DE102004022136B4 - Softgeschaltete Leistungswandler - Google Patents

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Abstract

Leistungswandler mit einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss, wobei der Eingangsanschluss mit einer Stromquelle gekoppelt ist, wobei der Leistungswandler Folgendes umfasst:
einen mit dem Eingangsanschluss gekoppelten Speicherinduktor (102);
einen ersten Schalter (S, 103) zum Laden und Entladen des Speicherinduktors (102);
einen aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) mit einem Transformator (109, 205, 1009);
wobei der Transformator (109, 205, 1009) eine Primärwicklung (N1) und eine Sekundärwicklung (N2) aufweist;
wobei die Primärwicklung (N1) und die Sekundärwicklung (N2) mit einem Anschluss eines zweiten Schalters (S1, 108) verbunden sind; und
wobei der zweite Schalter (S1, 108) mit einer Spannungsklemmschaltung (115) gekoppelt ist, welche eine Referenzspannung (Vc, 202, VAUX) bereitstellt, die über einen Schaltzyklus des ersten (S, 103) und zweiten Schalters (S1, 108) im Wesentlichen konstant ist;
einen Gleichrichter (D, 104), der mit dem Speicherinduktor (102), dem aktiven...

Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • 1. Bereich der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrift DC/DC- und AC/DC-Leistungswandler. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere DC/DC- und AC/DC-Leistungswandler mit Softschaltung in allen ihren Halbleiterkomponenten.
  • 2. Erörterung der verwandten Technik
  • Die Boost-Wandler-Topologie wird in verschiedenen AC/DC- und DC/DC- Wandleranwendungen weit verbreitet eingesetzt. In der Tat wird die Boost-Technik heute in den meisten Eingangsstufen von DC/DC-Netzteilen mit Leistungsfaktorkorrektur (PFC) eingesetzt. Boost-Topologie kommt auch in zahlreichen Anwendungen zum Einsatz, in denen eine batteriegespeiste niedrige Eingangsspannung zum Erzeugen einer hohen Ausgangsspannung verwendet wird. Bei höheren 20 Leistungspegeln ist der CCM-(nicht-lückender Betrieb)Boost-Wandler die bevorzugte Topologie für eine Eingangsstufe mit PFC. In den letzten Jahren wurde erheblicher Aufwand betrieben, um die Leistung von Hochleistungs-Boost-Wandlern zu verbessern. Diese Entwicklungsbemühungen konzentrierten sich auf die Reduzierung von nachteiligen Sperrerholcharakteristiken, die die Wandlungseffizienz und die 25 elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) der Boost-Gleichrichter beeinflussen.
  • Die EP 0 496 718 A2 beschreibt einen Wandler mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang mit einer Spannungs-Quelle gekoppelt ist, wobei der Wandler eine Induktivität, einen gesteuerten Haupt-Schalter, eine erste Diode und einen Transformator aufweist, welche miteinander gekoppelt sind, wobei die primäre Windung des Transformators in Serie mit einer gesteuerten Schalteinrichtung geschaltet ist und die sekundäre Windung in Serie mit einer zweiten Diode geschaltet ist, so dass es möglich wird, während den An-Schaltperioden des gesteuerten Haupt-Schalters Energie vom Eingang zum Ausgang zu transportieren und die Spannung über dem gesteuerten Haupt-Schalter so einzustellen, um nahe bei Null zu liegen, während der gesteuerte Haupt-Schalter ein- und ausgeschaltet wird und wobei das Ausschalten der gesteuerten Schalteinrichtung bei geringem geleiteten Strom erfolgen kann.
  • Die JP 05 328714 A betrifft einen DC-DC Konverter zum Reduzieren von Verlusten und von Rauschen, indem Kondensatoren und Dioden parallel mit einem Hauptschaltelement bereitgestellt werden.
  • Aus der US 5 847 548 A ist ein Snubber für den Gebrauch in einem Boostkonverter mit einem ersten und einem zweiten Boostschalter bekannt.
  • Die JP 05 284746 A offenbart eine geschaltete Leistungsquelle, um den Anwendungsbereich von Null-Spannungs-Einschalten zu erweitern ohne einen erregenden Strom eines Transformators zu erhöhen.
  • Die EP 0 692 863 A2 betrifft einen AC-DC-Boost schaltenden Leistungskonverter, um Leistung von einer Eingangsspannungsquelle von beiden Polaritäten an eine Last mit einer unipolaren Lastspannung zu liefern.
  • Die US 5 543 704 A offenbart einen pulsweitenmodulierten DC zu DC Boost-Konverter-Schaltkreis, der bei einer konstanten Frequenz betrieben wird.
  • Die US 5 828 559 A betrifft einen zuverlässigen Snubber, um eine Belastung für ein schaltendes Element zu mindern, aufweisend eine Kapazität zum Abfangen von Energie, Gleichrichtungsmittel und softgeschaltete aktive Resetmittel.
  • Die US 5 841 268 A beschreibt eine Familie DC-DC Konvertern des Schalt-Typs, um Spannung von einer DC-Eingangsspannungsquelle an eine DC-Ausgangsspannung zu konvertieren.
  • Aus der EP 0 655 828 A1 ist eine Leistungsversorgung eines Schalttyps mit einem Eingang und einem Ausgang, einem FET Leistungsschalter und einem aktiven resonanten Snubbernetzwerk bekannt.
  • Die EP 0 982 842 A2 offenbart in einem Leistungskonverter mit einem Eingang, der an einen Leistungsschalter und einen Gleichrichter gekoppelt ist, um Ströme von dem Eingang zu einem Ausgang des Leistungskonverters zu leiten, einen Snubber-Schaltkreis, aufweisend eine Snubber-Induktivität und eine Snubber-Kapazität, die mit dem Gleichrichter gekoppelt sind, einen ersten Hilfsschalter und einen zweiten Hilfsschalter.
  • Im Allgemeinen werden sperrerholbezogene Verluste und EMV-Probleme durch „weiches" Abschalten des Boost-Wandlers mit einer geregelten Abschaltstromrate minimal gehalten. Es wurden viele softgeschaltete Boost-Wandler vorgeschlagen, die zusätzliche Komponenten zur Bildung einer Snubber-Schaltung (passiv oder aktiv) zum Regeln der Änderungsrate des Abschaltstroms im Boost-Gleichrichter verwenden. In einer passiven Snubber-Schaltung werden nur passive Komponenten wie Widerstände, Kondensatoren, Induktoren und Gleichrichter eingesetzt. In einer aktiven Snubber-Schaltung werden zusätzlich zu den passiven Elementen ein oder mehrere aktive Schalter verwendet. Ein passiver, verlustloser Snubber kann zwar die Effizienz verbessern, aber seine Leistung reicht nicht aus, um in Hochleistungs-PFC-Schaltungsanwendungen nützlich sein zu können. Im Allgemeinen leidet eine passive verlustlose Snubber-Schaltung unter höheren Komponentenbelastungen und lässt sich nur schwer mit einer Softschaltung des Boost-Schalters betreiben, was für Hochdichtigkeitsanwendungen nachteilig ist, die höhere Schaltfrequenzen erfordern.
  • Einige aktive Snubber können gleichzeitig Sperrerholungsverlustreduzierung und Boost-Schalter-Softschaltung bereitstellen. Die meisten dieser aktiven Snubber bieten jedoch Softabschaltung im Boost-Gleichrichter, Nullspannungsschaltung (ZVS) im Boost-Schalter und „Hard"-Schaltung im Aktiv-Snubber-Schalter. Es werden aktive Snubber gewünscht, die Softschaltung aller Halbleiterkomponenten implementieren (z. B. Softabschaltung im Boost-Gleichrichter, ZVS im Boost-Schalter und Nullstromschaltung (ZCS) im Aktiv-Snubber-Schalter).
