JP2002051554A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 昇圧トランスから出力される直流高電圧の定
電圧化を図ること。 【解決手段】 複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成している絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側から出力される負の共振電圧Ｖ2を、直列共振コンデ
ンサＣ3を介して昇圧トランスＨＶＴの一次側に対して
入力したうえで、制御回路２によって、昇圧トランスＨ
ＶＴの一次巻線Ｎ4に対して、その被制御巻線ＮRが直列
に接続されている直交形制御トランスＰＲＴ−２のイン
ダクタンスＬRを可変制御することで、高圧発生回路４
から出力される直流高電圧ＥHVの定電圧化を図るように
した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば高解像度と
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等に適用して好適なスイッチング電源回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】陰極線管（ＣＲＴ：Cathode-ray Tube）
を備えた映像機器の内、例えば高解像度のテレビジョン
受像機や、高品位のテレビジョン放送（ＨＤＴＶ；High
Definition Television）に対応したテレビジョン受像
機（以下、「ＨＤテレビ」という）、プロジェクタ装置
などにおいては、高解像度を実現するために、水平同期
周波数が通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数（３
１．５ＫＨｚ）とされる。また、例えば陰極線管（以
下、「ＣＲＴ」という）のアノード電極に供給する高圧
は３０ＫＶ以上、そのビーム電流は２ｍＡ以上とされ
る。

【０００３】ところで、上記したような高解像度のテレ
ビジョン受像機においては、水平帰線期間に生成される
フライバックパルス電圧を利用して、ＣＲＴのアノード
電極に供給する高圧を生成すると、フライバックパルス
電圧のパルス幅が通常のテレビジョン受像機に比べて狭
くなるため、例えばＣＲＴのビーム電流が零になると、
ＣＲＴのアノードに供給する高圧が変動するという不具
合が生じる。

【０００４】そこで、上記したようなテレビジョン受像
機の電源回路としては、フライバックトランスの前段に
高圧レギュレータ回路を挿入するなどして、フライバッ
クトランスの一次側に入力する入力電圧レベルを、その
二次側から出力される高圧レベルに応じて可変制御する
ことで、高圧レベルの定電圧化を図るようにしたものが
ある。

【０００５】図１１は、上記したような高解像度のテレ
ビジョン受像機等に備えられているる従来の電源回路の
構成を示した図である。この図１１において、スイッチ
ング電源１０は、入力された直流電圧のスイッチングを
行い、所定の直流電圧レベルに変換して出力するＤＣ−
ＤＣコンバータであり、図示しないが例えば電流共振形
のスイッチング電源回路等によって構成される。

【０００６】スイッチング電源１０の前段には、全波整
流方式のブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉ
から成る整流平滑回路が設けられ、この整流平滑回路に
より商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を整流平滑する
ことで直流電圧Ｅｉを得て、この直流電圧Ｅｉがスイッ
チング電源１０に対して入力される。これにより、スイ
ッチング電源１０からは、少なくとも、所定の電圧レベ
ルとされた直流出力電圧ＥO1が出力される。この直流出
力電圧ＥO1は、テレビジョン受像機の水平偏向回路を駆
動するための駆動電圧とされる。

【０００７】スイッチング電源１０の二次側には、平滑
コンデンサＣO1と、破線で囲って示した高圧レギュレー
タ回路２０が設けられている。平滑コンデンサＣO1は、
スイッチング電源１０の出力を平滑して直流出力電圧Ｅ
O1を得る。高圧レギュレータ回路２０は、ＰＷＭ（Puls
e Width Modulation）制御方式の降圧形のチョッパー回
路であり、例えばＭＯＳ−ＦＥＴからなるスイッチング
素子Ｑ11、フライホイールダイオードＤ11、チョークコ
イルＣＨ、及び平滑コンデンサＣO11によって構成され
る。この場合、スイッチング素子Ｑ11のゲートは、後述
するスイッチング駆動部３０のドライブ回路１４に接続
され、そのドレインはスイッチング電源１０の二次側出
力端子（直流出力電圧ＥO1）に接続される。また、その
ソースはチョークコイルＣＨを介して高圧発生回路４０
に備えられているフライバックトランスＦＢＴの一次巻
線Ｎ11の巻始端部に対して接続される。またフライホイ
ールダイオードＤ11は、図示するような向きでスイッチ
ング素子Ｑ11のソースと二次側アース間に接続され、平
滑コンデンサＣO11はチョークコイルＣＨとフライバッ
クトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ11との接続ラインに接続
される。このような構成とされる高圧レギュレータ回路
２０は、スイッチング素子Ｑ11のスイッチング動作に応
じて、入力される直流出力電圧ＥO1を所定レベルの直流
出力電圧ＥO11に降圧して出力する。

【０００８】フライバックトランスＦＢＴは、一次側の
入力を昇圧して二次側に伝送する。フライバックトラン
スＦＢＴの一次側に設けられている一次側巻線Ｎ11は、
その巻始端部が上述した高圧レギュレータ回路２０の平
滑コンデンサＣO11の正極に接続され、その巻終端部が
スイッチング素子Ｑ12のコレクタに接続される。スイッ
チング素子Ｑ12は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate B
ipolar Transistor）等によって構成されており、その
ベースはスイッチング駆動部３０のドライブ回路１５と
接続されている。また、そのコレクタ−エミッタ間には
ダンパーダイオードＤ12と並列共振コンデンサＣｒ11が
それぞれ並列に接続されている。

【０００９】つまり、この図１１に示す電源回路におい
ては、スイッチング電源１０の二次側に、高圧レギュレ
ータ回路２０を介して、フライバックトランスＦＢＴの
一次巻線Ｎ11、スイッチング素子Ｑ12、ダンパーダイオ
ードＤ12、並列共振コンデンサＣｒ11からなる電圧共振
形コンバータが接続されている。

【００１０】破線で囲って示したスイッチング駆動部３
０の同期回路１１は、入力される水平同期信号ｆＨ（３
１．５ＫＨｚ）に同期した同期信号を出力する。発振回
路１２は、同期回路１１からの同期信号に基づいて発振
動作を行い、発振動作により生成される発振信号をＰＷ
Ｍ回路１３及びドライブ回路１５に出力する。ＰＷＭ回
路１３は、発振回路１２からの発振信号、及び後述する
制御回路１からの制御信号に基づいて、パルス幅変調し
た変調信号をドライブ回路１４に出力する。ドライブ回
路１４は、ＰＷＭ回路１３からの変調信号をドライブ電
圧に変換してスイッチング素子Ｑ11のゲートに対して出
力する。ドライブ回路１５は、発振回路１２から発振信
号が入力されており、この発振信号を変換したドライブ
電流をスイッチング素子Ｑ12に出力する。

【００１１】従って、スイッチング素子Ｑ11は、ＰＷＭ
回路１３にて生成される変調信号に基づいたスイッチン
グ動作を行い、スイッチング素子Ｑ12は、発振回路１２
において生成された発振信号に基づいたスイッチング動
作を行っていることになる。

【００１２】フライバックトランスＦＢＴの二次側に
は、５組の昇圧巻線ＮHV11，ＮHV12，ＮHV13，ＮHV14，
ＮHV15が分割されて巻装されている。この場合、一次側
巻線Ｎ11に対する各昇圧巻線ＮHV11〜ＮHV15の極性（巻
方向）は逆極性となるように巻装されている。各昇圧巻
線ＮHV11〜ＮHV15の巻終端部には、高圧整流ダイオード
ＤHV11，ＤHV12，ＤHV13，ＤHV14，ＤHV15の各アノード
が接続されている。そして、高圧整流ダイオードＤHV11
のカソードが、平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続
され、高圧整流ダイオードＤHV12〜ＤHV15の各カソード
が、それぞれ昇圧巻線ＮHV11〜ＮHV14の巻始端部が接続
されている。即ち、この図に示すフライバックトランス
ＦＢＴの二次側には、５組の半波整流回路を直列に接続
した、いわゆるマルチシングラー方式の半波整流回路が
形成されていることになる。

