WO2002073784A1

WO2002073784A1 - Circuit d'alimentation a commutation

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Publication number: WO2002073784A1
Application number: PCT/JP2002/002016
Authority: WO
Inventors: Masayuki Yasumura
Original assignee: Sony Corporation
Priority date: 2001-03-09
Filing date: 2002-03-05
Publication date: 2002-09-19
Also published as: JP2002272104A; JP3680747B2; EP1367706A1; KR20030082964A; US20040141340A1; EP1367706A4; US6956749B2

Description

明細スイッチング電源回路技術分野

本発明は、例えば高解像度とされる大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェクタ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適用して好適なスイッチング電源回路に関するものである。背景技術

陰極線管（以下 C R Tという）を備える表示装置として、例えば HD T V (High Definition Television) といわれる高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきている。

これらの機器のうち、 HD T Vに対応するものは、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が通常のテレビジョン受像機の 2倍の周波数とされ、例えば N T S C方式であれば、 3 1 . 5 K H z となる。また、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、 1^丁 3 ( 方式のもとでは 3 3. 7 5 KH Z の水平同期信号周波数であると規定されている。また、 'このような映像機器における C R Tのアノード電極に供給する高圧のアノード電圧は、 3 0 K V以上とされる。

このようにして、陰極線管表示装置としては、高解像度化が進められ、また、画面について大型化を図ったものが普及してきている状況にある。このため、例えばテレビジョン受像機としては、 N T S C方式であれば水平同期信号周波数を 3 1 . 5 K H z の倍速モードに変換し、更には H D T Vも受信可能なように設計されているものが少なからず普及している。

このため、上記したようなテレビジョン受像機において、 C R Tのアノード電極に高圧直流出力電圧を印加する場合には、例えば水平同期信号周波数 3 1 . 5 ；^1 2 と 3 3 . 7 5 K H Z とで、上記高圧直流出力電圧が変動することとなって、 C R Tに表示される画面の輝度やラスターサイズが変化してしまうことになる。このため、上記したアノード電圧を生成する電源回路としては、その安定化が不可欠となる。

このようなことを背景として、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイッチング回路が各種提案されている。

そこで、映像機器用のスイッチング電源回路の一例を、第 6図の回路図に示す。

この第 6図に示す回路において、整流平滑電圧 E i を入力して断続するスイッチングコンバータは、 1石のスイッチング素子 Q 1 を備えて、スイッチング動作を行う自励式の電圧共振形で、かつコンパ一タトランス P I T (Power Isolat ion Trans former) (D 二次側並列共振回路と、一次側の電圧共振回路とによって複合共振する複合共振形のものである。また、フライバックトランス F

B Tの一次側巻線が P I Tの一次側巻線に並列に接続され、スィツチング素子 Q 1 によりスイッチング駆動されている。

この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源 A Cに対して、整流ダイオード D i 1、 i 2、平滑コンデンサ C i 1、および C i 2 によって倍電圧整流回路を形成している。この倍電圧整流回路は、直列接続された平滑コンデンサ C i 1一 C i 2 の交流入力電圧 V AC の 2倍に対応する整流平滑電圧 E i を生成して一次側電圧共振形コンパ一夕に対して供給する。このようにして倍電圧整流回路を形成することで、交流入力電圧 A C 1 0 0 V系の場合に対応して十分なレベルの整流平滑電圧 E i を得ることが可能になる。

また、この電源回路においては、絶緣コンバータトランス P I Tの二次側に対してアクティブクランプ回路 2 0 として、補助スイッチング素子 Q 2，クランプコンデンサ C CL，クランプダイォード D D2 を備えている。

そして、この場合の第 1制御回路 1 Aに対しては検出電圧として二次側直流出力電圧 E 01 が入力される。この第 1制御回路 1 A は、入力された二次側直流出力電圧 E 01 のレベル変化に応じて可変のバイアス電圧を、補助スイッチング素子 Q 2 のゲートに対して印加する。これにより、クランプコンデンサ C CL に流れる電流量が変化し、これに伴って二次側並列共振コンデンサ C 2への充電電流量が,変化するので'、二次側並列共振回路に得られる交番電圧（並列共振電圧）のレベルも変化する。このようにして、絶緣コンバータトランス P I Tの二次側に得られる直流出力電圧の安定化が図られる。

一点鎖線で囲って示した高圧発生回路 4 0は、フライバックトランス F B Tと高圧整流回路によって構成されており、フライバックトランス F B Tの一次側巻線 N 0に流れる励磁電流により昇圧巻線 N HV 1〜N HV5 に誘起された電流を 5組の半波整流回路により整流して平滑コンデンサ C 0HV に対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサ C 0HV の両端には、各昇圧巻線 N HV 1 〜N HV5 に誘起される誘起電圧の約 5倍に対応するレベルの直流高電圧 E HVが得られることになる。

また、平滑コンデンサ C0HVの両端に対しては、抵抗 R 1—抵抗 R 2からなる直列回路が並列に接続されており、これら抵抗 R 1, R 2 により分圧した電圧が第 2制御回路 1 Bに入力される。

第 2制御回路 1 Bは、例えば直流高電圧 EHVの電圧レベル変化に応じた制御電圧を制御信号として出力する。

この制御電圧に応じて、制御巻線 N Cに流す制御電流レベルを可変することで、直交形制御トランス P R T (Power Regulation Transformer) に巻装された駆動巻線 NBのィンダクタンス LBを可変制御する。これにより、駆動巻線 NB のインダクタンス LB を含んで形成される自励発振駆動回路の共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子 Q 1 のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側から出力される直流出力電圧の定電圧化を図るようにしている。

ところで、第 6 図に示す回路では、大型のトランスである絶緣コンバータトランス P I Tおよびフライバックトランス F B T が備えられており、相当な実装面積を要することから、小型化が望まれていた。発明の開示

そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。

つまり、入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、コアの一方に巻装される高圧用一次巻線と二次側昇圧巻線と、このコアの他方に卷装された少なくとも二次側低圧巻線とを有する高圧発生トランスを備える。

また、少なくとも高圧発生トランスの高圧用一次巻線とともに一次側共振回路を形成する一次側共振コンデンサと、二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路とを備える。

この二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側低圧巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について半波整流動作を行うことで、直流低電圧を得るように構成された直流低電圧生成手段と、二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流高電圧生成手段とを設ける。

そして、直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに対して定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段とを備える。

また、この高圧発生トランスは、コアの他方に巻装される二次側低圧巻線と共に卷装され、高圧用一次巻線と並列に接続される低圧用一次卷線を備える。

従って、スィツチング電源回路の全体構成としては'、一次側電圧共振形スィツチングコンバータと、このスイッチング出力を二次側に伝送する高圧発生トランスと、この高圧発生トランスの二次側に形成される直流高電圧生成手段としての整流回路系と、直流低電圧生成手段としての整流回路系が備えられることになる。ここで、直流低電圧生成手段の整流回路系においては、二次側並列共振回路が形成されることで、電源回路全体としては、複合共振形スイッチングコンバータが形成される。

そして、このような回路構成であれば、直流高電圧と直流低電圧とを 1組のスイッチング電源回路で得るのにあたっては、高圧発生トランスにより一次側から二次側への電力伝送を行うようにされることになる。つまり、換言すれば、高圧発生トランス及び絶縁コンバータトランスという 2組の大型トランスを設ける必要はなく、絶縁コンバータトランスについては省略できることになる。図面の簡単な説明

第 1 図は、本発明の第 1の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。

第 2図は、第 1 図に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。

第 3図は、第 1 図に示す電源回路に備えられるフライバックトランスの構造例を示す断面図である。

第 4図は、本発明の第 2の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。

第 5図は、第 4図に示す電源回路に備えられるフライパックトランスの構造例を示す断面図である。

第 6図は、先行技術としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態のスイッチング電源回路について説明を行っていくこととする。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に、二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スィッチングコンバータとしての基本構成を採る。また、この図に示される電源回路は、ディスプレイデバイスとして C R T (陰極線管）を備えるテレビジョン受像機、モニタディスプレイ装置、プロジェクタ装置などに搭載されるものである。

第 1 図は、本発明の第 1 の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。

この第 1図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧 VAC) を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路 D i 及び平滑コンデンサ C iから成る全波整流平滑回路が備えられる。この全波整流平滑回路は、平滑コンデンサ C ί の両端電圧として、交流入力電圧 VACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧（直流入力電圧） E i を生成する。

この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンパ —夕は、 1石のスイッチング素子 Q 1 を備えた自励式の構成を採つている。この場合、スイッチング素子 Q 1 には、 B J T (Bipolar

June t ion Trans is tor) などの高耐圧のバイポーラトランジスタが採用されている。

スイッチング素子 Q 1 のベースと一次側ァ一ス間には、駆動巻線 NB、共振コンデンサ C B、ベース電流制限抵抗 RBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。

また、スイッチング素子 Q 1 のべ一スは、起動抵抗 RS を介して平滑コンデンサ C i (整流平滑電圧 E i ) の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。

また、スイッチング素子 Q 1 のベースと平滑コンデンサ C の負極（ 1次側アース）間には、クランプダイオード DDが接続され、これにより、スイッチング素子 Q 1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。また、スイッチング素子 Q 1 のコレクタは、フライバックトランス F B Tの一次巻線 No の卷終わり端部と接続され、ェミッタは接地される。

また、上記スイッチング素子 Q 1 のコレクタ—ェミッタ間に対しては、並列共振コンデンサ C rが並列に接続されている。この並列共振コンデンサ C r は、自身のキャパシタンスと、後述するフライバックトランス F B Tの一次巻線 N 0側のリ一ケージインダクタンス L 0 とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子 Q 1 のオフ時における並列共振コンデンサ C r の両端電圧 V I は、この並列共振回路の作用によって、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになつている。

この図に示す直交形制御トランス P R Tは、共振電流検出巻線 ND、駆動巻線 NB、及び制御巻線 N Cが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランス P R Tは、スイッチング素子 Q 1 を駆動すると共に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制御のために設けられる。

この直交形制御卜ランス P R Tの構造としては、図示は省略するが、 4本の磁脚を有する 2つのコアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コァの所定の 2本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線 ND、駆動巻線 NBを巻装し、更に制御巻線 NC を、上記共振電流検出巻線 N D 及び駆動巻線 N B に対して直交する方向に巻装して構成される。

この場合、直交形制御トランス P R Tの共振電流検出卷線 N D は、平滑コンデンサ C i の正極（整流平滑電圧 E i ライン）とフライパックトランス F B Tの一次巻線 N 0 との間に直列に挿入されることで、スイッチング素子 Q 1 のスイッチング出力は、共振電流検出巻線 NDに伝達される。直交形制御トランス P R Tにおいては、共振電流検出卷線 NDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線 NB に誘起されることで、駆動巻線 NB にはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（NB， CB) からベース電流制限抵抗 RB を介して、ドライブ電流としてスィツチング素子 Q 1 のベースに出力される。これにより、スィッチング素子 Q 1 は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。

フライバック卜ランス F B Tは、メインスイッチング素子 Q 1 のスイッチング出力を一次側から二次側に伝達し、二次側においてアノード電圧用の高圧直流電圧を得るための高圧交番電圧を生成するために備えられるのであるが、本実施の形態においてはこのフライバックトランス F B Tの二次側において、例えば各種回路用の低圧二次側直流出力電圧を得るための低圧交番電圧を生成するようにも構成される。