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung beinhaltet ein neuer softgeschalteter Boost-Wandler einen aktiven Snubber zum Bereitstellen von Softschaltung aller Halbleiterkomponenten. Insbesondere wird der Strom („Abschaltstrom") im Gleichrichter mit einer geregelten Rate abgeschaltet, der Schalter wird unter Nullspannungsschaltung (ZVS) geschlossen, und der Zusatzschalter im aktiven Snubber wird unter Nullstromschaltung (ZCS) geöffnet. Infolgedessen werden Schaltverluste mit nützlichen Effekten für Wandlungseffizienz und EMV-Leistung reduziert.
  • In einer Ausgestaltung kann eine Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung einen aktiven Snubber mit einem Zweiwicklungstransformator, einem Zusatzschalter, einer Sperrdiode und einer Spannungsklemmschaltung beinhalten, die zum Zurückstellen der Magnetisierungsenergie des Transformators verwendet wird. Gemäß einer anderen Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung beinhaltet die Aktiv-Snubber-Schaltung einen Dreiwicklungstransformator, der eine isolierte Zusatzstromversorgung erzeugt, zusätzlich zur Erzielung von Softschaltung aller Halbleiterbauelemente.
  • In einer Ausgestaltung beinhaltet der Leistungswandler einen Speicherinduktor, der mit einem Eingangsanschluss des Leistungswandlers gekoppelt ist, einen ersten Schalter zum Laden und Entladen des Speicherinduktors, einen aktiven Snubber mit einem zweiten Schalter, einen Gleichrichter, der funktionell mit dem Speicherinduktor, dem aktiven Snubber und dem Ausgangsanschluss zum Übertragen von Energie vom Speicherinduktor zum Ausgangsanschluss gekoppelt ist, sowie eine Steuerschaltung. Die Steuerschaltung betätigt den ersten und den zweiten Schalter über einen Schaltzyklus, so dass der zweite Schalter schließt, um zu bewirken, dass ein Strom im Gleichrichter vom Gleichrichter auf den aktiven Snubber umgeleitet wird, um es zuzulassen, dass der erste Schalter im Wesentlichen bei Nullspannung schließt, und um es wiederum zuzulassen, dass der zweite Schalter im Wesentlichen im Nullstromzustand öffnet. Der aktive Snubber kann auf eine beliebige stabile Gleichspannung im Leistungswandler referenziert werden, wie z. B. die Spannung am Ausgangsanschluss, die Spannung am Eingangsanschluss, die Spannung an einem Anschluss des Speicherinduktors oder die negative Schiene der Leistungsquelle.
  • In einer Implementation beinhaltet der aktive Snubber eine Spannungsklemmschaltung, die einen Transformator, einen Kondensator und einen Widerstand beinhaltet. Der Transformator kann ein Windungsverhältnis zwischen einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung von weniger als 0,5 haben. Wo die Leckinduktanz des Transformators nicht groß genug ist, um einen erwünschten Abschaltstrom im Gleichrichter zu erzeugen, da kann ein externer Snubber-Induktor einer vorbestimmten Induktanz zwischen dem Speicherinduktor und der Spannungsklemmschaltung geschaltet werden. Der aktive Snubber kann auch ein oder mehrere isolierte Netzteile bereitstellen, die unabhängig von der Spannung am Ausgangsanschluss reguliert werden können.
  • Die vorliegende Erfindung ist auf zahlreiche Wandlerkonfigurationen wie z. B. als Boost-Wandler, als Durchflusswandler, als Buck-Wandler oder als Buck/Boost-Wandler anwendbar. Ferner ist die vorliegende Erfindung auf Gleich- und Wechselstromquellen anwendbar. In einer Ausgestaltung, in der die Erfindung auf die Leistungswandlung einer Wechselstromquelle angewendet wird, sind der erste Schalter und der Gleichrichter als Teile eines Vollwellengleichrichters vorgesehen. Die vorliegende Erfindung ist auch auf ein- und dreiphasige Stromquellen anwendbar.
  • Die vorliegende Erfindung wird nach einer Betrachtung der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung und der beiliegenden Zeichnungen besser verständlich.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 zeigt eine softgeschaltete Boost-Schaltung 100 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 2 zeigt ein vereinfachtes Schaltungsmodell 200 für eine Softschalter-Boost-Schaltung 100 von 1;
  • 3(a)–(k) sind topologische Stufen von Schaltungsmodell 200 in 2 während eines Schaltzyklus;
  • 4(a)–4(k) zeigen die Hauptwellenformen von Schaltungsmodell 200 während des Schaltzyklus der 3(a)–3(k);
  • 5 zeigt den softgeschalteten Boost-Wandler 500 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung mit einem separaten oder externen Snubber-Induktor 501;
  • 6 zeigt den softgeschalteten Boost-Wandler 600 mit einer Spannungsklemmschaltung 602, die mit einer negativen Schiene verbunden ist, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 7 zeigt den softgeschalteten Boost-Wandler 700 mit der Spannungsklemmschaltung 702, die mit einer Eingangsquelle verbunden ist, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 8 zeigt den softgeschalteten Boost-Wandler 800 mit der Spannungsklemmschaltung 802, die über eine Primärwicklung eines Transformators geschaltet ist, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 9 zeigt den softgeschalteten Boost-Wandler 900 mit der Spannungsklemmschaltung 902 gemäß einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 10 zeigt einen softgeschalteten Boost-Wandler 1000, der ein integriertes zusätzliches isoliertes Netzteil bereitstellt;
  • 11 zeigt im Konzept die Schaltung 1100 mit einer Zweikreissteuerung von Schaltung 1000 von 10, die die Ausgangsspannung des Boost-Wandlers 1000 und die Spannung VAUX in der Zusatzstromversorgung reguliert;
  • 12 zeigt einen einphasigen AC/DC-Boost-Wandler 1200, der in den Vollwellengleichrichter integriert ist, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 13 zeigt einen einphasigen AC/DC-Boost-Wandler 1300, der in den Vollwellengleichrichter integriert ist, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 14 zeigt einen einphasigen AC/DC-Boost-Wandler 1300, der in den Vollwellengleichrichter integriert ist, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 15 zeigt einen dreiphasigen AC/DC-Boost-Wandler 1500 mit einer Gleichstromschienendiode 110 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 16 zeigt den dreiphasigen AC/DC-Boost-Wandler 1600 mit separaten Boost-Gleichrichtern für jede Phase gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 17 zeigt einen dreiphasigen AC/DC-Boost-Wandler 1700 mit einem zusätzlichen Netzteilausgang gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 18 zeigt den Buck-Wandler 1800, mit der aktiven Snubber-Schaltung 1807, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 19 zeigt den Buck/Boost-Wandler 1900, mit der aktiven Snubber-Schaltung 1907, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 20 zeigt einen Durchflusswandler 2000, einschließlich der aktiven Snubber-Schaltung 2007, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 21 zeigt den Flyback-Wandler 2100, einschließlich der aktiven Snubber-Schaltung 2107, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 22 zeigt den Zweiinduktor-Boost-Wandler 2200, einschließlich der aktiven Snubber-Schaltung 2207, gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
  • 23 zeigt den softgeschalteten Boost-Wandler 1000, der eine integrierte isolierte Zusatzstromversorgung mit einem Zusatzschalter Saux bereitstellt. Sie zeigt auch, im Konzept, eine Zweikreissteuerung der Schaltung 2300, die sowohl die Ausgangsspannung des Boost-Wandlers 1000 als auch die Spannung Vaux in der Zusatzstromversorgung reguliert.
  • Zum Erleichtern der Querverweise zwischen den Figuren erhielten gleiche Objekte in den Figuren dieselben Bezugsziffern.