【００１３】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側では、これら５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV11
〜ＮHV15に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣ
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV11〜ＮHV15に誘起
される誘起電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が得
られることになる。そして、この平滑コンデンサＣOHV
の両端に得られた直流高電圧ＥHVがアノード電圧とし
て、例えばＣＲＴのアノード電極に供給される。なお、
この場合、各昇圧巻線ＮHV11〜ＮHV15には６ＫＶに昇圧
された誘起電圧が得られ、直流高電圧ＥHVとしては３０
ＫＶの高電圧が得られる。

【００１４】また、高圧整流ダイオードＤHV14のカソー
ドと二次側アースとの間には、平滑コンデンサＣOFVが
挿入されており、この平滑コンデンサＣOFVの両端に得
られる直流出力電圧ＥFVがフォーカス電圧として、ＣＲ
Ｔの例えば第４グリッド（フォーカス電極）に供給され
る。

【００１５】さらに高圧整流ダイオードＤHV11のカソー
ドと、昇圧巻線ＮHV15の巻始端部（二次側アース）との
間には、抵抗Ｒ1，Ｒ2を直列に接続した直列回路が設け
られており、この直列回路により分圧された電圧が直流
高電圧ＥHVの検出電圧として制御回路１に入力される。

【００１６】制御回路１は、高圧発生回路４０の二次側
から出力される直流高電圧ＥHVのレベル変化に応じた制
御電流若しくは制御電圧を制御信号としてＰＷＭ回路１
３に対して出力する。このように、スイッチング駆動部
３０は、高圧発生回路４０から出力される二次側直流高
電圧ＥHVの電圧レベルに応じて変化させたドライブ電圧
を高圧レギュレータ回路２０のスイッチング素子Ｑ11に
対して供給し、スイッチング素子Ｑ11のオン／オフ期間
を制御することで、高圧レギュレータ回路２０からは直
流高電圧ＥHVの電圧レベルに応じた直流出力電圧ＥO11
が出力される。そして、この直流出力電圧ＥO11をフラ
イバックトランスＦＢＴの一次側に形成されている電圧
共振形コンバータの入力電圧とすることで、フライバッ
クトランスＦＢＴの二次側から出力される直流高電圧Ｅ
HVの安定化を図るようにしている。

【００１７】ここで、高圧発生回路４０から例えば３０
ＫＶの直流高電圧ＥHVが得られるように、図１１に示し
た電源回路を実際に構成する場合は、フライバックトラ
ンスＦＢＴの一次巻線Ｎ11＝７０Ｔ（ターン）、各昇圧
巻線ＮHV11〜ＮHV15＝４６２Ｔ、並列共振コンデンサＣ
ｒ11＝０．０１μＦ、平滑コンデンサＣOHV＝２０００
ＰＦ、平滑コンデンサＣOFV＝２２０ＰＦ、抵抗Ｒ1＝１
ＧΩが選定される。

【００１８】上記図１１に示した電源回路の動作波形を
図１２に示す。この図１２（ａ）〜（ｄ）には、例えば
交流入力電圧ＶACが１００Ｖで、高圧発生回路４０の高
圧負荷が最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝６０Ｗ（ＩHV＝２ｍ
Ａ）とされる条件での動作波形が示され、図２（ｅ）〜
図２（ｈ）には、例えば高圧発生回路４０の高圧負荷が
最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）とされ
る条件での動作波形が示されている。

【００１９】高圧発生回路４０の高圧負荷が最大負荷電
力とされる時は、スイッチング素子Ｑ11のオン／オフ期
間ＴON1／ＴOFF1が２８．５μｓ／３．３μｓに制御さ
れ、スイッチング素子Ｑ11のドレイン−ソース間電圧Ｖ
11は、図１２（ａ）のように示される。また、スイッチ
ング素子Ｑ11を流れるドレイン電流Ｉ11は、図１２
（ｂ）のように示される。この時、高圧レギュレータ回
路２０の平滑コンデンサＣO11に発生する直流出力電圧
ＥO11は、図１２（ｃ）に示すように、その電圧が例え
ば１２１Ｖとなっている。

【００２０】一方、スイッチング素子Ｑ12のオン／オフ
期間ＴON2／ＴOFF2は、２６．２５μｓ／５．５μｓに
制御され、スイッチング素子Ｑ12には、図１２（ｄ）に
示すような波形のコレクタ電流Ｉ12が流れる。そして、
スイッチング素子Ｑ12がオフとされる期間ＴOFF2におい
て、並列共振コンデンサＣｒ11の両端には、図１２
（ｃ）に示すようなフライバックパルス電圧（共振パル
ス電圧）が発生することになる。

【００２１】これに対して、高圧発生回路４０の高圧負
荷が最小負荷電力（無負荷）とされる時は、スイッチン
グ素子Ｑ11のオン／オフ期間ＴON1／ＴOFF1が２６μｓ
／５．８μｓに制御され、スイッチング素子Ｑ11のドレ
イン−ソース間電圧Ｖ11は、図１２（ｅ）のように示さ
れる。また、スイッチング素子Ｑ11を流れるドレイン電
流Ｉ11は、図１２（ｆ）のように示される。この時、高
圧レギュレータ回路２０の平滑コンデンサＣO11に発生
する直流出力電圧ＥO11は、図１２（ｇ）に示すよう
に、その電圧レベルが例えば１１１Ｖとなり、図１２
（ｃ）に示した最大負荷電力時の直流出力電圧ＥO11
（１２１Ｖ）より低い電圧レベルとなる。即ち、これら
の図１から高圧レギュレータ回路２０は、高圧発生回路
４０の高圧負荷によって、スイッチング素子Ｑ11のオン
／オフ期間が変化しており、これに伴って出力される直
流出力電圧ＥO11の電圧レベルが変化していることが分
かる。

【００２２】一方、スイッチング素子Ｑ12のオン／オフ
期間ＴON2／ＴOFF2は、２６．２５μｓ／５．５μｓの
ままとされ、並列共振コンデンサＣｒ11の両端に発生す
るフライバックパルス電圧は、図１２（ｇ）に示すよう
な波形となり、スイッチング素子Ｑ12を流れるコレクタ
電流Ｉ12は、図１２（ｈ）に示すようになる。

【００２３】上記図１１に示した電源回路の高圧発生回
路４０から出力されるビーム電流ＩHVの変化に対する直
流高電圧ＥHVと、直流出力電圧ＥO1、ＥO11の変動の様
子を図１３（ａ）に示す。この図１３（ａ）から、高圧
発生回路４０から出力されるビーム電流ＩHVが０ｍＡ〜
２ｍＡの範囲で変動した場合は、高圧レギュレータ回路
２０の出力である直流出力電圧ＥO11の電圧レベルだけ
がビーム電流ＩHVの変化に応じて変動し、直流出力電圧
ＥO1の電圧レベルと直流高電圧ＥHVの電圧レベルはほぼ
一定のレベルに保たれることが分かる。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１１に示
した電源回路においては、スイッチング電源１０、高圧
レギュレータ回路２０、及び高圧発生回路４０におい
て、それぞれ電力変換を行っているため、総合的な電力
変換効率が低下するという欠点がある。例えばスイッチ
ング電源１０のＡＣ／ＤＣ変換効率（ηAC−DC）は、約
９０％とされ、また高圧レギュレータ回路２０の電圧変
換効率（ηDC−DC）は、約９５％とされる。また、高圧
発生回路４０では、直流高電圧ＥHVに対応した検出電圧
を得るための抵抗Ｒ1における電力損失やフォーカス電
圧ＥFVを得るためのフォーカス回路における電力損失、
高圧整流ダイオードＤHV11〜ＤHV15における電力損失、
及びスイッチング素子Ｑ12のスイッチング損失等によっ
て、その電力変換効率特性は、例えば図１３（ｂ）のよ
うに示され、高圧発生回路４０の高圧有効負荷電力ＰHV
が６０Ｗ（ＥHV＝３０ＫＶ，ＩHV＝２ｍＡ）の時では電
力変換効率（ηDC−DC）が約８２％とされる。従って、
上記図１１に示した電源回路の６０Ｗ時における総合的
な電力変換効率ηは、約７０．１％とされ、例えば６０
Ｗの高圧負荷電力ＰHVを得るには、約８５．６Ｗの交流
入力電力Ｐinが必要になるため、図１１に示した電源回
路では約２５．６Ｗの電力損失が発生していることにな
る。