このために、本実施の形態のフライバックトランス F B Tは、図示するようにして、二次側巻線として昇圧巻線 NHV (1〜5) が巻装されるのに加え、低圧用二次巻線 N2が巻装される。

そして、フライバックトランス F B Tの二次側の回路構成として、昇圧巻線 NHV (1〜5) を備えて成る高圧発生回路 4 0側の構成は次のようになっている。

図において一点鎖線で囲って示す高圧発生回路 4 0は、フライノックトランス F B Tと高圧整流回路によって構成されており、フライパックトランス F B Tの一次側卷線 NO に入力される電圧を昇圧することにより、例えば C R Tのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成する。

このため、フライバックトランス： F B Tの二次側には、 4組〜 5組の昇圧巻線 N HVが、後述するようにしていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割されて巻装されている。

この場合、一次側巻線 N 0 と昇圧巻線 N HV とは密結合となるように巻装されている。なお、この場合の一次側巻線 NOと昇圧巻線 NHVの結合係数 k としては、 k≥ 0 . 9 5 とされている。

フライバックトランス F B Tの二次側には、一次側巻線 N 0 に発生する電圧が、昇圧巻線 NHVと一次側巻線 NO との巻線比（N HVZ NO) に応じて昇圧された昇圧電圧が得られることになる。

この図に示す電源回路の塲合には、フライバックトランス F B Tの二次側には、 5組の昇圧巻線 NHV1, NHV2, NHV3, NHV4, NHV5がそれぞれ独立した状態で巻装されており、各々の昇圧巻線 NHV1〜NHV5 の巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオード DHV1, DHV2, D HV3, DHV4, D HV5 のアノード側が接続されている。そして、高圧整流ダイオード D HV1 の力ソードが平滑コンデンサ C 0HVの正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオード D HV2〜DHV5 の各カソードが、 'それぞれ昇圧巻線 NHV1〜NHV4 の巻始め端部に対して接続される。

即ち、フライバックトランス F B Tの二次側には、 [昇圧巻線 NHVK 高圧整流ダイオード DHV1]、 [昇圧巻線 NHV2、高圧整流ダイオード DHV2]、 [昇圧巻線 NHV3、高圧整流ダイォ一ド DHV3]. [昇圧巻線 NHV4、高圧整流ダイォード DHV4]、 [昇圧巻線 NHV5、高圧整流ダイオード DHV5] という 5組の半波整流回路が直列に接続された、いわゆるマルチシンダラー方式の半波整流回路が形成されていることになる。

従って、フライバックトランス F B Tの二次側においては、 5 組の半波整流回路が昇圧巻線 NHV1〜NHV5 に誘起された電流を整流して平滑コンデンサ C 0HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサ C0HVの両端には、各昇圧巻線 NHV1〜NHV5 に誘起される誘起電圧の約 5倍に対応するレベルの直流高電圧 E HV が得られることになる。この直流高電圧 E HV は C R Tのァノード電圧として利用される。なお、直流高電圧 E HVの安定化動作については後述する。

また、フライバックトランス F B Tの低圧二次巻線 N 2側の構成は次のようになっている。

この場合、二次卷線 N 2の巻始め端部は整流ダイオード D 01 のアノードに接続され、その巻終わり端部側は二次側アースに接続される。そして、この整流ダイオード D01 と平滑コンデンサ C 01 から成る半波整流平滑回路によって二次側直流出力電圧: E 01 を得るようにしている。なお、二次側直流出力電圧 E 01 は、例えば 1 3 5 Vとされて水平偏向回路系として用いられる。また、第 1 制御回路 1 Aに対して検出電圧として分岐して供給される。

また、この場合には、二次卷線 N 2 に対して図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に対して図示するようにして整流ダイオード D 02 及び平滑コンデンサ C 02 から成る半波整流回路を接続することで、上記二次側直流出力電圧 E 01 よりも低圧とされる、例えば 1 5 Vの二次側直流出力電圧 E 02 を生成するようにしている。この二次側直流出力電圧 E 02 は、例えば垂直偏向回路系に用いられる。また、この場合には第 1制御回路 1 A及び第 2制御回路 1 Bに対して動作電源としても供給される。

なお、実際としては、他の各種回路系に供給するための所要のレベルの低圧二次側直流出力電圧が生成されるようにしても構わないものであり、例えばビデオ出力回路系（ 2 0 0 V )、 C R Tヒーター回路系（ 7 . 5 V )、音声出力回路系（ 2 4 V ) などのための二次側直流出力電圧を得るようにしても構わないものである。

そして、この低圧二次巻線 N 2 に対しては、二次側並列共振コンデンサ C 2が並列に接続されている。この場合、低圧二次巻線 N 2 のリーケージインダクタンス L 2 と、二次側並列共振コンデンサ C 2 のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。これによつて、二次側に誘起される交番電圧は共振電圧となり、二次側において電圧共振動作が得られる。

即ち、本実施の形態の電源回路としても、フライバックトランス F B Tの一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、複合共振形スイッチングコンパ一夕を形成しているものである。

ここで、本実施の形態のフライバックトランス F B Tとしては直流高電圧を得るためのフライパック動作を得るためには一次側と二次側とが密結合であることが必要とされ、一方、上記した複合共振形スイッチングコンバータとしての動作を得るためには一次側と二次側とが疎結合であることが必要となる。

従って、本実施の形態のフライバックトランス F B Tとしては一次巻線 N O と昇圧巻線 N HV ( 1〜5 ) とについては密結合で、一次巻線 N 0 と二次巻線 N 2 とは疎結合となる状態が得られるような構造を有しているものとされる。なお、フライバックトランス F B Tの構造については後述する。

また、二次側において上記二次側並列共振回路に対してはァクティブクランプ回路 2 0が設けられる。

アクティブクランプ回路 2 0は、捕助スイッチング素子 Q 2，クランプコンデンサ CCL，クランプダイォード D D2 を備えているこの場合、補助スイッチング素子 Q 2 については M O S— F E T が選定される。また、クランプダイオード D D2 には、 M〇 S — F E Tとしての補助スイッチング素子 Q2 に内蔵されるボディダイオードを用いるようにされる。

