DE60021637T2 - Sanftschaltende Zelle zur Verringerung von Schaltverlusten in pulsbreitenmodulierten Umrichtern - Google Patents

Sanftschaltende Zelle zur Verringerung von Schaltverlusten in pulsbreitenmodulierten Umrichtern Download PDF

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Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • 1. Bereich der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft Leistungswandler. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere pulsbreitenmodulierte (PWM) Wandler.
  • 2. Erörterung der verwandten Technik
  • Das am 8. September 1992 erteilte US-Patent 5,146,399 (Gucyski) beschreibt eine Schaltstromversorgung mit hoher Ausgangsleistung, hoher Effizienz und fester oder variabler Ausgangsspannung. In einer Ausgestaltung ist ein erster Kondensator zwischen einer Eingangsgleichspannung und einem ersten Wandlerausgang geschaltet, wobei ein zweiter Wandler mit dem ersten Wandler und einer Diode gekoppelt ist, um die Eingangsgleichspannung an den Ausgang anzulegen.
  • Im Allgemeinen ist ein in einem kontinuierlichen Leitungsmodus arbeitender Boost-Wandler eine bevorzugte Ausführung eines Front-End-Wandlers mit aktiver Eingangsstromformung. Die Ausgangsspannung eines solchen Boost-Eingangsstromformers ist relativ hoch, weil die Ausgangsgleichspannung des Boost-Wandlers höher sein muss als die Eingangsspitzenspannung. Aufgrund dieser hohen Ausgangsspannung wird ein schneller (Fast Recover) Boost-Gleichrichter benötigt. Bei einer hohen Schaltfrequenz erzeugt ein schneller Gleichrichter einen erheblichen sperrerholungsbezogenen Verlust, wenn er unter einer „hard-switched" Bedingung geschaltet wird (siehe z.B. „New fast recovery diode technology cuts circuit losses, improves reliability" von Y. Kersonsky, M. Robinson und D. Gutierrez, Power Conversion & Intelligent Motion (PCIM) Magazine, S. 16–21, Mai 1992). Infolgedessen werden „hard-switched" Boost-Eingangsstromformer mit relativ tiefen Schaltfrequenzen betrieben, um eine erhebliche Herabsetzung ihrer Wandlungseffizienzen zu vermeiden. Unter Anwendung einer Softswitch-Technik kann die Schaltfrequenz und somit die Leistungsdichte des Front-End-Boost-Konverters erhöht werden.
  • Bisher wurde eine Reihe von soft-switched Boost-Konvertern und deren Variationen vorgeschlagen. Einige Beispiele für soft-switched Boost-Konverter sind in den folgenden Literaturquellen offenbart: (a) „High efficiency telecom rectifier using a novel soft-switched boost-based Input current shaper," („Streit") von R. Streit, D. Tollik, International Telecommunication Energy Conf. (INTELEC) Proc., S. 720–726, Okt. 1991; (b) US-Patent 5,418,704 („Hua et al.") mit dem Titel „Zero-Voltage-Transition Pulse-Width-Modulated Converters" von G. Hua, F. C. Lee, erteilt am 23. Mai 1995; (c) US-Patent 5,446,336 mit dem Titel „Boost Converter Power Supply with Reduced Losses, Control Circuit and Method Therefore" („Bassett et al.") von J. Bassett and A. B. Odell, erteilt am 29. August 1995; und (d) US-Patent 5,736,842 ("Jovanovic") mit dem Titel "Technique for reducing rectifier reverse-recovery-related losses in high-voltage, high-power converters" von M. Jovanovic, erteilt am 7. April 1998.
  • Alle obigen Literaturquellen (a)–(d) offenbaren einen aktiven Zusatzschalter, der mit ein paar passiven Komponenten zusammenwirkt (z.B. Induktoren und Kondensatoren) und so einen aktiven Snubber bildet, der zum Regeln der Änderungsrate von Gleichrichterstrom (di/dt) und zum Schaffen der Bedingungen für eine Nullspannungsschaltung (ZVS) des Hauptschalters und des Gleichrichters verwendet wird. Aktive Snubber sind beispielsweise in „Switched snubber for high frequency switching" („Harada et al.") von K. Harada, H. Sakamoto, IEEE Power Electronics Specialists' Conf (PESC) Rec., S. 181–188, Juni 1990 beschrieben. Die 1–3 zeigen die in Hua et al., Bassett et al. bzw. Jovanovic eingeführte soft-switched Boost-Schaltung.
  • Die in Streit und Hua et al. vorgeschlagenen Boost-Konverter-Schaltungen arbeiten mit einem Snubber-Induktor, der mit dem gemeinsamen Knoten von Boost-Schalter und Gleichrichter verbunden ist, um die Änderungsrate des Gleichrichterstroms (di/dt) zu regeln. Aufgrund des Ortes des Snubber-Induktors haben Hauptschalter und Gleichrichter in den von Streit und Hua et al. vorgeschlagenen Schaltungen minimale Spannungs- und Strombelastungen. Außerdem schließt der Boost-Schalter unter Nullspannungs- (Softswitching-) Bedingungen und der Gleichrichter schaltet ab. Der Zusatzschalter arbeitet jedoch unter „hard-switching" Bedingungen, da er geschlossen ist, wenn seine Spannung gleich der Ausgangsspannung ist, und nachfolgend geöffnet wird, während er einen Strom führt, der größer ist als der Eingangsstrom.
  • In den Schaltungen von Bassett et al. und Jovanovic wird die Änderungsrate des Gleichrichterstroms durch einen in Reihe mit dem Boost-Schalter und dem Gleichrichter geschalteten Snubber-Induktor geregelt. Aufgrund dieser Platzierung des Induktors ist die Spannungsbelastung des Hauptschalters höher als die der in Streit sowie Hua et al. beschriebenen Schaltungen. Diese erhöhte Spannungsbelastung kann durch eine geeignete Wahl des Snubber-Induktanzwertes und der Schaltfrequenz minimal gehalten werden, wie in Jovanovic gelehrt wird. Sowohl Boost- als auch Zusatzschalter in den Schaltungen in Bassett et al. und Jovanovic, sowie der Boost-Gleichrichter, arbeiten unter ZVS-Bedingungen.
