JP2002272104A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源回路の小型軽量化
【解決手段】 一次側電圧共振形コンバータのスイッチ
ング出力が伝送されるフライバックトランスにおいて、
昇圧巻線は一次巻線と密結合の状態となるように巻装
し、低圧二次巻線は一次巻線と疎結合の状態となるよう
にして巻装する。そしてフライバックトランスの二次側
においては、昇圧巻線に得られる交番電圧を利用して直
流高電圧を生成し、低圧二次巻線に得られる交番電圧を
利用して直流低電圧を生成するように構成する。これに
よって直流高電圧と直流低電圧という２種類の二次側直
流出力電圧を得るのにあたり、高圧発生トランスだけを
設ければよく、絶縁コンバータトランスについては削除
が可能になる。
ング出力が伝送されるフライバックトランスにおいて、
昇圧巻線は一次巻線と密結合の状態となるように巻装
し、低圧二次巻線は一次巻線と疎結合の状態となるよう
にして巻装する。そしてフライバックトランスの二次側
においては、昇圧巻線に得られる交番電圧を利用して直
流高電圧を生成し、低圧二次巻線に得られる交番電圧を
利用して直流低電圧を生成するように構成する。これに
よって直流高電圧と直流低電圧という２種類の二次側直
流出力電圧を得るのにあたり、高圧発生トランスだけを
設ければよく、絶縁コンバータトランスについては削除
が可能になる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば高解像度と
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】陰極線管（以下ＣＲＴ（Cathode-Ray Tu
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。
【０００３】このようにして、陰極線管表示装置として
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式
であれば水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１
５．７５ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨ
ＤＴＶも受信可能なように設計されているものが少なか
らず普及している。このため、上記したようなテレビジ
ョン受像機において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流
出力電圧を印加する場合には、例えば水平同期信号周波
数３１．５ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直
流出力電圧が変動することとなって、ＣＲＴに表示され
る画面の輝度やラスターサイズが変化してしまうことに
なる。このため、上記したアノード電圧を生成する電源
回路としては、その安定化が不可欠となる。
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式
であれば水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１
５．７５ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨ
ＤＴＶも受信可能なように設計されているものが少なか
らず普及している。このため、上記したようなテレビジ
ョン受像機において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流
出力電圧を印加する場合には、例えば水平同期信号周波
数３１．５ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直
流出力電圧が変動することとなって、ＣＲＴに表示され
る画面の輝度やラスターサイズが変化してしまうことに
なる。このため、上記したアノード電圧を生成する電源
回路としては、その安定化が不可欠となる。
【０００４】本出願人は、このようなことを背景とし
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図７の回
路図に示す。
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図７の回
路図に示す。
【０００５】この図に示す電源回路においては、先ず、
商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力
電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回
路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流回路が備え
られ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流
平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされ
る。
商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力
電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回
路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流回路が備え
られ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流
平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされ
る。
【０００６】上記直流入力電圧を入力して断続するスイ
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。
【０００７】また、メインスイッチング素子Ｑ1のベー
スに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベー
ス電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の直列共振回路が接続される。また、メインスイッ
チング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極
（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤ
Dにより、ターンオンの開始期間においてメインスイッ
チング素子Ｑ1のベース−コレクタを介して流れるクラ
ンプ電流の経路を形成するようにされる。メインスイッ
チング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次側に形成されている一次側巻線Ｎ1の一端
と接続され、そのエミッタは接地される。
スに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベー
ス電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の直列共振回路が接続される。また、メインスイッ
チング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極
（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤ
Dにより、ターンオンの開始期間においてメインスイッ
チング素子Ｑ1のベース−コレクタを介して流れるクラ
ンプ電流の経路を形成するようにされる。メインスイッ
チング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次側に形成されている一次側巻線Ｎ1の一端
と接続され、そのエミッタは接地される。
【０００８】上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ
1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形
コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、
ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング
素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用
によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生す
る両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形とな
って電圧共振形の動作が得られるようになっている。
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ
1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形
コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、
ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング
素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用
によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生す
る両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形とな
って電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００９】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる
低圧の直流出力電圧を安定化するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省
略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コ
アの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コア
を形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁
脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆
動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流
検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻
装するようにして構成される。
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる
低圧の直流出力電圧を安定化するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省
略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コ
アの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コア
を形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁
脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆
動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流
検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻
装するようにして構成される。
【００１０】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と一
次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻
線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交
形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線Ｎ
Dに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して
駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドラ
イブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電
圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB
−ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ
電流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力
される。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、
直列共振回路（ＮB−ＣB）の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。なお、起動時においては、メインスイッチング素
子Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉから
ベースに流れる起動電流によってスイッチング動作を開
始する。
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と一
次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻
線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交
形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線Ｎ
Dに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して
駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドラ
イブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電
圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB
−ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ
電流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力
される。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、
直列共振回路（ＮB−ＣB）の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。なお、起動時においては、メインスイッチング素
子Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉから
ベースに流れる起動電流によってスイッチング動作を開
始する。
【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造として
は、図１１に示すように、例えばフェライト材によるＥ
型コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するよう
に組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コア
の中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次側巻
線Ｎ1と二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装
される。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャッ
プＧを形成するようにしている。これによって、所要の
結合係数による疎結合が得られる。ギャップＧは、Ｅ型
コアＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚を、２本の外磁脚よ
りも短くすることで形成することが出来る。また、結合
係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態
を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにく
いようにしている。
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造として
は、図１１に示すように、例えばフェライト材によるＥ
型コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するよう
に組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コア
の中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次側巻
線Ｎ1と二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装
される。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャッ
プＧを形成するようにしている。これによって、所要の
結合係数による疎結合が得られる。ギャップＧは、Ｅ型
コアＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚を、２本の外磁脚よ
りも短くすることで形成することが出来る。また、結合
係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態
を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにく
いようにしている。
【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻
線Ｎ1の巻始め端部は、図７に示すようにメインスイッ
チング素子Ｑ1のコレクタに接続され、巻終わり端部は
共振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデン
サＣｉの正極に接続される。また、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側には、二次側巻線として、二次巻線
Ｎ2が巻装されている。
線Ｎ1の巻始め端部は、図７に示すようにメインスイッ
チング素子Ｑ1のコレクタに接続され、巻終わり端部は
共振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデン
サＣｉの正極に接続される。また、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側には、二次側巻線として、二次巻線
Ｎ2が巻装されている。
【００１３】この場合、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は二
次側アースに接続され、その巻終わり端部は整流ダイオ
ードＤO1のアノードに接続される。そして、この整流ダ
イオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平
滑回路によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ
（例えば１３５Ｖ）とされる水平偏向回路用の直流出力
電圧ＥO1を得るようにしている。
次側アースに接続され、その巻終わり端部は整流ダイオ
ードＤO1のアノードに接続される。そして、この整流ダ
イオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平
滑回路によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ
（例えば１３５Ｖ）とされる水平偏向回路用の直流出力
電圧ＥO1を得るようにしている。
【００１４】また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対し
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所
要のレベルの二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにもさ
れている。
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所
要のレベルの二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにもさ
れている。
【００１５】二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成される。これによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧
は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側において電圧共振動作が得られる。
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成される。これによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧
は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側において電圧共振動作が得られる。
【００１６】即ち、図７に示す電源回路では、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作を
電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次
側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えら
れる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次
側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッ
チングコンバータについては、「複合共振形スイッチン
グコンバータ」ともいうことにする。
バータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作を
電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次
側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えら
れる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次
側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッ
チングコンバータについては、「複合共振形スイッチン
グコンバータ」ともいうことにする。
【００１７】上記した直流出力電圧ＥO1は第１制御回路
１Ａに対しても分岐して入力される。第１制御回路１Ａ
は、例えば誤差増幅器等によって構成されており、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流
出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、直交型制御トラン
スＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レ
ベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻
装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御す
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自
励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となる。この動作によって絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧の安
定化が図られる。
１Ａに対しても分岐して入力される。第１制御回路１Ａ
は、例えば誤差増幅器等によって構成されており、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流
出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、直交型制御トラン
スＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レ
ベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻
装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御す
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自
励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となる。この動作によって絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧の安
定化が図られる。
【００１８】ところで、この図７に示す電源回路のよう
に、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直
交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチン
グ周波数を可変するのにあたっては、メインスイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間を一定としたうえで、オン
となる期間を可変制御するようにされる。つまり、図７
に示す電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチ
ング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に
対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、
スイッチング周期におけるメインスイッチング素子Ｑ1
の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見るこ
とが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
に、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直
交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチン
グ周波数を可変するのにあたっては、メインスイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間を一定としたうえで、オン
となる期間を可変制御するようにされる。つまり、図７
に示す電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチ
ング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に
対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、
スイッチング周期におけるメインスイッチング素子Ｑ1
の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見るこ
とが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
【００１９】また、図７に示した電源回路においては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て、アクティブクランプ回路２０が並列に設けられてい
ると共に、直列共振コンデンサＣ3と後述する高圧発生
回路４０に備えられているフライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎoとからなる直列共振回路が並列に接続さ
れている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て、アクティブクランプ回路２０が並列に設けられてい
ると共に、直列共振コンデンサＣ3と後述する高圧発生
