der Regel sind die Schaltsignale ST1 & ST4 sowie ST2 & ST3 synchron zueinander, wodurch eine Gleichtaktspannung am Ausgang unter Berücksichtigung der ZVS-Anforderungen an die Schaltvorgänge vermieden werden kann. Die Einschaltverzögerung dient dazu, die Spannung an den Umschwingkondensatoren, d.h. den ZVS-Kondensatoren umschwingen zu lassen. Der Stromregler arbeitet somit als Hystereseregler zur Bestimmung der Einschaltverzögerung. Durch eine leichte Variation einer Ausschaltverzögerung der einzelnen Schaltsignale kann zudem eine aktive Symmetrierung der Mittelspannung U_zk+, U_zk- erreicht werden. Die Generierung der Schaltsignale kann auf Basis des Drosselstroms I_LS zumindest einer, bevorzugt beider Speicherdrosseln L_S+, Ls- erfolgen, sodass eine geregelte Bereitstellung der Ausgangsspannung Uout ermöglicht werden kann. Eine Überschreitung eines Maximalwertes bzw. Unterschreiten eines Minimalwertes eines Drosselstroms kann durch den bevorzugt als Hystereseregler ausgeführten Stromregler das Ausschalten bzw. Einschalten entsprechender Halbleiterschalter bewirken. Dessen Schalthysterese wird somit durch einen Maximal- und Minimalwert des Drosselstroms, die zumindest einen Nulldurchgang des Drosselstroms je Schaltperiode sicherstellen sollten, definiert.
Vorteilhaft kann der Stromregler Con_l alle Drosselströme I_LS+, I_LS- der Speicherdrosseln Ls+, Ls- separat erfassen, wodurch die Schaltimpulse ST1, ST2, ST3, ST4 in Abhängigkeit der Drosselströme I_LS+, I_LS- einstellbar sind. Daneben kann vorteilhaft, durch eine Stromdifferenzbildung der Drosselströme I_LS+ - IL_S- zumindest bei Überschreitung eines vorbestimmbaren Stromdifferenzbetrages ein Differenzstromfehler, insbesondere ein Stromversorgungsfehler, z.B. ein Leckstrom, erkannt werden, wonach beispielsweise der Stromregler Con_l oder eine übergeordnete Steuereinheit Schaltimpulse unterbinden und somit den Gleichspannungswandler 20 abschalten kann. Alternativ oder ergänzend können andere Abschalteinrichtungen, insbesondere Schütze, zum Abschalten genutzt werden, wenn durch eine Stromdifferenzbildung der Drosselströme I_LS+ - I_LS- zumindest bei Überschreitung eines vorbestimmbaren Stromdifferenzbetrages ein Differenzstromfehler, insbesondere ein Leckstrom, erkannt wird.
In der Regel können die Speicherdrossel L_S+, L s- separat und baulich getrennt ausgeführt sein, und magnetisch nicht verkoppelt sein. Bevorzugt sind dabei die Speicherdrosselen L_S+, L s- mit gleicher Induktivität ausgeführt. Durch eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung kann der Speichertransformator T_s zwei symmetrische Wicklungen der beiden Speicherdrosseln L_S+, L s- mit gleicher Windungszahl auf einem gemeinsamen Magnetkern umfassen. Dabei kann bei Hochleistungsanwendungen bevorzugt der Speichertransformator T_s eine Gesamtinduktivität von 20 µH oder weniger und/oder eine Gesamtwindungszahl mit neun Windungen oder weniger aufweisen. Bei einer Anwendung mit geringer Leistungsanforderung, beispielsweise einer Ladestation mit geringer Leistung kleiner 10 kW können auch höhere Gesamtinduktivitäten >20 µH und größere Windungszahlen eingesetzt werden. Bei einem großen Ripplestrom, der zumindest Nulldurchgänge im Drosselstrom erzeugt, kann der Speichertransformator T_s eine geringe Induktivität und wenige Windungen aufweisen. Dadurch treten geringe Kupferverluste und vernachlässigbare parasitäre Windungskapazitäten auf. Geringe Windungskapazitäten sind wiederum günstig in Bezug auf das EMV-Verhalten, insbesondere können unerwünschte kapazitive Ableitströme in den Ausgängen vermieden werden und ein