JP2002034243A

JP2002034243A - スイッチング電源回路

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Publication number: JP2002034243A
Application number: JP2000215855A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-07-11
Filing date: 2000-07-11
Publication date: 2002-01-31

Abstract

(57)【要約】【課題】フライバックトランスから出力される直流高
電圧の定電圧化を図ること。【解決手段】複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成している絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側から出力される負の共振電圧ＶC2を駆動巻線ＮAを介
してフライバックトランスＦＢＴの一次側に対して直接
入力することで、例えばテレビジョン受像機の水平偏向
を行うのに必要とされる直流高電圧を得るのに、水平偏
向回路系は介在しないようにすると共に、制御回路２に
よってフライバックトランスＦＢＴの二次側から出力さ
れる直流高電圧ＥHVの電圧レベルに応じて駆動巻線ＮA
のインダクタンスＬAを可変制御することで、フライバ
ックトランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ4を流れる電流Ｉ4を
制御するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばテレビジョ
ン受像機の電源として好適なスイッチング電源回路に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】例えば画像表示を行うために陰極線管
（ＣＲＴ：Cathode-ray Tube）備えたカラーテレビジョ
ン受像機においては、ＣＲＴ内部の電子銃から出射され
る電子ビームを左右方向（水平方向）に偏向する水平偏
向系回路と、電流共振形コンバータによるソフトスイッ
チング方式のスイッチング電源とによる電源回路が主に
利用されている。

【０００３】図９は、テレビジョン受像機に備えられて
いる水平偏向系回路と、その周辺回路の構成を示した図
である。この図９に示すスイッチング電源１０は、入力
された直流電圧のスイッチングを行い、所定の電圧レベ
ルの直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ
とされ、後述するように電流共振形のスイッチング電源
回路によって構成される。

【０００４】スイッチング電源１０の前段には、全波整
流方式のブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉ
から成る整流平滑回路が設けられ、この整流平滑回路に
より商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を整流平滑して
直流電圧Ｅｉを得、この直流電圧Ｅｉをスイッチング電
源１０に対して入力するようにしている。スイッチング
電源１０からは、所定の電圧レベルに変換された直流出
力電圧ＥO（ＥO1，ＥO2，ＥO4，ＥO5）が出力される。
この場合、例えば直流出力電圧ＥO1はテレビジョン受像
機の水平偏向回路を駆動する駆動電圧、直流出力電圧Ｅ
O2は信号系回路を駆動する駆動電圧、直流出力電圧ＥO
4，ＥO5は音声出力回路を駆動する駆動電圧とされ、各
直流出力電圧ＥO1，ＥO2，ＥO4，ＥO5の実際の電圧レベ
ルとしては、例えば直流出力電圧ＥO1が１３５Ｖ、直流
出力電圧ＥO2が１５Ｖ、直流出力電圧ＥO4，ＥO5が±２
０Ｖとされる。

【０００５】水平出力回路２０は、ＣＲＴの電子銃から
出射される電子ビームを水平方向に走査するための水平
偏向電流ＩDYを発生させると共に、後述する高圧発生回
路４０において高電圧を発生させるためのフライバック
パルスを生成するように構成される。

【０００６】このため、水平出力回路２０の水平出力ト
ランジスタＱ11のベースには、図示していない水平ドラ
イブ回路から映像信号の水平同期信号ｆH（１５．７３
４５ｋＨｚ）に同期したパルス電圧が入力される。ま
た、そのコレクタは後述するフライバックトランスＦＢ
Ｔの一次側巻線Ｎ11を介してスイッチング電源１０の二
次側出力端子（二次側直流出力電圧ＥO1）に接続され、
そのエミッタが接地されている。水平出力トランジスタ
Ｑ11のコレクタ−エミッタ間には、ダンパダイオードＤ
11、水平帰線コンデンサＣｒ11、及び［水平偏向ヨーク
Ｈ．ＤＹ、水平直線補正コイルＨLC、Ｓ字補正コンデン
サＣS1］から成る直列接続回路がそれぞれ並列に接続さ
れる。

【０００７】このような構成とされる水平出力回路２０
では、水平帰線コンデンサＣｒ11のキャパシタンスと、
フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ11のリーケ
ージインダクタンス成分とにより電圧共振形コンバータ
を形成している。そして、図示しない水平ドライブ回路
から入力されるパルス電圧によって水平出力トランジス
タＱ11がスイッチング動作することで、水平偏向ヨーク
Ｈ．ＤＹには鋸歯状波形とされる水平偏向電流ＩDYが流
れ、水平出力トランジスタＱ11がオフとなる期間では、
水平偏向ヨークＨ．ＤＹのインダクタンスＬDYと水平帰
線コンデンサＣｒ11のキャパシタンスとの共振動作、及
びダンパダイオードＤ11の作用によって、水平帰線コン
デンサＣｒ11の両端には、比較的高電圧とされるパルス
電圧（フライバックパルス電圧）Ｖ11が発生する。な
お、詳しい説明は省略するが、水平直線補正コイルＨL
C、及びＳ字補正コンデンサＣS1は、例えば水平偏向電
流ＩDYを補正してＣＲＴの管面に表示される画像の歪み
を補正している。

【０００８】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路４０
は、例えばフライバックトランスＦＢＴ（Fly Back Tra
nsformer）と、高圧整流平滑回路によって構成されてお
り、上記水平出力回路２０にて生成されるフライバック
パルス電圧Ｖ11を昇圧して、ＣＲＴのアノード電圧レベ
ルに対応した高電圧を生成する。

【０００９】フライバックトランスＦＢＴの一次側に
は、一次側巻線Ｎ11が巻装されていると共に、その二次
側には５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，Ｎ
HV5がスリット捲き、或いは層間捲きによって分割され
て巻装されている。また、フライバックトランスＦＢＴ
の一次側には、一次側巻線Ｎ11と密結合の状態で三次巻
線Ｎ12，Ｎ13が巻装されている。この場合、一次側巻線
Ｎ11に対する各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の極性（巻方向）
は逆極性となるように巻装され、また三次巻線Ｎ12，Ｎ
13の極性は一次側巻線Ｎ11に対して同極性となるように
巻装されている。

【００１０】一次側巻線Ｎ11の巻始端部は、スイッチン
グ電源１０の二次側出力端子（直流出力電圧ＥO1）に接
続され、その巻終端部は水平出力トランジスタＱ11のコ
レクタに接続される。また、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
巻終端部には、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV
3，ＤHV4，ＤHV5の各アノードが接続される。そして、
高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサ
ＣHVの正極端子に接続されると共に、高圧整流ダイオー
ドＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV
1〜ＮHV4の巻始端部に接続される。

【００１１】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］の５組の半波整流回路
が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の
半波整流回路が形成されている。

【００１２】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、これら５組の半波整流回路が昇圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデン
サＣHVに対して充電するという動作を行うことで、平滑
コンデンサＣHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に
誘起される誘起電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧
が得られることになる。そして、この平滑コンデンサＣ
HVの両端に得られた直流高電圧ＥHVを、例えばＣＲＴの
アノード電圧として利用するようにしている。なお、各
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5には、６ＫＶに昇圧された誘起電
圧が得られ、直流高電圧ＥHVとしては３０ＫＶのアノー
ド電圧が得られるものである。