回路４０に備えられているフライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎoとからなる直列共振回路が並列に接続さ
れている。
【００２０】上記のようにしてフライバックトランスＦ
ＢＴの一次側に直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を設けること
で、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する一
次側並列共振電圧Ｖ1は、直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を
介して入力されることになる。そして、この直列共振回
路（Ｎo−Ｃ3）の直列共振動作により、直列共振コンデ
ンサＣ3の両端には正弦波状の交番電圧が発生すること
になるが、これにより、一次巻線Ｎoに得られ巻線電圧
Ｖ3に対しては、上記直列共振コンデンサＣ3の両端電圧
が重畳され、そのレベルが引き上げられることになる。
このために、図７に示す回路においては、一次巻線Ｎo
のターン数をより少ないものとすることが可能となって
いる。
ＢＴの一次側に直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を設けること
で、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する一
次側並列共振電圧Ｖ1は、直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を
介して入力されることになる。そして、この直列共振回
路（Ｎo−Ｃ3）の直列共振動作により、直列共振コンデ
ンサＣ3の両端には正弦波状の交番電圧が発生すること
になるが、これにより、一次巻線Ｎoに得られ巻線電圧
Ｖ3に対しては、上記直列共振コンデンサＣ3の両端電圧
が重畳され、そのレベルが引き上げられることになる。
このために、図７に示す回路においては、一次巻線Ｎo
のターン数をより少ないものとすることが可能となって
いる。
【００２１】また、アクティブクランプ回路２０は、補
助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL、ク
ランプダイオードＤD2を備えて形成される。なお、クラ
ンプダイオードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴであるス
イッチング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわ
ゆるボディダイオードが使用される。また、補助スイッ
チング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、
駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成
る。
助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL、ク
ランプダイオードＤD2を備えて形成される。なお、クラ
ンプダイオードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴであるス
イッチング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわ
ゆるボディダイオードが使用される。また、補助スイッ
チング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、
駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成
る。
【００２２】この場合、補助スイッチング素子Ｑ2のド
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2
のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して一次巻線
Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。また、補助ス
イッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻始め端部
に対して接続される。つまり、アクティブクランプ回路
２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラ
ンプダイオードＤD2を並列接続したスイッチング回路に
対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て並列に接続して構成されるものである。
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2
のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して一次巻線
Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。また、補助ス
イッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻始め端部
に対して接続される。つまり、アクティブクランプ回路
２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラ
ンプダイオードＤD2を並列接続したスイッチング回路に
対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て並列に接続して構成されるものである。
【００２３】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端
部側を巻き上げるようにして形成されている。さらに補
助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、フォトカプラＰＣ
を介して後述する第２制御回路１Ｂとも接続されてい
る。この第２制御回路１Ｂから直流高電圧ＥHVのレベル
変化に対応した制御電圧が入力される。なお、フォトカ
プラＰＣは、一次側と二次側とについて直流的に絶縁し
た状態で定電圧化のためのフィードバック回路を形成す
るために設けられるものである。
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端
部側を巻き上げるようにして形成されている。さらに補
助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、フォトカプラＰＣ
を介して後述する第２制御回路１Ｂとも接続されてい
る。この第２制御回路１Ｂから直流高電圧ＥHVのレベル
変化に対応した制御電圧が入力される。なお、フォトカ
プラＰＣは、一次側と二次側とについて直流的に絶縁し
た状態で定電圧化のためのフィードバック回路を形成す
るために設けられるものである。
【００２４】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
側巻線ＮOに得られる巻線電圧Ｖ3を利用して、例えばＣ
ＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成
する。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側
には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにし
ていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割
されて巻装されている。この場合、一次側巻線ＮOと昇
圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。な
お、この場合の一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係
数ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。フライバッ
クトランスＦＢＴの二次側には、一次側巻線ＮOに発生
する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOとの
巻線比（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得
られることになる。
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
側巻線ＮOに得られる巻線電圧Ｖ3を利用して、例えばＣ
ＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成
する。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側
には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにし
ていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割
されて巻装されている。この場合、一次側巻線ＮOと昇
圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。な
お、この場合の一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係
数ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。フライバッ
クトランスＦＢＴの二次側には、一次側巻線ＮOに発生
する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOとの
巻線比（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得
られることになる。
【００２５】この図７に示す電源回路の場合、フライバ
ックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状
態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻
終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤH
V2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されてい
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平
滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整
流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
ックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状
態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻
終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤH
V2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されてい
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平
滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整
流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
【００２６】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
【００２７】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHVが得られることになる。
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHVが得られることになる。
【００２８】また、平滑コンデンサＣOHVの両端に対し
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が
第２制御回路１Ｂに入力される。第２制御回路１Ｂは、
例えば直流高電圧ＥHVの電圧レベル変化に応じた制御電
圧を制御信号として出力する。この第２制御回路１Ｂか
らの制御信号はフォトカプラＰＣを介して一次側と二次
側を直流的に絶縁した状態で、アクティブクランプ回路
２０の補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加され
る。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2は、１スイ
ッチング周期内におけるオン期間（導通角）が可変制御
される、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイ
ッチング動作が行われるものとされる。
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が
第２制御回路１Ｂに入力される。第２制御回路１Ｂは、
例えば直流高電圧ＥHVの電圧レベル変化に応じた制御電
圧を制御信号として出力する。この第２制御回路１Ｂか
らの制御信号はフォトカプラＰＣを介して一次側と二次
側を直流的に絶縁した状態で、アクティブクランプ回路
２０の補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加され
る。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2は、１スイ
ッチング周期内におけるオン期間（導通角）が可変制御
される、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイ
ッチング動作が行われるものとされる。
【００２９】上記のようにして補助スイッチング素子Ｑ
2がスイッチング動作を行うことで、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時に一次側並列共振コンデンサＣｒに
発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、その電圧レベル
は直流高電圧レベルの変動に応じて可変制御されること
になる。これに伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒの
端部と接続される一次側直列共振回路（Ｃ3−ＮO）を介
して、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOに入
力される電流Ｉ3の電流レベルも変化することから、一
次巻線ＮOの両端に発生する巻線電圧Ｖ3の電圧レベルが
可変制御される。これにより、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側に誘起される誘起電圧レベルが可変され、
高圧発生回路４０から出力される直流高電圧EHVの安定
化が図られることになる。
2がスイッチング動作を行うことで、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時に一次側並列共振コンデンサＣｒに
発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、その電圧レベル
は直流高電圧レベルの変動に応じて可変制御されること
になる。これに伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒの
端部と接続される一次側直列共振回路（Ｃ3−ＮO）を介
して、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOに入
力される電流Ｉ3の電流レベルも変化することから、一
次巻線ＮOの両端に発生する巻線電圧Ｖ3の電圧レベルが
可変制御される。これにより、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側に誘起される誘起電圧レベルが可変され、
高圧発生回路４０から出力される直流高電圧EHVの安定
化が図られることになる。
【００３０】このように、図７に示す電源回路では、直
流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、その導通角を同
時に制御する複合制御方式によって、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側にある直流出力電圧ＥO1の定電圧
化を図るようされている。また、直流高電圧ＥHVの電圧
レベルに応じて、アクティブクランプ回路２０の補助ス
イッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことで直流高電
圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。
流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、その導通角を同
時に制御する複合制御方式によって、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側にある直流出力電圧ＥO1の定電圧
化を図るようされている。また、直流高電圧ＥHVの電圧
レベルに応じて、アクティブクランプ回路２０の補助ス
イッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことで直流高電
圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。
【００３１】このようにして構成されるスイッチング電
源回路では、商用交流電源を入力して動作する一次側電
圧共振形コンバータに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴと、高圧発生回路４０内のフライバックトランス
ＦＢＴを接続し、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO
2、及び直流高電圧ＥHVを得るようにされている。この
ため、例えば以前より知られていた多段型の高圧発生回
路と比較して、電力変換効率や回路規模の小型化等の点
で優れている。
源回路では、商用交流電源を入力して動作する一次側電
圧共振形コンバータに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴと、高圧発生回路４０内のフライバックトランス
ＦＢＴを接続し、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO
2、及び直流高電圧ＥHVを得るようにされている。この
ため、例えば以前より知られていた多段型の高圧発生回
路と比較して、電力変換効率や回路規模の小型化等の点
で優れている。
【００３２】ここで、図１２及び図１３の断面図によ
り、フライバックトランスＦＢＴの構造例を示してお
く。先ず、図１２に示すフライバックトランスＦＢＴで
は、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ
１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせること
でＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コ
アＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部と
の対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設け
るようにされる。そして、図示するように、一次巻線Ｎ
oを巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲ
の一方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。そ
して、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、
昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを
貫通させるようにして取り付ける。これによって、一次
巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装
する構造が得られる。
り、フライバックトランスＦＢＴの構造例を示してお
く。先ず、図１２に示すフライバックトランスＦＢＴで
は、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ
１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせること
でＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コ
アＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部と
の対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設け
るようにされる。そして、図示するように、一次巻線Ｎ
oを巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲ
の一方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。そ
して、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、
昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを
貫通させるようにして取り付ける。これによって、一次
巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装
する構造が得られる。
【００３３】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図７に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。そして実際に
は、この図１２に示される構造をケース内に収納した上
で例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填し
てモールドすることで、これらの絶縁を確保するように
している。
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図７に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。そして実際に
は、この図１２に示される構造をケース内に収納した上
で例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填し
てモールドすることで、これらの絶縁を確保するように
している。
【００３４】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
１２に示す構造のほか、図１３に示すようにして、いわ
ゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることも
できる。なお、図１３において図１２と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻
きによって巻装する場合は、図示するように、高圧巻線
ボビンＨＢ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成
する。これにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線
領域であるスリットＳが複数形成されることになる。そ
して、この各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装
することで昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしている
ものである。そして、上記図１２又は図１３に示すフラ
イバックトランスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎ
oと二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の
磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装され
ていることで、互いの結合状態として密結合の状態が得
られるようにされている。例えば実際としては、結合係
数ｋ＝０．９８程度の密結合が得られているものであ
る。
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
１２に示す構造のほか、図１３に示すようにして、いわ
ゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることも
できる。なお、図１３において図１２と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻
きによって巻装する場合は、図示するように、高圧巻線
ボビンＨＢ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成
する。これにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線
領域であるスリットＳが複数形成されることになる。そ
して、この各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装
することで昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしている
ものである。そして、上記図１２又は図１３に示すフラ
イバックトランスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎ
oと二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の
磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装され
ていることで、互いの結合状態として密結合の状態が得
られるようにされている。例えば実際としては、結合係
数ｋ＝０．９８程度の密結合が得られているものであ
る。
【００３５】また、上記構成による図７に示した電源回
路における要部の動作を示す波形図を、図８に示す。こ
こで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる
並列共振電圧Ｖ1は、図８（ａ）に示すようにして、一
次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ
1のスイッチングタイミングに対応した波形となる。即
ち、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴO
N1においては０レベルとなる波形が得られる。また、こ
のときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ
1は、図８（ｂ）に示すようにして、先ず、期間ＴON開
始時においてクランプダイオードＤDに負極性のクラン
プ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−
ソースに流れる波形が得られる。また、このような一次
側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られる
巻線電流Ｉ1としては図８（ｄ）に示すようにして１ス
イッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦
波状の波形が得られる。
路における要部の動作を示す波形図を、図８に示す。こ
こで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる
並列共振電圧Ｖ1は、図８（ａ）に示すようにして、一
次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ
1のスイッチングタイミングに対応した波形となる。即
ち、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴO
N1においては０レベルとなる波形が得られる。また、こ
のときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ
1は、図８（ｂ）に示すようにして、先ず、期間ＴON開
始時においてクランプダイオードＤDに負極性のクラン
プ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−