【００２５】また、図１１に示した電源回路は、高圧レ
ギュレータ回路２０を設ける必要があるため、その分、
部品点数が増加し、回路構成が複雑になると共に、部品
をマウントする際の面積が増大するなどの欠点があっ
た。また、比較的高価なスイッチング素子とダイオード
素子が２組ずつ必要になるため、部品材料費が大幅に高
くなるという欠点もあった。

【００２６】また、高圧レギュレータ回路２０のスイッ
チング動作は図１２（ａ），（ｄ）に示されているよう
に矩形波形とされることから、スイッチング素子Ｑ11に
おいてスイッチングノイズが発生し、図１１に示した電
源回路を実際のテレビジョン受像機に備える場合はノイ
ズを抑制するために何らかの対策を施す必要があった。

【００２７】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明のスイッ
チング電源回路は、上記した課題を考慮して以下のよう
に構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続し
て出力するためのスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、スイッチング手段の動作を電圧共
振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして
備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側の出力
を二次側に伝送するために設けられ、一次側には一次側
巻線が巻回され、二次側には、少なくとも第１の二次側
巻線の部分と、この第１の二次側巻線に対して巻き上げ
るように形成した第２の二次側巻線の部分とを有する二
次側巻線が巻回されると共に、一次側巻線と二次側巻線
とについては疎結合とされる所要の結合度が得られるよ
うにされた絶縁コンバータトランスと、二次側巻線に対
して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで
形成される二次側並列共振回路とを備える。そして、二
次側並列共振回路を含んで形成され、二次側巻線から得
られる交番電圧の正期間の電圧について半波整流動作を
行うことで、直流出力電圧を得るように構成された直流
出力電圧生成手段と、直流出力電圧レベルに応じて、ス
イッチング素子のスイッチング周波数を可変制御すると
共に、スイッチング周期内のオフ期間を一定としたうえ
で、オン期間を可変するようにしてスイッチング素子を
スイッチング駆動することで、定電圧制御を行うように
される第１の定電圧制御手段とを備える。そしてさら
に、一次側に入力される共振電圧を二次側に伝送するこ
とで、二次側から共振電圧を昇圧した昇圧電圧を得るよ
うにされた昇圧トランスと、昇圧トランスの一次側動作
を共振動作とするために、少なくとも昇圧トランスの一
次側巻線に対して直列共振コンデンサを直列に接続して
形成され、二次側並列共振回路から得られる共振電圧
を、略正弦波状の共振電圧として昇圧トランスの一次側
に発生させる直列共振回路と、昇圧トランスの二次側に
得られる昇圧電圧について整流動作を行うことで、昇圧
電圧のほぼ２倍に対応する直流高電圧を得るように構成
された直流高電圧生成手段と、直流高電圧レベルに応じ
て、直流高電圧の定電圧制御を行うようにされる第２の
定電圧制御手段とを備えるようにした。

【００２８】即ち、本発明は、複合共振形としてのスイ
ッチング電源回路を構成している絶縁コンバータトラン
スの二次側に設けられている二次側並列共振回路から得
られる共振電圧を、直列共振回路により略正弦波状の共
振電圧としてフライバックトランスの一次側に発生させ
たうえで、フライバックトランスの二次側から所定の昇
圧電圧を得るようにする。そして、第２の定電圧制御手
段により、直流高電圧生成手段から出力される直流高電
圧の定電圧化を図ることで、高圧負荷変動に伴う直流高
電圧の変動を抑制するようにしている。

【００２９】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コ
ンバータを備えると共に、二次側に並列共振回路を備え
る複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採
る。この図１に示す電源回路には、先ず、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るた
めの整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平
滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされる。

【００３０】上記直流入力電圧Ｅｉを入力して断続する
スイッチングコンバータは、一石のスイッチング素子Ｑ
1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式によ
りスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備え
て構成される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が用いられている。

【００３１】スイッチング素子Ｑ1のベースは、電流制
限抵抗ＲB、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉの
正極側と接続され、そのエミッタは一次側アースに接地
される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側
アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベー
ス電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング
素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側
アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD1によ
り、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電
流の経路を形成するようにされる。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
側に形成されている一次側巻線Ｎ1の一端と接続され、
そのエミッタは接地される。

【００３２】上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エ
ミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒ1が並列
に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ1は、
自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ1側のリーケー
ジインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの
一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳し
い説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に
は、この一次側並列共振回路の作用によって共振コンデ
ンサＣｒ1の両端に発生する両端電圧Ｖ1は、実際には正
弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られ
るようにされる。

【００３３】直交形制御トランスＰＲＴ−１は、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮC1が巻装
された可飽和リアクトルである。この直交形制御トラン
スＰＲＴ−１は、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、定電圧制御のために設けられる。この直交形制御ト
ランスＰＲＴ−１の構造としては、図示は省略するが、
４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの
磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成す
る。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対し
て、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB
を巻装し、更に制御巻線ＮC1を、上記共振電流検出巻線
ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装するよ
うにして構成される。

【００３４】この場合、直交形制御トランスＰＲＴ−１
の共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極
と一次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻線
Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形
制御トランスＰＲＴ−１においては、共振電流検出巻線
ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介し
て駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはド
ライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ
電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（Ｎ
B，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライ
ブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力され
る。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回
路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数で
スイッチング動作を行うことになる。

【００３５】絶縁コンバータトランス(Power Isolation
Transformer)ＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力を二次側に伝送する。絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの構造としては、図９に示すように、例えばフ
ェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚
が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、
このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利
用して一次側巻線Ｎ1と、二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割
された状態で巻装される。そして、中央磁脚に対しては
図のようにギャップＧを形成するようにしている。これ
によって、所要の結合係数による疎結合が得られる。ギ
ャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２
本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来
る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５と
いう疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和
状態が得られにくいようにしている。

【００３６】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側動作としては、一次側巻線Ｎ1、二次側巻線Ｎ2
の極性（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係、及
び二次側巻線に励起される交番電圧の極性変化によっ
て、一次側巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次側巻線Ｎ
2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについ
て、＋Ｍの動作モード（加極性モード；フォワード動
作）となる場合と、−Ｍの動作モード（減極性モード；
フライバック動作）となる場合がある。例えば、図１０
（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタン
スは＋Ｍとなり、図１０（ｂ）に示す回路と等価となる
場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。なお、図１に
示す電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次側巻線Ｎ1と二次側巻線Ｎ2，Ｎ3の極性が＋Ｍ
の動作モードとなる期間において、整流ダイオードＤO
1、ＤO3を介して平滑コンデンサＣO1、ＣO3の充電動作
が行われるものとされる。

【００３７】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻
線Ｎ1の巻始端部は、図１に示すようにスイッチング素
子Ｑ1のコレクタに接続され、その巻終端部は共振電流
検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの
正極に接続されている。また、その二次側には、第１の
二次側巻線とされる二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2の
巻終端部を巻き上げるようにして形成した第２の二次側
巻線とされる三次巻線Ｎ3が設けられている。そして、
この二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3とからなる二次側巻線
（Ｎ2＋Ｎ3）に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2
を並列に接続するようにしている。