【００１３】またフライバックトランスＦＢＴの一次側
巻線Ｎ11にはタップが設けられており、このタップから
得られる正のパルス電圧を整流ダイオードＤO3、及び平
滑コンデンサＣO3からなる半波整流平滑回路によって整
流平滑することで、平滑コンデンサＣO3の両端から直流
出力電圧ＥO3を得るようにしている。この直流出力電圧
ＥO3の電圧レベルは例えば２００Ｖとされ、図示してい
ない映像信号増幅器を介してブラウン管のカソード電極
に供給される。

【００１４】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
側に巻装されている三次巻線Ｎ12から得られる負のパル
ス電圧は、整流ダイオードＤO6と平滑コンデンサＣO6か
らなる整流平滑回路、及び整流ダイオードＤO7と平滑コ
ンデンサＣO7からなる整流平滑回路によって、それぞれ
整流平滑することで平滑コンデンサＣO6，ＣO7の両端か
らそれぞれ直流出力電圧ＥO6，ＥO7を得るようにしてい
る。この直流出力電圧ＥO6，ＥO7の電圧レベルは、＋１
５Ｖ，−１５Ｖとされ、図示していない垂直偏向回路の
駆動電圧として用いられる。さらに、三次巻線Ｎ13から
得られる負のパルス電圧は、整流ダイオードＤO8と平滑
コンデンサＣO8からなる整流平滑回路により整流平滑す
ることで、平滑コンデンサＣO8の両端から直流出力電圧
ＥO8を得るようにしている。この直流出力電圧ＥO8は例
えば６．３Ｖとされ、ブラウン管のヒータ用電圧として
用いられる。

【００１５】ここで、上記図９に示すスイッチング電源
１０として現在よく使用されているスイッチングコンバ
ータ回路構成を図１０に示す。この図１０に示すスイッ
チングコンバータ回路は、２石のスイッチング素子（バ
イポーラトランジスタ）Ｑ21，Ｑ22をハーフブリッジ結
合した電流共振形スイッチングコンバータを備えた構成
を採り、図９に示した全波整流回路からの直流入力電圧
Ｅｉが入力される。

【００１６】スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22の各ゲートは
発振・ドライブ回路２１に接続されている。また、スイ
ッチング素子Ｑ21のドレインは、直流入力電圧Ｅｉライ
ンと接続され、そのソースは直列共振コンデンサＣ1、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ21を介し
て一次側アースに接地される。また、各スイッチング素
子Ｑ21，Ｑ22のドレイン−ソース間には、それぞれクラ
ンプダイオードＤD11，ＤD12が並列に接続されている。
ここでは、スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22に対して、図示
するように直列共振コンデンサＣ1が、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ21に直列に接続されてい
るため、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、
一次側巻線Ｎ21を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの
漏洩インダクタンス成分により、スイッチングコンバー
タの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路
を形成している。

【００１７】上記スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22は、発振
・ドライブ回路２１によってスイッチング動作が得られ
るようにスイッチング駆動される。このため、制御回路
１は直流出力電圧ＥO1の変動に応じたレベルの電流又は
電圧を発振・ドライブ回路２１に供給する。そして、発
振・ドライブ回路２１では、直流出力電圧ＥO1の安定化
が図られるように、制御回路１からの出力レベルに応じ
て、その周期が可変されたスイッチング駆動信号（電
圧）をスイッチング素子Ｑ21，Ｑ22のゲートに対して出
力するようにされる。これによって、スイッチング素子
Ｑ21，Ｑ22のスイッチング周波数が可変され、直流出力
電圧ＥO1の安定化が図られることになる。起動抵抗ＲS
は、商用交流電源投入時において、整流平滑ラインに得
られる起動電流を発振・ドライブ回路２１に対して供給
するために設けられる。

【００１８】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ21，Ｑ22のスイッチング出力を二次側に伝
送する。ここでの詳しい説明は省略するが、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴには、コアに対してギャップが形成
されていることで、疎結合の状態が得られるようになっ
ている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、
図示するように、３組の二次巻線Ｎ22，Ｎ23，Ｎ24がそ
れぞれ独立した状態で巻装されている。そして、二次巻
線Ｎ22には、２本の整流ダイオードＤO11，ＤO12と、平
滑コンデンサＣO1を、図示するような接続形態により接
続することで、水平偏向回路用の直流出力電圧ＥO1（１
３５Ｖ）を得ると共に、二次巻線Ｎ23にも、２本の整流
ダイオードＤO21，ＤO22と平滑コンデンサＣO2を同様の
接続形態によって接続することで信号系回路の直流出力
電圧ＥO2（１５Ｖ）を得るようにしている。さらに、二
次巻線Ｎ24には、整流ダイオードＤO41，ＤO42と、平滑
コンデンサＣO4からなる整流平滑回路、及び整流ダイオ
ードＤO51，ＤO52と、平滑コンデンサＣO5からなる整流
平滑回路という２組の整流平滑回路を図示するような接
続形態によって接続することで、音声出力回路用の直流
出力電圧ＥO4（＋２０Ｖ）、ＥO5（−２０Ｖ）を得るよ
うにしている。

【００１９】上記図９に示した回路の各部の動作波形は
図１１に示すようになる。図９に示す回路においては、
水平出力トランジスタＱ11のベースに対して、映像信号
の水平同期信号ｆH（１５．７３４５ｋＨｚ）に同期し
たパルス電圧が入力されることから、水平出力トランジ
スタＱ11のスイッチング周波数は、水平同期信号ｆHに
対応したものとなり、水平出力トランジスタＱ11のオン
期間（水平走査期間）Ｔｔは５１．５μｓ、オフ期間
（水平帰線期間）Ｔｒは１２μｓとなる。つまり、この
水平走査期間Ｔｔと水平走査期間Ｔｒを合わせた期間Ｔ
Ｈ（６３．５μＳ）が水平同期信号ｆHの周期に対応し
たものとなっている。

【００２０】この場合、水平出力トランジスタＱ11のス
イッチング動作により、フライバックトランスＦＢＴの
一次側巻線Ｎ11には、図１１（ｂ）に示すような波形の
一次側電流Ｉ11が流れ、水平偏向ヨークＨ．ＤＹには図
１１（ｃ）に示すような波形の水平偏向電流ＩDYが流れ
る。また一次側巻線Ｎ11に設けられているタップを介し
て整流ダイオードＤO3には、図１１（ｅ）に示すような
波形の整流電流Ｉ3が流れることになる。

【００２１】この時、水平出力トランジスタＱ11のコレ
クタ−エミッタ間に接続されている水平帰線コンデンサ
Ｃｒ11の両端電圧Ｖ11は、図１１（ａ）に示すように、
水平出力トランジスタＱ11がオンとなる期間Ｔｔでは０
レベルになり、水平出力トランジスタＱ11がオフとなる
期間Ｔｒでは水平偏向ヨークＨ．ＤＹのインダクタンス
成分ＬDYと水平帰線コンデンサＣｒ11のキャパシタンス
との共振動作によって、例えば１２００Ｖｐ程度のフラ
イバックパルス電圧Ｖ11が発生する。従って、図９に示
した高圧発生回路４０では、上記のようなフライバック
パルス電圧Ｖ11により、フライバックトランスＦＢＴの
一次側に印加される正のパルス電圧を昇圧して、二次側
の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5及び三次巻線Ｎ12，Ｎ13から所
定の電圧レベルとされる各種直流出力電圧を得るように
している。

