JP2001178128A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 安定した直流高電圧を出力することができる
スイッチング電源回路を提供する。 【解決手段】 複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成している絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側から得られる共振電圧Ｖ2を、昇圧トランスＨＶＴの
一次側に対して直接入力するようにしている。そして、
昇圧トランスＨＶＴにおいて共振電圧Ｖ2を昇圧した
後、高圧発生回路４にて所定の高圧レベルとされる直流
高電圧ＥHVを得るようにしている。これにより、例えば
テレビジョン受像機の水平偏向を行うのに必要とされる
直流高電圧を得るのに、水平偏向回路系は介在しないで
済むため、入力電圧から直流高電圧を得る際の電力変換
効率の向上が図られることになる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関わり、特
に安定した高電圧を出力するためのスイッチング電源回
路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から例えばテレビジョン受像機やプ
ロジェクタ装置等の電子機器においては、画像表示を行
うために陰極線管（ＣＲＴ：Cathode-ray Tube）を備え
たものがある。陰極線管（以下、「ＣＲＴ」という）を
備えたテレビジョン受像機では、良く知られているよう
に、ＣＲＴの内部に設けられている電子銃から出力され
る電子ビームを左右方向（水平方向）に偏向するための
水平偏向回路系ブロックと、上下方向（垂直方向）に偏
向するための垂直偏向系ブロックが設けられている。ま
た、水平偏向回路系ブロックには、ＣＲＴのアノード電
極に対して例えば２０ｋＶ〜３５ｋＶ程度の高圧を供給
する高圧発生回路が設けられている。

【０００３】図１１は、テレビジョン受像機に備えられ
ている水平偏向回路系ブロックと、その周辺回路の構成
を示した図である。この図に示すスイッチング電源回路
１０は、入力された直流電圧にスイッチングを行い、最
終的には所定の電圧レベルの直流電圧に変換して出力す
るＤＣ−ＤＣコンバータとされる。このスイッチング電
源回路１０の前段には、全波整流方式のブリッジ整流回
路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路が
設けられ、この整流平滑回路により商用交流電源（交流
入力電圧ＶAC）を整流平滑して直流電圧Ｅｉを得る。そ
して、この直流電圧Ｅｉをスイッチング電源回路１０に
対して入力するようにしている。そしてこの場合には、
スイッチング電源回路１０からは、所定の電圧レベルに
変換された直流出力電圧ＥO（ＥO1，ＥO2，ＥO3）が出
力されるようになっている。上記各直流出力電圧ＥO1，
ＥO2，ＥO3の実際の電圧レベルとしては、例えば直流出
力電圧ＥO1＝１３５Ｖ、直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖ、直
流出力電圧ＥO3＝７Ｖとされる。

【０００４】水平発振回路２０には、映像信号等に含ま
れている水平同期信号ｆHが入力される。そして、この
水平同期信号ｆHに対応した発振周波数（１５．７５ｋ
Ｈｚ）により発振を行い、水平同期信号ｆHに同期した
パルス電圧を出力する。

【０００５】一点鎖線で囲って示した水平ドライブ回路
３０は、水平発振回路２０からのパルス電圧を増幅し、
後述する水平出力回路４０に対して十分大きいドライブ
電流（駆動電流）を供給する。この場合、水平ドライブ
回路３０の構成としては、負荷となる水平出力回路４０
により水平発振回路２０から供給されるパルス電圧の周
期が変動しないように、通常はエミッタ接地のトランス
結合増幅回路によって構成されている。

【０００６】水平ドライブ回路３０においては、図示す
るように、例えばトランジスタＱ11のベースがコンデン
サＣ11を介して水平発振回路２０に対して接続され、水
平発振回路２０からのパルス電圧がトランジスタＱ11の
ベースに入力されている。また、そのベース−エミッタ
間には、バイアス抵抗Ｒ11が挿入され、ベースに対して
所定のバイアス電圧が印加されている。スイッチング素
子Ｑ11のコレクタは、水平ドライブトランスＨＤＴの一
次巻線Ｎ11及びコレクタ抵抗Ｒ13を介して上記スイッチ
ング電源回路１０の二次側出力端子（直流出力電圧ＥO
1）に接続され、そのエミッタが接地されている。ま
た、そのコレクタ−エミッタ間には、コンデンサＣ12と
抵抗Ｒ12との直列接続回路からなるダンピング回路が設
けられている。なお、上記コンデンサＣ12と抵抗Ｒ12と
の直列接続回路からなるダンピング回路は、水平ドライ
ブトランスＨＤＴの一次巻線Ｎ11を流れる電流に対し
て、サージ電流や振動電流（リンギング電流）が重畳さ
れるのを防止している。また、水平ドライブトランスＨ
ＤＴの一次巻線Ｎ11の巻始め端部と二次側アースとの間
に設けられているコンデンサＣ13はノイズ除去用のコン
デンサとされる。

【０００７】水平ドライブトランスＨＤＴは、一次巻線
Ｎ11の出力を二次巻線Ｎ21に伝送する絶縁トランスとさ
れる。この場合、水平ドライブトランスＨＤＴの一次巻
線Ｎ11と二次巻線Ｎ21の極性（巻方向）は逆極性となる
ように巻装される。そして、一次巻線Ｎ11の巻始め端部
は、コレクタ抵抗Ｒ13を介して上記スイッチング電源回
路１０の直流出力端子（直流出力電圧ＥO1）に接続さ
れ、その巻終わり端部がトランジスタＱ11のコレクタに
接続されている。また、その二次巻線Ｎ21の巻終わり端
部は、後述する水平出力回路４０の出力トランジスタＱ
12のベースに接続され、その巻始め端部がアースに対し
て接地されている。

【０００８】一点鎖線で囲って示した水平出力回路４０
は、上記水平ドライブトランスＨＤＴの二次側から得ら
れる出力を増幅することで、ＣＲＴの電子銃から出力さ
れる電子ビームを水平方向に走査する水平偏向電流ＩDY
を発生させる。また同時に、後述する高圧発生回路５０
において高電圧を発生させるためのフライバックパルス
を生成するように構成される。