ソースに流れる波形が得られる。また、このような一次
側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られる
巻線電流Ｉ1としては図８（ｄ）に示すようにして１ス
イッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦
波状の波形が得られる。
【００３６】そして、アクティブクランプ回路２０のス
イッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミン
グとしては、図８（ｃ）のクランプ電流ＩQ2として示さ
れることになる。つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間において
は、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL
→一次巻線Ｎ1の経路で電流が流れることで、クランプ
電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半
期間においては、その電流の流れが反転して正極性とな
って、一次巻線Ｎ1→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で
流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2/
/ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベル
が維持される波形となるものである。この図８（ｃ）に
示す波形と、図８（ａ）に示す波形から分かるように、
メインスイッチング素子Ｑ1とアクティブクランプ回路
２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）とは、ほぼ交互
となるタイミングでオン／オフ動作を行うようにされて
いる。このようなタイミングで、アクティブクランプ回
路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2にお
いては、本来、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる
べき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）
に流れるようにされる。これにより、一次側並列共振コ
ンデンサＣｒに流入して充電される電流量が減少される
ことによって、図８（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1とし
ては、期間ＴOFF1におけるピークレベルが抑制されるこ
とになる。
イッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミン
グとしては、図８（ｃ）のクランプ電流ＩQ2として示さ
れることになる。つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間において
は、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL
→一次巻線Ｎ1の経路で電流が流れることで、クランプ
電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半
期間においては、その電流の流れが反転して正極性とな
って、一次巻線Ｎ1→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で
流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2/
/ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベル
が維持される波形となるものである。この図８（ｃ）に
示す波形と、図８（ａ）に示す波形から分かるように、
メインスイッチング素子Ｑ1とアクティブクランプ回路
２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）とは、ほぼ交互
となるタイミングでオン／オフ動作を行うようにされて
いる。このようなタイミングで、アクティブクランプ回
路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2にお
いては、本来、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる
べき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）
に流れるようにされる。これにより、一次側並列共振コ
ンデンサＣｒに流入して充電される電流量が減少される
ことによって、図８（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1とし
ては、期間ＴOFF1におけるピークレベルが抑制されるこ
とになる。
【００３７】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎoに対しては、図８（ｅ）に示されるようにして
正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、
図８（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形が得
られる。そして、フライバックトランスＦＢＴの一次巻
線ＮOの両端に得られる巻線電圧Ｖ3は、図８（ｆ）に示
されているように、期間ＴOFF1において正極性にピーク
レベルを有し、期間ＴON1においては負極性による緩や
かな正弦波状による波形となるものである。これに応じ
て、フライバックトランスＦＢＴの二次側の整流回路に
流れる整流電流Ｉoは、図８（ｉ）に示す波形により流
れる。つまり、巻線電圧Ｖ3（図８（ｆ））の正極性の
ピークに対応するタイミングで、正極性の方向において
正弦波状に流れる波形が得られるものである。
巻線Ｎoに対しては、図８（ｅ）に示されるようにして
正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、
図８（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形が得
られる。そして、フライバックトランスＦＢＴの一次巻
線ＮOの両端に得られる巻線電圧Ｖ3は、図８（ｆ）に示
されているように、期間ＴOFF1において正極性にピーク
レベルを有し、期間ＴON1においては負極性による緩や
かな正弦波状による波形となるものである。これに応じ
て、フライバックトランスＦＢＴの二次側の整流回路に
流れる整流電流Ｉoは、図８（ｉ）に示す波形により流
れる。つまり、巻線電圧Ｖ3（図８（ｆ））の正極性の
ピークに対応するタイミングで、正極性の方向において
正弦波状に流れる波形が得られるものである。
【００３８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図８
（ｇ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFに
おいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形
となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1
に流入する巻線電流Ｉ2は、図８（ｈ）に示すようにし
て、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一定
レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から負
極性に反転するようにして、負極正の方向によりピーク
を有する波形となる。
次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図８
（ｇ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFに
おいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形
となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1
に流入する巻線電流Ｉ2は、図８（ｈ）に示すようにし
て、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一定
レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から負
極性に反転するようにして、負極正の方向によりピーク
を有する波形となる。
【００３９】また、先に本出願人により出願されたスイ
ッチング電源回路に基づいて構成される映像機器用のス
イッチング電源回路についての、他の構成例を図９に示
す。なお、この図において図７と同一部分については同
一符号を付して説明を省略する。また、この図９に示す
回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとして
は、先の図７の電源回路の場合と同様に、例えば図１１
により説明したのと同様の構造を有しているものとさ
れ、従って、この図７に示す回路としても、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側並列共振回路と、一次側の
電圧共振回路とによって複合共振形スイッチングコンバ
ータが形成されるものである。また、フライバックトラ
ンスＦＢＴとしても、先に図１２又は図１３に示した構
造のものが採用されればよいものである。
ッチング電源回路に基づいて構成される映像機器用のス
イッチング電源回路についての、他の構成例を図９に示
す。なお、この図において図７と同一部分については同
一符号を付して説明を省略する。また、この図９に示す
回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとして
は、先の図７の電源回路の場合と同様に、例えば図１１
により説明したのと同様の構造を有しているものとさ
れ、従って、この図７に示す回路としても、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側並列共振回路と、一次側の
電圧共振回路とによって複合共振形スイッチングコンバ
ータが形成されるものである。また、フライバックトラ
ンスＦＢＴとしても、先に図１２又は図１３に示した構
造のものが採用されればよいものである。
【００４０】この図に示す電源回路においては、先ず、
商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ1，
Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続
形態によって接続することで、倍電圧整流回路を形成し
ている。この倍電圧整流回路は、直列接続された平滑コ
ンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の交流入力電圧ＶACの２倍に対応
する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コン
バータに対して供給する。このようにして倍電圧整流回
路を形成することで、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の場
合に対応して十分なレベルの整流平滑電圧Ｅｉを得るこ
とが可能になる。
商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ1，
Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続
形態によって接続することで、倍電圧整流回路を形成し
ている。この倍電圧整流回路は、直列接続された平滑コ
ンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の交流入力電圧ＶACの２倍に対応
する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コン
バータに対して供給する。このようにして倍電圧整流回
路を形成することで、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の場
合に対応して十分なレベルの整流平滑電圧Ｅｉを得るこ
とが可能になる。
【００４１】また、この図９に示す電源回路において直
流高電圧ＥHVの安定化は、図７に示した電源回路と同様
にして、第２制御回路１Ｂが動作することで、一次側の
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を複
合制御方式によって制御することにより行われる。
流高電圧ＥHVの安定化は、図７に示した電源回路と同様
にして、第２制御回路１Ｂが動作することで、一次側の
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を複
合制御方式によって制御することにより行われる。
【００４２】また、この図９に示す電源回路において
は、図７の電源回路において備えられていた一次側のア
クティブクランプ回路は省略され、これに代わるように
して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して
アクティブクランプ回路２０が備えられることとなる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に備えられ
るアクティブクランプ回路２０も、補助スイッチング素
子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオード
ＤD2を備えている。また、補助スイッチング素子Ｑ2を
駆動するための駆動回路系は、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、コ
ンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直列共振回路
を接続することで形成される。また、この場合にも、バ
イアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2のゲートと
二次側アース間に挿入される。
は、図７の電源回路において備えられていた一次側のア
クティブクランプ回路は省略され、これに代わるように
して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して
アクティブクランプ回路２０が備えられることとなる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に備えられ
るアクティブクランプ回路２０も、補助スイッチング素
子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオード
ＤD2を備えている。また、補助スイッチング素子Ｑ2を
駆動するための駆動回路系は、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、コ
ンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直列共振回路
を接続することで形成される。また、この場合にも、バ
イアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2のゲートと
二次側アース間に挿入される。
【００４３】補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の巻始め
端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のドレイ
ンは二次側アースに対して接地される。また、クランプ
ダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチング素
子Ｑ2のドレインに接続され、カソードが補助スイッチ
ング素子Ｑ2のソースに接続されることで、補助スイッ
チング素子Ｑ2がオフとなる期間に流れるクランプ電流
の経路を形成するようにしている。即ち、このアクティ
ブクランプ回路２０としては、補助スイッチング素子Ｑ
2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回
路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して
成るものとされる。そして、このようにして形成される
回路を二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2から
なる二次側並列共振回路に対して、さらに並列に接続し
て構成されるものである。
ランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の巻始め
端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のドレイ
ンは二次側アースに対して接地される。また、クランプ
ダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチング素
子Ｑ2のドレインに接続され、カソードが補助スイッチ
ング素子Ｑ2のソースに接続されることで、補助スイッ
チング素子Ｑ2がオフとなる期間に流れるクランプ電流
の経路を形成するようにしている。即ち、このアクティ
ブクランプ回路２０としては、補助スイッチング素子Ｑ
2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回
路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して
成るものとされる。そして、このようにして形成される
回路を二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2から
なる二次側並列共振回路に対して、さらに並列に接続し
て構成されるものである。
【００４４】そして、この場合の第１制御回路１Ａに対
しては検出電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が入力さ
れる。この第１制御回路１Ａは、入力された二次側直流
出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変のバイアス電圧
を、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加す
る。これによっては、スイッチング動作（オン／オフ動
作）を行う補助スイッチング素子Ｑ2の導通角（オン期
間）を制御する動作が得られる。クランプコンデンサＣ
CLには、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振
コンデンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れる
ようにされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が
可変制御されれば、クランプコンデンサＣCL2に流れる
電流量が変化するので、これに伴って二次側並列共振コ
ンデンサＣ2への充電電流量が変化する。このようにし
て二次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化
することで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧
（並列共振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共
振電圧が変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレ
ベルも可変制御されることになる。このようにして、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出
力電圧の安定化が図られる。
しては検出電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が入力さ
れる。この第１制御回路１Ａは、入力された二次側直流
出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変のバイアス電圧
を、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加す
る。これによっては、スイッチング動作（オン／オフ動
作）を行う補助スイッチング素子Ｑ2の導通角（オン期
間）を制御する動作が得られる。クランプコンデンサＣ
CLには、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振
コンデンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れる
ようにされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が
可変制御されれば、クランプコンデンサＣCL2に流れる
電流量が変化するので、これに伴って二次側並列共振コ
ンデンサＣ2への充電電流量が変化する。このようにし
て二次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化
することで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧
（並列共振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共
振電圧が変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレ
ベルも可変制御されることになる。このようにして、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出
力電圧の安定化が図られる。
【００４５】図１０の波形図は、上記図９に示した構成
による電源回路における要部の動作を示している。一次
側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電
圧Ｖ1は、図１０（ａ）に示すようにして、メインスイ
ッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧
共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては
０レベルとなる波形が得られており、一次側電圧共振形
コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グタイミングに対応した波形となっている。
による電源回路における要部の動作を示している。一次
側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電
圧Ｖ1は、図１０（ａ）に示すようにして、メインスイ
ッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧
共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては
０レベルとなる波形が得られており、一次側電圧共振形
コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グタイミングに対応した波形となっている。
【００４６】また、このときにスイッチング素子Ｑ1に
流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１０（ｄ）に示すように
して、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオー
ドＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベ
ルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られ
る。また、このような一次側のスイッチング動作によっ
て一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図１０
（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応
して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１０（ｄ）に示すように
して、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオー
ドＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベ
ルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られ
る。また、このような一次側のスイッチング動作によっ
て一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図１０
（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応
して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
【００４７】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎoに対しては、図１０（ｃ）に示されるようにし
て正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3
は、図１０（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波
形が得られる。これに応じて、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側の整流回路に流れる整流電流Ｉoは、図１
０（ｉ）に示す波形により流れる。つまり、巻線電圧Ｖ
3（図１０（ｉ））の正極性のピークに対応するタイミ
ングで、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が
得られるものである。この場合には、期間ＴOFF1内にお
いて整流電流Ｉoが流れるタイミングとなっているもの
である。
巻線Ｎoに対しては、図１０（ｃ）に示されるようにし
て正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3
は、図１０（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波
形が得られる。これに応じて、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側の整流回路に流れる整流電流Ｉoは、図１
０（ｉ）に示す波形により流れる。つまり、巻線電圧Ｖ
3（図１０（ｉ））の正極性のピークに対応するタイミ
ングで、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が
得られるものである。この場合には、期間ＴOFF1内にお
いて整流電流Ｉoが流れるタイミングとなっているもの
である。
【００４８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図１０
（ｅ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFに
おいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形
となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1
に流入する巻線電流Ｉ2は、図１０（ｆ）に示すように
して、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一
定レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から
負極性に反転するようにして、負極正の方向によりピー
クを有する波形となる。
次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図１０
（ｅ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFに
おいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形
となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1
に流入する巻線電流Ｉ2は、図１０（ｆ）に示すように
して、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一
定レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から
負極性に反転するようにして、負極正の方向によりピー
クを有する波形となる。