ausgangsseitiger Gleichtaktfilter kann entfallen oder einfach ausgestaltet sein. Bei einer herkömmlichen Auslegung des Speichertransformators T_s auf einen Ripplestromeffektivwert von zehn Prozent des DC-Stroms würde man hingegen eine praktisch neunfache Gesamtinduktivität bis zu 180 µH, d.h. bis zu 90 µH pro Speicherdrossel L_S+, L s-, und eine dreifache Windungszahl bis zu 27 Windungen oder mehr benötigen. Bei angenommen unveränderten Wickelfensterquerschnitten mit gleichem Füllfaktor wäre der Kupferwiderstand um den Faktor neun höher. Dies zeigt, dass bei der Auslegung auf einen hohen Ripplestrom mit Nulldurchgängen trotz des ca. 30 % höheren Drosselstromeffektivwerts die Kupferverluste in der Drossel massiv gesenkt werden können, wobei diese Einsparungen in der Realität nicht ganz so dramatisch ausfallen, da der Einfluss eines Skineffektes bei hohen Schaltfrequenzen nicht berücksichtigt ist, der bei einem hohen Ripplestrom nicht zu vernachlässigen ist. Jedenfalls sind die Kernverluste deutlich geringer als die Kupferverluste und diese können bei einfach ausgeführten Speicherdrosselkonfigurationen deutlich herabgesetzt werden. Insbesondere können bei gestapelten Ferritkernen die erforderlichen Innenquerschnitte durch den für die Wicklung benötigten Kupferquerschnitt bestimmt werden.
Im Vergleich zum hartschaltenden Betrieb der aus dem Stand der Technik bekannten DC/DC-Wandler gestaltet sich ein höherer Ripplestrom für die die Zwischenkreiskondensatoren C_ZK oder Ausgangskondensatoren, insbesondere Cs, unproblematisch, da verlustarme Folienkondensatoren eingesetzt werden können. Für die Umschwingkondensatoren C_zvs können vorzugsweise verlustarme Keramikkondensatoren in SMD-Ausführung eingesetzt werden. Die Ripplestrombelastung des Zwischenkreises ist nur geringfügig höher als im hartschaltenden Betrieb.
Sowohl der Maximal- und Minimalwert des Drosselstroms, und somit der Drosselstrommittelwert als auch die Ripplestromamplitude können durch den Stromregler Con_l geregelt werden, insbesondere derart, dass die Halbleiterschalter derart geschaltet werden, dass sich Nulldurchgänge im Drosselstrom einstellen. Der Mittelwert des Drosselstroms I_LS bestimmt den Wirk-Energie-Transfer und die Energieflussrichtung. Die Ripplestromamplitude bestimmt die für das ZVS-Schalten im DC/DC-Wandler zirkulierende Blindenergie, wobei so viel Energie in der Drosselspule gespeichert bleibt, dass die Umschwingkondensatoren umgeladen werden können.
In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung kann zwischen dem Speicherkondensator C_s und dem ausgangsseitigen Ausgangspotentialabgriffs DC+, DC- eine Filterstufe FIS nachgeschaltet sein. Insbesondere kann diese Filterstufe FIS zumindest eine stromkompensierte Drossel L_IS und eine Kondensatorbrücke HC mit zwei in Reihe geschalteten Mittelspannungs-Filterkondensatoren C_IS+, C_IS- umfassen, die hochfrequente Spannungsanteile der Ausgangsspannung Uout herausfiltern können. Bevorzugt kann am Mittelabgriff der Kondensatorbrücke HC ein Erdungs-Filterkondensator C_ISG mit einem Erdpotential verbunden sein, um wiederum eine hochfrequente Erdung des DC-Ausgangs zu erreichen. Gleichwohl kann jeweils ein Filterkondensator zwischen DC+ bzw. DC- und Erde geschaltet sein, und ein weiterer Filterkondensator zwischen DC+ und DC- geschaltet sein. Gleichwohl kann auch ein abweichendes Filterkondensatornetzwerk eingesetzt werden.
In einer vorteilhaften Ausführungsform kann die Zwischenkreisspannung U_ZK 950 V oder höher sein, um einen Bereich der Ausgangsspannung Uout von zumindest zwischen 200 V bis 920 V einzustellen.