【０００９】水平出力回路４０においては、出力トラン
ジスタＱ12のベースが上記水平ドライブトランスＨＤＴ
の二次巻線Ｎ21の巻終わり端部に接続され、そのコレク
タが後述するフライバックトランスＦＢＴの一次側低圧
巻線ＮLVを介してスイッチング電源回路１０の二次側出
力端子（二次側出力電圧ＥO1）に接続されている。な
お、そのエミッタは接地されている。また、出力トラン
ジスタＱ12のコレクタ−エミッタ間には、ダンパダイオ
ードＤ11、水平帰線コンデンサＣｒ1が並列に接続され
ている。さらに、そのコレクタ−エミッタ間には、［水
平偏向ヨークＨDY、水平直線補正コイルＨLC、Ｓ字補正
コンデンサＣS1］から成る直列接続回路が接続されてい
るものとされる。

【００１０】このような構成とされる水平出力回路４０
では、水平帰線コンデンサＣｒ1のキャパシタンスと、
フライバックトランスＦＢＴの一次側低圧巻線ＮLVのリ
ーケージインダクタンス成分ＬLVとにより、電圧共振形
コンバータを形成している。そして、水平ドライブトラ
ンスＨＤＴの二次側出力によって出力トランジスタＱ12
がオン／オフ動作されることで、水平偏向ヨークＨDYに
は鋸歯状波形とされる水平偏向電流ＩDYが流れる。ま
た、出力トランジスタＱ12がオフとなる期間では、水平
偏向ヨークＨDYのインダクタンスＬDYと水平帰線コンデ
ンサＣｒ1のキャパシタンスとの共振動作、及びダンパ
ダイオードＤ11の作用によって、水平帰線コンデンサＣ
ｒ1の両端には、比較的高電圧とされるパルス電圧（フ
ライバックパルス電圧）Ｖ1が発生する。なお、水平直
線補正コイルＨLC、及びＳ字補正コンデンサＣS1の動作
については省略するが、例えば水平偏向電流ＩDYを補正
してＣＲＴの管面に表示される画像の歪みを補正するよ
うに動作している。

【００１１】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路５０
は、例えばフライバックトランスＦＢＴ（Fly Back Tra
nsformer）と高圧整流回路によって構成されており、上
記水平出力回路４０にて生成されるフライバックパルス
電圧Ｖ1を昇圧して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベ
ルに対応した高電圧を生成する。

【００１２】ここで、図１５に上記フライバックトラン
スＦＢＴの断面図を示し、この図１５を用いて、フライ
バックトランスＦＢＴの構造を説明しておく。この図に
示すフライバックトランスＦＢＴでは、２つのコの字形
コアＣＲ１０，ＣＲ２０の各磁脚を対向するように組み
合わせることで角形コアＣＲ３０が形成される。そし
て、コの字形コアＣＲ１０の端部と、コの字形コアＣＲ
２０の端部との対向する部分にはギャップＧを設けるよ
うにされる。そして、図示するように、角形コアＣＲ３
０の一方の磁脚に対して、低圧巻線ボビンＬＢと高圧巻
線ボビンＨＢとを取付けることで、これら低圧巻線ボビ
ンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対して、それぞれ一次
側低圧巻線ＮLV及び二次側高圧巻線ＮHVを分割して巻装
するようにしている。この場合、低圧巻線ボビンＬＢに
は単線を用いて一次側低圧巻線ＮLVが巻装され、高圧巻
線ボビンＨＢには同じく単線を用いて二次側高圧巻線Ｎ
HVが巻装される。この時、高圧巻線ボビンＨＢには、例
えば複数の二次側高圧巻線ＮHVを絶縁した状態で巻装す
る必要があるため、二次側高圧巻線ＮHVの巻き方は、各
二次側高圧巻線ＮHVの間に層間フィルムＦを挿入して巻
き上げる、いわゆる層間巻きとされている。

【００１３】上記図１５に示した構造のフライバックト
ランスＦＢＴの実際としては、例えば二次側高圧巻線Ｎ
HVとして５組の二次側高圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，
ＮHV4，ＮHV5が分割されて各々独立した状態で巻装され
ている。なお、一次側低圧巻線ＮLVとしては１つの巻線
だけが巻装されている。ここで、一次側低圧巻線ＮLVに
対する各二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の極性（巻方向）
は逆極性となるように巻装されている。一次側低圧巻線
ＮLVの巻始め端部は、スイッチング電源回路１０の二次
側出力端子（直流出力電圧ＥO1）に接続され、巻終わり
端部は出力トランジスタＱ12のコレクタに対して接続さ
れている。また、二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の各々に
対しては、その巻き終わり端部に対して、高圧整流ダイ
オードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード
側が接続されている。そして、高圧整流ダイオードＤHV
1のカソードは抵抗ＲHVを介して平滑コンデンサＣHVO1
の正極端子と接続され、また、高圧整流ダイオードＤHV
1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各カソードは、それ
ぞれ、二次側高圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4の巻
き始め端部に対して接続される。

【００１４】このような接続形態では、［二次側高圧巻
線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［二次側高圧巻
線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［二次側高圧巻
線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［二次側高圧巻
線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［二次側高圧巻
線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波
整流回路が形成され、そして、これら５組の半波整流回
路が直列に接続されていることになる。

【００１５】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が二次側高圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を整流して平滑コンデン
サＣHVO1に対して充電するという動作を行うことで、平
滑コンデンサＣHVO1の両端には、各二次側高圧巻線ＮHV
1〜ＮHV5に誘起される電圧の５倍に対応するレベルの直
流電圧が得られることになる。つまり、５倍電圧半波整
流回路が形成されていることになる。この平滑コンデン
サＣHVO1の両端に得られた直流電圧は直流高電圧ＥHVと
されて、例えばＣＲＴのアノード電圧として利用され
る。

【００１６】なお、高圧整流ダイオードＤHV3のカソー
ドと二次側アースとの間に挿入されている［抵抗Ｒ1、
可変抵抗Ｒ2、抵抗Ｒ3］からなる直列接続回路は、上記
直流高電圧ＥHVより低い電圧レベルを得るために設けら
れ、例えばＣＲＴのフォーカス電圧等として利用される
直流出力電圧ＥFVを出力する。