【００３８】この場合、二次巻線Ｎ2の巻始端部は二次
側アースに接続され、その巻終端部は整流ダイオードＤ
O1のアノードに接続される。そして、この整流ダイオー
ドＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路
によって、１１０Ｖ〜１４０Ｖの水平偏向用の直流出力
電圧ＥO1（例えば１３５Ｖ）を得るようにしている。

【００３９】また、二次巻線Ｎ2の所要位置にはタップ
が設けられており、このタップには整流ダイオードＤO2
のアノードを接続するようにしている。そして、この整
流ダイオードＤO2と平滑コンデンサＣO2から成る半波整
流平滑回路によって、信号系回路用の直流出力電圧ＥO2
（１５Ｖ）を得るようにしている。

【００４０】さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側においては、二次巻線Ｎ2に巻き上げた三次巻線
Ｎ3の巻終端部を、整流ダイオードＤO3のアノードと接
続することで、この整流ダイオードＤO3と平滑コンデン
サＣO3から成る半波整流回路によって、映像出力回路用
の直流出力電圧ＥO3（２００Ｖ）を得るようにしている
が、図１に示す電源回路では、平滑コンデンサＣO3の負
極側を平滑コンデンサＣO1の正極側に接続することで、
平滑コンデンサＣO1−ＣO3の直列接続回路の両端から映
像出力回路用の直流出力電圧ＥO3を得るようにしてい
る。即ち、図１に示す電源回路では、映像出力回路用の
直流出力電圧ＥO3を得るために、平滑コンデンサＣO1の
両端に発生する直流出力電圧ＥO1に、平滑コンデンサＣ
O3の両端に発生する直流出力電圧を積み上げる、つまり
二次巻線Ｎ2から得られる直流出力電圧ＥO1と、三次巻
線Ｎ3から得られる直流出力電圧を重畳することで直流
出力電圧ＥO3を得るようにしている。このため、三次巻
線Ｎ3、整流ダイオードＤO3及び平滑コンデンサＣO3か
らなる整流平滑回路の構成としては、直流出力電圧ＥO3
（２００Ｖ）から、直流出力電圧ＥO1（１１０Ｖ〜１４
０Ｖ）を引いた９０Ｖ〜６０Ｖの直流出力電圧を得るこ
とができればよい構成とされる。なお、図示していない
が、垂直偏向回路用の直流出力電圧（±１５Ｖ）やヒー
タ用の直流出力電圧（６．３Ｖ）等を絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から得るように構成することも可
能とされる。

【００４１】この場合、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3とか
らなる二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）に対しては、二次側並列
共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次側
巻線（Ｎ2＋Ｎ3）のリーケージインダクタンス（Ｌ2＋
Ｌ3）と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタン
スとによって二次側並列共振回路が形成され、二次巻線
Ｎ2及び三次巻線Ｎ3に誘起される交番電圧は共振電圧と
なり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において
電圧共振動作が得られる。

【００４２】即ち、図１に示す電源回路では、一次側に
はスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振
回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための
並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、この
ように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて
動作する構成のスイッチングコンバータについては、
「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことに
する。なお、このような複合共振形スイッチングコンバ
ータとしての構成は、先に図９にて説明したように、絶
縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成
して所要の結合係数による疎結合としたことによって、
更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現される
ものである。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに
対してギャップＧが設けられない場合には、フライバッ
ク動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和
状態となって動作が異常となる可能性が高く、二次側の
整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。

【００４３】上記した直流出力電圧ＥO1は制御回路１に
対しても分岐して入力される。制御回路１は、例えば誤
差増幅器等によって構成されており、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧レベ
ルＥO1の変化に応じて、直交型制御トランスＰＲＴ−１
の制御巻線ＮC1に流す制御電流（直流電流）レベルを可
変することで、直交形制御トランスＰＲＴ−１に巻装さ
れた駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。
これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで
形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動
回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作とな
る。この動作によって絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側から出力される直流出力電圧の安定化が図られ
る。なお、制御回路１に対しては直流出力電圧ＥO3を分
岐入力して直流出力電圧の定電圧化を図るようにしても
良い。

【００４４】図１に示した電源回路のように、駆動巻線
ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直交形制御トラ
ンスＰＲＴ−１が設けられる場合、スイッチング周波数
を可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1がオフと
なる期間ＴOFFを一定としたうえで、オンとなる期間ＴO
Nを可変制御するようにされる。つまり、図１に示す電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御することで、スイッチング出力に対する共
振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチ
ング周期におけるスイッチング素子Ｑ1の導通角制御
（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来る。
そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によ
って実現している。なお、本明細書では、このような複
合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００４５】さらに、図１に示した電源回路において
は、二次側並列共振コンデンサＣ2と並列に、直列共振
コンデンサＣ3、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4、直
交形制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線（主巻線）Ｎ
Rの直列接続からなる直列共振回路が設けられている。
つまり、図１に示す電源回路は、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）と、直列共振コンデンサＣ3−一
次側巻線Ｎ4−被制御巻線ＮRからなる直列共振回路が、
それぞれ並列に接続されていることになる。

【００４６】このような構成とされる電源回路において
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴが複合共振形スイッ
チングコンバータとして動作することによって、二次側
並列共振コンデンサＣ2の両端には共振パルス電圧が発
生する。そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴがフォ
ワード動作となる正の期間に発生する正の共振パルス電
圧から直流出力電圧ＥO3を得ると共に、二次側並列共振
コンデンサＣ2に発生する共振パルス電圧を直列共振コ
ンデンサＣ3を介して昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線
Ｎ4に入力するようにしている。この場合、昇圧トラン
スＨＶＴの一次側には、直列共振コンデンサＣ3−一次
側巻線Ｎ4−被制御巻線ＮRからなる直列共振回路が形成
されていることから、二次側並列共振コンデンサＣ2の
両端に発生する共振パルス電圧Ｖ2は、直流共振コンデ
ンサＣ3のキャパシタンスと、昇圧トランスＨＶＴの一
次側巻線Ｎ4のインダクタンス、及び直交形制御トラン
スＰＲＴ−２の被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRによ
る直列共振動作によって、昇圧トランスＨＶＴの一次巻
線Ｎ4を流れる電流Ｉ4及び一次巻線Ｎ4の両端電圧Ｖ4
が、共に略正弦波状の共振波形となる。

【００４７】直交形制御トランスＰＲＴ−２は、被制御
巻線ＮR、及び制御巻線ＮC2が巻装された可飽和リアク
トルとされ、後述する高圧発生回路４から出力される直
流高電圧ＥHVの定電圧制御のために設けられる。直交形
制御トランスＰＲＴ−２の構造としては、図４（ａ）に
示すように、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形
コア５０ａ，５０ｂの互いの磁脚の端部を接合するよう
にして立体型コア（フェライトコア）５０を形成する。
そして、この立体型コア５０の所定の２本の磁脚に対し
て、被制御巻線ＮRを巻装し、更に制御巻線ＮC2を、上
記被制御巻線ＮRに対して直交する方向に巻装して構成
される。なお、この場合は、コの字形コア５０ａ，５０
ｂが対向する部分にはギャップＧが設けられている。

【００４８】このような直交形制御トランスＰＲＴ−２
は、図４（ｂ）に示すように、制御巻線ＮC2を流れる制
御電流（直流電流）ＩC2のレベルに応じて、その被制御
巻線ＮRのインダクタンスＬRが、例えば５０μＨ〜１０
μＨの範囲で変化するものとなる。即ち、直交形制御ト
ランスＰＲＴ−２は、直流高電圧ＥHVの定電圧化を図る
ために、昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4との直列
に接続されている被制御巻線ＮRのインダクタンスを可
変制御することで、昇圧トランスＨＶＴの一次側に形成
されている直列共振回路のインダクタンス制御を行うも
のとされる。

