SE520419C2 - Kapningskrets för nollspänningsomkopplare - Google Patents
Kapningskrets för nollspänningsomkopplareInfo
- Publication number
- SE520419C2 SE520419C2 SE0001054A SE0001054A SE520419C2 SE 520419 C2 SE520419 C2 SE 520419C2 SE 0001054 A SE0001054 A SE 0001054A SE 0001054 A SE0001054 A SE 0001054A SE 520419 C2 SE520419 C2 SE 520419C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- circuit
- terminal
- diode
- switch
- capacitor
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
- H03K17/08148—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in composite switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
- H02M1/344—Active dissipative snubbers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
30 520 419 2 ing and zero-current switching”, IEEE Power Electronics Specialists” Conference (FESC), juni 1994. En relativt stor kondensator infördes parallellt med IGBT för att begränsa dv/dt för kollektor/emitterspänningen vid brytning. Sålunda reducerades ström/spänningsöverlappningen, som annars skulle ha orsakat mycket stora bryt- ningsförluster. Flera l200V/5OA IGBT testades. ZVS jämfördes med nollströms- omkopplares ZCS-brytnin g. Det visade sig att ZVS-tillslagskonceptet var mer effek- tivt än ZCS-brytningskonceptet på grund av att genom användning ZVS-tillslag kan man lägga till kapacitans för att begränsa dv/dt vid brytning.
En nackdel kan vara att den optimala fördröjningstiden varierar mellan olika typer av IGBT och automater. Därför måste fördröjningen vara tillräckligt lång för att in- kludera en marginal for det värsta fallet (den längsta förekommande svansström- men). Denna nackdel föreligger inte i samma utsträckning i kretsen som presenteras i skriften ”A New, Soft-Switched, Hi gh-Power-F actor Boost Converter with IGBT°s”, där omkopplingen av IGBT kan utföras vid nollström. Nackdelen med denna krets är att VI-märkdata för kapningskretsens MOSFET måste vara relativt stor eftersom hjälpomkopplaren i kapningskretsen övertar linjärt hela lastströmmen under tillslagstiden för IGBT. Detta uppnås i sin tur genom införande av en stor cir- kulerande ström i kapningskretsen, som kan försämra totaleffekten.
Förutsatt att omkopplingsförlustema som införs genom hårt tillslag av IGBT anses acceptabla skulle det vara nödvändigt att reducera de förluster som införs av ström- svansen om man önskar utnyttja transistorn till dess fulla förmåga.
Känd teknik för skyddskretsar illustreras i fig. 1 - 4.
Fig. 1 visar en MOSF ET S1 parallellkopplad med IGBT S. Vid brytning bryter IGBT S först och efter en kort fördröjning bryter även MOSFET S1. På så sätt kom- mer lGBT:s kollektor/emitterspänning att hållas låg medan strömsvansen i IGBT S avtar mot noll, så att förlustema under detta intervall kommer att hållas på ett mini- 10 15 20 25 30 520 419 3 mum. Nackdelen med denna krets är att utgångskapacitansen hos MOSFET S1 ur- laddas genom IGBT S och/eller MOSFET S1 vid tillslag.
F ig. 2 visar en kapningskondensator Cl parallellkopplad med IGBT S. Fördelen och nackdelen är i princip desamma som vid den ovan i samband med fig. 1 beskrivna kretsen. l fig. 3 visas en diod/kondensatorlåsande kapningskrets med en kapningsdiod Dl och en kapningskondensator Cl. Kapningsdioden Dl hindrar kapningskondensatorn Cl att urladdas genom IGBT S. För att återställa kondensatoms spänning på noll be- hövs en återställningskrets RC såsom illustreras med en anslutning till en krets som symboliseras av en box. Den diod/kondensatorlåsande kapningskretsen, visad som Dl , Cl, skulle verkligen reducera brytningstörlusterna. Emellertid måste kapnings- kondensatom Cl urladdas fullständigt före varje brytning av IGBT.
I fig. 4 visas en MOSF ET S1 parallellkopplad med IGBT S och en återställnings- krets RC visas som en utfóringsform som omfattar en förstärkningsorrtriktare. Nack- delen med denna krets är det faktum att MOSFET S1 inte bara tar över strömmen i IGBT S via dioden Dl utan även strömmen som går från återställningskretsen RC, som är kopplad till drainklämman på MOSFET S1 och katoden på dioden Dl, vilket förorsakar en cirkulerande ström och ytterligare ledningsfórluster i MOSFET Sl.
REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN Ett ändamål med den föreliggande uppfinningen är att undanröja de ovan angivna problemen samt att åstadkomma en nollspänningsomkopplande kapningskrets med förbättrade karakteristika.
Detta ändamål uppnås genom användning av en aktiv omkopplare, vilken håller IGBT:ns kollektor/emitterspänning nära noll, så att brytningsförlusten minimeras. 10 15 20 25 520 419 4 É » . . v .
Genom införande av en krets parallellt med huvudomkopplaren (IGBT) kan kollek- tor/emitterspännin gen hållas på nästan noll under den tid då strömsvansen avtar mot noll.
Kretsen innefattar en hjälpomkopplare, exempelvis en effekt-MOSFET parallell- kopplad med en kondensator. Hjälpomkopplaren och kondensatorn är anslutna till huvudomkopplaren via en diod. Dioden hindrar kondensatom från att urladdas ge- nom huvudomkopplaren vid tillslag.
En nyckelegenskap hos uppfinnin gen är att cirkulerande strömmar har minimerats medelst en blockeringsdiod, vilken är inkopplad mellan blockeringsdiodens anod- klämma och hjälpomkopplarens drainklämma, och blockeringsdiodens katodkläm- ma är ansluten till en återställningskrets. Återställningskretsen styrs på ett sådant sätt att den kommer att urladda hjälpomkopplarens utgångskondensator medan huvud- omkopplaren är ledande. Efter en fördröjning, när kondensatom är helt urladdad, tillslås hjälpomkopplaren under nollspänningstörhållande.
En fördel med den föreliggande uppfinningen är att grinddrivningarna för båda om- kopplama är av enkel oisolerad typ. Det föreligger därför inte något behov av en ex- tra styrkrets. Samma grinddrivsignal kan användas för båda omkopplarna med ett tillägg av en enkel fördröjning av grindsignalen för hjälpomkopplaren. Hjälpom- kopplaren kan väljas med mycket mindre VI-märkdata än den för huvudomkoppla- fen.
En annan fördel med den föreliggande uppfinningen är att den föreslagna kapnings- kretsen inte inför något behov av större spänningsblockeringsförmåga hos transisto- rerna än vad som krävs i en vanlig förstärkaromvandlare. 10 15 20 25 30 520 419 5 KORT REDOGÖRELSE FÖR RITNINGARNA Fig. 1 visar en känd krets med en hjälpomkopplare parallellkopplad med huvud- omkopplaren.
Fig. 2 visar en känd krets med en kondensator parallellkopplad med huvudomkopp- laren.
F ig. 3 visar en känd krets med en diod, som hindrar att kondensatorn urladdas ge- nom huvudomkopplaren, en återställningskrets for att återställa kondensatorspän- ningen på noll.
Fig. 4 visar en känd krets med en forstärkande likspänningsomvandlare, varvid en hjälpomkopplare är parallellkopplad med huvudomkopplaren.
Fi g. 5 visar en nollspänningsomkopplande (ZVS) kapningskrets.
Fig. 6 visar schematískt seriekopplingen av en last till ZVS-kretsen i fig. 5 och en återställningskrets.
Fig. 7 visar operationsprincipen i en serie ritningar som återger de i kretsen gående strömmarna under dess olika lägen.
F ig. 8 visar en utföringsform av den föreliggande uppfinningen applicerad på en for- stärkande omvandlarkrets.
Fig. 9 visar nyckelspännings- och strömvågformer for kretsen enligt fig. 8.
Fig. 10 visar strömbanoma under olika tidssteg t0 ~ tl0. 10 15 20 25 520 419 6 F ig. 1 1 visar en krets enligt en andra utforingsform av den föreliggande uppfinning- en applicerad på en forstärkande omvandlare.