  • Ausführliche Beschreibung der Erfindung
  • 1 zeigt die softgeschaltete Boost-Schaltung 100 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Die softgeschaltete Boost-Schaltung 100 beinhaltet die Spannungsquelle 101, die die Eingangsspannung VIN, den Boost-Induktor 102 (Induktanzwert LB), den Boost-Schalter 103, den Boost-Gleichrichter 104, den Energiespeicherkondensator 105 (Kapazitätswert CB), die Last 106 (Widerstandswert RL) und die aktive Snubber-Schaltung 107 repräsentiert, die von Zusatzschalter 108, Transformator 109, Sperrdiode 110 und Klemmschaltung 115 gebildet wird, die vom Widerstand 111 (Widerstandswert RC), dem Klemmkondensator 112 (Kapazitätswert CC) und der Diode 113 gebildet wird. Zum Erleichtern der Erläuterung des Schaltungsbetriebs in der softgeschalteten Boost-Schaltung 100 zeigt 2 ein vereinfachtes Schaltungsmodell 200 für die softgeschaltete Boost-Schaltung 100, wobei Spannungs- und Stromreferenzrichtungen angedeutet sind.
  • In 2 modellieren die Spannungsquellen 201 und 202 jeweils den Energiespeicherkondensator 105 und den Klemmkondensator 112, indem angenommen wird, dass der Kapazitätswert CB des Energiespeicherkondensators 105 und der Kapazitätswert CC des Klemmkondensators 112 groß genug sind, damit die Spannungswelligkeit über jeden Kondensator im Vergleich zu seiner Gleichspannung gering ist. Darüber hinaus modelliert die konstante Stromquelle IIN den Boost-Induktor 102, indem angenommen wird, dass der Induktanzwert LB groß genug ist, damit sich der Strom durch den Boost-Induktor 102 über einen Schaltzyklus nicht erheblich ändert. Auch wird der Transformator 109 von 1 durch die Kombination von Leckinduktor 203 (Induktanzwert LLK), Magnetisierungsinduktor 204 (Induktanzwert LM) und Idealtransformator 205 (Windungsverhältnis n = N1/N2) modelliert. Im Einschaltzustand wird angenommen, dass die Halbleiterschalterkomponenten einen Widerstand von null haben (d. h. dass sie Kurzschlüsse sind). Die Ausgangs- und Sperrschichtkapazitäten der Schalter, und die Sperrerholungsladungswerte der zugehörigen Gleichrichter sind jedoch mit Werten von ungleich null modelliert.
  • Die 3(a)–(k) sind topologische Stufen des Schaltungsmodells 200 von 2 während eines Schaltzyklus. Die Hauptwellenformen des Schaltungsmodells 200 sind in den 4(a)–4(k) dargestellt. Die Referenzrichtungen von Strömen und Spannungen, die in den 4(a)–4(k) geplottet sind, sind in 2 annotiert. Die 4(a) und 4(b) zeigen Wellenformen 401 und 402 von Ansteuerungssignalen S1 und S, die jeweils an den Boost-Schalter 103 und den Zusatzschalter 108 angelegt werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung arbeitet die softgeschaltete Boost-Schaltung 100 mit überlappenden Ansteuerungssignalen S und S1. So wird beispielsweise, wie in den 4(a) und 4(b) gezeigt, das Ansteuerungssignal S1 des Zusatzschalters 108 (d. h. das Signal S1 wird auf eine Spannung gebracht, die den Zusatzschalter 108 schließt) zum Zeitpunkt T0 eingeschaltet, bevor das Signal S von Schalter 103 zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 eingeschaltet wird. Das Signal S1 von Schalter 108 wird jedoch abgeschaltet (d. h. Signal S1 wird auf eine Spannung gebracht, die den Zusatzschalter 108 öffnet), bevor das Signal S des Boost-Schalters 103 abgeschaltet wird.
  • Vor dem Einschalten des Signals S1 von Schalter 108 zum Zeitpunkt T0 sind sowohl der Boost-Schalter 103 als auch der Zusatzschalter 108 offen, und der Eingangsstrom iIN strömt vollständig durch den Boost-Gleichrichter 104 in die Last 106. Wie in 3(a) gezeigt, strömt nach dem Schließen des Schalters 108 zum Zeitpunkt T0 Strom i1 (Wellenform 405, 4(e)) in der Primärwicklung N1 des Transformators 109, so dass Strom i2 in der Sekundärwicklung N2 induziert wird. In 3(a), die den Schaltungszustand zwischen den Zeitpunkten T0 und T1 repräsentiert, wird die Ausgangsspannung VO (d. h. die Spannung über die Spannungsquelle 201) an die Wicklung N2 des Idealtransformators 205 angelegt. Demzufolge werden die Transformatorwicklungsspannungen v1 und v2 über die Primär- und Sekundärwicklungen des Idealtransformators 205 jeweils durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt: v2 = VO (1)
    Figure 00090001
    wobei
    Figure 00090002
    ist. Da die Spannung v1 über die Primärwicklung des Idealtransformators 205 als im Wesentlichen konstant angenommen wird, ist auch die Spannung, die an der Leckinduktanz LLK des Transformators 109 anliegt, im Wesentlichen konstant, so dass der Strom i1 (Wellenform 405, 4(e)) linear mit der folgenden Steigung ansteigt:
    Figure 00090003
  • Gleichzeitig nimmt auch der Magnetisierungsinduktorstrom iM (Wellenform 408, 4(h)) des Transformators 109 zu, und zwar mit eine Steigung die ausgedrückt wird durch:
    Figure 00090004
    so dass Strom iS1 (Wellenform 406, 4(f)) im Zusatzschalter 108 ausgedrückt wird durch:
    Figure 00090005
    unter Anwendung der Beziehung zwischen dem Primär- und dem Sekundärstrom im Idealtransformator 205 (d. h. N1i1 = N2i2) und unter Anerkennung, dass die Sperrdiode 113 in Sperrrichtung vorgespannt ist (d. h. Leerlauf).
  • Wenn der Strom i1 in der Primärwicklung des Idealtransformators 205 linear ansteigt, dann nimmt der Strom iD (Wellenform 410, 4(j)) im Boost-Gleichrichter 104 mit derselben Rate ab, wenn die Summe der Ströme i1 und iD gleich dem konstanten Eingangsstrom IIN ist, (d. h. i1 + iD = IIN), wenn der Boost-Schalter 103 offen ist. Daher hat der Strom iD im Boost-Gleichrichter 104 der Schaltung 100 eine Abschaltrate, die ausgedrückt wird durch:
    Figure 00100001
  • Gemäß Gleichung (6) kann die Abschaltstromrate im Boost-Gleichrichter 104 in einem guten Design des Transformators 109 geregelt werden. Insbesondere wird die Abschaltstromänderungsrate durch die Leckinduktanz LLK und das Windungsverhältnis n bestimmt. Für heutige Schnellerholungsgleichrichter kann die Abschalt-Boost-Gleichrichter-Stromänderungsrate
    Figure 00100002
    bei etwa 100 A/μs gehalten werden.
  • Zum Zeitpunkt T1 fällt der Boost-Gleichrichterstrom auf null ab. Aufgrund einer gespeicherten Ladung im Boost-Gleichrichter 104 fließt der Boost-Gleichrichterstrom iD weiter zwischen den Zeitpunkten T1 und T2 in negativer Richtung („Sperrerholungsstrom"), wie in 3(b) und 4(j) gezeigt wird. Im Allgemeinen wird, für einen gut gewählten Leckinduktanzwert LLK für den Transformator 109 und ein Windungsverhältnis n, dieser Sperrerholungsstrom im Vergleich zum Sperrerholungsstrom in einer Schaltung ohne Boost-Gleichrichter-Abschaltstromratenregelung erheblich reduziert. Wenn die gespeicherte Ladung im Boost-Gleichrichter 104 zum Zeitpunkt T2 auf null abgefallen ist, dann erhält der Boost-Gleichrichter 104 seine Spannungssperrkapazität wieder, und der Zustand der Schaltung 100 kann durch die topologische Stufe von 3(c) repräsentiert werden. In dieser topologischen Stufe (d. h. zwischen den Zeitpunkten T2 und T3) wird der Sperrschichtkondensator 302 des Boost-Gleichrichters 104 (Kapazitätswert CD) geladen, und der Ausgangskondensator 301 des Boost-Schalters 103 (Kapazität COSS) wird durch eine Resonanz zwischen der Parallelschaltung der Kondensatoren 301 und 302 und dem Leckinduktor 203 (Induktanz LLK) entladen. Zwischen den Zeitpunkten T2 und T3 wird Strom i1 im Leckinduktor 203 und die Spannung vS (Wellenform 404, 4(d)) über den Boost-Schalter 103 jeweils wie folgt ausgedrückt:
    Figure 00110001
    und vS = VO – (1 – n)VO(1 – cos(ωRt)) (8)wobei die charakteristische Impedanz ZC und die Resonanzwinkelfrequenz ωR wie folgt definiert sind:
    Figure 00110002
    und IRR(PK) der restliche Sperrerholungsstrom im Boost-Gleichrichter 104 ist.