また、補助スイッチング素子 Q 2 を駆動するための駆動回路系は、低圧二次巻線 N 2 を巻き上げるようにして二次側に巻装される駆動巻線 N gに対して、コンデンサ C g—抵抗 R gを接続した L C R直列共振回路を接続することで形成される。また、この場合には、バイアス抵抗 R 11 が補助スイッチング素子 Q 2のゲートと二次側アース間に挿入される。

補助スイッチング素子 Q 2 のドレインはクランプコンデンサ C CL を介して、二次巻線 N2 の巻始め端部に接続される。補助スィツチング素子 Q 2 のドレインは二次側アースに対して接地されるまた、クランプダイオード D D2は、そのアノードが補助スィッチング素子 Q 2のドレインに接続され、力ソードが補助スィッチング素子 Q 2 のソースに接続されることで、補助スイッチング素子 Q 2がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成するようにしている。

このように、本実施の形態のアクティブクランプ回路 2 0 としては、上記補助スイッチング素子 Q 2及びクランプダイオード D D 2から成るスイッチング回路に対して、クランプコンデンサ C CL を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を二次巻線 N 2 と二次側並列共振コンデンサ C 2 からなる二次側並列共振回路に対して、さらに並列に接続して構成されるものである。

また、本実施の形態の電源回路における安定化動作については. 次のようになる。

第 1制御回路 1 Aでは、二次側の直流出力電圧レベル E 01 の変化に応じて可変されたレベルの直流の制御電圧を印加するようにされる。この制御電圧によっては、補助スイッチング素子 Q 2 のゲート閾値電圧（バイアス）が可変されることになるのであるが、これによつては、補助スイッチング素子 Q 2 についてのオン期間が可変されることになる。つまり導通角についての P W M制御が行われるものである。

第 1 図に示す回路構成の場合、オン期間においてスィツチング回路（ Q 2及び D D 2 ) が導通してクランプコンデンサ C CL に電流が流れることによっては、二次側並列共振コンデンサ C 2 に流入して充電されるべき電流がクランプコンデンサ C CL に流れることになるもので、この動作によって、二次側並列共振コンデンサ C 2 の両端に得られる二次側並列共振電圧 V 2 のピークレベルを抑制してクランプするようにされる。

. 従って、補助スイッチング素子 Q 2 の導通角が可変制御されてクランプコンデンサ C CL に流れる電流量が可変されれば、二次側並列共振コンデンサ C 2 における充電電流量が可変されることになって二次側並列共振電圧 V 2 のレベルも変化する。このようにして二次側並列共振電圧 V 2 のレベルが変化することで、平滑コンデンサ C 01 に流入する整流電流レベルが変化することとなつて、結果的には、二次側直流出力電圧 E 01 のレベルを可変制御する動作が得られる。そして、このような動作によって、低圧二次側直流出力電圧の安定化が図られるものである。

また、直流高電圧 E HVが得られる平滑コンデンサ C 0HVに対しては、分圧抵抗 R 1— R 2の直列接続回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗 R 1— R 2 の分圧点は、第 2制御回路 1 Bに対して接続される。つまり本実施の形態においては、第 2制御回路 1 Bに対しては、検出電圧として、直流高電圧 E HVを分圧抵抗 R 1 - 2 により分圧して得られる電圧レベルが入力されることになる。

第 2制御回路 1 Bは、直流高電圧 E HVの変化に応じて、制御巻線 N. C に流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランス P R Tに巻装された駆動巻線 N Bのインダクタンス L B を可変制御する。これにより、駆動巻線 N B のインダクタンス L B を含んで形成されるスイッチング素子 Q 1 のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これはスィツチング素子 Q 1 のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によってフライバックトランス F B Tにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーが変化する。これにより、直流高電圧 E HV について所要の一定レベルが保たれるように制御が行われる。つまり、この図に示す回路においては、スィッチング周波数制御方式によって直流高電圧 E HV の安定化を図っている。

第 3図の断面図により、本実施の形態としてのフライバックトランス F B Tの構造例を示しておく。

この図に示すフライバックトランス F B Tでは、例えばフェラィト材による 2つの U字型コア C R 1， C R 2 の各磁脚を対向するように組み合わせることで U— U字型コア C Rが形成される。そして、 U字型コア C R 1 の磁脚端部と、 U字型コア C R 2の磁脚端部との対向する部分にはギャップ G 1 , G 2 をそれぞれ設けるようにされる。

そして、図示するように、一次巻線 No を巻装した低圧巻線ポビン L Bを U— U字型コア C Rの一方の磁脚を貫通させるように取り付ける。そして、この低圧巻線ポビン L Bのさらに外側に対して、昇圧巻線 NHV(1〜5) を巻装した高圧巻線ポピン H Bを取り付ける。これによつて、一次巻線 N 0 と昇圧巻線 NHV(1〜5) とについて分割し、て巻装する構造が得られる。そしてこの構造によっては、一次巻線 N 0 と二次側の昇圧巻線 N HV (1〜 5) とについては、同一の磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装していることになるため、互いの結合状態としては密結合の状態が得られることになる。例えば実際としては、結合係数 k = 0. 9 8程度の密結合の状態を得ることができる。

ここで、高圧巻線ポビン H Bに巻装する昇圧巻線 NHVとしては. 例えば複数の昇圧巻線 NHV(1〜5) の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。このため、昇圧巻線 NHVの巻き方は、各昇圧巻線 NHV (1〜5) を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フイルム Fを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。