  • Der Hauptmangel der in Streit und Hua et al. beschriebenen Boost-Konverter ist eine ernsthafte unerwünschte Resonanz zwischen der Ausgangskapazität COSS des Zusatzschalters und des Resonanzinduktors. Die unerwünschte Resonanz tritt nach dem Öffnen des Zusatzschalters auf, wenn der Snubber-Induktorstrom auf null abfällt und den Betrieb der Schaltung negativ beeinflusst, und muss eliminiert werden. So wird beispielsweise in der von Hua et al. eingeführten Schaltung die Resonanz durch Schalten eines Gleichrichters und eines sättigungsfähigen Induktors in Reihe mit dem Snubber-Induktor eliminiert, wie in 1 dargestellt ist, was die Konvertierungseffizienz herabsetzt und sowohl die Anzahl der Teile als auch die Kosten der Schaltung erhöht.
  • Die in Bassett et al. sowie Jovanovic beschriebenen Schaltungen erfordern eine isolierte (hochseitige) Gatteransteuerung, die die Komplexität und Kosten der Schaltung erhöht. Ebenso erfordert die in Jovanovic eingeführte Schaltung ein störfestes Gatteransteuerungstiming, da eine versehentliche transiente Überlappung der Haupt- und Zusatzschalter-Gatteransteuerungen zu einem fatalen Schaltungsausfall führen kann, der von dem relativ großen transienten Strom durch die Reihenschaltung der gleichzeitig leitenden Haupt- und Zusatzschalter resultiert. (Die in Bassett et al. eingeführte Schaltung leidet nicht an dem Überlappungs-Gatteransteuerungsproblem, weil sie eine überlappende Gatteransteuerung für einen ordnungsgemäßen Betrieb erfordert.)
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • In der vorliegenden Erfindung verbessert eine Technik die Leistung eines PWM-Wandlers durch Eliminieren von Schaltverlusten. Zum Eliminieren von Schaltverlusten sieht die vorliegende Erfindung eine Nullstrom-, Nullspannungsschaltzelle (ZC-ZVS) vor, die einen Snubber-Induktor, eine Klemmdiode, einen Klemmkondensator, einen Hauptschalter und einen Zusatzschalter beinhaltet. Die ZC-ZVS-Zelle reduziert sperrerholungsbezogene Verluste des Boost-Gleichrichters und ermöglicht auch ein verlustloses Schalten für die Haupt- und Zusatzschalter.
  • Die ZC-ZVS-Zelle der vorliegenden Erfindung ist beispielsweise auf einen soft-switched PWM-Boost-Konverter anwendbar. Die sperrerholungsbezogenen Verluste in der Boost-Topologie werden durch den Snubber-Induktor reduziert, der in Reihe mit dem Hauptschalter (Boost-Schalter) und dem Boost-Gleichrichter geschaltet ist und die Stromänderungsrate (di/dt) im Boost-Gleichrichter im Abschaltzustand regelt. Außerdem arbeitet der Hauptschalter mit Nullstrom- und Nullspannungsschaltung, und der Zusatzschalter arbeitet mit Nullspannungsschaltung. Ein ordnungsgemäßer Betrieb einer Schaltung der vorliegenden Erfindung erfordert überlappende Gatteransteuerungen von Haupt- und Zusatzschaltern, wo der Hauptschalter leitend oder nichtleitend wird, bevor der Zusatzschalter leitend oder nichtleitend wird.
  • Spezifisch ausgedrückt, wenn der Hauptschalter des Boost-Konverters mit der vorgeschlagenen ZC-ZVS-Zelle leitend wird, dann regelt der Snubber-Induktor die Änderungsrate des Stroms im Boost-Gleichrichter, um sperrerholungsbezogene Verluste des Boost-Gleichrichters zu reduzieren. Ferner wird, da der Snubber-Induktor verhindert, dass der Hauptschalterstrom sofort ansteigt, der Hauptschalter mit Nullstromschaltung leitend. Ferner bilden während der Leitungsperiode des Hauptschalters der Snubber-Induktor und die Ausgangskapazität des Zusatzschalters eine Resonanzschaltung, so dass die Spannung über den Zusatzschalter durch eine Resonanzoszillation auf null abfällt. Infolgedessen wird der Zusatzschalter leitend, wenn die Spannung darüber null beträgt.
  • Während der Periode, in der Haupt- und Zusatzschalter leitend sind, bilden der Snubber-Induktor und der Klemmkondensator noch eine weitere Resonanzschaltung durch die geschlossenen Schalter. Aufgrund dieser Resonanz wird der Strom durch den Hauptschalter auf null reduziert, bevor der Hauptschalter nichtleitend wird, während die Spannung über den Hauptschalter durch die leitende Klemmdiode und den Zusatzschalter auf null geklemmt wird. Somit schaltet der Hauptschalter mit Nullstrom-Nullspannungsschaltung ab.
  • Da die Source-Anschlüsse der Haupt- und Zusatzschalter in einer erfindungsgemäßen Schaltung mit Schaltungsmasse verbunden sind, kann eine nichtisolierte (direkte) Gatteransteuerung verwendet werden. Darüber hinaus ist, da der ordnungsgemäße Betrieb der Schaltung verlangt, dass die Leitungsperioden von Haupt- und Zusatzschalter überlappen, eine erfindungsgemäße Schaltung nicht für Ausfälle aufgrund einer versehentlichen transienten Überlappung der Gatteransteuerungen von Haupt- und Zusatzschalter anfällig. Ferner sind die Spannungs- und Strombelastungen der Komponenten in einem Active-Snubber-Boost-Konverter der vorliegenden Erfindung denen in herkömmlichen „hard-switched" Konvertern ähnlich. Dieselbe Technik kann auf jedes Element der PWM-Konverterfamilie erweitert werden.
  • Die vorliegende Erfindung wird nach einer Betrachtung der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung und der Begleitzeichnungen besser verständlich.
  • Kurzbeschreibung der Zeichnungen
  • 1 zeigt eine Boost-Leistungsstufe 100 mit aktivem Snubber gemäß Offenbarung in Hua et al. (Stand der Technik).