In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung kann jeder Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 eine Parallelschaltung von zwei oder mehreren Schalttransistoren umfassen. Durch diese Parallelschaltung können der Halbleiterwirkungsgrad in gewissen Grenzen erhöht, sowie höhere Ausgangsleistungen zur Verfügung gestellt werden. Die Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 weisen aufgrund des ZVS-Schaltverhaltens lediglich Durchlassverluste und keine Einschaltverluste sowie geringe Ausschaltverluste auf, wobei weiterhin die Durchlassverluste durch ein Parallelschalten von Halbleitern weiterhin minimiert und die Effizienz gesteigert werden kann.
Figurenliste
Weitere Vorteile ergeben sich aus der vorliegenden Zeichnungsbeschreibung. In den Zeichnungen sind Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt. Die Zeichnung, die Beschreibung und die Ansprüche enthalten zahlreiche Merkmale in Kombination. Der Fachmann wird die Merkmale zweckmäßigerweise auch einzeln betrachten und zu sinnvollen weiteren Kombinationen zusammenfassen.
Es zeigen:

1 ein DC/DC-Synchronwandler aus dem Stand der Technik;
2 die Grundkonfiguration eines ZVS-Schaltkonzeptes einer Halbbrücke;
3a, 3b ein erstes und zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen DC/DC-Wandlers;
4a, 4b weitere Ausführungsbeispiele erfindungsgemäßer DC/DC-Wandler;
5 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen DC/DC-Wandlers.

In den Figuren sind gleichartige Elemente mit gleichen Bezugszeichen beziffert. Die Figuren zeigen lediglich Beispiele und sind nicht beschränkend zu verstehen.
In der 1 ist ein bidirektionaler Synchronwandler 12 des Stands der Technik dargestellt. Eine Eingangsspannung U_ZK, die über einen Zwischenkreiskondensator C_ZK stabilisiert wird, liegt an einer Halbbrücke umfassend zwei Halbleiterschalter T1, T2, die als MOSFET-Transistoren ausgelegt sind, an. Am Mittelabgriff der Halbbrücke ist eine Speicherdrossel Ls angeschlossen, wobei am Ausgangspotentialabgriff DC+, DC- ein Speicherkondensator Cs parallel geschaltet ist. In der Speicherdrossel Ls wird durch zyklisches Schalten der Halbleiterschalter T1, T2 Energie gespeichert, wobei die über dem stabilisierenden Speicherkondensator Cs liegende Ausgangsspannung Uout ausgegeben werden kann. Im Grunde kann der Synchronwandler 12 als Kombination eines Aufwärts- und eines Abwärtswandlers angesehen werden, wobei je nach Transformationsrichtung von der Eingangsspannung U_ZK zur Ausgangsspannung Uout der Abwärtswandler und von der Ausgangsspannung Uout zur Eingangsspannung U_ZK der Aufwärtswandler arbeitet. Die Höhe der zu wandelnden Spannung wird über den Tastgrad, d.h. die Ein- und Ausschaltzeit der Transistoren T1, T2 bestimmt. Die beiden Transistoren werden dabei im Gegentakt betrieben, wobei, abgesehen von einer kleinen Totzeit, zu jedem Zeitpunkt nur einer der beiden Transistoren T1, T2 schaltet, um ein Kurzschluss zu verhindern. Durch die bidirektionale Energieübertragung ist sowohl ein Laden als auch ein Entladen beispielsweise als Ladegerät eines elektrochemischen Speichers möglich. In elektromotorischen Anwendungen kann sowohl Antriebsenergie zugeführt als auch generatorische Energie abgenommen werden. Insoweit weist der in der 1 dargestellte Synchronwandler 12 Betriebsverluste auf, die es zu minimieren gilt.