そして、上記のようにして昇圧巻線 NHV(1〜5) を巻装したうえで、各昇圧巻線 NHV(1〜に対して高圧整流ダイオード DHV(1 〜5)を接続して取り付ける。そして、他方の磁脚に対しては、もう 1つの低圧巻線ポビン L B— 1 を、その磁脚を貫通させて取り付けており、この低圧巻線ポビン L B— 1 に対して低圧二次巻線 N2 を巻装している。

このようにして低圧二次巻線 N2が巻装されることで、一次巻線 No と低圧二次巻線 N2 は互いに異なる磁脚に対して巻装されることとなるために、その結合状態としては疎結合とすることができる。そして、実際の結合係数 kとしては k == 0. 5 5程度による疎結合の状態を得ることができた。

なお、第 1 図に示した回路では、低圧二次巻線 N 2 に対しては、その端部を巻き上げるようにして駆動巻線 N gが巻装されているのであるが、この第 3図においては、これらの卷線の図示は省略している。但し、実際には、低圧二次巻線 N2 と共にポピンに卷装されていることになる。

また、本実施の形態としてのフライバックトランス F B Tは、この第 3図に示す構成に限定されるものではなく、必要に応じて変更されて構わないものであり、例えば高圧発生回路 4 0 については、いわゆるスリット巻きによる構造を基本としたうえで、第 3図に示すようにして低圧二次巻線 N2 を巻装することで本実施の形態のフライノックトランス F B Tを構成することも可能である。

ここで、第 1 の実施の形態としての第 1 図に示した回路における要部のスペックを、先行技術として第 6図に示した電源回路との比較により示しておく。なお、下記のスペックは、低圧二次側直流出力電圧 E 01 の負荷電力 P o = l 5 0 W〜 1 0 0 W、直流高電圧 EHVの負荷電力 PHV= 6 8 W ( 3 1 . 5 k V X 2. 1 5 mA) の条件に対応した構成の場合におけるものとされる。第 6 図に示した回路に採用されていた絶縁コンバータトランス P I Tは、 E E— 4 0型といわれる E E型コアを用い、ギヤップ長 G = l mm、一次巻線 N l= l 3 0 T、二次巻線 N2= l 0 0 Τとされていた。また、第 6図に示した回路におけるフライパックトランス F B Tは、ギャップ長 = 0. 4 mm X 2、一次巻線 N o = 7 0 T、昇圧巻線 NHV (1〜5) = 5 3 0 Tとされていた。また主要部品の定数としては、 C r = 2 2 0 0 p F、クランプコンデンサ C CL = 0. 1 5 F、二次側並列共振コンデンサ C 2 = 0. 0 1 / F、一次側直列共振コンデンサ C 3= 0. 0 1 8 Fが選定されていた。そして、スイッチング周波数の制御範囲としては、 8 0 ΚΗ ζ〜 1 2 O KH z とされている。

これに対して、第 1図に示した本実施の形態の電源回路では、フライバックトランス F B Tとして、一次卷線 N o = 5 5 T、低圧二次巻線 N2= 6 0 Tが巻装される。

また、本実施の形態のメインスイッチング素子 Q 1 及び補助スイッチング素子 Q 2 については、 A C 1 0 0 V系では 8 0 0 V耐圧品を選定し、 A C 2 0 0 V系では、 1 5 0 0 Vの耐圧品を選定するようにされる。

第 2図の波形図は、上記第 1図に示した電源回路における要部の動作を示している。

一次側並列共振コンデンサ C r の両端に得られる並列共振電圧 V I は、第 2図（ a ) に示すようにして、一次側電圧共振形コンバー夕のメインスィツチング素子 Q 1 のスィツチングタイミングに対応した波形となる。即ち、メインスイッチング素子 Q 1 がオフとなる期間 T OFF 1 において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間 T0N1 においては 0 レベルとなる波形が得られる。また、このときにスイッチング素子 Q l に流れるコレクタ電流 I Q1 は、第 2図（ c ) に示すようにして、先ず、期間 T0N1 においては、その開始時においてクランプダイオード D D→ Q 1 ベ一ス → Q 1 コレクタを介して負極性の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン'一ソースに流れる波形が得られる。また、期間 T OFF 1 においては 0 レベルとなる。

また、このような一次側のスイッチング動作によって一次卷線 N 0に得られる巻線電流 I 1 としては第 2図（ b ) に示すようにして 1 スイッチング周期ごとに対応して正 Z負に反転する略正弦波状の波形が得られる。

そして、フライバックトランス F B Tの二次側の動作としては第 2図（ d ) 〜（h ) により示されている。

先ず、低圧二次巻線 N2 と二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサ C 2 の両端に得られる二次側並列共振電圧 V2 は、第 2 図（ d ) に示されるようにして、二次側整流ダイォード D01 が導通して整流電流が流れる期間 DON においては二次側直流出力電圧 E01 のレベルでクランプされ、非導通となる期間 D OFF においては負極性の方向にピークレベルを有する波形が得られる。

また、上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるァクティブクランプ回路 2 0のスイッチング回路（Q2及び DD2、以下同じ。）のスイッチングタイミングとしては、第 2 図（ g ) のクランプ電流 I Q2 として示されることになる。

第 2 図（ g ) に示されるように、スイッチング回路は、期間 D OFF 内における期間 T0N2 において導通してオンとなり、これ以外の期間 T 0FF2 において非導通となってオフとなるようにされる。ここで期間 T0FF2 は、期間 D ONを含んだ期間となっている。つまり、アクティブクランプ回路 2 0 のスイッチング回路と整流ダイオード D 01 とは、ほぼ交互となるタイミングでオン Zオフを行うようになっている。

ここで、期間 T0N2 の前半期間においては、クランプダイォード DD2→クランプコンデンサ C CL—低圧二次巻線 N 2 の経路で電流が流れることで、クランプ電流 I Q2 としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが反転して正極性となって、低圧二次巻線 N 2→ Q 2 ドレイン— Q 2ソースの経路で流れるようにされる。そして、スイッチング回路がオフとなる期間 T0FF2 においては、 0 レベルが維持される波形となるものである。