BESKRIVNING AV FÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORIVIER Uppfinningen kommer nu att beskrivas under hänvisning till fi g. 5 och 6 där: F ig. 5 visar en nollspänningsomkopplande (ZVS) kapningskrets [snubber] 500, som har en IGBT S fungerande som en huvudomkopplare. lGBT-kapningskretsen 500 är konstruerad på följande sätt: En klämma 504 på IGBT-kapningskretsen 500 är kopp- lad till en anodklämma al på en forsta diod Dl samt till en kollektorklämma c på huvudomkopplaren S. En forsta klämma 502 på IGBT-kapningskretsen 500 är kopp- lad till en emitterklämma e på huvudomkopplaren S. En katodklämma kl på den for- sta dioden Dl är kopplad till en drainklämma dl på en hjälpomkopplare S1, MOS- FET. Katodklämman kl är även kopplad till en anodklämma a2 på en blockerings- diod D2. En sourceklämma sl på hjälpomkopplaren S1 är kopplad till en fjärde klämma 508 på lGBT-kapningskretsen 500 samt till emitterklämman e på huvud- omkopplaren S. En katodklämma k2 på blockeringsdioden D2 är kopplad till en tre- dje klämma 506 på IGBT-kapningskretsen 500. En forsta kondensator Cl illustrerar hjälpomkopplarens S1 egna utgångskapacitans eller en ytterligare inkopplad kon- densator såsom visas i fig. 6.
Fi g. 6 visar IGBT-kapningskretsen 500 liksom en spänningskälla V, en laddnings- krets LD och en återställningskrets RC. Spänningskällan V ligger i serie med ladd- ningskretsen LD, som är kopplad till en andra klämma 504 på IGBT-kapningskret- sen 500 innefattande huvudomkopplaren S och skyddskretsen, vilken omfattar en hjälpomkopplare S1, en forsta diod Dl, en blockeringsdiod D2, en forsta kondensa- tor Cl samt en återställningskrets RC. Spänningskällan V är med sin ena ände kopp- lad till en andra laddningsklämma 1d2 på laddningskretsen LD och spänningskällans V andra ände är kopplad till den forsta klämman 502 på lGBT-kapningskretsen 500.
En laddningsklämma ldl på laddningskretsen LD är kopplad till en andra återställ- 10 20 25 30 520 419 7 ningsklämma rc2 på återställningskretsen RC. Laddningskretsens LD laddnings- klämma ldl är även kopplad till IGBT-kapningskretsens 500 andra klämma 504. En första återställningsklämma rcl på återställningskretsen RC är kopplad till IGBT- kapningskretsens 500 tredje klämma 506. En tredje återställningsklämma rc3 på återställningskretsen RC är kopplad till IGBT-kapningskretsens 500 fjärde klämma 508 och till en första utgångsklämma 604. Dessutom är återställningskretsens RC fjärde återställningsklämma rc4 kopplad till en andra utgångsklämma 602.
Fig. 7 visar operationsprincipen i en serie kretsar som återger strömmama som går i kretsen vid olika lägen. Med start från det första läget 702, som visar kretsen utan någon ström passerande genom någon av omkopplama S, Sl eller den första kon- densatorn Cl och inte heller genom återställningskretsen RC.
Ett följande läge 704 illustrerar att huvudomkopplaren S är ledande. Återställnings- kretsen RC är aktiverad, så att den medger urladdning av den första kondensatorn Cl till en spänningsnivå nära noll volt. På så sätt är kretsen beredd för nästa steg, under vilket hjälpomkopplaren tillslås vid en drain/sourcespänning nära noll, en så kallad nollspänningsomkoppling.
Under ett följande steg 706 är båda omkopplarna S och Sl ledande. Under detta steg leder inte återställningskretsen RC. Återställningskretsen RC hålles inaktiv under resten av lägena som beskrivs nedan.
Ett följande läge 708 karakteriseras av brytning av huvudomkopplaren S medan hjälpomkopplaren S1 alltjämt är ledande. Nu leder hjälpomkopplaren S1 hela den ström som tidigare gick genom båda omkopplama S och S1.
Ett sista steg 710 karakteriseras av att båda omkopplarna S och Sl är brutna. Ström- men som tidigare gick genom hjälpomkopplaren Sl, går nu genom den första kon- densatom Cl och laddar därför den första kondensatorn Cl till dess maximispän- ning. 15 20 25 30 520 419 8 Läget 702 fulländar cykeln, båda omkopplarna S och S1 är brutna och någon ström går inte genom någon av komponentema S, S1, Dl, D2, C 1 och RC. Detta läge 702 är detsamma som det forsta läget 702.