【００２２】また、平滑コンデンサＣO3の両端には、水
平出力トランジスタＱ11がオフとなる期間Ｔｒにおい
て、図１１（ｄ）に示すように、例えば２００Ｖｐ程度
のパルス電圧Ｖ3が発生するため、このパルス電圧Ｖ3を
整流ダイオードＤO3と、平滑コンデンサＣO3により整流
平滑することで、直流出力電圧ＥO3を得るようにしてい
る。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図９に示し
た回路は、高圧発生回路４０のフライバックトランスＦ
ＢＴにおいて、スイッチング電源１０から入力される直
流電圧ＥO1を直流高電圧ＥHVに変換する際の電力変換効
率が約８５％程度とされることから、例えば高圧負荷電
力が６０Ｗとされる時は、約９Ｗの損失電力が発生す
る。

【００２４】また、高圧発生回路４０では、フライバッ
クトランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ11に入力される正のパ
ルス電圧（フライバックパルス電圧）によって、二次側
の各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される電流のピーク値
を半波整流することで、直流高電圧ＥHVを得るようにし
ている。しかしながら、この場合は高圧整流ダイオード
ＤHV1〜ＤHV５の導通角が狭く、等価的には電源インピ
ーダンスが高くなるため、直流高電圧ＥHVの電圧レベル
は高圧負荷の変動の影響を受けやすくなるという欠点が
ある。

【００２５】例えば、図９に示した回路をＣＲＴの画面
サイズが３４インチ以上とされるテレビジョン受像機に
適用した場合、ＣＲＴの画面輝度を最も明るい状態（ハ
イライト）にするには、ＣＲＴのアノード電極に対して
２ｍＡ以上のビーム電流ＩHVを供給する必要がある。従
って、例えばアノード電極に供給する直流高電圧ＥHVの
電圧レベルを３０ＫＶとすると、ハイライト状態の時に
高圧発生回路４０にかかる高圧負荷電力として６０Ｗ
（３０ＫＶ×２ｍＡ）の電力が必要になる。このため、
高圧発生回路４０からＣＲＴのアノード電極に供給する
高圧負荷電力は、少なくとも０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）〜６
０Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで変動することが考えられる。

【００２６】この場合、ＣＲＴのアノード電極に対して
２ｍＡのビーム電流ＩHVが流れ、高圧発生回路４０の高
圧負荷電力が６０Ｗとされる時の直流高電圧ＥHVの電圧
レベルを３０ＫＶとすると、高圧発生回路４０の高圧負
荷電力が無負荷状態（０Ｗ）になった時は、例えば直流
高電圧ＥHVの電圧レベルが３２．５ＫＶまで上昇する。
つまり、図９に示した回路を実際のテレビジョン受像機
等に適用した場合は、高圧負荷電力の実使用範囲内（０
Ｗ〜６０Ｗ）における直流高電圧ＥHVの電圧変動幅ΔＥ
HVが約２．５ＫＶになる。これは高圧発生回路４０にか
かる高圧負荷電力の変動によって、高圧発生回路４０を
構成している高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5等におけ
る電圧降下によるものとされる。

【００２７】このように直流高電圧ＥHVの電圧レベルが
変動すると、例えば水平偏向電流ＩDYの電流値が一定の
もとでは、ＣＲＴから出力される電子ビームの水平方向
の振幅が変化する。このため、実際のテレビジョン受像
機においては、直流高電圧ＥHVの変動によって電子ビー
ムの水平方向の振幅が変化しないように、水平偏向電流
ＩDYの電流値を補正するズーミング補正回路等を水平出
力回路２０に対して設ける必要があった。

【００２８】また、フライバックトランスＦＢＴは、そ
の構造上、例えば二次側の昇圧巻線ＮHVの漏洩インダク
タンスにより、昇圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧が負
レベルとなるタイミングでリンギング（振動）が発生す
る。そして、このリンギング成分が図１１（ｂ）に示し
たフライバックトランスＦＢＴの一次側を流れる一次側
電流Ｉ11に重畳されると、ＣＲＴの画面左端にラスター
リンギングやカーテン縞等が生じるという欠点があっ
た。このため、実際のテレビジョン受像機では、これら
ラスターリンギングやカーテン縞等を防止するために何
らかの対策を施す必要があった。

【００２９】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明のスイッ
チング電源回路は、上記した課題を考慮して以下のよう
に構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続し
て出力するためのスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、スイッチング手段の動作を電圧共
振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして
備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側の出力
を二次側に伝送するために設けられ、一次側には一次側
巻線が巻回され、二次側には、少なくとも第１の二次側
巻線の部分と、この第１の二次側巻線に対して巻き上げ
るように形成した第２の二次側巻線の部分とを有する二
次側巻線が巻回されると共に、一次側巻線と二次側巻線
とについては疎結合とされる所要の結合度が得られるよ
うにされた絶縁コンバータトランスと、二次側巻線に対
して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで
形成される二次側並列共振回路と、二次側並列共振回路
を含んで形成され、第１の二次側巻線から得られる交番
電圧の正期間の電圧について半波整流動作を行うこと
で、第１の直流出力電圧を得ると共に、第２の二次側巻
線から得られる交番電圧の正期間の電圧について半波整
流動作を行うことで得られる直流出力電圧を、第１の直
流出力電圧に対して積み上げて、第２の直流出力電圧を
得るように構成された直流出力電圧生成手段と、第１の
直流出力電圧のレベルに応じて、スイッチング素子のス
イッチング周波数を可変制御すると共に、スイッチング
周期内のオフ期間を一定としたうえで、オン期間を可変
するようにしてスイッチング素子をスイッチング駆動す
ることで、第１の直流出力電圧の定電圧制御を行うよう
にされる第１の定電圧制御手段とを備える。そして、一
次側に入力される共振電流を二次側に伝送することで、
二次側から負の期間の共振電圧を反転して昇圧した昇圧
電圧を得るようにされたフライバックトランスと、フラ
イバックトランスの一次側動作を共振動作とするため
に、絶縁コンバータトランスの二次側巻線と、フライバ
ックトランスの一次側巻線との間に挿入され、絶縁コン
バータトランスの二次側巻線から得られる負の共振電圧
から略正弦波状の共振電流をフライバックトランスの一
次側に入力するインダクタと、フライバックトランスの
二次側に得られる昇圧電圧を入力して半波整流動作を行
うことで、直流高電圧を得るように構成された直流高電
圧生成手段と、直流高電圧のレベルに応じて、直流高電
圧の定電圧制御を行うようにされる第２の定電圧制御手
段とを備えることとした。

【００３０】即ち、本発明によれば、複合共振形として
のスイッチング電源回路を構成している絶縁コンバータ
トランスの二次側から出力される負の共振電圧をフライ
バックトランスの一次側に対して直接入力することで、
例えばテレビジョン受像機の水平偏向を行うのに必要と
される直流高電圧を得るのに、水平偏向回路系は介在し
ないようにすると共に、第２の定電圧制御手段によっ
て、直流高電圧生成手段から出力される直流高電圧の定
電圧化を図ることで、高圧負荷電力の変動に伴う直流高
電圧の変動を抑制することが可能になる。

【００３１】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コ
ンバータを備えると共に、二次側に並列共振回路を備え
る複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採
る。この図１に示す電源回路には、先ず、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るた
めの整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平
滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされる。

【００３２】上記直流入力電圧Ｅｉを入力して断続する
スイッチングコンバータとしては、一石のスイッチング
素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
を備えて構成される。この場合、スイッチング素子Ｑ1
には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合
型トランジスタ）が用いられている。