また、上記のようにしてスイッチング回路がオン Zオフ動作を行うことで、スイッチング回路の両端に得られるクランプ回路電圧 VQ2 としては、第 2図（ f ) に示すようにして、期間 T0N2 においては 0 レベルで、期間 T 0FF2 においては正極性の所定レベルが維持される波形が得られる。

このようなタイミングでァクティブクランプ回路 2 0がオン /オフ動作を行うことで、期間 T0N2 においては、本来、二次側並列共振コンデンサ C 2 に流れるべき電流のほとんどがスィッチング回路に流れるようにされる。このため、二次側並列共振コンデンサ C 2 に流れる共振電流 I C2 としては、第 2図（ e ) に示すようにして、期間 D0FFの開始時と終了時の短期間のみにおいてパルス状に流れる； Ϊとになる。このようにして、二次側並列共振コンデンサ C 2 に流入して充電される電流量が減少され、第 2図 ( d ) に示す二-次側並列共振電圧 V 2 としては、期間 DOFF におけるピークレベルが抑制されることになる。そして、第 1制御回路 1 Aの動作によって補助スイッチング素子 Q 2 の導通角制御が行われて期間 T 0N2が可変制御されることで、共振電流 I C 2 の流れる期間も可変されることになるが、これによつて、前述した作用によって低圧二次側直流出力電圧の安定化が図られることになる。

また、フライバックトランス F B Tの二次側の高圧発生回路 4 0において流れる整流電流 I 0は、第 2図（ h ) に示す波形により流れる。つまり、期間 T OFF 1 内において、正極性の方向において正弦波状に流れる波形が得られるものである。

これまでの説明から分かるように、本実施の形態の電源回路では、フライバックトランス F B Tに対して昇圧巻線 N HVだけではなく低圧二次巻線 N 2 も巻装することで、 1組のフライバックトランス F B Tの二次側にて直流高電圧 E HV 及び二次側直流出力電圧 E 01 を得るようにされている。つまり、本実施の形態においては、構成部品として、絶縁コンバータ卜ランス P I Tとしてのコアと、一次巻線 N 1 としての巻線が省略されることとなる。

これにより、本実施の形態においては、それだけプリント基板の実装面積が縮小されることになつて、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。また、一次巻線 N 1 としての巻線も省略されることで電源回路を製造するにあたっての巻線工程時間がそれだけ短縮されることにもなるので、製造効率も向上される。

また、低圧二次巻線 N 2 については、フライバックトランス F B Tに卷装されることで、絶縁コンバータトランス P I Tに巻装する場合よりもコア断面積が増加することとなるので、低圧二次巻線 N 2 の巻き数が低減されることになり、これによつても巻線工程時間の短縮が図られる。

また、第 3図に示したフライバックトランス F B Tの構造によれば、一次巻線 No と低圧二次巻線 N 2 との結合度としては、結合係数 k = 0 . 5 5程度にまで小さくした充分な疎結合の状態を得ることが可能とされている。

このため、低圧二次巻線 N 2 のリーケージインダクタンスは増加することになるため、低圧二次巻線 N2 と並列接続される二次側並列共振コンデンサ C 2のキャパシタンスは小さくて済むこととなる。キャパシタンスが小さければ、選定されるコンデンサの部品としては小型なものとすることができ、この点でも回路の小型軽量化が図られることになる。

また、第 3図に示した構造に依れば、 2つのギャップ G 1 , G 2上にはポビンを介して共に巻線が施されることになるので、'ギヤップからの漏洩磁束がこれらの巻線部によってシールドされることになる。つまり、シ一ルド板等を設けることなく、漏洩磁束の問題を解消することができているものである。

例えば、 A C 1 0 0 V系の条件の下で、倍電圧整流によって直流入力電圧（E i ) を得るようにして、このときのメインスイツチング素子 Q 1 については 1 5 0 0 V耐圧品を用いた構成とすれば、直流高電圧 E HVの負荷電力変動が 6 8 "W〜 0 Wの範囲に対して、スイッチング周波数の制御量としては 8 0 K H z ~ 8 5 K H z として、 Δ 5 ΚΗ ζ の制御量で済むこととなる。

これに対して、例えば第 6図に示した回路では、直流高電圧 E HVの負荷電力変動 6 8 W〜 0 Wに対して、スィツチング周波数は 8 0 ΚΗ ζ 〜 1 2 O KH z とされて Δ 4 0 ΚΗ ζ の制御量となつていたものである。そして、このようにして負荷変動に対するスイッチング周波数の制御範囲が縮小されることによっては、フライバックトランス F B Tから輻射する漏洩磁束や、直流高電圧 E HVに重畳されるリップル成分も抑制されることになるが、これによつては、 C R T の画面上に現れるビートが抑制されることになるために、特にビ —トを解消するための対策を施す必要はなくなるものである。第 4図は、第 2 の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において第 1 図と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧 V AC) を入力して直流入力電圧（整流平滑電圧 E i ) を得るための整流平滑回路として、整流ダイオード D i 1、 D i 2、平滑コンデンサ C i 1、および C i 2 を図示する接続形態によって接続することで倍電圧整流回路が形成されている。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサ C i 1 - C i 2 の両端に、交流入力電圧 V AC の 2倍に対応する整流平滑電圧 E i を生成して一次側電圧共振形コンバー夕に対して供給する。

本実施の形態において、このようにして交流入力電圧 V ACの 2 倍に対応する整流平滑電圧 E i を得るようにしているのは、後述するようにして、高圧発生回路 4 0 によって、所要レベルの直流高電圧 E HVを得る必要上、一次側並列共振電圧 V 1 のピークレべルとして 1 0 0 0 V程度が必要であるため、電圧共振形コンパ一夕への入力電圧レベルとしても相応の高レベルが必要とされることに依る。