I kretsen, såsom den beskrivits ovan, bildar den första dioden Dl en bana som möj- liggör att hjälpomkopplaren S1 kan ta över strömmen från huvudomkopplaren S när huvudornkopplaren S bryter, och blockeringsdioden D2 bildar en bana for urladd- ning av hjälpomkopplarens S1 utgångskondensator eller någon annan kondensator som kan vara parallellkopplad med hjälpomkopplaren S1, så att hjälpomkopplaren S1 kan tillslås i nollspänningsforhållande.
Fig. 8 visar en utföringsform av ZVS-kapningskretsen 500, där kretsen 500 är appli- cerad på en forstärkande omvandlarkrets 800. Återställningskretsen RC omfattar en kapningsinduktor Ll, en frigångsdiod D, en tredje diod D3, en andra kondensator C2 samt en tredje kondensator C3. Laddningskretsen LD omfattar en forstärknings- induktor L. Den forstärkande omvandlarkretsen 800 är även kopplad till spännings- källan V. Spänningskällans V negativa sida är kopplad till den forsta klämman 502 på lGBT-kapningskretsen 500, kondensatorns Cl andra klämma, hjälpomkopplarens S1 sourceklämma sl, en andra klämma på den forsta kondensatorn Cl samt till IGBT-kapningskretsens 500 fjärde klämma 508. Spänningskällans V positiva kläm- ma är kopplad till en forsta klämma på forstärkningsinduktom L via laddningskret- sens LD andra laddningsklämma ld2. En andra klämma på forstärkningsinduktorn L är kopplad till laddningskretsens LD laddningsklämma ldl, som i sin tur är kopplad till den andra återställningsklämman rc2 på återställningskretsen RC. En forsta klämma på kapningsinduktom Ll är kopplad till laddningskretsens LD laddnings- klämma ldl via återställningskretsens RC andra återställningsklämma rc2. En andra klämma på kapningsinduktorn Ll är kopplad tillfrigångsdiodens D anodklämma via en femte återställningsklämma rc5 på återställningskretsen RC. En katodklämma k på fri gångsdioden D är kopplad till den fjärde återställningsklämman rc4, som i sin tur är kopplad till den andra utgångsklämman 602. Frigångsdiodens D katodklämma k är även kopplad till en forsta klämma på den tredje kondensatorn C3. En forsta 10 15 20 25 30 520 419 9 klämma på den andra kondensatorn C2 är kopplad till anodklämman a på frigångs- dioden D. Blockeringsdiodens D2 katodklämma k2 är kopplad till IGBT-kapnings- kretsens 500 tredje klämma 506, som i sin tur är kopplad till återställningskretsens RC forsta återställningsklämma rcl. Den forsta återställningsklämman rcl är kopp- lad till en andra klämma på kondensatorn C2 och en anodklämma a3 på den tredje dioden D3 är kopplad till blockeringsdiodens D2 katodklämma k2. Den tredje dio- dens D3 katodklämma k3 är kopplad till den fjärde återställningsklämman rc4.
Fig. 9 visar nyckelspännings- och strömformerna for kretsen 800 och fig. 10 visar strömbanorna vid olika tidssteg t0 - tl0.
De båda omkopplarna S och S1 styfrs med användning av samma styrsignal med en enkel fördröjning av signalen till hjälpomkopplaren Sl vid såväl tillslag som bryt- ning.
Steg t0 - tl återger en frigångsfas, en startpunkt där en huvudström I_L går genom forstärkningsinduktorn L. Huvudströmmen I_L fortsätter till kapningsindiktom L1 och blir en induktorström I_L1. Från induktom går huvudströmmen genom frigångs- dioden D och blir en fri gångsström I_D. Slutligen laddar huvudströmmen den tredje kondensatorn CB, som utgör utgångskondensatorn C3, som urladdas av utrustningen som är kopplad till den forstärkande omkopplarens utgång. Denna process beskrivs inte här.