【００４９】一点破線で囲って示した高圧発生回路４
は、昇圧トランスＨＶＴと高圧整流回路によって構成さ
れており、昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に発生
する共振電圧Ｖ4を昇圧して、例えばＣＲＴのアノード
電圧レベルに対応した高電圧を生成する。

【００５０】ここで、図３に昇圧トランスＨＶＴの断面
図を示し、この図３を用いて昇圧トランスＨＶＴの構造
を説明しておく。この図に示す昇圧トランスＨＶＴは、
例えば２つのコの字形コアＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対
向するように組み合わせることで、角形コアＣＲ３０が
形成されている。そして、コの字形コアＣＲ１の端部
と、コの字形コアＣＲ２の端部とが対向する部分にはギ
ャップＧが設けられている。さらに、図示するように、
角形コアＣＲ３０の一方の磁脚に対して、低圧巻線ボビ
ンＬＢと高圧巻線ボビンＨＢを取り付けることで、これ
ら低圧巻線ボビンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対し
て、それぞれ一次側巻線Ｎ4及び昇圧巻線ＮHVを分割し
て巻装するようにしている。この場合、低圧巻線ボビン
ＬＢには一次側巻線Ｎ4が巻装され、高圧巻線ボビンＨ
Ｂには２組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2が層間フィルムＦを
挿入して巻き上げる層間巻きによって巻装されることに
なる。

【００５１】なお、図１に示す電源回路では、昇圧トラ
ンスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に入力される共振電圧Ｖ4
を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から得るよ
うにしていることから、その周波数はスイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数に対応したものとされ、例え
ば数十ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ程度の範囲内とされる。こ
のため、本実施の形態では、昇圧トランスＨＶＴの一次
側巻線Ｎ4にはリッツ線が用いられており、一次側巻線
Ｎ4にうず電流が発生するのを防止するようにしてい
る。

【００５２】また、本実施の形態においては、昇圧トラ
ンスＨＶＴの昇圧巻線ＮHVを層間巻きによって巻装した
場合が示されているが、昇圧巻線ＮHVの巻き方としては
層間巻きに限定されるものでなく、図示していないが例
えば高圧ボビンＨＢを複数の領域に分割して、各分割領
域に対して昇圧巻線ＮHVを巻装する、いわゆる分割巻き
によって巻装することも可能である。つまり、昇圧トラ
ンスＨＶＴの構造としては、高圧ボビンＨＢに巻装され
る複数の昇圧巻線ＮHVが、それぞれ絶縁された状態で巻
装されれば良いものである。

【００５３】図１に示す電源回路では、昇圧トランスＨ
ＶＴの二次側には、例えば２組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2
が分割された状態で巻装されている。この場合、一次側
巻線Ｎ4と昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2は密結合とされ、その
極性（巻方向）が逆方向となるように巻装され、昇圧ト
ランスＨＶＴの二次側には、各昇圧巻線ＮHVと一次側巻
線Ｎ4との巻線比（ＮHV／Ｎ4）によって昇圧した昇圧電
圧が得られることになる。そして、例えば昇圧巻線ＮHV
1の巻終端部が、フイルムコンデンサ或いはセラミック
コンデンサからなる高圧コンデンサＣHV1の一端に接続
され、その巻始端部が高圧整流ダイオードＤHV1のアノ
ードに接続されている。そして、高圧整流ダイオードＤ
HV1のカソードが高圧コンデンサＣHV1の他端に接続され
ている。

【００５４】このような接続形態では、結果的には［昇
圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1、高圧コンデン
サＣHV1］からなる倍電圧半波整流回路が形成されてい
ることになる。そして、このような倍電圧半波整流回路
の倍電圧整流動作としては次のようになる。先ず、高圧
整流ダイオードＤHV3がオフとなる期間においては、高
圧整流ダイオードＤHV1により整流した整流電流を高圧
コンデンサＣHV1に対して充電する動作が得られる。そ
して、高圧整流ダイオードＤHV3がオンとなる期間にお
いては、昇圧巻線ＮHV1に誘起された誘起電圧に高圧コ
ンデンサＣHV1の両端電圧が加わるという動作が得られ
る。これにより、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオー
ドＤHV1、高圧コンデンサＣHV1］からなる倍電圧整流回
路では、昇圧巻線ＮHV1に誘起される誘起電圧のほぼ２
倍に対応する電圧が得られることになる。

【００５５】そして、この図１に示す電源回路では、昇
圧トランスＨＶＴの二次側に、上記［昇圧巻線ＮHV1、
高圧整流ダイオードＤHV1、高圧コンデンサＣHV1］から
なる倍電圧整流回路と、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダ
イオードＤHV2、高圧コンデンサＣHV2］とからなる２組
の倍電圧整流回路が高圧整流ダイオードＤHV4を介して
直列に接続されており、これら２組の倍電圧整流回路が
整流動作を行うことにより、高圧整流ダイオードＤHV
3，ＤHV4を介して平滑コンデンサＣOHVには、各昇圧巻
線ＮHV1、ＮHV2に誘起される誘起電圧のほぼ４倍に対応
する電圧により充電されることになる。これにより、平
滑コンデンサＣOHVの両端には、昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2
の各々に得られる電圧レベルの４倍に対応する高レベル
の直流電圧（アノード電圧）ＥHVが得られることにな
る。

【００５６】また、高圧整流ダイオードＤHV4のカソー
ドと二次側アースとの間にはコンデンサＣOFVが挿入さ
れており、このコンデンサＣOFVの両端に得られる上記
アノード電圧ＥHVより低い電圧レベルの直流出力電圧
（フォーカス電圧）ＥFVが得られる。

【００５７】さらに、高圧整流ダイオードＤHV3のカソ
ードと二次側アースとの間には、抵抗Ｒ1，Ｒ2の直列接
続からなる直列回路が設けられており、この直列回路に
より分圧した電圧が制御回路２に入力される。制御回路
２もまた、例えば誤差増幅器等によって構成され、直流
高電圧ＥHVより得られる電圧のレベル変化に応じて、直
交形制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線ＮC2に流す制御
電流（直流電流）レベルＩC2を可変することで、被制御
巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変制御する。そして、
昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に流れる電流Ｉ4を
可変することで、アノード電圧ＥHV及びフォーカス電圧
ＥFVの定電圧化を図るようにしている。

【００５８】図１に示した電源回路を実際に構成する場
合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2＝
４５Ｔ、三次巻線Ｎ3＝２２Ｔ、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2＝２７００ＰＦ、直列共振コンデンサＣ3＝３９
００ＰＦ、昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4＝２８
Ｔ、昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2＝５３０Ｔ、平滑コンデンサ
ＣOHV＝２０００ＰＦ、平滑コンデンサＣOFV＝２２０Ｐ
Ｆ、抵抗Ｒ1＝１ＧΩが選定される。

【００５９】上記図１に示した電源回路の動作波形を図
２に示す。この図２（ａ）〜（ｆ）には、例えば交流入
力電圧ＶACが１００Ｖで、高圧発生回路４の高圧負荷電
力が最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝６０Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）
とされる条件での動作波形が示され、図２（ｇ）〜図２
（ｌ）には、例えば高圧発生回路４の高圧負荷電力が最
小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）とされる
条件での動作波形が示されている。

【００６０】高圧発生回路４の高圧負荷が最大負荷電力
とされる時は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周
波数が例えば１０４ｋＨｚとなるように制御され、実際
のスイッチング素子Ｑ1のオン／オフ期間ＴON／ＴOFFと
しては６μｓ／３．６μｓとなる。スイッチング素子Ｑ
1のオン／オフ動作によって、並列共振コンデンサＣｒ1
の両端に発生する共振電圧Ｖ1としては、図２（ａ）に
示すように、スイッチング素子Ｑ1 がオフとなる期間Ｔ
OFFにおいて、正弦波状のパルスとなる波形が得られ、
スイッチングコンバータの動作が電圧共振形となってい
ることが分かる。またこの時、スイッチング素子Ｑ1に
は、図２（ｂ）に示すようなコレクタ電流ＩCが流れ
る。例えばスイッチング素子Ｑ1のターンオン時には、
クランプダイオードＤD1、スイッチング素子Ｑ1のベー
ス−コレクタを介して一次側巻線Ｎ1にダンパー電流
（負方向）が流れ、このダンパー電流が流れるダンパー
期間が終了すると、コレクタ電流ＩCは負レベルから正
レベルの方向に急激にレベルが上昇していくことにな
る。