【００１７】上記図１１に示した回路の各部の動作波形
は図１２に示される。図１１に示す回路では、出力トラ
ンジスタＱ12のベースには、水平ドライブ回路３０にて
増幅された水平発振回路２０からパルス電圧が入力され
ることから、出力トランジスタＱ12のスイッチング周波
数は、水平同期信号ｆHの同期周波数（１５．７５ｋＨ
ｚ）に対応したものとなる。例えば、図示するように出
力トランジスタＱ12のオン期間（水平走査期間）ＴONが
５２．７μｓ、オフ期間（水平帰線期間）ＴOFFが１
０．８μｓになっており、この期間ＴONと期間ＴOFFを
合わせた１周期の期間（６３．５μＳ）が水平同期信号
ｆHの周期に対応している。

【００１８】この場合、出力トランジスタＱ12のコレク
タには、スイッチング素子Ｑ12のオン／オフ動作によ
り、図１２（ｄ）に示すような波形のコレクタ電流ＩC
が流れる。これによりフライバックトランスＦＢＴの一
次側低圧巻線ＮLVには、図１２（ｃ）に示すような波形
の一次側電流Ｉ1が流れ、水平偏向ヨークＨDYには図１
２（ｂ）に示すような波形の水平偏向電流ＩDYが流れる
ことになる。

【００１９】この時、出力トランジスタＱ12のコレクタ
−エミッタ間に対して並列に接続されている水平帰線コ
ンデンサＣｒ1の両端電圧Ｖ1は、図１２（ａ）に示すよ
うに、出力トランジスタＱ12がオンとなる期間ＴONでは
０レベルになる。また、出力トランジスタＱ12がオフと
なる期間ＴOFFでは、水平偏向ヨークＨDYのインダクタ
ンス成分ＬDYと水平帰線コンデンサＣｒ1のキャパシタ
ンスとの共振動作によって、例えば１０００Ｖｐ〜１２
００Ｖｐ程度のフライバックパルス電圧Ｖ1が発生す
る。

【００２０】そして、図１１に示した高圧発生回路５０
では、上記のようなフライバックパルス電圧Ｖ1によ
り、フライバックトランスＦＢＴの一次側に印加される
正のパルス電圧を昇圧して、二次側から所定の直流高電
圧ＥHVを得るようにしている。例えば水平帰線コンデン
サＣｒ1の両端に１０００Ｖｐ〜１２００Ｖｐのフライ
バックパルス電圧Ｖ1が発生した場合は、図１３に示す
ように、フライバックトランスＦＢＴの一次側低圧巻線
ＮLVには約９００Ｖｐ程度の正のパルス電圧が印加され
る。これにより、各二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5には、
上記正のパルス電圧を約６．５ｋＶ程度にまで昇圧され
た誘起電圧が発生する。高圧発生回路５０には５組の二
次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5が巻装され、５倍電圧半波整
流回路が設けられていることから、高圧発生回路５０か
らは約３２ｋＶの直流高電圧ＥHVが出力されることにな
る。

【００２１】なお、このようなフライバックトランスＦ
ＢＴの一次側低圧巻線ＮLV及び二次側高圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5の巻線数は、例えば各二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV
5として、高圧巻線ボビンＨＢに５００Ｔ（ターン）程
度の巻線を巻装した後、所定の直流高電圧ＥHVが得られ
るように低圧巻線ボビンＬＢに一次側低圧巻線ＮLVを所
定のターン巻装することで構成されるものである。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１１に示
した回路は、水平出力回路４０にて得られるフライバッ
クパルス電圧Ｖ1を利用して高圧発生回路５０から直流
高電圧ＥHVを得るようにしている。このため、入力電力
を高圧負荷電力に変換する際の電力変換効率は約７０％
程度となり、高圧負荷電力を得る際の無効電力は比較的
大きいものとされる。

【００２３】また、高圧発生回路５０では、フライバッ
クトランスＦＢＴの一次側低圧巻線ＮLVに入力される正
のパルス電圧（フライバックパルス電圧）により、各二
次側高圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧を得、この誘起
電圧のピーク値を、各高圧整流ダイオードＤHVによって
半波整流することで、直流高電圧ＥHVを得るようにして
いる。しかしながら、この場合は高圧整流ダイオードＤ
HVの導通角が狭く、等価的には電源インピーダンスが高
くなるため、直流高電圧ＥHVの電圧レベルは、高圧負荷
の変動の影響を受けやすくなるという欠点がある。

【００２４】例えば図１１に示した回路をＣＲＴの画面
サイズが２９インチ以上とされるテレビジョン受像機に
適用した場合、高圧発生回路５０からは、ＣＲＴの画面
輝度を確保するために、アノード電極に対して２ｍＡ以
上のビーム電流ＩHVを供給する必要がある。つまり、Ｃ
ＲＴのアノード電極に対して供給される直流高電圧ＥHV
の電圧レベルを例えば３２ｋＶとすると、高圧発生回路
５０からの高圧負荷電力としては６４Ｗ（３２ｋＶ×２
ｍＡ）必要になる。このため、高圧発生回路５０から
は、高圧負荷電力として、少なくとも０Ｗ（ＩHV＝０ｍ
Ａ）〜６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）までは変動することが考
えられる。

【００２５】一例として高圧負荷電力を０Ｗ（ＩHV＝０
ｍＡ）〜６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで変化させた時に、
高圧発生回路５０から出力される直流高電圧ＥHVの変化
の様子を図１４に示す。この場合、高圧負荷電力が０Ｗ
（ＩHV＝０ｍＡ）の時は、直流高電圧ＥHVの電圧レベル
が３２ｋＶになっている。これに対して、高圧負荷電力
が６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで増加すると、高圧整流ダ
イオードＤHV、及び突入電流制限抵抗ＲHV等による電圧
降下によって直流高電圧は約３０．５ｋＶまで低下して
いる。つまり、図１１に示した回路を実際のテレビジョ
ン受像機等に適用した場合は、高圧負荷電力の実使用範
囲内（０Ｗ〜６４Ｗ）における直流高電圧ＥHVの電圧レ
ベル幅ΔＥHVは約１．５ｋＶになる。