この図に示す電源回路においては、フライノックトランス F B Tに対して巻装される一次側巻線として、高圧用の一次巻線 N o に加えて、低圧一次巻線 N 1 が設けられている。そして、この低圧一次巻線 N 1 は、図示するようにして、他方の一次巻線 N o に対して並列に接続される。

また、この場合のフライバックトランス F B Tにおける巻線間の結合度であるが、一次巻線 N 0 と昇圧巻線 N HVについては、第 1 図の場合と同様に結合係数 k = 0 . 9 5以上の密結合とされている。一方、低圧一次巻線 N 1 と低圧二次巻線 N 2 とについては、この場合には結合係数 k = 0 . 7 1程度の疎結合の状態を得るようにしており、これによつて、複合共振形スイッチングコンパ一夕としての動作が得られるようにしている。

ちなみに、高圧用の一次卷線 N 0 に対する、低圧一次卷線 N 1 又は低圧二次巻線 N 2 の結合度としては、結合係数 k = 0 . ' 5 5 程度とされており、これによつては、一次巻線 N o の巻き数を増加させることができる。

このような構成では、フライバックトランス F B Tにおける電力伝送の対応関係として、一次巻線 N o と昇圧巻線 N HVとが対応し、低圧一次巻線 N 1 と低圧二次巻線 N 2が対応することになる。つまり、一次巻線 N 0 に得られる一次側のスイッチング出力によつて、二次側において昇圧巻線 N HVに交番電圧'が励起される。また、低圧一次巻線 N 1 に得られるスイッチング出力によって、低圧二次巻線 N 2 に交番電圧が励起されるものである。

なお、フライノックトランス F B Tにおいて直流高電圧 E HV 及び低圧二次側直流出力電圧 E Q を得るための二次側の整流動作 - 及び安定化動作については、第 1 図に示した電源回路と同様となることから、ここでの説明は省略する。

第 5図は、第 4図に示した電源回路に備えられるフライパックトランス F B Tの構造例の断面図を示している。なお、この図に示すフライパックトランス F B Tは、先に第 3図に示したものと基本的な構造は同様とされており、低圧一次巻線 N 1 が巻装される点が、第 3 図に示した構造となっているものとされる。そこで、第 5図の説明にあたっては、低圧一次巻線 N 1 が巻装される部位についてのみ説明を行うこととする。

この場合にも、一次巻線 N o と昇圧巻線 N HV ( 1〜 5) が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう 1 つの低圧巻線ポビン L B - 1が、その磁脚を貫通させるようにして取り付けてられている。

この場合、低圧巻線ポビン L B— 1 としては、図示するようにして 1枚の仕切が設けられていることで、 2つの巻線分の巻回部が分割されたいわゆる分割ポビンとなっている。そして、この低圧巻線ポビン L B — 1 に対して、低圧一次巻線 N 1 と低圧二次巻線 N 2 とをそれぞれ異なる巻回部に対して分割して巻装して互いの絶縁を確保するようにしている。

第 5図に示されるようにして各巻線が巻装されることで、各巻線間において前述したような結合度を得ることができることになる。

なお、この場合にも、低圧二次巻線 N 2側に形成される駆動巻線 N gの図示はここでは便宜上省略している。また、本実施の形態においても、先の実施の形態の場合と同様に、スリット巻きによる構造のフライバックトランス F B Tを基本として、この第 5 図に示すようにして低圧一次巻線 N 1 及び低圧二次巻線 N 2 を巻装した構成としてもよいものである。

ここで、第 4図に示した第 2の実施の形態としての電源回路において選定された主要部品のスペックについて、先行技術として第 6図に示した電源回路との比較により示す。

第 6図に示す回路においては、絶縁コンバータトランス P I T については、 E E— 4 0型といわれる E E型コアを用い、ギヤップ長 G= l mm、一次卷線 N l= l 3 0 T、二次巻線 N2= l 0 0 Τとされていた。また、フライパックトランス F Β Τは、ギヤップ長 = 0. 4 mm X 2 , 一次巻線 N o = 7 0 T、昇圧巻線 NHV (1 〜5) = 5 3 0 Tとされていた。

また、一次側並列共振コンデンサ C r = 2 2 0 0 p F、クランプコンデンサ C CL= 0. 2 2 F、二次側並列共振コンデンサ C 2= 3 3 0 0 p Fが選定されていた。そして、スイッチング周波数の制御範囲としては、 7 0 KH z〜 8 O KH z とされている。

これに対して、第 4図に示した第 2の実施の形態としての電源回路では、絶縁コンバータトランス P I Tとしてのコアは省略されることになる。

そして、フライバックトランス F B Tに関しては、高圧用の一次卷線 No= 8 0 T、低圧一次巻線 Nl= 1 0 0 Τ、低圧二次巻線 Ν 2= 7 0 Τ , 昇圧巻線 NHV= 5 3 0 Tとなる。

また、各部品素子については、一次側並列共振コンデンサ C r = 4 7 0 0 p F、クランプコンデンサ C CL= 0. 2 2 F、二次側並列共振コンデンサ C 2= 3 3 0 O p Fを選定しており、スィツチング周波数の制御範囲は、 7 O KH z〜 8 0 K H z とされて. 第 6図に示した回路と同等となっている。

これまでの説明から分かるように、第 2の実施の形態である第 4図の電源回路においても、構成部品として、絶縁コンバータトランス P I Tとしてのコアが省略されることになる。従って、この場合にも、それだけプリント基板の実装面積が縮小されることになって、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。