  • Gleichung (8) zeigt, dass die Bedingung zum vollständigen Entladen des Ausgangskondensators 301 des Boost-Schalters 103 zum Zeitpunkt T3 (wodurch eine Nullspannungsschließung des Boost-Schalters 103 zum Zeitpunkt T3 ermöglicht wird) ausgedrückt wird durch: vS(t = T3) = VO – (1 – n)VO(1 – cosπ) = 0 (11)
  • Entsprechend wird das maximale Windungsverhältnis nMAX des Transformators 109 ausgedrückt durch: nMAX = 0,5 (12)
  • Wenn das Windungsverhältnis geringer ist als 0,5, kann der Ausgangskondensator 301 des Boost-Schalters 103 unabhängig von den Last- und Leitungsbedingungen immer auf null entladen. Wenn der Kondensator 301 zum Zeitpunkt T3 vollständig entladen hat, dann fließt Strom i1 (Wellenform 405, 4(e)) weiter durch die antiparallele Diode 305 des Boost-Schalters 103, wie 3(d) zeigt. (3(d) zeigt den Schaltungszustand zwischen den Zeitpunkten T3 und T4.) Während dieser Zeit wird die Spannung v1 in negativer Richtung an den Leckinduktor 203 angelegt, so dass Strom i1 im Leckinduktor 203 linear mit der folgenden Rate abnimmt:
    Figure 00110003
    wie in 4(e) illustriert ist. Infolgedessen nimmt auch der Strom iS1 (Wellenform 406, 4(1)) im Zusatzschalter 108 linear ab, während der Strom iS des Boost-Schalters 103 (Wellenform 407, 4(g)) linear von einem negativen Peak zunimmt. Um ZVS von Boost-Schalter 103 zu erzielen, schließt der Boost-Schalter 103, bevor sein Strom (d. h. Strom iS) zum Zeitpunkt T4 (d. h. wenn Strom iS durch die antiparallele Diode 303 des Boost-Schalters 103 zu fließen beginnt) positiv wird.
  • Der Boost-Schalterstrom iS fließt weiter durch den geschlossenen Boost-Schalter 103, nachdem der Strom iS zum Zeitpunkt T4 positiv geworden ist, wie 3(e) und 4(g) zeigen. Zwischen den Zeitpunkten T4 und T5 nimmt der Strom i1 im Leckinduktor weiter linear in Richtung auf null ab, während der Strom iS im Boost-Schalter 103 mit derselben Rate weiter linear zunimmt. Wenn der Strom i1 zum Zeitpunkt T5 null wird, dann erreicht der Boost-Schalterstrom iSIIN, so dass der gesamte Eingangsstrom IIN, wie in der topologischen Stufe von 3(1) gezeigt, zwischen den Zeitpunkten T5 und T6 durch den Boost-Schalter 103 strömt. Gleichzeitig führt der Zusatzschalter 108, gesteuert durch das Signal S1, nur den Magnetisierungsstrom im Magnetisierungsinduktor 204. Wenn die Magnetisierungsinduktanz von Transformator 109 in den H-Zustand gebracht wird, dann kann der Magnetisierungsstrom iM (Wellenform 408, 4(h)) im Magnetisierungsinduktor 204 minimiert werden (d. h. Strom iM wird weitaus kleiner gemacht als der Eingangsstrom IIN), so dass der Zusatzschalter 108 mit einem Strom von praktisch null zum Zeitpunkt T6 öffnen kann.
  • Wenn der Zusatzschalter 108 nahe ZCS (Nullstromschaltung) zum Zeitpunkt T6 öffnet, dann beginnt der Magnetisierungsstrom iM mit dem Laden des Ausgangskondensators 305 (Kapazität COSS1) des Zusatzschalters 108, wie in 3(g) gezeigt wird. Wenn zum Zeitpunkt T7 die Spannung vS1 (Wellenform 403, 4(c)) über den Zusatzschalter 108 die Klemmspannung VO + VC erreicht, wobei VC die Spannung über den Klemmkondensator 112 ist (Kapazität CC, repräsentiert durch Spannungsquelle 202), dann wird der Magnetisierungsstrom iM in die Spannungsquelle 202 kommutiert. Wie in 3(h) gezeigt, stellt die negative Spannung VC über die Spannungsquelle 202 zwischen den Zeitpunkten T7 und T8 den Magnetisierungsstrom iM den Magnetisierungsinduktor 204 mit einer Rate um, die ausgedrückt wird durch:
    Figure 00120001
    bis der Magnetisierungsstrom iM zum Zeitpunkt T8 null wird.
  • 3(i) zeigt den Schaltungszustand von Schaltung 100 nach dem Rückstellen des Transformators 109 zum Zeitpunkt T8, bis der Boost-Schalter 103 zum Zeitpunkt T9 öffnet und der Eingangsstrom IIN vom Boost-Schalter 103 zum Laden des Ausgangskondensators 301 des Boost-Schalters 103 kommutiert wird. Wie in 3(j) gezeigt, lädt der Kondensator 301 zwischen den Zeitpunkten T9 und T10 mit konstantem Eingangsstrom IIN, Spannung vS (Wellenform 404, 4(d)) nimmt linear zu und erreicht die Spannung VO zum Zeitpunkt T10. Zum Zeitpunkt T10 wird der Eingangsstrom IIN augenblicklich zum Boost-Gleichrichter 104 kommutiert, wie in 3(k) gezeigt ist. Wie 3(k) zeigt, fließt der Strom IIN als Strom iD (Wellenform 410, 4(j) Boost-Gleichrichter 104 [sic] bis zum Zeitpunkt T11, wenn der Zusatzschalter 108 wieder geschlossen wird, wie zum Zeitpunkt T0.
  • In der obigen Beschreibung wird angenommen, dass die Sperrschichtkapazität der Sperrdiode 110 keinen signifikanten Einfluss auf den Betrieb der Wandlerschaltung 100 hat. In der Tat spielt diese Kapazität nur eine Rolle während eines kurzen Intervalls, nachdem Strom i1 zum Zeitpunkt T5 null erreicht hat. Insbesondere resoniert nach dem Zeitpunkt T5 die Sperrschichtkapazität von Sperrdiode 110 und Leckinduktor 203, so dass ein kleiner negativer Strom i1 im Leckinduktor 203 entsteht. Wenn der Strom i1 größer ist als der Magnetisierungsstrom iM im Magnetisierungsinduktor 204, dann fließt Strom iS1 des Zusatzschalters 108 in negativer Richtung durch eine antiparallele Diode des Zusatzschalters 108. Aufgrund dieses Leitens in der antiparallelen Diode nimmt die Spannung vS1 von Zusatzschalter 108 (d. h. die Spannungswellenform 403, 4(c)) nicht sofort nach dem Öffnen des Zusatzschalters 108 zum Zeitpunkt T6 zu (d. h. kurz nachdem der Strom iS1 im Schalter 108 null erreicht). Infolgedessen erfolgt der Anstieg von Spannung vS1 über den Zusatzschalter 108 nach einer kurzen Verzögerung – d. h. nachdem der Strom iS1 durch die antiparallele Diode von Zusatzschalter 108 zurück auf null resoniert. Diese Verzögerung hat keinen erheblichen Einfluss auf den Betrieb oder die Leistung der Schaltung 100. Wenn jedoch der Strom i1 im Leckinduktor 203 geringer ist als der Magnetisierungsstrom iM, dann erfolgt der Anstieg von Spannung VS1 (Wellenform 403, 4(c)) über den Zusatzschalter 108 unmittelbar hinter Zeitpunkt T6.