【００４９】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に備えられるアクティブクランプ回路２０の動作
は、図１０（ｇ）のクランプ電流ＩQ2として示される。
つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してオ
ンとなる期間ＴON2の前半期間においては、クランプダ
イオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→二次巻線Ｎ2
の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2として
は負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間において
は、その電流の流れが反転して正極性となって、二次巻
線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるように
される。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオ
フとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される
波形となるものである。なお、第２制御回路１Ｂによる
制御によっては、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制
御を行うことによって、この期間ＴON2が可変されるこ
とになる。
次側に備えられるアクティブクランプ回路２０の動作
は、図１０（ｇ）のクランプ電流ＩQ2として示される。
つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してオ
ンとなる期間ＴON2の前半期間においては、クランプダ
イオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→二次巻線Ｎ2
の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2として
は負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間において
は、その電流の流れが反転して正極性となって、二次巻
線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるように
される。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオ
フとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される
波形となるものである。なお、第２制御回路１Ｂによる
制御によっては、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制
御を行うことによって、この期間ＴON2が可変されるこ
とになる。
【００５０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図７及
び図９に示した構成による電源回路は、陰極線管表示装
置用としては、以前から知られている構成のようにスイ
ッチングコンバータを複数段組み合わせる必要はないこ
とから、それだけ小型化には有利であるといえる。そし
て、さらなる小型化が図られれば、近年における電子機
器の小型化の要求に対して充分に応えることができるこ
とになり、より有用な電源回路を提供することが可能に
なる。
び図９に示した構成による電源回路は、陰極線管表示装
置用としては、以前から知られている構成のようにスイ
ッチングコンバータを複数段組み合わせる必要はないこ
とから、それだけ小型化には有利であるといえる。そし
て、さらなる小型化が図られれば、近年における電子機
器の小型化の要求に対して充分に応えることができるこ
とになり、より有用な電源回路を提供することが可能に
なる。
【００５１】しかし、図７及び図１１に示した電源回路
の構成としては、これ以上の小型化を有効に図ることは
難しい。そして、小型化を阻害する要因における最も問
題となる点としては次のようなことが挙げられる。図７
及び図１１に示す電源回路においては、トランスとし
て、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、直交型制御トラン
スＰＲＴ、及びフライバックトランスＦＢＴが設けられ
ているが、これらのなかでは特に絶縁コンバータトラン
スＰＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴが比較的大型
のサイズとなっている。つまり、図７及び図１１に示す
回路では、大型のトランスが２組備えられていることか
ら、相当の基板における実装面積を要してしまうことに
なる。
の構成としては、これ以上の小型化を有効に図ることは
難しい。そして、小型化を阻害する要因における最も問
題となる点としては次のようなことが挙げられる。図７
及び図１１に示す電源回路においては、トランスとし
て、絶縁コンバータトランスＰＩＴ、直交型制御トラン
スＰＲＴ、及びフライバックトランスＦＢＴが設けられ
ているが、これらのなかでは特に絶縁コンバータトラン
スＰＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴが比較的大型
のサイズとなっている。つまり、図７及び図１１に示す
回路では、大型のトランスが２組備えられていることか
ら、相当の基板における実装面積を要してしまうことに
なる。
【００５２】具体的には、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔのコア断面積は１．２３平方センチメートル、フライ
バックトランスＦＢＴのコア断面積は２．０１平方セン
チメートルであるのに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ側である二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力は１
５０Ｗ程度であり、フライバックトランスＦＢＴの二次
側である直流高電圧ＥHVの負荷電力は７０Ｗ程度であ
る。つまり、直流高電圧ＥHVの負荷電力は二次側直流出
力電圧ＥO1の１／２程度であるのに、コア断面積を比較
すると、フライバックトランスＦＢＴが絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対して６３％拡大したものとなってい
る。これは、フライバックトランスＦＢＴのコアの利用
率という点からすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の利用率に対して大幅に劣っており、それだけサイズ的
な効率がよくないことを示している。従って、図７又は
図１１に示す構成を基本とした電源回路の小型化を促進
しようとすれば、このトランスの問題をクリアすること
が必要になってくるわけである。
Ｔのコア断面積は１．２３平方センチメートル、フライ
バックトランスＦＢＴのコア断面積は２．０１平方セン
チメートルであるのに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ側である二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力は１
５０Ｗ程度であり、フライバックトランスＦＢＴの二次
側である直流高電圧ＥHVの負荷電力は７０Ｗ程度であ
る。つまり、直流高電圧ＥHVの負荷電力は二次側直流出
力電圧ＥO1の１／２程度であるのに、コア断面積を比較
すると、フライバックトランスＦＢＴが絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対して６３％拡大したものとなってい
る。これは、フライバックトランスＦＢＴのコアの利用
率という点からすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の利用率に対して大幅に劣っており、それだけサイズ的
な効率がよくないことを示している。従って、図７又は
図１１に示す構成を基本とした電源回路の小型化を促進
しようとすれば、このトランスの問題をクリアすること
が必要になってくるわけである。
【００５３】
【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように
構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続して
出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動作
を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるよ
うにして備えられる一次側並列共振コンデンサとを備え
る。また、二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合さ
れるＵ−Ｕ字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁
脚に巻装される一次巻線と、この一次巻線と同軸上に巻
装されて、上記一次巻線と密結合とされる所要の結合度
が得られるようにされた二次側昇圧巻線と、Ｕ−Ｕ字形
磁心の他方の磁脚に巻装され、一次巻線とは疎結合とさ
れる所要の結合度が得られるようになされた二次側低圧
巻線とを有する高圧発生トランスを備える。また、二次
側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に
接続するようにして形成される二次側並列共振回路と、
この二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側
低圧巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について
半波整流動作を行うことで、直流低電圧を得るように構
成された直流低電圧生成手段とを備える。また、二次側
昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動作を行うこ
とで、直流高電圧を得るようにされる直流高電圧生成手
段を設ける。また、少なくともクランプコンデンサと補
助スイッチング素子との直列接続回路からなり、この直
列接続回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接
続されるアクティブクランプ手段を備える。そして、直
流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて
上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで、
定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段
と、直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行う
ことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制
御手段とを備える。
課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように
構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続して
出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動作
を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるよ
うにして備えられる一次側並列共振コンデンサとを備え
る。また、二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合さ
れるＵ−Ｕ字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁
脚に巻装される一次巻線と、この一次巻線と同軸上に巻
装されて、上記一次巻線と密結合とされる所要の結合度
が得られるようにされた二次側昇圧巻線と、Ｕ−Ｕ字形
磁心の他方の磁脚に巻装され、一次巻線とは疎結合とさ
れる所要の結合度が得られるようになされた二次側低圧
巻線とを有する高圧発生トランスを備える。また、二次
側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に
接続するようにして形成される二次側並列共振回路と、
この二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側
低圧巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について
半波整流動作を行うことで、直流低電圧を得るように構
成された直流低電圧生成手段とを備える。また、二次側
昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動作を行うこ
とで、直流高電圧を得るようにされる直流高電圧生成手
段を設ける。また、少なくともクランプコンデンサと補
助スイッチング素子との直列接続回路からなり、この直
列接続回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接
続されるアクティブクランプ手段を備える。そして、直
流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて
上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで、
定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段
と、直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行う
ことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制
御手段とを備える。
【００５４】また、入力された直流入力電圧を断続して
出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動作
を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるよ
うにして備えられる一次側並列共振コンデンサとを備え
る。また、二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合さ
れるＵ−Ｕ字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁
脚に巻装される高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線
と同軸上に巻装されて、高圧用一次巻線と密結合とされ
る所要の結合度が得られるようにされた二次側昇圧巻線
と、高圧用一次巻線と並列に接続されると共に、Ｕ−Ｕ
字形磁心の他方の磁脚に巻装される低圧用一次巻線と、
この低圧用一次巻線とは疎結合とされる所要の結合度が
得られるように、低圧用一次巻線と同じ磁脚に対して巻
装される二次側低圧巻線とを有する高圧発生トランスを
備える。また、二次側低圧巻線に対して二次側並列共振
コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次
側並列共振回路と、この二次側並列共振回路を含んで形
成され、二次側低圧巻線から得られる交番電圧の正期間
の電圧について半波整流動作を行うことで、直流低電圧
を得るように構成された直流低電圧生成手段を備える。
また、二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流
動作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流
高電圧生成手段を備える。また、少なくともクランプコ
ンデンサと補助スイッチング素子との直列接続回路から
なり、この直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対
して並列に接続されるアクティブクランプ手段を備え
る。そして、直流低電圧生成手段により生成される電圧
レベルに応じて補助スイッチング素子の導通角制御を行
うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧
制御手段と、直流高電圧生成手段により生成される電圧
レベルに応じて上記メインスイッチング素子の周波数制
御を行うことで定電圧制御を行うようにされる第二の定
電圧制御手段を備える。
出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動作
を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるよ
うにして備えられる一次側並列共振コンデンサとを備え
る。また、二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合さ
れるＵ−Ｕ字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁
脚に巻装される高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線
と同軸上に巻装されて、高圧用一次巻線と密結合とされ
る所要の結合度が得られるようにされた二次側昇圧巻線
と、高圧用一次巻線と並列に接続されると共に、Ｕ−Ｕ
字形磁心の他方の磁脚に巻装される低圧用一次巻線と、
この低圧用一次巻線とは疎結合とされる所要の結合度が
得られるように、低圧用一次巻線と同じ磁脚に対して巻
装される二次側低圧巻線とを有する高圧発生トランスを
備える。また、二次側低圧巻線に対して二次側並列共振
コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次
側並列共振回路と、この二次側並列共振回路を含んで形
成され、二次側低圧巻線から得られる交番電圧の正期間
の電圧について半波整流動作を行うことで、直流低電圧
を得るように構成された直流低電圧生成手段を備える。
また、二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流
動作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流
高電圧生成手段を備える。また、少なくともクランプコ
ンデンサと補助スイッチング素子との直列接続回路から
なり、この直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対
して並列に接続されるアクティブクランプ手段を備え
る。そして、直流低電圧生成手段により生成される電圧
レベルに応じて補助スイッチング素子の導通角制御を行
うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧
制御手段と、直流高電圧生成手段により生成される電圧
レベルに応じて上記メインスイッチング素子の周波数制
御を行うことで定電圧制御を行うようにされる第二の定
電圧制御手段を備える。
【００５５】上記構成によれば、高圧発生トランスに対
して一次巻線と昇圧巻線が密結合の状態となるように巻
装されると共に、一次巻線と低圧二次巻線が疎結合の状
態となるようにして巻装される。若しくは、高圧用一次
巻線と昇圧巻線が密結合の状態となるように巻装される
と共に、低圧一次巻線と低圧二次巻線が疎結合の状態と
なるようにして巻装される。従って、スイッチング電源
回路の全体構成としては、一次側電圧共振形スイッチン
グコンバータと、このスイッチング出力を二次側に伝送
する高圧発生トランスと、この高圧発生トランスの二次
側に形成される直流高電圧生成手段としての整流回路系
と、直流定電圧生成手段としての整流回路系が備えられ
ることになる。ここで、直流定電圧生成手段の整流回路
系においては、二次側並列共振回路が形成されること
で、電源回路全体としては、複合共振形スイッチングコ
ンバータが形成される。そして、このような回路構成で
あれば、直流高電圧と直流定電圧とを１組のスイッチン
グ電源回路で得るのにあたっては、１組の高圧発生トラ
ンスにより一次側から二次側への電力伝送を行うように
されることになる。つまり、換言すれば、高圧発生トラ
ンス及び絶縁コンバータトランスという２組の大型トラ
ンスを設ける必要はなく、絶縁コンバータトランスにつ
いては省略されることになる。
して一次巻線と昇圧巻線が密結合の状態となるように巻
装されると共に、一次巻線と低圧二次巻線が疎結合の状
態となるようにして巻装される。若しくは、高圧用一次
巻線と昇圧巻線が密結合の状態となるように巻装される
と共に、低圧一次巻線と低圧二次巻線が疎結合の状態と
なるようにして巻装される。従って、スイッチング電源
回路の全体構成としては、一次側電圧共振形スイッチン
グコンバータと、このスイッチング出力を二次側に伝送
する高圧発生トランスと、この高圧発生トランスの二次
側に形成される直流高電圧生成手段としての整流回路系
と、直流定電圧生成手段としての整流回路系が備えられ
ることになる。ここで、直流定電圧生成手段の整流回路
系においては、二次側並列共振回路が形成されること
で、電源回路全体としては、複合共振形スイッチングコ
ンバータが形成される。そして、このような回路構成で
あれば、直流高電圧と直流定電圧とを１組のスイッチン
グ電源回路で得るのにあたっては、１組の高圧発生トラ
ンスにより一次側から二次側への電力伝送を行うように
されることになる。つまり、換言すれば、高圧発生トラ
ンス及び絶縁コンバータトランスという２組の大型トラ
ンスを設ける必要はなく、絶縁コンバータトランスにつ
いては省略されることになる。
【００５６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態のスイ
ッチング電源回路について説明を行っていくこととす
る。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電
源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共
に、二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッ
チングコンバータとしての基本構成を採る。また、この
図に示される電源回路は、ディスプレイデバイスとして
ＣＲＴ（陰極線管）を備えるテレビジョン受像機、モニ
タディスプレイ装置、プロジェクタ装置などに搭載され
るものである。
ッチング電源回路について説明を行っていくこととす
る。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電
源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共
に、二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッ
チングコンバータとしての基本構成を採る。また、この
図に示される電源回路は、ディスプレイデバイスとして
ＣＲＴ（陰極線管）を備えるテレビジョン受像機、モニ
タディスプレイ装置、プロジェクタ装置などに搭載され
るものである。
【００５７】図１は、本発明の第１の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。この図
１に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力
電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平
滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデン
サＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。この全
波整流平滑回路は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧とし
て、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平
滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する。
のスイッチング電源回路の構成例を示している。この図
１に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力
電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平
滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデン
サＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。この全
波整流平滑回路は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧とし
て、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平
滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する。
【００５８】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００５９】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ1（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されてお
り、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るよう
にしている。
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ1（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されてお
り、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るよう
にしている。
【００６０】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間には、クラ
ンプダイオードＤDが接続され、これにより、スイッチ
ング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形
成するようにされている。また、スイッチング素子Ｑ1
のコレクタは、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線
Ｎoの巻終わり端部と接続され、エミッタは接地され
る。
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間には、クラ
ンプダイオードＤDが接続され、これにより、スイッチ
ング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形
成するようにされている。また、スイッチング素子Ｑ1
のコレクタは、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線
Ｎoの巻終わり端部と接続され、エミッタは接地され
る。
【００６１】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述するフライバックト
ランスＦＢＴの一次巻線Ｎo側のリーケージインダクタ
ンスＬoとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共
振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略
するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時における並列共
振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ1は、この並列共振回路
の作用によって、実際には正弦波状のパルス波形となっ
て電圧共振形の動作が得られるようになっている。
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述するフライバックト
ランスＦＢＴの一次巻線Ｎo側のリーケージインダクタ
ンスＬoとにより電圧共振形コンバータの一次側並列共
振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略
するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時における並列共
振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ1は、この並列共振回路
の作用によって、実際には正弦波状のパルス波形となっ
て電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００６２】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制