Vid tl går grindsignalen Ug_S hög och huvudomkopplaren S slås till under noll- strömsforhållande. Genom kapningsinduktorns Ll verkan ändras huvudomkopplar- spänningen U_S till ett lågt värde. Huvudomkopplarströmmen I_S genom huvudom- kopplaren S ökar och induktorströmmen I_Ll och fri gångsströmmen l_D avtar med en styrd di/dt-liastighet, vilken bestämmes av kapningsinduktom Ll och utspänning- C11. 10 15 20 25 520 419 10 Vid t2 korsar induktorströmmen I_L] och frigångsströmmen I_D noll och blir nega- tiv. Under t2 - t3 ligger frigångsdioden D i ett omvänt återställningsläge.
Under steg t3 - t4 har frigångsdioden D återställts med en styrd omkastad toppåter- vinningsström på grund av den begränsade di/dt. Huvudomkopplaren S bär hela hu- vudströmmen I_L. Den forsta kondensatorn Cl börjar att urladdas genom blocke- ringsdioden D2, den andra kondensatorn C2, kapningsinduktorn Ll och urladd- ningsströmmen adderas till strömmen i huvudomkopplaren S. Hjälpomkopplarspän- ningen U_S1 ändras gradvis till ett lågt värde.
Under steg t4 - t5 är den forsta kondensatom Cl helt urladdad och kapningsinduk- torn L1 börjar avge energi, som har lagrats under t2 - t4, via den första dioden D1 och blockeringsdioden D2 till den andra kondensatorn C2.
Under steg t5 - t6 slår hjälpomkopplaren S1 till under nollspänningsforhållande U_S1 och börjar leda. Hjälpomkopplarströmmen I_S1 utgör en mindre del av hu- vudströmmen I_L. Vid slutet av detta steg har kapningsinduktorn Ll avgivit all sin lagrade energi till den andra kondensatorn C2, en andra kondensatorspänning U_C2.
Under steg t6 - t7 delar huvudomkopplaren S, huvudomkopplarströmmen I_S, och hjälpomkopplaren S1, hjälpomkopplarströmmen I_S1, på huvudströmmen I_L.
Vid t7 bryter huvudomkopplaren S, grindsignalen Ug_S är låg. Den första dioden D1 och hjälpomkopplaren S1, hjälpomkopplarströmmen I_S1, tar över hela huvud- strömmen I_L under t7 - t8, vilket håller spänningen över huvudomkopplaren U_S låg. Rekombinationsprocessen inom huvudomkopplarens S basområde tillåts nu att ske under låga spänningsförhållanden för att begränsa förlusterna.
Under t8 - t9 går grindsignalen Ug_S1 låg och hjälpomkopplaren S1 bryter under nollspänningsförhållande, U__S1, tack vare den forsta kondensatorn Cl. Den första l0 15 20 25 30 520 419 ll kondensatorn Cl laddas I_C1 och således begränsas dv/dt för drain/sourcespänning- CH.
Under t9 - t10 blir dioderna D2 och D3 framåtförspända och dioderna Dl, D2 och D3 bär huvudströmmen I_L varigenom spänningen U_S över huvudomkopplaren S och hjälpomkopplaren S1 hålles på värdet för spänningen över den tredje kondensa- torn C3. Den sekundära kondensatorspänningen U_C2 för den andra kondensatorn C2 är, under detta intervall, pålagd över kapningsinduktom L1. Detta ger en ökande ström genom kapningsinduktom Ll , kapningsinduktorströmmen I_Ll, och ström- men genom den första dioden D] och blockeringsdioden D2 minskar samtidigt.
Vid t10 urladdas den andra kondensatorn C2 och fri gångsdioden D blir framåtför- spänd och börjar leda huvudströmmen I_L. Den förstärkande omvandlarkretsen 800 ligger på nytt i frigångsfasen.
En annan utföringsform av ZVS-kapningskretsen 500 i samband med en spännings- källa V, en laddningskrets LD och en återställningskrets RC är likartad den i fig. 8. I denna kretsutformning är återställningskretsen RC förändrad såsom visas i fig. 1 1.
IGBT-kapningskretsen 500 är utformad med samtliga sina klämmor 502, 504, 506 och 508 såsom i fi g. 8. Skillnaden är att den första laddningsklämman ldl är kopplad till återställningskretsens RC femte klämma rc5. Återställningskretsens RC andra återställningsklämma re2 är kopplad till IGBT-kapningskretsens 500 andra klämma 504. I andra avseenden har återställningskretsen RC samma anslutningar som i fig. 8.
