DE102018112088A1

DE102018112088A1 - Pwm-gesteuerter resonanzwandler

Info

Publication number: DE102018112088A1
Application number: DE102018112088.5A
Authority: DE
Inventors: Kennith Kin Leong; Gerald Deboy; Werner Konrad
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2017-05-19
Filing date: 2018-05-18
Publication date: 2018-11-22
Also published as: US10833594B2; US20180337610A1

Abstract

Ein Verfahren zum Betreiben eines Wandlers umfasst: Laden einer LC-Schaltung, die zwischen ein Schaltnetzwerk und eine Primärwicklung eines Transformators gekoppelt ist, für eine erste Zeitdauer durch anschließende LC-Schaltung an einen oder mehrere Eingangskondensatoren über das Schaltnetzwerk, wobei das Schaltnetzwerk eine erste Halbbrücke aufweist, die zwischen einen ersten Versorgungsanschluss und einen Mittenknoten gekoppelt ist, und eine zweite Halbbrücke aufweist, die zwischen den Mittenknoten und einen zweiten Versorgungsanschluss gekoppelt ist; das Verhindern einer Energieübertragung von der Primärwicklung des Transformators an eine Sekundärwicklung des Transformators während des Ladens der LC-Schaltung; und nach Laden der LC-Schaltung Trennen der LC-Schaltung für eine zweite Zeitdauer durch Trennen eines Anschlusses der LC-Schaltung von dem einen oder den mehreren Eingangskondensatoren.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine elektronische Anordnung, und insbesondere einen PWM-gesteuerten Resonanzwandler (PWM Controlled Resonant Converter, PCRC).
Leistungsversorgungssysteme sind in vielen elektronischen Anwendungen von Computern bis hin zu Automobilen weit verbreitet. Allgemein werden Spannungen innerhalb eines Leistungsversorgungssystem erzeugt durch Durchführen einer DC-DC-, DC-AC- und/oder AC-DC-Wandlung durch Betreiben eines Schalters, der an eine Induktivität oder einen Transformator angeschlossen ist. Eine Leistungsversorgung kann daher auch als Wandler bezeichnet werden. Eine Klasse von solchen Systemen umfasst eine geschaltete Leistungsversorgung (Switched-Mode Power Supply, SMPS). Ein SMPS-System bietet eine vorteilhafte Leistungswandlungseffizienz und eine erhöhte Flexibilität im Design im Vergleich zu Linearwandlern. Eine Art von SMPS ist ein Leistungswandler, der einen Transformator verwendet, um eine Gleichspannungsisolation zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Wandlers zur Verfügung zu stellen, und der daher zum Wandeln von Netzwechselspannungen in geregelte Gleichspannungen weit verbreitet ist. In einem typischen Sperrwandler wird Energie in der Primärseite des Transformators gespeichert, wenn einer in Reihe zu der Primärseite des Transformators geschalteter Schalter geschlossen wird. Wenn der Schalter geöffnet wird, wird die Energie auf die Sekundärseite übertragen, um Strom an die Last zu liefern.
Eine spezielle Art von Leistungsversorgung, die weit verbreitet ist, ist der Wechselspannungsadapter. Wechselspannungsadapter sind externe AC-DC-Leistungsversorgungen, die üblicherweise in elektrischen Anordnungen verwendet werden, die intern nicht in der Lage sind, Leistung von einer Standard-Wechselspannungsquelle zu erhalten. Wechselspannungsadapter können ihre Leistung von einer Wechselspannungsquelle erhalten. Die zwei gebräuchlichsten Typen von Wechselspannungsquellen (die auch als Netzspannung bezeichnet wird) sind eine 120 V_eff-Spannungsquelle mit 60 Hz, die auch als Netz-Niederspannungsquelle (engl.: lowline voltage source), Nieder-Wechselspannungsquelle oder Niederspannung bezeichnet wird, und eine 230 V_eff-Spannungsquelle mit 50 Hz, die auch als NetzHochspannungsquelle (engl.: high-line voltage source), Hoch-Wechselspannung oder Hochspannung bezeichnet wird. Die Effektivspannung kann für die Niederspannung bzw. die Hochspannung nicht exakt 120 V_eff und 230 Veff sein. So kann die Netzspannung eines Netzniederspannungseingangs zwischen 85 Veff und 140 Veff variieren. Entsprechend kann die Netzspannung eines Netzhochspannungseingangs zwischen 200 Veff und 270 Veff variieren.
Universaladapter sind Wechselspannungsadapter, die dazu ausgebildet sind, entweder bei Netzniederspannung oder bei Netzhochspannung zu arbeiten. Einige Universaladapter stellen die Art der erhaltenen Eingangsspannung automatisch ein. Andere Universaladapter ermöglichen eine manuelle Auswahl der Betriebsart.
Gemäß einem Beispiel umfasst ein Verfahren zum Betreiben eines Wandlers: das Laden einer LC-Schaltung, die zwischen ein Schaltnetzwerk und eine Primärwicklung eines Transformators gekoppelt ist, für eine erste Zeitdauer durch Anschließen der LC-Schaltung an einen oder mehrere Eingangskondensatoren über das Schaltnetzwerk, wobei das Schaltnetzwerk eine zwischen einen ersten Versorgungsanschluss und einen Mittenknoten geschaltete erste Halbbrücke und eine zwischen den Mittenknoten und einen zweiten Versorgungsanschluss gekoppelte zweite Halbbrücke umfasst; das Verhindern einer Energieübertragung von der Primärwicklung des Transformators zu einer Sekundärwicklung des Transformators während des Ladens der LC-Schaltung; und das Entladen der LC-Schaltung für eine zweite Zeitdauer durch Trennen eines Anschlusses der LC-Schaltung von dem einen oder den mehreren Eingangskondensatoren nach dem Laden der LC-Schaltung.
Für ein vollständiges Verständnis der vorliegenden Erfindung und deren Vorteile wird nun auf die nachfolgende Beschreibung im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, in denen:

1 einen Wandler gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 Signalverläufe eines Stroms eines Wandlers während der Ladephase und der resonanten Entladephase gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
3-8 veranschaulichen, wie ein Wandler im Netzniederspannungsbetrieb während eines Normalbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schaltet;
9 Signalverläufe eines Wandlers während eines Normalbetriebs im Netzniederspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulichen;
10-21 veranschaulichen, wie ein Wandler im Netzhochspannungsbetrieb während des Normalbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung schaltet;
22 Signalverläufe eines Wandlers während eines Normalbetriebs im Netzhochspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht;
23 ein Flussdiagramm eines beispielhaften Verfahrens zum Betreiben eines Wandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht;
24-27 eine mögliche Realisierung einer Kompensationsstufe gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulichen;
28-31 Spannungsverläufe einer Spannungsquelle und eines Eingangsknoten gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigen;
32 eine mögliche Realisierung eines Steuerdiagramms einer Kompensationsstufe gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
33 eine mögliche Realisierung eines Steuerdiagramms einer PCRC-Stufe gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
34 eine PCRC-Stufe gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
35 Effizienzkurven einer PCRC-Stufe gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
36 einen Wandler gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
37 einen Wandler gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
38 und 39 eine Pareto-Analyse veranschaulichen, die die Effizienz und das Leistungsdichteverhalten von verschiedenen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung vergleicht.

Entsprechende Bezugszeichen und Symbole in verschiedenen Figuren betreffen im Allgemeinen entsprechende Teile, sofern nichts anderes angegeben ist. Die Figuren sind so gezeichnet, dass sie die relevanten Aspekte der bevorzugten Ausführungsbeispiele deutlich darstellen und sind nicht notwendigerweise maßstabsgerecht. Um verschiedene Ausführungsbeispiele klar zu veranschaulichen kann ein Buchstabe, der Variationen derselben Struktur desselben Materials oder Prozessschritts anzeigt, einer Figurennummer folgen.
Das Herstellen und Verwenden der derzeit bevorzugten Ausführungsbeispiele sind unten im Detail erläutert. Es sei allerdings erwähnt, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfinderische Konzepte umfasst, die in einem weiten Bereich von spezifischen Zusammenhängen verwendet werden können. Die hierin erläuterten speziellen Ausführungsbeispiele dienen rein zur Veranschaulichung spezieller Möglichkeiten zum Umsetzen und Verwenden der Erfindung, beschränken aber nicht den Schutzumfang der Erfindung.
Die Erfindung wird anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen in einem speziellen Zusammenhang erläutert, nämlich einem PCRC mit oder ohne Kompensationsstufe und mit Schalten bei Nullspannung (Zero-Voltage Switching, ZVS) in verschiedenen Topologien. Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung können mit alternativen Realisierungen verwendet werden, wie beispielsweise durch Verwenden alternativer Schalttechnologien, ebenso wie mit anderen Leistungswandlertopologien, wie beispielsweise anderen Realisierungen der Kompensationsstufe.
Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird ein Wandler mit einer PWM-gesteuerten Stufe und einer an den Ausgang der PWM-gesteuerten Stufe gekoppelten Kompensationsstufe dazu verwendet, eine gleichgerichtete Wechselspannung in eine Gleichspannung zu wandeln. Die PWM-gesteuerte Stufe umfasst einen Transformator und eine LC-Schaltung, die dazu verwendet wird, Energie zu speichern und die Energie in resonanter Weise von einer Primärseite des Transformators zu der Sekundärseite des Transformators zu übertragen. Die Magnetisierungsinduktivität des Transformators wird dazu verwendet, Transistoren der PWM-gesteuerten Stufe bei Nullspannung (ZVS) oder quasi bei Nullspannung (Quasi-ZVS, QZVS) zu schalten. Die Kompensationsstufe ist ein bidirektionaler Wandler, der dazu verwendet wird, eine Ausgangsspannung des Wandlers zu regeln. Die Kompensationsstufe ermöglicht der PWM-gesteuerten Stufe damit, bei einem weiten Eingangsspannungsbereich zu arbeiten.
SMPS-Systeme steuern üblicherweise einen Stromfluss durch ein induktives Element durch Ein- und Ausschalten von Schalttransistoren. Der Einschaltwiderstand solcher Transistoren kann daher die Effizienz des SMPS-Systems beeinflussen. Eine Möglichkeit, den Einschaltwiderstand eines Transistors zu reduzieren, besteht darin, die Chipfläche des Transistors zu vergrößern, um den Einschaltwiderstand zu verringern. Ein größerer Transistorchip ist allerdings üblicherweise teurer als ein kleiner Transistorchip. Die Nennspannung eines Transistors kann den Einschaltwiderstand ebenfalls beeinflussen. Transistoren mit höheren Nennspannungen tendieren dazu, einen höheren Einschaltwiderstand zu haben und können auch physikalisch größer und teurer sein. Einige SMPS-System sind daher dazu ausgebildet, Transistoren mit einer niedrigeren Nennspannung zu verwenden, um vom niedrigeren Einschaltwiderstand, kleinere physikalische Größe und geringeren Kosten zu profitieren.
SPMS-Systeme umfassen üblicherweise mehrere Transistoren, die bei hohen Frequenzen, wie beispielsweise 100kHz oder höher, arbeiten. Mit anderen Worten, Transistoren in SMPS-Systeme schalten während des normalen Betriebs bei hohen Frequenzen ein und aus. Wenn ein Transistor aus ist, kann eine Spannung über der Laststrecke des Transistors ansteigen. Wenn ein Transistor einschaltet, während die Spannung über der Laststrecke des Transistors größer als null Volt ist, kann sich die parasitäre Drainkapazität des Transistors über die Laststrecke des Transistors entladen, wodurch Leistung dissipiert wird. Ein solcher Leistungsverlust kann erheblich sein, insbesondere bei hohen Frequenzen und hohen Spannungen und wenn mehrere Transistoren parallel verwendet werden. Eine Möglichkeit, die Leistungseffizienz zu verbessern, besteht deshalb darin, beim Einschalten des Transistors null Volt oder eine niedrige Spannung über einer Laststrecke des Transistors zu haben. Das Einstellen einer Niederspannungs- oder Nullspannungsbedingung beim Einschalten wird manchmal als „Schalten bei Nullspannung (Zero-Voltage Switching)“ oder ZVS bezeichnet.
Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst eine PCRC-Stufe eine LC-Schaltung, die zwischen eine erste Halbbrücke und eine zweite Halbbrücke gekoppelt ist. Die erste Halbbrücke und die zweite Halbbrücke schalten so, dass die LC-Schaltung während einer Ladephase geladen wird, und während einer resonanten Entladephase in resonanter Weise entladen wird. Die LC-Schaltung ermöglicht Transistoren der ersten Halbbrücke und der zweiten Halbbrücke bei Nullspannung (ZVS) einzuschalten. Die PCRC-Stufe ist dazu ausgebildet, eine Netzniederspannung oder eine Netzhochspannung zu erhalten. Wenn die PCRC eine Netzniederspannung erhält, erhält die LC-Schaltung ihre Energie gleichzeitig von einem ersten und einem zweiten Eingangskondensator. Wenn die PCRC eine Netzhochspannung erhält, erhält die LC-Schaltung ihre Energie entweder von dem ersten Eingangskondensator oder dem zweiten Eingangskondensator. Eine Kompensationsstufe mit einem Speicherkondensator regelt eine Ausgangsspannung durch Übertragen von Energie von einem Ausgangskondensator zu dem Speicherkondensator, wenn die Ausgangsspannung höher ist als ein vorgegebener Wert, und durch Übertragen von Energie von dem Speicherkondensator zu dem Ausgangskondensator, wenn die Ausgangsspannung niedriger ist als der vorgegebene Wert.
1 zeigt einen Wandler 100 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Wandler 100 umfasst eine Wechselspannungsquelle 124, eine eingangsseitige Schaltung 156, eine PCRC-Stufe 158, eine Kompensationsstufe (CS) 162, eine Last 140, Rückkopplungsschaltungen 166, 154 und 153, und einen Controller 152. Die eingangsseitige Schaltung 156 umfasst ein EMI-Filter 122 und eine Gleichrichterschaltung 160. Die PCRC-Stufe 158 umfasst Eingangskondensatoren 110 und 112, Transistoren 102, 104, 106, 108 und 136, einen Resonanzkondensator 134, Resonanzinduktivitäten 130 und 132 (die Resonanzinduktivität 130 kann auch als Magnetisierungsinduktivität bezeichnet werden), einen Transformator 168 und einen Ausgangskondensator 138. Die Kompensationsstufe 162 umfasst Transistoren 142 und 144, eine Induktivität 146 und einen Speicherkondensator 148. Der Controller 152 umfasst einen PCRC-Steuerblock 157 und einen Kompensationsstufe-Steuerblock 155. Der Transformator 168 umfasst eine Primärwicklung 126 und eine Sekundärwicklung 128.