  • Zusammenfassend sei gesagt, mit der Schaltung 100 der vorliegenden Erfindung können alle Halbleiterbauelemente softgeschaltet werden. Insbesondere schließt der Boost-Schalter 103 im ZVS-Zustand, der Zusatzschalter 108 öffnet im ZCS-Zustand, und der Strom iD der Boost-Diode 104 wird mit einer geregelten Rate abgeschaltet.
  • Infolgedessen werden der Einschalt-Schaltverlust von Boost-Schalter 103, der Ausschalt-Schaltverlust von Zusatzschalter 108 sowie die sperrerholungsbezogenen Verluste des Boost-Gleichrichters 104 eliminiert, so dass die gesamten Schaltverluste minimiert und die Wandlungseffizienz maximiert werden. Darüber hinaus bietet die Softschaltung einen nützlichen Effekt auf die elektromagnetische Interferenz (EMI), die zu einer geringeren Größenanforderung für einen Eingangsfilter resultieren kann.
  • Aufgrund von ZVS im Boost-Schalter 103 kann ein MOSFET-(Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor)Bauelement oder eine parallele Kombination von MOSFET-Bauelementen den Boost-Schalter 103 von Schaltung 100 implementieren. Ebenso kann aufgrund des ZCS des Zusatzschalters 108 entweder ein IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) oder ein MOSFET den Zusatzschalter 108 ohne Leistungsverlust implementieren. In der Tat kann ein IGBT-Boost-Schalter auch den Boost-Schalter 103 implementieren, vorausgesetzt, dass ein Abschalt-Snubber-Kondensator über den IGBT geschaltet ist, um Ausschaltverluste aufgrund eines Stromschwanzeffekts zu reduzieren. In einer solchen Implementation sollte der Boost-Schalter 103 mit ZVS schließen, so dass der Snubber-Kondensator nicht zum Einschalt-Schaltverlust beiträgt. Auch weist der IGBT in einer solchen Implementation vorzugsweise eine interne antiparallele Diode oder eine externe Diode auf.
  • In der Schaltung 100 sind die Spannungs- und Strombelastungen auf dem Boost-Schalter 103 und dem Boost-Gleichrichter 104 im Wesentlichen dieselben wie die entsprechenden Belastungen in einem konventionellen Boost-Wandler ohne Snubber. Die Spannungsbelastung auf dem Hilfsschalter 108 wird ausgedrückt durch: vS1(MAX) = VO + VC (15)während die Strombelastung auf dem Zusatzschalter 108, ohne Berücksichtigung von Rest-Sperrerholungsstrom IRR(PK) (Wellenform 410, 4(j)), wie folgt lautet:
    Figure 00140001
    Spannung VS1(max) und Strom iS1(max) sind in Wellenformen 403 und 406 der 4(c) und (f) dargestellt.
  • Gemäß Gleichung (15) wird die Spannungsbelastung des Zusatzschalters 108 durch die Auswahl der Klemmspannung VC geregelt, die allgemein durch die im Magnetisierungsinduktor 204 gespeicherte Energie bestimmt wird, während der Zusatzschalter 108 leitet, und den ohmschen Wert RC des Klemmwiderstands 111. Wenn der Kapazitätswert CC des Kondensators 112 groß genug gewählt wird, so dass die Spannungswelligkeit über den Ausgangskondensator 112 weitaus geringer ist als der durchschnittliche Spannungswert des Kondensators 112, dann kann Spannung VC wie folgt errechnet werden:
    Figure 00150001
    wobei DS1 der Arbeitszyklus des Zusatzschalters 108, TS die Schaltperiode und fS = 1/TS die Schaltfrequenz sind. Anhand der Gleichung (17)
    Figure 00150002
    kann der Spannungswert VC minimiert werden, indem der Induktanzwert LM im Magnetisierungsinduktor 204 maximiert wird, so dass auch Leistungsverluste in der Klemmschaltung (d. h. der Verlustleistung im Klemmwiderstand 111) minimiert werden. Typischerweise ist der Klemmschaltungsverlust für einen gut ausgelegten Transformator im Vergleich zur Ausgangsleistung vernachlässigbar, so dass die Wandlungseffizienz praktisch unbeeinflusst bleibt.
  • Die Induktanz des Leckinduktors 203 von Transformator 109 wird anhand der gewünschten Abschaltrate des in Gleichung (6) definierten Boost-Gleichrichterstroms bestimmt, d. h.:
    Figure 00150003
  • Gemäß Gleichung (19) kann man zum Minimieren des Induktanzwertes LLK des Leckinduktors 203 das Windungsverhältnis n des Transformators 109 erhöhen. Da nMAX 0,5 beträgt, sollte das Windungsverhältnis des Transformators 109 nicht viel geringer sein als 0,5. Ein Wert von n im Bereich 0,3–0,5 ist wünschenswert. Wenn VO 400 V, n 0,5 und diD/dt 100 A/μs ist, würde der Leckinduktanzwert LLK 2 μH betragen. Wenn der Induktanzwert LLK zu groß ist, um durch die Leckinduktanz eines Transformators erzielt zu werden, kann mit Hilfe eines externen Snubber-Induktors 501 die gewünschte Schaltungsinduktanz eingestellt werden, wie in der Schaltung 500 von 5 dargestellt ist. Der Betrieb der Schaltung 500 in 5 ist im Wesentlichen wie der der Schaltung 100 von 1.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine Spannungsklemmschaltung (z. B. Spannungsklemmschaltung 107) in einem aktiven Snubber, der zum Zurückstellen des Magnetisierungsinduktors (z. B. Magnetisierungsinduktor 204) des Transformators verwendet wird, auf zahlreiche Weisen implementiert werden. So kann beispielsweise die Spannungsklemmschaltung mit einem beliebigen Gleichspannungspotential in der Schaltung verbunden werden. In den 1 und 5 sind die Spannungsklemmschaltungen 107 und 502 jeweils mit den Ausgangsanschlüssen des Wandlers verbunden. Die 6 und 7 zeigen Schaltungen 600 und 700 mit Spannungsklemmschaltungen 602 und 702, die jeweils mit der negativen Schiene und der Eingangsquelle verbunden sind. Ferner kann die Spannungsklemmschaltung über die Primärwicklung des Transformators 109 gesetzt werden, wie in 8 illustriert ist. 9 zeigt die Schaltung 900 mit der Spannungsklemmschaltung 902 gemäß einer weiteren Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung. Es sind auch viele anderen Variationen der Spannungsklemmschaltung möglich.
  • Ein softgeschalteter Boost-Wandler der vorliegenden Erfindung kann ebenfalls mit einer integrierten isolierten Zusatzstromversorgung implementiert werden, wie in der Schaltung 1000 von 10 zu sehen ist. In der Schaltung 1000 wird eine isolierte Zusatzausgangsspannung VAUX durch den Dreiwicklungstransformator 1009, den Aktiv-Snubber-Schalter 108, die Wicklungen N2 und N3, den Gleichrichter 1013 (DAUX) und den Filterkondensator 1012 (mit dem Kapazitätswert CAUX) bereitgestellt, der den Flyback-Wandler 1002 mit Eingangsanschlüssen bildet, die über die Ausgangsanschlüsse des Boost-Wandlers 1000 geschaltet sind. Unter Annahme eines lückenden (DCM) Betriebs des Transformators 1009 wird die Zusatzausgangsspannung VAUX ausgedrückt durch:
    Figure 00160001
    wobei RAUX die Last am Zusatzausgang ist.