【００２６】このように直流高電圧ＥHVの電圧レベルが
変動すると、例えば水平偏向電流ＩDYの電流値が一定の
もとでは、ＣＲＴから出力される電子ビームの水平方向
の振幅が変化する。このため、実際のテレビジョン受像
機においては、直流高電圧ＥHVの変動によって電子ビー
ムの水平方向の振幅が変化しないように、水平偏向電流
ＩDYの電流値を補正するズーミング補正回路等を水平出
力回路４０に対して設ける必要があった。

【００２７】また、フライバックトランスＦＢＴは、上
述したように、一方の磁脚に対してのみ巻線が施されて
いることから、巻線が施されていない他方の磁脚のギャ
ップＧからの漏洩磁束や、二次側高圧巻線ＮHVの漏洩イ
ンダクタンスの分布容量によって、リンギング（振動）
が発生することがある。例えば二次側高圧巻線ＮHVの漏
洩インダクタンスによって、図１３に示すように、二次
側高圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧が負レベルとなる
タイミングでリンギング（振動）が発生すると、図１２
（ｃ）に示したフライバックトランスＦＢＴの一次側を
流れる一次側電流Ｉ1にリンギング成分が重畳される。
これにより、図１２（ｂ）に示した水平偏向電流ＩDYに
もリンギング電流成分が重畳されるため、例えばＣＲＴ
の画面左端にラスターリンギングが生じる。このため、
実際のテレビジョン受像機では、ラスターリンギングを
防止するために何らかの対策が必要になる。

【００２８】また、フライバックトランスＦＢＴにおい
ては、一次側低圧巻線ＮLVを流れる一次側電流（フライ
バック電流）Ｉ1に直流成分が重畳されるため、フライ
バックトランスＦＢＴが飽和しないようにコアの形状を
太くしたり、一次側電流Ｉ1が流れる一次側低圧巻線ＮL
Vの巻線径を太くする必要がある。この結果、フライバ
ックトランスＦＢＴの形状が大型化するという欠点もあ
った。

【００２９】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
側を流れる一次側電流Ｉ1に直流電流成分が重畳される
と、これに伴って出力トランジスタＱ12を流れるコレク
タ電流ＩCのピークレベルが増加する。このため、出力
トランジスタＱ12を大電力に耐えられる高耐圧トランジ
スタによって構成したり、出力トランジスタＱ12の発熱
を抑えるための放熱板等を取り付ける等の対策が必要に
なる。

【００３０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明のスイッ
チング電源回路は、上記した課題を考慮して以下のよう
に構成する。つまり、スイッチング素子を備え、入力さ
れた直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段
と、スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コ
ンバータトランスと、スイッチング手段の動作を電圧共
振形とするようにして挿入される一次側電圧共振回路
と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次
巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うこと
で、二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出
力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じ
て、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変する
ことで定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段
と、一次側に入力される交番電圧を二次側に伝送するこ
とで、二次側において交番電圧を昇圧した昇圧電圧を得
るようにされる昇圧トランスと、昇圧トランスの二次側
に得られる昇圧電圧を入力して整流動作を行うことで、
所定の高圧レベルとされる直流高電圧を得るように構成
された直流高電圧生成手段とを備えるようにした。

【００３１】即ち、本発明によれば、複合共振形として
のスイッチング電源回路を構成している絶縁コンバータ
トランスの二次側から得られる共振電圧を、昇圧トラン
スの一次側に対して直接入力するようにしている。そし
て、昇圧トランスにおいて共振電圧を昇圧した後、直流
高電圧生成手段にて所定の高圧レベルとされる直流高電
圧を得るようにしている。つまり、本発明にあっては、
例えばテレビジョン受像機の水平偏向を行うのに必要と
される直流高電圧を得るのに、水平偏向回路系は介在し
ないようにされる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は、１石のスイッチング素
子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式
によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを
備えて構成される。この場合、スイッチング素子Ｑ1に
は、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型
トランジスタ）が採用されている。そして、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）がブリッジ整流回路Ｄｉ及び平
滑コンデンサＣｉによって、交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【００３３】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチン
グ素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線Ｎ
B、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列
接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続
される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コ
ンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるク
ランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオ
フ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされ
ており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接
続され、エミッタは接地される。

【００３４】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧Ｖｃｐは、実際には正弦波状のパルス波形となって電
圧共振形の動作が得られるようになっている。

【００３５】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電
圧制御のために設けられる。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を
有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を
接合するようにして立体型コアを形成する。そして、こ
の立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方
向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に
制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線
ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。

【００３６】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されること
で、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵
抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子
Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。

【００３７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図７に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれ
ぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に
対しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，
ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすること
で形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、
例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにし
ており、その分、飽和状態が得られにくいようにしてい
る。

【００３８】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、図１に示すようにスイッチング素子
Ｑ1のコレクタと接続され、他端側は共振電流検出巻線
ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整
流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００３９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において
電圧共振動作が得られる。

【００４０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００４１】上記ようにして形成される電源回路の二次
側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデン
サＣO1から成る整流平滑回路を備えることで直流出力電
圧ＥO1を得るようにしている。つまり、この構成では二
次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全波整流動
作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBRは二次
側並列共振回路から供給される共振電圧を入力すること
で、所定の電圧レベル（例えば１３５Ｖ）とされる直流
出力電圧ＥO1を生成する。なお、この直流出力電圧ＥO1
は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路
１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用
する。

【００４２】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の接続との関
係によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻
線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭに
ついて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。例
えば、図８（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互イン
ダクタンスは＋Ｍとなり、図８（ｂ）に示す接続形態を
採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。これを、
図１に示す本実施の形態の電源回路二次側の動作に対応
させてみると、例えば二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧
が正極性のときにブリッジ整流回路ＤBRに整流電流が流
れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）と見る
ことができ、また逆に二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧
が負極性のときにブリッジ整流ダイオードＤBRに整流電
流が流れる動作は−Ｍの動作モード（フライバック方
式）であると見ることができる。即ち、この図１に示す
電源回路では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正／
負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモ
ードで動作することになる。