Die 2 zeigt eine typische Konfiguration 14 eines Zero Voltage Switching Konzepts einer Halbbrücke, umfassend zwei Halbleiterschalter T1, T2. Die ZVS-Schalttopologie 14 der 2 stellt einen Teil der in 3 dargestellten ersten Ausführungsform eines DC/DC-Wandlers 10 dar. Dabei kann die in der Drossel zum Ausschaltzeitpunkt des einen Halbleiterschalters gespeicherte Energie den Umschwingkondensator auf das jeweils andere Zwischenkreispotential umladen, so dass der andere Halbleiterschalter spannungslos und verlustfrei einschalten kann. Somit kann praktisch spannungslos und verlustarm eingeschaltet werden, und mit reduziertem Spannungsanstieg ausgeschaltet wird. Gerade bei Stromversorgungen oder Ladestationen im Bereich der Elektromobilität spielt der Wirkungsgrad eines DC/DC-Spannungswandlers eine entscheidende Rolle. Durch ein ZVS-Schalten der Halbleiterschalter können praktisch die Einschaltverluste zu Null gesetzt werden, und eine unerwünschte thermische Erwärmung kann minimiert werden.
Die 3a zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel 10 eines bidirektionalen DC/DC-Wandlers, der eine Eingangsspannung U_ZK eines symmetrischen Zwischenkreises ZK mit den beiden Zwischenkreis-Mittelspannungen U_ZK+, U_ZK- und einer Zwischenkreis-Mittelpotentialschiene ZM in eine Ausgangsspannung Uout an den Ausgangspotentialabgriffen DC+, DC- wandelt. Hierzu ist zwischen den Zwischenkreis-Potentialschienen ZK+, ZK- und der Mittelpotentialschiene ZM jeweils eine Halbbrücke H1 bzw. H2 geschaltet. Jede Halbbrücke umfasst zwei Halbleiterschalter, die Halbbrücke H1 die Halbleiterschalter T1 und T2, und die Halbbrücke H2 die Halbleiterschalter T3 und T4.
Zwischen der Zwischenkreis-Potentialschiene ZK+ bzw. ZK- und der Mittelpotentialschiene ZM sind zwei Stabilisierungskondensatoren C_ZK+ bzw. C_ZK- zur Mittelpotentialstabilisierung und zur Stützung der Zwischenkreisspannung U_ZK geschaltet. An den jeweiligen Mittelabgriffen M1, M2 der Halbbrücken H1 bzw. H2 sind zwei symmetrische Speicherdrosseln Ls+ und Ls- angeschlossen, die als Speichertransformator T_S magnetisch über ein Magnetkern miteinander gekoppelt sind. Alternativ können auch zwei einzelne, magnetisch nicht gekoppelte Drosseln verwendet werden. Am Eingang des Speichertransformators Ts sind zwei Umschwingkondensatoren C_ZVS+ bzw. C_ZVS- gegenüber der Mittelpotentialschiene ZM geschaltet, um ein ZVS-Schalten bzw. weiches Schalten der Halbleiterschalter der Dreipunkt-Brücke mit den beiden Halbbrücken H1 & H2 zu ermöglichen. Am Ausgang des Transformators T_S ist ein Speicherkondensator C_S parallel geschaltet und stabilisiert die Ausgangsspannung U_out an die beiden Ausgangspotentialabgriffe DC+ und DC-. Durch die Kombination der beiden Speicherdrosseln L_S+, L_S- in einem Speichertransformator T_S als Speicherdrossel mit geteilter Wicklung und der Schaltung von Umschwingkondensatoren C_ZVS an den Mittelabgriffen M1, M2 der beiden Halbbrücken H1, H2 wird eine erhebliche Verbesserung des Wirkungsgrades und eine geringere Störaussendung ermöglicht, wobei hohe Leistungen über 20 kW übertragen werden können.
Der Strom durch eine Speicherdrossel Ls+ und/oder Ls- wird als Drosselstrom I_LS von einem Stromregler Con_l erfasst. Auf Basis des Drosselstroms IL_S+ der einen Ripplestrom mit einer Amplitude höher als ein Mittelwert des Drosselstroms zur Erzeugung von Nulldurchgängen aufweist, erfolgt eine Steuerung des Tastgrades der Halbleiterschalter T1, T2, T3 und T4. Hierzu erzeugt der Stromregler Con_l vier Schaltimpulse ST1, ST2, ST3, ST4 als Gate-Spannung der Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4. Diese sind so eingestellt, dass jeweilige Halbleiterschalter ausgeschaltet werden, wenn ein Maximal- bzw. Minimalwert erreicht ist, wobei ausreichend Energie in der Speicherdrossel gespeichert ist, um ein Umladen der Umschwingkondensatoren zu ermöglichen.