【００３３】スイッチング素子Ｑ1のベースは、電流制
限抵抗ＲB、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉの
正極側と接続され、そのエミッタは一次側アースに接地
される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側
アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベー
ス電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング
素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側
アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD1によ
り、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電
流の経路を形成するようにされる。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
側に形成されている一次側巻線Ｎ1の一端と接続され、
そのエミッタは接地される。

【００３４】上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エ
ミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身
のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次側巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とによ
り電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成す
る。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッ
チング素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路
の作用によって共振コンデンサＣｒの両端に発生する両
端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって
電圧共振形の動作が得られるようにされる。

【００３５】直交形制御トランスＰＲＴ−１は、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮC1が巻装
された可飽和リアクトルとされる。この直交形制御トラ
ンスＰＲＴ−１は、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると
共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形制御
トランスＰＲＴ−１の構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮC1を、上記共振電流検出
巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装す
るようにして構成される。

【００３６】この場合、直交形制御トランスＰＲＴ−１
の共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極
と、一次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻
線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交
形制御トランスＰＲＴ−１においては、共振電流検出巻
線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介
して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBには
ドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライ
ブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路
（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ド
ライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力
される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共
振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波
数でスイッチング動作を行うことになる。

【００３７】絶縁コンバータトランス(Power Isolation
Transformer)ＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力を二次側に伝送する。絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの構造としては、図７に示すように、例えばフ
ェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚
が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、
このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利
用して一次側巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割し
た状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図
のようにギャップＧを形成するようにしている。これに
よって、所要の結合係数による疎結合が得られる。ギャ
ップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本
の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という
疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態
が得られにくいようにしている。

【００３８】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側動作としては、一次側巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係、及び
二次側巻線に励起される交番電圧の極性変化によって、
一次側巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のイ
ンダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについて、
＋Ｍの動作モード（加極性モード；フォワード動作）と
なる場合と、−Ｍの動作モード（減極性モード；フライ
バック動作）となる場合がある。例えば、図８（ａ）に
示す回路と等価となる場合に相互インダクタンスは＋Ｍ
となり、図８（ｂ）に示す回路と等価となる場合に相互
インダクタンスは−Ｍとなる。なお、図１に示す電源回
路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側
巻線Ｎ1と二次側巻線Ｎ2の極性が＋Ｍの動作モードとな
る期間において、整流ダイオードＤO1を介して平滑コン
デンサＣO1の充電動作が行われるものとされる。

【００３９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻
線Ｎ1の巻始端部は、図１に示すようにスイッチング素
子Ｑ1のコレクタに接続され、巻終端部は共振電流検出
巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極
（整流平滑電圧Ｅｉ）に接続されている。また、その二
次側には、二次巻線Ｎ2（第１の二次側巻線）を巻き上
げるようにて三次巻線Ｎ3（第２の二次側巻線）が形成
されており、この二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3とからなる
巻線（Ｎ2＋Ｎ3）に対して、二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2を並列に接続するようにしている。

【００４０】二次巻線Ｎ2の巻始端部は二次側アースに
接続され、その巻終端部は整流ダイオードＤO1のアノー
ドに接続されており、この整流ダイオードＤO1と平滑コ
ンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって、１０
０Ｖ〜１４０Ｖの水平偏向用の直流出力電圧ＥO1（例え
ば１３５Ｖ）を得るようにしている。つまり、この場合
は整流ダイオードＤO1に対して二次側並列共振回路から
供給される共振電圧を入力することで直流出力電圧ＥO1
を生成するようにされる。

【００４１】また、二次巻線Ｎ2の所要位置にはタップ
が設けられており、このタップには整流ダイオードＤO2
のアノードが接続されている。そして、この整流ダイオ
ードＤO2と平滑コンデンサＣO2から成る半波整流平滑回
路によって、信号系回路用の直流出力電圧ＥO2（１５
Ｖ）を得るようにしている。

【００４２】さらに、二次巻線Ｎ2に巻き上げられてい
る三次巻線Ｎ3の巻終端部は、整流ダイオードＤO3のア
ノードと接続されており、この整流ダイオードＤO1と平
滑コンデンサＣO1から成る半波整流回路から映像出力回
路用の直流出力電圧ＥO3（２００Ｖ）を得ることになる
が、図１に示す電源回路では、平滑コンデンサＣO3の負
極側を平滑コンデンサＣO1の正極側に接続することで、
平滑コンデンサＣO1−ＣO3の直列接続回路の両端から映
像出力回路の直流出力電圧ＥO3を得るようにしている。
即ち、図１に示す電源回路では、映像出力回路の直流出
力電圧ＥO3を得るために、平滑コンデンサＣO1の両端に
発生する直流出力電圧ＥO1に、平滑コンデンサＣO3の両
端に発生する直流出力電圧を積み上げる、つまり二次巻
線Ｎ2から得られる直流出力電圧ＥO1と、三次巻線Ｎ3か
ら得られる直流出力電圧を加算することで直流出力電圧
ＥO3を得るようにしている。このため、三次巻線Ｎ3、
整流ダイオードＤO3及び平滑コンデンサＣO3からなる整
流平滑回路の構成としては、直流出力電圧ＥO3（２００
Ｖ）から、１１０Ｖ〜１４０Ｖとされる直流出力電圧Ｅ
O1を引いた９０Ｖ〜６０Ｖの直流出力電圧を得ることが
できればよいものとなっている。

【００４３】またこの場合、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3
からなる二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）に対しては、二次側並
列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次
巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3からなる二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3）
のリーケージインダクタンス（Ｌ2＋Ｌ3）と、二次側並
列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列
共振回路が形成され、二次巻線Ｎ2及び三次巻線Ｎ3に誘
起される交番電圧は共振電圧となり、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側において電圧共振動作が得られ
る。

【００４４】即ち、図１に示す電源回路では、一次側に
はスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振
回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための
並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、この
ように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて
動作する構成のスイッチングコンバータについては、
「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことに
する。なお、このような複合共振形スイッチングコンバ
ータとしての構成は、先に図７にて説明したように、絶
縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成
して所要の結合係数による疎結合としたことによって、
更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現される
ものである。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに
対してギャップＧが設けられない場合には、フライバッ
ク動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和
状態となって動作が異常となる可能性が高く、二次側の
整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。

【００４５】上記した直流出力電圧ＥO1は制御回路１に
対しても分岐して入力される。制御回路１では、二次側
の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、制御巻線Ｎ
C1に流す制御電流（直流電流）レベルを可変すること
で、直交形制御トランスＰＲＴ−１に巻装された駆動巻
線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これによ
り、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成され
るスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の
直列共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作とな
り、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化す
る。なお、制御回路１に対して直流出力電圧ＥO3を分岐
して入力して二次側の直流出力電圧を安定化を図ること
も可能とされる。

【００４６】図１に示した電源回路においては、駆動巻
線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直交形制御ト
ランスＰＲＴ−１が設けられる場合、スイッチング周波
数を可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1がオフ
となる期間ＴOFFを一定としたうえで、オンとなる期間
ＴONを可変制御するようにされる。つまり、この電源回
路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を
可変制御するように動作することで、スイッチング出力
に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時
に、スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ1の
導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ること
が出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御
回路系によって実現している。なお、本明細書では、こ
のような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００４７】さらに、図１に示した本実施の形態の電源
回路においては、三次巻線Ｎ3が直交形制御トランス
（直交形フェライトトランス）ＰＲＴ−２の駆動巻線Ｎ
Aを介して高圧発生回路４に設けられているフライバッ
クトランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ4に接続されている。
即ち、図１に示す電源回路では、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3とからなる二次側巻線（Ｎ2＋
Ｎ3）と、直交形制御トランスＰＲＴ−２の駆動巻線ＮA
とフライバックトランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ4との直
列接続回路が、それぞれ並列に接続されていることにな
る。