【００４３】このような構成では、一次側並列共振回路
と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が
負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も
増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。これは、
先に図７にて説明したように、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数に
よる疎結合としたことによって、更に飽和状態となりに
くい状態を得たことで実現されるものである。例えば、
絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設
けられない場合には、フライバック動作時において絶縁
コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異
常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適正に
行われるのを望むのは難しい。

【００４４】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベルＥO1の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1の
ための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が
変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数を可変する動作となり、この動作によって二次
側の直流出力電圧ＥO1を安定化する。

【００４５】図１に示した本実施の形態の電源回路にお
いては、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御す
る直交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッ
チング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン
となる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、
この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチン
グ周波数を可変制御するように動作することで、スイッ
チング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、こ
れと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素
子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと
見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１
組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書
では、このような複合的な制御を「複合制御方式」とも
いう。

【００４６】さらに、図１に示した本実施の形態の電源
回路には、昇圧トランスＨＶＴと高圧整流回路を備えた
高圧発生回路４が設けられている。そして、この高圧発
生回路４において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に得られる共振電圧Ｖ2から、所定の高電圧レベル
とされる直流高電圧ＥHVを得るようにしている。このた
め、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に
は、高圧発生回路４の昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ
4が並列に接続されている。そして、この昇圧トランス
ＨＶＴの一次巻線Ｎ4に入力される共振電圧Ｖ2を昇圧し
て二次側に伝送するようしている。また、その一次側巻
線Ｎ4と二次側高圧巻線ＮHVの極性（巻方向）は同一と
なるように巻装されている。

【００４７】ここで、図６に昇圧トランスＨＶＴの断面
図を示し、この図６を用いて昇圧トランスＨＶＴの構造
を説明しておく。この図に示す昇圧トランスＨＶＴは、
上記図１１に示したフライバックトランスＦＢＴと同様
に、２つのコの字形コアＣＲ１０，ＣＲ２０の各磁脚を
対向するように組み合わせることで角形コアＣＲ３０が
形成されている。そして、これら２つのコの字形コアＣ
Ｒ１０の端部と、コの字形コアＣＲ２０の端部とが対向
する部分にはギャップＧが設けられている。そして、図
示するように、角形コアＣＲ３０の一方の磁脚に対し
て、低圧巻線ボビンＬＢと高圧巻線ボビンＨＢを取り付
けることで、これら低圧巻線ボビンＬＢ及び高圧巻線ボ
ビンＨＢに対して、それぞれ一次巻線Ｎ4及び二次側高
圧巻線ＮHVを分割して巻装するようにしている。そし
て、低圧巻線ボビンＬＢには一次巻線Ｎ4が巻装され、
高圧巻線ボビンＨＢには複数の二次側高圧巻線ＮHVが層
間フィルムＦを挿入して巻き上げる層間巻きによって巻
装されることになる。

【００４８】但し、この場合は、一次巻線Ｎ4にリッツ
線が用いられている点が、図１１に示したフライバック
トランスＦＢＴとは異なっている。昇圧トランスＨＶＴ
の一次巻線Ｎ4に発生する交番電圧は、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側出力であり、即ち、その周波数
はスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数に対応し
たものとなる。このスイッチング周波数は、例えば数十
ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ程度の範囲内において、所定の周
波数範囲を使用するものとされていることから、図１１
に示したフライバックトランスＦＢＴの一次側電流の周
波数（水平同期周波数ｆH）よりも高い周波数となる。
この場合に、本実施の形態のように、一次巻線Ｎ4にリ
ッツ線を使用すると、一次巻線Ｎ4にうず電流が発生す
るのを防止することができる。

【００４９】なお、本実施の形態においては、昇圧トラ
ンスＨＶＴの二次側高圧巻線ＮHVを層間巻きによって巻
装した場合が示されているが、二次側高圧巻線ＮHVの巻
き方としては層間巻きに限定されるものでなく、本発明
の昇圧トランスＨＶＴとしては、例えば高圧ボビンＨＢ
を複数の領域に分割して、各分割領域に対して二次側高
圧巻線ＮHVを巻装する、いわゆる分割巻きによって巻装
することも可能である。つまり、高圧ボビンＨＢに巻装
される複数の二次側高圧巻線ＮHVが、それぞれ絶縁され
た状態で巻装されれば良い。

【００５０】図１に示す昇圧トランスＨＶＴの二次側に
は、例えば５組の二次側高圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV
3，ＮHV4，ＮHV5が分割された状態で巻装されている。
そして、例えば二次側高圧巻線ＮHV1の巻始め端部が高
圧コンデンサＣHV1の一端に接続され、その巻終わり端
部が高圧整流ダイオードＤHV1のアノードに接続されて
いる。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが
高圧コンデンサＣHV1の他端に接続されている。

【００５１】このような接続形態では、結果的には［二
次側高圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1、高圧コ
ンデンサＣHV1］からなる倍電圧半波整流回路が形成さ
れていることになる。そして、このような倍電圧半波整
流回路の倍電圧整流動作としては次のようになる。先
ず、高圧整流ダイオードＤHV1がオフとなる期間におい
ては、高圧整流ダイオードＤHV1により整流した整流電
流を高圧コンデンサＣHV1に対して充電する動作が得ら
れる。そして、高圧整流ダイオードＤHV1がオンとなる
期間においては、二次側高圧巻線ＮHV1に誘起された誘
起電圧に高圧コンデンサＣHV1の両端電圧が加わるとい
う動作が得られる。これにより、［二次側高圧巻線ＮHV
1、高圧整流ダイオードＤHV1、高圧コンデンサＣHV1］
からなる倍電圧整流回路では、二次側高圧巻線ＮHV1に
誘起される誘起電圧のほぼ２倍に対応する電圧が得られ
ることになる。