Während eines Normalbetriebs wird eine durch die Wechselspannungsquelle 124 bereitgestellte Wechselspannung durch die Gleichrichterschaltung 160 vor dem Erreichen des Eingangs V_in gleichgerichtet. Das EMI-Filter 122 filtert Rauschen von dem Wandler zu der Wechselspannungsquelle 124. In verschiedenen Ausführungsbeispielen repräsentiert die Wechselspannungsquelle 124 beispielsweise einen Wechselspannungsgenerator wie beispielsweise einen Leistungsinverter oder ein Spannungsnetz, das eine Netzwechselspannung bereitstellt. Die PCRC-Stufe 158 erhält die Spannung an einem Eingang V_in und erzeugt einen Strom, der durch die Primärwicklung 128 fließt. Der durch die Primärwicklung 126 fließende Strom kann einen entsprechenden Strom erzeugen, der durch die Sekundärwicklung 128 fließt. Der durch die Sekundärwicklung 128 fließende Strom kann durch einen Transistor 136 gleichgerichtet werden, um dadurch eine Spannung am Ausgang V_out zu erzeugen, die größer als null Volt ist.
Die Kompensationsstufe 162 kann die Spannung am Ausgang V_out regeln. Die Kompensationsstufe kann beispielsweise den Speicherkondensator 148 und die Induktivität 146 dazu verwenden, die Spannung am Ausgang V_out zu verstärken, wenn die Spannung am Ausgang V_out unterhalb eines ersten vorgegebenen Werts ist, und Ladung von dem Ausgangskondensator 138 in den Speicherkondensator 148 zu überführen, wenn die Spannung am Ausgang V_out höher ist als ein zweiter vorgegebener Wert. Der erste vorgegebene Wert kann gleich dem zweiten vorgegebenen Wert sein. Alternativ kann der erste vorgegebene Wert niedriger als der zweite vorgegebene Wert sein.
Die PCRC-Stufe 158 kann ein resonantes Entladen dazu verwenden, um Leistung von der Primärseite des Transformators 168 auf die Sekundärseite des Transformators 168 zu übertragen. Die PCRC-Stufe 158 hat insbesondere zwei Hauptbetriebsphasen: eine Ladephase und eine resonante Entladephase. Während der Ladephase fließt Strom vom Eingang V_in durch den Resonanzkondensator 134 und die Resonanzinduktivitäten 132 und 130 Richtung Masse. Während der Entladephase fließt kein Strom durch die Primärwicklung 126, da der Transistor 136 aus ist und die Bodydiode des Transistors 136 in Sperrrichtung gepolt ist. Während der resonanten Entladephase sind die Transistoren 102 und 108 aus und die Transistoren 104 und 106 sind ein und ermöglichen, das der Strom zirkuliert. Während der resonanten Entladephase kann die Spannung über der Primärwicklung 126 ihre Polarität ändern, wodurch es möglich ist, dass ein Strom durch die Primärwicklung 126 fließt, welcher einen entsprechenden Strom, der durch die Sekundärwicklung 128 fließt, induzieren kann.
Die PCRC-Stufe 158 kann dazu ausgebildet sein, eine Netzniederspannung oder eine Netzhochspannung zu erhalten und Energie auf die Sekundärseite des Transformators 168 zu übertragen. Die PCRC-Stufe 158 kann zwei Betriebsarten haben: einen Netzniederspannungsbetrieb und einen Netzhochspannungsbetrieb. Im Netzniederspannungsbetrieb sind die Transistoren 102 und 108 während der Ladephase ein. Mit anderen Worten, während der Ladephase fließt der Strom vom Eingang V_in durch den Transistor 102, den Resonanzkondensator 134, die Resonanzinduktivität 132 und 130 und den Transistor 108 Richtung Masse. Im Netzhochspannungsbetrieb kann während der Ladephase Leistung von jedem Eingangskondensator 110 oder 112 entnommen werden. Mit anderen Worten, während der Ladephase, wenn Leistung von dem Eingangskondensator 110 entnommen wird, sind die Transistoren 102 und 106 ein und ein Strom fließt vom Eingang V_in durch den Transistor 102, den Resonanzkondensator 134, die Resonanzinduktivität 132 und 130 und den Transistor 106 in Richtung des Knotens V₁₁₂. Wenn Leistung von dem Eingangskondensator 102 entnommen wird, sind die Transistoren 104 und 108 ein und Strom fließt vom Eingang V₁₁₂ durch den Transistor 104, den Resonanzkondensator 134, die Resonanzinduktivität 132 und 130 und den Transistor 108 Richtung Masse. Die Dauer der Ladephase bestimmt den durch die Primärwicklung 168 fließenden Spitzenstrom und bestimmt letztlich die Energiemenge, die auf die Sekundärseite des Transformators 168 übertragen wird. Die Dauer der Ladephase kann beispielsweise gesteuert werden durch Steuern eines Duty-Cycle oder einer Frequenz eines an den Wandler gelieferten Schaltsignals. Bei einem Ausführungsbeispiel kann die Dauer der Ladephase gesteuert werden unter Verwendung eines Pulsweitenmodulators, um ein pulsweitenmoduliertes (PWM) Schaltsignal zu erzeugen.
Wenn die Eingangskondensatoren 110 und 112 dieselbe Kapazität haben, kann die Spannung am Knoten V₁₁₂ die Hälfte der Eingangsspannung V_in sein. Wenn der Eingangskondensator 110 nicht dieselbe Kapazität wie der Eingangskondensator 112 hat, kann die Spannung am Knoten V₁₁₂ sich allerdings von der Hälfte der Spannung am Eingang V_in unterscheiden. Andere Faktoren, wie beispielsweise der ESR der Kondensatoren kann die Spannung am Knoten V₁₁₂ beeinflussen. In der Praxis kann es schwierig sein, identische Kondensatoren mit identischem Verhalten über alle Betriebsbedingungen zu haben. Daher kann eine Regelschleife dazu verwendet werden, eine beliebige Verschiebung, die die Spannung am Knoten V₁₁₂ gegenüber der Hälfte der Spannung am Eingang V_in haben kann, zu kompensieren.
Die Spannung am Knoten V₁₁₂ kann unter Verwendung der Rückkopplungsschaltung 153 und des Controllers 152 überwacht werden. Im Netzhochspannungsbetrieb kann der Controller 152 beispielsweise die Spannung am Knoten V₁₁₂ über die Rückkopplungsschaltung 153 erfassen und basierend auf der Spannung am Knoten V₁₁₂ die Zeit bestimmen, die der Wandler 100 dazu verwendet, dem Eingangskondensator 110 Leistung zu entnehmen, im Vergleich zu der Zeit, die der Wandler 100 dazu verwendet, dem Eingangskondensator 112 Leistung zu entnehmen.
Die Spannung am Ausgang V_out kann unter Verwendung der Rückkopplungsschaltung 154 und des Controllers 152 geregelt werden. Der Controller 152 kann beispielsweise die Spannung am Ausgang V_out über die Rückkopplungsschaltung 154 erfassen und die Kompensationsstufe 162 abhängig davon, ob die Spannung am Ausgang V_out oberhalb oder unterhalb einer vorgegebenen Zielausgangsspannung ist, konfigurieren. Insbesondere, wenn die Spannung am Ausgang V_out unterhalb der vorgegebenen Zielspannung ist, kann die Kompensationsstufe 162 als Hochsetzwandler arbeiten, der Leistung von dem Speicherkondensator 148 entnimmt und Leistung an den Ausgangskondensator 138 liefert. Wenn die Spannung am Ausgang V_out oberhalb der vorgegebenen Zielspannung ist, kann die Kompensationsstufe 162 als Tiefsetzwandler arbeiten, der Leistung von dem Ausgangkondensator 138 entnimmt und die Leistung an den Speicherkondensator 148 liefert.
Die Spannung am Knoten V_CC kann unter Verwendung der Rückkopplungsschaltung 166 und des Controllers 152 geregelt werden. Eine Zielspannung für den Knoten V_CC kann beispielsweise so eingestellt werden, dass sie unterhalb der Zielspannung für den Ausgang V_out liegt. Die Dauer der Ladephase kann so eingestellt werden, dass der Knoten V_CC die Zielspannung für den Knoten V_CC erreicht. Da die Spannung am Ausgang V_out durch die Kompensationsstufe 162 geregelt wird, kann die Spannung am Ausgang V_CC Schwankungen aufweisen, ohne die Spannung am Ausgang V_out zu beeinflussen.
Der Controller 152 kann eine Schaltung, wie beispielsweise einen Analog-zu-Digital-Wandler (Analog-to-Digital Converter, ADC) (nicht dargestellt) umfassen, um von den Rückkopplungsschaltungen 153, 154 und 166 kommende Signale zu verarbeiten. Der Controller 152 kann das Signal S_PWM dazu verwenden, die gewünschte Spannung am Ausgang V_out zu bestimmen, beispielsweise durch Steuern der Zeitdauer der Ladephase. Das Signal S_PWM kann ein PWM-Signal sein, kann aber auch ein beliebiges anderes Signal sein, dass in der Technik dazu verwendet wird, die gewünschte Amplitude zu repräsentieren. Das Signal S_PWM kann beispielsweise ein digitales Übertragungsprotokoll, wie beispielsweise SPI oder I²C, sein. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann das Signal S_PWM ein analoges Signal sein. Der Controller 152 kann das Signal S_PWM in beliebiger in der Technik bekannter Weise verarbeiten. Ein Fachmann kann die in diesem Abschnitt beschriebenen Modifikationen auf andere hierin beschriebene Controller anwenden.
Der Controller 152 ist dazu ausgebildet, Signale S₁₀₂, S₁₀₄, S₁₀₆, S₁₀₈, S₁₃₆, S₁₄₂ und S₁₄₄ zu erzeugen, um Transistoren 102, 104, 106, 108, 136, 142 beziehungsweise 144 anzusteuern. Das Koppeln des Controllers 152 an die Transistoren 102, 104, 106, 108, 136, 142 und 144 kann erreicht werden durch eine direkte elektrische Verbindung oder durch indirekte elektrische Verbindungen. Optokoppler können beispielsweise dazu verwendet werden, den Controller von anderen Teilen der Schaltung zu isolieren. Eine Kopplung zwischen dem Controller 152 und anderen Komponenten des Wandlers 104 kann auch durch andere in der Technik bekannte Möglichkeiten erreicht werden. Ein Fachmann kann die in diesem Abschnitt beschriebenen Modifikationen auf andere hierin beschriebene Controller anwenden.
Der Controller 152 kann als einzelner Chip realisiert sein. Alternativ kann der Controller 152 als Anordnung von Controllern, beispielsweise einem Controller mit einer PCRC-Steuerung 157 zum Steuern der Transistoren 102, 104, 106, 108 und 136 und einem Controller mit einer Kompensationsstufensteuerung zum Steuern der Transistoren 142 und 144, realisiert sein. Andere in der Technik bekannte Realisierungen sind ebenfalls möglich. So kann beispielsweise das Erzeugen des Signals S₁₃₆ zum Steuern des Transistors 136 abgeleitet werden von dem Signal für die Schalter, die den Strompfad während der Resonanzperiode auf der Primärseite des Transformators 168 bilden, wie beispielsweise von den Signalen S₁₀₄ und S₁₀₆. Einige Ausführungsbeispiele können das Signal S₁₃₆ erzeugen durch Erfassen des durch die Bodydiode des Transistors 136 fließenden Stroms, um zu bestimmen, wann der Transistor 136 eingeschaltet werden soll. Ein Fachmann kann die in diesem Abschnitt Modifikationen auf andere hierin beschriebene Controller anwenden.
Die Wechselspannungsquelle 124 ist dazu ausgebildet, Spannung an den Wandler 100 zu liefern. Die Wechselspannungsquelle kann eine Netzhochspannung bei 230 Veff und 50 Hz oder eine Netzniederspannung bei 120 Veff und 60 Hz liefern. Der typische Niederspannungsbereich kann zwischen 108 Veff und 132 Veff sein. Der typische Hochspannungsbereich kann zwischen 207 Veff und 253 Veff sein. Andere Spannungen und Frequenzen können für die Netzniederspannung und die Netzhochspannung verwendet werden.
Das EMI-Filter 122 ist dazu ausgebildet, einen bestimmten Hochfrequenzanteil zu unterdrücken, um elektromagnetische Interferenzen zu reduzieren. Das EMI-Filter 122 kann mit einer Drossel realisiert sein. Das EMI-Filter 122 kann in einer beliebigen in der Technik bekannten Weise realisiert sein.
Die Gleichrichterschaltung 160 ist dazu ausgebildet, dass von der Spannungsquelle 124 erhaltene Signal gleichzurichten. Die Gleichrichterschaltung 160 kann mit einer Gleichrichterbrücke mit Dioden 114, 116, 118 und 120 realisiert sein. Alternativ kann ein Synchrongleichrichter mit Transistoren verwendet werden.
Ein Wandler kann so ausgebildet sein, dass er eine bestimmte physikalische Größe hat, wie beispielsweise eine geringe physikalische Größe. Die Kapazität und die Nennspannung der Eingangskondensator 110 und 112 kann bestimmen, wie groß die Eingangskondensatoren physikalisch sind. Die physikalische Größe der Eingangskondensatoren kann erheblich sein und kann in einigen Fällen 25% der gesamten physikalischen Größe des Wandlers ausmachen. Ein Verringern der physikalischen Größe der Eingangskondensatoren kann erreicht werden durch Verringern der Kapazitäten der Eingangskondensatoren. Eingangskondensatoren 110 und 112 mit einer geringen Kapazität, wie beispielsweise 2 uF, können in einem physikalisch kleineren Wandler resultieren als ein Wandler mit Eingangskondensatoren 110 und 112 mit einer Kapazität von 100 uF oder mehr. Das Verringern der Kapazität der Eingangskondensatoren 110 und 112 kann allerdings dazu führen, dass eine Spannung am Eingang V_in große Schwankungen hat. Alternativ kann das Vorsehen von Eingangskondensatoren 110 und 112 mit einer großen Kapazität, wie beispielsweise 100 uF oder mehr, in einem physikalisch großen Wandler resultieren, wobei die Spannung am Eingang V_in eine geringe Schwankung hat. Ein Wandler mit einer kleinen physikalischen Größe und geringen Schwankungen kann erreicht werden durch Verwenden von Eingangskondensatoren mit einer geringen Kapazität, um eine geringe physikalische Größe zu erreichen, und durch Verwenden der Kompensationsstufe 162, um die Ausgangsspannung zu regeln, um eine geringe Schwankung zu erreichen. Alternativ, wenn Eingangskondensatoren mit einer höheren Kapazität verwendet werden, kann die Kompensationsstufe 162 weggelassen werden. Optional kann ein Eingangskondensator 111 hinzugefügt werden, um eine effektivere Energiespeicherung bei der vollen Eingangsspannung zu erreichen. In diesem Fall kann die Kapazität der Eingangskondensatoren 110 und 112 so gewählt werden, dass sie sehr gering ist und die Verwendung beispielsweise von Keramikkondensatoren erlaubt, während die Kapazität 111 beispielsweise ein Elektrolytkondensator sein kann.