【００６１】このような動作により、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）には、図２
（ｄ）に示すような共振電流Ｉ2が流れ、二次側並列共
振コンデンサＣ2に発生する電圧Ｖ2は、図２（ｃ）に示
すように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間は、
整流ダイオードＤO1，ＤO3の動作によって、その電圧レ
ベルが２００Ｖとされる正の電圧レベルとなり、スイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいては、その
ピーク電圧レベルが５００Ｖｐとされる負の共振パルス
電圧となる。そして、この二次側共振コンデンサＣ2に
発生する共振パルス電圧が、昇圧トランスＨＶＴの一次
側巻線Ｎ4、直交形制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻
線ＮRと共に直列共振回路を形成している直列共振コン
デンサＣ3を介して一次側巻線Ｎ4に入力されることで、
一次側巻線Ｎ4の両端に発生する共振電圧Ｖ4は、図２
（ｅ）に示すように、そのピーク電圧レベルが４００Ｖ
ｐとされる共振電圧波形になると共に、一次側巻線Ｎ4
を流れる共振電流Ｉ4は、図２（ｆ）に示すように、そ
のピーク値が２Ａｐとされる共振電流波形となる。

【００６２】一方、高圧発生回路４の高圧負荷が最小負
荷電力（無負荷）とされる時は、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング周波数が例えば１１６ｋＨｚとなるよう
に制御され、実際のスイッチング素子Ｑ1のオン／オフ
期間ＴON／ＴOFFとしては５μｓ／３．６μｓとなる。
この場合、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作によ
って、並列共振コンデンサＣｒ1の両端に発生する共振
電圧Ｖ1としては、図２（ｇ）に示すように、スイッチ
ング素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状
のパルスとなる波形が得られる。

【００６３】このような動作により、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）には、図２
（ｊ）に示すような共振電流Ｉ2が流れ、二次側並列共
振コンデンサＣ2の両端に発生する電圧Ｖ2は、図２
（ｉ）に示すようになる。そして、この二次側共振コン
デンサＣ2に発生する負の共振パルスが直列共振コンデ
ンサＣ3を介して昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に
入力され、一次側巻線Ｎ4の両端電圧Ｖ4の波形は、図２
（ｋ）に示すような共振波形となり、一次側巻線Ｎ4を
流れる電流Ｉ4の電流波形は、図２（ｌ）に示すような
共振波形となる。

【００６４】これら図２（ａ）〜（ｆ）と、図２（ｇ）
〜図２（ｌ）に示した動作波形を比較すると、図１に示
した電源回路は、高圧発生回路４の高圧負荷電力が、最
大負荷電力Ｐｏｍａｘから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎまで
変動すると、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波
数が１０４ｋＨｚ〜１１６ｋＨｚまで変化している。即
ち、図１に示す電源回路は、高圧負荷が変動した際に
は、高圧発生回路４の高圧負荷の変動に応じて、一次側
スイッチングコンバータのスイッチング周波数を可変制
御したうえで、制御回路２によって直交形制御トランス
ＰＲＴ−２の被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変
制御して、高圧発生回路４から出力されるアノード電圧
ＥHV及びフォーカス電圧の定電圧化を図るようにしてい
る。

【００６５】このように構成される高圧発生回路４の電
力変換効率特性は、図５のように示され、例えば高圧有
効負荷電力ＰHVが６０Ｗ（ＥHV＝３０ＫＶ，ＩHV＝２ｍ
Ａ）時の電力変換効率（ηDC−DC）は約９４％となる。
従って、図１１に示した従来の電源回路と比較すると、
その電力変換効率（ηDC−DC）を約１２％向上させるこ
とができる。またこれに伴って、総合的な電力変換効率
ηも約９０．２％まで向上し、交流入力電力Ｐinは約６
５．５Ｗとなるため、図１１に示した電源回路と比較す
ると、交流入力電力Ｐinを約２０Ｗ低減することが可能
になる。

【００６６】また、図１１に示した従来の電源回路で
は、スイッチング電源１０と高圧レギュレータ回路２０
によって供給可能なピーク電力が制約を受けていたのに
対して、図１に示した本実施の形態の電源回路は、高圧
レギュレータ回路を設ける必要が無く、スイッチング電
源によってピーク電力が供給可能になるため、その供給
能力が大きいものとなる。よって、例えば図６に示すよ
うに、黒色画面を表示したＣＲＴ画面上に、白色ピーク
のウインドウ画面を表示させた場合、図１１に示した従
来の電源回路では、破線で示すように白色のウインドウ
画面の画曲がりが発生するのに対して、図１に示した本
実施の形態の電源回路では、実線で示すように白色ピー
クのウインドウ画面の画曲がりを無くすことが可能にな
る。

【００６７】さらに、図１１に示した従来の電源回路に
設けられていた高圧レギュレータ回路２０を設ける必要
がない分、部品点数の削減を図ることができる。よっ
て、回路の簡略化を図ることができると共に、部品のマ
ウント面積が縮小できるので、スイッチング電源の小型
化を図ることが可能になる。また、比較的高価なスイッ
チング素子とダイオード素子が１組でよいため、部品材
料費も低減することができる。

【００６８】さらにまた、各部の動作波形は、何れも共
振波形となることから、スイッチング動作に伴って発生
するスイッチングノイズを抑制することができ、従来の
電源回路において必要であったスイッチングノイズを抑
制するための対策が不要になるという利点もある。

【００６９】また、スイッチング電源回路に備えられる
昇圧トランスＨＶＴの二次側には、２組の昇圧巻線を巻
装するだけで良いため、従来の電源回路に備えられてい
るフライバックトランスＦＢＴに比べて、昇圧巻線の組
数を低減することができ、昇圧トランスの小型化を図る
ことが可能になる。

【００７０】また、本発明の電源回路としては、図１に
示した回路構成に限定されるものでない。図７は、本発
明の第２の実施の形態とされる電源回路の構成を示した
図である。なお、図１に示す電源回路と同一部分には同
一符号を付して説明は省略する。この図７に示す電源回
路は、一次側に備えられる電圧共振形コンバータが他励
式の構成を採っており、例えば１石のＭＯＳ−ＦＥＴに
よるスイッチング素子Ｑ2が備えられる。スイッチング
素子Ｑ2のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次側巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と
接続され、ソースは一次側アースに接続される。また、
ここでは、並列共振コンデンサＣｒ2はドレイン−ソー
ス間に対して並列に接続される。更に、ドレイン−ソー
ス間に対しては、クランプダイオードＤD2が並列に接続
されている。

【００７１】上記スイッチング素子Ｑ2は、発振・ドラ
イブ回路３によって、先に図１にて説明したスイッチン
グ動作が得られるようにスイッチング駆動される。つま
り、制御回路１では直流出力電圧ＥO1の変動に応じて変
動したレベルの電流又は電圧を発振・ドライブ回路３に
対して供給する。発振・ドライブ回路３では、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力
電圧の安定化が図られるように、制御回路１からの出力
レベルに応じて、その周期が可変されたスイッチング駆
動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ2のゲートに対し
て出力する。これによって、スイッチング素子Ｑ2のス
イッチング周波数が可変されるのであるが、この際にお
いては、図１においても述べたように、スイッチング素
子Ｑ2がオフとなる期間は一定として、オンとなる期間
が可変されるべくして生成したスイッチング駆動信号を
出力するようにされる。なお、起動抵抗ＲSは、商用交
流電源投入時において、整流平滑ラインに得られる起動
電流を発振・ドライブ回路３に対して供給するために設
けられる。