  • 2 zeigt eine Boost-Leistungsstufe 200 mit aktivem Snubber gemäß Bassett et al. (Stand der Technik).
  • 3 zeigt eine Boost-Leistungsstufe 300 mit aktivem Snubber gemäß Jovanovic (Stand der Technik).
  • 4 zeigt eine Boost-Leistungsstufe 400 mit Nullstrom-, Nullspannungsschalt-(ZC-ZVS)-zelle 450 gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
  • 5 zeigt ein Modell einer Boost-Leistungsstufe 400 mit verschiedenen Referenzrichtungen von Strom und Spannung.
  • 6(a)–6(j) zeigen topologische Stufen der Boost-Leistungsstufe 400, bei der ein Eingangsstrom IIN größer ist als der Spitzenstrom (ILS(PK)) im Snubber-Induktor 401.
  • 7 zeigt Hauptwellenformen der Boost-Leistungsstufe 400, wenn der Eingangsstrom IIN größer ist als der Spitzenstrom (ILS(PK)) im Snubber-Induktor 401.
  • 8(a)–8(j) zeigen topologische Stufen der Boost-Leistungsstufe 400, bei der der Eingangsstrom IIN kleiner ist als der Spitzenstrom (ILS(PK)) im Snubber-Induktor 401.
  • 9 zeigt Hauptwellenformen der Boost-Leistungsstufe 400, wenn der Eingangsstrom IIN geringer ist als der Spitzenstrom (ILS(PK)) im Snubber-Induktor 401.
  • 10 zeigt eine gewünschte Eingangsstromwellenform (I REC / IN) 1001, Eingangsspannungswellenform (V REC / IN) 1002 und Ausgangsspannungswellenform (VO) in Eingangsstromformungsanwendungen.
  • 11 zeigt eine Boost-Leistungsstufe 1100 einschließlich Diode 1101 und Widerstand 1102 über den Klemmkondensator 405.
  • 12 zeigt Konfiguration 1200 („Typ A"), die eine Ausführung der ZC-ZVS-Zelle 450 mit 3 Anschlüssen ist; in der Konfiguration 1200 ist der Boost-Induktor 408 mit dem gemeinsamen Punkt zwischen dem Boost-Schalter 402 und dem Snubber-Induktor 401 verbunden.
  • 13 zeigt eine Konfiguration 1300 („Typ B"), die eine Ausführung einer ZC-ZVS-Zelle 450 mit 3 Anschlüssen ist; in der Konfiguration 1300 ist der Boost-Induktor 408 mit dem gemeinsamen Punkt zwischen der Anode des Boost-Gleichrichters 406 und dem Snubber-Induktor 401 verbunden.
  • 14 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 im Buck-Konverter 1400.
  • 15 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 im Boost-Konverter 1500.
  • 16 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 im Buck-Boost-Konverter 1600.
  • 17 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 im Flyback-Konverter 1700.
  • 18 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 im Durchflusswandler 1800.
  • 19 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 im Interleave-Durchflusswandler 1900.
  • 20 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 im Zweischalter-Durchflusswandler 2000.
  • 21 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 in einem bidirektionalen Wandler 2100.
  • 22 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 in einem spannungsgespeisten Vollbrückenwandler 2200.
  • 23 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 in einem Drehstromgleichrichter 2300.
  • Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausgestaltungen
  • Die vorliegende Erfindung bietet eine Schaltverlustreduzierung in einem PWM-Konverter wie z.B. eine Boost-Leistungsstufe 400 von 4. Die Boost-Leistungsstufe 400 beinhaltet einen Snubber-Induktor 401 (Ls), der in Reihe mit dem Hauptschalter 402 (S) und dem Boost-Gleichrichter 406 geschaltet ist. Der Snubber-Induktor 401 steuert die Stromänderungsrate (di/dt) des Boost-Gleichrichters 406. Wie in 4 gezeigt, bilden der Haupt- oder Boost-Schalter 402, der Snubber-Induktor 401, der Zusatzschalter 404 (S1), der Klemmkondensator 405 (CC) und die Klemmdiode 403 (DC) eine Nullstrom-, Nullspannungsschalt-(ZC-ZVS)-zelle 450. Um die nachfolgende ausführliche Beschreibung zu vereinfachen und Querverweise zwischen den verschiedenen Figuren zu erleichtern, erhielten gleiche Elemente in den verschiedenen Figuren gleiche Bezugsziffern.
  • 5 zeigt ein Modell der Boost-Leistungsstufe 400. Da die Boost-Induktanz (L) im Vergleich zu anderen Induktanzen von Komponenten der Boost-Leistungsstufe 400 groß ist, wird der Boost-Induktor 408 durch die Konstantspannungsquelle 501 (IIN) repräsentiert. Ferner wird, da die Ausgangswelligkeitsspannung vernachlässigbar ist, die Spannung VO über den Ausgangsfilterkondensator 407 durch die Konstantspannungsquelle 502 repräsentiert. Wenn Halbleiterbauelemente (z.B. Schalter 402 und 404) leiten, dann können sie so angesehen werden, dass sie null Widerstand haben (d.h. als Kurzschlüsse). Ausgangskapazitäten der Schalter 402 und 404 und die Sperrerholungsladung des Boost-Gleichrichters 406 werden nicht vernachlässigt.
  • Die 6(a)–6(j) zeigen topologische Stufen der Boost-Leistungsstufe 400 von 4 während eines Schaltzyklus, in dem der Eingangsstrom IIN größer ist als der Spitzenstrom (ILS(PK)) des Snubber-Induktors 401. 7 zeigt Hauptwellenformen der Boost-Leistungsstufe 400 während desselben Schaltzyklus. Wie in 7 gezeigt, sind die Gatteransteuerungswellenformen (d.h. Wellenformen 701 und 702 für die Gatteransteuerungssignale GS bzw. GS1) für den Boost-Schalter 402 und den Zusatzschalter 404 überlappend (d.h. sowohl Boost-Schalter 402 als auch Zusatzschalter 404 sind für eine Zeitperiode leitend). Ein Beispiel für die Überlappungsperiode ist die Zeitperiode zwischen Zeitpunkt t = T4 und Zeitpunkt t = T6.