さらに、本実施の形態のフライバックトランス F B Tの構造によっては低圧一次巻線 N 1 と低圧二次巻線 N 2 との巻き面積が拡大するために、例えば第 6図に示す回路の場合には、これらの巻線について 6 0 u rn / 8 0束のリッツ線を用いていたのが、本実施の形態の場合には、例えば 6 0 μ, πϊ φ 1 3 0束のリッツ線のように、より束数の多いリッッ線を用いることができるため、銅損による電力損失が低減されて電力変換効率が向上する。具体的には、第 6図に示した回路の AC/DC電力変換効率が 9 0 . 1 % であったのに対して、第 4図に示した本実施の形態の回路では、 9 1 . 0 %にまで向上された。また、交流入力電力は 2 . 4 W低減された。

なお、本実施の形態においては、一次側に対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御トランス P R Tが用いられているが、この直交形制御トランス P R Tの代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制御トランスを採用することができる。上記斜交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、 4本の磁脚を有する 2つのコアを組み合わせることで立体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対して制御巻線 N C と駆動巻線 N B を巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線 N C と駆動巻線 N B の何れか一方の巻線を、 4本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある 2本の磁脚に対して巻装し、他方の卷線を対角の位置関係にあるとされる 2本の磁脚に対して巻装するものである。

そして、このような斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加するという動作傾向が得られる。これにより、スイッチング素子をターンォフするための負方向の電流レベルは増加して、スィツチング素子の蓄積時間が短縮されることになるので、これに伴ってスィッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損失をより低減することが可能になるものである。

また、例えば、上記実施の形態では、メインとなるスィッチング素子と補助スィツチング素子とについては、バイポーラトランジス夕を採用するものとしているが、 M O S— F E T、 I G B T 等の他の素子を採用することも考えられるものャある。ここで、 M〇 S — F E T、 I G B Tを採用する場合には、例えば汎用 I C を用いた発振駆動回路を用いることで他励式によつでスィッチング駆動するように構成すればよい。

また、例えば、上記実施の形態では、共振コンバータについては、自励式を採用するものとしているが他励式でも良く、さらに、一次側に 1石のスイッチング素子 Q 1 を備えた電圧共振回路としているが、スイッチング素子 2つを備える、いわゆるプッシュブル方式による電流共振コンバータとしてもよいことは言うまでもない。

Claims

請求の範囲

1 . 入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、

コアの一方に巻装される高圧用一次巻線と二次側昇圧巻線と、上記コアの他方に巻装された少なくとも二次側低圧卷線とを有する高圧発生トランスと、

少なくとも上記高圧発生トランスの高圧用一次巻線とともに一次側共振回路を形成する一次側共振コンデンサと、

上記二次側低圧巻線から得られる交番電圧に対して整流を行うことで、直流低電圧を得るように構成された直流低電圧生成手段と、

上記二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流高電圧生成手段と、

上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベル対して定電圧制御を行う第一の定電圧制御手段と

を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。

2 . 上記高圧発生卜ランスは、上記コアの他方に巻装される上記二次側低圧巻線と共に卷装され、上記'高圧用一次巻線と並列に接続される低圧用一次卷線を有することを特徴とする請求の範囲第 1項のスイッチング電源回路。

3 . 上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段を備えていることを特徴とする請求の範囲第 1項のスイッチング電源回路。

4 . 上記二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路を、さらに備えることを特徴とする請求の範囲第 1項のスイッチング電源回路。

5 . 入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、

二つの磁脚が所定間隔のギャップを有して閉磁路を形成するコアの一方の磁脚に巻装される高圧用一次巻線と二次側昇圧巻線と、上記コアの他方の磁脚に巻装された少なくとも二次側低圧巻線とを有する高圧発生トランスと、

上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記メインスイッチング素子の周波数制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段と、

を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。

6 . 上記高圧発生トランスは、上記コアの他方の磁脚に巻装される上記二次側低圧巻線と共に巻装され、上記高圧用一次巻線と並列に接続される低圧用一次巻線を有することを特徴とする請求の範囲第 5項のスィツチング電源回路。

7 . 上記直流低電圧生成手段に'より生成される電圧レベルに応じて定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段を備えていることを特徴とする請求の範囲第 5項のスイッチング電源回路。

8 . 上記二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路を、さらに備えることを特徴とする請求の範囲第 5項のスイッチング電源回路。

9 . 入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、

二つの磁脚を有する U字形の磁性材料一対がギャップを介して接合され、閉磁路を形成するコアと、上記二つの磁脚の一方に巻装される高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線と同軸上に巻装されて、上記高圧用一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られるようにされた二次側昇圧巻線と、上記二つの磁脚の他方に巻装された二次側低圧巻線とを有する高圧発生トランスと、上記高圧発生トランスの高圧用一次巻線とともに一次側共振回路を形成する一次側共振コンデンサと、

を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。

1 0 . 上記高圧発生トランスは、上記二つの磁脚の他方に巻装される上記二次側低圧巻線が疎結合とされる所要の結合度が得られるよう巻装されると共に、上記高圧用一次巻線と並列に接続される低圧用一次巻線を有することを特徴とする請求の範囲第 9項のスイッチング電源回路。

1 1 . 上記第一の定電圧制御手段は、上記一次側共振回路によつて共振する共振電流を検出する検出巻線と、上記メインスイツチング素子を駆動する駆動巻線と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて制御電流を可変されることで上記駆動巻線のインダク夕ンスを可変する制御巻線とを有する直交トランスを備え、上記メインスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御することを特徴とする請求の範囲第 9項または第 1 0項のスィツチング電源回路。

1 2 . 上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段を備えていることを特徴とする請求の範囲第 9項のスイッチング電源回路。

1 3 . 上記第二の定電圧制御手段は、少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接続されるアクティブクランプ手段を有し、上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに応じて上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで定電圧制御を行うことを特徴とする請求の範囲第 1 2項のスイッチング電源回路。

1 4 . 上記二次側低圧卷線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路を、さらに備えることを特徴とする請求の範囲第 9項のスィッチング電源回路。