【００５２】そして、本実施の形態の電源回路では、昇
圧トランスＨＶＴの二次側に巻装されている二次側高圧
巻線ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5に対して、上記した倍
電圧半波整流回路と同様な倍電圧半波整流回路がそれぞ
れ形成されている。即ち、昇圧トランスＨＶＴの二次側
には、［二次側高圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤH
V1、高圧コンデンサＣHV1］、［二次側高圧巻線ＮHV2、
高圧整流ダイオードＤHV2、高圧コンデンサＣHV2］、
［二次側高圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3、高
圧コンデンサＣHV3］、［二次側高圧巻線ＮHV4、高圧整
流ダイオードＤHV4、高圧コンデンサＣHV4］、［二次側
高圧巻線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤHV5、高圧コンデ
ンサＣHV5］からなる倍電圧半波整流回路が形成されて
いることになる。

【００５３】そして、図１に示した回路では、これら５
組の倍電圧半波整流回路が直列に接続された多倍圧整流
回路が形成されることになる。これら５組の倍電圧整流
回路からなる多倍圧整流回路が整流動作を行うと、平滑
コンデンサＣHVO1には、高圧整流ダイオードＤO1を介し
て、二次側高圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧のほぼ１
０倍に対応する電圧により充電動作が行われることにな
る。これにより、平滑コンデンサＣHVO1の両端には、二
次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の各々に得られる電圧レベル
の１０倍に対応する高レベルの直流電圧が得られる。つ
まり、この場合の多倍圧整流回路としては１０倍電圧半
波整流回路が形成されていることになる。そして、この
平滑コンデンサＣHVO1の両端に得られる直流高電圧が、
ＣＲＴのアノード電圧として利用される直流高電圧ＥHV
として利用されるものである。

【００５４】なお、図１に示した回路では、昇圧トラン
スＨＶＴの二次側に設けられている各二次側高圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV5と各高圧コンデンサＣHV1〜ＣHV5とによる電
流共振動作は生じないものとされる。これは、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタ
ンス成分と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタ
ンス成分とによる並列共振周波数が、昇圧トランスＨＶ
Ｔの二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の漏洩インダクタンス
成分と高圧コンデンサＣHV1〜ＣHV5のキャパシタンス成
分とによる直列共振周波数より、十分低い周波数となる
ように選定されていることによるものである。

【００５５】また、昇圧トランスＨＶＴの二次側には、
例えばＣＲＴのフォーカス電圧ＥFVを得るために、５組
の倍電圧半波整流回路からなる直列回路に対して並列に
［抵抗Ｒ1、可変抵抗Ｒ2、抵抗Ｒ3］の直列接続回路が
接続されている。

【００５６】ここで、例えば絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側から出力される二次側直流出力電圧ＥO1の
電圧レベルとして１３５Ｖ、昇圧トランスＨＶＴの二次
側から出力される直流高電圧ＥHVの電圧レベルとして３
２ｋＶが得られるように、図１に示した回路を実際に構
成する場合は、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０
１５μＦ、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4＝２０
Ｔ、二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5＝５００Ｔ、高圧コン
デンサＣHV1〜ＣHV5＝１００ＰＦ／５ｋＶ、平滑コンデ
ンサＣHVO1＝１０００ＰＦ／４０ｋＶが選定される。な
お、この時に昇圧トランスＨＶＴの各二次側高圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV5に誘起される誘起電圧の電圧レベルは５ｋＶ
以下にすることが望ましい。

【００５７】上記図１に示した本実施の形態の電源回路
の動作波形を図２及び図３に示す。図２は例えば交流入
力電圧ＶACが１００Ｖ、昇圧トランスＨＶＴの二次側を
流れる負荷電流ＩHVが２ｍＡの時の動作波形を示し、図
３は交流入力電圧ＶACが１００Ｖ、昇圧トランスＨＶＴ
の二次側を流れる負荷電流ＩHVが０ｍＡの時の動作波形
を示した図である。

【００５８】昇圧トランスＨＶＴの二次側を流れる負荷
電流ＩHVが２ｍＡとなる場合は、自励発振駆動回路とし
ての直列共振回路（ＮB，ＣB）によりスイッチング素子
Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素
子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両
端には、並列共振回路の作用によって、図２（ａ）に示
すような一次側の並列共振電圧Ｖｃｒが得られる。この
一次側並列共振電圧Ｖｃｒは、図示するようにスイッチ
ング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは０レベルで、オフ
となる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形
が得られ、電圧共振形としての動作に対応している。ま
た、スイッチング素子Ｑ1のコレクタには、図２（ｃ）
に示すような波形のコレクタ電流ＩCが流れ、これに伴
って絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1には
図２（ｂ）に示すような波形の共振電流Ｉ1が流れるこ
とになる。

【００５９】そして、スイッチング素子Ｑ1のオン／オ
フ動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
にスイッチング出力が伝達される。これにより、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側には、図２（ｄ），図
２（ｅ）に示すような波形の電流Ｉ2，Ｉ3が流れ、昇圧
トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4には、図２（ｆ）に示す
ような共振電圧Ｖ2が印加されることになる。

【００６０】また、昇圧トランスＨＶＴの二次側を流れ
る負荷電流ＩHVが０ｍＡの時は、スイッチング素子Ｑ1
／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端に
は、図３（ａ）に示すような一次側の並列共振電圧Ｖｃ
ｒが得られ、スイッチング素子Ｑ1のコレクタには、図
３（ｃ）に示すような波形のコレクタ電流ＩCが流れ
る。これに伴って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1には図３（ｂ）に示すような波形の共振電流
Ｉ1が流れる。

【００６１】そして、スイッチング素子Ｑ1のオン／オ
フ動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
には、図３（ｄ），図３（ｅ）に示すような波形の電流
Ｉ2，Ｉ3が流れる。これにより、昇圧トランスＨＶＴの
一次巻線Ｎ4には、図３（ｆ）に示すような共振電圧Ｖ2
が印加されることになる。

【００６２】これら図２及び図３に示した動作波形を比
較すると、昇圧トランスＨＶＴの二次側に接続される高
圧負荷が６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）の時は、スイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数が１００ｋＨｚとされ、
図２に示すようにスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期
間ＴONは６．５μｓ、オフとなる期間ＴOFFが３．５μ
ｓに制御されている。これに対して、昇圧トランスＨＶ
Ｔの二次側に接続される高圧負荷が０Ｗ（ＩHV＝０ｍ
Ａ）になると、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周
波数が１２５ｋＨｚとなり、図３に示すようにスイッチ
ング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは３．５μｓのまま
変化していないが、オンとなる期間ＴONが４．５μｓに
制御されている。このことから、昇圧トランスＨＶＴ
は、複合制御方式によって制御されているスイッチング
素子Ｑ1の動作に基づいて絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側から得られる共振電圧Ｖ2によって、その動
作が制御されているといえる。