【００７２】上記ようにして形成される絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ3の巻終端部
に対して三次巻線Ｎ5（第３の二次側巻線）が巻き上げ
られており、この三次巻線Ｎ5の巻終端部が直列共振コ
ンデンサＣ3を介して昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線
Ｎ4の巻始端部に接続され、直列共振コンデンサC3、昇
圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4、直交形制御トランス
ＰＲＴ−２の被制御巻線ＮRからなる直列共振回路が形
成されている。

【００７３】この場合も、先に説明した図１の電源回路
と同様の効果が得られると共に、さらに絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側から昇圧トランスＨＶＴの一次
側巻線Ｎ4に入力される共振電圧Ｖ4の電圧レベルを高く
することが可能になるため、昇圧トランスＨＶＴにおい
て昇圧する昇圧電圧レベルを、図１に示した電源回路よ
りは低く抑えることが可能になる。よって、図７に示し
た電源回路と図１に示した電源回路を比較すれば、図７
に示した電源回路のほうが、昇圧トランスＨＶＴの各昇
圧巻線ＮHV1，ＮHV2の巻線数を低減することができ、昇
圧トランスＨＶＴのさらなる小型化を図ることができ
る。

【００７４】また、これまで説明した本実施の形態とさ
れる電源回路の二次側回路構成としては、他にも考えら
れるものである。図８はこれまで説明した本実施の形態
とされる電源回路の二次側回路の他の構成例を示した図
である。なお、この図８に示す電源回路の一次側回路構
成としては、図１に示した自励形の電圧共振コンバー
タ、或いは図７に示した他励式の電圧共振コンバータの
何れの回路構成でも良い。また、図１と同一部分には同
一符号を付して説明は省略する。

【００７５】この図８に示す絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側もまた、三次巻線Ｎ3の巻終端部を巻き上
げるようにして三次巻線Ｎ5が形成されているが、この
場合、三次巻線Ｎ5の巻終端部が直接昇圧トランスＨＶ
Ｔの一次巻線Ｎ4の巻始端部に接続されている。そし
て、この一次巻線Ｎ4の巻終端部に対して直列共振コン
デンサＣ3を直列に接続すると共に、この直列共振コン
デンサＣ3に対して並列にアクティブクランプ回路５を
接続するようにした点が異なっている。

【００７６】この場合、アクティブクランプ回路５は、
補助スイッチング素子Ｑ3、クランプコンデンサＣCL、
クランプダイオードＤD3を備えて形成される。なお、ク
ランプダイオードＤD2には、例えばいわゆるボディダイ
オードが選定される。また、補助スイッチング素子Ｑ3
を駆動するための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コ
ンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成る。

【００７７】この場合、補助スイッチング素子Ｑ3のド
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD3
が並列に接続される。ここでは、クランプダイオードＤ
D3のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続される。また、補助スイッチング素
子Ｑ3のドレインはクランプコンデンサＣCLの一方の端
子と接続されて、その他方の端子は、昇圧トランスＨＶ
Ｔの一次巻線Ｎ4の巻終端部と直列共振コンデンサＣ3と
の接続点に対して接続される。また、補助スイッチング
素子Ｑ3のソースは二次側アースに対して接地される。
つまり、本実施の形態のアクティブクランプ回路５は、
上記補助スイッチング素子Ｑ3／／クランプダイオード
ＤD3の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣCL
を直列に接続して成るものとされる。そして、このよう
にして形成される回路を直列共振コンデンサＣ3に対し
て並列に接続して構成されるものである。

【００７８】また、補助スイッチング素子Ｑ3の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ3のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ3のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、二次巻線Ｎ2の巻始端部側
を巻き上げるようにして形成されており、この場合の巻
数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これによ
り、駆動巻線Ｎｇには、二次巻線Ｎ2に得られる交番電
圧により励起された電圧が発生する。なお、実際として
は駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保
証されるが、これに限定されるものではない。さらに、
補助スイッチング素子Ｑ3のゲートは制御回路２とも接
続されており、制御回路２から昇圧トランスＨＶＴの二
次側から出力される直流高電圧ＥHVのレベル変化に対応
した制御電圧が入力される。

【００７９】このように構成した場合は、制御回路２に
よって、アクティブクランプ回路５の補助スイッチング
素子Ｑ3の導通角制御（ＰＷＭ制御）を行うことで、直
列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスを等価的に可変
することができるため、一次巻線Ｎ4と直列共振コンデ
ンサＣ3からなる直列共振回路の直列共振周波数を制御
することが可能になる。これにより、昇圧トランスＨＶ
Ｔの一次側巻線Ｎ4に入力される共振電圧レベルを、昇
圧トランスＨＶＴの二次側から出力される直流高電圧Ｅ
HVの電圧レベルに応じて制御することが可能になり、こ
の場合も高圧発生回路４から出力される直流高電圧ＥHV
の定電圧化を実現することが可能になる。

【００８０】なお、この場合も三次巻線Ｎ3の巻終端部
に第３の二次側巻線とされる三次巻線Ｎ5を巻き上げ、
この三次巻線Ｎ5の巻終端部を昇圧トランスＨＶＴの一
次側巻線Ｎ4に接続することで、一次側巻線Ｎ4に入力さ
れる共振電圧レベルを高くするようにしているため、昇
圧トランスＨＶＴにおいて昇圧する昇圧レベルを図１に
示した電源回路に比べて低く抑えることができ、昇圧ト
ランスＨＶＴの二次側に巻装されている昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2の巻線数を少なくすることができる。また、図
８に示す電源回路においては、三次巻線Ｎ3の巻終端部
に対して三次巻線Ｎ5を巻き上げるようにしているが、
もちろん三次巻線Ｎ5を巻き上げることなく、三次巻線
Ｎ3の巻終端部を昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4に対
して接続するように構成することも可能である。

【００８１】なお、本実施の形態においては、高圧発生
回路４において、昇圧トランスＨＶＴの各昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2に誘起される誘起電圧の２倍に対応するレベル
の出力電圧を得るような倍電圧半波整流回路を直列に接
続して、所定レベルの直流高電圧を得る場合が示されて
いるが、本発明としては、高圧発生回路４を倍電圧全波
整流回路によって構成することも可能である。また、例
えば昇圧トランスＨＶＴの昇圧巻線ＮHVに誘起される誘
起電圧のほぼ３倍や４倍、或いはそれ以上に対応するレ
ベルの出力電圧を得るような整流回路によって所定レベ
ルの直流高電圧を得るようにしても良い。

【００８２】また、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスＰＲＴが用いられているが、この直交形制御ト
ランスＰＲＴの代わりに、先に本出願人により提案され
た斜交形制御トランスを採用することができる。上記斜
交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省略
するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、４
本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コアを組み合わ
せることで立体型コアを形成する。そして、この立体形
コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するので
あるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係
が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的に
は、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、
４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある２本
の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角の位置関係に
あるとされる２本の磁脚に対して巻装するものである。
そして、このような斜交形制御トランスを備えた場合に
は、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルから正
の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダクタン
スが増加するという動作傾向が得られる。これにより、
スイッチング素子をターンオフするための負方向の電流
レベルは増加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮
されることになるので、これに伴ってスイッチング素子
のターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチング素
子の電力損失をより低減することが可能になるものであ
る。

【００８３】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成している絶縁コンバータトランスの二次側に設
けられている二次側並列共振回路から得られる共振電圧
を、直列共振回路により略正弦波状の共振電圧としてフ
ライバックトランスの一次側に発生させて、フライバッ
クトランスの二次側から所定の昇圧電圧を得ると共に、
第２の定電圧制御手段によって、直流高電圧生成手段か
ら出力される直流高電圧の定電圧化を図るようにしてい
る。