Den ovan beskrivna uppfinningen kan utformas i ännu fler specifika former utan att man frångâr idén med eller andra väsentliga karakteristika för densamma. De före- liggande utföringsformerna skall alltså anses vara i alla avseende illustrativa och inte begränsande, uppfinningens omfattning indikeras av de efterföljande patentkraven snarare än av den föregående beskrivningen, och alla tillfälligheter som råkar hamna 520 419 12 inom innebörden av och området for patentkravens ekvivalens är därför avsedda att omfattas därav.
Claims (11)
1. Nollspänningsomkopplande, ZVS, kapningskrets (500) innefattande en huvud- omkopplare (S), en hjälpomkopplare (S1), en laddningskrets (LD), en återställnings- krets (RC), en första diod (Dl) samt en forsta kondensator (Cl), kännetecknad av en blockeringsdiod (D2), där en anodklämma (a2) på blockeringsdioden (D2) är kopplad till hjälpomkopplaren och där en katodklämma (k2) på blockeringsdioden är kopplad till återställníngskretsen.
2. Nollspänningsomkopplande kapningskrets (500) enligt patentkrav 1, känneteck- nad av att den forsta diodens anodklämma (al) är kopplad till en kollektorklämxna (c) på huvudomkopplaren samt av att den forsta diodens katodklämma (kl) är kopp- lad till ena änden ay den forsta kondensatorn.
3. Nollspänningsomkopplande kapningskrets (500) enligt patentkrav 2, känneteck- nad av att huvudomkopplaren, den forsta kondensatorn och hjälpomkopplaren är parallellkopplade.
4. Nollspänningsomkopplande kapningskrets (500) enligt patentkrav l - 3, känne- tecknad av att - en forsta klämma (502) på ZVS-kretsen är kopplad till en emitterklämma (e) på hu- vudomkopplaren, - en andra klämma (504) på ZVS-kretsen är kopplad till en andra återställningskläm- ma (rc2) på återställningskretsen, - en tredje klämma (506) på ZVS-kretsen är kopplad till en forsta återställningskläm- ma (rcl) på återställningskretsen och till blockeringsdiodens katodklämma (k2), - en fjärde klämma (508) på ZVS-kretsen är kopplad till en sourceklärnrna (sl) på hjälpomkopplaren. 10 20 25 520 419 14
5. Nollspänningsomkopplande kapningskrets (5 00) enligt patentkrav 4, känneteck- nad av att ZVS-kretsens andra klämma (504) är kopplad till laddningskretsens ladd- ningsklämma (ldl).
6. Nollspänningsomkopplande kapningskrets (500) enligt patentkrav 4, känneteck- nad av att ZVS-kretsens andra klämma (504) är kopplad till en ko1lektorklämma(c) på huvudomkopplaren och till den första diodens anodklämma.
7. Nollspänningsomkopplande kapningskrets (500) enligt patentkrav 4, känneteck- nad av att den forsta kondensatorn är inkopplad mellan den forsta diodens katod- klämma (kl) och huvudomkopplarens emitterklämma (e).
8. Nollspänningsomkopplande kapningskrets (500) enligt patentkrav 4, känneteck- nad av att blockeringsdiodens anodklämma (a2) är kopplad till den forsta diodens katodkläinma och till hjälpomkopplarens drainklämma.
9._Nol1spänningsomkopplande kapningskrets (500) enligt patentkrav 4, känneteck- nad av att hjälpomkopplarens sourceklämma är kopplad till huvudomkopplarens emitterklämma.
10. Nollspänningsornkopplande kapningskrets (5 00) enligt patentkrav 1 - 9, känne- tecknad av att huvudomkopplaren och/eller hjälpomkopplaren är en halvledar- omkopplare.
11. F örfarande for att reducera en strömsvans i en nollspäriningsomkopplande kap- ningskrets (5 00) vid brytning av en huvudomkopplare (S), varvid ZVS-kretsen inne- fattar huvudomkopplaren (S), en hjälpomkopplare (S1), en laddningskrets (LD), en i återställningskrets (RC), en forsta diod (Dl) samt en forsta kondensator (C 1), varvid ZVS-kretsen uppvisar en blockeringsdiod (DZ), lars anodklämma (a2) är kopplad till en drainklämma (dl) på en hjälpomkopplare och vars katodklämma (k2) är kopplad till återställningskretsen, kännetecknat av att huvudströmmen (l_L) 520 419 15 överförs till hjälpomkopplaren, wirigenom spänningen över huwdomkopplaren hållas låg.