  • Da die Ausgangsspannung VO eines regulierten Boost-Wandlers konstant ist, wobei der Arbeitszyklus DS1 des Zusatzschalters 108 konstant ist, ändert sich die Zusatzspannung VAUX im Snubber 1002 nur dann, wenn die Last veränderlich ist (d. h. wenn sich der Lastwiderstand RAUX ändert). Für eine veränderliche Zusatzlast RAUX kann die Zusatzspannung VAUX durch eine geeignete Modulation des Arbeitszyklus DS1 konstant gehalten werden. So zeigt beispielsweise 11 im Konzept die Schaltung 1100, die eine Regelung der Zusatzausgangsspannung VAUX für die Schaltung 1000 von 10 ermöglicht. Es gibt natürlich viele weitere Möglichkeiten für eine geregelte Modulation des Arbeitszyklus DS1. In 11 sind zwei unabhängige Feedback-Regelkreise vorgesehen. Insbesondere wird die Ausgangsspannung VO durch Modulieren des Arbeitszyklus D des Boost-Schalters 103 reguliert, während die Zusatzausgangsspannung VAUX durch Modulieren des Arbeitszyklus DS1 von Zusatzschalter 108 reguliert wird. Um ein richtiges Timing der Ansteuerungssignale S und S1 für den Boost-Schalter 103 und des Zusatzschalters 108 aufrechtzuerhalten (d. h. um zu gewährleisten, dass das Ansteuerungssignal S1 vor dem Ansteuerungssignal S für ein vorbestimmtes Zeitintervall angelegt wird), wird die ansteigende Flanke des Ansteuerungssignals S1 durch den Controller 1117 von der Steuerschleife erzeugt, die die Ausgangsspannung VO reguliert. Das Ausschalten des Ansteuerungssignals S1 wird durch den Kreis geregelt, der die Zusatzausgangsspannung VAUX regelt, die das abfallende Flankensignal erzeugt.
  • Der softgeschaltete Boost-Wandler mit integrierter isolierter Stromversorgung kann auch mehrere Ausgänge bereitstellen. Außerdem kann der aktive Snubber gemäß der vorliegenden Erfindung auf Boost-Wandler angewendet werden, die in einphasigen und dreiphasigen AC/DC-Anwendungen eingesetzt werden, wie z. B. in einphasigen und dreiphasigen Leistungsfaktorkorrekturschaltungen. 12 zeigt einen einphasigen AC/DC-Boost-Wandler 1200, der in den Vollwellengleichrichter gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung integriert ist. In der Schaltung von 12 arbeiten der Boost-Schalter 103a und der Boost-Gleichrichter 104a in positiven Halbzyklen auf die Weise, die oben jeweils für den Boost-Schalter 103 und den Boost-Gleichrichter 104 der Schaltung 100 von 1 in Zusammenhang mit den 3(a)–3(k) und 4(a)–4(k) beschrieben wurde. Ebenso arbeiten der Boost-Schalter 103b und der Boost-Gleichrichter 104b in den negativen Halbzyklen auf die Weise, die oben für den Boost-Schalter 103 und den Gleichrichter 104 von Schaltung 100 von 1 beschrieben wurde. Aufgrund seiner Gleichrichterkonfiguration, die einen Gleichrichter weniger hat als die konventionelle Konfiguration eines Vollwellenbrückengleichrichters, auf den eine Boost-Leistungsstufe folgt, hat der AC/DC-Boost-Wandler 1200 einen reduzierten Leitungsverlust im Vergleich zu einer solchen konventionellen Konfiguration. In 12 beinhaltet der aktive Snubber 1207 Gleichrichter 110a und 110b auf der Primärseite des Transformators 109, ebenso wie der AC/DC-Boost-Wandler 1200 Boost-Schalter 103a und 103b und Boost-Gleichrichter 104a und 104b hat, die so konfiguriert sind, dass sie als nicht gleichzeitig arbeitende zwei Boost-Schalter/Boost-Gleichrichter-Paare arbeiten. Im AC/DC-Boost-Wandler 1200 sind die Gleichrichter 110a und 110b mit derselben Primärwicklung des Transformators 109 verbunden, wie in 12 illustriert ist. Es sind viele Variationen des AC/DC-Boost-Wandlers 1200 möglich, wie z. B. als AC/DC-Boost-Wandler 1300 und 1400 der 13 und 14. In den AC/DC-Boost-Wandlern 1300 und 1400 der 13 und 14 sind die Gleichrichter 104a und 104b jeweils durch Schalter 103c und 103d ersetzt, um den Leitungsverlust noch weiter zu reduzieren. Ferner integriert der AC/DC-Boost-Wandler 1400 von 14 eine Zusatzstromversorgung mit einem Hauptwandler.
  • Die 15–17 zeigen dreiphasige AC/DC-Boost-Wandler 1500, 1600 und 1700 gemäß der vorliegenden Erfindung. 15 zeigt den dreiphasigen AC/DC-Boost-Wandler 1500 mit dem Gleichstromschienen-Gleichrichter 104. Die 16 und 17 zeigen die dreiphasigen AC/DC-Boost-Wandler 1600 und 1700 jeweils ohne eine Gleichstromschienen-Diode und mit einem integrierten Zusatzleistungsausgang (Spannung VAUX). In den dreiphasigen AC/DC-Boost-Wandlern 1600 und 1700 haben die Dioden 110a, 110b und 110c jeweils Kontakt mit der Primärseite eines aktiven Snubber-Transformators (d. h. Transformator 109 oder 1009), um ZVS zu erzielen und um Sperrerholungsladungen jeweils von drei Paaren von Boost-Schaltern und Boost-Gleichrichtern zu minimieren.
  • Der aktive Snubber der vorliegenden Erfindung kann auf einen beliebigen isolierten oder nicht isolierten DC/DC-Wandler oder einen beliebigen ein- oder dreiphasigen AC/DC-Wandler angewendet werden. So zeigen beispielsweise die 18 und 19 jeweils Buck-Wandler 1800 und Buck-Boost-Wandler 1900 jeweils mit einem aktiven Snubber. Die 20, 21 und 22 zeigen jeweils einen Durchflusswandler 2000, einen Flyback-Wandler 2100 sowie den Zwei-Induktor-Boost-Wandler 2200 jeweils mit einem aktiven Snubber gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • 23 zeigt den softgeschalteten Boost-Wandler 2300, der sich von dem softgeschalteten Boost-Wandler 1000 von 10 dadurch unterscheidet, dass er eine integrierte isolierte Zusatzstromversorgung mit dem Zusatzschalter 2308 bereitstellt, der durch das Steuersignal SAUX von der Zweikreis-Steuerschaltung 2301 gesteuert wird. Die Steuerschaltung 2301 weist zwei unabhängige Feedback-Regelkreise auf, um sowohl die Ausgangsspannung VO als auch die Spannung VAUX in der Zusatzstromversorgung zu regulieren. In 23 wird die Ausgangsspannung VO durch den modulierten Arbeitszyklus D des Boost-Schalters 103 reguliert, und die Zusatzausgangsspannung VAUX wird durch Modulieren des Arbeitszyklus des Zusatzschalters 2308 reguliert.