【００４８】従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側においては、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3のインダ
クタンス（Ｌ2＋Ｌ3）と、駆動巻線ＮAと一次側巻線Ｎ4
のインダクタンス（ＬA＋Ｌ4）との並列接続インダクタ
ンスと、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタン
スによって並列共振動作が生じており、二次側並列共振
コンデンサＣ2の両端には負の電圧共振パルス電圧ＶC2
が発生し、フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ
4には正弦波状の共振電流Ｉ4が流れることになる。これ
により、図１に示す電源回路では、フライバックトラン
スＦＢＴの一次側動作が共振動作となるようにしてい
る。

【００４９】直交形制御トランスＰＲＴ−２は、駆動巻
線ＮA、及び制御巻線ＮC2が巻装された可飽和リアクト
ルとされ、後述する高圧発生回路４から出力される直流
高電圧ＥHVの定電圧制御のために設けられる。直交形制
御トランスＰＲＴ−２の構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、駆動巻線ＮAを巻装し、更に制御巻線ＮC2を、上
記駆動巻線ＮAに対して直交する方向に巻装して構成さ
れる。この場合、直交形制御トランスＰＲＴ−２は、制
御巻線ＮC2を流れる制御電流（直流電流）レベルに応じ
て、その駆動巻線ＮAのインダクタンスＬAが変化するも
のとされる。即ち、直交形制御トランスＰＲＴ−２は、
直流高電圧ＥHVの定電圧化を図るために、フライバック
トランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ4との直列に接続されて
いる制御巻線ＮAのインダクタンスを可変制御するため
に設けられている。

【００５０】一点破線で囲って示した高圧発生回路４
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、上記二次側並列共振コンデンサＣ2
の両端に発生する共振電圧ＶC2を昇圧して、例えばＣＲ
Ｔのアノード電圧レベルに対応した高電圧を生成する。
このため、フライバックトランスＦＢＴの一次側には、
一次側巻線Ｎ4が巻装され、二次側には４００Ｔ〜５０
０Ｔ（ターン）の巻線を施した４組〜５組の昇圧巻線Ｎ
HVがスリット捲き、或いは層間捲きによって分割されて
巻装されている。この場合、一次側巻線Ｎ4と昇圧巻線
ＮHVの極性（巻方向）は逆方向となるように巻装されて
いることから、一次側巻線Ｎ4に入力される負の共振パ
ルス電圧は正のパルス電圧に反転され、１組の各昇圧巻
線において５ＫＶ〜６ＫＶの高電圧に昇圧される。

【００５１】フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線
Ｎ4は、その巻始端部が駆動巻線ＮAを介して絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3の巻終端部に接続さ
れると共に、その巻終端部が二次側アースに接地され
る。また、その二次側には昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV
3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状態で巻装されて
おり、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終端部に対して
は、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，
ＤHV5のアノード側が接続されている。そして、高圧整
流ダイオードＤHV1のカソードは平滑コンデンサＣHVの
正極端子と接続され、高圧整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5
の各カソードは、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始
端部に対して接続される。

【００５２】このような接続形態では、［昇圧巻線ＮHV
1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［昇圧巻線ＮHV2、高
圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流
ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線ＮHV4、高圧整流ダイオ
ードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤ
HV5］という５組の半波整流回路が直列に接続された、
いわゆるマルチシングラー方式の半波整流回路が形成さ
れていることになる。

【００５３】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣH
Vに対して充電するという動作を行うことで、平滑コン
デンサＣHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起
される電圧の５倍に対応するレベルの直流高電圧ＥHVが
得られ、この直流高電圧ＥHVをＣＲＴのアノード電圧と
して利用するようにしている。

【００５４】また、高圧整流ダイオードＤHV1のカソー
ドと二次側アースとの間に挿入されている抵抗Ｒ1、可
変抵抗Ｒ2からなる直列接続回路は、上記直流高電圧ＥH
Vより低い電圧レベルを得るために設けられ、抵抗Ｒ1及
び抵抗Ｒ2により分圧された分圧電圧が制御回路２に入
力される。制御回路２は、直流高電圧ＥHVのレベル変化
に応じて、直交形制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎ
C2に流す制御電流（直流電流）レベルを可変すること
で、駆動巻線ＮAのインダクタンスＬAを可変制御する。
これにより、フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線
Ｎ4に流れる電流Ｉ4を制御することで、直流高電圧ＥHV
の定電圧化を図るようにしている。

【００５５】ここで、高圧発生回路４から例えば３０Ｋ
Ｖの直流高電圧ＥHVが得られるように、図１に示した回
路を実際に構成する場合は、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ、三次巻線Ｎ3＝２２Ｔ、二
次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１５μＦ、フライ
バックトランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ4＝３０Ｔ、昇圧
巻線ＮHV1〜ＮHV5＝５３０Ｔが選定される。また直交形
制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線ＮAのインダクタン
スＬAの可変範囲としてはＬA＝３０μＨ〜１５０μＨと
される。

【００５６】上記図１に示した本実施の形態の電源回路
の動作波形を図２及び図３に示す。図２には例えば交流
入力電圧ＶACが１００Ｖ、高圧発生回路４での高圧負荷
電力が６０Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）とされた時の動作波形が
示され、図３には交流入力電圧ＶACが１００Ｖ、高圧発
生回路４での高圧負荷電力が０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）とさ
れた時の動作波形が示されている。

【００５７】高圧発生回路４での高圧負荷電力が６０Ｗ
時の場合、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ期間ＴON
／ＴOFFとしては７μｓ／５μｓとなる。この場合、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられている
二次側共振コンデンサＣ2の両端電圧ＶC2は、図２
（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ1の動作がオ
ンとなる期間では、整流ダイオードＤO1及び整流ダイオ
ードＤO3の動作によって、その電圧レベルが２００Ｖと
される正の電圧が得られ、スイッチング素子Ｑ1の動作
がオフとなる期間ＴOFFでは、そのピーク電圧レベルが
８００Ｖｐとされる負の共振パルス電圧が得られる。ま
た、フライバックトランスＦＢＴの一次側を流れる電流
Ｉ4は、図２（ｂ）に示されるように、そのピーク電流
値が４Ａppとされる略正弦波形の共振電流波形となる。

【００５８】一方、高圧発生回路４での高圧負荷電力が
０Ｗ時の場合、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ
1のオン／オフ期間ＴON／ＴOFFとしては６μｓ／６μｓ
となり、二次側共振コンデンサＣ2の両端電圧ＶC2は、
図３（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ1の動作
がオンとなる期間では、整流ダイオードＤO1及び整流ダ
イオードＤO3の動作によって、その電圧レベルが２００
Ｖとされる正の電圧が得られ、スイッチング素子Ｑ1の
動作がオフとなる期間ＴOFFでは、そのピーク電圧レベ
ルが６４０Ｖｐとされる負の共振パルス電圧が得られ
る。また、フライバックトランスＦＢＴの一次側を流れ
る電流Ｉ4は、図２（ｂ）に示されるように、そのピー
ク電流値が１．５Ａppとされる略正弦波形の共振電流波
形となる。