Die Transistoren 102, 104, 106, 108, 136, 142 und 144 können alle NMOS-Transistoren sein. Alternativ besteht die Möglichkeit, dass nicht alle Transistoren vom selben Typ sind. Andere Arten von Transistoren können verwendet werden, wie beispielsweise Transistoren des n-Typs und p-Typs, MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors), Leistungs-MOSFETs, JFETs (Junction Field Effect transistors), HEMTs (High Electron Mobility Transistors), wie beispielsweise Gallium-Nitrid-(GaN)-HEMTs und IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), und andere. Die Auswahl des Transistortyps kann abhängig von den Systemanforderungen erfolgen. Geeignete Anpassungen an die Schaltung können vorgenommen werden, um den speziellen Bauelementtyp aufzunehmen, wie beispielsweise das Hinzufügen zusätzlicher Dioden oder das Invertieren von Steuersignalvorzeichen.
Der Transformator 168 kann die Primärwicklung 126 und die Sekundärwicklung 128 umfassen. Andere Realisierungen sind möglich. Der Transformator 102 kann beispielsweise auch eine an die anderen Schaltungskomponenten gekoppelte Hilfswicklung umfassen.
Der Resonanzkondensator 134 und die Resonanzinduktivitäten 134 und 130 können diskrete Bauelemente sein. Alternativ können die Induktivitäten 132 und 130 in dem Transformator 168 angeordnet sein. Die Induktivität L₁₃₂ der Resonanzinduktivität 132 und die Induktivität L₁₃₀ der Resonanzinduktivität können beispielsweise durch die folgenden Gleichungen 1 und 2 gegeben sein: $L_{132} = L_{126} \cdot (1 - k^{2})$
$L_{130} = L_{126} \cdot k^{2}$
wobei L₁₂₆ die effektive Induktivität der Primärwicklung 126 und k der Kopplungskoeffizient des Transformators 168 ist, der durch die folgende Gleichung 3 gegeben sein kann: $k = \frac{M}{\sqrt{L_{126} \cdot L_{128}}}$
wobei L₁₂₈ die effektive Induktivität der Sekundärwicklung 128 und M die gemeinsame Induktivität des Transformators 168 ist.
2 zeigt Signalverläufe des Stroms des Wandlers 100 während der Ladephase und der resonanten Entladephase gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 2 kann anhand von 1 verstanden werden. 2 umfasst die Kurve 172 des Stroms I₁₃₀, die Kurve 174 des Stroms I₁₃₂, die Kurve 176 des Stroms I₁₂₆ und die Kurve 170 des Stroms I₁₂₈.
Während der Ladephase nimmt der Strom I₁₃₂ zu und lädt die Resonanzschaltung mit dem Resonanzkondensator 134 und der Resonanzinduktivität 132. Während der Ladephase wird keine Energie zu der Sekundärseite des Transformators 168 übertragen, weil der Transistor 136 aus ist und die Bodydiode des Transistors 136 in Sperrrichtung gepolt ist. Entsprechend bleiben die Ströme I₁₂₆ und I₁₂₈ im Wesentlichen bei null. Da der Strom I₁₂₆ während der Ladephase vernachlässigbar ist, ist der Strom I₁₃₂ im Wesentlichen gleich dem Strom I₁₃₀.
Während der resonanten Entladephase wird die Resonanzschaltung mit dem Resonanzkondensator 134 und der Resonanzinduktivität 132 von der Spannungsquelle, wie beispielsweise vom Eingang V_in und Masse, getrennt und beginnt zu schwingen. Daher beginnt der Strom I₁₂₆ in der negativen Richtung zu fließen und induziert einen Strom I₁₂₈, der durch die Sekundärwicklung fließt.
Die Dauer der Ladephase bestimmt die in der Resonanzschaltung mit dem Resonanzkondensator 134 und der Resonanzinduktivität 132 gespeicherte Energie und bestimmt damit die Energie, die auf die Sekundärseite des Transformators 168 übertragen wird. Das Steuern der Dauer der Ladephase, beispielsweise durch ein PWM-Schema, kann daher dazu verwendet werden, eine Ausgangsspannung, wie beispielsweise den Knoten V_CC oder den Ausgang V_out zu regeln.
Der Wandler 100 kann während des Normalbetriebs ein Schalten bei Nullspannung (ZVS) erreichen durch Übergehen von der Ladephase zu der resonanten Entladephase über mehrere Übergangszustände. Die 3-8 veranschaulichen, wie der Wandler 100 im Netzniederspannungsbetrieb während des Normalbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schaltet. 3 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 im Hauptladezustand der Ladephase des Netzniederspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Wie in 3 gezeigt ist, sind die Transistoren 102 und 108 ein und die Transistoren 104, 106 und 136 sind aus, wenn der Wandler im Hauptladezustand des Netzniederspannungsbetriebs ist. Der Strom 101 fließt daher vom Eingang V_in durch die Laststrecke des Transistors 102, den Resonanzkondensator 134, die Resonanzinduktivitäten 132 und 130 und die Laststrecke des Transistors 108 in Richtung Masse. Durch den Transistor 136 fließt kein Strom, da der Transistor 136 aus ist und die Bodydiode des Transistors 136 in Sperrrichtung gepolt ist. Entsprechend fließt sowohl durch die Sekundärwicklung 128 als auch die Primärwicklung 126 kein Strom.
4 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem ersten resonanten Entladeübergangszustand der resonanten Entladephase des Netzniederspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Die Transistoren 102 und 108 werden zu Beginn des ersten resonanten Entladeübergangszustands des Netzniederspannungsbetriebs ausgeschaltet. Der Strom zirkuliert daher durch die Bodydioden der Transistoren 104 und 106. Der durch die Bodydioden der Transistoren 104 und 106 fließende Strom kann die Drainkapazitäten der Transistoren 104 und 106 entladen, was bewirkt, dass die Spannungen über der Laststrecke der Transistoren 104 und 106 sich reduzieren, beispielsweise auf null Volt. Als Folge der Resonanzschaltung mit dem Resonanzkondensator 134 und der Resonanzinduktivität 132 beginnt der Strom 103 durch die Primärwicklung 126 zu fließen. Der Strom 103 induziert den Strom 105, der durch die Sekundärwicklung 128 und durch die Bodydiode des Transistors 136 fließt. Der durch die Bodydiode des Transistors 136 fließende Strom kann die Drainkapazität des Transistors 136 entladen, was bewirkt, dass sich Spannung über der Laststrecke des Transistors 136 reduziert, beispielsweise auf null Volt.
5 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler im resonanten Hauptentladezustand der resonanten Entladephase des Netzniederspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist. Sobald die Spannung über der Laststrecke der Transistoren 104, 106 und 136 verringert sind, können die Transistoren 104, 106 und 136 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet werden. Die Transistoren 104, 106 und 136 können gleichzeitig eingeschaltet werden. Alternativ können die Transistoren 104, 106 und 136 zu einem Zeitpunkt eingeschaltet werden, wenn ein Schalten bei Nullspannungen (ZVS) erreicht werden kann. Sobald die Transistoren 104, 106 und 136 ein sind, kann ein Strom durch die Laststrecke der Transistoren 104 und 106 anstatt durch die Bodydioden der Transistoren 104 und 106 fließen, und der Strom 105 kann durch die Laststrecke des Transistors 136 anstatt durch die Bodydiode des Transistors 136 fließen.
6 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem zweiten resonanten Entladeübergangszustand der resonanten Entladephase des Netzniederspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Wie in 6 gezeigt, wechselt der Strom 101 als Folge der Resonanzschaltung mit dem Resonanzkondensator 134 und Resonanzinduktivität 132 teilweise seine Polarität. Der Strom 103 kann immer noch durch die Primärwicklung 126 fließen. Allerdings kann der Strom 103 während dem zweiten resonanten Entladeübergangszustand abnehmen. Entsprechend kann der Strom 105 weiterhin durch die Sekundärwicklung 128 und die Laststrecke des Transistors 136 fließen.
7 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem dritten resonanten Entladeübergangszustand der resonanten Entladephase des Netzniederspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist. Die Transistoren 104 und 106 werden zu Beginn des dritten resonanten Entladeübergangszustands des Niederspannungsbetriebs ausgeschaltet. Der Strom zirkuliert daher durch die Bodydioden der Transistoren 102 und 108. Der durch die Bodydioden der Transistoren 102 und 108 fließende Strom kann die Drainkapazitäten der Transistoren 102 und 108 entladen, was bewirkt, dass die Spannung über der Laststrecke der Transistoren 102 und 108 sich reduziert, beispielsweise auf null Volt. Der Strom 103, wenn er vorhanden ist, kann durch die Primärwicklung 126 fließen. Der Strom 105, wenn er vorhanden ist, kann durch die Sekundärwicklung 128 und durch die Bodydiode des Transistors 136 fließen.
8 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem ersten Übergangsladezustand der Ladephase des Netzniederspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Sobald die Spannungen über der Laststrecke der Transistoren 102 und 108 reduziert sind, können die Transistoren 102 und 108 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet werden. Die Transistoren 102 und 108 können gleichzeitig eingeschaltet werden. Alternativ können die Transistoren 102 und 108 zu einem Zeitpunkt eingeschaltet werden, zu dem ein Schalten bei Nullspannung (ZVS) erreichbar ist. Sobald die Transistoren 102 und 108 ein sind, kann der Strom 101 durch die Laststrecke der Transistoren 102 und 108 anstatt durch die Bodydiode der Transistoren 102 und 108 fließen. Durch die Primärwicklung 126 oder die Sekundärwicklung 128 fließt kein Strom, da der Transistor 136 aus ist und die Bodydiode des Transistors 136 in Sperrrichtung gepolt ist. Der Hauptladezustand des Netzniederspannungsbetriebs folgt nach dem ersten Übergangsladezustand des Netzniederspannungsbetriebs wodurch die Folge wiederholt wird.
9 veranschaulicht Signalverläufe des Wandlers 100 während des Normalbetriebs im Netzniederspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Signalverläufe der 9 können anhand der 1-8 verstanden werden. 9 umfasst die Kurve 172 des Stroms I₁₃₀, die Kurve 174 des Stroms I₁₃₂, die Kurve 176 des Stroms I₁₂₆, die Kurve 170 des Stroms I₁₂₈, die Kurve 178 der Spannung V₁₀₄, die Kurve 180 der Spannung V₁₀₂, die Kurve 182 der Spannung V₁₀₈, die Kurve 184 der Spannung V₁₀₆ und Signale S₁₀₂, S₁₀₄, S₁₀₆, S₁₀₈ und S₁₃₆ der Transistoren 102, 104, 106, 108 beziehungsweise 136.
Während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₁ und dem Zeitpunkt t₂ sind die Transistoren 102 und 108 ein und die Ström I₁₃₀ und I₁₃₂ nehmen zu, während der Strom I₁₂₆ und I₁₂₈ im Wesentlichen bei null bleibt, wie anhand der Kurven 172, 174, 176 und 170 ersichtlich ist. Die Spannung V₁₀₂ und V₁₀₈ über den Laststrecken der Transistoren 102 und 108 sind im Wesentlichen null, wie anhand der Kurven 180 beziehungsweise 182 ersichtlich ist. Die Spannungen über den Laststrecken der Transistoren 104 und 106 sind hoch, wie anhand der Kurven 178 beziehungsweise 184 ersichtlich ist. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₁ und Zeitpunkt t₂ ist ebenfalls in 3 veranschaulicht.
Zum Zeitpunkt t₂ werden die Transistoren 102 und 108 ausgeschaltet. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₂ und dem Zeitpunkt t₃ ist durch 4 veranschaulicht. Der Strom beginnt durch die Primärwicklung 126 und die Sekundärwicklung 128 zu fließen, wie durch die Kurven 176 beziehungsweise 170 veranschaulicht ist. Die Spannungen V₁₀₄ und V₁₀₆ über den Laststrecken der Transistoren 104 und 106 fallen auf null ab, wie anhand der Kurven 178 beziehungsweise 184 ersichtlich ist. Die Spannung über dem Transistor 136 (nicht dargestellt) kann zum Zeitpunkt t₃ ebenfalls null Volt sein.
Zum Zeitpunkt t₃ werden die Transistoren 104 und 106 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet. Der Transistor 136 kann bei Nullspannung (ZVS) für eine erste Zeitdauer eingeschaltet werden, nachdem die Transistoren 104 und 106 eingeschaltet sind, um sicher zu stellen, dass der Transistor 136 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet wird. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann eine Dauer der ersten Zeitdauer null sein. Mit anderen Worten, die Transistoren 104, 106 und 136 können gleichzeitig eingeschaltet werden. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t₃ und Zeitpunkt t₄, zu dem die Transistoren 104, 106 und 136 ein sind, ist ebenfalls durch 5 veranschaulicht.
Zum Zeitpunkt t₄ wird der Strom I₁₃₂ negativ, wie anhand der Kurve 174 ersichtlich ist. Mit anderen Worten, der Strom I₁₃₂ ändert zum Zeitpunkt t₄ seine Richtung. Zum Zeitpunkt t₅ wird der Strom I₁₃₀ negativ, wie anhand der Kurve 172 ersichtlich ist. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t₅ und dem Zeitpunkt t₆ ist ebenfalls durch 6 veranschaulicht.