  • Zunächst (d.h. bevor der Boost-Schalter 402 zum Zeitpunkt t = T0 schließt) fließt Eingangsstrom IIN durch den Snubber-Induktor 401 und den Boost-Gleichrichter 406. Gleichzeitig wird die Ausgangsspannung VO über den Boost-Schalter 402 angelegt, und eine Spannung gleich der Summe der Ausgangsspannung VO und der Klemmkondensatorspannung VC über den Kondensator 405 (d.h. Spannung VO + VC) über den Zusatzschalter 404 angelegt.
  • Zum Zeitpunkt t = T0 wird, wenn der Boost-Schalter 402 schließt, die Spannung VO über den Snubber-Induktor 401 angelegt, wie in 6(a) zu sehen ist. Infolgedessen nehmen der Induktorstrom iLS des Snubber-Induktors 401 (Wellenform 706) und der Strom iD des Boost-Gleichrichters 406 (Wellenform 710) linear ab, während der Strom iS (Wellenform 705) im Boost-Schalter 402 mit derselben Rate ansteigt. Die Änderungsrate im Gleichrichterstrom iD des Boost-Gleichrichters 406 wird wie folgt ausgedrückt:
  • Figure 00070001
  • Da die Abnahmerate des Gleichrichterstroms iD durch die Induktanz LS des Snubber-Induktors 401 geregelt wird, können die Gleichrichtererholungsladung und die zugehörigen Verluste durch eine geeignete Wahl der Induktanz LS reduziert werden. Im Allgemeinen gilt, ein größerer LS, der eine geringere Abnahmerate des Gleichrichterstroms iD ergibt, ergibt eine effizientere Reduzierung der sperrerholungsbezogenen Verluste, wie Kersonsky et al. aufzeigten.
  • Zum Zeitpunkt t = T1 fließt, wenn der Strom iLS des Snubber-Induktors 401 und der Strom iD des Boost-Gleichrichters 406 auf null abfallen, der Eingangsstrom IIN durch den Boost-Schalter 402, wie in 6(b) gezeigt und durch die Wellenformen 706 (iLS), 710 (iD) und 705 (iS) illustriert wird. Idealerweise sollte, wenn der Strom iD des Gleichrichters 406 zum Zeitpunkt t = T1 auf null abfällt, der Boost-Gleichrichter 406 nichtleitend werden. Aufgrund einer gespeicherten Restladung fließt jedoch Sperrerholungsstrom iRR im Boost-Gleichrichter 406, wie 6(b) zeigt. Zum Zeitpunkt t = T2 wird die gespeicherte Ladung von der Grenzschicht des Boost-Gleichrichters 406 wieder hergestellt und der Boost-Gleichrichter 406 wird nichtleitend und die Spannung vD (Wellenform 711) über den Boost-Gleichrichter 406 beginnt in Richtung auf VO + VC anzusteigen. Demzufolge bilden Snubber-Induktor 401, Snubber-Kondensator 405 (CC), Ausgangskapazität 601 (COSS1) von Zusatzschalter 404 und Grenzschichtkondensator 602 (CD) des Boost-Gleichrichters 406 wie in 6(c) gezeigt eine Resonanzschaltung. Somit nimmt während der Zeitperiode zwischen t = T2 und Zeitpunkt t = T3 die Spannung VS1 (Wellenform 704) des Zusatzschalters 404 am Anschluss 411 in 4 von VO + VC in resonanter Weise auf null ab. Zum Zeitpunkt t = T3, wenn die Spannung VS1 am Anschluss 411 auf null abfällt, wird der Spitzenresonanzstrom (ILS(PK)), der in negativer Richtung durch den Snubber-Induktor 401 fließt, ausgedrückt durch:
    Figure 00080001
    wobei CEQ, die äquivalente Kapazität der Resonanzschaltung, ausgedrückt wird durch:
    Figure 00080002
    für einen geeignet gewählten Wert CC des Klemmkondensators 405 (d.h. CC >> COSS1). In 6(c) tritt die Spitze von Strom iC (Wellenform 708) des Klemmkondensators 405 zum Zeitpunkt t = T3 auf und wird ausgedrückt durch:
  • Figure 00080003
  • Nach dem Abfallen der Spannung VS1 (Wellenform 704) über den Zusatzschalter 404 auf null zum Zeitpunkt t = T3 beginnt die Klemmdiode 403 zu leiten, wie in 6(d) gezeigt ist. Wenn die Klemmdiode 403 leitet, wird die Klemmkondensatorspannung VC des Klemmkondensators 405 an den Snubber-Induktor 401 angelegt, so dass der Snubber-Induktorstrom iLS (Wellenform 706) linear zunimmt, wie in 7 illustriert ist. Wenn die Kapazität CC des Klemmkondensators 405 relativ zur Ausgangsimpedanz COSS1 des Zusatzschalters 404 groß ist, dann ist die Kondensatorspannung VC im Wesentlichen konstant und der Induktorstrom iLS nimmt zu und der Kondensatorstrom ic nimmt linear mit derselben Rate ab (d.h.
    Figure 00090001
    Ansonsten, d.h. wenn die Kapazität CC des Klemmkondensators 405 relativ zur Ausgangskapazität COSS1 des Zusatzschalters 404 nicht groß ist, ändern sich der Strom iLS des Snubber-Induktors 401 und der Strom ic des Klemmkondensators 405 auf resonante Weise. Zum Zeitpunkt t = T5 wird, wenn der Strom ic null erreicht, die Klemmdiode 403 nichtleitend. Wie in 7 gezeigt, wird der Zusatzschalter 404, um seine Nullspannungsschaltung (ZVS) zu erreichen, vor dem Zeitpunkt t = T5 geschlossen, d.h. während die Klemmdiode 403 leitend ist (z.B. zum Zeitpunkt t = T4). Nach dem Schließen des Zusatzschalters 404 zum Zeitpunkt t = T4 fließt wenigstens ein Teil des Stroms iLS (Wellenform 706) des Snubber-Induktors 401 im Zusatzschalter 404. Die Größe des Stroms iS1 (Wellenform 707) ist von den relativen Einschaltimpedanzen des Strompfades durch den Boost-Schalter 402 und den Zusatzschalter 404 und die Einschaltimpedanz der Klemmdiode 403 abhängig, wie in 6(e) zu sehen ist. Da der Zusatzschalter 404 zu leiten beginnt, nachdem die Klemmdiode 403 zum Zeitpunkt t = T5 nichtleitend geworden ist, steigt der Strom iS1 des Zusatzschalters 404 weiter linear an, wie in 6(f) illustriert ist. Gleichzeitig nimmt der Strom iS des Boost-Schalters 402 mit derselben Rate ab, da die Summe der Ströme iS1 und iS (jeweils Wellenformen 707 und 705) gleich dem Eingangsstrom IIN ist.