御のために設けられる。この直交形制御トランスＰＲＴ
の構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有す
る２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合
するようにして立体型コアを形成する。そして、この立
体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に
共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御
巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮB
に対して直交する方向に巻装して構成される。
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制
御のために設けられる。この直交形制御トランスＰＲＴ
の構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有す
る２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合
するようにして立体型コアを形成する。そして、この立
体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に
共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御
巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮB
に対して直交する方向に巻装して構成される。
【００６３】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極（整
流平滑電圧Ｅｉライン）とフライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎoとの間に直列に挿入されることで、スイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎoを
介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御
トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得
られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻
線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電
圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、
自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）
からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流と
してスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これ
により、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振
周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチ
ング動作を行うことになる。
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極（整
流平滑電圧Ｅｉライン）とフライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎoとの間に直列に挿入されることで、スイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎoを
介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御
トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得
られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻
線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電
圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、
自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）
からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流と
してスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これ
により、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振
周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチ
ング動作を行うことになる。
【００６４】フライバックトランスＦＢＴは、メインス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を一次側から二
次側に伝達し、二次側においてアノード電圧用の高圧直
流電圧を得るための高圧交番電圧を生成するために備え
られるのであるが、本実施の形態においては、このフラ
イバックトランスＦＢＴの二次側において、例えば各種
回路用の低圧二次側直流出力電圧を得るための低圧交番
電圧を生成するようにも構成される。このために、本実
施の形態のフライバックトランスＦＢＴは、図示するよ
うにして、二次側巻線として昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻
装されるのに加え、低圧用二次巻線Ｎ2が巻装される。
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を一次側から二
次側に伝達し、二次側においてアノード電圧用の高圧直
流電圧を得るための高圧交番電圧を生成するために備え
られるのであるが、本実施の形態においては、このフラ
イバックトランスＦＢＴの二次側において、例えば各種
回路用の低圧二次側直流出力電圧を得るための低圧交番
電圧を生成するようにも構成される。このために、本実
施の形態のフライバックトランスＦＢＴは、図示するよ
うにして、二次側巻線として昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻
装されるのに加え、低圧用二次巻線Ｎ2が巻装される。
【００６５】そして、フライバックトランスＦＢＴの二
次側の回路構成として、昇圧巻線ＮHV（1〜5）を備えて
成る高圧発生回路４０側の構成は次のようになってい
る。図において一点鎖線で囲って示す高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
側巻線ＮOに入力される巻線電圧Ｖ4を利用して、例えば
ＣＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生
成する。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するように
していわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分
割されて巻装されている。この場合、一次側巻線ＮOと
昇圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。
なお、この場合の一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合
係数ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。フライバ
ックトランスＦＢＴの二次側には、一次側巻線ＮOに発
生する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOと
の巻線比（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が
得られることになる。
次側の回路構成として、昇圧巻線ＮHV（1〜5）を備えて
成る高圧発生回路４０側の構成は次のようになってい
る。図において一点鎖線で囲って示す高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
側巻線ＮOに入力される巻線電圧Ｖ4を利用して、例えば
ＣＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生
成する。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するように
していわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分
割されて巻装されている。この場合、一次側巻線ＮOと
昇圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。
なお、この場合の一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合
係数ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。フライバ
ックトランスＦＢＴの二次側には、一次側巻線ＮOに発
生する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOと
の巻線比（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が
得られることになる。
【００６６】この図に示す電源回路の場合には、フライ
バックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線Ｎ
HV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した
状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されて
いる。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが
平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧
整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続され
る。
バックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線Ｎ
HV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した
状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されて
いる。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが
平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧
整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続され
る。
【００６７】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
【００６８】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧Ｅ
HVが得られることになる。この直流高電圧ＥHVはＣＲＴ
のアノード電圧として利用される。なお、直流高電圧Ｅ
HVの安定化動作については後述する。
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧Ｅ
HVが得られることになる。この直流高電圧ＥHVはＣＲＴ
のアノード電圧として利用される。なお、直流高電圧Ｅ
HVの安定化動作については後述する。
【００６９】また、フライバックトランスＦＢＴの低圧
二次巻線Ｎ2側の構成は次のようになっている。この場
合、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は整流ダイオードＤO1の
アノードに接続され、その巻終わり端部側は二次側アー
スに接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平
滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって二
次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。なお、二
次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖとされて水平
偏向回路系として用いられる。また、第１制御回路１Ａ
に対して検出電圧として分岐して供給される。
二次巻線Ｎ2側の構成は次のようになっている。この場
合、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は整流ダイオードＤO1の
アノードに接続され、その巻終わり端部側は二次側アー
スに接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平
滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって二
次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。なお、二
次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖとされて水平
偏向回路系として用いられる。また、第１制御回路１Ａ
に対して検出電圧として分岐して供給される。
【００７０】また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対し
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる、
例えば１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を生成するよう
にしている。この二次側直流出力電圧ＥO2は、例えば垂
直偏向回路系に用いられる。また、この場合には第１制
御回路１Ａ及び第２制御回路１Ｂに対して動作電源とし
ても供給される。
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる、
例えば１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を生成するよう
にしている。この二次側直流出力電圧ＥO2は、例えば垂
直偏向回路系に用いられる。また、この場合には第１制
御回路１Ａ及び第２制御回路１Ｂに対して動作電源とし
ても供給される。
【００７１】なお、実際としては、他の各種回路系に供
給するための所要のレベルの低圧二次側直流出力電圧が
生成されるようにしても構わないものであり、例えばビ
デオ出力回路系（２００Ｖ）、ＣＲＴヒーター回路系
（７．５Ｖ）、音声出力回路系（２４Ｖ）などのための
二次側直流出力電圧を得るようにしても構わないもので
ある。
給するための所要のレベルの低圧二次側直流出力電圧が
生成されるようにしても構わないものであり、例えばビ
デオ出力回路系（２００Ｖ）、ＣＲＴヒーター回路系
（７．５Ｖ）、音声出力回路系（２４Ｖ）などのための
二次側直流出力電圧を得るようにしても構わないもので
ある。
【００７２】そして、この低圧二次巻線Ｎ2に対して
は、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されて
いる。この場合、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダ
クタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパ
シタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。
これによって、二次側に誘起される交番電圧は共振電圧
となり、二次側において電圧共振動作が得られる。
は、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されて
いる。この場合、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダ
クタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパ
シタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。
これによって、二次側に誘起される交番電圧は共振電圧
となり、二次側において電圧共振動作が得られる。
【００７３】即ち、本実施の形態の電源回路としても、
フライバックトランスＦＢＴの一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路
が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータを形
成しているものである。
フライバックトランスＦＢＴの一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路
が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータを形
成しているものである。
【００７４】ここで、本実施の形態のフライバックトラ
ンスＦＢＴとしては、直流高電圧を得るためのフライバ
ック動作を得るためには一次側と二次側とが密結合であ
ることが必要とされ、一方、上記した複合共振形スイッ
チングコンバータとしての動作を得るためには一次側と
二次側とが疎結合であることが必要となる。従って、本
実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、一
次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHV（1〜5）とについては密結合
で、一次巻線ＮOと二次巻線Ｎ2とは疎結合となる状態が
得られるような構造を有しているものとされる。なお、
フライバックトランスＦＢＴの構造については後述す
る。
ンスＦＢＴとしては、直流高電圧を得るためのフライバ
ック動作を得るためには一次側と二次側とが密結合であ
ることが必要とされ、一方、上記した複合共振形スイッ
チングコンバータとしての動作を得るためには一次側と
二次側とが疎結合であることが必要となる。従って、本
実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、一
次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHV（1〜5）とについては密結合
で、一次巻線ＮOと二次巻線Ｎ2とは疎結合となる状態が
得られるような構造を有しているものとされる。なお、
フライバックトランスＦＢＴの構造については後述す
る。
【００７５】また、二次側において上記二次側並列共振
回路に対してはアクティブクランプ回路２０が設けられ
る。アクティブクランプ回路２０は、補助スイッチング
素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオー
ドＤD2を備えている。この場合、補助スイッチング素子
Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、ク
ランプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴとしての補
助スイッチング素子Ｑ2が内蔵するボディダイオードを
用いるようにされる。また、補助スイッチング素子Ｑ2
を駆動するための駆動回路系は、低圧二次巻線Ｎ2を巻
き上げるようにして二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに
対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直
列共振回路を接続することで形成される。また、この場
合には、バイアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2
のゲートと二次側アース間に挿入される。
回路に対してはアクティブクランプ回路２０が設けられ
る。アクティブクランプ回路２０は、補助スイッチング
素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオー
ドＤD2を備えている。この場合、補助スイッチング素子
Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、ク
ランプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴとしての補
助スイッチング素子Ｑ2が内蔵するボディダイオードを
用いるようにされる。また、補助スイッチング素子Ｑ2
を駆動するための駆動回路系は、低圧二次巻線Ｎ2を巻
き上げるようにして二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに
対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直
列共振回路を接続することで形成される。また、この場
合には、バイアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2
のゲートと二次側アース間に挿入される。
【００７６】補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の巻始め
端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のドレイ
ンは二次側アースに対して接地される。また、クランプ
ダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチング素
子Ｑ2のドレインに接続され、カソードが補助スイッチ
ング素子Ｑ2のソースに接続されることで、補助スイッ
チング素子Ｑ2がオフとなる期間に流れるクランプ電流
の経路を形成するようにしている。このように、本実施
の形態のアクティブクランプ回路２０としては、上記補
助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2か
ら成るスイッチング回路に対して、クランプコンデンサ
ＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、この
ようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//二次側並列
共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振回路に対し
て、さらに並列に接続して構成されるものである。
ランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の巻始め
端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のドレイ
ンは二次側アースに対して接地される。また、クランプ
ダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチング素
子Ｑ2のドレインに接続され、カソードが補助スイッチ
ング素子Ｑ2のソースに接続されることで、補助スイッ
チング素子Ｑ2がオフとなる期間に流れるクランプ電流
の経路を形成するようにしている。このように、本実施
の形態のアクティブクランプ回路２０としては、上記補
助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2か
ら成るスイッチング回路に対して、クランプコンデンサ
ＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、この
ようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//二次側並列
共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振回路に対し
て、さらに並列に接続して構成されるものである。
【００７７】また、本実施の形態の電源回路における安
定化動作については、次のようになる。第１制御回路１
Ａでは、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じ
て可変されたレベルの直流の制御電圧を印加するように
される。この制御電圧によっては、補助スイッチング素
子Ｑ2のゲート閾値電圧（バイアス）が可変されること
になるのであるが、これによっては、補助スイッチング
素子Ｑ2についてのオン期間が可変されることになる。
つまり導通角についてのＰＷＭ制御が行われるものであ
る。図１に示す回路構成の場合、オン期間においてスイ
ッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してクランプコンデ
ンサＣCLに電流が流れることによっては、二次側並列共
振コンデンサＣ2に流入して充電されるべき電流がクラ
ンプコンデンサＣCLに流れることになるもので、この動
作によって、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得
られる二次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベルを抑制し
てクランプするようにされる。従って、補助スイッチン
グ素子Ｑ2の導通角が可変制御されてクランプコンデン
サＣCLに流れる電流量が可変されれば、二次側並列共振
コンデンサＣ2における充電電流量が可変されることに
なって二次側並列共振電圧Ｖ2のレベルも変化する。こ
のようにして二次側並列共振電圧Ｖ2のレベルが変化す
ることで、平滑コンデンサＣO1に流入する整流電流レベ
ルが変化することとなって、結果的には、二次側直流出
力電圧ＥO1のレベルを可変制御する動作が得られる。そ
して、このような動作によって、定圧二次側直流出力電
圧の安定化が図られるものである。
定化動作については、次のようになる。第１制御回路１
Ａでは、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じ
て可変されたレベルの直流の制御電圧を印加するように
される。この制御電圧によっては、補助スイッチング素
子Ｑ2のゲート閾値電圧（バイアス）が可変されること
になるのであるが、これによっては、補助スイッチング
素子Ｑ2についてのオン期間が可変されることになる。
つまり導通角についてのＰＷＭ制御が行われるものであ
る。図１に示す回路構成の場合、オン期間においてスイ
ッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してクランプコンデ
ンサＣCLに電流が流れることによっては、二次側並列共
振コンデンサＣ2に流入して充電されるべき電流がクラ
ンプコンデンサＣCLに流れることになるもので、この動
作によって、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得
られる二次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベルを抑制し
てクランプするようにされる。従って、補助スイッチン
グ素子Ｑ2の導通角が可変制御されてクランプコンデン
サＣCLに流れる電流量が可変されれば、二次側並列共振
コンデンサＣ2における充電電流量が可変されることに
なって二次側並列共振電圧Ｖ2のレベルも変化する。こ
のようにして二次側並列共振電圧Ｖ2のレベルが変化す
ることで、平滑コンデンサＣO1に流入する整流電流レベ
ルが変化することとなって、結果的には、二次側直流出
力電圧ＥO1のレベルを可変制御する動作が得られる。そ
して、このような動作によって、定圧二次側直流出力電
圧の安定化が図られるものである。
【００７８】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。
【００７９】第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHVの変
化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）
レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに
巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御