Zum Zeitpunkt t₆ werden die Transistoren 104, 106 und 136 ausgeschaltet. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t₆ und dem Zeitpunkt t₇ ist durch 7 veranschaulicht. Die Spannungen V₁₀₂ und V₁₀₈ über den Laststrecken der Transistoren 102 und 108 fallen auf null Volt ab, wie anhand der Kurven 180 beziehungsweise 182 ersichtlich ist.
Zum Zeitpunkt t₇ werden die Transistoren 102 und 108 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet. Zum Zeitpunkt t₇ werden die Ströme I₁₃₀ und I₁₃₂ positiv, wie anhand der Kurven 172 beziehungsweise 174 ersichtlich ist. Der Stromfluss durch den Wandler 100 nach dem Zeitpunkt t₇ ist durch 3 veranschaulicht, womit der Zyklus wiederholt wird.
Der Wandler 100 kann dazu ausgebildet sein, die Netzhochspannung zu erhalten und während des Normalbetriebs weiter ein Schalten bei Nullspannung (ZVS) zu erreichen. Die 10-21 veranschaulichen, wie der Wandler 100 im Hochspannungsbetrieb während des Normalbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schaltet. 10 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem ersten Hauptladezustand der Ladephase des Netzhochspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist. Wie in 10 gezeigt ist, sind die Transistoren 102 und 106 ein und die Transistoren 104, 108 und 136 sind aus, wenn der Wandler im ersten Hauptladezustand des Netzhochspannungsbetriebs ist. Der Strom 101 fließt daher vom Eingang V_in durch die Laststrecke des Transistors 102, den Resonanzkondensator 134, die Resonanzinduktivitäten 132 und 130 und die Laststrecke des Transistors 106 in Richtung des Knotens V₁₀₂. Durch den Transistor 136 fließt kein Strom, weil der Transistor 136 aus ist und die Bodydiode des Transistors 136 in Sperrrichtung gepolt ist. Entsprechend fließt sowohl durch die Sekundärwicklung 128 als auch durch die Primärwicklung 126 kein Strom.
11 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem ersten resonanten Entladeübergangszustand der resonanten Entladephase des Netzhochspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Der Transistor 102 wird zu Beginn des ersten resonanten Entladeübergangszustands des Netzhochspannungsbetriebs ausgeschaltet. Der Strom zirkuliert daher durch Bodydiode des Transistors 104 und die Laststrecke des Transistors 106. Der durch die Bodydiode des Transistors 104 fließende Strom kann die Drainkapazität des Transistors 104 entladen, was bewirkt, dass die Spannung über der Laststrecke des Transistors 104 sich reduziert, beispielsweise auf null Volt. Der Strom 103 beginnt als Folge der Resonanzschaltung mit dem Resonanzkondensator 134 und der Resonanzinduktivität 132 durch die Primärwicklung 126 zu fließen. Der Strom 103 induziert den Strom 105, der durch die Sekundärwicklung 128 und durch die Bodydiode des Transistors 136 fließt. Der durch die Bodydiode des Transistors 136 fließende Strom kann die Drainkapazität des Transistors 136 entladen, was bewirkt, dass die Spannung über der Laststrecke des Transistors 136 sich reduziert, beispielsweise auf null Volt.
12 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 im ersten resonanten Hauptentladezustand der resonanten Entladephase im Netzhochspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Sobald die Spannungen über der Laststrecke der Transistoren 104 und 136 reduziert sind, können die Transistoren 104 und 136 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet werden. Die Transistoren 104 und 136 können gleichzeitig eingeschaltet werden. Alternativ können die Transistoren 104 und 136 zu einem Zeitpunkt eingeschaltet werden, zu dem ein Schalten bei Nullspannung (ZVS) erreicht werden kann. Sobald die Transistoren 104, 106 und 136 ein sind, kann ein Strom 101 durch die Laststrecke der Transistoren 104 fließen und kann ein Strom 105 durch die Laststrecke des Transistors 136 fließen.
13 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler in einem zweiten resonanten Entladeübergangszustand der resonanten Entladephase im Netzhochspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Wie in 13 gezeigt ist, ändert der Strom 101 als Folge der Resonanzschaltung mit dem Resonanzkondensator 134 und der Resonanzinduktivität 132 teilweise seine Polarität. Der Strom 103 kann nach wie vor durch die Primärwicklung 126 fließen. Der Strom 103 kann allerdings während des zweiten resonanten Entladeübergangszustands abnehmen. Entsprechend kann der Strom 105 weiter durch die Sekundärwicklung 128 und die Laststrecke des Transistors 136 fließen.
14 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem dritten resonanten Entladeübergangszustand der resonanten Entladephase im Netzhochspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Der Transistor 106 wird zu Beginn des dritten resonanten Entladeübergangszustands im Netzhochspannungsbetrieb ausgeschaltet. Der Strom zirkuliert daher durch die Bodydiode des Transistors 108 und durch die Laststrecke des Transistors 104. Der durch die Bodydiode des Transistors 108 fließende Strom kann die Drainkapazität des Transistors 108 entladen, was bewirkt, dass der Strom über der Laststrecke des Transistors abnimmt, beispielsweise auf null Volt. Der Strom 103, sofern er vorhanden ist, kann durch die Primärwicklung 126 fließen. Der Strom 105, sofern er vorhanden ist, kann durch die Sekundärwicklung 128 und durch die Bodydiode des Transistors 136 fließen.
15 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem ersten Übergangsladezustand der Ladephase des Netzhochspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Sobald die Spannung über der Laststrecke des Transistors 108 reduziert ist, kann der Transistor 108 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet werden. Sobald die Transistoren 104 und 108 ein sind kann der Strom 101 durch die Laststrecke der Transistoren 104 und 108 fließen. Durch die Primärwicklung 126 oder die Sekundärwicklung 128 kann kein Strom fließen, weil der Transistor 136 aus ist und die Bodydiode des Transistors 136 in Sperrrichtung gepolt ist.
16 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem zweiten Hauptladezustand der Ladephase des Netzhochspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Wie in 16 gezeigt, sind die Transistoren 104 und 108 ein und die Transistoren 102, 106 und 136 sind aus, wenn der Wandler im zweiten Hauptladezustand des Netzhochspannungsbetriebs ist. Der Strom 101 fließt daher vom Eingang V₁₁₂ durch die Laststrecke des Transistors 104, den Resonanzkondensator 134, die Resonanzinduktivitäten 132 und 130 und die Laststrecke des Transistors 108 Richtung Masse. Durch den Transistor 136 fließt kein Strom, weil der Transistor 136 aus ist und die Bodydiode des Transistors 136 in Sperrrichtung gepolt ist. Entsprechend fließt sowohl durch die Sekundärwicklung 128 als auch durch die Primärwicklung 126 kein Strom.
17 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem vierten resonanten Entladeübergangszustand der resonanten Entladephase im Netzhochspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Der Transistor 108 wird zu Beginn des vierten resonanten Entladeübergangszustands im Netzhochspannungsbetrieb ausgeschaltet. Entsprechend zirkuliert der Strom durch die Bodydiode des Transistors 106 und die Laststrecke des Transistors 104. Der durch die Bodydiode des Transistors 106 fließende Strom kann die Drainkapazität des Transistors 106 entladen, was bewirkt, dass die Spannung über der Laststrecke des Transistors 106 sich reduziert, beispielsweise auf null Volt. Der Strom 103 beginnt als Folge der Resonanzschaltung mit dem Resonanzkondensator 134 und der Resonanzinduktivität 132 durch die Primärwicklung 126 zu fließen. Der Strom 103 induziert einen Strom 105, der durch die Sekundärwicklung 128 und die Bodydiode des Transistors 136 fließt. Der durch die Bodydiode des Transistors 136 fließende Strom kann die Drainkapazität des Transistors 136 entladen, was bewirkt, dass sich die Spannung über der Laststrecke des Transistors 136 reduziert, beispielsweise auf null Volt.
18 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 im zweiten resonanten Hauptentladezustand der resonanten Entladephase im Netzhochspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Sobald die Spannungen über der Laststrecke der Transistoren 106 und 136 reduziert sind, können die Transistoren 106 und 136 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet werden. Die Transistoren 106 und 136 können gleichzeitig eingeschaltet werden. Alternativ können die Transistoren 106 und 136 zu einem Zeitpunkt eingeschaltet werden, zu dem ein Schalten bei Nullspannung (ZVS) erreicht werden kann. Sobald die Transistoren 104, 106 und 136 ein sind kann ein Strom 101 durch die Laststrecke des Transistors 104 fließen und kann ein Strom 105 durch die Laststrecke des Transistors 136 fließen.
19 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem fünften resonanten Entladeübergangszustand der resonanten Entladephase im Netzhochspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Wie in 18 gezeigt ändert der Strom 101 als Ergebnis der Resonanzschaltung mit dem Resonanzkondensator 134 und der Resonanzinduktivität 132 teilweise seine Polarität. Der Strom 103 kann weiterhin durch die Primärwicklung 126 fließen. Der Strom 103 kann während des zweiten resonanten Entladeübergangszustands allerdings abnehmen. Entsprechend kann der Strom 105 weiterhin durch die Sekundärwicklung 128 und die Laststrecke des Transistors 136 fließen.
20 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem sechsten resonanten Entladeübergangszustand der resonanten Entladephase im Netzhochspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Der Transistor 104 wird zu Beginn des sechsten resonanten Entladeübergangszustands im Netzhochspannungsbetrieb ausgeschaltet. Der Strom zirkuliert daher durch die Bodydiode des Transistors 102 und durch die Laststrecke des Transistors 106. Der durch die Bodydiode des Transistors 102 fließende Strom kann die Drainkapazität des Transistors 102 entladen, was bewirkt, dass sich die Spannung über der Laststrecke des Transistors 102 reduziert, beispielsweise auf null Volt. Der Strom 103, sofern er vorhanden ist, kann durch die Primärwicklung 126 fließen. Der Strom 105 kann, sofern er vorhanden ist, durch die Sekundärwicklung 128 und durch die Bodydiode des Transistors 136 fließen.
21 zeigt den Zustand der Transistoren und das Stromverhalten des Wandlers 100, wenn der Wandler 100 in einem zweiten Übergangsladezustand der Ladephase des Netzhochspannungsbetriebs gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist. Sobald die Spannung über der Laststrecke des Transistors 102 reduziert ist, kann der Transistor 102 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet werden. Sobald die Transistoren 102 und 106 ein sind, kann der Strom 101 durch die Laststrecke der Transistoren 102 und 106 fließen. Kein Strom fließt durch die Primärwicklung 126 oder die Sekundärwicklung 128, weil der Transistor 136 aus ist und die Bodydiode des Transistors 136 in Sperrrichtung gepolt ist. Der erste Hauptladezustand im Netzhochspannungsbetrieb folgt nach dem zweiten Übergangsladezustand im Netzhochspannungsbetrieb, wodurch die Sequenz wiederholt wird.
22 veranschaulicht Signalverläufe des Wandlers 100, während des Normalbetriebs im Netzhochspannungsbetrieb gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Signalverläufe gemäß 22 können anhand der 1, 2 und 10-21 verstanden werden. 22 umfasst die Kurve 172 des Strom I₁₃₀, die Kurve 174 des Stroms I₁₃₂, die Kurve 176 des Stroms I₁₂₆, die Kurve 170 des Stroms I₁₂₈, die Kurve 178 der Spannung V₁₀₄, die Kurve 180 der Spannung V₁₀₂, die Kurve 182 der Spannung V₁₀₈, die Kurve 184 der Spannung V₁₀₆, die Kurve 186 der Spannung über dem Eingangskondensator 112, die Kurve 188 der Spannung über dem Eingangskondensator 110 und Signale S₁₀₂, S₁₀₄, S₁₀₆, S₁₀₈ und S₁₃₆ der Transistoren 102, 104, 106, 108 beziehungsweise 136.
Während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₁ und dem Zeitpunkt t₂ sind die Transistoren 102 und 106 ein und die Ströme I₁₃₀ und I₁₃₂ nehmen zu, während die Ströme I₁₂₆ und I₁₂₈ im Wesentlichen bei null bleiben, wie anhand der Kurven 172, 174, 176 und 170 ersichtlich ist. Die Spannungen V₁₀₂ und V₁₀₆ über den Laststrecken der Transistoren 102 und 106 sind im Wesentlichen null, wie anhand der Kurven 180 beziehungsweise 184 ersichtlich ist. Die Spannungen über den Laststrecken der Transistoren 104 und 108 sind hoch, wie anhand der Kurven 178 beziehungsweise 182 ersichtlich ist. Da dem Eingangskondensator 110 Energie entnommen wird, reduziert sich die Spannung über dem Eingangskondensator 110, wie anhand der Kurve 188 ersichtlich ist. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₁ und dem Zeitpunkt t₂ ist in 10 ebenfalls veranschaulicht.
Zum Zeitpunkt t₂ wird der Transistor 102 ausgeschaltet. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₂ und dem Zeitpunkt t₃ ist in 11 veranschaulicht. Der Strom beginnt durch die Primärwicklung 126 und die Sekundärwicklung 128 zu fließen, wie in den Kurven 176 beziehungsweise 170 dargestellt ist. Die Spannung V₁₀₄ über der Laststrecke des Transistors 104 nimmt auf null Volt ab, wie anhand von Kurve 178 ersichtlich ist. Die Spannung über dem Transistor 136 (nicht dargestellt) kann zum Zeitpunkt t₃ ebenfalls null Volt sein.
Zum Zeitpunkt t₃ wird der Transistor 104 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet. Der Transistor 136 kann bei Nullspannung (ZVS) für eine erste Zeit eingeschaltet werden nachdem der Transistor 104 eingeschaltet ist, um sicherzustellen, dass der Transistor 106 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet wird. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann die Dauer null sein. Zwischen dem Zeitpunkt t₃ und dem Zeitpunkt t₄ wird der Strom I₁₃₂ negativ, wie anhand der Kurve 174 ersichtlich ist. Der Strom I₁₃₀ wird ebenfalls negativ, wie anhand der Kurve 172 ersichtlich ist. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₃ und dem Zeitpunkt t₄, bei der die Transistoren 104, 106 und 136 ein sind, ist ebenfalls durch die 12 und 13 veranschaulicht.
Zum Zeitpunkt t₄ werden die Transistoren 106 und 136 ausgeschaltet. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₆ und dem Zeitpunkt t₇ ist durch 14 veranschaulicht. Die Spannung V₁₀₈ über der Laststrecke des Transistors 108 nimmt auf null Volt ab, wie anhand der Kurve 182 ersichtlich ist.