  • Wenn der Boost-Schalter 402 zum Zeitpunkt t = T6 öffnet, dann wird der Strom iS schnell null und der Strom iS1 steigt schnell um den Betrag an, der Strom iS unmittelbar vor Zeitpunkt t = T6 entspricht, wenn die Klemmdiode 403 leitend wird, wie 6(g) zeigt. Die Spannung vS über den Boost-Schalter 402 wird durch die leitende Klemmdiode 403 und den Zusatzschalter 404 auf null geklemmt. Infolgedessen öffnet der Boost-Schalter 402 mit einer reduzierten Strombelastung und bei Nullspannung. Wenn der Boost-Schalter 402 zum Zeitpunkt t = T6 öffnet, dann ist der Strom iS des Boost-Schalters 402 geringer als der Eingangsstrom IIN, wie in 7 gezeigt. In der Tat kann die Boost-Leistungsstufe 404 so ausgelegt werden, dass sie eine komplette Nullstromschaltung des Boost-Schalters 402 erzielt, wie nachfolgend erörtert wird. Während des Zeitintervalls zwischen Zeitpunkt t = T6 und Zeitpunkt t = T7 fließt Eingangsstrom IIN im Zusatzschalter 404, während der Klemmkondensator 405 weiter durch den Snubber-Induktor 401 und durch Ströme iC und iLS (jeweils Wellenformen 708 und 706) entlädt. Der Zusatzschalter 404 öffnet zum Zeitpunkt t = T7, so dass der Strom IIN mit dem Laden der Ausgangskapazität 601 (COSS1) des Zusatzschalters 404 und der Ausgangskapazität 603 (COSS) des Boost-Schalters 402 beginnt, wie 6(h) zeigt. Demzufolge beginnen die Spannungen vS und vS1 (jeweils Wellenformen 703 und 704) über den Boost-Schalter 402 und den Zusatzschalter 404 jeweils linear von null auf VO + VC anzusteigen. Wenn die Spannungen vS und vS1 über den Boost-Schalter 402 bzw. den Zusatzschalter 404 jeweils VO + VC zum Zeitpunkt t = T8 erreichen, dann wird der Boost-Gleichrichter 406 leitend, wie 6(i) zeigt. Während des Zeitintervalls zwischen Zeitpunkt t = T8 und Zeitpunkt t = T9 steigt der Strom iLS (Wellenform 706) des Snubber-Induktors 401 weiter in Richtung auf IIN an, während der Klemmkondensator 405 durch den Strom iC (Wellenform 708) geladen wird, der gleich der Differenz zwischen Eingangsstrom IIN und Strom iLS des Snubber-Induktors 401 ist (d.h. iC = IIN – iLS).
  • Zum Zeitpunkt t = T9 erreicht der Strom iLS des Snubber-Induktors 401 den Eingangsstrom IIN, die Klemmdiode 403 wird nichtleitend und der Eingangsstrom IIN fließt im Boost-Gleichrichter 406, wie in 6(j) gezeigt, bis zum nächsten Schaltzyklus, der zum Zeitpunkt t = T10 in 7 eingeleitet wird.
  • Somit kann, wie durch die Wellenformen 701–711 von 7 illustriert wird, wenn der Strom iC des Klemmkondensators 405 in dem Moment, in dem der Boost-Schalter 402 geöffnet wird, gleich dem Eingangsstrom IIN ist, der Boost-Schalter 402 unter einer kompletten ZCS-Bedingung geöffnet werden: iC(t = T6) = –IIN (4)
  • Außerdem ist, wenn das Zeitintervall zwischen Zeitpunkt t = T6 und Zeitpunkt t = T7 viel kürzer gehalten wird als das Zeitintervall zwischen Zeitpunkt t = T5 und Zeitpunkt t = T6, der Strom iC des Klemmkondensators 406 im Wesentlichen derselbe: iC(t = T6) ≈ iC(t = T7) = I–C(max) (5) wobei I – / C(max) der maximale Entladungsstrom des Klemmkondensators 405 ist, wie durch die Wellenform 708 von 7 angezeigt wird. Somit kann die ZCS-Bedingung für den Boost-Schalter 402 definiert werden als: I–C(max) = IIN (6)
  • Für ein System, bei dem Gleichung (6) zutrifft, lädt der Klemmkondensator 405 nur während des Zeitintervalls zwischen Zeitpunkt t = T2 und Zeitpunkt t = T5, d.h. der Strom iC ist während des Zeitintervalls zwischen Zeitpunkt t = T8 und Zeitpunkt t = T9 null. Wenn das Zeitintervall zwischen Zeitpunkt t = T2 und Zeitpunkt t = T3 viel kürzer ist als das Zeitintervall zwischen Zeitpunkt t = T2 und Zeitpunkt t = T5, dann verlangt die Ladungskonservierung, dass: I+C(max) = iC(t = T3) ≈ I–C(max) ≈ IIN (7)
  • So kann anhand der Gleichungen (3), (4) und (7) die ZCS-Bedingung wie folgt geschrieben werden:
  • Figure 00110001
  • Wenn Gleichung (8) bei maximaler Leistung erfüllt ist, d.h. wenn IIN = IIN(max), dann ist die komplette ZCS-Bedingung des Boost-Schalters 402 im Volllastbereich erfüllt. Da der Zusatzschalter 404 und der Boost-Gleichrichter 406 beide unter ZVS-Bedingung schalten, kann die externe Kapazität über den Zusatzschalter 404 oder den Boost-Gleichrichter 406 ohne zusätzliche Schaltverluste hinzugefügt werden. Somit kann für bestimmte Werte von Spannung VO, Strom IIN, Induktanz LS, Klemmspannung VO und für gewählte Komponentenwerte COSS1 und CD ein externer Kondensator parallel zu COSS1 oder CD hinzugefügt werden, um die effektiven Werte von COSS1 und CD zum Erfüllen einer kompletten ZCS-Bedingung für Boost-Schalter 402 zu justieren. Wie 7 zeigt, ist, da die Spannungsbelastung des Boost-Schalters 402, des Zusatzschalters 404 und des Boost-Gleichrichters 406 VO + VC ist, die Spannungsbelastung im Boost-Schalter 402 in der Boost-Leistungsstufe 400 höher als in einem konventionellen „hard-switched" Boost-Konverter um die Spannung VC. Somit wird die Klemmspannung VC sorgfältig so gewählt, dass die Spannungsbelastungen des Boost-Schalters 402 und des Zusatzschalters 404 innerhalb sinnvoller Grenzen bleiben.