する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを
含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発
振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。こ
れは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となり、この動作によってフライバックトラ
ンスＦＢＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネ
ルギーが変化する。これにより、直流高電圧ＥHVについ
て所要の一定レベルが保たれるように制御が行われる。
つまり、この図に示す回路においては、スイッチング周
波数制御方式によって直流高電圧ＥHVの安定化を図って
いる。
化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）
レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに
巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御
する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを
含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発
振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。こ
れは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となり、この動作によってフライバックトラ
ンスＦＢＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネ
ルギーが変化する。これにより、直流高電圧ＥHVについ
て所要の一定レベルが保たれるように制御が行われる。
つまり、この図に示す回路においては、スイッチング周
波数制御方式によって直流高電圧ＥHVの安定化を図って
いる。
【００８０】図３の断面図により、本実施の形態として
のフライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。
この図に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例えば
フェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の
各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字型
コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の磁
脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する部
分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにされ
る。そして、図示するように、一次巻線Ｎoを巻装した
低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁脚
に対して貫通させるように取り付ける。そして、この低
圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線ＮHV
(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させるよ
うにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎoと昇
圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造が
得られる。そしてこの構造によっては、一次巻線Ｎoと
二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁
脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装してい
ることになるため、互いの結合状態としては密結合の状
態が得られることになる。例えば実際としては、結合係
数ｋ＝０．９８程度の密結合の状態を得ることができ
る。
のフライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。
この図に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例えば
フェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の
各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字型
コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の磁
脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する部
分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにされ
る。そして、図示するように、一次巻線Ｎoを巻装した
低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁脚
に対して貫通させるように取り付ける。そして、この低
圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線ＮHV
(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させるよ
うにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎoと昇
圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造が
得られる。そしてこの構造によっては、一次巻線Ｎoと
二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁
脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装してい
ることになるため、互いの結合状態としては密結合の状
態が得られることになる。例えば実際としては、結合係
数ｋ＝０．９８程度の密結合の状態を得ることができ
る。
【００８１】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図１に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図１に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。
【００８２】そして、一次巻線Ｎｏと昇圧巻線ＮHV（1
〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう
１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１を、その磁脚に貫通させ
るようにして取り付けており、この低圧巻線ボビンＬＢ
−１に対して低圧二次巻線Ｎ2を巻装している。このよ
うにして低圧二次巻線Ｎ2が巻装されることで、一次巻
線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2は互いに異なる磁脚に対して巻
装されることとなるために、その結合状態としては疎結
合とすることができる。そして、実際の結合係数ｋとし
てはｋ＝０．５５程度による疎結合の状態を得ることが
できた。
〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう
１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１を、その磁脚に貫通させ
るようにして取り付けており、この低圧巻線ボビンＬＢ
−１に対して低圧二次巻線Ｎ2を巻装している。このよ
うにして低圧二次巻線Ｎ2が巻装されることで、一次巻
線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2は互いに異なる磁脚に対して巻
装されることとなるために、その結合状態としては疎結
合とすることができる。そして、実際の結合係数ｋとし
てはｋ＝０．５５程度による疎結合の状態を得ることが
できた。
【００８３】なお、図１に示した回路では、低圧二次巻
線Ｎ2に対しては、その端部を巻き上げるようにして駆
動巻線Ｎｇが巻装されているのであるが、この図３にお
いては、これらの巻線の図示は省略している。但し、実
際には、低圧二次巻線Ｎ2と共にボビンに巻装されてい
ることになる。また、本実施の形態としてのフライバッ
クトランスＦＢＴは、この図３に示す構成に限定される
ものではなく、必要に応じて変更されて構わないもので
あり、例えば高圧発生回路４０については、図１３に示
したいわゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を基
本としたうえで、図３に示すようにして低圧二次巻線Ｎ
2を巻装することで本実施の形態のフライバックトラン
スＦＢＴを構成することも可能である。
線Ｎ2に対しては、その端部を巻き上げるようにして駆
動巻線Ｎｇが巻装されているのであるが、この図３にお
いては、これらの巻線の図示は省略している。但し、実
際には、低圧二次巻線Ｎ2と共にボビンに巻装されてい
ることになる。また、本実施の形態としてのフライバッ
クトランスＦＢＴは、この図３に示す構成に限定される
ものではなく、必要に応じて変更されて構わないもので
あり、例えば高圧発生回路４０については、図１３に示
したいわゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を基
本としたうえで、図３に示すようにして低圧二次巻線Ｎ
2を巻装することで本実施の形態のフライバックトラン
スＦＢＴを構成することも可能である。
【００８４】ここで、第１の実施の形態としての図１に
示した回路における要部のスペックを、先行技術として
図７に示した電源回路との比較により示しておく。な
お、下記のスペックは、低圧二次側直流出力電圧ＥO1の
負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜１００Ｗ、直流高電圧ＥHVの
負荷電力ＰHV＝６８Ｗ（３１．５ｋＶ×２．１５ｍＡ）
の条件に対応した構成の場合におけるものとされる。図
７に示した回路に採用されていた絶縁コンバータトラン
スＰＩＴは、ＥＥ−４０型といわれるＥＥ型コアを用
い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、
二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。また、図７に示
した回路におけるフライバックトランスＦＢＴは、ギャ
ップ長＝０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧
巻線ＮHV（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。また、図７
に示した回路における主要部品の定数としては、Ｃｒ＝
２２００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．１５μ
Ｆ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ、一
次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０１８μＦが選定さ
れていた。そして、スイッチング周波数の制御範囲とし
ては、８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚとされている。
示した回路における要部のスペックを、先行技術として
図７に示した電源回路との比較により示しておく。な
お、下記のスペックは、低圧二次側直流出力電圧ＥO1の
負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜１００Ｗ、直流高電圧ＥHVの
負荷電力ＰHV＝６８Ｗ（３１．５ｋＶ×２．１５ｍＡ）
の条件に対応した構成の場合におけるものとされる。図
７に示した回路に採用されていた絶縁コンバータトラン
スＰＩＴは、ＥＥ−４０型といわれるＥＥ型コアを用
い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、
二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。また、図７に示
した回路におけるフライバックトランスＦＢＴは、ギャ
ップ長＝０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧
巻線ＮHV（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。また、図７
に示した回路における主要部品の定数としては、Ｃｒ＝
２２００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．１５μ
Ｆ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ、一
次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０１８μＦが選定さ
れていた。そして、スイッチング周波数の制御範囲とし
ては、８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚとされている。
【００８５】これに対して、図１に示した本実施の形態
の電源回路では、次のようにして異なる構成が与えられ
る。先ずは、絶縁コンバータトランスＰＩＴが削除され
て、大型トランスとしては、フライバックトランスＦＢ
Ｔのみとされたことになる。また、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの削除に伴って一次側直列共振コンデンサＣ
3も省略されることとなる。そして、本実施の形態のフ
ライバックトランスＦＢＴとしては、一次巻線Ｎｏ＝５
５Ｔ、低圧二次巻線Ｎ2＝６０Ｔが巻装される。ここ
で、図７に示す回路では、一次巻線Ｎoについて、０．
１２ｍφ／１２束のリッツ線を用いていたのであるが、
本実施の形態としては、一次巻線Ｎo及び低圧二次巻線
Ｎ2について６０μｍφ／１３０束のリッツ線を巻装し
て巻線の断面積を増加し、リッツ線の渦電流損失を低減
すれば、例えば図７に示す電源回路と同等のAC/DC電力
変換効率を得ることができる。
の電源回路では、次のようにして異なる構成が与えられ
る。先ずは、絶縁コンバータトランスＰＩＴが削除され
て、大型トランスとしては、フライバックトランスＦＢ
Ｔのみとされたことになる。また、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの削除に伴って一次側直列共振コンデンサＣ
3も省略されることとなる。そして、本実施の形態のフ
ライバックトランスＦＢＴとしては、一次巻線Ｎｏ＝５
５Ｔ、低圧二次巻線Ｎ2＝６０Ｔが巻装される。ここ
で、図７に示す回路では、一次巻線Ｎoについて、０．
１２ｍφ／１２束のリッツ線を用いていたのであるが、
本実施の形態としては、一次巻線Ｎo及び低圧二次巻線
Ｎ2について６０μｍφ／１３０束のリッツ線を巻装し
て巻線の断面積を増加し、リッツ線の渦電流損失を低減
すれば、例えば図７に示す電源回路と同等のAC/DC電力
変換効率を得ることができる。
【００８６】また、本実施の形態のメインスイッチング
素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2については、ＡＣ
１００Ｖ系では８００Ｖ耐圧品を選定し、ＡＣ２００Ｖ
系では、１５００Ｖの耐圧品を選定するようにされる。
素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2については、ＡＣ
１００Ｖ系では８００Ｖ耐圧品を選定し、ＡＣ２００Ｖ
系では、１５００Ｖの耐圧品を選定するようにされる。
【００８７】図２の波形図は、上記図１に示した電源回
路における要部の動作を示している。一次側並列共振コ
ンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図
２（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コンバー
タのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミ
ングに対応した波形となる。即ち、メインスイッチング
素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パル
スが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベル
となる波形が得られる。また、このときにスイッチング
素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図２（ｃ）に示
すようにして、先ず、期間ＴON1においては、その開始
時においてクランプダイオードＤD→Ｑ1ベース→Ｑ1コ
レクタを介して負極性の方向にクランプ電流が流れ、こ
の後、正レベルに反転してドレイン−ソースに流れる波
形が得られる。また、期間ＴOFF1においては０レベルと
なる。また、このような一次側のスイッチング動作によ
って一次巻線Ｎｏに得られる巻線電流Ｉ1としては図２
（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応
して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
路における要部の動作を示している。一次側並列共振コ
ンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図
２（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コンバー
タのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミ
ングに対応した波形となる。即ち、メインスイッチング
素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パル
スが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベル
となる波形が得られる。また、このときにスイッチング
素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図２（ｃ）に示
すようにして、先ず、期間ＴON1においては、その開始
時においてクランプダイオードＤD→Ｑ1ベース→Ｑ1コ
レクタを介して負極性の方向にクランプ電流が流れ、こ
の後、正レベルに反転してドレイン−ソースに流れる波
形が得られる。また、期間ＴOFF1においては０レベルと
なる。また、このような一次側のスイッチング動作によ
って一次巻線Ｎｏに得られる巻線電流Ｉ1としては図２
（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応
して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
【００８８】そして、フライバックトランスＦＢＴの二
次側の動作としては、図２（ｄ）〜（ｈ）により示され
ている。先ず、低圧二次巻線Ｎ2と二次側並列共振回路
を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得ら
れる二次側並列共振電圧Ｖ2は、図２（ｄ）に示される
ようにして、二次側整流ダイオードＤO1が導通して整流
電流が流れる期間ＤONにおいては二次側直流出力電圧Ｅ
O1のレベルでクランプされ、非導通となる期間ＤOFFに
おいては負極性の方向にピークレベルを有する波形が得
られる。
次側の動作としては、図２（ｄ）〜（ｈ）により示され
ている。先ず、低圧二次巻線Ｎ2と二次側並列共振回路
を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得ら
れる二次側並列共振電圧Ｖ2は、図２（ｄ）に示される
ようにして、二次側整流ダイオードＤO1が導通して整流
電流が流れる期間ＤONにおいては二次側直流出力電圧Ｅ
O1のレベルでクランプされ、非導通となる期間ＤOFFに
おいては負極性の方向にピークレベルを有する波形が得
られる。
【００８９】また、上記二次側並列共振回路に対して並
列に接続されるアクティブクランプ回路２０のスイッチ
ング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミングとし
ては、図２（ｄ）のクランプ電流ＩQ2として示されるこ
とになる。図２（ｄ）に示されるように、スイッチング
回路（Ｑ2//ＤD2）は、期間ＤOFF内における期間ＴON2
において導通してオンとなり、これ以外の期間ＴOFF2に
おいて非導通となってオフとなるようにされる。ここで
期間ＴOFF2は、期間ＤONを含んだ期間となっている。つ
まり、アクティブクランプ回路２０のスイッチング回路
（Ｑ2//ＤD2）と整流ダイオードＤO1とは、ほぼ交互と
なるタイミングでオン／オフを行うようになっている。
ここで、期間ＴON2の前半期間においては、クランプダ
イオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→低圧二次巻線
Ｎ2の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2と
しては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間におい
ては、その電流の流れが反転して正極性となって、低圧
二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れる
ようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維
持される波形となるものである。また、上記のようにし
てスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオン／オフ動作を
行うことで、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の両端に
得られるクランプ回路電圧ＶQ2としては、図２（ｃ）に
示すようにして、期間ＴON2においては０レベルで、期
間ＴOFF2においては正極性の所定レベルが維持される波
形が得られる。
列に接続されるアクティブクランプ回路２０のスイッチ
ング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミングとし
ては、図２（ｄ）のクランプ電流ＩQ2として示されるこ
とになる。図２（ｄ）に示されるように、スイッチング
回路（Ｑ2//ＤD2）は、期間ＤOFF内における期間ＴON2
において導通してオンとなり、これ以外の期間ＴOFF2に
おいて非導通となってオフとなるようにされる。ここで
期間ＴOFF2は、期間ＤONを含んだ期間となっている。つ
まり、アクティブクランプ回路２０のスイッチング回路
（Ｑ2//ＤD2）と整流ダイオードＤO1とは、ほぼ交互と
なるタイミングでオン／オフを行うようになっている。
ここで、期間ＴON2の前半期間においては、クランプダ
イオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→低圧二次巻線
Ｎ2の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2と
しては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間におい
ては、その電流の流れが反転して正極性となって、低圧
二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れる
ようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維
持される波形となるものである。また、上記のようにし
てスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオン／オフ動作を
行うことで、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の両端に
得られるクランプ回路電圧ＶQ2としては、図２（ｃ）に
示すようにして、期間ＴON2においては０レベルで、期
間ＴOFF2においては正極性の所定レベルが維持される波
形が得られる。
【００９０】このようなタイミングでアクティブクラン
プ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2
においては、本来、二次側並列共振コンデンサＣ2に流
れるべき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）に流れるようにされる。このため、二次側並列共振
コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC2としては、図２
（ｅ）に示すようにして、期間ＤOFFの開始時と終了時
の短期間のみにおいてパルス状に流れることになる。こ
のようにして、二次側並列共振コンデンサＣ2に流入し
て充電される電流量が減少され、図２（ｄ）に示す二次
側並列共振電圧Ｖ2としては、期間ＤOFFにおけるピーク
レベルが抑制されることになる。そして、第１制御回路
１Ａの動作によって補助スイッチング素子Ｑ2の導通角
制御が行われて期間ＴON2が可変制御されることで、共
振電流ＩC2の流れる期間も可変されることになるが、こ
れによって、前述した作用によって低圧二次側直流出力
電圧の安定化が図られることになる。
プ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2
においては、本来、二次側並列共振コンデンサＣ2に流
れるべき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）に流れるようにされる。このため、二次側並列共振
コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC2としては、図２
（ｅ）に示すようにして、期間ＤOFFの開始時と終了時
の短期間のみにおいてパルス状に流れることになる。こ
のようにして、二次側並列共振コンデンサＣ2に流入し
て充電される電流量が減少され、図２（ｄ）に示す二次
側並列共振電圧Ｖ2としては、期間ＤOFFにおけるピーク
レベルが抑制されることになる。そして、第１制御回路
１Ａの動作によって補助スイッチング素子Ｑ2の導通角
制御が行われて期間ＴON2が可変制御されることで、共
振電流ＩC2の流れる期間も可変されることになるが、こ
れによって、前述した作用によって低圧二次側直流出力
電圧の安定化が図られることになる。
【００９１】また、フライバックトランスＦＢＴの二次
側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、
図２（ｈ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOF
F1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる
波形が得られるものである。
側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、
図２（ｈ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOF
F1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる
波形が得られるものである。
【００９２】これまでの説明から分かるように、本実施
の形態の電源回路では、フライバックトランスＦＢＴに
対して昇圧巻線ＮHVだけではなく低圧二次巻線Ｎ2も巻
装することで、１組のフライバックトランスＦＢＴの二
次側にて直流高電圧ＥHV及び二次側直流出力電圧ＥO1を
得るようにされている。つまり、本実施の形態において
は、構成部品として、絶縁コンバータトランスＰＩＴと
してのコアと、一次巻線Ｎ1としての巻線が省略される
こととなる。これにより、本実施の形態においては、そ
れだけプリント基板の実装面積が縮小されることになっ
て、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。しか
も、本実施の形態としては、大型部品であるところの絶
縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが不要となる
ことから、大幅に小型軽量化が促進されることになる。
また、一次巻線Ｎ1としての巻線も省略されることで電