Zum Zeitpunkt t₅ wird der Transistor 108 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet. Die Ströme I₁₃₀ und I₁₃₂ werden nach dem Zeitpunkt t₅ für eine Zeitendauer positiv, wie durch die Kurven 172 beziehungsweise 174 veranschaulicht ist. Die Ströme I₁₃₀ und I₁₃₂ nehmen zu, während die Ströme I₁₂₆ und I₁₂₈ im Wesentlichen bei null bleiben, wie anhand der Kurven 172, 174, 176 und 170 ersichtlich ist. Die Spannungen V₁₀₄ und V₁₀₈ über den Laststrecken der Transistoren 104 und 108 sind im Wesentlichen null, wie anhand der Kurven 178 beziehungsweise 182 ersichtlich ist. Die Spannungen über den Laststrecken der Transistoren 102 und 106 sind hoch, wie anhand der Kurven 180 beziehungsweise 184 ersichtlich ist. Da dem Eingangskondensator 102 Energie entnommen wird, reduziert sich die Spannung über dem Eingangskondensator 112, wie anhand der Kurve 186 ersichtlich ist. Der Stromfluss durch den Wandler 100 zwischen dem Zeitpunkt t₅ und dem Zeitpunkt t₆ ist durch die Kurven 15 und 16 veranschaulicht.
Zum Zeitpunkt t₆ wird der Transistor 108 ausgeschaltet. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₆ und dem Zeitpunkt t₇ ist durch 17 veranschaulicht. Der Strom beginnt durch die Primärwicklung 126 und die Sekundärwicklung 128 zu fließen, wie durch die Kurven 176 beziehungsweise 170 veranschaulicht ist. Die Spannung V₁₀₆ über der Laststrecke des Transistors 106 sinkt auf null Volt, wie anhand der Kurve 184 ersichtlich ist. Die Spannung über dem Transistor 136 (nicht gezeigt) kann zum Zeitpunkt t₃ ebenfalls null Volt sein.
Zum Zeitpunkt t₇ wird der Transistor 106 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet. Der Transistor 136 kann bei Nullspannung (ZVS) für eine zweite Zeit nach dem der Transistor 106 eingeschaltet ist, eingeschaltet werden, um sicherzustellen, dass der Transistor 136 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet wird. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann die Dauer der zweiten Zeit null sein. Zwischen dem Zeitpunkt t₇ und dem Zeitpunkt t₈ wird der Strom I₁₃₂ negativ, wie anhand der Kurve 174 ersichtlich ist. Der Strom I₁₃₀ wird ebenfalls negativ, wie anhand der Kurve 172 ersichtlich ist. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₇ und dem Zeitpunkt t₈, bei der die Transistoren 104, 106 und 136 ein sind, ist ebenfalls durch die 18 und 19 veranschaulicht.
Zum Zeitpunkt t₈ werden die Transistoren 104 und 136 ausgeschaltet. Der Stromfluss durch den Wandler 100 während der Zeit zwischen dem Zeitpunkt t₈ und dem Zeitpunkt t₉ ist durch 20 veranschaulicht. Die Spannung V₁₀₂ über der Laststrecke des Transistors 102 beginnt auf null Volt abzufallen, wie anhand der Kurve 180 ersichtlich ist.
Zum Zeitpunkt t₉ wird der Transistor 102 bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet. Die Ströme I₁₃₀ und I₁₃₂ werden eine Zeitdauer nach dem Zeitpunkt t₅ positiv, wie anhand der Kurven 172 beziehungsweise 174 ersichtlich ist. Der Stromfluss durch den Wandler 100 zum Zeitpunkt t₉ ist durch 21 veranschaulicht. Nachdem die Ströme I₁₃₀ und I₁₃₂ positiv werden, ist der Stromfluss durch den Wandler 100 durch 10 veranschaulicht, wobei sich die Sequenz wiederholt.
Vorteile einiger Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung umfassen, dass Transistoren mit einer von Nennspannung 250 V verwendet werden können, um einen Wandler zu betreiben, der an eine Netzhochspannungsquelle angeschlossen ist. Da die Spannung über den Eingangskondensatoren 110 oder 112 während des Netzhochspannungsbetriebs ähnlich der Spannung zwischen dem Eingang V_in und Masse während des Netzniederspannungsbetriebs ist, besteht keine Notwendigkeit, die Schaltung umzugestalten, um Netzhochspannungen zu verarbeiten. Ein Wandler kann beispielsweise sicher mit Transistoren arbeiten, die eine Nennspannung zwischen 250 V und 300 V haben. Der an die Sekundärwicklung des Transformators gekoppelte sperrende Transistor kann ebenfalls mit einer reduzierten Nennspannung realisiert werden, da er einer niedrigeren Spannung ausgesetzt ist, was aus der Verwendung des Netzhochspannungsbetriebs resultiert. Außerdem kann die Verwendung von Transistoren mit niedrigerer Nennspannung zu einer höheren Wandlungseffizienz führen, weil Transistoren die für eine geringere Spannung ausgelegt sind, dazu neigen, einen niedrigeren Einschaltwiderstand zu haben. Einige Ausführungsbeispiele können Transformatoren mit einem geringen Transformationsverhältnis, wie beispielsweise 2 zu 1, 3 zu 1 oder 4 zu 1 haben. Ein kleines Transformationsverhältnis kann das physikalische Volumen des Transformators reduzieren.
23 zeigt ein Flussdiagramm eines Beispiels eines Verfahrens 260 zum Betreiben eines Wandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Verfahren 260 kann im Wandler 100 realisiert sein, kann aber auch in anderen Schaltungsarchitekturen und auf andere in der Technik bekannte Weisen realisiert werden. Für die nachfolgende Erörterung wird angenommen, dass der in 1 dargestellte Wandler 100 das Verfahren 260 zum Betreiben eines Wandlers realisiert.
Der Wandler erhält eine Wechselspannung im Schritt 262. Die Wechselspannung kann beispielsweise eine Netz-Hochwechselspannung oder eine Netz-Niederwechselspannung sein. Während des Schrittes 264 ermittelt der Wandler die Art der erhaltenen Wechselspannung. Der Schritt 264 kann übersprungen werden, beispielsweise in solchen Fällen, in denen der Wandler vorkonfiguriert ist, eine spezielle Art von Spannung zu erhalten. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann die Wechselspannung dynamisch erfasst werden, um zu ermitteln ob im Netzniederspannungsbetrieb oder im Netzhochspannungsbetrieb gearbeitet werden soll. Als Ergebnis kann ein Wandler, der normalerweise im Netzhochspannungsbetrieb arbeitet, während eines ungewöhnlichen Ereignisses, wie beispielsweise einer Spannungsabfallbedingung (brownout condition) in den Netzniederspannungsbetrieb übergehen. Einige Ausführungsbeispiele können auch vom Netzhochspannungsbetrieb dynamisch während des Normalbetriebs in den Netzniederspannungsbetrieb übergehen. Wenn beispielsweise die Momentanspannung der Wechselspannung höher ist als eine vorgegebene Schwelle, wie beispielsweise 140 V, kann der Netzhochspannungsbetrieb verwendet werden, und wenn er geringer ist, kann der Netzniederspannungsbetrieb verwendet werden. Die Kapazitäten können so gewählt werden, dass sie den Betrieb des Leistungswandlers bei der niedrigsten Eingangswechselspannung ermöglichen. Für einen Adapter ist dieser Arbeitspunkt üblicherweise bei 90 V Wechselspannung. Wenn der Leistungswandler bei 90 V Wechselspannung mit voller Leistung arbeitet, kann in den Eingangskondensatoren genügend Energie gespeichert sein, dass der Wandler im Netzhochspannungsbetrieb arbeitet, ohne in den Netzniederspannungsbetrieb überzugehen. Bei anderen Ausführungsbeispielen, bei denen beispielsweise eine erhebliche Leistungsunterlastung, wie beispielsweise nur 30% der Spitzenleistung akzeptabel ist, können die Kapazitäten wesentlich kleiner gewählt werden. In diesem Fall kann während des Netzhochspannungsbetrieb die Spannung am Eingang V_in über die Eingangskondensatoren 110 und 120 über die Periode der sinusförmigen Eingangsspannung so absinken, dass der Wandler in den Netzniederspannungsbetrieb übergeht.
Wenn eine Netzniederspannungsbetrieb erhalten wird, ist eine LC-Schaltung, wie beispielsweise die LC-Schaltung mit dem Resonanzkondensator 134 und der Resonanzinduktivität 132 an einen ersten Anschluss eines ersten Eingangskondensators und an einen zweiten Anschluss eines zweiten Eingangskondensators, wie beispielsweise die Eingangskondensatoren 110 und 112, angeschlossen, um die LC-Schaltung während dem Schritt 266 zu laden. Das Anschließen der LC-Schaltung an den ersten Anschluss des ersten Eingangskondensators und an den zweiten Anschluss des zweiten Eingangskondensators kann erreicht werden durch Einschalten von Transistoren, wie beispielsweise der Transistoren 102 und 108. Während dem Schritt 268 wird die LC-Schaltung für eine erste Zeitdauer während dem Schritt 266 geladen. Die erste Zeitdauer kann durch ein PWM-Signal (nicht dargestellt) bestimmt werden. Alternativ kann die erste Zeitdauer vorkonfiguriert oder durch andere in der Technik bekannte Weisen bestimmt sein.
Während dem Schritt 270 wird die LC-Schaltung von dem ersten Anschluss des ersten Eingangskondensators und von dem zweiten Anschluss des zweiten Eingangskondensators, beispielsweise durch Ausschalten der Transistoren 102 und 108, getrennt. Während dem Schritt 272 wird die LC-Schaltung in resonanter Weise entladen, indem der Strom zirkulieren kann, beispielsweise durch Einschalten der Transistoren 104 und 106. Das Entladen der LC-Schaltung überträgt Energie an einen Ausgang des Wandlers, wie beispielsweise durch Übertragen von Energie auf die Sekundärseite des Transformators 168. Das Entladen der LC-Schaltung in resonanter Weise entlädt ebenfalls die Drainkapazitäten der Transistoren des Wandlers, wodurch die Transistoren bei Nullspannung (ZVS) einschalten können. Der Schritt 266 wird nach dem Schritt 272 ausgeführt, wodurch die Sequenz wiederholt wird.
Wenn eine Netzniederspannungsbetrieb erhalten wird, wird die LC-Schaltung an die ersten und zweiten Anschlüsse des ersten Eingangskondensators angeschlossen, um die LC-Schaltung während dem Schritt 274 zu laden. Das Anschließen der LC-Schaltung an die ersten und zweiten Anschlüsse des ersten Eingangskondensators kann erreicht werden durch Einschalten von Transistoren, wie beispielsweise der Transistoren 102 und 106. Während dem Schritt 276 wird die LC-Schaltung für eine dritte Zeitdauer geladen. Die dritte Zeitdauer kann durch ein PWM-Signal (nicht dargestellt) und durch eine Spannung an einem Knoten zwischen dem ersten Eingangskondensator und dem zweiten Eingangskondensator, wie beispielsweise der Knoten, an den der zweite Anschluss des ersten Eingangskondensators an den ersten Anschluss des zweiten Eingangskondensators, wie beispielsweise der Knoten V₁₀₂, angeschlossen ist, bestimmt werden. Alternativ kann die dritte Zeitdauer vorkonfiguriert sein oder durch andere in der Technik bekannte Weisen bestimmt sein.
Während dem Schritt 278 wird die LC-Schaltung von dem ersten Anschluss des ersten Eingangskondensators getrennt, beispielsweise durch Ausschalten der Transistoren 102. Während dem Schritt 280 wird die LC-Schaltung in einer resonanten Weise entladen, indem der Strom zirkulieren kann, beispielsweise durch Einschalten des Transistors 104. Das Entladen der LC-Schaltung überträgt Energie an den Ausgang des Wandlers. Das Entladen der LC-Schaltung in resonanter Weise entlädt auch die Drainkapazitäten der Transistoren des Wandlers, wodurch die Transistoren des Wandlers bei Nullspannung (ZVS) einschalten können.
Während dem Schritt 282 wird die LC-Schaltung an die ersten und zweiten Anschlüsse des zweiten Eingangskondensators angeschlossen, um die LC-Schaltung zu laden. Das Anschließen der LC-Schaltung an den zweiten Eingangskondensator kann erreicht werden durch Einschalten von Transistoren, wie beispielsweise der Transistoren 104 und 108. Während dem Schritt 284 wird die LC-Schaltung für eine fünfte Zeitdauer geladen. Die fünfte Zeitdauer kann durch ein PWM-Signal (nicht dargestellt) und durch die Spannung an dem Knoten zwischen dem ersten und zweiten Eingangskondensator bestimmt werden. Alternativ kann die fünfte Zeitdauer vorkonfiguriert sein oder durch andere in der Technik bekannte Weisen bestimmt sein.
Während dem Schritt 282 ist die LC-Schaltung von dem zweiten Anschluss des zweiten Eingangskondensators getrennt, beispielsweise durch Ausschalten des Transistors 108. Während dem Schritt 284 wird die LC-Schaltung in resonanter Weise entladen, indem der Strom, beispielsweise durch Einschalten des Transistors 106, zirkulieren kann. Das Entladen der LC-Schaltung überträgt die Energie an den Ausgang des Wandlers. Das Entladen der LC-Schaltung in resonanter Weise entlädt auch die Drainkapazitäten der Transistoren des Wandlers, wodurch die Transistoren des Wandlers bei Nullspannung (ZVS) ausschalten können. Der Schritt 274 wird nach dem Schritt 284 durchgeführt, wodurch die Sequenz wiederholt wird.
Wie in 1 gezeigt kann der Ausgang V_out durch die PCRC-Stufe 158 parallel zu der Kompensationsstufe 182 bereitgestellt werden. Bei nicht vorhandener Kompensationsstufe 162 kann die Spannung am Ausgang V_out Schwankungen aufweisen, die in solchen Fällen erheblich sein können, in denen die Eingangskondensatoren, wie beispielsweise die Eingangskondensatoren 110 und 112 klein sind. Die Kompensationsstufe 162 kann daher dazu verwendet werden, die Spannung am Ausgang V_out zu regeln, um Ausgangsschwankungen zu reduzieren oder eliminieren, wenn die Eingangskondensatoren 110 und 112 klein sind.