【００５９】これら図２及び図３に示した動作波形を比
較してわかるように、図１に示した本実施の形態の電源
回路においては、高圧発生回路４での高圧負荷が６０Ｗ
（ＩHV＝２ｍＡ）〜０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）まで変動した
場合でも、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数
は８３．３ｋＨｚのままとなっている。即ち、図１に示
した電源回路は、高圧負荷が６０Ｗから０Ｗまで変動し
た場合は、制御回路２によって、直交形制御トランスＰ
ＲＴ−２の駆動巻線ＮAのインダクタンスＬAを可変制御
することで、フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線
Ｎ4を流れる電流Ｉ4を可変制御するようにしている。こ
れにより、高圧発生回路４側での負荷変動に応じて一次
側スイッチングコンバータのスイッチング周波数が変化
させることなく、高圧発生回路４から出力される直流高
電圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。

【００６０】このような構成とされる図１に示した電源
回路と、図９に示した従来の回路とを比較すると、図９
に示した従来の回路では、水平出力回路２０によって得
られるフライバックパルス電圧Ｖ11を昇圧して高圧発生
回路４０から直流高電圧ＥHVを得るようにしていた。こ
れに対して、図１に示した回路では、二次側共振コンデ
ンサＣ2の両端に発生する負の共振パルス電圧ＶC2を高
圧発生回路４に直接入力することで、例えば図９に示し
た回路のようにスイッチング電源１０の直流出力電圧Ｅ
O1をフライバックパルス電圧に変換するための水平出力
回路２０を介在させることなく、高圧発生回路４におい
て直流高電圧ＥHVを得ることができる。また、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次側にスイッチング動作を電
圧共振形とするための並列共振回路を備え、二次側には
電圧共振動作を得るための並列共振回路を備えた複合共
振形スイッチングコンバータとすると共に、フライバッ
クトランスＦＢＴには、その一次側の動作を電圧共振形
とするための並列共振回路を備えるようにしている。

【００６１】この結果、図９に示した従来の回路では、
高圧発生回路４から例えば６０Ｗ（３０ＫＶ×２ｍＡ）
の高圧出力を取り出す際に、スイッチングコンバータか
ら７０．６Ｗの直流入力電力が必要とされていたのに対
して、図１に示した本実施の形態の電源回路では、６
３．２Ｗの直流入力電力で済むことになり、７．４Ｗの
電力損失の低減を図ることができる。

【００６２】また、図９に示す従来の回路は、電圧変換
効率ηDC−DCが約８５％とされることから、このような
電源回路を３４インチのテレビジョン受像機に適用し
て、フライバックトランスＦＢＴから映像出力回路用の
直流出力電圧ＥO3（２００Ｖ）／１０Ｗ、垂直偏向回路
用の直流出力電圧ＥO6，ＥO7（±１５Ｖ）／７Ｗ、ヒー
タ用の直流出力電圧ＥO8（６．３Ｖ）／４Ｗを得る場合
は、２１Ｗ÷０．８５＝２４．７Ｗの直流入力電力が必
要とされていた。これに対して、図１に示した電源回路
においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側か
ら直流出力電圧ＥO3を得ることができると共に、図示し
ていないが絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から
直流出力電圧ＥO6，ＥO7，ＥO8を得るような構成とする
ことが可能とされる。この場合も、図１に示した電源回
路に備えられるスイッチングコンバータは複合共振形と
され、その電圧変換効率ηDC−DCが約９５％とされるこ
とから、図１に示す電源回路を３４インチのテレビジョ
ン受像機に適用して絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側から直流出力電圧ＥO3，ＥO6，ＥO7，ＥO8を得るよ
うにすると、２１Ｗ÷０．９５＝２２．１Ｗの直流入力
電力で済むことになり、約２．６Ｗの電力損失の低減を
図ることが可能とされる。

【００６３】従って、図１に示した本実施の形態とされ
る電源回路を３４インチのテレビジョン受像機に適用す
ると、図９に示した従来の回路をテレビジョン受像機に
適用する場合に比べて約１０Ｗ（７．４Ｗ＋２．６Ｗ）
の電力損失の低減が図られることが分かった。

【００６４】また図９に示した従来の回路において、ス
イッチング電源１０を構成している電流共振形コンバー
タは、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC−DCが約９０％であ
り、直流出力電圧ＥO1，ＥO2，ＥO4，ＥO5を総合した最
大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）が２００Ｗの場合、交流入力
電力は２２２．２Ｗとなる。これに対して、図１に示し
た電源回路は、そのＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC−DCが
約９２％であり、また最大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）は２
００Ｗから約１０Ｗ低減されて約１９０Ｗとなるため、
交流入力電力は約２０６．５Ｗで済むことになる。従っ
て、図１に示した電源回路と、図９に示した従来の回路
を比較すると、図１に示した電源回路のほうが交流入力
電力を約１５．７Ｗ低減することができ、省エネルギー
化を図ることが可能になるものとされる。

【００６５】また、図１に示した本実施の形態の電源回
路では、制御回路２によって、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側から出力される直流高電圧ＥHVの電圧レベ
ルに応じて駆動巻線ＮAのインダクタンスＬAを可変制御
することで、フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線
Ｎ4を流れる電流Ｉ4を制御して、高圧発生回路４から出
力される直流高電圧ＥHVの定電圧化を図るようにしてい
る。これにより、高圧負荷電力が０Ｗ〜６０Ｗまで変動
した場合でも直流高電圧ＥHVの電圧レベルが変動するの
を抑制することが可能になる。

【００６６】図４は、図１に示す電源回路をテレビジョ
ン受像機に適用した場合において、高圧発生回路から出
力される直流高電圧と高圧負荷電力との関係を示した図
である。この図４に示すように、例えば従来の回路をテ
レビジョン受像機等に適用した場合は、高圧負荷電力が
０Ｗ〜６０Ｗまで変動した場合は直流高電圧ＥHVの電圧
レベルが３０ＫＶ〜３１．５ＫＶまで変動し、その電圧
レベル変動幅ΔＥHVは約１．５ＫＶとされていたのに対
して、図１に示す電源回路では、高圧負荷電力が０Ｗ〜
６０Ｗまで変動した場合でも直流高電圧ＥHVの電圧レベ
ルが３０ＫＶから殆ど変動することなく、その電圧レベ
ル変動幅ΔＥHVは約０．１ＫＶに抑制することができる
ようになる。

【００６７】従って、図１に示した本実施の形態の電源
回路を、例えばテレビジョン受像機等に適用して、ＣＲ
Ｔのアノード電極に対して直流高電圧ＥHVを供給すれ
ば、直流高電圧ＥHVによってＣＲＴから出力される電子
ビームの水平方向の振幅変動をほぼ無いものとすること
ができる。これにより、例えば図５に示すように、テレ
ビジョン受像機のブラウン管面に白色ピークのウインド
ウ画面を表示させた場合、直流高電圧ＥHVの定電圧制御
を行っていない従来の回路では、破線で示すような画曲
がりが発生していたのに対して、直流高電圧ＥHVの定電
圧制御を行うようにした本実施の形態の電源回路では、
実線で示すように白色ピークのウインドウ画面の画曲が
りを無くすことができるようになる。この結果、従来の
回路では、テレビジョン受像機の水平出力回路に対して
設ける必要があったズーミング補正回路等が必要なくな
り、削減することができるようになる。