  • Die Ermittlung der Spannung VC kann vereinfacht werden, wenn die folgenden Bedingungen erfüllt sind: (a) die Boost-Leistungsstufe 400 ist so ausgelegt, dass sperrerholungsbezogene Verluste minimiert werden und eine komplette ZCS-Bedingung im Boost-Schalter 402 erfüllt wird; (b) das Gleichrichterstromkommutationsintervall T0–T2 ist viel kürzer als die leitende „Einschaltzeit"-Periode TON des Boost-Schalters 402, (c) der Kondensatorladestrom während der Zeitperiode zwischen Zeitpunkt t = T8 und Zeitpunkt t = T9 ist null, und (d) die Dauern der Kommutationsperioden T2–T3 und T7–T8 sind im Vergleich zu TON vernachlässigbar. Wie in 7 gezeigt, hat von Zeitperiode t = T3 bis Zeitpunkt t = T5 Strom iC, der den Klemmkondensator 405 lädt, eine konstante Kurve, ausgedrückt durch
    Figure 00120001
    Gemäß Gleichung (7) oben ist zum Erzielen der ZCS-Bedingung im Boost-Schalter 402 I + / C(max) = iC(t = T3) ≈ I – / C(max) ≈ IIN. Ferner, da das Zeitintervall zwischen Zeitpunkt t = T3 und Zeitpunkt t = T5 etwa die Hälfte von TON beträgt, wird die Klemmkondensatorspannung VC ausgedrückt durch:
    Figure 00120002
    wobei D der Arbeitszyklus von Signal S (Wellenform 701), TS der Schaltzyklus (d.h. TON + TOFF) und fS die Schaltfrequenz ist. Für eine verlustlose Boost-Leistungsstufe, in der das Stromkommutationsintervall zwischen Zeitpunkt t = T0 und Zeitpunkt t = T2 viel kürzer ist als TON, wird das Spannungsumwandlungsverhältnis
    Figure 00120003
    ausgedrückt durch:
  • Figure 00120004
  • Ersetzen von D und IIN in Gleichung (9) ergibt:
  • Figure 00120005
  • So ist gemäß Gleichung (11) die Spannung VC bei Volllast (d.h. IO = IO(max)) und bei hoher Leitungsspannung (z.B. VIN = VIN(max)) maximal. Für gegebene Ein- und Ausgangsspezifikationen (d.h. gegebene IO(max) und VIN(max)) und Spannung VO kann die Klemmkondensatorspannung VC durch Minimieren des Produkts LsfS minimiert werden.
  • Bei Schwachlastbetrieb ist der Eingangsstrom IIN geringer als der Spitzenresonanzstrom ILS(PK) in Gleichung (2) und der Klemmkondensator 405 wird innerhalb der Zeitperiode TON zwischen Zeitpunkt t = T1 und Zeitpunkt t = T6 völlig geladen und entladen. Schwachlastbetrieb der Boost-Leistungsstufe 400 ist in 8 und 9 illustriert. Die 8(a)–8(j) zeigen topologische Stufen der Boost-Leistungsstufe 400, in der der Eingangsstrom IM geringer ist als der Spitzenstrom (ILS(PK)) im Snubber-Induktor 401. 9 zeigt Hauptwellenformen der Boost-Leistungsstufe 400, wenn der Eingangsstrom IIN geringer ist als der Spitzenstrom (ILS(PK)) im Snubber-Induktor 401.
  • Die 8(a)–8(e), die einem Schwachlastbetrieb während der Zeitperiode zwischen Zeitpunkt t = T0 und Zeitpunkt t = T5 entsprechen, sind im Wesentlichen identisch mit den 6(a)–6(e), die einem Volllastbetrieb über dieselbe Zeitperiode entsprechen. Ebenso sind in 9 die Abschnitte der Wellenformen 901–911 zwischen den Zeitpunkten t = T0 und t = T5, die Hauptwellenformen bei Schwachtlastbetrieb entsprechen, im Wesentlichen identisch mit entsprechenden Abschnitten von Wellenformen 701–711 bei Volllastbetrieb. Bei Schwachlastbetrieb führt jedoch, da Strom iLS (Wellenform 906) des Snubber-Induktors 401 den Eingangsstrom IIN erreicht, bevor der Boost-Schalter 402 zum Zeitpunkt t = T7 öffnet (Wellenform 901), Zusatzschalter 404 den Eingangsstrom IIN während des Zeitintervalls zwischen Zeitpunkt t = T6 und Zeitpunkt t = T9. Die oben mit Bezug auf den Volllastbetrieb gegebene Analyse ist ebenso auf den Schwachlastbetrieb der 8(a)–8(j) und 9 anwendbar und wird daher nicht wiederholt.