Die Kompensationsstufe 162 kann als bidirektionaler Wandler realisiert sein. Eine Realisierung der Kompensationsstufe 162 ist in der Patentanmeldung Nr. 15/265,686 beschrieben, die hierin durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit enthalten ist. Die 24-27 zeigen eine mögliche Realisierung der Kompensationsstufe 162 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Insbesondere zeigen die 24 und 25 den Stromfluss, wenn die Spannung am Ausgang V_out höher ist als eine vorgegebene Spannung, und die 26 und 27 zeigen den Stromfluss, wenn die Spannung am Ausgang V_OUT geringer ist als die vorgegebene Spannung. Wie in den 24 und 25 gezeigt, können die Transistoren 142 und 144 so schalten, dass Strom in den Speicherkondensator 148 fließt, wenn die Spannung am Ausgang V_out höher als eine vorgegebene Spannung ist. Wenn die Spannung am Ausgang V_out höher ist als die vorgegebene Spannung, verhält sich die Kompensationsstufe 162 daher wie ein Tiefsetzsteller, der als Eingang den Ausgang V_out und als Ausgansknoten V_cc hat. Wie in den 26 und 27 gezeigt, können die Transistoren 142 und 144 so schalten, dass Strom in den Ausgang V_out fließt, wenn die Spannung am Ausgang V_out geringer als die vorgegebene Spannung ist. Wenn die Spannung am Ausgang V_out geringer als die vorgegebene Spannung ist, verhält sich die Kompensationsstufe 162 daher wie ein Hochsetzsteller, der V_cc als Eingangsknoten und V_out als Ausgang hat. Die Kompensationsstufe 162 kann auf andere in der Technik bekannte Weisen realisiert sein. Die Kompensationsstufe 162 kann beispielsweise einen Hochsetz- oder Tiefsetz-HochsetzWandler enthalten, um Energie an den Speicherkondensator 148 zu übertragen.
Die Kompensationsstufe 162 kann bei einer Schaltfrequenz von 800 kHz oder höher arbeiten. Alternativ können andere Frequenzen verwendet werden. Das Betreiben der Kompensationsstufe 162 bei hohen Frequenzen, wie beispielsweise 800 kHz, ermöglicht, die Ausgangsspannung V_out mit geringen oder keinen Schwankungen zu regeln, sogar dann, wenn der Knoten V_cc erheblichen Schwankungen unterliegt. Die PCRC-Stufe 158 kann daher die Spannung am Knoten V_cc durch Schalten bei einer vergleichsweise niedrigen Frequenz, wie beispielsweise 150 kHz oder niedriger, regeln, ohne die Spannungsregelung des Ausgangs V_out zu beeinflussen. Andere Frequenzen können verwendet werden.
Die Eingangsspannung V_in kann abhängig von der Lastbedingung des Wandlers 100 variieren. Die 28-31 zeigen Spannungsverläufe für die Spannungsquelle 124 und den Eingang V_in für ein System, das Eingangskondensatoren von 2 uF nutzt, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Kurve 260 repräsentiert die Spannung an der Spannungsquelle 124 und die Kurve 262 repräsentiert die Spannung am Eingang V_in. 28 veranschaulicht die Spannungsverläufe für die Spannungsquelle 124 und den Eingang V_in, wenn die Spannungsquelle 124 eine Hochspannungsquelle ist und der Wandler 100 ausgelastet ist. 29 veranschaulicht die Spannungsverläufe für die Spannungsquelle 124 und den Eingang V_in, wenn die Spannungsquelle 124 eine Hochspannungsquelle ist und der Wandler 100 zu 10% belastet ist. 30 veranschaulicht die Spannungsverläufe für die Spannungsquelle 124 und den Eingang V_in, wenn die Spannungsquelle 124 eine Niederspannungsquelle ist und der Wandler 100 ausgelastet ist. 29 veranschaulicht die Spannungsverläufe für die Spannungsquelle 124 und den Eingang V_in, wenn die Spannungsquelle 124 eine Niederspannungsquelle ist und der Wandler 100 zu 10% belastet ist.
Wie anhand der 28-31 ersichtlich ist, kann die Spannung am Eingang V_in abhängig von Faktoren, wie beispielsweise der Wandlerbelastung und der Art der erhaltenen Leistung, variieren. Eine an eine PCRC-Stufe gekoppelte Kompensationsstufe erlaubt daher eine Wandlerrealisierung unter Verwendung kleiner Eingangskondensatoren, während Ausgangsschwankungen reduziert oder eliminiert werden. Außerdem können dynamische Laständerungen durch die Kompensationsstufe, die bei sehr hohen Schaltfrequenzen arbeiten kann, ausgeglichen werden. Mit anderen Worten, ein Wandler kann mit einer sehr schnellen Reaktion auf dynamische Lastsprünge aufgebaut werden, ohne dass der Hauptwandler bei einer sehr hohen Schaltfrequenz arbeitet. Der Hauptwandler kann sogar für eine feste Ausgangsspannung ausgelegt sein und kann für einen Mittel- bis vollausgelasteten Betrieb ausgelegt sein. Im Betrieb mit sehr geringer Auslastung kann der Hauptwandler den Betrieb stoppen, wobei die Last nur durch die Kompensationsstufe unterstützt wird.
Die Effizienz des Wandlers 100 kann weiter optimiert werden durch Steuern, wann die PCRC-Stufe 158 aktiv Energie auf die Sekundärseite des Transformators 168 überträgt. Wenn die Spannung am Eingang V_in gering ist, wie beispielsweise bei null Volt, kann die PCRC-Stufe 158 aufhören zu schalten. Die Spannung am Ausgang V_out kann während dieser Zeit durch die Kompensationsstufe 162 geregelt werden.
32 zeigt das Steuerdiagram 192 der Kompensationsstufe 162 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Steuerdiagram 192 umfasst einen Summierblock 194, einen Proportional-Integral-(PI)-Controller-Block 196, einen Begrenzerblock 198, einen Duty-Cycle-Inverter-Block 200 und einen Kompensationsstufenblock 202. Das Steuerdiagram 192 kann mit dem Wandler 100 realisiert werden. Alternativ kann das Steuerdiagram 192 mit einer anderen Schaltungsarchitektur und auf andere in der Technik bekannte Weise realisiert werden. Für die nachfolgende Erörterung ist angenommen, dass der Wandler 100, wie er in 1 gezeigt ist, das Steuerdiagram 192 zum Betreiben einer Kompensationsstufe realisiert.
Wie anhand von 32 ersichtlich ist, erhält der Summierblock 194 eine Referenzausgangsspannung V_{out_ref} und die Spannung am Ausgang V_out, subtrahiert diese und erzeugt ein Fehlersignal V_{out_error}. Der PI-Controller-Block 196 kann eine dynamische Kompensation der Kompensationsstufe 162 gewährleisten und erzeugt ein Signal D_{cs_raw}, das das Schaltmuster der Signale S₁₄₂ und S₁₄₄ bestimmt. Mit anderen Worten, wenn die Spannung am Ausgang V_out variiert, wird das Schaltmuster der Signale S₁₄₂ und S₁₄₄ modifiziert, um den Betrag des Fehlersignals V_{out_error} zu reduzieren und dadurch die Spannung am Ausgang V_out zu regeln.
Der Duty-Cycle-Inverter-Block 200 kann dazu verwendet werden, sicherzustellen, dass die Signale S₁₄₂ und S₁₄₄ sich nicht überlappen. Der Begrenzerblock 198 kann dazu verwendet werden, sicherzustellen, dass der Duty-Cycle der Signale S₁₄₂ und S₁₄₄ für ein bestimmtes System innerhalb eines sicheren Bereichs bleibt.
33 zeigt das Steuerdiagram 204 der PCRC-Stufe 158 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Steuerdiagram 204 umfasst einen Regelblock 206, einen Kondensatorkompensationsblock 208, eine Zustandsmaschine 258, einen Betriebsartauswahlblock 218 und einen PCRC-Stufe-Block 216. Während des Normalbetriebs kann das Steuerdiagram 204 die Spannung an den Knoten V_cc und V₁₁₂ durch Einstellen des Schaltmusters der Signale S₁₀₂, S₁₀₄, S₁₀₆, S₁₀₈ und S₁₃₆ regeln. Das Steuerdiagram 204 kann durch den Wandler 100 realisiert werden. Alternativ kann das Steuerdiagram 204 durch andere Schaltungsarchitekturen und auf andere in der Technik bekannte Weise realisiert werden. Für die nachfolgende Erörterung ist angenommen, dass der Wandler 100, wie er in 1 gezeigt ist, das Steuerdiagram 204 zum Betreiben eines Wandlers realisiert.
Der Regelblock 206 umfasst einen Summierblock 214, einen PI-Controller-Block 212, einen Begrenzerblock 210 und einen Kompensationsstufe-Block 202. Während des Normalbetriebs regelt der Regelungsblock 206 die Spannung am Knoten V_cc. Der Summierblock 214 erhält die Referenzspannung V_{cc_ref} und die Spannung am Knoten V_cc, subtrahiert diese und erzeugt das Fehlersignal V_{cc_error}. Der PI-Controller-Block 212 erzeugt das Signal D_{change_raw}, das dazu verwendet wird, das Schaltmuster der Signale S₁₀₂, S₁₀₄, S₁₀₆, S₁₀₈ und S₁₃₆ zu bestimmen. Mit anderen Worten, wenn die Spannung am Knoten V_cc variiert, wird das Schaltmuster der Signale S₁₄₂ und S₁₄₄ modifiziert, um den Betrag des Fehlersignals V_{cc_error} zu reduzieren, und damit die Spannung am Knoten V_cc zu regeln. Der Begrenzerblock 210 kann dazu verwendet werden, sicherzustellen, dass das Signal D_{change_raw} innerhalb eines für ein bestimmtes System sicheren Bereichs bleibt. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann der sichere Bereich abhängig sein von der Eingangsspannung oder der Art der Spannungsquelle.
Der Betriebsartauswähler 218 wird dazu verwendet, einen Steuerablauf abhängig davon auszuwählen, ob die Spannungsquelle 124 eine Netzhochspannung oder eine Netzniederspannung bereitstellt. Die Betriebsartauswahl kann automatisch nach Detektieren der für das System zur Verfügung stehenden Leistung ausgeführt werden. Alternativ kann die Betriebsartauswahl manuell durchgeführt werden oder kann voreingestellt werden, wenn die Leistungsversorgung hergestellt wird.
Die Zustandsmaschine 258 umfasst Ladezustände 220, 230 und 238, resonante Entladezustände 226, ZVS-Verzögerungsblöcke 222, 224, 234, 236, 242 und 244 und Timer-Blöcke 222, 232 und 242. Wenn der Netzniederspannungsbetrieb ausgewählt ist, folgt dem Ladezustand 220 der resonante Entladezustand 226, dem dann der Ladezustand 220 folgt, wodurch die Sequenz wiederholt wird. Die Dauer des Ladezustands 220 bestimmt die auf die Sekundärseite des Transformators 128 übertragene Energiemenge und wird bestimmt durch das Signal D_{change_raw} und die Timer-Blöcke 222. Die ZVS-Verzögerungsblöcke 224 und 228 stellen sicher, dass die Transistoren während dem Übergang zwischen dem Ladezustand 220, dem resonanten Entladezustand 226 und beliebigen Übergangszuständen (nicht gezeigt) bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet werden. Beispiele des Ladezustands 220, des resonanten Entladezustands 226 und der Übergangszustände, wie sie in dem Wandler 100 realisiert sind, sind in den 3-8 veranschaulicht.
Wenn der Netzhochspannungsbetrieb ausgewählt ist, folgt dem Ladezustand 230 der resonante Entladezustand 226, dem dann der Ladezustand 238 folgt, dem dann der resonante Entladezustand 226 folgt, dem dann der Ladezustand 230 folgt, wodurch die Sequenz wiederholt wird. Die Dauer der Ladezustände 230 und 238 bestimmt die Energiemenge, die auf die Sekundärseite des Transformators 168 übertragen wird. Die Dauer des Ladezustands 230 wird bestimmt durch den Timer-Block 232 und das Signal D_{charge_110}, welches durch den Kondensatorkompensationsblock 208 erzeugt wird und auf dem Signal D_{change_raw} basiert. Die Dauer des Ladezustands 238 wird bestimmt durch den Timer-Block 240 und das Signal D_{charge_112}, welches durch den Kondensatorkompensationsblock 208 erzeugt wird, und auf dem Signal D_{change_raw} basiert. Die ZVS-Verzögerungsblöcke 234, 236, 242 und 244 stellen sicher, dass die Transistoren beim Übergang zwischen den Ladezuständen 230 und 236, dem resonanten Entladezustand 226 und beliebigen Übergangszuständen (nicht gezeigt) bei Nullspannung (ZVS) eingeschaltet werden. Beispiele der Ladezustände 230, 236 des resonanten Entladezustands 226 und der Übergangszustände, wie sie in dem Wandler 100 realisiert sind, sind in den 10-21 veranschaulicht.
Die ZVS-Verzögerungsblöcke 222, 224, 234, 236, 242 und 244 können eine vordefinierte Zeit haben, wie beispielsweise 100 ns oder weniger. Andere vorgegebene Zeiten können verwendet werden. Alle ZVS-Verzögerungsblöcke können dieselbe vorgegebene Zeit verwenden. Alternativ können die ZVS-Verzögerungsblöcke jeweils unterschiedliche Zeiten haben, beispielsweise um die ZVS-Verzögerungszeit für jeden einzelnen Übergang zu optimieren. Da die Zeit zum Entladen einer Drainkapazität abhängig von der Spannung am Eingang V_in sein kann, kann die den einzelnen ZVS-Verzögerungsblöcken 222, 224, 234, 236, 242 und 244 zugeordnete Zeit auf der Spannung am Eingangsknoten V_in basieren. Einige Ausführungsbeispiele können die den ZVS-Verzögerungsblöcken 222, 224, 234, 236, 242 und 244 zugeordnete Zeit durch Detektieren von Nulldurchgängen oder andere in der Technik bekannte Verfahren bestimmen. Das Optimieren der den ZVS-Verzögerungsblöcken 222, 224, 234, 236, 242 und 244 zugeordneten Zeit kann den Ladezuständen 220, 230 und 238 mehr Zeit zur Verfügung stellen und kann die Übertragung von mehr Energie an die Sekundärseite des Transformators 168 ermöglichen.