源回路を製造するにあたっての巻線工程時間がそれだけ
短縮されることにもなるので、製造効率も向上される。
更には、図７に示した回路において一次巻線Ｎoと接続
されていた一次側直列共振コンデンサＣ3が削除される
ことによっても、回路の小型軽量化が促進される。
の形態の電源回路では、フライバックトランスＦＢＴに
対して昇圧巻線ＮHVだけではなく低圧二次巻線Ｎ2も巻
装することで、１組のフライバックトランスＦＢＴの二
次側にて直流高電圧ＥHV及び二次側直流出力電圧ＥO1を
得るようにされている。つまり、本実施の形態において
は、構成部品として、絶縁コンバータトランスＰＩＴと
してのコアと、一次巻線Ｎ1としての巻線が省略される
こととなる。これにより、本実施の形態においては、そ
れだけプリント基板の実装面積が縮小されることになっ
て、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。しか
も、本実施の形態としては、大型部品であるところの絶
縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが不要となる
ことから、大幅に小型軽量化が促進されることになる。
また、一次巻線Ｎ1としての巻線も省略されることで電
源回路を製造するにあたっての巻線工程時間がそれだけ
短縮されることにもなるので、製造効率も向上される。
更には、図７に示した回路において一次巻線Ｎoと接続
されていた一次側直列共振コンデンサＣ3が削除される
ことによっても、回路の小型軽量化が促進される。
【００９３】また、低圧二次巻線Ｎ2については、フラ
イバックトランスＦＢＴに巻装されることで、絶縁コン
バータトランスＰＩＴに巻装する場合よりもコア断面積
が増加することとなるので、低圧二次巻線Ｎ2の巻き数
が低減されることになり、これによっても巻線工程時間
の短縮が図られる。
イバックトランスＦＢＴに巻装されることで、絶縁コン
バータトランスＰＩＴに巻装する場合よりもコア断面積
が増加することとなるので、低圧二次巻線Ｎ2の巻き数
が低減されることになり、これによっても巻線工程時間
の短縮が図られる。
【００９４】また、図３に示したフライバックトランス
ＦＢＴの構造によれば、一次巻線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2
との結合度としては、結合係数ｋ＝０．５５程度にまで
小さくした充分な疎結合の状態を得ることが可能とされ
ている。このため、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージイン
ダクタンスは増加することになるため、低圧二次巻線Ｎ
2と並列接続される二次側並列共振コンデンサＣ2のキャ
パシタンスは小さくて済むこととなる。キャパシタンス
が小さければ、選定されるコンデンサの部品としては小
型なものとすることができ、この点でも回路の小型軽量
化が図られることになる。また、図３に示した構造に依
れば、２つのギャップＧ１，Ｇ２は共に巻線が施される
ことになるので、ギャップからの漏洩磁束がこれらの巻
線部によってシールドされることになる。つまり、シー
ルド板等を設けることなく、漏洩磁束の問題を解消する
ことができているものである。
ＦＢＴの構造によれば、一次巻線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2
との結合度としては、結合係数ｋ＝０．５５程度にまで
小さくした充分な疎結合の状態を得ることが可能とされ
ている。このため、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージイン
ダクタンスは増加することになるため、低圧二次巻線Ｎ
2と並列接続される二次側並列共振コンデンサＣ2のキャ
パシタンスは小さくて済むこととなる。キャパシタンス
が小さければ、選定されるコンデンサの部品としては小
型なものとすることができ、この点でも回路の小型軽量
化が図られることになる。また、図３に示した構造に依
れば、２つのギャップＧ１，Ｇ２は共に巻線が施される
ことになるので、ギャップからの漏洩磁束がこれらの巻
線部によってシールドされることになる。つまり、シー
ルド板等を設けることなく、漏洩磁束の問題を解消する
ことができているものである。
【００９５】また、図１に示した電源回路における直流
高電圧ＥHVの低電圧制御系の構成では、その内部インピ
ーダンスが低減されることから、直流高電圧ＥHVの単位
変動量に対するスイッチング周波数の制御量をより少な
いものとすることができる。例えば、ＡＣ１００Ｖ系の
条件の下で、倍電圧整流によって直流入力電圧（Ｅｉ）
を得るようにして、このときのメインスイッチング素子
Ｑ1については１５００Ｖ耐圧品を用いた構成とすれ
ば、直流高電圧ＥHVの負荷電力変動が６８Ｗ〜０Ｗの範
囲に対して、スイッチング周波数の制御量としては８０
ＫＨｚ〜８５ＫＨｚとして、Δ５ＫＨｚの制御量で済む
こととなる。これに対して、例えば図７に示した回路で
は、直流高電圧ＥHVの負荷電力変動６８Ｗ〜０Ｗに対し
て、スイッチング周波数は８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚと
されてΔ４０ＫＨｚの制御量となっていたものである。
そして、このようにして負荷変動に対するスイッチング
周波数の制御範囲が縮小されることによっては、フライ
バックトランスＦＢＴから輻射する漏洩磁束や、直流高
電圧ＥHVに重畳されるリップル成分も抑制されることに
なるが、これによっては、ＣＲＴの画面上に現れるビー
トが抑制されることになるために、特にビートを解消す
るための対策を施す必要はなくなるものである。
高電圧ＥHVの低電圧制御系の構成では、その内部インピ
ーダンスが低減されることから、直流高電圧ＥHVの単位
変動量に対するスイッチング周波数の制御量をより少な
いものとすることができる。例えば、ＡＣ１００Ｖ系の
条件の下で、倍電圧整流によって直流入力電圧（Ｅｉ）
を得るようにして、このときのメインスイッチング素子
Ｑ1については１５００Ｖ耐圧品を用いた構成とすれ
ば、直流高電圧ＥHVの負荷電力変動が６８Ｗ〜０Ｗの範
囲に対して、スイッチング周波数の制御量としては８０
ＫＨｚ〜８５ＫＨｚとして、Δ５ＫＨｚの制御量で済む
こととなる。これに対して、例えば図７に示した回路で
は、直流高電圧ＥHVの負荷電力変動６８Ｗ〜０Ｗに対し
て、スイッチング周波数は８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚと
されてΔ４０ＫＨｚの制御量となっていたものである。
そして、このようにして負荷変動に対するスイッチング
周波数の制御範囲が縮小されることによっては、フライ
バックトランスＦＢＴから輻射する漏洩磁束や、直流高
電圧ＥHVに重畳されるリップル成分も抑制されることに
なるが、これによっては、ＣＲＴの画面上に現れるビー
トが抑制されることになるために、特にビートを解消す
るための対策を施す必要はなくなるものである。
【００９６】図４は、第２の実施の形態としてのスイッ
チング電源回路の構成例を示している。なお、この図に
おいて図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。この図に示す電源回路においては、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧（整流平
滑電圧Ｅｉ）を得るための整流平滑回路として、［整流
ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ
2］を図示する接続形態によって接続することで倍電圧
整流回路が形成されている。この倍電圧整流回路では、
直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、
交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを
生成して一次側電圧共振形コンバータに対して供給す
る。本実施の形態において、このようにして交流入力電
圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを得るように
しているのは、後述するようにして、高圧発生回路４０
によって、所要レベルの直流高電圧ＥHVを得る必要上、
一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルとして１０００
Ｖ程度が必要であるため、電圧共振形コンバータへの入
力電圧レベルとしても相応の高レベルが必要とされるこ
とに依る。
チング電源回路の構成例を示している。なお、この図に
おいて図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。この図に示す電源回路においては、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧（整流平
滑電圧Ｅｉ）を得るための整流平滑回路として、［整流
ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ
2］を図示する接続形態によって接続することで倍電圧
整流回路が形成されている。この倍電圧整流回路では、
直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、
交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを
生成して一次側電圧共振形コンバータに対して供給す
る。本実施の形態において、このようにして交流入力電
圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを得るように
しているのは、後述するようにして、高圧発生回路４０
によって、所要レベルの直流高電圧ＥHVを得る必要上、
一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルとして１０００
Ｖ程度が必要であるため、電圧共振形コンバータへの入
力電圧レベルとしても相応の高レベルが必要とされるこ
とに依る。
【００９７】この図に示す電源回路においては、フライ
バックトランスＦＢＴに対して巻装される一次側巻線と
して、高圧用の一次巻線Ｎoに加えて、低圧一次巻線Ｎ1
が設けられている。そして、この低圧一次巻線Ｎ1は、
図示するようにして、他方の一次巻線Ｎoに対して並列
に接続される。
バックトランスＦＢＴに対して巻装される一次側巻線と
して、高圧用の一次巻線Ｎoに加えて、低圧一次巻線Ｎ1
が設けられている。そして、この低圧一次巻線Ｎ1は、
図示するようにして、他方の一次巻線Ｎoに対して並列
に接続される。
【００９８】また、この場合のフライバックトランスＦ
ＢＴにおける巻線間の結合度であるが、一次巻線Ｎoと
昇圧巻線ＮHVについては、図１の場合と同様に結合係数
ｋ＝０．９５以上の密結合とされている。一方、低圧一
次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについては、この場合に
は結合係数ｋ＝０．７１程度の疎結合の状態を得るよう
にしており、これによって、複合共振形スイッチングコ
ンバータとしての動作が得られるようにしている。ちな
みに、高圧用の一次巻線Ｎoに対する、低圧一次巻線Ｎ1
又は低圧二次巻線Ｎ2の結合度としては、結合係数ｋ＝
０．５５程度とされており、これによっては、一次巻線
Ｎoの巻き数を増加させることができる。
ＢＴにおける巻線間の結合度であるが、一次巻線Ｎoと
昇圧巻線ＮHVについては、図１の場合と同様に結合係数
ｋ＝０．９５以上の密結合とされている。一方、低圧一
次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについては、この場合に
は結合係数ｋ＝０．７１程度の疎結合の状態を得るよう
にしており、これによって、複合共振形スイッチングコ
ンバータとしての動作が得られるようにしている。ちな
みに、高圧用の一次巻線Ｎoに対する、低圧一次巻線Ｎ1
又は低圧二次巻線Ｎ2の結合度としては、結合係数ｋ＝
０．５５程度とされており、これによっては、一次巻線
Ｎoの巻き数を増加させることができる。
【００９９】このような構成では、フライバックトラン
スＦＢＴにおける電力伝送の対応関係として、一次巻線
Ｎoと昇圧巻線ＮHVとが対応し、低圧一次巻線Ｎ1と低圧
二次巻線Ｎ2が対応することになる。つまり、一次巻線
Ｎoに得られる一次側のスイッチング出力によって、二
次側において昇圧巻線ＮHVに交番電圧が励起される。ま
た、低圧一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力によ
っては、低圧二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されるもの
である。なお、フライバックトランスＦＢＴにおいて直
流高電圧ＥHV及び低圧二次側直流出力電圧Ｅ0を得るた
めの二次側の整流動作、及び安定化動作については、図
１に示した電源回路と同様となることから、ここでの説
明は省略する。
スＦＢＴにおける電力伝送の対応関係として、一次巻線
Ｎoと昇圧巻線ＮHVとが対応し、低圧一次巻線Ｎ1と低圧
二次巻線Ｎ2が対応することになる。つまり、一次巻線
Ｎoに得られる一次側のスイッチング出力によって、二
次側において昇圧巻線ＮHVに交番電圧が励起される。ま
た、低圧一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力によ
っては、低圧二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されるもの
である。なお、フライバックトランスＦＢＴにおいて直
流高電圧ＥHV及び低圧二次側直流出力電圧Ｅ0を得るた
めの二次側の整流動作、及び安定化動作については、図
１に示した電源回路と同様となることから、ここでの説
明は省略する。
【０１００】図６の断面図は、上記図４に示した電源回
路に備えられるフライバックトランスＦＢＴの構造例を
示している。なお、この図に示すフライバックトランス
ＦＢＴは、先に図３に示したものと基本的な構造は同様
とされており、低圧一次巻線Ｎ1が巻装される点が、図
３に示した構造となっているものとされる。そこで、図
６の説明にあたっては、図３と同一部分には同一符号を
付して説明を省略することとし、低圧一次巻線Ｎ1が巻
装される部位についてのみ説明を行うこととする。
路に備えられるフライバックトランスＦＢＴの構造例を
示している。なお、この図に示すフライバックトランス
ＦＢＴは、先に図３に示したものと基本的な構造は同様
とされており、低圧一次巻線Ｎ1が巻装される点が、図
３に示した構造となっているものとされる。そこで、図
６の説明にあたっては、図３と同一部分には同一符号を
付して説明を省略することとし、低圧一次巻線Ｎ1が巻
装される部位についてのみ説明を行うこととする。
【０１０１】この場合にも、一次巻線Ｎｏと昇圧巻線Ｎ
HV（1〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、
もう１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１が、その磁脚に貫通
されるようにして取り付けてられている。この場合、低
圧巻線ボビンＬＢ−１としては、図示するようにして１
枚の仕切が設けられていることで、２つの巻線分の巻回
部が分割されたいわゆる分割ボビンとなっている。そし
て、この低圧巻線ボビンＬＢ−１に対して、低圧一次巻
線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とをそれぞれ異なる巻回部に対
して分割して巻装して互いの絶縁を確保するようにして
いる。図６に示されるようにして各巻線が巻装されるこ
とで、各巻線間において前述したような結合度を得るこ
とができることになる。なお、この場合にも、低圧二次
巻線Ｎ2側に形成される駆動巻線Ｎｇの図示はここでは
便宜上省略している。また、本実施の形態においても、
先の実施の形態の場合と同様に、図１３に示した分割巻
き（スリット巻き）による構造のフライバックトランス
ＦＢＴを基本として、この図６に示すようにして低圧一
次巻線Ｎ1及び低圧二次巻線Ｎ2を巻装した構成としても
よいものである。
HV（1〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、
もう１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１が、その磁脚に貫通
されるようにして取り付けてられている。この場合、低
圧巻線ボビンＬＢ−１としては、図示するようにして１
枚の仕切が設けられていることで、２つの巻線分の巻回
部が分割されたいわゆる分割ボビンとなっている。そし
て、この低圧巻線ボビンＬＢ−１に対して、低圧一次巻
線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とをそれぞれ異なる巻回部に対
して分割して巻装して互いの絶縁を確保するようにして
いる。図６に示されるようにして各巻線が巻装されるこ
とで、各巻線間において前述したような結合度を得るこ
とができることになる。なお、この場合にも、低圧二次
巻線Ｎ2側に形成される駆動巻線Ｎｇの図示はここでは
便宜上省略している。また、本実施の形態においても、
先の実施の形態の場合と同様に、図１３に示した分割巻
き（スリット巻き）による構造のフライバックトランス
ＦＢＴを基本として、この図６に示すようにして低圧一
次巻線Ｎ1及び低圧二次巻線Ｎ2を巻装した構成としても
よいものである。
【０１０２】図５の波形図は、図４の電源回路における
要部の動作を示している。この場合にも、一次側並列共
振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1
は、図５（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コ
ンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
タイミングに対応した波形となっており、メインスイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共
振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０
レベルとなっている。また、スイッチング素子Ｑ1に流
れるコレクタ電流ＩQ1は、図５（ｄ）に示すようにし
て、先ず、期間ＴON1においては、その開始時において
クランプダイオードＤD→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介
して負極性の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レ
ベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られ
る。また、期間ＴOFF1においては０レベルである。ま
た、このような一次側のスイッチング動作によって一次
巻線Ｎｏに流れる巻線電流Ｉ3としては図５（ｃ）に示
すようにして、１スイッチング周期ごとに対応して正負
に反転するた略鋸歯状の交番波形が得られる。そして、
上記一次巻線Ｎｏと並列に接続されている低圧一次巻線
Ｎ1に流れる巻線電流Ｉ1は、図５（ｂ）に示されてお
り、期間ＴOFF1において正極性から負極性に反転し、期
間ＴON1において正極性による所定レベルが維持される
滑らかな波形が得られる。
要部の動作を示している。この場合にも、一次側並列共
振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1
は、図５（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コ
ンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
タイミングに対応した波形となっており、メインスイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共
振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０
レベルとなっている。また、スイッチング素子Ｑ1に流
れるコレクタ電流ＩQ1は、図５（ｄ）に示すようにし
て、先ず、期間ＴON1においては、その開始時において
クランプダイオードＤD→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介
して負極性の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レ
ベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られ
る。また、期間ＴOFF1においては０レベルである。ま
た、このような一次側のスイッチング動作によって一次
巻線Ｎｏに流れる巻線電流Ｉ3としては図５（ｃ）に示
すようにして、１スイッチング周期ごとに対応して正負
に反転するた略鋸歯状の交番波形が得られる。そして、
上記一次巻線Ｎｏと並列に接続されている低圧一次巻線
Ｎ1に流れる巻線電流Ｉ1は、図５（ｂ）に示されてお
り、期間ＴOFF1において正極性から負極性に反転し、期
間ＴON1において正極性による所定レベルが維持される
滑らかな波形が得られる。
【０１０３】そして、フライバックトランスＦＢＴの二
次側の動作は、図５（ｅ）〜（ｈ）により示されてい
る。低圧二次巻線Ｎ2と二次側並列共振回路を形成する
二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側
並列共振電圧Ｖ2は、図５（ｅ）に示されるようにし
て、二次側整流ダイオードＤO1が導通して整流電流が流
れる期間ＤONにおいては二次側直流出力電圧ＥO1のレベ
ルでクランプされ、非導通となる期間ＤOFFにおいては
負極性の方向にピークレベルを有する波形となる。
次側の動作は、図５（ｅ）〜（ｈ）により示されてい
る。低圧二次巻線Ｎ2と二次側並列共振回路を形成する
二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側
並列共振電圧Ｖ2は、図５（ｅ）に示されるようにし
て、二次側整流ダイオードＤO1が導通して整流電流が流
れる期間ＤONにおいては二次側直流出力電圧ＥO1のレベ
ルでクランプされ、非導通となる期間ＤOFFにおいては
負極性の方向にピークレベルを有する波形となる。
【０１０４】また、上記二次側並列共振回路に対して並
列に接続されるアクティブクランプ回路２０のスイッチ
ング回路（Ｑ2//ＤD2）の動作は、図５（ｄ）のクラン
プ電流ＩQ2として示される。この場合にも、スイッチン
グ回路（Ｑ2//ＤD2）は、期間ＤOFF内における期間ＴON
2において導通してオンとなり、これ以外の期間ＴOFF2
において非導通となってオフとなるようにされる。ま
た、期間ＴOFF2は、期間ＤONを含んだ期間となってい
る。従って、この回路においても、アクティブクランプ
回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）と整流ダイ
オードＤO1とは、ほぼ交互となるタイミングでオン／オ
フを行うようになっている。期間ＴON2の前半期間にお
いては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサ
ＣCL→低圧二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、
クランプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得ら
れ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正
極性となって、低圧二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソ
ースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチン
グ回路（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2において
は、０レベルが維持される波形となるものである。ま
た、上記のようにしてスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）
がオン／オフ動作を行うことで、スイッチング回路（Ｑ
2//ＤD2）の両端に得られるクランプ回路電圧ＶQ2とし
ては、図５（ｃ）に示すようにして、期間ＴON2におい
ては０レベルで、期間ＴOFF2においては正極性の所定レ
ベルが維持される波形が得られる。
列に接続されるアクティブクランプ回路２０のスイッチ
ング回路（Ｑ2//ＤD2）の動作は、図５（ｄ）のクラン
プ電流ＩQ2として示される。この場合にも、スイッチン
グ回路（Ｑ2//ＤD2）は、期間ＤOFF内における期間ＴON
2において導通してオンとなり、これ以外の期間ＴOFF2
において非導通となってオフとなるようにされる。ま
た、期間ＴOFF2は、期間ＤONを含んだ期間となってい
る。従って、この回路においても、アクティブクランプ
回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）と整流ダイ
オードＤO1とは、ほぼ交互となるタイミングでオン／オ
フを行うようになっている。期間ＴON2の前半期間にお
いては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサ
ＣCL→低圧二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、
クランプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得ら
れ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正
極性となって、低圧二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソ
ースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチン
グ回路（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2において
は、０レベルが維持される波形となるものである。ま
た、上記のようにしてスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）
がオン／オフ動作を行うことで、スイッチング回路（Ｑ
2//ＤD2）の両端に得られるクランプ回路電圧ＶQ2とし
ては、図５（ｃ）に示すようにして、期間ＴON2におい
ては０レベルで、期間ＴOFF2においては正極性の所定レ
ベルが維持される波形が得られる。
【０１０５】このようなタイミングでアクティブクラン
プ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、図４に示す
回路においても、二次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベ
ルを抑制してクランプする動作が得られる。また、低圧
の二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて補助スイッ
チング素子Ｑ2の導通角制御が行われることで、低圧二
次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
プ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、図４に示す
回路においても、二次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベ
ルを抑制してクランプする動作が得られる。また、低圧
の二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて補助スイッ
チング素子Ｑ2の導通角制御が行われることで、低圧二
次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。
【０１０６】また、フライバックトランスＦＢＴの二次
側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、
図５（ｈ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOF
F1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる
波形が得られるものである。
側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、
図５（ｈ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOF
F1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる
波形が得られるものである。
【０１０７】ここで、図４に示した第２の実施の形態と
しての電源回路において選定された主要部品のスペック