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE0001054A SE520419C2 (sv) | 2000-03-24 | 2000-03-24 | Kapningskrets för nollspänningsomkopplare |
| PCT/SE2001/000620 WO2001073948A1 (en) | 2000-03-24 | 2001-03-22 | A zero-voltage-switch snubber circuit |
| US09/980,028 US6518739B2 (en) | 2000-03-24 | 2001-03-22 | Zero-voltage-switch snubber circuit |
| AU44923/01A AU4492301A (en) | 2000-03-24 | 2001-03-22 | A zero-voltage-switch snubber circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE0001054A SE520419C2 (sv) | 2000-03-24 | 2000-03-24 | Kapningskrets för nollspänningsomkopplare |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE0001054D0 SE0001054D0 (sv) | 2000-03-24 |
| SE0001054L SE0001054L (sv) | 2001-09-25 |
| SE520419C2 true SE520419C2 (sv) | 2003-07-08 |
Family
ID=20279006
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE0001054A SE520419C2 (sv) | 2000-03-24 | 2000-03-24 | Kapningskrets för nollspänningsomkopplare |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6518739B2 (sv) |
| AU (1) | AU4492301A (sv) |
| SE (1) | SE520419C2 (sv) |
| WO (1) | WO2001073948A1 (sv) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100349371C (zh) * | 2001-11-22 | 2007-11-14 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种零电压转换升压功率因数校正电路的控制装置 |
| US7002323B2 (en) * | 2003-05-07 | 2006-02-21 | Nec Corporation | Switching power supply circuit capable of reducing switching loss and control method used therein |
| US7268395B2 (en) | 2004-06-04 | 2007-09-11 | International Rectifier Corporation | Deep trench super switch device |
| JP2006042410A (ja) * | 2004-07-22 | 2006-02-09 | Toshiba Corp | スナバ装置 |
| US6980447B1 (en) | 2004-10-18 | 2005-12-27 | Artesyn Technologies, Inc. | Active snubber circuit for synchronous rectifier |
| US7417409B2 (en) | 2005-03-07 | 2008-08-26 | One More Time Llc | Power losses reduction in switching power converters |
| US7508185B2 (en) * | 2006-08-03 | 2009-03-24 | Spi Electronic Co., Ltd. | Simple zero current switch circuit |
| CA2655013A1 (en) * | 2008-02-22 | 2009-08-22 | Queen's University At Kingston | Current-source gate driver |
| KR101739053B1 (ko) * | 2010-08-09 | 2017-05-24 | 에스프린팅솔루션 주식회사 | 스위칭 모드 전원공급장치 및 이를 제어하는 방법 |
| US20150085534A1 (en) * | 2013-09-20 | 2015-03-26 | Alexander ABRAMOVITZ | Regenerative and ramping acceleration (rara) snubbers for isolated and tapped-inductor converters |
| CN103490625B (zh) * | 2013-09-27 | 2016-03-02 | 华为技术有限公司 | 一种升压式直流变换器 |
| WO2016071734A1 (en) * | 2014-11-04 | 2016-05-12 | Creative Power Co.Ltd | Home electrical manager |
| CN112886817B (zh) * | 2021-04-02 | 2021-11-12 | 南通大学 | 一种高效率高增益变换器及其控制方法 |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5418704A (en) | 1992-06-12 | 1995-05-23 | Center For Innovative Technology | Zero-voltage-transition pulse-width-modulated converters |
| US5461302A (en) * | 1993-11-30 | 1995-10-24 | At&T Corp. | Modulated snubber driver for active snubber network |
| US5636114A (en) * | 1995-11-30 | 1997-06-03 | Electronic Measurements, Inc. | Lossless snubber circuit for use in power converters |
| SE511059C2 (sv) * | 1997-01-24 | 1999-07-26 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning för effektomvandling. |
| US5828559A (en) * | 1997-02-03 | 1998-10-27 | Chen; Keming | Soft switching active snubber |
| US5815386A (en) * | 1997-06-19 | 1998-09-29 | Factor One, Inc. | Snubber for zero current switched networks |