Idealerweise sind die Spannungen über den Eingangskondensatoren 110 und 112 identisch. In der Praxis können die dynamischen Spannungen über den Eingangskondensatoren 110 und 112 allerdings unterschiedlich sein. Der Kondensatorkompensationsblock 208 kann dazu verwendet werden, beliebige Differenzen der Spannungen über den Eingangskondensatoren 110 und 112 durch Verlängern der Dauer entweder des Ladezustands 230 oder des Ladezustands 238 zu kompensieren. Wenn beispielsweise die Spannung über dem Eingangskondensator 110 geringer ist als die Spannung über dem Eingangskondensator 112 würde der Ladezustand 230 weniger Energie an die Sekundärseite des Transformators 168 übertragen als der Ladezustand 238, wenn beide Ladezustandsdauern gleich sind. Durch Verlängern der Dauer des Ladezustands 230 ist es möglich, dass die Ladezustände 230 und 238 dieselbe Energiemenge an die Sekundärseite des Transformators 168 übertragen. In gleicher Weise, wenn die Spannung über dem Eingangskondensator 110 höher ist als die Spannung über dem Eingangskondensator 112, kann die Dauer des Ladezustands 238 so verlängert werden, dass die Ladezustände 230 und 238 dieselbe Energiemenge an die Sekundärseite des Transformators 168 übertragen. Die Regelschleife stellt das Signal D_charge automatisch so ein, dass die gewünschte Gesamtmenge an Energie übertragen wird. Alternativ kann der Kondensatorkompensationsblock 208 weggelassen werden, wenn gleiche Duty-Cycles für D_{charge_110} und D_{charge_112} verwendet werden, was es der Regelschleife erlaubt, beliebige Differenzen der Spannungen über den Eingangskondensatoren 110 und 112 zu kompensieren und ein natürliches Ausgleichen der Eingangskapazitäten zu erreichen. Wenn die Spannung über dem Eingangskondensator 112 beispielsweise höher ist als die Spannung über dem Eingangskondensator 110 wird vom Eingangskondensator 110 mehr Energie übertragen als vom Eingangskondensator 112. Die Verwendung identischer Duty-Cycles zum Übertragen von Energie von jedem Eingangskondensator gleicht die Eingangsspannungen natürlicherweise aus.
Der Kondensatorkompensationsblock 208 kann durch die Summierblöcke 246, 248, 250, 254 und 256 und den PI-Controller 252 realisiert werden. Die Summierblöcke 246 und 248 realisieren Gleichung 4 und erzeugen ein Fehlersignal iBerror. Gleichung 4 ist gegeben durch: ${iB}_{error} = (V_{in} - V_{112}) - V_{112}$
wobei das Fehlersignal iBerror ein Maß dafür ist, wie unterschiedlich die Spannungen über den Eingangskondensatoren 110 und 112 sind. Das Signal V_{112_error} repräsentiert, wie stark sich die Spannung am Knoten V₁₁₂ von $\frac{V_{in}}{2}$
unterscheidet. Der PI-Controller 2 252 erzeugt die Signale D_{charge_110} und D_{charge_112} so, dass dieselbe Energiemenge durch die Ladezustände 230 bzw. 238 übertragen wird.
Die PCRC-Stufe kann auf verschiedene Weise realisiert werden. 34 zeigt beispielsweise eine PCRC-Stufe 358 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die PCRC-Stufe 358 kann in ähnlicher Weise wie die PCRC-Stufe 158 arbeiten. Ähnlich wie PCRC 158 kann PCRC 358 an eine Kompensationsstufe gekoppelt sein. PCRC 358 realisiert den Transistor 336 allerdings auf einer im Vergleich zu dem Transistor 136 anderen Seite der Sekundärwicklung 128. Die PCRC-Stufe 158 und die PCRC-Stufe 358 können auch als kaskadierte Hybrid-Sperrwandler oder PCRC-Stufen bezeichnet werden. Ein Fachmann kann die in diesem Abschnitt beschriebenen Modifikationen auf andere hierin beschriebene PCRC-Stufen anwenden.
35 veranschaulicht Effizienzverläufe eines Wandlers, wie beispielsweise des Wandlers 100, der eine kaskadierte Hybrid-Sperrwandler- oder PCRC-Stufe gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst. 35 umfasst die Kurve 372 der Effizienz von PCRC 158 oder 358, die Kurve 370 der Effizienz der Gleichrichterstufe, die das EMI-Filter 122 und die Gleichrichterschaltung 160 umfasst, und die Kurve 374 der Gesamteffizienz des Wandlers. Die Kurve 376 zeigt die Übergangsspannung zwischen dem Netzniederspannungsbetrieb und dem Netzhochspannungsbetrieb. Selbstverständlich kann ein Fachmann eine andere Übergangsspannung auswählen, um die Leistung des Wandlers zu optimieren.
Wie in 35 gezeigt, nimmt die Effizienz der Gleichrichterstufe mit der Spannung am Eingang V_in zu. Die Effizienz der Gleichrichterstufe wird nicht durch den Übergang zwischen den Netzniederspannungsbetrieb und dem Netzhochspannungsbetrieb beeinflusst, wie durch Kurve 370 gezeigt ist. Im Gegenteil, die Effizienz der PCRC-Stufe ändert sich mit dem Übergang zwischen dem Netzniederspannungsbetrieb und dem Netzhochspannungsbetrieb, wie durch die Kurve 372 und die Kurve 376 gezeigt ist. Die Gesamteffizienz des Wandlers ist im Wesentlichen die Effizienz, die aus den Beiträgen der Gleichrichterstufe und der PCRC-Stufe resultiert, wie durch die Kurve 374 gezeigt ist.
36 zeigt einen Wandler 400 mit einer PCRC-Stufe 458 gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Wandler 400 kann in ähnlicher Weise wie der Wandler 100 arbeiten. Der Wandler 400 enthält allerdings PCRC 458 anstelle von PCRC 158. Die PCRC-Stufe 458 kann in ähnlicher Weise wie die PCRC-Stufe 358 arbeiten. Ähnlich wie PCRC 358 kann PCRC 458 an eine Kompensationsstufe gekoppelt sein. PCRC 458 enthält allerdings Transistoren 408 und 408 anstelle von Transistoren 102, 104, 106 und 108. Im Ergebnis arbeitet PCRC 458 nur in einer Betriebsart anstatt zwischen einem Netzniederspannungsbetrieb und einem Netzniederspannungsbetrieb umzuschalten. Die PCRC 458 kann als Hybrid-Sperrwandler- oder nicht-kaskadierte PCRC-Stufe bezeichnet werden.
Vorteile einiger Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung umfassen, dass die PCRC-Stufe mit zwei Transistoren auf der Primärseite realisiert werden kann, während nach wie vor ein Schalten bei Nullspannung (ZVS) erreicht werden kann.
Die Effizienz eines Wandlers kann durch Synchrongleichrichtungsverfahren verbessert werden. 37 zeigt beispielsweise einen Wandler 500, der Synchrongleichrichter-MOSFETs parallel zu dem Brückengleichrichter enthält, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Wandler 500 kann in ähnlicher Weise wie der Wandler 100 arbeiten. Der Wandler 500 realisiert allerdings eine Low-Side-Synchrongleichrichtung in der Gleichrichterschaltung 560, indem Transistoren 542 und 544 parallel zu den Transistoren 120 bzw. 116 vorhanden sind. Andere Realisierungen einer Synchrongleichrichtung, wie beispielsweise eine Synchrongleichrichtung parallel zu allen Gleichrichterdioden 114, 116, 118, 120 kann verwendet werden. Die Verwendung von Synchrongleichrichtungsverfahren kann die Effizienz der Wandlerschaltung verbessern, wodurch die Gesamteffizienz des Wandlers verbessert wird. Die Verwendung von Synchrongleichrichtungsverfahren verbessert die Effizienz des Wandlers insbesondere bei niedrigen Eingangsspannungen, bei denen die Verluste in der Gleichrichterstufe am höchsten sind, wie durch die Kurve 370 gemäß 35 gezeigt ist. Da der vollausgelastete Betrieb bei einer niedrigen Eingangswechselspannung thermische Herausforderungen mit sich bringen kann, hilft das Erhöhen der Effizienz bei niedrigen Eingangswechselspannungen die Leistungsdichte weiter zu erhöhen, beispielsweise durch Erhöhen der Schaltfrequenz der PCRC-Stufe. GaN-HEMTs können beispielsweise verwendet werden, um einen Betrieb des Wandlers bei 500 kHz und höher zu ermöglichen. Daher können Synchrongleichrichtungsverfahren helfen, eine höhere Effizienz für den gesamten Wandler, einschließlich bei niedrigen Eingangswechselspannungen, zu erreichen.
Der Wandler 500 enthält auch keine Kompensationsstufe, wie beispielsweise die Kompensationsstufe 162. Stattdessen verwendet der Wandler 500 im Vergleich zu den im Wandler 100 verwendeten Kapazitäten höhere Kapazitäten für die Eingangskondensatoren 110 und 112 und den optionalen Eingangskondensator 111. Der Wandler 500 kann mit einer Kompensationsstufe realisiert werden.
Die 38 und 39 veranschaulichen Pareto-Analysen, die die Effizienz und die Leistungsdichteleistungsfähigkeit verschiedener Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung veranschaulichen. Die Pareto-Analyse der 38 und 39 veranschaulicht insbesondere das Ergebnis von Simulationen verschiedener Wandlertopologien mit unterschiedlicher Schaltfrequenz, unterschiedlichem Transformatordesign (Kerngrößen, Wicklungsstrukturen) aber demselben Betriebspunkt (Volllast, 4A, 16,25A out; 110V AC bzw. 230V AC). Controllerverluste von 150mW sind berücksichtigt. Außerdem ist bei der Berechnung der Leistungsdichte 20% Platz zu den physikalischen Komponentengrößen hinzugefügt, um eine sinnvolle physikalische Anordnung der Komponenten zu erlauben. 38 veranschaulicht eine Pareto-Analyse von verschiedenen Wandlern, die eine Eingangsspannung von 230Vrms erhalten und mit 16,25 A belastet sind. 39 veranschaulicht eine Pareto-Analyse von verschiedenen Wandlern, die eine Eingangsspannung von 110V_eff erhalten und mit 4A belastet sind. Die 38 und 39 enthalten Punkte 794 eines PFC-Sperrwandlers mit Kompensationsstufe, Punkte 795 eines Sperrwandlers mit fester Ausgangsspannung mit nachfolgender Tiefsetzstufe, Punkte 796 einer Weitbereichs-Sperrwandlerstufe, Punkte 797 einer kaskadierten Hybrid-Sperrwandler- oder PCRC-Stufe gemäß einem Ausführungsbeispiel dieser Erfindung, Punkte 798 einer Hybrid-Sperrwandler-(oder nicht-kaskadierten)-PCRC-Stufe und die Kurve 799 einer isothermen Linie einer 80°C-Oberflächentemperatur des Wandlers. Bei diesem speziellen Beispiel kann der dargestellte Wandler oberhalb oder links der isothermen Linie (Kurve 799) für einen korrekten Betrieb arbeiten. Das heißt, bei diesem speziellen Beispiel kann der Wandler für einen korrekten Betrieb kühler als mit einer 80°C-Oberflächentemperatur (was gleichbedeutend ist mit einer Temperaturerhöhung von 55°C bei 25°C Raumtemperatur) arbeiten.
Wie anhand der 38 und 39 ersichtlich ist, haben die kaskadierte Hybrid-Sperrwandler- oder PCRC-Stufe und die nicht-kaskadierte Hybrid-Sperrwandlerstufe im Allgemeinen eine höhere Effizienz als alle anderen Topologien. Die kaskadierte Hybrid-Sperrwandler-PCRC-Stufe hat sogar noch eine höhere Effizienz als der nicht-kaskadierte Hybridsperrwandler, wenn er bei Netzhochspannung anstatt bei Netzniederspannung arbeitet, wie durch die Punkte 797 gezeigt ist. Aufgrund der höheren Effizienz ist die Oberflächentemperatur des Wandlers für die kaskadierte Hybrid-Sperrwandler-PCRC-Stufe geringer. Insbesondere zieht der kaskadierte Hybrid-Sperrwandler erhebliche Vorteile von einer Synchrongleichrichtung des Brückengleichrichters, wie im Zusammenhang mit den 35 und 37 erläutert.
Während diese Erfindung anhand veranschaulichender Ausführungsbeispiele erläutert wurde, ist diese Beschreibung nicht dazu gedacht, beschränkend ausgelegt zu werden. Verschiedene Modifikationen und Kombinationen veranschaulichender Ausführungsbeispiele, ebenso wie andere Ausführungsbeispiele der Erfindung, sind für Fachleute anhand der Beschreibung ersichtlich. Die Wandler 100, 400 und 500 können beispielsweise mit oder ohne Synchrongleichrichterschaltungen realisiert werden. Auch können die Wandler 100, 400 und 500 mit oder ohne eine Kompensationsstufe realisiert werden. Die Wandler 100, 400 und 500 können mit einer beliebigen der hierin präsentierten Realisierungen der PCRC-Stufe realisiert werden. Es ist daher beabsichtigt, dass die beigefügten Ansprüche beliebige solche Modifikationen oder Ausführungsbeispiele umfassen.

Claims

Verfahren zum Betreiben eines Wandlers, das aufweist: Laden einer an ein Schaltnetzwerk und eine Primärwicklung eines Transformators gekoppelte LC-Schaltung für eine erste Zeitdauer durch Anschließen der LC-Schaltung an einen oder mehrere Eingangskondensatoren über das Schaltnetzwerk, wobei das Schaltnetzwert eine zwischen einen ersten Versorgungsanschluss und einen Mittenknoten gekoppelte erste Halbbrücke und eine zwischen den Mittenknoten und einen zweiten Versorgungsanschluss gekoppelte zweite Halbbrücke aufweist; Verhindern einer Energieübertragung von der Primärwicklung des Transformators an eine Sekundärwicklung des Transformators während des Ladens der LC-Schaltung; nach Laden der LC-Schaltung, Entladen der LC-Schaltung für eine zweite Zeitdauer durch Trennen eines Anschluss der LC-Schaltung von dem einen oder den mehreren Eingangskondensatoren.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Verhindern der Energieübertragung von der Primärwicklung des Transformators zu der Sekundärwicklung des Transformators während dem Laden der LC-Schaltung das In-Sperrrichtung-Polen einer Diode in Reihe zu der Sekundärwicklung des Transformators aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Anschließen der LC-Schaltung an den einen oder die mehreren Eingangskondensatoren das Einschalten von einem oder von mehreren Transistoren des Schaltnetzwerks bei Nullspannung (ZVS) für eine dritte Zeitdauer nach Trennen des Anschlusses der LC-Schaltung von dem einen oder den mehreren Eingangskondensatoren aufweist.