In der Regel werden jeweils zwei Halbleiterschalter T1 & T4 sowie T2 & T3 gleichzeitig geschaltet, wobei die Halbleiterschalter T1 & T4 im Gegentakt zu T2 & T3 geschaltet werden, um Kurzschlüsse zu vermeiden. Dabei werden identische Einschaltverzögerungen angenommen. Die Einschaltverzögerung dient dazu, die Spannung an den Umschwingkondensatoren umschwingen zu lassen. Durch leicht unterschiedliche Ausschaltverzögerungen kann daneben eine aktive Symmetrierung der Ausgangsspannung Uout erfolgen, insbesondere um einen erdsymmetrischen Ausgang Uout zu gewährleisten. In der Regel ist im Stromreglern Con_l die Stromregelung als Softwareverfahren hinterlegt. Um ein sehr schnelles Reglerverhalten zu erreichen, kann der Stromregelung Con_l zumindest teilweise, insbesondere vollständig in Hardware ausgebildet sein. Der Stromregler Con_l kann weiterhin eine I/O-Schnittstelle P-I/O zu einer übergeordneten Prozessorsteuerung, beispielsweise einer Ladeelektronik für einen elektrochemischen Speicher aufweisen.
Ein zweites Ausführungsbeispiel 20 ist in 3b dargestellt, dass im Wesentlichen dem Gleichspannungswandler 10 der 3a gleicht. Abweichend davon sind die beiden Speicherdrosseln L_S+, Ls- mit gleicher Induktivität und magnetisch unabhängig und baulich getrennt voneinander angeordnet, und nicht in einem Speichertransformator T_s zusammengeführt. Zudem erfasst der Stromregler Con_l beide Drosselströme I_LS+, I_LS- der Speicherdrosseln Ls+, Ls- separat. Sofern ein Differenzstrom ungleich Null auftritt, kann der Gleichspannungswandler 20 abgeschaltet werden.
In den 4a, 4b sind zwei weitere Ausführungsbeispiele 30, 40 von erfindungsgemäßen DC/DC-Wandlern dargestellt, die im Wesentlichen der Konfiguration der 3 entsprechen. Abweichend zur 3 ist in 4a der Gleichspannungswandler 30 an den Mittelabgriffen M1, M2 der beiden Halbbrücken H1, H2 mit einem gemeinsamen Umschwingkondensator C_zvs verbunden. Analog wie im Ausführungsbeispiel des Gleichspannungswandlers 20 erfolgt eine Erfassung beider Drosselströme I_LS+, I_LS- durch den Stromregler Con_l, so dass das hierzu gesagte auch für diesen gilt. Es kann allerdings auch genügen, nur einen der beiden Drosselströme IL_S+ oder I_LS- zur Regelung des Ripplestroms zu erfassen.
In der 4b ist jedem Halbleiterschalter T1, T2, T3, T4 des Gleichspannungswandlers 40 ein Umschwingkondensator C_ZVS++, C_ZVS+-, C_ZVS-+, C_ZVS-- parallel geschaltet. Eine Erfassung des Drosselstroms erfolgt analog zur Ausführungsform des Gleichspannungswandlers 10.
Durch die unterschiedlichen Konfigurationen des Umschwingkondensators Czvs werden wahlweise die Zahl der Bauteile oder die Schaltüberspannungen minimiert.
Schließlich zeigt die 5 ein weiteres Ausführungsbeispiel 50 eines DC/DC-Wandlers, das ebenfalls im Wesentlichen der Ausführungsform 10 der 3 entspricht. Analog wie im Ausführungsbeispiel des Gleichspannungswandlers 20 und 30 erfolgt entweder eine Erfassung eines der beiden oder beider Drosselströme I_LS+, I_LS- durch den Stromregler Con_l, so dass das hierzu gesagte auch hier gilt. Am Speicherkondensator Cs ist vor dem Ausgangspotentialabgriff DC+, DC- eine Filterstufe FIS zwischengeschaltet. Die Filterstufe FIS umfasst eine stromkompensierte Drossel L_lS. Den Ausgangspotentialabgriffen DC+, DCparallel geschaltet ist eine Halbbrücke aus zwei Mittelspannungs-Filterkondensatoren C_IS+, C_IS-, die als Kondensatorbrücke HC bezeichnet wird. Am Mittelabgriff der Kondensatorbrücke HC ist ein weiterer Erdungs-Filterkondensator C_ISG gegenüber Erde geschaltet, um die Ableitung von Gleichtaktströmen zu ermöglichen. Die Filterstufe FIS ermöglicht eine Funkentstörung und eine Verbesserung der EMV-Robustheit des DC/DC-Wandlers 50. Es gibt mehrere Möglichkeiten dieses Filter aufzubauen, so können auch ein Kondensator C_IS und zwei Kondensatoren C_ISG vorgesehen sein, wobei jeweils ein Kondensator C_ISG von DC+ nach Erde und/oder von DC- nach Erde geschaltet ist.