について、先行技術として図９に示した電源回路との比
較により示す。図９に示す回路においては、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴについては、ＥＥ−４０型といわれ
るＥＥ型コアを用い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線
Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。
また、フライバックトランスＦＢＴは、ギャップ長＝
０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV
（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。また、一次側並列共
振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ、クランプコンデンサ
ＣCL＝０．２２μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝
３３００ｐＦが選定されていた。そして、スイッチング
周波数の制御範囲としては、７０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚと
されている。
しての電源回路において選定された主要部品のスペック
について、先行技術として図９に示した電源回路との比
較により示す。図９に示す回路においては、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴについては、ＥＥ−４０型といわれ
るＥＥ型コアを用い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線
Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。
また、フライバックトランスＦＢＴは、ギャップ長＝
０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV
（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。また、一次側並列共
振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ、クランプコンデンサ
ＣCL＝０．２２μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝
３３００ｐＦが選定されていた。そして、スイッチング
周波数の制御範囲としては、７０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚと
されている。
【０１０８】これに対して、図４に示した第２の実施の
形態としての電源回路では、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴとしてのコアは省略されることになる。そして、フ
ライバックトランスＦＢＴに関しては、高圧用の一次巻
線Ｎo＝８０Ｔ、低圧一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ、低圧二次
巻線Ｎ2＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV＝５３０Ｔとなる。ま
た、各部品素子については、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒ＝４７００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．２
２μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝３３００ｐＦ
を選定しており、スイッチング周波数の制御範囲は、７
０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚとされて、図９に示した回路と同
等となっている。
形態としての電源回路では、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴとしてのコアは省略されることになる。そして、フ
ライバックトランスＦＢＴに関しては、高圧用の一次巻
線Ｎo＝８０Ｔ、低圧一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ、低圧二次
巻線Ｎ2＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV＝５３０Ｔとなる。ま
た、各部品素子については、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒ＝４７００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．２
２μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝３３００ｐＦ
を選定しており、スイッチング周波数の制御範囲は、７
０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚとされて、図９に示した回路と同
等となっている。
【０１０９】これまでの説明から分かるように、第２の
実施の形態である図４の電源回路においても、構成部品
として、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが
省略されることになる。従って、この場合にも、それだ
けプリント基板の実装面積が縮小されることになって、
さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。また、本
実施の形態のフライバックトランスＦＢＴの構造とされ
ることで、上記した実際のスペックとしても現れている
ように、低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについて
は、図１１に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻
装される一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2と比較して、その
ターン数が削減されている。これによって、巻線工程時
間の短縮が図られる。
実施の形態である図４の電源回路においても、構成部品
として、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが
省略されることになる。従って、この場合にも、それだ
けプリント基板の実装面積が縮小されることになって、
さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。また、本
実施の形態のフライバックトランスＦＢＴの構造とされ
ることで、上記した実際のスペックとしても現れている
ように、低圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについて
は、図１１に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻
装される一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2と比較して、その
ターン数が削減されている。これによって、巻線工程時
間の短縮が図られる。
【０１１０】さらに、本実施の形態のフライバックトラ
ンスＦＢＴの構造によっては低圧一次巻線Ｎ1と低圧二
次巻線Ｎ2との巻き面積が拡大するために、例えば図７
に示す回路の場合には、これらの巻線について６０μｍ
φ／８０束のリッツ線を用いていたのが、本実施の形態
の場合には、例えば６０μｍφ／１３０束のリッツ線の
ように、より束数の多いリッツ線を用いることができる
ため、銅損による電力損失が低減されて電力変換効率が
向上する。具体的には、図９に示した回路のAC/DC電力
変換効率が９０．１％であったのに対して、図４に示し
た本実施の形態の回路では、９１．０％にまで向上され
た。また、交流入力電力は２．４Ｗ低減された。
ンスＦＢＴの構造によっては低圧一次巻線Ｎ1と低圧二
次巻線Ｎ2との巻き面積が拡大するために、例えば図７
に示す回路の場合には、これらの巻線について６０μｍ
φ／８０束のリッツ線を用いていたのが、本実施の形態
の場合には、例えば６０μｍφ／１３０束のリッツ線の
ように、より束数の多いリッツ線を用いることができる
ため、銅損による電力損失が低減されて電力変換効率が
向上する。具体的には、図９に示した回路のAC/DC電力
変換効率が９０．１％であったのに対して、図４に示し
た本実施の形態の回路では、９１．０％にまで向上され
た。また、交流入力電力は２．４Ｗ低減された。
【０１１１】なお、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスＰＲＴが用いられているが、この直交形制御ト
ランスＰＲＴの代わりに、先に本出願人により提案され
た斜交形制御トランスを採用することができる。上記斜
交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省略
するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、４
本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コアを組み合わ
せることで立体型コアを形成する。そして、この立体形
コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するので
あるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係
が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的に
は、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、
４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある２本
の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角の位置関係に
あるとされる２本の磁脚に対して巻装するものである。
そして、このような斜交形制御トランスを備えた場合に
は、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルから正
の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダクタン
スが増加するという動作傾向が得られる。これにより、
スイッチング素子をターンオフするための負方向の電流
レベルは増加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮
されることになるので、これに伴ってスイッチング素子
のターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチング素
子の電力損失をより低減することが可能になるものであ
る。
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスＰＲＴが用いられているが、この直交形制御ト
ランスＰＲＴの代わりに、先に本出願人により提案され
た斜交形制御トランスを採用することができる。上記斜
交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省略
するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、４
本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コアを組み合わ
せることで立体型コアを形成する。そして、この立体形
コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するので
あるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係
が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的に
は、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、
４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある２本
の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角の位置関係に
あるとされる２本の磁脚に対して巻装するものである。
そして、このような斜交形制御トランスを備えた場合に
は、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルから正
の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダクタン
スが増加するという動作傾向が得られる。これにより、
スイッチング素子をターンオフするための負方向の電流
レベルは増加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮
されることになるので、これに伴ってスイッチング素子
のターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチング素
子の電力損失をより低減することが可能になるものであ
る。
【０１１２】また、例えば、上記実施の形態では、メイ
ンとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子とに
ついては、バイポーラトランジスタを採用するものとし
ているが、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の他の素子を採
用することも考えられるものである。ここで、ＭＯＳ−
ＦＥＴ、ＩＧＢＴを採用する場合には、例えば汎用ＩＣ
を用いた発振駆動回路を用いることで他励式によってス
イッチング駆動するように構成すればよい。
ンとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子とに
ついては、バイポーラトランジスタを採用するものとし
ているが、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の他の素子を採
用することも考えられるものである。ここで、ＭＯＳ−
ＦＥＴ、ＩＧＢＴを採用する場合には、例えば汎用ＩＣ
を用いた発振駆動回路を用いることで他励式によってス
イッチング駆動するように構成すればよい。
【０１１３】
【発明の効果】請求項１に記載の発明による電源回路で
は、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング出力が
伝送されるフライバックトランスにおいて、昇圧巻線は
一次巻線と密結合の状態となるように巻装され、一方、
低圧二次巻線は一次巻線と疎結合の状態となるようにし
て巻装される。また、請求項２に記載の発明による電源
回路では、フライバックトランスにおいて高圧用一次巻
線と昇圧巻線とが密結合となるようにして巻装され、ま
た、低圧一次巻線と低圧二次巻線Ｎ2とが疎結合となる
ようにして巻装される。また、これらの各構成において
は、低圧二次巻線側にて二次側並列共振回路が形成され
るようにすることで、複合共振形スイッチングコンバー
タとしての動作が得られるようになっている。そして、
フライバックトランスの二次側においては、昇圧巻線に
励起された交番電圧を利用して直流高電圧を生成し、ま
た、低圧二次巻線に励起された交番電圧を利用して直流
低電圧を生成するようにされる。このような構成が採ら
れる結果、本発明の電源回路としては、直流高電圧と直
流低電圧という２種類の二次側直流出力電圧を得るのに
あたり、高圧発生トランスだけを設ければよく、絶縁コ
ンバータトランスについては削除されることになる。
は、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング出力が
伝送されるフライバックトランスにおいて、昇圧巻線は
一次巻線と密結合の状態となるように巻装され、一方、
低圧二次巻線は一次巻線と疎結合の状態となるようにし
て巻装される。また、請求項２に記載の発明による電源
回路では、フライバックトランスにおいて高圧用一次巻
線と昇圧巻線とが密結合となるようにして巻装され、ま
た、低圧一次巻線と低圧二次巻線Ｎ2とが疎結合となる
ようにして巻装される。また、これらの各構成において
は、低圧二次巻線側にて二次側並列共振回路が形成され
るようにすることで、複合共振形スイッチングコンバー
タとしての動作が得られるようになっている。そして、
フライバックトランスの二次側においては、昇圧巻線に
励起された交番電圧を利用して直流高電圧を生成し、ま
た、低圧二次巻線に励起された交番電圧を利用して直流
低電圧を生成するようにされる。このような構成が採ら
れる結果、本発明の電源回路としては、直流高電圧と直
流低電圧という２種類の二次側直流出力電圧を得るのに
あたり、高圧発生トランスだけを設ければよく、絶縁コ
ンバータトランスについては削除されることになる。
【０１１４】絶縁コンバータトランスが削除されること
で、構成部品としては、少なくとも、そのトランスのた
めのコアがが削除されることになるのであるが、絶縁コ
ンバータトランスは比較的大型なトランスであるから、
そのコアが削除されることで、基板サイズは大幅に縮小
することが可能になり、結果として小型軽量化を有効に
促進することが可能になるものである。これに加えて、
請求項１に記載される発明による電源回路では、１組分
の巻線が省略されることで、それだけ巻線工程も少なく
なってその時間が短縮されるので、例えばスイッチング
電源回路あたりの製造効率も向上されることになる。さ
らに、請求項２による発明に基づく電源回路について
は、低圧一次巻線と低圧二次巻線の巻き数が削減される
ことから、これによる巻線工程時間の短縮が図られる。
また、これらの巻線の巻き面積も拡大してより束数の多
いリッツ線を巻線として選定できるので、銅損による電
力損失は低減されて電力変換効率が向上されることにな
る。このようにして、本発明によっては、スイッチング
電源回路の大幅な小型軽量化の促進が図られるものであ
り、これに伴って、製造効率の向上やコストの削減、さ
らには電力変換効率の向上も図られるという効果を有し
ている。
で、構成部品としては、少なくとも、そのトランスのた
めのコアがが削除されることになるのであるが、絶縁コ
ンバータトランスは比較的大型なトランスであるから、
そのコアが削除されることで、基板サイズは大幅に縮小
することが可能になり、結果として小型軽量化を有効に
促進することが可能になるものである。これに加えて、
請求項１に記載される発明による電源回路では、１組分
の巻線が省略されることで、それだけ巻線工程も少なく
なってその時間が短縮されるので、例えばスイッチング
電源回路あたりの製造効率も向上されることになる。さ
らに、請求項２による発明に基づく電源回路について
は、低圧一次巻線と低圧二次巻線の巻き数が削減される
ことから、これによる巻線工程時間の短縮が図られる。
また、これらの巻線の巻き面積も拡大してより束数の多
いリッツ線を巻線として選定できるので、銅損による電
力損失は低減されて電力変換効率が向上されることにな
る。このようにして、本発明によっては、スイッチング
電源回路の大幅な小型軽量化の促進が図られるものであ
り、これに伴って、製造効率の向上やコストの削減、さ
らには電力変換効率の向上も図られるという効果を有し
ている。
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。
波形図である。
【図３】図１に示す電源回路に備えられるフライバック
トランスの構造例を示す断面図である。
トランスの構造例を示す断面図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
【図５】図４に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。
波形図である。
【図６】図４に示す電源回路に備えられるフライバック
トランスの構造例を示す断面図である。
トランスの構造例を示す断面図である。
【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図８】図７に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。
波形図である。
【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示す電源回路における要部の動作を示
す波形図である。
す波形図である。
【図１１】絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面
図である。
図である。
【図１２】従来のフライバックトランスの構造例とし
て、昇圧巻線が層間巻きされる場合を示す断面図であ
る。
て、昇圧巻線が層間巻きされる場合を示す断面図であ
る。
【図１３】従来のフライバックトランスの構造例とし
て、昇圧巻線が分割巻きされる場合を示す断面図であ
る。
て、昇圧巻線が分割巻きされる場合を示す断面図であ
る。
１Ａ 第１制御回路、１Ｂ 第２制御回路、２０ アク
ティブクランプ回路、ＦＢＴ フライバックトランス、
４０ 高圧発生回路、Ｑ1 メインスイッチング素子、
Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共
振コンデンサ、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＤD，ＤD2
クランプダイオード、ＣCL クランプコンデンサ、Ｎ
O 一次巻線、Ｎ1 低圧一次巻線、Ｎ2 低圧二次巻
線、ＮHV1〜ＮHV5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流
ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ
ティブクランプ回路、ＦＢＴ フライバックトランス、
４０ 高圧発生回路、Ｑ1 メインスイッチング素子、
Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共
振コンデンサ、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＤD，ＤD2
クランプダイオード、ＣCL クランプコンデンサ、Ｎ
O 一次巻線、Ｎ1 低圧一次巻線、Ｎ2 低圧二次巻
線、ＮHV1〜ＮHV5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流
ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 7/06 Ｈ０２Ｍ 7/06 Ｋ Ｆターム(参考） 5H006 AA01 BB04 CA01 CA07 CA12 CB04 CC02 DA04 DC05 HA08 HA09 5H730 AA01 AA14 AS01 AS04 AS15 BB26 BB52 BB66 BB67 BB82 BB94 CC01 DD02 DD41 EE06 EE19 EE59 EE65 EE73 FD01 FD51 FF01 FG07 ZZ16
Claims (2)
- 【請求項１】 入力された直流入力電圧を断続して出力
するためのメインスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、 二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合されるＵ−Ｕ
字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装さ
れる一次巻線と、この一次巻線と同軸上に巻装されて、
上記一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られる
ようにされた二次側昇圧巻線と、上記Ｕ−Ｕ字形磁心の
他方の磁脚に巻装され、上記一次巻線とは疎結合とされ
る所要の結合度が得られるようになされた二次側低圧巻
線と、を有する高圧発生トランスと、 上記二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
を並列に接続するようにして形成される二次側並列共振
回路と、 上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側
低圧巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について
半波整流動作を行うことで、直流低電圧を得るように構
成された直流低電圧生成手段と、 上記二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動
作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流高
電圧生成手段と、 少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子
との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記二
次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブ
クランプ手段と、 上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うこ
とで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御
手段と、 上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行う
ことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制
御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 入力された直流入力電圧を断続して出力
するためのメインスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、 二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合されるＵ−Ｕ
字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装さ
れる高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線と同軸上に
巻装されて、上記高圧用一次巻線と密結合とされる所要
の結合度が得られるようにされた二次側昇圧巻線と、上
記高圧用一次巻線と並列に接続されると共に、上記Ｕ−
Ｕ字形磁心の他方の磁脚に巻装される低圧用一次巻線
と、この低圧用一次巻線とは疎結合とされる所要の結合
度が得られるように、低圧用一次巻線と同じ磁脚に対し
て巻装される二次側低圧巻線と、を有する高圧発生トラ
ンスと、 上記二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
を並列に接続するようにして形成される二次側並列共振
回路と、 上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側
低圧巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について
半波整流動作を行うことで、直流低電圧を得るように構
成された直流低電圧生成手段と、 上記二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動
作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流高
電圧生成手段と、 少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子
との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記二
次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブ
クランプ手段と、 上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うこ
とで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御
手段と、 上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行う
ことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制
御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
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