Verfahren nach Anspruch 3, das weiterhin das Ermitteln der dritten Zeitdauer basierend auf der Spannung des einen oder der mehreren Eingangskondensatoren aufweist.
Verfahren nach einem beliebigen der vorangehenden Ansprüche bei dem das Entladen der LC-Schaltung das Einschalten eines oder mehrerer der Transistoren des Schaltnetzwerks bei Nullspannung (ZVS) für eine vierte Zeitdauer nach Trennen eines Anschlusses der LC-Schaltung von dem einen oder den mehreren Eingangskondensatoren aufweist.
Verfahren nach einem beliebigen der vorangehenden Ansprüche, bei dem das Trennen des Anschlusses der LC-Schaltung von dem einen oder dem mehreren Eingangskondensatoren eine erste Energie an die Sekundärwicklung des Transformators überträgt; die erste Zeitdauer die erste Energie bestimmt; und eine Resonanzfrequenz der LC-Schaltung die zweite Zeitdauer bestimmt.
Verfahren nach Anspruch 6, das weiterhin das Steuern der ersten Zeitdauer basierend auf einem PWM-Signal aufweist.
Verfahren nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 7, das weiterhin aufweist: Übertragen von Energie von dem Ausgangsanschluss des Wandlers an eine Speichereinrichtung, wenn eine Spannung an einem Ausgangsanschluss des Wandlers höher ist als ein vorgegebener Wert; und Übertragen von Energie von der Speichereinrichtung an den Ausgangsanschluss, wenn die Spannung des Ausgangsanschlusses des Wandlers niedriger ist als der vorgegebene Wert.
Verfahren nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 7, das weiterhin das Regeln einer Spannung an einem Ausgangsanschluss des Wandlers durch Übertragen von Energie zwischen dem Ausgangsanschluss und einer Speichereinrichtung über einem bidirektionalen Wandler aufweist.
Verfahren nach einem beliebigen der vorangehenden Ansprüche, bei dem der eine oder die mehreren Eingangskondensatoren einen ersten Eingangskondensator und einen zweiten Eingangskondensator aufweisen, wobei das Verfahren weiterhin aufweist: Erhalten einer gleichgerichteten Wechselspannung über den einen oder die mehreren Eingangskondensatoren; und' wobei das Laden der LC-Schaltung das gleichzeitige Übertragen von Energie von dem ersten Eingangskondensator und dem zweiten Eingangskondensator an die LC-Schaltung aufweist, wenn die gleichgerichtete Wechselspannung eine gleichgerichtete Netzniederspannung ist, und wobei das Laden der LC-Schaltung das Übertragen von Energie von dem ersten Eingangskondensator an die LC-Schaltung oder alternativ das Übertragen von Energie von dem zweiten Eingangskondensator an die LC-Schaltung, ohne das Energie gleichzeitig von dem ersten Eingangskondensator und dem zweiten Eingangskondensator an die LC-Schaltung übertragen wird, aufweist, wenn die gleichgerichtete Wechselspannung eine gleichgerichtete Netzhochspannung ist.
Verfahren nach Anspruch 10, das weiterhin aufweist: wobei das Laden der LC-Schaltung weiterhin aufweist, wenn die gleichgerichtete Wechselspannung eine gleichgerichtete Hochspannung ist: Übertragen von Energie von dem ersten Eingangskondensator an die LC-Schaltung für eine fünfte Zeitdauer während eines ersten Schaltzyklus, und Übertragen von Energie von dem zweiten Eingangskondensator an die LC-Schaltung für eine sechste Zeitdauer, während eines zweiten Schaltzyklus nach dem ersten Schaltzyklus.
Verfahren nach Anspruch 11, das weiterhin aufweist: Überwachen einer Spannung eines zwischen den ersten Eingangskondensator und den zweiten Eingangskondensator gekoppelten Zwischenknotens; Ermitteln der fünften Zeitdauer basierend auf der Spannung des Mittelknotens; Ermitteln der sechsten Zeitdauer basierend auf der Spannung des Mittelknotens.
Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, das weiterhin das Erzeugen der gleichgerichteten Wechselspannung aus einer Wechselspannung mit einem Brückengleichrichter aufweist, wobei: die Wechselspannung eine Netzniederspannung mit einem Effektivwert zwischen 85V und 140V ist, wenn die gleichgerichtete Wechselspannung eine Netzniederspannung ist; und die Wechselspannung eine Netzhochspannung mit einem Effektivwert zwischen 200V und 270V ist, wenn die gleichgerichtete Wechselspannung eine gleichgerichtete Netzhochspannung ist.
Wandler, der einen Controller aufweist, der dazu ausgebildet ist: eine zwischen ein Schaltnetzwerk und eine Primärwicklung eines Transformators gekoppelte LC-Schaltung für eine erste Zeitdauer durch Anschließen der LC-Schaltung an einen oder mehrere Eingangskondensatoren durch Steuern der Transistoren des Schaltnetzwerks zu laden, wobei das Schaltnetzwerk eine zwischen einen ersten Versorgungsanschluss und einen Mittenknoten gekoppelte erste Halbbrücke und eine zwischen den Mittenknoten und einem zweiten Versorgungsanschluss gekoppelte zweite Halbbrücke aufweist; eine Energieübertragung von der Primärwicklung des Transformators an eine Sekundärwicklung des Transformators während des Ladens der LC-Schaltung durch Steuern eines ersten in Reihe zu der Sekundärwicklung des Transformators geschalteten ersten Transistors zu verhindern; die LC-Schaltung für eine zweite Zeitdauer nach Laden der LC-Schaltung zu entladen durch Trennen eines Anschlusses der LC-Schaltung von dem einen oder den mehreren Eingangskondensatoren durch Ausschalten von zwei Transistoren des Schaltnetzwerks, um eine erste Energie an die Sekundärwicklung des Transformators zu übertragen.
Wandler nach Anspruch 14, wobei das Verhindern der Energieübertragung von der Primärwicklung des Transformators an die Sekundärwicklung des Transformators während des Ladens der LC-Schaltung das Ausschalten des ersten Transistors aufweist.
Wandler nach Anspruch 14 oder 15, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, den ersten Transistor für eine erste Zeitdauer einzuschalten nachdem ein Strom durch eine Bodydiode des ersten Transistors zu fließen beginnt.
Wandler nach einem beliebigen der Ansprüche 14 bis 16, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, die erste Zeitdauer basierend auf einem PWM-Signal zu steuern.
Wandler nach einem beliebigen der Ansprüche 14 bis 17, bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: Transistoren einer zwischen einen Ausgangsanschluss und eine Speichereinrichtung gekoppelten bidirektionalen Wandlerstufe zu steuern, um eine Spannung an dem Ausgangsanschluss zu regeln, wobei der Ausgangsanschluss an die Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist; und Transistoren des Schaltnetzwerks zu steuern, um eine Spannung an einem Anschluss der Speichereinrichtung zu regeln.
Wandler nach Anspruch 18, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: Transistoren der bidirektionalen Wandlerstufe zu steuern, um von dem Ausgangsanschluss zu dem Anschluss der Speichereinrichtung tiefzusetzen, wenn die Spannung an dem Ausgangsanschluss oberhalb einer vorgegebenen Schwelle ist; und Transistoren der bidirektionalen Wandlerstufe zu steuern, von dem Anschluss der Speichereinrichtung zu dem Ausgangsanschluss hochzusetzen, wenn die Spannung an dem Ausgangsanschluss unterhalb der vorgegebenen Schwelle ist.
Wandler nach Anspruch 18, wobei Transistoren des Schaltnetzwerks bei einer niedrigeren Frequenz als Transistoren der bidirektionalen Wandlerstufen schalten.
Wandler nach einem beliebigen der Ansprüche 14 bis 18, der weiterhin aufweist: die LC-Schaltung; das Schaltnetzwerk; den Transformator; die bidirektionale Wandlerstufe; und den ersten Transistor.
Wandler nach einem beliebigen der Ansprüche 14 bis 21, bei dem der eine oder die mehreren Eingangskondensatoren zwischen eine Wechselspannungsquelle, die eine Wechselspannung erzeugt, und das Schaltnetzwerk gekoppelt sind, wobei der eine oder die mehreren Eingangskondensatoren einen ersten Eingangskondensator und einen zweiten Eingangskondensator aufweisen, wobei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: Transistoren des Schaltnetzwerks so zu steuern, dass Energie gleichzeitig von dem ersten Eingangskondensator und dem zweiten Eingangskondensator an die LC-Schaltung übertragen wird, wenn die Wechselspannung eine Netzniederspannung ist; und die Transistoren des Schaltnetzwerks so zu steuern, dass Energie von dem ersten Eingangskondensator an die LC-Schaltung oder dem zweiten Eingangskondensator an die LC-Schaltung übertragen wird, ohne das Energie gleichzeitig von dem ersten Eingangskondensator und dem zweiten Eingangskondensator an die LC-Schaltung übertragen wird, wenn die Wechselspannung eine Netzhochspannung ist.
Wandler nach Anspruch 22, bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: eine gleichgerichtete Spannung zu überwachen, die durch einen zwischen die Wechselspannungsquelle und den einen oder die mehreren Eingangskondensatoren gekoppelten Brückengleichrichter erzeugt wird; und zu ermitteln, ob die Wechselspannung eine Netzhochspannung oder eine Netzniederspannung ist, basierend auf dem Überwachen der gleichgerichteten Spannung.
Wandler nach Anspruch 22, bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: wenn die Wechselspannung eine Netzhochwechselspannung ist, Transistoren des Schaltnetzwerks so zu steuern, dass Energie von dem ersten Eingangskondensator für eine vierte Zeitdauer während eines ersten Schaltzyklus an die LC-Schaltung übertragen wird, und Transistoren des Schaltnetzwerks so zu steuern, dass Energie für eine fünfte Zeitdauer während eines zweiten Schaltzyklus nach dem ersten Schaltzyklus von dem zweiten Eingangskondensator an die LC-Schaltung übertragen wird.
Wandler nach Anspruch 24, bei der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist: eine Spannung eines Zwischenknotens, der zwischen den ersten Eingangskondensator und den zweiten Eingangskondensator gekoppelt ist, zu überwachen; die vierte Zeitdauer basierend auf der Spannung des Zwischenknotens zu ermitteln.
Schaltung, die aufweist: einen ersten Transistor, der zwischen einen ersten Versorgungsanschluss und einen Mittenknoten gekoppelt ist; einen zweiten Transistor, der zwischen den Mittenknoten und einen zweiten Versorgungsanschluss gekoppelt ist; einen ersten Kondensator, der in Reihe zu einem ersten induktiven Element geschaltet ist, das zwischen den ersten Transistor und eine erste Wicklung eines Transformators gekoppelt ist; ein zweites induktives Element, das parallel zu der ersten Wicklung des Transformators gekoppelt ist, wobei die erste Wicklung des Transformators an einen zweiten Transistor gekoppelt ist; ein erstes gleichrichtendes Element, das in Reihe zu einer zweiten Wicklung des Transformators gekoppelt ist; und ein bidirektionaler Wandler, der an einen Ausgangsanschluss gekoppelt ist, wobei der Ausgangsanschluss an die zweite Wicklung des Transformators gekoppelt ist.
Schaltung nach Anspruch 26, bei der der bidirektionale Wandler aufweist: eine dritte an den Ausgangsanschluss gekoppelte Halbbrücke und ein drittes induktives Element in Reihe zu einer zweiten Kapazität, die an die dritte Halbbrücke gekoppelt ist.
Schaltung nach Anspruch 26 oder 27, die weiterhin aufweist: einen Vollbrückengleichrichter der zwischen den ersten Versorgungsanschluss und den zweiten Versorgungsanschluss gekoppelt ist, wobei der Vollbrückengleichrichter dazu ausgebildet ist, eine Wechselspannung zu erhalten.
Schaltung nach einem beliebigen der Ansprüche 26 bis 28, die weiterhin eine Last aufweist, die zwischen das erste gleichrichtende Element und die zweite Wicklung des Transformators gekoppelt ist.
Schaltung nach einem beliebigen der Ansprüche 26 bis 29, wobei der Transformator das erste induktive Element und das zweite induktive Element aufweist.
Schaltung nach einem beliebigen der Ansprüche 26 bis 30, wobei das erste gleichrichtende Element eine Bodydiode eines dritten Transistors aufweist.
Schaltung nach einem beliebigen der Ansprüche 26 bis 31, die weiterhin aufweist: eine erste Halbbrücke, die zwischen den ersten Versorgungsanschluss und den Mittenknoten gekoppelt ist, wobei die erste Halbbrücke den ersten Transistor umfasst; und eine zweite Halbbrücke, die zwischen den Mittenknoten und den zweiten Versorgungsanschluss gekoppelt ist, wobei die zweite Halbbrücke den zweiten Transistor umfasst.
Schaltung nach Anspruch 32, die weiterhin einen Controller aufweist, wobei die erste Halbbrücke weiterhin einen vierten Transistor aufweist, die zweite Halbbrücke einen fünften Transistor aufweist und der Controller dazu ausgebildet ist: den vierten und fünften Transistor bei Nullspannung (ZVS) einzuschalten; nach einer ersten Zeitdauer nach Einschalten des ersten und fünften Transistors den vierten und fünften Transistor auszuschalten; und nach einer zweiten Zeitdauer nach Ausschalten des vierten und fünften Transistors den ersten und zweiten Transistor mit Nullspannung (ZVS) einzuschalten.
Schaltung nach Anspruch 33, wobei die zweite Zeitdauer auf einer Spannung an dem ersten Versorgungsanschluss basiert.
Schaltung nach einem beliebigen der Ansprüche 32 bis 34, die weiterhin einen Controller aufweist, wobei die erste Halbbrücke außerdem einen vierten Transistor aufweist, die zweite Halbbrücke einen fünften Transistor aufweist und der Controller dazu ausgebildet ist: den ersten Transistor auszuschalten; nach einer ersten Zeitdauer nach Ausschalten des ersten Transistors den vierten Transistor bei Nullspannung (ZVS) einzuschalten; nach einer zweiten Zeitdauer nach Einschalten des vierten Transistors den fünften Transistor auszuschalten; und nach einer dritten Zeitdauer nach Ausschalten des fünften Transistors den zweiten Transistor bei Nullspannung (ZVS) einzuschalten.