【００６８】さらに、フライバックトランスＦＢＴのス
イッチング周波数は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数に対応したものであり、例えば映像信号の水
平同期信号ｆHの周期とは同期するものではない。これ
により、フライバックトランスＦＢＴからの漏洩磁束や
漏洩インダクタンスによって、フライバックトランスＦ
ＢＴの昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の誘起電圧にリンギングが
発生することもない。これにより、例えばＣＲＴの画面
上にラスターリンギングが生じることがなく、また仮に
リンギングが発生したとしても、高圧発生回路４の水平
偏向回路とは独立に形成されていることから、水平偏向
電流ＩDYにリンギング電流成分が重畳されないので、Ｃ
ＲＴの画面上にラスターリンギングやカーテン縞が生じ
ることがないという利点もある。

【００６９】さらにまた、図９に示した従来の回路に備
えられるスイッチング電源１０は、図１０に示すよう
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力さ
れる水平偏向回路用の直流出力電圧ＥO1、信号系回路用
の直流出力電圧ＥO2、及び音声出力回路用の直流出力電
圧ＥO4，ＥO5のそれぞれがセンタータップを用いた両波
整流方式によって得るようにしている。このため、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装する巻線ボビ
ンのピン数として９ピン必要とされていたが、図１に示
す本実施の形態の電源回路では、この図には示していな
い音声出力回路用の直流出力電圧ＥO4，ＥO5をセンター
タップを用いた両波整流方式によって、二次側から得る
ように構成したとしても、巻線ボビンの二次側のピン数
は７ピンで済むため、それだけ絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの構造を簡素化することができる。

【００７０】また、本発明の電源回路としては、図１に
示した回路構成に限定されるものでない。図６は本発明
の第２の実施の形態とされる電源回路の二次側の構成を
示した回路図である。なお、この図６に示す電源回路の
一次側構成は、図１の構成と同様であるため図示は省略
する。また、図１と同一部分には同一符号を付して説明
は省略する。

【００７１】この図６に示す絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側では、さらに三次巻線Ｎ3の巻終端部を巻
き上げるようにして三次巻線Ｎ5が形成されている。そ
して、この三次巻線Ｎ5の巻終端部と二次側アース間に
対して二次側並列共振コンデンサＣ2を接続すると共
に、この三次巻線Ｎ5の巻終端部がインダクタＬＡを介
してフライバックトランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ4の巻
終端部に接続するように構成されている。そして、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ5の巻終端部と
二次側アース間に対してアクティブクランプ回路２０を
並列に接続するようにしている。

【００７２】この場合、アクティブクランプ回路２０
は、補助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣC
L、クランプダイオードＤD2を備えて形成される。クラ
ンプダイオードＤD2には、例えばいわゆるボディダイオ
ードが選定される。また、補助スイッチング素子Ｑ2を
駆動するための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コン
デンサＣｇ，抵抗Ｒ3を備えて成る。つまり、この場合
は二次側並列共振コンデンサＣ2と並列に部分共振回路
を形成するようにしている。

【００７３】補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。ここでは、クランプダイオードＤD2のアノード
がソースに対して接続され、カソードがドレインに対し
て接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレ
インはクランプコンデンサＣCLの一方の端子と接続され
て、その他方の端子は、三次巻線Ｎ5の巻終端部とイン
ダクタＬＡとの接続点に対して接続される。また、補助
スイッチング素子Ｑ2のソースは二次側アースに対して
接地される。つまり、本実施の形態のアクティブクラン
プ回路２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／
／クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、ク
ランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされ
る。そして、このようにして形成される回路を絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側巻線（Ｎ2＋Ｎ3＋Ｎ5）
に対して並列に接続して構成されるものである。

【００７４】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒ3−コンデンサＣｇ−駆動
巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回
路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回
路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴにおいて、二次巻線Ｎ2の巻始端部側を
巻き上げるようにして形成されており、この場合の巻数
としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これによ
り、駆動巻線Ｎｇには、二次巻線Ｎ2に得られる交番電
圧により励起された電圧が発生する。なお、実際として
は駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保
証されるが、これに限定されるものではない。さらに、
補助スイッチング素子Ｑ2のゲートには、制御回路２か
ら負フライバックトランスＦＢＴの二次側から出力され
る直流高電圧ＥHVのレベル変化に対応した電圧をが入力
される。

【００７５】このように構成した場合は、制御回路２に
よって、アクティブクランプ回路２０の補助スイッチン
グ素子Ｑ2の導通角制御（ＰＷＭ制御）を行うことで、
フライバックトランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ4に入力さ
れる負の共振電圧レベルを、フライバックトランスＦＢ
Ｔの二次側から出力される直流高電圧ＥHVの電圧レベル
に応じて制御することが可能になり、この場合も高圧発
生回路４から出力される直流高電圧ＥHVの定電圧化を図
ることができる。

【００７６】また、三次巻線Ｎ3の巻終端部に第３の二
次側巻線とされる三次巻線Ｎ5を巻き上げ、三次巻線Ｎ5
の巻終端部をフライバックトランスＦＢＴの一次側巻線
Ｎ4に接続するようにすれば、一次側巻線Ｎ4に入力され
る共振電圧レベルを高くすることが可能になるため、フ
ライバックトランスＦＢＴにおいて昇圧する昇圧レベル
を図１に示した電源回路に比べて低く抑えることがで
き、フライバックトランスＦＢＴの二次側に巻装されて
いる昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻線数を少なくすることが
できるという利点がある。

【００７７】なお、図６に示す電源回路においては、三
次巻線Ｎ5の巻終端部と二次側アースとの間に二次側並
列共振コンデンサＣ2と、アクティブクランプ回路２０
を並列に接続するようにしているが、もちろん三次巻線
Ｎ5を巻き上げることなく、図１に示したように、三次
巻線Ｎ3と二次側アース間に接続した二次側並列共振コ
ンデンサＣ2に対して並列にアクティブクランプ回路２
０を設けるようにしても良い。また、逆に三次巻線Ｎ3
に巻き上げた三次巻線Ｎ5の巻終端部と、フライバック
トランスＦＢＴの一次側巻線Ｎ4との間に、図１に示し
たような直交形制御トランスＰＲＴ−１の駆動巻線ＮA
を挿入するように構成しても良い。

【００７８】また、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスＰＲＴ−１が用いられているが、この直交形制
御トランスＰＲＴ−１の代わりに、先に本出願人により
提案された斜交形制御トランスを採用することができ
る。上記斜交形制御トランスの構造としては、ここでの
図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの場合と
同様に、４本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コア
を組み合わせることで立体型コアを形成する。そして、
この立体形コアに対して制御巻線ＮC1と駆動巻線ＮBを
巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の
巻方向の関係が斜めに交差する関係となるようにされ
る。具体的には、制御巻線ＮC1と駆動巻線ＮBの何れか
一方の巻線を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置
関係にある２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対
角の位置関係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装す
るものである。そして、このような斜交形制御トランス
を備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の電
流レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻線
のインダクタンスが増加するという動作傾向が得られ
る。これにより、スイッチング素子をターンオフするた
めの負方向の電流レベルは増加して、スイッチング素子
の蓄積時間が短縮されることになるので、これに伴って
スイッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くな
り、スイッチング素子の電力損失をより低減することが
可能になるものである。

【００７９】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成している絶縁コンバータトランスの二次側から
得られる負の共振電圧をインダクタを介してフライバッ
クトランスの一次側に対して直接入力するようにしてい
る。そして、フライバックトランスにおいて負の共振電
圧の極性を反転して昇圧した後、直流高電圧生成手段に
て所定の高圧レベルとされる直流高電圧を得るようにし
ている。従って、本発明のスイッチング電源回路をテレ
ビジョン受像機に適用すれば、例えば陰極線管のアノー
ドに対して供給する直流高電圧を得る際には、水平偏向
回路において二次側直流出力電圧をフライバックパルス
電圧に変換する必要が無く、水平偏向回路を省いた構成
とすることができる。これにより、入力電圧から直流高
電圧を得る際の電力変換効率の向上が図られることにな
る。