Claims (54)

  1. Leistungswandler mit einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss, wobei der Eingangsanschluss mit einer Stromquelle gekoppelt ist, wobei der Leistungswandler Folgendes umfasst: einen mit dem Eingangsanschluss gekoppelten Speicherinduktor (102); einen ersten Schalter (S, 103) zum Laden und Entladen des Speicherinduktors (102); einen aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) mit einem Transformator (109, 205, 1009); wobei der Transformator (109, 205, 1009) eine Primärwicklung (N1) und eine Sekundärwicklung (N2) aufweist; wobei die Primärwicklung (N1) und die Sekundärwicklung (N2) mit einem Anschluss eines zweiten Schalters (S1, 108) verbunden sind; und wobei der zweite Schalter (S1, 108) mit einer Spannungsklemmschaltung (115) gekoppelt ist, welche eine Referenzspannung (Vc, 202, VAUX) bereitstellt, die über einen Schaltzyklus des ersten (S, 103) und zweiten Schalters (S1, 108) im Wesentlichen konstant ist; einen Gleichrichter (D, 104), der mit dem Speicherinduktor (102), dem aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) und dem Ausgangsanschluss funktionell gekoppelt ist, um Energie vom Speicherinduktor (102) zum Ausgangsanschluss zu übertragen; und eine Steuerschaltung (117, 1117), die Steuersignale zum Steuern der Operationen des ersten (S, 103) und des zweiten Schalters (S1, 108) über den Schaltzyklus erzeugt, so dass der zweite Schalter (S1, 108) schließt, um zu bewirken, dass ein Strom im Gleichrichter (D, 104) vom Gleichrichter (D, 104) zum aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1107, 1002, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) umgeleitet wird, um es zuzulassen, dass der erste Schalter (S, 103) im Wesentlichen bei Nullspannung schließt, und um es wiederum zuzulassen, dass der zweite Schalter (S1, 108) im Wesentlichen bei Nullstrom öffnet.
  2. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Spannungsklemmschaltung (115) mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist.
  3. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Spannungsklemmschaltung (115) über die Primärwicklung (N1) gesetzt wird.
  4. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Spannungsklemmschaltung (115) mit einem Anschluss des Speicherinduktors (102) verbunden ist.
  5. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Spannungsklemmschaltung (115) mit einer negativen Schiene der Stromquelle verbunden ist.
  6. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei der Leistungswandler als Boost-Wandler konfiguriert ist.
  7. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei der Leistungswandler als Durchflusswandler konfiguriert ist.
  8. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei der Leistungswandler als Buck-Wandler konfiguriert ist.
  9. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei der Leistungswandler als Buck/Boost-Wandler konfiguriert ist.
  10. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei der Leistungswandler als Zwei-Induktor-Boost-Wandler konfiguriert ist.
  11. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei der aktive Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) die Spannungsklemmschaltung (115) umfasst.
  12. Leistungswandler nach Anspruch 11, ferner umfassend einen Snubber-Induktor (203, 501), der zwischen dem Speicherinduktor (102) und der Spannungsklemmschaltung (115) gekoppelt ist.
  13. Leistungswandler nach Anspruch 11, wobei die Spannungsklemmschaltung (115) Folgendes umfasst: den Transformator (109, 205, 1009); einen Kondensator (CC, 112); und einen Widerstand (RC, 111).
  14. Leistungswandler nach Anspruch 13, wobei der Transformator (109, 205, 1009) ein Windungsverhältnis zwischen der Primärwicklung (N1) und der Sekundärwicklung (N2) von weniger als 0,5 umfasst.
  15. Leistungswandler nach Anspruch 13, wobei der Transformator (109, 205, 1009) eine Leckinduktanz (LLK, 203) hat, die die Änderungsrate des Stroms im Gleichrichter (D, 104) bestimmt.
  16. Leistungswandler nach Anspruch 15, wobei die Änderungsrate des Stroms im Gleichrichter (D, 104) im Wesentlichen konstant ist.
  17. Leistungswandler nach Anspruch 11, wobei der aktive Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) eine isolierte Stromversorgung umfasst.
  18. Leistungswandler nach Anspruch 17, wobei die Steuerschaltung (117, 1117) als Eingang eine Ausgangsspannung (VAUX) der isolierten Stromversorgung empfängt, um die Ausgangsspannung der isolierten Stromversorgung unabhängig von der Spannung am Ausgangsanschluss zu regulieren, so dass die Ausgangsspannung (VAUX) der isolierten Stromversorgung konstant gehalten werden kann.
  19. Leistungswandler nach Anspruch 18, wobei die isolierte Stromversorgung eine dritte Wicklung (N3) des Transformators (109, 205, 1009) umfasst.
  20. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei der erste Schalter (S, 103) einen IGBT umfasst und der aktive Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) über den IGBT geschaltet ist.
  21. Leistungswandler nach Anspruch 20, wobei eine antiparallele Diode über den IGBT vorgesehen ist.
  22. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei der zweite Schalter (S1, 108) einen IGBT umfasst.
  23. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Stromquelle eine Wechselstromquelle (1201) umfasst.
  24. Leistungswandler nach Anspruch 23, wobei der erste Schalter (S, 103) und der Gleichrichter (D, 104) Teile eines Vollwellengleichrichters sind.
  25. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Stromquelle eine einphasige Spannung erzeugt.
  26. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Stromquelle eine dreiphasige Spannung erzeugt.
  27. Verfahren zur Leistungsregulierung in einem Leistungswandler mit einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss, wobei der Eingangsanschluss mit einer Stromquelle gekoppelt ist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Bereitstellen eines mit dem Eingangsanschluss gekoppelten Speicherinduktors (102); Anschließen eines ersten Schalters (S, 103) zum Laden und Entladen des Speicherinduktors (102); Bereitstellen eines aktiven Snubbers (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) mit einem Transformator (109, 205, 1009); wobei der Transformator (109, 205, 1009) eine Primärwicklung (N1) und eine Sekundärwicklung (N2) aufweist; verbinden der Primärwicklung (N1) und der Sekundärwicklung (N2) mit einem Anschluss eines zweiten Schalters (S1, 108); wobei der zweite Schalter (S1, 108) mit einer Spannungsklemmschaltung (115) gekoppelt ist, welche eine Referenzspannung (Vc, 202, VAUX) bereitstellt, die über einen Schaltzyklus des ersten (S, 103) und zweiten Schalters (S1, 108) im Wesentlichen konstant ist; Anschließen eines Gleichrichters (D, 104) an den Speicherinduktor (102), den aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) und den Ausgangsanschluss, um Energie vom Speicherinduktor (102) zum Ausgangsanschluss zu übertragen; und Steuern der Operationen des ersten (S, 103) und des zweiten (S1, 108) Schalters über den Schaltzyklus, so dass der zweite Schalter (S1, 108) schließt, um zu bewirken, dass ein Strom im Gleichrichter vom Gleichrichter (D, 104) auf den aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) umgeleitet wird, um es zuzulassen, dass der erste Schalter (S, 103) im Wesentlichen bei Nullspannung schließt, und um es wiederum zuzulassen, dass der zweite Schalter (S1, 108) etwa bei Nullstrom öffnet.
  28. Verfahren nach Anspruch 27, ferner umfassend das Verbinden der der Spannungsklemmschaltung (115) mit dem Ausgangsanschluss.
  29. Verfahren nach Anspruch 27, ferner umfassend das Setzen der Spannungsklemmschaltung (115) über die Primärwicklung (N1).
  30. Verfahren nach Anspruch 27, ferner umfassend das Verbinden der Spannungsklemmschaltung (115) mit einem Anschluss des Speicherinduktors (102).
  31. Verfahren nach Anspruch 27, ferner umfassend das Verbinden der Spannungsklemmschaltung (115) mit an einer negativen Schiene der Stromquelle.
  32. Verfahren nach Anspruch 27, ferner umfassend das Konfigurieren des Leistungswandlers als Boost-Wandler.
  33. Verfahren nach Anspruch 27, ferner umfassend das Konfigurieren des Leistungswandlers als Durchflusswandler.
  34. Verfahren nach Anspruch 27, ferner umfassend das Konfigurieren des Leistungswandlers als Buck-Wandler.
  35. Verfahren nach Anspruch 27, ferner umfassend das Konfigurieren des Leistungswandlers als Buck/Boost-Wandler.
  36. Verfahren nach Anspruch 27, ferner umfassend das Konfigurieren des Leistungswandlers als Zwei-Induktor-Boost-Wandler.