Bezugszeichenliste

10: Bidirektionaler DC/DC-Wandler
12: Bidirektionaler Synchronwandler
14: ZVS-Schalttopologie
20: Bidirektionaler DC/DC-Wandler
30: Bidirektionaler DC/DC-Wandler
40: Bidirektionaler DC/DC-Wandler
50: Bidirektionaler DC/DC-Wandler
UZK: Zwischenkreisspannung
UZK+, UZK-: Zwischenkreis-Mittelspannung
Uout: Ausgangsspannung
ZK+, ZK-: Zwischenkreis-Potentialschiene
ZM: Zwischenkreis-Mittelpotentialschiene
H1, H2: Halbbrücke
M1, M2: Mittelabgriff der Halbbrücke
T1, T2, T3, T4: Halbleiterschalter
ST1, ST2, ST3, ST4: Schaltsignal
CZK+, CZK-: Zwischenkreiskondensator
CZVS: Umschwingkondensator
CZVS+, CZVS-: Mittelspannungs-Umschwingkondensator
CZVS++, CZVS+-, CZVS-+, CZVS--: Schalterbezogene Umschwingkondensator
Cs: Speicherkondensator
Ls: Speicherdrossel
Ls+, Ls+: Symmetrische Speicherdrossel
Ts: Speichertransformator
DC+, DC-: Ausgangspotentialabgriff
Conl: Stromregler
FIS: Filterstufe
ILS: Drosselstrom
HC: Kondensatorbrücke
CIS+, CIS-: Mittelspannungs-Filterkondensator
CISG: Erdungs-Filterkondensator
LIS: stromkompensierte Drossel
P-I/O: I/O-Schnittstelle zur Prozessorsteuerung

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

DE 102018206388 A1 [0006]
EP 3255772 A1 [0007]
WO 2012/116953 A1 [0008]

Claims

Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) zur Umwandlung einer eingangsseitigen Zwischenkreisspannung (U_zk) in eine Ausgangsspannung (U_out) und umgekehrt, insbesondere für eine transformatorlose Ladestation oder für einen Energiespeicher zur Zwischenspeicherung von Energie eines Servoantriebes, umfassend eine Reihenschaltung zweier Halbbrücken (H1, H2) mit vier Halbleiterschaltern (T1, T2, T3, T4), wobei jede Halbbrücke (H1, H2) zwischen einer eingangsseitigen Zwischenkreis-Potentialschiene (ZK+, ZK-) mit Zwischenkreisspannung (U_zk) und einer Mittelpotentialschiene (ZM) mit symmetrischer, insbesondere erdsymmetrischer, Mittelspannung (U_ZK+, U_ZK-) geschaltet ist, und wobei jeder Mittelabgriff (M1, M2) der Halbbrücke (H1, H2) mit einer Speicherdrossel (L_s+, L_s-) und einem Speicherkondensator (Cs) zusammenwirkt, so dass zwei bidirektionale Synchronwandler in Reihe geschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, dass am Mittelabgriff (M1, M2) jeder Halbbrücke (H1, H2) zumindest ein Umschwingkondensator (C_ZVS, C_ZVS+, C_ZVS-, C_ZVS++, C_ZVS+-, C_ZVS-+, C_ZVS--) angeschlossen ist.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Speicherdrosseln (L_s+, L_s-) als Speichertransformator (Ts) magnetisch gekoppelt ausgeführt sind.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Speicherkondensator (Cs) zwischen den Ausgangsseiten der beiden Speicherdrosseln (L_s+, L_s-) zur gemeinsamen Nutzung der beiden in Reihe geschalteten bidirektionalen Synchronwandler geschaltet ist.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) als Hochspannungs-MOSFET-Schalttransistoren mit einer niedrigen Sperrspannung kleiner gleich 900 V, insbesondere kleiner oder gleich 750V ausgeführt sind.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter SiC-FETs sind, die einen SiC-JFET mit einem Si-MOSFET in einer Kaskodenschaltung kombinieren.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass jeweils zwei korrespondierende Halbleiterschalter (T1 & T4 sowie T2 & T3) der beiden Halbbrücken (H1, H2) gleichzeitig schaltbar sind, insbesondere mit einer identischen Einschaltverzögerung schaltbar sind.