  • Wie oben erwähnt, wird ein Boost-Konverter häufig in Eingangsstromformungsanwendungen eingesetzt. Eingangsstromformung in einer Stromversorgung reduziert den Oberwellengehalt und verbessert den Leistungsfaktor des Leitungsstroms. 10 zeigt die gewünschte Eingangsstromwellenform (I REC / IN) 1001, Eingangsspannungswellenform (V REC / IN) 1002 und Ausgangsspannungswellenform (VO) 1003 in einer Eingangsstromformungsanwendung. Da die Eingangsspannung VIN in einer Eingangsstromformungsanwendung während eines Leitungszyklus variiert und die Ausgangsspannung VO konstant ist, variiert der Arbeitszyklus des Boost-Gleichrichters 406 zwischen 0% und 100%. Außerdem kann, wenn die momentane Eingangsspannung nahe null ist, die gespeicherte Energie im Boost-Induktor 408 zum Laden des Klemmkondensators 405 unzureichend sein. Daher wird, um einen ordnungsgemäßen Betrieb in der Boost-Leistungsstufe 400 aufrechtzuerhalten, die Klemmspannung VC positiv gehalten, um benötigte Voltsekunden zum Zurückstellen des Snubber-Induktors 401 zu schaffen. Um eine positive Spannung VC zu gewährleisten, wird die Boost- Leistungsstufe 1100 von 11 durch Modifizieren der Boost-Leistungsstufe 400 von 4 erhalten. 11 zeigt die Boost-Leistungsstufe 1100 einschließlich der Diode 1101 und des Widerstands 1102 über den Klemmkondensator 405. Der Widerstand 1102 ist über den Klemmkondensator 405 geschaltet, um eine zu starke Ladung des Klemmkondensators 405 zu verhüten, wenn der Arbeitszyklus der Boost-Leistungsstufe 1100 um die Spitzen der Leitungsspannung herum minimal ist. In der Boost-Leistungsstufe 1100 optimiert der Kondensator 1104, der parallel zum Zusatzschalter 404 geschaltet ist, die Größe des Stroms I + / C(max) so, dass der Boost-Schalter 402 unter ZCS-Bedingungen geöffnet wird.
  • Die Steuerung der Boost-Leistungsstufe 400 oder der Boost-Leistungsstufe 1100 kann im Wesentlichen auf dieselbe Weise implementiert werden wie bei herkömmlichen „hard-switched" Leistungswandlern, solange eine zusätzliche Gattertreiberschaltung vorgesehen ist. Spezifisch ausgedrückt, in einer Eingangsstromformungsanwendung kann die Boost-Leistungsstufe 400 oder die Boost-Leistungsstufe 1100 mit jeder bekannten Steuertechnik wie Durchschnittsstrom-, Spitzenstrom- oder Hysteresesteuerung implementiert werden.
  • Die Leistung der Boost-Leistungsstufe 400 mit einem aktiven Snubber wurde an einer mit 80 kHz arbeitenden Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit 1 kW (375 V/2,67 A) und Universalleitungsbereich (90–265 VAC) getestet. Die experimentelle Schaltung hatte die folgenden Komponenten: Boost-Schalter 402 ausgeführt mit einem IXGKSON60 IGBT; Zusatzschalter 404 ausgeführt mit einem 2SK2837 MOSFET; Boost-Gleichrichter 406 ausgeführt mit zwei parallel geschalteten RHRP3060-Gleichrichtern; Boost-Induktor 408 ausgeführt mit einer 0,8 mH Induktanz; Snubber-Induktor 401 ausgeführt mit einem 4,7 μH Induktor; Snubber-Gleichrichter 403 ausgeführt mit einem RHRP3060-Gleichrichter und Filterkondensator 407 ausgeführt mit zwei parallel geschalteten 470 μF/450 V Kondensatoren. Der Boost-Induktor 408 wurde mit einem Magnetringkern konstruiert (Kool Mu 77439-A7, zwei Kerne parallel) und 55 Umdrehungen AWG#14 Draht, der Snubber-Induktor 403 wurde mit einem Magnetringkern (MPP 55550-A2, zwei Kerne parallel) mit 9 Umdrehungen AWG#14 Draht konstruiert. Die Ausführung eines Snubber-Induktor 401 mit einem 4,7 μH Induktor begrenzt die Snubber-Gleichrichterstrom-Abschaltänderungsrate (di/dt) auf di/dt = VO/LS = 80 A/μs. Die Steuerschaltung für eine experimentelle Schaltung wurde mit einem Durchschnittsstrom-PFC-Controller UC3854 ausgeführt. TC4420- und TSC429-Treiber wurden zum Erzeugen der benötigten Gatteransteuerungssignale jeweils für den Boost-Schalter 402 und den Zusatzschalter 404 verwendet.
  • Tabelle 1 zeigt die gemessenen Effizienzen des experimentellen Konverters mit und ohne aktiven Snubber auf den minimalen und maximalen Leitungsspannungen in Abhängigkeit von der Ausgangsleistung. Wie in Tabelle 1 gezeigt, verbessert der aktive Snubber für beide Leitungsspannungen die Konvertierungseffizienz bei höheren Ausgangsleistungspegeln (z.B. > 600 W). Trotzdem ist die Effizienzverbesserung auf der Minimalleitung und bei höheren Leistungsniveaus ausgeprägter, wo die Sperrerholungsverluste größer sind. Spezifisch ausgedrückt, auf der Maximalleitung (265 VAC) beträgt die Effizienzverbesserung bei 1 kW 0,3%. Bei Minimalleitungsspannung kann jedoch die Boost-Leistungsstufe ohne den aktiven Snubber aufgrund eines thermischen Runaway des Boost-Gleichrichters infolge von zu starken Sperrerholungsverlusten nicht mehr als etwa 900 W liefern. Bei 900 W verbessert der aktive Snubber die Effizienz um etwa 3%, was sich in etwa 30% Verlustreduzierung umsetzt.
  • Tabelle 1 Die gemessene Effizienz des experimentellen Boost-Konverter-Eingangsstromformers im Bereich 200 W bis 1 kW bei Minimalleitungsspannung (90 VAC) und Maximalleitungsspannung (264 VAC) mit und ohne aktiven Snubber der vorliegenden Erfindung:
    Figure 00150001
  • Im Allgemeinen kann die ZC-ZVS-Zelle 450 entweder als Konfiguration 1200 ("Typ A") gemäß 12 oder als Konfiguration 1300 („Typ B") gemäß 13 ausgeführt werden. In beiden Konfigurationen 1200 und 1300 wird Anschluss A mit einem Stromquellenpunkt der Leistungsstufe (z.B. dem Ausgangsanschluss des Boost-Induktors 408), Anschluss C mit dem Leistungsstufengleichrichter (z.B. Boost-Gleichrichter 406) und Anschluss B mit der Eingangsspannungsquelle oder der gemeinsamen Masse der Leistungsstufe verbunden. Somit wird bei Konfiguration 1200 der Boost-Induktor 408 mit dem gemeinsamen Punkt zwischen Boost-Schalter 402 und Snubber-Induktor 401 geschaltet. Ebenso hat in Konfiguration 1300 der Boost-Induktor 408 Verbindung mit dem gemeinsamen Punkt zwischen Anschluss C und Snubber-Induktor 401.