  37. Verfahren nach Anspruch 27, ferner umfassend das Bereitstellen der Spannungsklemmschaltung (115) in dem aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202).
  38. Verfahren nach Anspruch 36, ferner umfassend einen Snubber-Induktor (203, 501), der zwischen dem induktor (102) und der Spannungsklemmschaltung (115) geschaltet ist.
  39. Verfahren nach Anspruch 36, ferner umfassend das Bereitstellen des Transformators (109, 205, 1009), eines Kondensators (CC, 112) und eines Widerstandes (RC, 111) in der Spannungsklemmschaltung (115).
  40. Verfahren nach Anspruch 39, wobei der Transformator (109, 205, 1009) ein Windungsverhältnis von weniger als 0,5 zwischen der Primärwicklung (N1) und der Sekundärwicklung (N2) erhält.
  41. Verfahren nach Anspruch 39, wobei der Transformator eine Leckinduktanz (LLK, 203) hat, die die Änderungsrate des Stroms im Gleichrichter (D, 104) bestimmt.
  42. Verfahren nach Anspruch 41, wobei die Änderungsrate des Stroms im Gleichrichter (D, 104) im Wesentlichen konstant ist.
  43. Verfahren nach Anspruch 36, ferner umfassend das Bereitstellen einer isolierten Stromversorgung in dem aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202).
  44. Verfahren nach Anspruch 43, wobei das Steuern das Empfangen einer Ausgangsspannung (VAUX) der isolierten Stromversorgung als Eingang beinhaltet, um die Ausgangsspannung der isolierten Stromversorgung unabhängig von der Spannung am Ausgangsanschluss zu regulieren, so dass die Ausgangsspannung (VAUX) der isolierten Stromversorgung konstant gehalten werden kann.
  45. Verfahren nach Anspruch 44, wobei die isolierte Stromversorgung eine dritte Wicklung (N3) des Transformators (109, 205, 1009) umfasst.
  46. Verfahren nach Anspruch 27, wobei der erste Schalter (S, 103) durch einen IGBT gegeben ist und der aktive Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) über den IGBT geschaltet ist.
  47. Verfahren nach Anspruch 46, wobei eine antiparallele Diode über den IGBT geschaltet ist.
  48. Verfahren nach Anspruch 27, wobei der zweite Schalter (S1, 108) einen IGBT umfasst.
  49. Verfahren nach Anspruch 27, wobei die Stromquelle eine Wechselstromquelle (1201) umfasst.
  50. Verfahren nach Anspruch 49, wobei der erste Schalter (S, 103) und der Gleichrichter (D, 104) in einem Vollwellengleichrichter vorgesehen sind.
  51. Verfahren nach Anspruch 49, wobei die Stromquelle eine einphasige Spannung erzeugt.
  52. Verfahren nach Anspruch 49, wobei die Stromquelle eine dreiphasige Spannung erzeugt.
  53. Leistungswandler mit einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss, wobei der Eingangsanschluss mit einer Stromquelle gekoppelt ist, wobei der Leistungswandler Folgendes umfasst: einen mit dem Eingangsanschluss gekoppelten Speicherinduktor (102); einen ersten Schalter (S, 103) zum Laden und Entladen des Speicherinduktors (102); einen aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) mit einem Transformator (109, 205, 1009); wobei der Transformator (109, 205, 1009) eine Primärwicklung (N1) und eine Sekundärwicklung (N2) aufweist; wobei die Primärwicklung (N1) mit einem zweiten Schalter (S1, 108) verbunden ist; wobei ein Zusatzschalter (SAUX) zwischen der Sekundärwicklung (N2) und der negativen Schiene der Stromquelle geschaltet ist; und wobei der aktive Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) eine isolierte Stromversorgung mit einer dritten Wicklung (N3) des Transformators (109, 205, 1009) umfasst; wobei die isolierte Stromversorgung eine Referenzspannung (Vc, 202, VAUX) bereitstellt, die über einen Schaltzyklus des ersten (S, 103) und zweiten Schalters (S1, 108) im Wesentlichen konstant ist; einen Gleichrichter (D, 104), der mit dem Speicherinduktor (102), dem aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) und dem Ausgangsanschluss funktionell gekoppelt ist, um Energie vom Speicherinduktor (102) zum Ausgangsanschluss zu übertragen; und eine Steuerschaltung (117, 1117), die Steuersignale zum Steuern der Operationen des ersten (S, 103) und des zweiten Schalters (S1, 108) über den Schaltzyklus erzeugt, so dass der zweite Schalter (S1, 108) schließt, um zu bewirken, dass ein Strom im Gleichrichter (D, 104) vom Gleichrichter (D, 104) zum aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1107, 1002, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) umgeleitet wird, um es zuzulassen, dass der erste Schalter (S, 103) im Wesentlichen bei Nullspannung schließt, und um es wiederum zuzulassen, dass der zweite Schalter (S1, 108) im Wesentlichen bei Nullstrom öffnet; wobei die Steuerschaltung (117, 1117) als Eingang eine Ausgangsspannung (VAUX) der isolierten Stromversorgung empfängt, um die Ausgangsspannung der isolierten Stromversorgung mittels des Zusatzschalters (SAUX) unabhängig von der Spannung am Ausgangsanschluss zu regulieren, so dass die Ausgangsspannung (VAUX) der isolierten Stromversorgung konstant gehalten werden kann.
  54. Verfahren zur Leistungsregulierung in einem Leistungswandler mit einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss, wobei der Eingangsanschluss mit einer Stromquelle gekoppelt ist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Bereitstellen eines mit dem Eingangsanschluss gekoppelten Speicherinduktors (102); Anschließen eines ersten Schalters (S, 103) zum Laden und Entladen des Speicherinduktors (102); Bereitstellen eines aktiven Snubbers (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) mit einem Transformator (109, 205, 1009); wobei der Transformator (109, 205, 1009) eine Primärwicklung (N1) und eine Sekundärwicklung (N2) aufweist; verbinden der Primärwicklung (N1) mit einem zweiten Schalter (S1, 108); verbinden eines Zusatzschalters (SAUX) zwischen der Sekundärwicklung (N2) und der negativen Schiene der Stromquelle; und Bereitstellen einer isolierte Stromversorgung mit einer dritten Wicklung (N3) des Transformators (109, 205, 1009) in dem aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202); wobei die isolierte Stromversorgung eine Referenzspannung (Vc, 202, VAUX) bereitstellt, die über einen Schaltzyklus des ersten (S, 103) und zweiten Schalters (S1, 108) im Wesentlichen konstant ist; Anschließen eines Gleichrichters (D, 104) an den Speicherinduktor (102), den aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) und den Ausgangsanschluss, um Energie vom Speicherinduktor (102) zum Ausgangsanschluss zu übertragen; und Steuern der Operationen des ersten (S, 103) und des zweiten (S1, 108) Schalters über den Schaltzyklus, so dass der zweite Schalter (S1, 108) schließt, um zu bewirken, dass ein Strom im Gleichrichter vom Gleichrichter (D, 104) auf den aktiven Snubber (107, 502, 602, 702, 802, 902, 1002, 1107, 1207, 1307, 1407, 1607, 1707, 1902, 2202) umgeleitet wird, um es zuzulassen, dass der erste Schalter (S, 103) im Wesentlichen bei Nullspannung schließt, und um es wiederum zuzulassen, dass der zweite Schalter (S1, 108) etwa bei Nullstrom öffnet; wobei das Steuern das Empfangen einer Ausgangsspannung (VAUX) der isolierten Stromversorgung als Eingang beinhaltet, um die Ausgangsspannung der isolierten Stromversorgung mittels des Zusatzschalters (SAUX) unabhängig von der Spannung am Ausgangsanschluss zu regulieren, so dass die Ausgangsspannung (VAUX) der isolierten Stromversorgung konstant gehalten werden kann.
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