【００８４】従って、本発明のスイッチング電源回路
を、例えば高解像度とされる大型のカラーテレビジョン
受像機やプロジェクタ装置等の映像機器に適用すれば、
直流高電圧発生手段における電力変換効率の向上を図る
ことができるため、結果的には、総合的な電力変換効率
の向上が図られ、スイッチング電源回路における電力損
失を大幅に低減することが可能になる。

【００８５】また、本発明のスイッチング電源回路は、
従来の電源回路に比べて、ピーク電力の供給能力を大き
くできるため、例えばＣＲＴ画面に対して白色ピークの
ウインドウ画面を表示した際の画曲がり等を無くすこと
が可能になる。

【００８６】また、従来の電源回路に比べて、回路構成
の簡略化を図ることができるため、部品コストの大幅な
低減が図られると共に、スイッチング電源回路の小型化
を実現することができる。さらにまた、各部の動作波形
は、何れも共振波形となることから、スイッチング動作
に伴って発生するノイズが抑制され、ノイズを抑制する
ための対策などが不要になるという利点もある。

【００８７】また、絶縁コンバータトランスの第２の二
次側巻線に対して、第３二次側巻線を巻き上げるように
して形成し、この第３二次側巻線から直列共振回路を接
続すれば、絶縁コンバータトランスの二次側に得られる
共振電圧レベルを高くすることができるので、昇圧トラ
ンスの一次側に発生する共振電圧レベルを高くすること
ができる。これにより、昇圧トランスの巻線数を低減す
ることができ、昇圧トランスを小型化することができ
る。

【００８８】さらに、本発明のスイッチング電源回路に
備えられる昇圧トランスは、その二次側に２組の昇圧巻
線を巻装するだけで良いため、従来の電源回路に備えら
れているフライバックトランスに比べて昇圧巻線を組数
を減らすことができるという利点もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態とされる電源回路の
構成を示した図である。

【図２】図１に示した電源回路の要部の動作を示す波形
図である。

【図３】図１に示した電源回路に備えられている昇圧ト
ランスの構成を示す断面図である。

【図４】図１に示した電源回路に備えられている直交形
制御トランスＰＲＴ−２の構成を示す断面図と、そのイ
ンダクタンス特性を示した図である。

【図５】本実施の形態とされる電圧共振コンバータの電
圧変換効率特性を示した図である。

【図６】ＣＲＴ画面に白色ピークのウインドウ画面を表
示した際に発生する画曲がりの説明図である。

【図７】本発明の第２の実施の形態とされる電源回路の
構成を示した図である。

【図８】本実施の形態とされる電源回路に適用可能な二
次側回路の他の回路構成を示した図である。

【図９】絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図で
ある。

【図１０】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【図１１】従来の高解像度のテレビジョン受像機に備え
られる電源回路の構成を示した図である。

【図１２】図１１に示した電源回路の要部の動作を示し
た波形図である。

【図１３】図１１に示した電源回路のビーム電流の変化
に対する各部の変動の様子を示した図と、高圧発生回路
の電圧変換効率特性を示した図である。

【符号の説明】

１ ２ 制御回路、３ 発振・ドライブ回路、４ 高圧
発生回路、５ アクティブクランプ回路、ＡＣ 商用交
流電源、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｃｒ1 Ｃｒ2一次側並
列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、
Ｃ3 直列共振コンデンサ、ＣB 共振コンデンサ、ＣCL
クランプコンデンサ、ＣOHV ＣOFV平滑コンデンサ、
Ｄｉ ブリッジ整流回路、ＤD1〜ＤD3 クランプダイオ
ード、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流ダイオード、ＤO1〜ＤO3
整流ダイオード、ＨＶＴ昇圧トランス、ＮHV1，ＮHV2
昇圧巻線、Ｎ1 Ｎ4 一次側巻線、Ｎ2 二次巻線
（二次側巻線）、Ｎ3 Ｎ5 三次巻線（二次側巻線）、
ＮB Ｎｇ 駆動巻線、ＮC1 ＮC2 制御巻線、ＮR 被
制御巻線、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ−
１ ＰＲＴ−２ 直交形制御トランス、Ｑ1 Ｑ2 スイ
ッチング素子、Ｑ3 補助スイッチング素子、Ｒ1 Ｒ2
Ｒｇ ＲS ＲB 抵抗

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された直流入力電圧を断続して出力
   するためのスイッチング素子を備えて形成されるスイッ
   チング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側の出力を二次側に伝送するために設けられ、一次
   側には一次側巻線が巻回され、二次側には、少なくとも
   第１の二次側巻線の部分と、この第１の二次側巻線に対
   して巻き上げるように形成した第２の二次側巻線の部分
   とを有する二次側巻線が巻回されると共に、上記一次側
   巻線と上記二次側巻線とについては疎結合とされる所要
   の結合度が得られるようにされた絶縁コンバータトラン
   スと、 上記二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並
   列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、 上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側
   巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について半波
   整流動作を行うことで、直流出力電圧を得るように構成
   された直流出力電圧生成手段と、 上記直流出力電圧レベルに応じて、上記スイッチング素
   子のスイッチング周波数を可変制御すると共に、スイッ
   チング周期内のオフ期間を一定としたうえで、オン期間
   を可変するようにして上記スイッチング素子をスイッチ
   ング駆動することで、定電圧制御を行うようにされる第
   １の定電圧制御手段と、 一次側に入力される共振電圧を二次側に伝送すること
   で、二次側から上記共振電圧を昇圧した昇圧電圧を得る
   ようにされた昇圧トランスと、 上記昇圧トランスの一次側動作を共振動作とするため
   に、少なくとも上記昇圧トランスの一次側巻線に対して
   直列共振コンデンサを直列に接続して形成され、上記二
   次側並列共振回路から得られる共振電圧を、略正弦波状
   の共振電圧として上記昇圧トランスの一次側に発生させ
   る直列共振回路と、 上記昇圧トランスの二次側に得られる昇圧電圧について
   整流動作を行うことで、上記昇圧電圧のほぼ２倍に対応
   する直流高電圧を得るように構成された直流高電圧生成
   手段と、 上記直流高電圧レベルに応じて、上記直流高電圧の定電
   圧制御を行うようにされる第２の定電圧制御手段と、 を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記第２の定電圧制御手段は、 上記直列共振回路を形成する上記昇圧トランスの一次側
   巻線に対して直列に接続される被制御巻線と、該被制御
   巻線のインダクタンスを制御する制御巻線とからなる制
   御トランスを備え、 上記直流高電圧レベルに応じて、上記被制御巻線のイン
   ダクタンスを可変制御することで、上記直流高電圧の定
   電圧制御を行うようにしたことを特徴とする請求項１に
   記載のスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記第２の定電圧制御手段は、 少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子
   との直列接続回路からなり、該直列接続回路を上記直列
   共振コンデンサに対して並列に接続されるアクティブク
   ランプ手段を備え、 上記直流高電圧レベルに応じて、上記補助スイッチング
   素子の導通角を制御することで、上記直流高電圧の定電
   圧制御を行うようにしたことを特徴とする請求項１に記
   載のスイッチング電源回路。
4. 【請求項４】 上記絶縁コンバータトランスの第２の二
   次側巻線に対して、第３の二次側巻線を巻き上げるよう
   にして形成すると共に、 上記第３の二次側巻線に対して上記直列共振回路を接続
   するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のスイ
   ッチング電源回路。
5. 【請求項５】 上記直流高電圧生成手段は、 所定の高圧レベルとされる第１の直流高電圧と、該第１
   の直流高電圧より低い電圧レベルとされる第２の直流高
   電圧とを、出力可能に構成されていることを特徴とする
   請求項１に記載のスイッチング電源回路。