  • Die ZC-ZVS-Zelle 450 kann in Verbindung mit anderen Leistungswandlern verwendet werden. So zeigen z.B. die 14, 15 und 16 jeweils Anwendungen der ZC-ZVS-Zelle 1300 im Buck-Konverter 1400, Boost-Konverter 1500 und Buck-Boost-Konverter 1600. Ebenso zeigen die 17, 18, 19, 20, 21 und 22 jeweils Anwendungen der ZC-ZVS-Zelle 1300 im Flyback-Konverter 1700, im Durchflusswandler 1800, im Interleave-Durchflusswandler 1900, im Zweischalter-Durchflusswandler 2000, im bidirektionalen Konverter 2100 und im spannungsgespeisten Vollbrückenwandler 2200. 23 zeigt eine Anwendung der ZC-ZVS-Zelle 1300 im Drehstromgleichrichter 2300.
  • Die obige ausführliche Beschreibung soll spezifische Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung illustrieren und ist nicht als begrenzend anzusehen. Zahlreiche Variationen und Modifikationen im Rahmen der Erfindung sind möglich. Die vorliegende Erfindung ist in den nachfolgenden Ansprüchen dargelegt.

Claims (23)

  1. Leistungswandler mit einer Nullstrom-, Nullspannungsschaltzelle (ZC-ZVS), wobei die genannte ZC-ZVS-Zelle einen ersten Anschluss (A), einen zweiten Anschluss (B) und einen dritten Anschluss (C) aufweist, wobei die genannte ZC-ZVS-Zelle Folgendes umfasst: eine Diode (403); einen ersten Schalter (402), der zwischen dem genannten zweiten Anschluss und einer Anode der genannten Diode (403) geschaltet ist; einen zweiten Schalter (404), der zwischen dem genannten zweiten Anschluss (B) und einer Kathode der genannten Diode (403) geschaltet ist; einen Kondensator (405), der zwischen dem genannten dritten Anschluss (C) und der genannten Kathode der genannten Diode (403) geschaltet ist; und einen Induktor (401), der zwischen der genannten Anode der genannten Diode (403) und dem genannten dritten Anschluss (C) geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, dass der genannte zweite Schalter (404) ein erstes Zeitintervall (T0–T4) nach dem Schließen des genannten ersten Schalters (402) schließt und danach ein zweites Zeitintervall (402) nach dem Öffnen des genannten ersten Schalters (402) öffnet, wobei das genannte erste und zweite Zeitintervall (T0–T4; T6–T7) durch die Wahl des Wertes der Kapazität des genannten Kondensators (405), des Wertes der Induktanz des genannten Induktors (401), des Wertes der Ausgangskapazität (601) des genannten zweiten Schalters (404) und des Wertes der Sperrschichtkapazität (602) eines Boost-Gleichrichters (406) bestimmt wird, der so mit dem genannten dritten Anschluss (C) verbunden ist, dass der genannte erste Schalter (402) und der genannte zweite Schalter (404) im Wesentlichen unter Nullspannungsbedingungen schließen.
  2. Leistungswandler nach Anspruch 1, bei dem die genannte Anode der genannten Diode (403) mit dem genannten ersten Anschluss (A) verbunden ist.
  3. Leistungswandler nach Anspruch 1, bei dem der genannte erste und dritte Anschluss (A, C) kurzgeschlossen sind.
  4. Leistungswandler nach Anspruch 1, der ferner eine über den genannten ersten Schalter (402) geschaltete Diode umfasst.
  5. Leistungswandler nach Anspruch 1, der ferner eine über den genannten zweiten Schalter (404) geschaltete Diode umfasst.
  6. Leistungswandler nach Anspruch 1, der ferner eine über die Anschlüsse des genannten Kondensators (405) geschaltete Diode (1101) umfasst.
  7. Leistungswandler nach Anspruch 1, der ferner einen über die Anschlüsse des genannten Kondensators (405) geschalteten Widerstand (R1) umfasst.
  8. Leistungswandler nach Anspruch 1, der ferner einen über den genannten zweiten Schalter (404) geschalteten Kondensator (1104) umfasst.
  9. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei der genannte erste Schalter (402) und der genannte zweite Schalter (404) für überlappende Zeitintervalle geschlossen werden.
  10. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der genannte erste Schalter (402) einen Bipolar-Isolierschichttransistor umfasst.
  11. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der genannte zweite Schalter (404) einen Feldeffekttransistor umfasst.
  12. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der genannte erste Schalter (402) einen Feldeffekttransistor umfasst.
  13. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der genannte zweite Schalter (404) einen Bipolar-Isolierschichttransistor umfasst.
  14. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der genannte Leistungswandler einen Boost-Konverter (400) umfasst.
  15. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der genannte Leistungswandler einen Buck-Konverter (1400) umfasst.
  16. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der genannte Leistungswandler einen Buck-Boost-Konverter (1600) umfasst.
  17. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der genannte Leistungswandler einen Flyback-Konverter (1700) umfasst.
  18. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der genannte Leistungswandler einen Durchflusswandler (1800) umfasst.
  19. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der genannte Leistungswandler einen Interleave-Durchflusswandler (1900) umfasst.
  20. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der genannte Leistungswandler einen Zweischalter-Durchflusswandler (2000) umfasst.
  21. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der genannte Leistungswandler einen bidirektionalen Wandler (2100) umfasst.
  22. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der genannte Leistungswandler einen spannungsgespeisten Vollbrückenwandler (2200) umfasst.
  23. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der genannte Leistungswandler einen Drehstromgleichrichter (2300) umfasst.
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