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) zur steuerbaren Symmetrierung der Zwischenkreisspannung (U_ZK+, U_ZK-) und/oder der Ausgangsspannung (Uout) mit unterschiedlichen Ausschaltverzögerungen schaltbar sind.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) eine Parallelschaltung von zwei oder mehreren Schalttransistoren umfasst.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) zur Erzeugung eines Rippelstroms mit einer Rippelamplitude größer als ein Mittelwert des Drosselstroms schaltbar sind, so dass der Drosselstrom zwischen zwei Schaltvorgängen jeweils einen Nulldurchgang aufweist.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) in Zusammenspiel mit dem Umschwingkondensator (C_ZVS, C_ZVS+, C_ZVS-, C_ZVS++, C_ZVS+-, C_ZVS-+, C_ZVS--) ZVS-schaltbar (zero voltage switching) sind, insbesondere spannungslos, nahezu verlustfrei einschaltbar, sowie mit begrenzter Spannungsanstiegsgeschwindigkeit verlustarm ausschaltbar sind.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Umschwingkondensator (C_ZVS+, C_ZVS-) pro Halbbrücke (H1, H2) zugeordnet ist, bevorzugt ein Umschwingkondensator (C_ZVS++, C_ZVS+-, C_ZVS-+, C_ZVS--) pro Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) parallel geschaltet ist.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Stromregler (Coni) zur Erfassung zumindest eines Drosselstroms (I_LS, I_LS+, I_LS-) zumindest einer Speicherdrossel (L_s+, L_s-) umfasst ist, der eingerichtet ist, auf Basis des Drosselstroms (I_LS, I_LS+, I_LS-) Schaltsignale (ST1, ST2, ST3, ST4) der Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4), insbesondere zur Regelung eines Maximal- und eines Minimalwertes des Drosselstroms (I_LS, I_LS+, I_LS-), zu erzeugen.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Speichertransformator (Ts) zwei symmetrische Wicklungen der beiden Speicherdrosseln (L_s+, L_s-) mit gleicher Windungszahl auf einem gemeinsamen Magnetkern umfasst, wobei bevorzugt der Speichertransformator (Ts) eine Selbstinduktivität von 20µH oder weniger und/oder eine Gesamtwindungszahl mit neun Windungen oder weniger aufweist.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Speicherkondensator (Cs) und einem ausgangsseitigen Ausgangspotentialabgriffs (DC+, DC-) eine Filterstufe (FIS) nachgeschaltet ist.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Filterstufe (FIS) zumindest eine stromkompensierte Drossel L_IS und eine Kondensatorbrücke (HC) mit zwei in Reihe geschalteten Mittelspannungs-Filterkondensatoren (C_IS+, C_IS-) umfasst, wobei bevorzugt am Mittelabgriff der Kondensatorbrücke (HC) ein Erdungs-Filterkondensator (C_ISG) gegenüber einem Erdpotential geschaltet ist, oder jeweils ein ausgangsseitiger Ausgangspotentialabgriff (DC+, DC-) über einen Filterkondensator mit dem Erdpotential verbunden ist, und ein weiterer Filterkondensator zwischen den ausgangsseitigen Ausgangspotentialabgriffen (DC+, DC-) geschaltet ist.
Bidirektionaler DC/DC-Wandler (10, 20, 30, 40, 50) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Zwischenkreisspannung (U_ZK) 950 V oder höher ist, und dass ein Bereich der Ausgangsspannung (Uout) zumindest zwischen 200 V bis 920 V einstellbar ist.