【００８０】また、第２の定電圧制御手段により、直流
高電圧生成手段から出力される直流高電圧の定電圧化を
図るようにしているため、高圧負荷電力の変動に伴う直
流高電圧の変動を抑制することが可能になる。従って、
本発明を例えばテレビジョン受像機の高電圧供給手段に
適用すれば、例えば陰極線管から出力される電子ビーム
の水平方向の振幅変動を抑制することが可能になる。

【００８１】また、フライバックトランスの一次側に
は、絶縁コンバータトランスから直接共振電圧が入力さ
れることから、フライバックトランスをテレビジョン受
像機の水平偏向回路から分離した構成とされ、フライバ
ックトランスのスイッチング周波数は、スイッチング素
子のスイッチング周波数に対応したものとされるので、
フライバックトランスからの漏洩磁束や漏洩インダクタ
ンスによって、昇圧巻線の誘起電圧にリンギングが発生
することがない。これにより、本発明をテレビジョン受
像機に適用した場合でも、例えばＣＲＴの画面上にラス
ターリンギングやカーテン縞が発生することがないとい
う利点もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】図１に示した電源回路の要部の動作を示す波形
図である。

【図３】図１に示した電源回路の要部の動作を示す波形
図である。

【図４】高圧発生回路から出力される直流高電圧と高圧
負荷電力との関係を示した図である。

【図５】テレビジョン受像機のブラウン管面に白色ピー
クのウインドウ画面を表示したときに発生する画曲がり
の説明図である。

【図６】第２の実施の形態とされる電源回路の二次側の
回路構成を示した図である。

【図７】本実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造
を示す断面図である。

【図８】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図９】従来のテレビ用電源回路の構成を示した図であ
る。

【図１０】図９に示したテレビ用電源に備えられるスイ
ッチング電源の構成を示した回路図である。

【図１１】図９に示したテレビ用電源回路の要部の動作
を示した波形図である。

【符号の説明】１２制御回路、４高圧発生回路、２０アクティ
ブクランプ回路、ＡＣ商用交流電源、Ｃｉ平滑コンデ
ンサ、Ｃｒ一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側
並列共振コンデンサ、ＣB 共振コンデンサ、ＣO1〜ＣO
8 平滑コンデンサ、ＣHV 平滑コンデンサ、Ｄｉブ
リッジ整流回路、ＤD1 ＤD2 クランプダイオード、Ｄ
HV1〜ＤHV5 高圧整流ダイオード、ＤO1〜ＤO8 整流ダ
イオード、ＥO1〜ＥO8 直流出力電圧、ＥHV 直流高電
圧、ＦＢＴフライバックトランス、ＬＡインダク
タ、Ｎ1 Ｎ4 一次側巻線、Ｎ2 二次巻線（二次側巻
線）、Ｎ3 Ｎ3A Ｎ3B Ｎ12 Ｎ13 三次巻線（二次
側巻線）、ＮA ＮB Ｎｇ駆動巻線、ＮC1 ＮC2 制御
巻線、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ−１
ＰＲＴ−２直交形制御トランス、Ｑ1 Ｑ2 スイッチ
ング素子、ＲS 起動抵抗、ＲB ベース電流制限抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０４Ｎ 3/185 Ｈ０４Ｎ 3/185 Ｆターム(参考） 5C068 AA09 CA03 CB04 CC04 CC08 5H006 AA01 BB04 CA01 CA07 CA12 CA13 CB03 CC02 DA04 DC05 HA09 5H730 AA01 AA16 AS01 AS04 AS05 AS15 BB23 BB26 BB43 BB52 BB66 BB67 BB72 BB74 BB86 BB94 CC01 DD02 DD22 EE07 EE39 EE44 EE65 EE73 FD01 FD21 FF01 FG07 ZZ16

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された直流入力電圧を断続して出力
するためのスイッチング素子を備えて形成されるスイッ
チング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、一次側の出力を二次側に伝送するために設けられ、一次
側には一次側巻線が巻回され、二次側には、少なくとも
第１の二次側巻線の部分と、この第１の二次側巻線に対
して巻き上げるように形成した第２の二次側巻線の部分
とを有する二次側巻線が巻回されると共に、上記一次側
巻線と上記二次側巻線とについては疎結合とされる所要
の結合度が得られるようにされた絶縁コンバータトラン
スと、上記二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並
列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記第１の
二次側巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧につい
て半波整流動作を行うことで、第１の直流出力電圧を得
ると共に、上記第２の二次側巻線から得られる交番電圧
の正期間の電圧について半波整流動作を行うことで得ら
れる直流出力電圧を、上記第１の直流出力電圧に対して
積み上げて、第２の直流出力電圧を得るように構成され
た直流出力電圧生成手段と、上記第１の直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変制御すると共
に、スイッチング周期内のオフ期間を一定としたうえ
で、オン期間を可変するようにして上記スイッチング素
子をスイッチング駆動することで、上記第１の直流出力
電圧の定電圧制御を行うようにされる第１の定電圧制御
手段と、一次側に入力される共振電流を二次側に伝送すること
で、二次側から負の期間の共振電圧を反転して昇圧した
昇圧電圧を得るようにされたフライバックトランスと、上記フライバックトランスの一次側動作を共振動作とす
るために、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線
と、上記フライバックトランスの一次側巻線との間に挿
入され、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線から
得られる負の共振電圧から略正弦波状の共振電流を上記
フライバックトランスの一次側に入力するインダクタ
と、上記フライバックトランスの二次側に得られる昇圧電圧
を入力して半波整流動作を行うことで、直流高電圧を得
るように構成された直流高電圧生成手段と、上記直流高電圧のレベルに応じて、上記直流高電圧の定
電圧制御を行うようにされる第２の定電圧制御手段と、を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記二次側並列共振回路は、上記第２の
二次側巻線と二次側アースとの間に接続することを特徴
とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記絶縁コンバータトランスの二次側巻
線には、上記第２の二次側巻線対して巻き上げるように
して第３の二次側巻線が形成されていると共に、上記二次側並列共振回路を、上記第３の二次側巻線と二
次側アースとの間に接続することを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記第２の定電圧制御手段は、上記インダクタを駆動巻線とし、この駆動巻線のインダ
クタンスを制御する制御巻線とからなる制御トランスを
備え、上記直流高電圧レベルに応じて、上記駆動巻線のインダ
クタンスを可変制御することで、上記直流高電圧の定電
圧制御を行うようにしたことを特徴とする請求項１に記
載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記第２の定電圧制御手段は、上記絶縁コンバータトランスの二次側に巻回される駆動
巻線を少なくとも備えてなる自励式駆動回路と、この自
励式駆動回路によりスイッチング駆動される補助スイッ
チング素子とからなり、上記スイッチング素子がオフと
なる期間において上記二次側並列共振コンデンサの両端
に発生する共振電圧をクランプするように設けられるア
クティブクランプ手段を備え、上記直流高電圧レベルに応じて、上記補助スイッチング
素子の駆動をパルス幅制御することで、上記直流高電圧
の定電圧制御を行うようにしたことを特徴とする請求項
１に記載のスイッチング電源回路。