| US5841268A (en) * | 1997-09-29 | 1998-11-24 | Power Architects Corporation | Multi-resonant soft switching snubber network for DC-to-DC converter |
| US5959438A (en) * | 1998-01-09 | 1999-09-28 | Delta Electronics, Inc. | Soft-switched boost converter with isolated active snubber |
| US6008630A (en) * | 1998-07-02 | 1999-12-28 | Compact Computer Corporation | Soft-switched built-in active snubber circuit |
| US6060867A (en) * | 1998-08-28 | 2000-05-09 | Lucent Technologies Inc. | Switch driver for a snubber circuit, method of operation thereof and power converter employing the same |
| US6023158A (en) * | 1998-11-10 | 2000-02-08 | Lucent Technologies Inc. | Switch drive controller, method of operation thereof and power converter employing the same |
| US6051961A (en) * | 1999-02-11 | 2000-04-18 | Delta Electronics, Inc. | Soft-switching cell for reducing switching losses in pulse-width-modulated converters |
| US6028418A (en) | 1999-02-11 | 2000-02-22 | Delta Electronics, Inc. | Boost converter with minimum-component-count active snubber |
| US6236191B1 (en) * | 2000-06-02 | 2001-05-22 | Astec International Limited | Zero voltage switching boost topology |
| US6434029B1 (en) * | 2001-10-17 | 2002-08-13 | Astec International Limited | Boost topology having an auxiliary winding on the snubber inductor |
-
2000
- 2000-03-24 SE SE0001054A patent/SE520419C2/sv not_active IP Right Cessation
-
2001
- 2001-03-22 WO PCT/SE2001/000620 patent/WO2001073948A1/en active Application Filing
- 2001-03-22 AU AU44923/01A patent/AU4492301A/en not_active Abandoned
- 2001-03-22 US US09/980,028 patent/US6518739B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU4492301A (en) | 2001-10-08 |
| SE0001054L (sv) | 2001-09-25 |
| US6518739B2 (en) | 2003-02-11 |
| US20020118003A1 (en) | 2002-08-29 |
| SE0001054D0 (sv) | 2000-03-24 |
| WO2001073948A1 (en) | 2001-10-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US11095280B2 (en) | Efficient IGBT switching | |
| US5264736A (en) | High frequency resonant gate drive for a power MOSFET | |
| US7109780B2 (en) | Control circuit for semiconductor component | |
| SE520419C2 (sv) | Kapningskrets för nollspänningsomkopplare | |
| JP2004521588A (ja) | スイッチモード電力コンバータで使用される絶縁駆動回路 | |
| CN111884491B (zh) | 一种具有能量回收功能的驱动电路及开关电源 | |
| CN213846230U (zh) | 一种过流保护电路 | |
| CN110927418B (zh) | 一种基于开关限流原理的分流器电路及其系统 | |
| US20240014731A1 (en) | Noise suppression method and apparatus for totem pole pfc circuit, and electronic device | |
| US11239746B2 (en) | Two-stage converter and method for starting the same, LLC converter, and application system | |
| CN110061726B (zh) | 基于SiC JFET的串联型直流保护开关 | |
| CN115021544A (zh) | 一种钳位模块及开关电源 | |
| WO2022048282A1 (zh) | 一种多路电源供电均流电路和控制方法 | |
| CN218733846U (zh) | 一种双管反激变换电路 | |
| EP0244907A1 (en) | Switched voltage converter | |
| CN201063539Y (zh) | 一种llc串联谐振变换器保护电路 | |
| CN117439384B (zh) | 一种电力电子能源设备的自适应igbt有源驱动电路 | |
| CN115549457B (zh) | 反激变换器的保护电路及控制方法 | |
| CN217427983U (zh) | 吸收缓冲电路和功率变换电路 | |
| JP2790600B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| CN218868209U (zh) | 一种磁隔离的mos管驱动电路 | |
| US20230308020A1 (en) | Boost converter | |
| CN216312947U (zh) | 功率模块驱动电路及空调 | |
| CN216564940U (zh) | 一种变换器及其正反馈电路 | |
| Choi et al. | A New Fast Reverse Recovery Super-Junction MOSFET for high efficiency and reliable EV charging applications |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |