JP3680747B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば高解像度とされる大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェクタ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適用して好適なスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
陰極線管（以下ＣＲＴ（Cathode-Ray Tube）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例えばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきている。
これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するものは、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例えばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。また、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周波数であると規定されている。また、このような映像機器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。
【０００３】
このようにして、陰極線管表示装置としては、高解像度化が進められ、また、画面について大型化を図ったものが普及してきている状況にある。このため、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式であれば水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１５．７５ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨＤＴＶも受信可能なように設計されているものが少なからず普及している。
このため、上記したようなテレビジョン受像機において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流出力電圧を印加する場合には、例えば水平同期信号周波数３１．５ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直流出力電圧が変動することとなって、ＣＲＴに表示される画面の輝度やラスターサイズが変化してしまうことになる。このため、上記したアノード電圧を生成する電源回路としては、その安定化が不可欠となる。
【０００４】
本出願人は、このようなことを背景として、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイッチング回路を各種提案している。
そこで先に本出願人により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成される映像機器用のスイッチング電源回路を、図７の回路図に示す。
【０００５】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされる。
【０００６】
上記直流入力電圧を入力して断続するスイッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が用いられている。
【０００７】
また、メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、メインスイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、ターンオンの開始期間においてメインスイッチング素子Ｑ1のベース−コレクタを介して流れるクランプ電流の経路を形成するようにされる。
メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に形成されている一次側巻線Ｎ1の一端と接続され、そのエミッタは接地される。
【０００８】
上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００９】
直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる低圧の直流出力電圧を安定化するために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装するようにして構成される。
【００１０】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と一次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。
直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB−ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路（ＮB−ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
なお、起動時においては、メインスイッチング素子Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉからベースに流れる起動電流によってスイッチング動作を開始する。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、図１１に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次側巻線Ｎ1と二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装される。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られる。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1の巻始め端部は、図７に示すようにメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタに接続され、巻終わり端部は共振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次側巻線として、二次巻線Ｎ2が巻装されている。
【００１３】
この場合、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は二次側アースに接続され、その巻終わり端部は整流ダイオードＤO1のアノードに接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ（例えば１３５Ｖ）とされる水平偏向回路用の直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。
【００１４】
また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対して図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続することで、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所要のレベルの二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにもされている。
【００１５】
二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。これによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１６】
即ち、図７に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１７】
上記した直流出力電圧ＥO1は第１制御回路１Ａに対しても分岐して入力される。
第１制御回路１Ａは、例えば誤差増幅器等によって構成されており、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となる。この動作によって絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧の安定化が図られる。
【００１８】
ところで、この図７に示す電源回路のように、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチング周波数を可変するのにあたっては、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間を一定としたうえで、オンとなる期間を可変制御するようにされる。つまり、図７に示す電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるメインスイッチング素子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
【００１９】
また、図７に示した電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して、アクティブクランプ回路２０が並列に設けられていると共に、直列共振コンデンサＣ3と後述する高圧発生回路４０に備えられているフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoとからなる直列共振回路が並列に接続されている。
【００２０】
上記のようにしてフライバックトランスＦＢＴの一次側に直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を設けることで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する一次側並列共振電圧Ｖ1は、直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を介して入力されることになる。
そして、この直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）の直列共振動作により、直列共振コンデンサＣ3の両端には正弦波状の交番電圧が発生することになるが、これにより、一次巻線Ｎoに得られ巻線電圧Ｖ3に対しては、上記直列共振コンデンサＣ3の両端電圧が重畳され、そのレベルが引き上げられることになる。このために、図７に示す回路においては、一次巻線Ｎoのターン数をより少ないものとすることが可能となっている。
【００２１】
また、アクティブクランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL、クランプダイオードＤD2を備えて形成される。なお、クランプダイオードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわゆるボディダイオードが使用される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成る。
【００２２】
この場合、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻始め端部に対して接続される。
つまり、アクティブクランプ回路２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クランプダイオードＤD2を並列接続したスイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成されるものである。
【００２３】
また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部側を巻き上げるようにして形成されている。
さらに補助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、フォトカプラＰＣを介して後述する第２制御回路１Ｂとも接続されている。この第２制御回路１Ｂから直流高電圧ＥHVのレベル変化に対応した制御電圧が入力される。なお、フォトカプラＰＣは、一次側と二次側とについて直流的に絶縁した状態で定電圧化のためのフィードバック回路を形成するために設けられるものである。
【００２４】
一点鎖線で囲って示した高圧発生回路４０は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によって構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線ＮOに得られる巻線電圧Ｖ3を利用して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成する。
このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにしていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割されて巻装されている。
この場合、一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。なお、この場合の一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。
フライバックトランスＦＢＴの二次側には、一次側巻線ＮOに発生する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOとの巻線比（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得られることになる。
【００２５】
この図７に示す電源回路の場合、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されている。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
【００２６】
即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の半波整流回路が形成されていることになる。
【００２７】
従って、フライバックトランスＦＢＴの二次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧（アノード電圧）ＥHVが得られることになる。
【００２８】
また、平滑コンデンサＣOHVの両端に対しては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が第２制御回路１Ｂに入力される。
第２制御回路１Ｂは、例えば直流高電圧ＥHVの電圧レベル変化に応じた制御電圧を制御信号として出力する。
この第２制御回路１Ｂからの制御信号はフォトカプラＰＣを介して一次側と二次側を直流的に絶縁した状態で、アクティブクランプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される。
これにより、補助スイッチング素子Ｑ2は、１スイッチング周期内におけるオン期間（導通角）が可変制御される、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイッチング動作が行われるものとされる。
【００２９】
上記のようにして補助スイッチング素子Ｑ2がスイッチング動作を行うことで、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に一次側並列共振コンデンサＣｒに発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、その電圧レベルは直流高電圧レベルの変動に応じて可変制御されることになる。これに伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒの端部と接続される一次側直列共振回路（Ｃ3−ＮO）を介して、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOに入力される電流Ｉ3の電流レベルも変化することから、一次巻線ＮOの両端に発生する巻線電圧Ｖ3の電圧レベルが可変制御される。これにより、フライバックトランスＦＢＴの二次側に誘起される誘起電圧レベルが可変され、高圧発生回路４０から出力される直流高電圧EHVの安定化が図られることになる。
【００３０】
このように、図７に示す電源回路では、直流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、その導通角を同時に制御する複合制御方式によって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にある直流出力電圧ＥO1の定電圧化を図るようされている。
また、直流高電圧ＥHVの電圧レベルに応じて、アクティブクランプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことで直流高電圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。
【００３１】
このようにして構成されるスイッチング電源回路では、商用交流電源を入力して動作する一次側電圧共振形コンバータに対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴと、高圧発生回路４０内のフライバックトランスＦＢＴを接続し、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2、及び直流高電圧ＥHVを得るようにされている。このため、例えば以前より知られていた多段型の高圧発生回路と比較して、電力変換効率や回路規模の小型化等の点で優れている。
【００３２】
ここで、図１２及び図１３の断面図により、フライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。
先ず、図１２に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにされる。
そして、図示するように、一次巻線Ｎoを巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。そして、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させるようにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造が得られる。
【００３３】
ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。このため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装したうえで、回路的には図７に示した態様が得られるように、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。
そして実際には、この図１２に示される構造をケース内に収納した上で例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填してモールドすることで、これらの絶縁を確保するようにしている。
【００３４】
また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々について絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図１２に示す構造のほか、図１３に示すようにして、いわゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもできる。なお、図１３において図１２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
昇圧巻線ＮHVを分割巻きによって巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨＢ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。これにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であるスリットＳが複数形成されることになる。そして、この各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装することで昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものである。
そして、上記図１２又は図１３に示すフライバックトランスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎoと二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装されていることで、互いの結合状態として密結合の状態が得られるようにされている。例えば実際としては、結合係数ｋ＝０．９８程度の密結合が得られているものである。
【００３５】
また、上記構成による図７に示した電源回路における要部の動作を示す波形図を、図８に示す。
ここで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図８（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミングに対応した波形となる。即ち、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなる波形が得られる。
また、このときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図８（ｂ）に示すようにして、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオードＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られる。
また、このような一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図８（ｄ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
【００３６】
そして、アクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミングとしては、図８（ｃ）のクランプ電流ＩQ2として示されることになる。
つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間においては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→一次巻線Ｎ1の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正極性となって、一次巻線Ｎ1→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される波形となるものである。
この図８（ｃ）に示す波形と、図８（ａ）に示す波形から分かるように、メインスイッチング素子Ｑ1とアクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）とは、ほぼ交互となるタイミングでオン／オフ動作を行うようにされている。
このようなタイミングで、アクティブクランプ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2においては、本来、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れるべき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）に流れるようにされる。これにより、一次側並列共振コンデンサＣｒに流入して充電される電流量が減少されることによって、図８（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1としては、期間ＴOFF1におけるピークレベルが抑制されることになる。
【００３７】
また、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoに対しては、図８（ｅ）に示されるようにして正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、図８（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形が得られる。そして、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOの両端に得られる巻線電圧Ｖ3は、図８（ｆ）に示されているように、期間ＴOFF1において正極性にピークレベルを有し、期間ＴON1においては負極性による緩やかな正弦波状による波形となるものである。
これに応じて、フライバックトランスＦＢＴの二次側の整流回路に流れる整流電流Ｉoは、図８（ｉ）に示す波形により流れる。つまり、巻線電圧Ｖ3（図８（ｆ））の正極性のピークに対応するタイミングで、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が得られるものである。
【００３８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図８（ｇ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1に流入する巻線電流Ｉ2は、図８（ｈ）に示すようにして、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一定レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から負極性に反転するようにして、負極正の方向によりピークを有する波形となる。
【００３９】
また、先に本出願人により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成される映像機器用のスイッチング電源回路についての、他の構成例を図９に示す。なお、この図において図７と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。また、この図９に示す回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先の図７の電源回路の場合と同様に、例えば図１１により説明したのと同様の構造を有しているものとされ、従って、この図７に示す回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側並列共振回路と、一次側の電圧共振回路とによって複合共振形スイッチングコンバータが形成されるものである。また、フライバックトランスＦＢＴとしても、先に図１２又は図１３に示した構造のものが採用されればよいものである。
【００４０】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続形態によって接続することで、倍電圧整流回路を形成している。この倍電圧整流回路は、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コンバータに対して供給する。このようにして倍電圧整流回路を形成することで、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の場合に対応して十分なレベルの整流平滑電圧Ｅｉを得ることが可能になる。
【００４１】
また、この図９に示す電源回路において直流高電圧ＥHVの安定化は、図７に示した電源回路と同様にして、第２制御回路１Ｂが動作することで、一次側のメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を複合制御方式によって制御することにより行われる。
【００４２】
また、この図９に示す電源回路においては、図７の電源回路において備えられていた一次側のアクティブクランプ回路は省略され、これに代わるようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対してアクティブクランプ回路２０が備えられることとなる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に備えられるアクティブクランプ回路２０も、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えている。また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直列共振回路を接続することで形成される。
また、この場合にも、バイアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2のゲートと二次側アース間に挿入される。
【００４３】
補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のドレインは二次側アースに対して接地される。また、クランプダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチング素子Ｑ2のドレインに接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のソースに接続されることで、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成するようにしている。
即ち、このアクティブクランプ回路２０としては、補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振回路に対して、さらに並列に接続して構成されるものである。
【００４４】
そして、この場合の第１制御回路１Ａに対しては検出電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が入力される。この第１制御回路１Ａは、入力された二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変のバイアス電圧を、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加する。これによっては、スイッチング動作（オン／オフ動作）を行う補助スイッチング素子Ｑ2の導通角（オン期間）を制御する動作が得られる。
クランプコンデンサＣCLには、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れるようにされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が可変制御されれば、クランプコンデンサＣCL2に流れる電流量が変化するので、これに伴って二次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化する。このようにして二次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化することで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧（並列共振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共振電圧が変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変制御されることになる。このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出力電圧の安定化が図られる。
【００４５】
図１０の波形図は、上記図９に示した構成による電源回路における要部の動作を示している。
一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図１０（ａ）に示すようにして、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなる波形が得られており、一次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミングに対応した波形となっている。
【００４６】
また、このときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１０（ｄ）に示すようにして、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオードＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られる。
また、このような一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図１０（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
【００４７】
また、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoに対しては、図１０（ｃ）に示されるようにして正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、図１０（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形が得られる。
これに応じて、フライバックトランスＦＢＴの二次側の整流回路に流れる整流電流Ｉoは、図１０（ｉ）に示す波形により流れる。つまり、巻線電圧Ｖ3（図１０（ｉ））の正極性のピークに対応するタイミングで、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が得られるものである。この場合には、期間ＴOFF1内において整流電流Ｉoが流れるタイミングとなっているものである。
【００４８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図１０（ｅ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1に流入する巻線電流Ｉ2は、図１０（ｆ）に示すようにして、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一定レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から負極性に反転するようにして、負極正の方向によりピークを有する波形となる。
【００４９】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に備えられるアクティブクランプ回路２０の動作は、図１０（ｇ）のクランプ電流ＩQ2として示される。
つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間においては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正極性となって、二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される波形となるものである。なお、第２制御回路１Ｂによる制御によっては、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことによって、この期間ＴON2が可変されることになる。
【００５０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記図７及び図９に示した構成による電源回路は、陰極線管表示装置用としては、以前から知られている構成のようにスイッチングコンバータを複数段組み合わせる必要はないことから、それだけ小型化には有利であるといえる。そして、さらなる小型化が図られれば、近年における電子機器の小型化の要求に対して充分に応えることができることになり、より有用な電源回路を提供することが可能になる。
【００５１】
しかし、図７及び図１１に示した電源回路の構成としては、これ以上の小型化を有効に図ることは難しい。そして、小型化を阻害する要因における最も問題となる点としては次のようなことが挙げられる。
図７及び図１１に示す電源回路においては、トランスとして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、直交型制御トランスＰＲＴ、及びフライバックトランスＦＢＴが設けられているが、これらのなかでは特に絶縁コンバータトランスＰＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴが比較的大型のサイズとなっている。つまり、図７及び図１１に示す回路では、大型のトランスが２組備えられていることから、相当の基板における実装面積を要してしまうことになる。
【００５２】
具体的には、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコア断面積は１．２３平方センチメートル、フライバックトランスＦＢＴのコア断面積は２．０１平方センチメートルであるのに対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ側である二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力は１５０Ｗ程度であり、フライバックトランスＦＢＴの二次側である直流高電圧ＥHVの負荷電力は７０Ｗ程度である。つまり、直流高電圧ＥHVの負荷電力は二次側直流出力電圧ＥO1の１／２程度であるのに、コア断面積を比較すると、フライバックトランスＦＢＴが絶縁コンバータトランスＰＩＴに対して６３％拡大したものとなっている。これは、フライバックトランスＦＢＴのコアの利用率という点からすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴの利用率に対して大幅に劣っており、それだけサイズ的な効率がよくないことを示している。
従って、図７又は図１１に示す構成を基本とした電源回路の小型化を促進しようとすれば、このトランスの問題をクリアすることが必要になってくるわけである。
【００５３】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、表示装置のアノード電極に供給される直流高電圧とこの直流高電圧よりも低い直流低電圧を供給するスイッチング電源回路であって、入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるように備えられる一次側並列共振コンデンサと、二つのＵ字型コアがギャップを介して接合されて形成される二つの磁脚を有する磁心と、この磁心の一方の磁脚に巻装される一次巻線と、この一次巻線と同軸上に巻装されて上記一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られるようにされるとともに上記一次巻線との巻き線比に応じた昇圧電圧が得られる複数の二次側昇圧巻線と、他方の磁脚に巻装され、上記一次巻線とは疎結合とされる所要の結合度が得られるようにされた二次側低圧巻線と、を有する高圧発生トランスと、上記二次側低圧巻線に対して、二次側並列共振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側低圧巻線から得られる交番電圧について整流動作を行うことで、上記表示装置に供給される直流低電圧を得るように構成される直流低電圧生成手段と、上記複数の二次側昇圧巻線の各々に対して整流素子が各々直列接続されて上記昇圧電圧について整流動作を行う複数の整流回路を有し、さらに該複数の整流回路が直列接続されることで上記アノード電極に供給される直流高電圧を得るようにされる直流高電圧生成手段と、少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ手段と、上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段と、上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段を備えることとする。
【００５４】
また、表示装置のアノード電極に供給される直流高電圧とこの直流高電圧よりも低い直流低電圧を供給するスイッチング電源回路であって、入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、二つのＵ字型コアがギャップを介して接合されて形成される二つの磁脚を有する磁心と、この磁心の一方の磁脚に巻装される高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線と同軸上に巻装されて、上記高圧用一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られるようにされるとともに上記一次巻線との巻き線比に応じた昇圧電圧が得られる複数の二次側昇圧巻線と、上記高圧用一次巻線と並列に接続されると共に、他方の磁脚に巻装される低圧用一次巻線と、この低圧用一次巻線とは疎結合とされる所要の結合度が得られるように、上記低圧用一次巻線と同じ磁脚で、異なる部分に巻装される二次側低圧巻線と、を有する高圧発生トランスと、上記二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側低圧巻線から得られる交番電圧について整流動作を行うことで、直流低電圧を得るように構成された直流低電圧生成手段と、上記複数の二次側昇圧巻線の各々に対して整流素子が各々直列接続されて上記昇圧電圧について整流動作を行う複数の整流回路を有し、さらに該複数の整流回路が直列接続されることで上記アノード電極に供給される直流高電圧を得るようにされる直流高電圧生成手段と、少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ手段と、上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段と、上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段を備えることとする。
【００５５】
上記各構成によれば、高圧発生トランスに対して、少なくとも高圧用一次巻線、複数の二次側昇圧巻線、二次側低圧巻線が巻装される。
従って、スイッチング電源回路の全体構成としては、一次側電圧共振形スイッチングコンバータと、このスイッチング出力を二次側に伝送する高圧発生トランスと、この高圧発生トランスの二次側に形成される直流高電圧生成手段としての整流回路系と、直流低電圧生成手段としての整流回路系が備えられることになる。
そして、このような回路構成であれば、直流高電圧と直流低電圧とを１組のスイッチング電源回路で得るのにあたっては、１組の高圧発生トランスにより一次側から二次側への電力伝送を行うようにされることになる。つまり、換言すれば、高圧発生トランス及び絶縁コンバータトランスという２組の大型トランスを設ける必要はなく、絶縁コンバータトランスについては省略されることになる。
【００５６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態のスイッチング電源回路について説明を行っていくこととする。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に、二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。また、この図に示される電源回路は、ディスプレイデバイスとしてＣＲＴ（陰極線管）を備えるテレビジョン受像機、モニタディスプレイ装置、プロジェクタ装置などに搭載されるものである。
【００５７】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図１に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。この全波整流平滑回路は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する。
【００５８】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００５９】
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ1（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【００６０】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間には、クランプダイオードＤDが接続され、これにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoの巻終わり端部と接続され、エミッタは接地される。
【００６１】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述するフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎo側のリーケージインダクタンスＬoとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時における並列共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ1は、この並列共振回路の作用によって、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００６２】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００６３】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉライン）とフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoとの間に直列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎoを介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００６４】
フライバックトランスＦＢＴは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を一次側から二次側に伝達し、二次側においてアノード電圧用の高圧直流電圧を得るための高圧交番電圧を生成するために備えられるのであるが、本実施の形態においては、このフライバックトランスＦＢＴの二次側において、例えば各種回路用の低圧二次側直流出力電圧を得るための低圧交番電圧を生成するようにも構成される。
このために、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴは、図示するようにして、二次側巻線として昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻装されるのに加え、低圧用二次巻線Ｎ2が巻装される。
【００６５】
そして、フライバックトランスＦＢＴの二次側の回路構成として、昇圧巻線ＮHV（1〜5）を備えて成る高圧発生回路４０側の構成は次のようになっている。
図において一点鎖線で囲って示す高圧発生回路４０は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によって構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線ＮOに入力される巻線電圧Ｖ4を利用して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成する。
このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにしていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割されて巻装されている。
この場合、一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。なお、この場合の一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。
フライバックトランスＦＢＴの二次側には、一次側巻線ＮOに発生する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOとの巻線比（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得られることになる。
【００６６】
この図に示す電源回路の場合には、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されている。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
【００６７】
即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の半波整流回路が形成されていることになる。
【００６８】
従って、フライバックトランスＦＢＴの二次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧ＥHVが得られることになる。この直流高電圧ＥHVはＣＲＴのアノード電圧として利用される。なお、直流高電圧ＥHVの安定化動作については後述する。
【００６９】
また、フライバックトランスＦＢＴの低圧二次巻線Ｎ2側の構成は次のようになっている。
この場合、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は整流ダイオードＤO1のアノードに接続され、その巻終わり端部側は二次側アースに接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。なお、二次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖとされて水平偏向回路系として用いられる。また、第１制御回路１Ａに対して検出電圧として分岐して供給される。
【００７０】
また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対して図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続することで、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる、例えば１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにしている。この二次側直流出力電圧ＥO2は、例えば垂直偏向回路系に用いられる。また、この場合には第１制御回路１Ａ及び第２制御回路１Ｂに対して動作電源としても供給される。
【００７１】
なお、実際としては、他の各種回路系に供給するための所要のレベルの低圧二次側直流出力電圧が生成されるようにしても構わないものであり、例えばビデオ出力回路系（２００Ｖ）、ＣＲＴヒーター回路系（７．５Ｖ）、音声出力回路系（２４Ｖ）などのための二次側直流出力電圧を得るようにしても構わないものである。
【００７２】
そして、この低圧二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。これによって、二次側に誘起される交番電圧は共振電圧となり、二次側において電圧共振動作が得られる。
【００７３】
即ち、本実施の形態の電源回路としても、フライバックトランスＦＢＴの一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータを形成しているものである。
【００７４】
ここで、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、直流高電圧を得るためのフライバック動作を得るためには一次側と二次側とが密結合であることが必要とされ、一方、上記した複合共振形スイッチングコンバータとしての動作を得るためには一次側と二次側とが疎結合であることが必要となる。
従って、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、一次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHV（1〜5）とについては密結合で、一次巻線ＮOと二次巻線Ｎ2とは疎結合となる状態が得られるような構造を有しているものとされる。なお、フライバックトランスＦＢＴの構造については後述する。
【００７５】
また、二次側において上記二次側並列共振回路に対してはアクティブクランプ回路２０が設けられる。
アクティブクランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えている。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、クランプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴとしての補助スイッチング素子Ｑ2が内蔵するボディダイオードを用いるようにされる。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系は、低圧二次巻線Ｎ2を巻き上げるようにして二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直列共振回路を接続することで形成される。また、この場合には、バイアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2のゲートと二次側アース間に挿入される。
【００７６】
補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のドレインは二次側アースに対して接地される。また、クランプダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチング素子Ｑ2のドレインに接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のソースに接続されることで、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成するようにしている。
このように、本実施の形態のアクティブクランプ回路２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振回路に対して、さらに並列に接続して構成されるものである。
【００７７】
また、本実施の形態の電源回路における安定化動作については、次のようになる。
第１制御回路１Ａでは、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて可変されたレベルの直流の制御電圧を印加するようにされる。この制御電圧によっては、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート閾値電圧（バイアス）が可変されることになるのであるが、これによっては、補助スイッチング素子Ｑ2についてのオン期間が可変されることになる。つまり導通角についてのＰＷＭ制御が行われるものである。
図１に示す回路構成の場合、オン期間においてスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してクランプコンデンサＣCLに電流が流れることによっては、二次側並列共振コンデンサＣ2に流入して充電されるべき電流がクランプコンデンサＣCLに流れることになるもので、この動作によって、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベルを抑制してクランプするようにされる。
従って、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が可変制御されてクランプコンデンサＣCLに流れる電流量が可変されれば、二次側並列共振コンデンサＣ2における充電電流量が可変されることになって二次側並列共振電圧Ｖ2のレベルも変化する。このようにして二次側並列共振電圧Ｖ2のレベルが変化することで、平滑コンデンサＣO1に流入する整流電流レベルが変化することとなって、結果的には、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルを可変制御する動作が得られる。そして、このような動作によって、定圧二次側直流出力電圧の安定化が図られるものである。
【００７８】
また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コンデンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続される。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂに対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力されることになる。
【００７９】
第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHVの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によってフライバックトランスＦＢＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーが変化する。これにより、直流高電圧ＥHVについて所要の一定レベルが保たれるように制御が行われる。つまり、この図に示す回路においては、スイッチング周波数制御方式によって直流高電圧ＥHVの安定化を図っている。
【００８０】
図３の断面図により、本実施の形態としてのフライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。
この図に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにされる。
そして、図示するように、一次巻線Ｎoを巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。そして、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させるようにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造が得られる。そしてこの構造によっては、一次巻線Ｎoと二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装していることになるため、互いの結合状態としては密結合の状態が得られることになる。例えば実際としては、結合係数ｋ＝０．９８程度の密結合の状態を得ることができる。
【００８１】
ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。このため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装したうえで、回路的には図１に示した態様が得られるように、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。
【００８２】
そして、一次巻線Ｎｏと昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１を、その磁脚に貫通させるようにして取り付けており、この低圧巻線ボビンＬＢ−１に対して低圧二次巻線Ｎ2を巻装している。
このようにして低圧二次巻線Ｎ2が巻装されることで、一次巻線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2は互いに異なる磁脚に対して巻装されることとなるために、その結合状態としては疎結合とすることができる。そして、実際の結合係数ｋとしてはｋ＝０．５５程度による疎結合の状態を得ることができた。
【００８３】
なお、図１に示した回路では、低圧二次巻線Ｎ2に対しては、その端部を巻き上げるようにして駆動巻線Ｎｇが巻装されているのであるが、この図３においては、これらの巻線の図示は省略している。但し、実際には、低圧二次巻線Ｎ2と共にボビンに巻装されていることになる。
また、本実施の形態としてのフライバックトランスＦＢＴは、この図３に示す構成に限定されるものではなく、必要に応じて変更されて構わないものであり、例えば高圧発生回路４０については、図１３に示したいわゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を基本としたうえで、図３に示すようにして低圧二次巻線Ｎ2を巻装することで本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴを構成することも可能である。
【００８４】
ここで、第１の実施の形態としての図１に示した回路における要部のスペックを、先行技術として図７に示した電源回路との比較により示しておく。なお、下記のスペックは、低圧二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜１００Ｗ、直流高電圧ＥHVの負荷電力ＰHV＝６８Ｗ（３１．５ｋＶ×２．１５ｍＡ）の条件に対応した構成の場合におけるものとされる。
図７に示した回路に採用されていた絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ−４０型といわれるＥＥ型コアを用い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。また、図７に示した回路におけるフライバックトランスＦＢＴは、ギャップ長＝０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。
また、図７に示した回路における主要部品の定数としては、Ｃｒ＝２２００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．１５μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ、一次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０１８μＦが選定されていた。そして、スイッチング周波数の制御範囲としては、８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚとされている。
【００８５】
これに対して、図１に示した本実施の形態の電源回路では、次のようにして異なる構成が与えられる。
先ずは、絶縁コンバータトランスＰＩＴが削除されて、大型トランスとしては、フライバックトランスＦＢＴのみとされたことになる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの削除に伴って一次側直列共振コンデンサＣ3も省略されることとなる。
そして、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、一次巻線Ｎｏ＝５５Ｔ、低圧二次巻線Ｎ2＝６０Ｔが巻装される。ここで、図７に示す回路では、一次巻線Ｎoについて、０．１２ｍφ／１２束のリッツ線を用いていたのであるが、本実施の形態としては、一次巻線Ｎo及び低圧二次巻線Ｎ2について６０μｍφ／１３０束のリッツ線を巻装して巻線の断面積を増加し、リッツ線の渦電流損失を低減すれば、例えば図７に示す電源回路と同等のAC/DC電力変換効率を得ることができる。
【００８６】
また、本実施の形態のメインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2については、ＡＣ１００Ｖ系では８００Ｖ耐圧品を選定し、ＡＣ２００Ｖ系では、１５００Ｖの耐圧品を選定するようにされる。
【００８７】
図２の波形図は、上記図１に示した電源回路における要部の動作を示している。
一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図２（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミングに対応した波形となる。即ち、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなる波形が得られる。
また、このときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図２（ｃ）に示すようにして、先ず、期間ＴON1においては、その開始時においてクランプダイオードＤD→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介して負極性の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られる。また、期間ＴOFF1においては０レベルとなる。
また、このような一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎｏに得られる巻線電流Ｉ1としては図２（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
【００８８】
そして、フライバックトランスＦＢＴの二次側の動作としては、図２（ｄ）〜（ｈ）により示されている。
先ず、低圧二次巻線Ｎ2と二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2は、図２（ｄ）に示されるようにして、二次側整流ダイオードＤO1が導通して整流電流が流れる期間ＤONにおいては二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされ、非導通となる期間ＤOFFにおいては負極性の方向にピークレベルを有する波形が得られる。
【００８９】
また、上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミングとしては、図２（ｄ）のクランプ電流ＩQ2として示されることになる。
図２（ｄ）に示されるように、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）は、期間ＤOFF内における期間ＴON2において導通してオンとなり、これ以外の期間ＴOFF2において非導通となってオフとなるようにされる。ここで期間ＴOFF2は、期間ＤONを含んだ期間となっている。つまり、アクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）と整流ダイオードＤO1とは、ほぼ交互となるタイミングでオン／オフを行うようになっている。
ここで、期間ＴON2の前半期間においては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→低圧二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正極性となって、低圧二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される波形となるものである。
また、上記のようにしてスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオン／オフ動作を行うことで、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の両端に得られるクランプ回路電圧ＶQ2としては、図２（ｃ）に示すようにして、期間ＴON2においては０レベルで、期間ＴOFF2においては正極性の所定レベルが維持される波形が得られる。
【００９０】
このようなタイミングでアクティブクランプ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2においては、本来、二次側並列共振コンデンサＣ2に流れるべき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）に流れるようにされる。このため、二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC2としては、図２（ｅ）に示すようにして、期間ＤOFFの開始時と終了時の短期間のみにおいてパルス状に流れることになる。このようにして、二次側並列共振コンデンサＣ2に流入して充電される電流量が減少され、図２（ｄ）に示す二次側並列共振電圧Ｖ2としては、期間ＤOFFにおけるピークレベルが抑制されることになる。そして、第１制御回路１Ａの動作によって補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御が行われて期間ＴON2が可変制御されることで、共振電流ＩC2の流れる期間も可変されることになるが、これによって、前述した作用によって低圧二次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
【００９１】
また、フライバックトランスＦＢＴの二次側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、図２（ｈ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOFF1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が得られるものである。
【００９２】
これまでの説明から分かるように、本実施の形態の電源回路では、フライバックトランスＦＢＴに対して昇圧巻線ＮHVだけではなく低圧二次巻線Ｎ2も巻装することで、１組のフライバックトランスＦＢＴの二次側にて直流高電圧ＥHV及び二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにされている。つまり、本実施の形態においては、構成部品として、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアと、一次巻線Ｎ1としての巻線が省略されることとなる。
これにより、本実施の形態においては、それだけプリント基板の実装面積が縮小されることになって、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。しかも、本実施の形態としては、大型部品であるところの絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが不要となることから、大幅に小型軽量化が促進されることになる。また、一次巻線Ｎ1としての巻線も省略されることで電源回路を製造するにあたっての巻線工程時間がそれだけ短縮されることにもなるので、製造効率も向上される。
更には、図７に示した回路において一次巻線Ｎoと接続されていた一次側直列共振コンデンサＣ3が削除されることによっても、回路の小型軽量化が促進される。
【００９３】
また、低圧二次巻線Ｎ2については、フライバックトランスＦＢＴに巻装されることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する場合よりもコア断面積が増加することとなるので、低圧二次巻線Ｎ2の巻き数が低減されることになり、これによっても巻線工程時間の短縮が図られる。
【００９４】
また、図３に示したフライバックトランスＦＢＴの構造によれば、一次巻線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2との結合度としては、結合係数ｋ＝０．５５程度にまで小さくした充分な疎結合の状態を得ることが可能とされている。
このため、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは増加することになるため、低圧二次巻線Ｎ2と並列接続される二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスは小さくて済むこととなる。キャパシタンスが小さければ、選定されるコンデンサの部品としては小型なものとすることができ、この点でも回路の小型軽量化が図られることになる。
また、図３に示した構造に依れば、２つのギャップＧ１，Ｇ２は共に巻線が施されることになるので、ギャップからの漏洩磁束がこれらの巻線部によってシールドされることになる。つまり、シールド板等を設けることなく、漏洩磁束の問題を解消することができているものである。
【００９５】
また、図１に示した電源回路における直流高電圧ＥHVの低電圧制御系の構成では、その内部インピーダンスが低減されることから、直流高電圧ＥHVの単位変動量に対するスイッチング周波数の制御量をより少ないものとすることができる。例えば、ＡＣ１００Ｖ系の条件の下で、倍電圧整流によって直流入力電圧（Ｅｉ）を得るようにして、このときのメインスイッチング素子Ｑ1については１５００Ｖ耐圧品を用いた構成とすれば、直流高電圧ＥHVの負荷電力変動が６８Ｗ〜０Ｗの範囲に対して、スイッチング周波数の制御量としては８０ＫＨｚ〜８５ＫＨｚとして、Δ５ＫＨｚの制御量で済むこととなる。
これに対して、例えば図７に示した回路では、直流高電圧ＥHVの負荷電力変動６８Ｗ〜０Ｗに対して、スイッチング周波数は８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚとされてΔ４０ＫＨｚの制御量となっていたものである。
そして、このようにして負荷変動に対するスイッチング周波数の制御範囲が縮小されることによっては、フライバックトランスＦＢＴから輻射する漏洩磁束や、直流高電圧ＥHVに重畳されるリップル成分も抑制されることになるが、これによっては、ＣＲＴの画面上に現れるビートが抑制されることになるために、特にビートを解消するための対策を施す必要はなくなるものである。
【００９６】
図４は、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を得るための整流平滑回路として、［整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続形態によって接続することで倍電圧整流回路が形成されている。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コンバータに対して供給する。
本実施の形態において、このようにして交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを得るようにしているのは、後述するようにして、高圧発生回路４０によって、所要レベルの直流高電圧ＥHVを得る必要上、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルとして１０００Ｖ程度が必要であるため、電圧共振形コンバータへの入力電圧レベルとしても相応の高レベルが必要とされることに依る。
【００９７】
この図に示す電源回路においては、フライバックトランスＦＢＴに対して巻装される一次側巻線として、高圧用の一次巻線Ｎoに加えて、低圧一次巻線Ｎ1が設けられている。そして、この低圧一次巻線Ｎ1は、図示するようにして、他方の一次巻線Ｎoに対して並列に接続される。
【００９８】
また、この場合のフライバックトランスＦＢＴにおける巻線間の結合度であるが、一次巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHVについては、図１の場合と同様に結合係数ｋ＝０．９５以上の密結合とされている。一方、低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについては、この場合には結合係数ｋ＝０．７１程度の疎結合の状態を得るようにしており、これによって、複合共振形スイッチングコンバータとしての動作が得られるようにしている。
ちなみに、高圧用の一次巻線Ｎoに対する、低圧一次巻線Ｎ1又は低圧二次巻線Ｎ2の結合度としては、結合係数ｋ＝０．５５程度とされており、これによっては、一次巻線Ｎoの巻き数を増加させることができる。
【００９９】
このような構成では、フライバックトランスＦＢＴにおける電力伝送の対応関係として、一次巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHVとが対応し、低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2が対応することになる。つまり、一次巻線Ｎoに得られる一次側のスイッチング出力によって、二次側において昇圧巻線ＮHVに交番電圧が励起される。また、低圧一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力によっては、低圧二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されるものである。
なお、フライバックトランスＦＢＴにおいて直流高電圧ＥHV及び低圧二次側直流出力電圧Ｅ0を得るための二次側の整流動作、及び安定化動作については、図１に示した電源回路と同様となることから、ここでの説明は省略する。
【０１００】
図６の断面図は、上記図４に示した電源回路に備えられるフライバックトランスＦＢＴの構造例を示している。なお、この図に示すフライバックトランスＦＢＴは、先に図３に示したものと基本的な構造は同様とされており、低圧一次巻線Ｎ1が巻装される点が、図３に示した構造となっているものとされる。そこで、図６の説明にあたっては、図３と同一部分には同一符号を付して説明を省略することとし、低圧一次巻線Ｎ1が巻装される部位についてのみ説明を行うこととする。
【０１０１】
この場合にも、一次巻線Ｎｏと昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１が、その磁脚に貫通されるようにして取り付けてられている。
この場合、低圧巻線ボビンＬＢ−１としては、図示するようにして１枚の仕切が設けられていることで、２つの巻線分の巻回部が分割されたいわゆる分割ボビンとなっている。そして、この低圧巻線ボビンＬＢ−１に対して、低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とをそれぞれ異なる巻回部に対して分割して巻装して互いの絶縁を確保するようにしている。
図６に示されるようにして各巻線が巻装されることで、各巻線間において前述したような結合度を得ることができることになる。
なお、この場合にも、低圧二次巻線Ｎ2側に形成される駆動巻線Ｎｇの図示はここでは便宜上省略している。また、本実施の形態においても、先の実施の形態の場合と同様に、図１３に示した分割巻き（スリット巻き）による構造のフライバックトランスＦＢＴを基本として、この図６に示すようにして低圧一次巻線Ｎ1及び低圧二次巻線Ｎ2を巻装した構成としてもよいものである。
【０１０２】
図５の波形図は、図４の電源回路における要部の動作を示している。
この場合にも、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図５（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミングに対応した波形となっており、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなっている。
また、スイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図５（ｄ）に示すようにして、先ず、期間ＴON1においては、その開始時においてクランプダイオードＤD→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介して負極性の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られる。また、期間ＴOFF1においては０レベルである。
また、このような一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎｏに流れる巻線電流Ｉ3としては図５（ｃ）に示すようにして、１スイッチング周期ごとに対応して正負に反転するた略鋸歯状の交番波形が得られる。
そして、上記一次巻線Ｎｏと並列に接続されている低圧一次巻線Ｎ1に流れる巻線電流Ｉ1は、図５（ｂ）に示されており、期間ＴOFF1において正極性から負極性に反転し、期間ＴON1において正極性による所定レベルが維持される滑らかな波形が得られる。
【０１０３】
そして、フライバックトランスＦＢＴの二次側の動作は、図５（ｅ）〜（ｈ）により示されている。
低圧二次巻線Ｎ2と二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2は、図５（ｅ）に示されるようにして、二次側整流ダイオードＤO1が導通して整流電流が流れる期間ＤONにおいては二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされ、非導通となる期間ＤOFFにおいては負極性の方向にピークレベルを有する波形となる。
【０１０４】
また、上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の動作は、図５（ｄ）のクランプ電流ＩQ2として示される。
この場合にも、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）は、期間ＤOFF内における期間ＴON2において導通してオンとなり、これ以外の期間ＴOFF2において非導通となってオフとなるようにされる。また、期間ＴOFF2は、期間ＤONを含んだ期間となっている。従って、この回路においても、アクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）と整流ダイオードＤO1とは、ほぼ交互となるタイミングでオン／オフを行うようになっている。
期間ＴON2の前半期間においては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→低圧二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正極性となって、低圧二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される波形となるものである。
また、上記のようにしてスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオン／オフ動作を行うことで、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の両端に得られるクランプ回路電圧ＶQ2としては、図５（ｃ）に示すようにして、期間ＴON2においては０レベルで、期間ＴOFF2においては正極性の所定レベルが維持される波形が得られる。
【０１０５】
このようなタイミングでアクティブクランプ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、図４に示す回路においても、二次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベルを抑制してクランプする動作が得られる。
また、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御が行われることで、低圧二次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
【０１０６】
また、フライバックトランスＦＢＴの二次側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、図５（ｈ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOFF1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が得られるものである。
【０１０７】
ここで、図４に示した第２の実施の形態としての電源回路において選定された主要部品のスペックについて、先行技術として図９に示した電源回路との比較により示す。
図９に示す回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥ−４０型といわれるＥＥ型コアを用い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。また、フライバックトランスＦＢＴは、ギャップ長＝０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．２２μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝３３００ｐＦが選定されていた。そして、スイッチング周波数の制御範囲としては、７０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚとされている。
【０１０８】
これに対して、図４に示した第２の実施の形態としての電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアは省略されることになる。
そして、フライバックトランスＦＢＴに関しては、高圧用の一次巻線Ｎo＝８０Ｔ、低圧一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ、低圧二次巻線Ｎ2＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV＝５３０Ｔとなる。
また、各部品素子については、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．２２μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝３３００ｐＦを選定しており、スイッチング周波数の制御範囲は、７０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚとされて、図９に示した回路と同等となっている。
【０１０９】
これまでの説明から分かるように、第２の実施の形態である図４の電源回路においても、構成部品として、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが省略されることになる。従って、この場合にも、それだけプリント基板の実装面積が縮小されることになって、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。
また、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴの構造とされることで、上記した実際のスペックとしても現れているように、低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについては、図１１に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2と比較して、そのターン数が削減されている。これによって、巻線工程時間の短縮が図られる。
【０１１０】
さらに、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴの構造によっては低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2との巻き面積が拡大するために、例えば図７に示す回路の場合には、これらの巻線について６０μｍφ／８０束のリッツ線を用いていたのが、本実施の形態の場合には、例えば６０μｍφ／１３０束のリッツ線のように、より束数の多いリッツ線を用いることができるため、銅損による電力損失が低減されて電力変換効率が向上する。具体的には、図９に示した回路のAC/DC電力変換効率が９０．１％であったのに対して、図４に示した本実施の形態の回路では、９１．０％にまで向上された。また、交流入力電力は２．４Ｗ低減された。
【０１１１】
なお、本実施の形態においては、一次側に対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御トランスＰＲＴが用いられているが、この直交形制御トランスＰＲＴの代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制御トランスを採用することができる。
上記斜交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コアを組み合わせることで立体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装するものである。
そして、このような斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加するという動作傾向が得られる。これにより、スイッチング素子をターンオフするための負方向の電流レベルは増加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されることになるので、これに伴ってスイッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損失をより低減することが可能になるものである。
【０１１２】
また、例えば、上記実施の形態では、メインとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子とについては、バイポーラトランジスタを採用するものとしているが、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の他の素子を採用することも考えられるものである。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴを採用する場合には、例えば汎用ＩＣを用いた発振駆動回路を用いることで他励式によってスイッチング駆動するように構成すればよい。
【０１１３】
【発明の効果】
本発明による電源回路では、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング出力が伝送されるフライバックトランスにおいて、少なくとも高圧用一次巻線、複数の二次側昇圧巻線、二次側低圧巻線が巻装される。
そして、フライバックトランスの二次側においては、二次側昇圧巻線に励起された交番電圧を利用して直流高電圧を生成し、また、二次側低圧巻線に励起された交番電圧を利用して直流低電圧を生成するようにされる。
このような構成が採られる結果、本発明の電源回路としては、直流高電圧と直流低電圧という２種類の二次側直流出力電圧を得るのにあたり、高圧発生トランスだけを設ければよく、絶縁コンバータトランスについては削除されることになる。
【０１１４】
絶縁コンバータトランスが削除されることで、構成部品としては、少なくとも、そのトランスのためのコアがが削除されることになるのであるが、絶縁コンバータトランスは比較的大型なトランスであるから、そのコアが削除されることで、基板サイズは大幅に縮小することが可能になり、結果として小型軽量化を有効に促進することが可能になるものである。これに加えて、別の実施例の発明による電源回路では、１組分の巻線が省略されることで、それだけ巻線工程も少なくなってその時間が短縮されるので、例えばスイッチング電源回路あたりの製造効率も向上されることになる。
さらに、別の実施例の発明に基づく電源回路については、低圧一次巻線と低圧二次巻線の巻き数が削減されることから、これによる巻線工程時間の短縮が図られる。また、これらの巻線の巻き面積も拡大してより束数の多いリッツ線を巻線として選定できるので、銅損による電力損失は低減されて電力変換効率が向上されることになる。
このようにして、本発明によっては、スイッチング電源回路の大幅な小型軽量化の促進が図られるものであり、これに伴って、製造効率の向上やコストの削減、さらには電力変換効率の向上も図られるという効果を有している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図３】図１に示す電源回路に備えられるフライバックトランスの構造例を示す断面図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図５】図４に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図６】図４に示す電源回路に備えられるフライバックトランスの構造例を示す断面図である。
【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】図７に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図１１】絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図１２】従来のフライバックトランスの構造例として、昇圧巻線が層間巻きされる場合を示す断面図である。
【図１３】従来のフライバックトランスの構造例として、昇圧巻線が分割巻きされる場合を示す断面図である。
【符号の説明】
１Ａ 第１制御回路、１Ｂ 第２制御回路、２０ アクティブクランプ回路、ＦＢＴ フライバックトランス、４０ 高圧発生回路、Ｑ1 メインスイッチング素子、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＤD，ＤD2 クランプダイオード、ＣCL クランプコンデンサ、ＮO 一次巻線、Ｎ1 低圧一次巻線、Ｎ2 低圧二次巻線、ＮHV1〜ＮHV5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば高解像度とされる大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェクタ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適用して好適なスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
陰極線管（以下ＣＲＴ（Cathode-Ray Tube）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例えばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきている。
これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するものは、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例えばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。また、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周波数であると規定されている。また、このような映像機器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。
【０００３】
このようにして、陰極線管表示装置としては、高解像度化が進められ、また、画面について大型化を図ったものが普及してきている状況にある。このため、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式であれば水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１５．７５ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨＤＴＶも受信可能なように設計されているものが少なからず普及している。
このため、上記したようなテレビジョン受像機において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流出力電圧を印加する場合には、例えば水平同期信号周波数３１．５ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直流出力電圧が変動することとなって、ＣＲＴに表示される画面の輝度やラスターサイズが変化してしまうことになる。このため、上記したアノード電圧を生成する電源回路としては、その安定化が不可欠となる。
【０００４】
本出願人は、このようなことを背景として、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイッチング回路を各種提案している。
そこで先に本出願人により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成される映像機器用のスイッチング電源回路を、図７の回路図に示す。
【０００５】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされる。
【０００６】
上記直流入力電圧を入力して断続するスイッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が用いられている。
【０００７】
また、メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、メインスイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、ターンオンの開始期間においてメインスイッチング素子Ｑ1のベース−コレクタを介して流れるクランプ電流の経路を形成するようにされる。
メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に形成されている一次側巻線Ｎ1の一端と接続され、そのエミッタは接地される。
【０００８】
上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００９】
直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる低圧の直流出力電圧を安定化するために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装するようにして構成される。
【００１０】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と一次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。
直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB−ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路（ＮB−ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
なお、起動時においては、メインスイッチング素子Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉからベースに流れる起動電流によってスイッチング動作を開始する。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、図１１に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次側巻線Ｎ1と二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装される。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られる。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1の巻始め端部は、図７に示すようにメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタに接続され、巻終わり端部は共振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次側巻線として、二次巻線Ｎ2が巻装されている。
【００１３】
この場合、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は二次側アースに接続され、その巻終わり端部は整流ダイオードＤO1のアノードに接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ（例えば１３５Ｖ）とされる水平偏向回路用の直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。
【００１４】
また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対して図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続することで、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所要のレベルの二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにもされている。
【００１５】
二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。これによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１６】
即ち、図７に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１７】
上記した直流出力電圧ＥO1は第１制御回路１Ａに対しても分岐して入力される。
第１制御回路１Ａは、例えば誤差増幅器等によって構成されており、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となる。この動作によって絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧の安定化が図られる。
【００１８】
ところで、この図７に示す電源回路のように、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチング周波数を可変するのにあたっては、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間を一定としたうえで、オンとなる期間を可変制御するようにされる。つまり、図７に示す電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるメインスイッチング素子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
【００１９】
また、図７に示した電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して、アクティブクランプ回路２０が並列に設けられていると共に、直列共振コンデンサＣ3と後述する高圧発生回路４０に備えられているフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoとからなる直列共振回路が並列に接続されている。
【００２０】
上記のようにしてフライバックトランスＦＢＴの一次側に直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を設けることで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する一次側並列共振電圧Ｖ1は、直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を介して入力されることになる。
そして、この直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）の直列共振動作により、直列共振コンデンサＣ3の両端には正弦波状の交番電圧が発生することになるが、これにより、一次巻線Ｎoに得られ巻線電圧Ｖ3に対しては、上記直列共振コンデンサＣ3の両端電圧が重畳され、そのレベルが引き上げられることになる。このために、図７に示す回路においては、一次巻線Ｎoのターン数をより少ないものとすることが可能となっている。
【００２１】
また、アクティブクランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL、クランプダイオードＤD2を備えて形成される。なお、クランプダイオードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわゆるボディダイオードが使用される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成る。
【００２２】
この場合、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻始め端部に対して接続される。
つまり、アクティブクランプ回路２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クランプダイオードＤD2を並列接続したスイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成されるものである。
【００２３】
また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部側を巻き上げるようにして形成されている。
さらに補助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、フォトカプラＰＣを介して後述する第２制御回路１Ｂとも接続されている。この第２制御回路１Ｂから直流高電圧ＥHVのレベル変化に対応した制御電圧が入力される。なお、フォトカプラＰＣは、一次側と二次側とについて直流的に絶縁した状態で定電圧化のためのフィードバック回路を形成するために設けられるものである。
【００２４】
一点鎖線で囲って示した高圧発生回路４０は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によって構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線ＮOに得られる巻線電圧Ｖ3を利用して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成する。
このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにしていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割されて巻装されている。
この場合、一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。なお、この場合の一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。
フライバックトランスＦＢＴの二次側には、一次側巻線ＮOに発生する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOとの巻線比（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得られることになる。
【００２５】
この図７に示す電源回路の場合、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されている。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
【００２６】
即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の半波整流回路が形成されていることになる。
【００２７】
従って、フライバックトランスＦＢＴの二次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧（アノード電圧）ＥHVが得られることになる。
【００２８】
また、平滑コンデンサＣOHVの両端に対しては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が第２制御回路１Ｂに入力される。
第２制御回路１Ｂは、例えば直流高電圧ＥHVの電圧レベル変化に応じた制御電圧を制御信号として出力する。
この第２制御回路１Ｂからの制御信号はフォトカプラＰＣを介して一次側と二次側を直流的に絶縁した状態で、アクティブクランプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される。
これにより、補助スイッチング素子Ｑ2は、１スイッチング周期内におけるオン期間（導通角）が可変制御される、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイッチング動作が行われるものとされる。
【００２９】
上記のようにして補助スイッチング素子Ｑ2がスイッチング動作を行うことで、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に一次側並列共振コンデンサＣｒに発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、その電圧レベルは直流高電圧レベルの変動に応じて可変制御されることになる。これに伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒの端部と接続される一次側直列共振回路（Ｃ3−ＮO）を介して、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOに入力される電流Ｉ3の電流レベルも変化することから、一次巻線ＮOの両端に発生する巻線電圧Ｖ3の電圧レベルが可変制御される。これにより、フライバックトランスＦＢＴの二次側に誘起される誘起電圧レベルが可変され、高圧発生回路４０から出力される直流高電圧EHVの安定化が図られることになる。
【００３０】
このように、図７に示す電源回路では、直流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、その導通角を同時に制御する複合制御方式によって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にある直流出力電圧ＥO1の定電圧化を図るようされている。
また、直流高電圧ＥHVの電圧レベルに応じて、アクティブクランプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことで直流高電圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。
【００３１】
このようにして構成されるスイッチング電源回路では、商用交流電源を入力して動作する一次側電圧共振形コンバータに対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴと、高圧発生回路４０内のフライバックトランスＦＢＴを接続し、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2、及び直流高電圧ＥHVを得るようにされている。このため、例えば以前より知られていた多段型の高圧発生回路と比較して、電力変換効率や回路規模の小型化等の点で優れている。
【００３２】
ここで、図１２及び図１３の断面図により、フライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。
先ず、図１２に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにされる。
そして、図示するように、一次巻線Ｎoを巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。そして、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させるようにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造が得られる。
【００３３】
ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。このため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装したうえで、回路的には図７に示した態様が得られるように、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。
そして実際には、この図１２に示される構造をケース内に収納した上で例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填してモールドすることで、これらの絶縁を確保するようにしている。
【００３４】
また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々について絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図１２に示す構造のほか、図１３に示すようにして、いわゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもできる。なお、図１３において図１２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
昇圧巻線ＮHVを分割巻きによって巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨＢ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。これにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であるスリットＳが複数形成されることになる。そして、この各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装することで昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものである。
そして、上記図１２又は図１３に示すフライバックトランスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎoと二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装されていることで、互いの結合状態として密結合の状態が得られるようにされている。例えば実際としては、結合係数ｋ＝０．９８程度の密結合が得られているものである。
【００３５】
また、上記構成による図７に示した電源回路における要部の動作を示す波形図を、図８に示す。
ここで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図８（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミングに対応した波形となる。即ち、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなる波形が得られる。
また、このときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図８（ｂ）に示すようにして、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオードＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られる。
また、このような一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図８（ｄ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
【００３６】
そして、アクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミングとしては、図８（ｃ）のクランプ電流ＩQ2として示されることになる。
つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間においては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→一次巻線Ｎ1の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正極性となって、一次巻線Ｎ1→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される波形となるものである。
この図８（ｃ）に示す波形と、図８（ａ）に示す波形から分かるように、メインスイッチング素子Ｑ1とアクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）とは、ほぼ交互となるタイミングでオン／オフ動作を行うようにされている。
このようなタイミングで、アクティブクランプ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2においては、本来、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れるべき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）に流れるようにされる。これにより、一次側並列共振コンデンサＣｒに流入して充電される電流量が減少されることによって、図８（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1としては、期間ＴOFF1におけるピークレベルが抑制されることになる。
【００３７】
また、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoに対しては、図８（ｅ）に示されるようにして正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、図８（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形が得られる。そして、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOの両端に得られる巻線電圧Ｖ3は、図８（ｆ）に示されているように、期間ＴOFF1において正極性にピークレベルを有し、期間ＴON1においては負極性による緩やかな正弦波状による波形となるものである。
これに応じて、フライバックトランスＦＢＴの二次側の整流回路に流れる整流電流Ｉoは、図８（ｉ）に示す波形により流れる。つまり、巻線電圧Ｖ3（図８（ｆ））の正極性のピークに対応するタイミングで、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が得られるものである。
【００３８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図８（ｇ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1に流入する巻線電流Ｉ2は、図８（ｈ）に示すようにして、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一定レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から負極性に反転するようにして、負極正の方向によりピークを有する波形となる。
【００３９】
また、先に本出願人により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成される映像機器用のスイッチング電源回路についての、他の構成例を図９に示す。なお、この図において図７と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。また、この図９に示す回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先の図７の電源回路の場合と同様に、例えば図１１により説明したのと同様の構造を有しているものとされ、従って、この図７に示す回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側並列共振回路と、一次側の電圧共振回路とによって複合共振形スイッチングコンバータが形成されるものである。また、フライバックトランスＦＢＴとしても、先に図１２又は図１３に示した構造のものが採用されればよいものである。
【００４０】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続形態によって接続することで、倍電圧整流回路を形成している。この倍電圧整流回路は、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コンバータに対して供給する。このようにして倍電圧整流回路を形成することで、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の場合に対応して十分なレベルの整流平滑電圧Ｅｉを得ることが可能になる。
【００４１】
また、この図９に示す電源回路において直流高電圧ＥHVの安定化は、図７に示した電源回路と同様にして、第２制御回路１Ｂが動作することで、一次側のメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を複合制御方式によって制御することにより行われる。
【００４２】
また、この図９に示す電源回路においては、図７の電源回路において備えられていた一次側のアクティブクランプ回路は省略され、これに代わるようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対してアクティブクランプ回路２０が備えられることとなる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に備えられるアクティブクランプ回路２０も、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えている。また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直列共振回路を接続することで形成される。
また、この場合にも、バイアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2のゲートと二次側アース間に挿入される。
【００４３】
補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のドレインは二次側アースに対して接地される。また、クランプダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチング素子Ｑ2のドレインに接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のソースに接続されることで、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成するようにしている。
即ち、このアクティブクランプ回路２０としては、補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振回路に対して、さらに並列に接続して構成されるものである。
【００４４】
そして、この場合の第１制御回路１Ａに対しては検出電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が入力される。この第１制御回路１Ａは、入力された二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変のバイアス電圧を、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加する。これによっては、スイッチング動作（オン／オフ動作）を行う補助スイッチング素子Ｑ2の導通角（オン期間）を制御する動作が得られる。
クランプコンデンサＣCLには、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れるようにされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が可変制御されれば、クランプコンデンサＣCL2に流れる電流量が変化するので、これに伴って二次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化する。このようにして二次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化することで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧（並列共振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共振電圧が変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変制御されることになる。このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出力電圧の安定化が図られる。
【００４５】
図１０の波形図は、上記図９に示した構成による電源回路における要部の動作を示している。
一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図１０（ａ）に示すようにして、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなる波形が得られており、一次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミングに対応した波形となっている。
【００４６】
また、このときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１０（ｄ）に示すようにして、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオードＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られる。
また、このような一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図１０（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
【００４７】
また、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoに対しては、図１０（ｃ）に示されるようにして正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、図１０（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形が得られる。
これに応じて、フライバックトランスＦＢＴの二次側の整流回路に流れる整流電流Ｉoは、図１０（ｉ）に示す波形により流れる。つまり、巻線電圧Ｖ3（図１０（ｉ））の正極性のピークに対応するタイミングで、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が得られるものである。この場合には、期間ＴOFF1内において整流電流Ｉoが流れるタイミングとなっているものである。
【００４８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図１０（ｅ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1に流入する巻線電流Ｉ2は、図１０（ｆ）に示すようにして、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一定レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から負極性に反転するようにして、負極正の方向によりピークを有する波形となる。
【００４９】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に備えられるアクティブクランプ回路２０の動作は、図１０（ｇ）のクランプ電流ＩQ2として示される。
つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間においては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正極性となって、二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される波形となるものである。なお、第２制御回路１Ｂによる制御によっては、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことによって、この期間ＴON2が可変されることになる。
【００５０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記図７及び図９に示した構成による電源回路は、陰極線管表示装置用としては、以前から知られている構成のようにスイッチングコンバータを複数段組み合わせる必要はないことから、それだけ小型化には有利であるといえる。そして、さらなる小型化が図られれば、近年における電子機器の小型化の要求に対して充分に応えることができることになり、より有用な電源回路を提供することが可能になる。
【００５１】
しかし、図７及び図１１に示した電源回路の構成としては、これ以上の小型化を有効に図ることは難しい。そして、小型化を阻害する要因における最も問題となる点としては次のようなことが挙げられる。
図７及び図１１に示す電源回路においては、トランスとして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、直交型制御トランスＰＲＴ、及びフライバックトランスＦＢＴが設けられているが、これらのなかでは特に絶縁コンバータトランスＰＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴが比較的大型のサイズとなっている。つまり、図７及び図１１に示す回路では、大型のトランスが２組備えられていることから、相当の基板における実装面積を要してしまうことになる。
【００５２】
具体的には、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコア断面積は１．２３平方センチメートル、フライバックトランスＦＢＴのコア断面積は２．０１平方センチメートルであるのに対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ側である二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力は１５０Ｗ程度であり、フライバックトランスＦＢＴの二次側である直流高電圧ＥHVの負荷電力は７０Ｗ程度である。つまり、直流高電圧ＥHVの負荷電力は二次側直流出力電圧ＥO1の１／２程度であるのに、コア断面積を比較すると、フライバックトランスＦＢＴが絶縁コンバータトランスＰＩＴに対して６３％拡大したものとなっている。これは、フライバックトランスＦＢＴのコアの利用率という点からすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴの利用率に対して大幅に劣っており、それだけサイズ的な効率がよくないことを示している。
従って、図７又は図１１に示す構成を基本とした電源回路の小型化を促進しようとすれば、このトランスの問題をクリアすることが必要になってくるわけである。
【００５３】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、表示装置のアノード電極に供給される直流高電圧とこの直流高電圧よりも低い直流低電圧を供給するスイッチング電源回路であって、入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるように備えられる一次側並列共振コンデンサと、二つのＵ字型コアがギャップを介して接合されて形成される二つの磁脚を有する磁心と、この磁心の一方の磁脚に巻装される一次巻線と、この一次巻線と同軸上に巻装されて上記一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られるようにされるとともに上記一次巻線との巻き線比に応じた昇圧電圧が得られる複数の二次側昇圧巻線と、他方の磁脚に巻装され、上記一次巻線とは疎結合とされる所要の結合度が得られるようにされた二次側低圧巻線と、を有する高圧発生トランスと、上記二次側低圧巻線に対して、二次側並列共振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側低圧巻線から得られる交番電圧について整流動作を行うことで、上記表示装置に供給される直流低電圧を得るように構成される直流低電圧生成手段と、上記複数の二次側昇圧巻線の各々に対して整流素子が各々直列接続されて上記昇圧電圧について整流動作を行う複数の整流回路を有し、さらに該複数の整流回路が直列接続されることで上記アノード電極に供給される直流高電圧を得るようにされる直流高電圧生成手段と、少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ手段と、上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段と、上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段を備えることとする。
【００５４】
また、表示装置のアノード電極に供給される直流高電圧とこの直流高電圧よりも低い直流低電圧を供給するスイッチング電源回路であって、入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、二つのＵ字型コアがギャップを介して接合されて形成される二つの磁脚を有する磁心と、この磁心の一方の磁脚に巻装される高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線と同軸上に巻装されて、上記高圧用一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られるようにされるとともに上記一次巻線との巻き線比に応じた昇圧電圧が得られる複数の二次側昇圧巻線と、上記高圧用一次巻線と並列に接続されると共に、他方の磁脚に巻装される低圧用一次巻線と、この低圧用一次巻線とは疎結合とされる所要の結合度が得られるように、上記低圧用一次巻線と同じ磁脚で、異なる部分に巻装される二次側低圧巻線と、を有する高圧発生トランスと、上記二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側低圧巻線から得られる交番電圧について整流動作を行うことで、直流低電圧を得るように構成された直流低電圧生成手段と、上記複数の二次側昇圧巻線の各々に対して整流素子が各々直列接続されて上記昇圧電圧について整流動作を行う複数の整流回路を有し、さらに該複数の整流回路が直列接続されることで上記アノード電極に供給される直流高電圧を得るようにされる直流高電圧生成手段と、少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ手段と、上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段と、上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段を備えることとする。
【００５５】
上記各構成によれば、高圧発生トランスに対して、少なくとも高圧用一次巻線、複数の二次側昇圧巻線、二次側低圧巻線が巻装される。
従って、スイッチング電源回路の全体構成としては、一次側電圧共振形スイッチングコンバータと、このスイッチング出力を二次側に伝送する高圧発生トランスと、この高圧発生トランスの二次側に形成される直流高電圧生成手段としての整流回路系と、直流低電圧生成手段としての整流回路系が備えられることになる。
そして、このような回路構成であれば、直流高電圧と直流低電圧とを１組のスイッチング電源回路で得るのにあたっては、１組の高圧発生トランスにより一次側から二次側への電力伝送を行うようにされることになる。つまり、換言すれば、高圧発生トランス及び絶縁コンバータトランスという２組の大型トランスを設ける必要はなく、絶縁コンバータトランスについては省略されることになる。
【００５６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態のスイッチング電源回路について説明を行っていくこととする。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に、二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。また、この図に示される電源回路は、ディスプレイデバイスとしてＣＲＴ（陰極線管）を備えるテレビジョン受像機、モニタディスプレイ装置、プロジェクタ装置などに搭載されるものである。
【００５７】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図１に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。この全波整流平滑回路は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する。
【００５８】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００５９】
スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ1（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【００６０】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間には、クランプダイオードＤDが接続され、これにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoの巻終わり端部と接続され、エミッタは接地される。
【００６１】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述するフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎo側のリーケージインダクタンスＬoとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時における並列共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ1は、この並列共振回路の作用によって、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００６２】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００６３】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉライン）とフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoとの間に直列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎoを介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００６４】
フライバックトランスＦＢＴは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を一次側から二次側に伝達し、二次側においてアノード電圧用の高圧直流電圧を得るための高圧交番電圧を生成するために備えられるのであるが、本実施の形態においては、このフライバックトランスＦＢＴの二次側において、例えば各種回路用の低圧二次側直流出力電圧を得るための低圧交番電圧を生成するようにも構成される。
このために、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴは、図示するようにして、二次側巻線として昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻装されるのに加え、低圧用二次巻線Ｎ2が巻装される。
【００６５】
そして、フライバックトランスＦＢＴの二次側の回路構成として、昇圧巻線ＮHV（1〜5）を備えて成る高圧発生回路４０側の構成は次のようになっている。
図において一点鎖線で囲って示す高圧発生回路４０は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によって構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線ＮOに入力される巻線電圧Ｖ4を利用して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成する。
このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにしていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割されて巻装されている。
この場合、一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。なお、この場合の一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。
フライバックトランスＦＢＴの二次側には、一次側巻線ＮOに発生する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOとの巻線比（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得られることになる。
【００６６】
この図に示す電源回路の場合には、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されている。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
【００６７】
即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の半波整流回路が形成されていることになる。
【００６８】
従って、フライバックトランスＦＢＴの二次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧ＥHVが得られることになる。この直流高電圧ＥHVはＣＲＴのアノード電圧として利用される。なお、直流高電圧ＥHVの安定化動作については後述する。
【００６９】
また、フライバックトランスＦＢＴの低圧二次巻線Ｎ2側の構成は次のようになっている。
この場合、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は整流ダイオードＤO1のアノードに接続され、その巻終わり端部側は二次側アースに接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。なお、二次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖとされて水平偏向回路系として用いられる。また、第１制御回路１Ａに対して検出電圧として分岐して供給される。
【００７０】
また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対して図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続することで、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる、例えば１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにしている。この二次側直流出力電圧ＥO2は、例えば垂直偏向回路系に用いられる。また、この場合には第１制御回路１Ａ及び第２制御回路１Ｂに対して動作電源としても供給される。
【００７１】
なお、実際としては、他の各種回路系に供給するための所要のレベルの低圧二次側直流出力電圧が生成されるようにしても構わないものであり、例えばビデオ出力回路系（２００Ｖ）、ＣＲＴヒーター回路系（７．５Ｖ）、音声出力回路系（２４Ｖ）などのための二次側直流出力電圧を得るようにしても構わないものである。
【００７２】
そして、この低圧二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。これによって、二次側に誘起される交番電圧は共振電圧となり、二次側において電圧共振動作が得られる。
【００７３】
即ち、本実施の形態の電源回路としても、フライバックトランスＦＢＴの一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータを形成しているものである。
【００７４】
ここで、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、直流高電圧を得るためのフライバック動作を得るためには一次側と二次側とが密結合であることが必要とされ、一方、上記した複合共振形スイッチングコンバータとしての動作を得るためには一次側と二次側とが疎結合であることが必要となる。
従って、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、一次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHV（1〜5）とについては密結合で、一次巻線ＮOと二次巻線Ｎ2とは疎結合となる状態が得られるような構造を有しているものとされる。なお、フライバックトランスＦＢＴの構造については後述する。
【００７５】
また、二次側において上記二次側並列共振回路に対してはアクティブクランプ回路２０が設けられる。
アクティブクランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えている。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、クランプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴとしての補助スイッチング素子Ｑ2が内蔵するボディダイオードを用いるようにされる。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系は、低圧二次巻線Ｎ2を巻き上げるようにして二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直列共振回路を接続することで形成される。また、この場合には、バイアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2のゲートと二次側アース間に挿入される。
【００７６】
補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のドレインは二次側アースに対して接地される。また、クランプダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチング素子Ｑ2のドレインに接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のソースに接続されることで、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成するようにしている。
このように、本実施の形態のアクティブクランプ回路２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振回路に対して、さらに並列に接続して構成されるものである。
【００７７】
また、本実施の形態の電源回路における安定化動作については、次のようになる。
第１制御回路１Ａでは、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて可変されたレベルの直流の制御電圧を印加するようにされる。この制御電圧によっては、補助スイッチング素子Ｑ2のゲート閾値電圧（バイアス）が可変されることになるのであるが、これによっては、補助スイッチング素子Ｑ2についてのオン期間が可変されることになる。つまり導通角についてのＰＷＭ制御が行われるものである。
図１に示す回路構成の場合、オン期間においてスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してクランプコンデンサＣCLに電流が流れることによっては、二次側並列共振コンデンサＣ2に流入して充電されるべき電流がクランプコンデンサＣCLに流れることになるもので、この動作によって、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベルを抑制してクランプするようにされる。
従って、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が可変制御されてクランプコンデンサＣCLに流れる電流量が可変されれば、二次側並列共振コンデンサＣ2における充電電流量が可変されることになって二次側並列共振電圧Ｖ2のレベルも変化する。このようにして二次側並列共振電圧Ｖ2のレベルが変化することで、平滑コンデンサＣO1に流入する整流電流レベルが変化することとなって、結果的には、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルを可変制御する動作が得られる。そして、このような動作によって、定圧二次側直流出力電圧の安定化が図られるものである。
【００７８】
また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コンデンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続される。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂに対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力されることになる。
【００７９】
第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHVの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によってフライバックトランスＦＢＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーが変化する。これにより、直流高電圧ＥHVについて所要の一定レベルが保たれるように制御が行われる。つまり、この図に示す回路においては、スイッチング周波数制御方式によって直流高電圧ＥHVの安定化を図っている。
【００８０】
図３の断面図により、本実施の形態としてのフライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。
この図に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにされる。
そして、図示するように、一次巻線Ｎoを巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。そして、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させるようにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造が得られる。そしてこの構造によっては、一次巻線Ｎoと二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装していることになるため、互いの結合状態としては密結合の状態が得られることになる。例えば実際としては、結合係数ｋ＝０．９８程度の密結合の状態を得ることができる。
【００８１】
ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。このため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装したうえで、回路的には図１に示した態様が得られるように、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。
【００８２】
そして、一次巻線Ｎｏと昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１を、その磁脚に貫通させるようにして取り付けており、この低圧巻線ボビンＬＢ−１に対して低圧二次巻線Ｎ2を巻装している。
このようにして低圧二次巻線Ｎ2が巻装されることで、一次巻線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2は互いに異なる磁脚に対して巻装されることとなるために、その結合状態としては疎結合とすることができる。そして、実際の結合係数ｋとしてはｋ＝０．５５程度による疎結合の状態を得ることができた。
【００８３】
なお、図１に示した回路では、低圧二次巻線Ｎ2に対しては、その端部を巻き上げるようにして駆動巻線Ｎｇが巻装されているのであるが、この図３においては、これらの巻線の図示は省略している。但し、実際には、低圧二次巻線Ｎ2と共にボビンに巻装されていることになる。
また、本実施の形態としてのフライバックトランスＦＢＴは、この図３に示す構成に限定されるものではなく、必要に応じて変更されて構わないものであり、例えば高圧発生回路４０については、図１３に示したいわゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を基本としたうえで、図３に示すようにして低圧二次巻線Ｎ2を巻装することで本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴを構成することも可能である。
【００８４】
ここで、第１の実施の形態としての図１に示した回路における要部のスペックを、先行技術として図７に示した電源回路との比較により示しておく。なお、下記のスペックは、低圧二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜１００Ｗ、直流高電圧ＥHVの負荷電力ＰHV＝６８Ｗ（３１．５ｋＶ×２．１５ｍＡ）の条件に対応した構成の場合におけるものとされる。
図７に示した回路に採用されていた絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ−４０型といわれるＥＥ型コアを用い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。また、図７に示した回路におけるフライバックトランスＦＢＴは、ギャップ長＝０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。
また、図７に示した回路における主要部品の定数としては、Ｃｒ＝２２００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．１５μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ、一次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０１８μＦが選定されていた。そして、スイッチング周波数の制御範囲としては、８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚとされている。
【００８５】
これに対して、図１に示した本実施の形態の電源回路では、次のようにして異なる構成が与えられる。
先ずは、絶縁コンバータトランスＰＩＴが削除されて、大型トランスとしては、フライバックトランスＦＢＴのみとされたことになる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの削除に伴って一次側直列共振コンデンサＣ3も省略されることとなる。
そして、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、一次巻線Ｎｏ＝５５Ｔ、低圧二次巻線Ｎ2＝６０Ｔが巻装される。ここで、図７に示す回路では、一次巻線Ｎoについて、０．１２ｍφ／１２束のリッツ線を用いていたのであるが、本実施の形態としては、一次巻線Ｎo及び低圧二次巻線Ｎ2について６０μｍφ／１３０束のリッツ線を巻装して巻線の断面積を増加し、リッツ線の渦電流損失を低減すれば、例えば図７に示す電源回路と同等のAC/DC電力変換効率を得ることができる。
【００８６】
また、本実施の形態のメインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2については、ＡＣ１００Ｖ系では８００Ｖ耐圧品を選定し、ＡＣ２００Ｖ系では、１５００Ｖの耐圧品を選定するようにされる。
【００８７】
図２の波形図は、上記図１に示した電源回路における要部の動作を示している。
一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図２（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミングに対応した波形となる。即ち、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなる波形が得られる。
また、このときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図２（ｃ）に示すようにして、先ず、期間ＴON1においては、その開始時においてクランプダイオードＤD→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介して負極性の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られる。また、期間ＴOFF1においては０レベルとなる。
また、このような一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎｏに得られる巻線電流Ｉ1としては図２（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
【００８８】
そして、フライバックトランスＦＢＴの二次側の動作としては、図２（ｄ）〜（ｈ）により示されている。
先ず、低圧二次巻線Ｎ2と二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2は、図２（ｄ）に示されるようにして、二次側整流ダイオードＤO1が導通して整流電流が流れる期間ＤONにおいては二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされ、非導通となる期間ＤOFFにおいては負極性の方向にピークレベルを有する波形が得られる。
【００８９】
また、上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミングとしては、図２（ｄ）のクランプ電流ＩQ2として示されることになる。
図２（ｄ）に示されるように、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）は、期間ＤOFF内における期間ＴON2において導通してオンとなり、これ以外の期間ＴOFF2において非導通となってオフとなるようにされる。ここで期間ＴOFF2は、期間ＤONを含んだ期間となっている。つまり、アクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）と整流ダイオードＤO1とは、ほぼ交互となるタイミングでオン／オフを行うようになっている。
ここで、期間ＴON2の前半期間においては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→低圧二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正極性となって、低圧二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される波形となるものである。
また、上記のようにしてスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオン／オフ動作を行うことで、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の両端に得られるクランプ回路電圧ＶQ2としては、図２（ｃ）に示すようにして、期間ＴON2においては０レベルで、期間ＴOFF2においては正極性の所定レベルが維持される波形が得られる。
【００９０】
このようなタイミングでアクティブクランプ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2においては、本来、二次側並列共振コンデンサＣ2に流れるべき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）に流れるようにされる。このため、二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC2としては、図２（ｅ）に示すようにして、期間ＤOFFの開始時と終了時の短期間のみにおいてパルス状に流れることになる。このようにして、二次側並列共振コンデンサＣ2に流入して充電される電流量が減少され、図２（ｄ）に示す二次側並列共振電圧Ｖ2としては、期間ＤOFFにおけるピークレベルが抑制されることになる。そして、第１制御回路１Ａの動作によって補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御が行われて期間ＴON2が可変制御されることで、共振電流ＩC2の流れる期間も可変されることになるが、これによって、前述した作用によって低圧二次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
【００９１】
また、フライバックトランスＦＢＴの二次側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、図２（ｈ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOFF1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が得られるものである。
【００９２】
これまでの説明から分かるように、本実施の形態の電源回路では、フライバックトランスＦＢＴに対して昇圧巻線ＮHVだけではなく低圧二次巻線Ｎ2も巻装することで、１組のフライバックトランスＦＢＴの二次側にて直流高電圧ＥHV及び二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにされている。つまり、本実施の形態においては、構成部品として、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアと、一次巻線Ｎ1としての巻線が省略されることとなる。
これにより、本実施の形態においては、それだけプリント基板の実装面積が縮小されることになって、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。しかも、本実施の形態としては、大型部品であるところの絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが不要となることから、大幅に小型軽量化が促進されることになる。また、一次巻線Ｎ1としての巻線も省略されることで電源回路を製造するにあたっての巻線工程時間がそれだけ短縮されることにもなるので、製造効率も向上される。
更には、図７に示した回路において一次巻線Ｎoと接続されていた一次側直列共振コンデンサＣ3が削除されることによっても、回路の小型軽量化が促進される。
【００９３】
また、低圧二次巻線Ｎ2については、フライバックトランスＦＢＴに巻装されることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する場合よりもコア断面積が増加することとなるので、低圧二次巻線Ｎ2の巻き数が低減されることになり、これによっても巻線工程時間の短縮が図られる。
【００９４】
また、図３に示したフライバックトランスＦＢＴの構造によれば、一次巻線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2との結合度としては、結合係数ｋ＝０．５５程度にまで小さくした充分な疎結合の状態を得ることが可能とされている。
このため、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは増加することになるため、低圧二次巻線Ｎ2と並列接続される二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスは小さくて済むこととなる。キャパシタンスが小さければ、選定されるコンデンサの部品としては小型なものとすることができ、この点でも回路の小型軽量化が図られることになる。
また、図３に示した構造に依れば、２つのギャップＧ１，Ｇ２は共に巻線が施されることになるので、ギャップからの漏洩磁束がこれらの巻線部によってシールドされることになる。つまり、シールド板等を設けることなく、漏洩磁束の問題を解消することができているものである。
【００９５】
また、図１に示した電源回路における直流高電圧ＥHVの低電圧制御系の構成では、その内部インピーダンスが低減されることから、直流高電圧ＥHVの単位変動量に対するスイッチング周波数の制御量をより少ないものとすることができる。例えば、ＡＣ１００Ｖ系の条件の下で、倍電圧整流によって直流入力電圧（Ｅｉ）を得るようにして、このときのメインスイッチング素子Ｑ1については１５００Ｖ耐圧品を用いた構成とすれば、直流高電圧ＥHVの負荷電力変動が６８Ｗ〜０Ｗの範囲に対して、スイッチング周波数の制御量としては８０ＫＨｚ〜８５ＫＨｚとして、Δ５ＫＨｚの制御量で済むこととなる。
これに対して、例えば図７に示した回路では、直流高電圧ＥHVの負荷電力変動６８Ｗ〜０Ｗに対して、スイッチング周波数は８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚとされてΔ４０ＫＨｚの制御量となっていたものである。
そして、このようにして負荷変動に対するスイッチング周波数の制御範囲が縮小されることによっては、フライバックトランスＦＢＴから輻射する漏洩磁束や、直流高電圧ＥHVに重畳されるリップル成分も抑制されることになるが、これによっては、ＣＲＴの画面上に現れるビートが抑制されることになるために、特にビートを解消するための対策を施す必要はなくなるものである。
【００９６】
図４は、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を得るための整流平滑回路として、［整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続形態によって接続することで倍電圧整流回路が形成されている。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コンバータに対して供給する。
本実施の形態において、このようにして交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを得るようにしているのは、後述するようにして、高圧発生回路４０によって、所要レベルの直流高電圧ＥHVを得る必要上、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルとして１０００Ｖ程度が必要であるため、電圧共振形コンバータへの入力電圧レベルとしても相応の高レベルが必要とされることに依る。
【００９７】
この図に示す電源回路においては、フライバックトランスＦＢＴに対して巻装される一次側巻線として、高圧用の一次巻線Ｎoに加えて、低圧一次巻線Ｎ1が設けられている。そして、この低圧一次巻線Ｎ1は、図示するようにして、他方の一次巻線Ｎoに対して並列に接続される。
【００９８】
また、この場合のフライバックトランスＦＢＴにおける巻線間の結合度であるが、一次巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHVについては、図１の場合と同様に結合係数ｋ＝０．９５以上の密結合とされている。一方、低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについては、この場合には結合係数ｋ＝０．７１程度の疎結合の状態を得るようにしており、これによって、複合共振形スイッチングコンバータとしての動作が得られるようにしている。
ちなみに、高圧用の一次巻線Ｎoに対する、低圧一次巻線Ｎ1又は低圧二次巻線Ｎ2の結合度としては、結合係数ｋ＝０．５５程度とされており、これによっては、一次巻線Ｎoの巻き数を増加させることができる。
【００９９】
このような構成では、フライバックトランスＦＢＴにおける電力伝送の対応関係として、一次巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHVとが対応し、低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2が対応することになる。つまり、一次巻線Ｎoに得られる一次側のスイッチング出力によって、二次側において昇圧巻線ＮHVに交番電圧が励起される。また、低圧一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力によっては、低圧二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されるものである。
なお、フライバックトランスＦＢＴにおいて直流高電圧ＥHV及び低圧二次側直流出力電圧Ｅ0を得るための二次側の整流動作、及び安定化動作については、図１に示した電源回路と同様となることから、ここでの説明は省略する。
【０１００】
図６の断面図は、上記図４に示した電源回路に備えられるフライバックトランスＦＢＴの構造例を示している。なお、この図に示すフライバックトランスＦＢＴは、先に図３に示したものと基本的な構造は同様とされており、低圧一次巻線Ｎ1が巻装される点が、図３に示した構造となっているものとされる。そこで、図６の説明にあたっては、図３と同一部分には同一符号を付して説明を省略することとし、低圧一次巻線Ｎ1が巻装される部位についてのみ説明を行うこととする。
【０１０１】
この場合にも、一次巻線Ｎｏと昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１が、その磁脚に貫通されるようにして取り付けてられている。
この場合、低圧巻線ボビンＬＢ−１としては、図示するようにして１枚の仕切が設けられていることで、２つの巻線分の巻回部が分割されたいわゆる分割ボビンとなっている。そして、この低圧巻線ボビンＬＢ−１に対して、低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とをそれぞれ異なる巻回部に対して分割して巻装して互いの絶縁を確保するようにしている。
図６に示されるようにして各巻線が巻装されることで、各巻線間において前述したような結合度を得ることができることになる。
なお、この場合にも、低圧二次巻線Ｎ2側に形成される駆動巻線Ｎｇの図示はここでは便宜上省略している。また、本実施の形態においても、先の実施の形態の場合と同様に、図１３に示した分割巻き（スリット巻き）による構造のフライバックトランスＦＢＴを基本として、この図６に示すようにして低圧一次巻線Ｎ1及び低圧二次巻線Ｎ2を巻装した構成としてもよいものである。
【０１０２】
図５の波形図は、図４の電源回路における要部の動作を示している。
この場合にも、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図５（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミングに対応した波形となっており、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなっている。
また、スイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図５（ｄ）に示すようにして、先ず、期間ＴON1においては、その開始時においてクランプダイオードＤD→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介して負極性の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られる。また、期間ＴOFF1においては０レベルである。
また、このような一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎｏに流れる巻線電流Ｉ3としては図５（ｃ）に示すようにして、１スイッチング周期ごとに対応して正負に反転するた略鋸歯状の交番波形が得られる。
そして、上記一次巻線Ｎｏと並列に接続されている低圧一次巻線Ｎ1に流れる巻線電流Ｉ1は、図５（ｂ）に示されており、期間ＴOFF1において正極性から負極性に反転し、期間ＴON1において正極性による所定レベルが維持される滑らかな波形が得られる。
【０１０３】
そして、フライバックトランスＦＢＴの二次側の動作は、図５（ｅ）〜（ｈ）により示されている。
低圧二次巻線Ｎ2と二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2は、図５（ｅ）に示されるようにして、二次側整流ダイオードＤO1が導通して整流電流が流れる期間ＤONにおいては二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされ、非導通となる期間ＤOFFにおいては負極性の方向にピークレベルを有する波形となる。
【０１０４】
また、上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の動作は、図５（ｄ）のクランプ電流ＩQ2として示される。
この場合にも、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）は、期間ＤOFF内における期間ＴON2において導通してオンとなり、これ以外の期間ＴOFF2において非導通となってオフとなるようにされる。また、期間ＴOFF2は、期間ＤONを含んだ期間となっている。従って、この回路においても、アクティブクランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）と整流ダイオードＤO1とは、ほぼ交互となるタイミングでオン／オフを行うようになっている。
期間ＴON2の前半期間においては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→低圧二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正極性となって、低圧二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される波形となるものである。
また、上記のようにしてスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオン／オフ動作を行うことで、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の両端に得られるクランプ回路電圧ＶQ2としては、図５（ｃ）に示すようにして、期間ＴON2においては０レベルで、期間ＴOFF2においては正極性の所定レベルが維持される波形が得られる。
【０１０５】
このようなタイミングでアクティブクランプ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、図４に示す回路においても、二次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベルを抑制してクランプする動作が得られる。
また、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御が行われることで、低圧二次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
【０１０６】
また、フライバックトランスＦＢＴの二次側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、図５（ｈ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOFF1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が得られるものである。
【０１０７】
ここで、図４に示した第２の実施の形態としての電源回路において選定された主要部品のスペックについて、先行技術として図９に示した電源回路との比較により示す。
図９に示す回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、ＥＥ−４０型といわれるＥＥ型コアを用い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。また、フライバックトランスＦＢＴは、ギャップ長＝０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．２２μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝３３００ｐＦが選定されていた。そして、スイッチング周波数の制御範囲としては、７０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚとされている。
【０１０８】
これに対して、図４に示した第２の実施の形態としての電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアは省略されることになる。
そして、フライバックトランスＦＢＴに関しては、高圧用の一次巻線Ｎo＝８０Ｔ、低圧一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ、低圧二次巻線Ｎ2＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV＝５３０Ｔとなる。
また、各部品素子については、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．２２μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝３３００ｐＦを選定しており、スイッチング周波数の制御範囲は、７０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚとされて、図９に示した回路と同等となっている。
【０１０９】
これまでの説明から分かるように、第２の実施の形態である図４の電源回路においても、構成部品として、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが省略されることになる。従って、この場合にも、それだけプリント基板の実装面積が縮小されることになって、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。
また、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴの構造とされることで、上記した実際のスペックとしても現れているように、低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについては、図１１に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2と比較して、そのターン数が削減されている。これによって、巻線工程時間の短縮が図られる。
【０１１０】
さらに、本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴの構造によっては低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2との巻き面積が拡大するために、例えば図７に示す回路の場合には、これらの巻線について６０μｍφ／８０束のリッツ線を用いていたのが、本実施の形態の場合には、例えば６０μｍφ／１３０束のリッツ線のように、より束数の多いリッツ線を用いることができるため、銅損による電力損失が低減されて電力変換効率が向上する。具体的には、図９に示した回路のAC/DC電力変換効率が９０．１％であったのに対して、図４に示した本実施の形態の回路では、９１．０％にまで向上された。また、交流入力電力は２．４Ｗ低減された。
【０１１１】
なお、本実施の形態においては、一次側に対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御トランスＰＲＴが用いられているが、この直交形制御トランスＰＲＴの代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制御トランスを採用することができる。
上記斜交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コアを組み合わせることで立体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装するものである。
そして、このような斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加するという動作傾向が得られる。これにより、スイッチング素子をターンオフするための負方向の電流レベルは増加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されることになるので、これに伴ってスイッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損失をより低減することが可能になるものである。
【０１１２】
また、例えば、上記実施の形態では、メインとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子とについては、バイポーラトランジスタを採用するものとしているが、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の他の素子を採用することも考えられるものである。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴを採用する場合には、例えば汎用ＩＣを用いた発振駆動回路を用いることで他励式によってスイッチング駆動するように構成すればよい。
【０１１３】
【発明の効果】
本発明による電源回路では、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング出力が伝送されるフライバックトランスにおいて、少なくとも高圧用一次巻線、複数の二次側昇圧巻線、二次側低圧巻線が巻装される。
そして、フライバックトランスの二次側においては、二次側昇圧巻線に励起された交番電圧を利用して直流高電圧を生成し、また、二次側低圧巻線に励起された交番電圧を利用して直流低電圧を生成するようにされる。
このような構成が採られる結果、本発明の電源回路としては、直流高電圧と直流低電圧という２種類の二次側直流出力電圧を得るのにあたり、高圧発生トランスだけを設ければよく、絶縁コンバータトランスについては削除されることになる。
【０１１４】
絶縁コンバータトランスが削除されることで、構成部品としては、少なくとも、そのトランスのためのコアがが削除されることになるのであるが、絶縁コンバータトランスは比較的大型なトランスであるから、そのコアが削除されることで、基板サイズは大幅に縮小することが可能になり、結果として小型軽量化を有効に促進することが可能になるものである。これに加えて、別の実施例の発明による電源回路では、１組分の巻線が省略されることで、それだけ巻線工程も少なくなってその時間が短縮されるので、例えばスイッチング電源回路あたりの製造効率も向上されることになる。
さらに、別の実施例の発明に基づく電源回路については、低圧一次巻線と低圧二次巻線の巻き数が削減されることから、これによる巻線工程時間の短縮が図られる。また、これらの巻線の巻き面積も拡大してより束数の多いリッツ線を巻線として選定できるので、銅損による電力損失は低減されて電力変換効率が向上されることになる。
このようにして、本発明によっては、スイッチング電源回路の大幅な小型軽量化の促進が図られるものであり、これに伴って、製造効率の向上やコストの削減、さらには電力変換効率の向上も図られるという効果を有している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図３】図１に示す電源回路に備えられるフライバックトランスの構造例を示す断面図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図５】図４に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図６】図４に示す電源回路に備えられるフライバックトランスの構造例を示す断面図である。
【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】図７に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図１１】絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図１２】従来のフライバックトランスの構造例として、昇圧巻線が層間巻きされる場合を示す断面図である。
【図１３】従来のフライバックトランスの構造例として、昇圧巻線が分割巻きされる場合を示す断面図である。
【符号の説明】
１Ａ 第１制御回路、１Ｂ 第２制御回路、２０ アクティブクランプ回路、ＦＢＴ フライバックトランス、４０ 高圧発生回路、Ｑ1 メインスイッチング素子、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＤD，ＤD2 クランプダイオード、ＣCL クランプコンデンサ、ＮO 一次巻線、Ｎ1 低圧一次巻線、Ｎ2 低圧二次巻線、ＮHV1〜ＮHV5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ
Claims (2)
- 表示装置のアノード電極に供給される直流高電圧とこの直流高電圧よりも低い直流低電圧を供給するスイッチング電源回路であって、
入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるように備えられる一次側並列共振コンデンサと、
二つのＵ字型コアがギャップを介して接合されて形成される二つの磁脚を有する磁心と、この磁心の一方の磁脚に巻装される一次巻線と、この一次巻線と同軸上に巻装されて上記一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られるようにされるとともに上記一次巻線との巻き線比に応じた昇圧電圧が得られる複数の二次側昇圧巻線と、他方の磁脚に巻装され、上記一次巻線とは疎結合とされる所要の結合度が得られるようにされた二次側低圧巻線と、を有する高圧発生トランスと、
上記二次側低圧巻線に対して、二次側並列共振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路と、
上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側低圧巻線から得られる交番電圧について整流動作を行うことで、上記表示装置に供給される直流低電圧を得るように構成される直流低電圧生成手段と、
上記複数の二次側昇圧巻線の各々に対して整流素子が各々直列接続されて上記昇圧電圧について整流動作を行う複数の整流回路を有し、さらに該複数の整流回路が直列接続されることで上記アノード電極に供給される直流高電圧を得るようにされる直流高電圧生成手段と、
少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ手段と、
上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段と、
上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 表示装置のアノード電極に供給される直流高電圧とこの直流高電圧よりも低い直流低電圧を供給するスイッチング電源回路であって、
入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、
二つのＵ字型コアがギャップを介して接合されて形成される二つの磁脚を有する磁心と、この磁心の一方の磁脚に巻装される高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線と同軸上に巻装されて、上記高圧用一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られるようにされるとともに上記一次巻線との巻き線比に応じた昇圧電圧が得られる複数の二次側昇圧巻線と、上記高圧用一次巻線と並列に接続されると共に、他方の磁脚に巻装される低圧用一次巻線と、この低圧用一次巻線とは疎結合とされる所要の結合度が得られるように、上記低圧用一次巻線と同じ磁脚で、異なる部分に巻装される二次側低圧巻線と、を有する高圧発生トランスと、
上記二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路と、
上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側低圧巻線から得られる交番電圧について整流動作を行うことで、直流低電圧を得るように構成された直流低電圧生成手段と、
上記複数の二次側昇圧巻線の各々に対して整流素子が各々直列接続されて上記昇圧電圧について整流動作を行う複数の整流回路を有し、さらに該複数の整流回路が直列接続されることで上記アノード電極に供給される直流高電圧を得るようにされる直流高電圧生成手段と、
少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ手段と、
上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段と、
上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
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