【００６３】このような構成とされる図１に示した本実
施の形態の回路と、図１１に示した従来の回路とを比較
すると、図１１に示した回路では、スイッチング電源回
路１０の二次側直流電圧ＥO1により、水平出力回路４０
にて得られるフライバックパルス電圧Ｖ1を昇圧して高
圧発生回路５０から直流高電圧ＥHVを得るようにしてい
た。これに対して、図１に示した本実施の形態の電源回
路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出
力される共振電圧Ｖ2を高圧発生回路４に入力し、この
共振電圧Ｖ2を昇圧することで直流高電圧ＥHVを得るよ
うにしている。つまり、図１に示した本実施の形態の回
路では、スイッチング電源回路として機能している絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側出力を高圧発生回路
４に直接入力していることから、図１１に示した回路の
ようにスイッチング電源回路１０の直流出力電圧ＥO1を
フライバックパルス電圧に変換するための水平出力回路
４０を介在させることなく、高圧発生回路４において直
流高電圧ＥHVを得るようにしている。

【００６４】これにより、図１１に示した従来の回路で
は、入力電圧から直流高電圧ＥHVを得る際の電力変換効
率が約７０％程度であったのに対して、図１に示した本
実施の形態の電源回路では、その電力変換効率を８７．
５％まで向上させることが可能になり、約１７．５％の
電力変換効率の改善が図られるものである。実際には、
例えば図１１に示した回路と、図１に示した本実施の形
態の回路から６４Ｗの高圧負荷電力を出力した場合は、
図１１に示した回路では９１．４Ｗの入力電力が必要と
されたのに対して、図１に示した本実施の形態の回路で
は７３．１Ｗの入力電力で済み、約１８．３Ｗの入力電
力の低減が図られた。

【００６５】また、図１に示した本実施の形態の回路で
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力さ
れる共振電圧Ｖ2を昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4に
入力していることから、昇圧トランスＨＶＴの一次側に
入力される共振電圧波形は、図４に示すように正負のレ
ベルがほぼ対称とされる矩形状となる。これにより、昇
圧トランスＨＶＴの二次側から出力される誘起電圧も矩
形状の波形となる。このような誘起電圧を高圧整流ダイ
オードＤHV1〜ＤHV5にて整流した場合は、高圧整流ダイ
オードＤHVの導通角が、図１１に示した場合よりも広く
なるため、等価的には電源インピーダンスが低くなる。

【００６６】従って、本実施の形態の回路をテレビジョ
ン受像機等に適用した場合、図５に示すように、高圧負
荷電力が０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）の時に直流高電圧ＥHVの
電圧レベルが３２ｋＶになっている。これに対して、高
圧負荷電力が６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで増加しても、
その直流高電圧ＥHVの電圧レベルは約３１．１ｋＶにな
る。つまり、本実施の形態の回路では、テレビジョン受
像機等において実際に使用される高圧負荷電力の範囲内
（０Ｗ〜６４Ｗ）における直流高電圧ＥHVの電圧レベル
幅ΔＥHVは約０．９ｋＶになる。

【００６７】即ち、図１１に示した回路においては、高
圧負荷電力が無負荷（ＩHV＝０ｍＡ）〜６４Ｗ（ＩHV＝
２ｍＡ）まで変動した時の直流高電圧ＥHVの電圧レベル
幅ΔＥHVは１．５ｋＶとされていたが、図１に示した本
実施の形態の回路においては、その電圧レベル幅ΔＥHV
を０．９ｋＶまで抑制することができる。よって、本実
施の形態の回路を、例えばテレビジョン受像機等に適用
して、ＣＲＴのアノード電極に対して直流高電圧ＥHVを
供給すれば、直流高電圧ＥHVによってＣＲＴから出力さ
れる電子ビームの水平方向の振幅変動を抑制することが
できるのでテレビジョン受像機の水平出力回路に対して
ズーミング補正回路等を設ける必要が無い。

【００６８】また、昇圧トランスＨＶＴのスイッチング
周波数は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数
に対応したものであり、例えば映像信号の水平同期信号
ｆHの周期とは同期するものではない。これにより、昇
圧トランスＨＶＴからの漏洩磁束や漏洩インダクタンス
によって、昇圧トランスＨＶＴの二次側高圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5の誘起電圧にリンギングが発生することもな
い。従って、本実施の形態の回路をテレビジョン受像機
に適用した場合でも、例えばＣＲＴの画面上にラスター
リンギングが生じることがなく、また仮にリンギングが
発生したとしても、本実施の形態の回路では、高圧発生
回路４の水平偏向回路とは独立に形成されていることか
ら水平偏向電流ＩDYにリンギング電流成分が重畳されな
いので、ＣＲＴの画面上にラスターリンギングが生じる
ことはない。

【００６９】また、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4
を流れる共振電流には、直流成分が重畳されないので、
昇圧トランスＨＶＴのコアの形状を小型化することがで
き、また一次巻線Ｎ4の巻線径を太くする必要もないの
で、その形状を小型化することが可能になる。また、ス
イッチング素子Ｑ1を流れる電流のピーク電流値も減少
するので、スイッチング素子Ｑ1の発熱が抑制され、ス
イッチング素子Ｑ1に放熱板等を取り付ける等の対策も
必要なくなる。

【００７０】また、本発明の電源回路の回路構成として
は、図１に示した回路構成に限定されるものでない。図
９は本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成
を示した回路図である。なお、この図において、図１と
同一部分には、同一番号を付して説明を省略する。この
図において、一次側に備えられる電圧共振形コンバータ
は他励式の構成を採っており、例えば１石のＭＯＳ−Ｆ
ＥＴによるスイッチング素子Ｑ21が備えられる。スイッ
チング素子Ｑ21のドレインは、一次巻線Ｎ1を介して平
滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次側ア
ースに接続される。また、ここでは、並列共振コンデン
サＣｒはドレイン−ソース間に対して並列に接続され
る。更に、ドレイン−ソース間に対しては、クランプダ
イオードＤDが並列に接続されている。

【００７１】上記スイッチング素子Ｑ21は、発振・ドラ
イブ回路２によって、先に図１にて説明したスイッチン
グ動作が得られるようにスイッチング駆動される。つま
り、制御回路１では直流出力電圧ＥO1の変動に応じて変
動したレベルの電流又は電圧を発振・ドライブ回路２に
対して供給する。発振・ドライブ回路２では、直流出力
電圧ＥO1の安定化が図られるように、制御回路１からの
出力レベルに応じて、その周期が可変されたスイッチン
グ駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ21のゲートに
対して出力する。これによってスイッチング素子Ｑ21の
スイッチング周波数が可変されるのであるが、この際に
おいては、図１においても述べたように、スイッチング
素子Ｑ21がオフとなる期間は一定として、オンとなる期
間が可変されるべくして生成したスイッチング駆動信号
を出力するようにされる。

【００７２】この場合、起動回路３に対しては、平滑コ
ンデンサＣｉに得られる整流平滑電圧Ｅｉが動作電源と
して供給されており、また、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴに追加的に巻装された巻線Ｎ5に得られた起動時の
電圧によって、起動回路３は、発振・ドライブ回路２を
起動させるための動作を実行するようにされている。

【００７３】上記ようにして形成される絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対して二
次側アースに接地されるセンタータップを設けたうえ
で、さらにその両側にそれぞれタップを設けるようにし
ている。即ち、二次巻線Ｎ2は、その中央が二次側アー
スに接地された第１の二次巻線Ｎ2Aと、この第１の二次
巻線Ｎ2Aの両端に対してそれぞれ第２の二次巻線Ｎ3A，
Ｎ3Bを巻き上げたような構成とされている。

【００７４】そして、この第１の二次巻線Ｎ2Aに対して
並列に二次側並列共振コンデンサＣ2を接続すると共
に、第１の二次巻線Ｎ2Aの端部に対して、それぞれ整流
ダイオードＤO1，ＤO2のアノードを接続する。そして、
各整流ダイオードＤO1，ＤO2のカソードを平滑コンデン
サＣO1を正極に接続することで、［整流ダイオードＤO
1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］による全波整流回路を
形成する。さらに第１の二次巻線Ｎ2Aの両端に巻き上げ
られている第２の二次巻線Ｎ3A，Ｎ3Bの端部、即ち、二
次巻線Ｎ2の両端が高圧発生回路５の昇圧トランスＨＶ
Ｔの一次巻線Ｎ4に接続される。

【００７５】この図に示す高圧発生回路５の昇圧トラン
スＨＶＴの二次側には、例えば３組の二次側高圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV3が分割されて独立した状態で巻装されてい
る。なお、二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV3の巻方向は、図
１に示した回路と同様に、一次巻線Ｎ4と同一の極性
（巻方向）となっている。

【００７６】そして、昇圧トランスＨＶＴの二次側に巻
装されている３組の二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV3に対し
て、先において説明したような倍電圧半波整流回路がそ
れぞれ形成されている。即ち、昇圧トランスＨＶＴの二
次側には、［二次側高圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオー
ドＤHV1、高圧コンデンサＣHV1］、［二次側高圧巻線Ｎ
HV2、高圧整流ダイオードＤHV2、高圧コンデンサＣHV
2］、［二次側高圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV
3、高圧コンデンサＣHV3］からなる３組の倍電圧半波整
流回路が形成され、これら３組の倍電圧整流回路が直列
に接続された多倍圧整流回路が形成されている。従っ
て、この場合の多倍圧整流回路としては、各二次側高圧
巻線ＮHV1〜ＮHV3に誘起される誘起電圧のほぼ６倍のレ
ベルに対応した直流電圧ＥHVを得る６倍電圧半波整流回
路が形成されていることになる。

【００７７】このような構成とされる回路では、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2として、二次側
直流出力電圧ＥO1を得るための第１の二次巻線Ｎ2Aの両
端に、第２の二次巻線Ｎ3A，Ｎ3Bを巻き上げて構成する
ようにしている。従って、昇圧トランスＨＶＴの一次巻
線Ｎ4に入力される電圧レベルは、例えば図１に示した
回路よりも第１の二次巻線Ｎ2Aに対して第２の二次巻線
Ｎ3A，Ｎ3Bを巻き上げた分だけ大きくなる。このため、
図９に示す回路では、例えば図１に示した多倍電圧整流
回路である１０倍電圧整流回路よりも少ない電圧倍数で
ある、６倍電圧整流回路を昇圧トランスＨＶＴの二次側
に設けたとしても、図１に示した回路から出力される直
流高電圧ＥHVとほぼ同一の電圧レベルの直流高電圧ＥHV
を得ることが可能とされる。そして、このような構成と
した場合は、図１に示した本実施の形態の回路と同様の
効果を得ることができると共に、図１に示した回路よ
り、昇圧トランスＨＶＴの二次側に独立巻装される二次
側高圧巻線ＮHVの数を減らすことができるので、より昇
圧トランスＨＶＴの小型化を図ることが可能になる。

【００７８】また、図１０は本発明の第３の実施の形態
とされる電源回路の回路構成を示した図である。なお、
この図１０において、一次側の構成は図１の構成と同様
とされるため、同一部分には同一符号を付して説明を省
略する。

【００７９】この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップ
が設けられている。そして、ここでは、二次巻線Ｎ2の
巻き終わり端部とセンタータップとの間に在るとされる
巻線部分を第１の二次巻線Ｎ2Aとして、二次巻線Ｎ2の
巻き始め端部とセンタータップとの間に在るとされる巻
線部分を第２の二次巻線Ｎ3としている。ここで、第１
の二次巻線Ｎ2Aに対しては、二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2を並列に接続したうえで、ブリッジ整流回路ＤBR及
び平滑コンデンサＣO1からなる全波整流回路を接続する
ことで直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。そし
て、上記第１の二次巻線Ｎ2Aと第２の二次巻線Ｎ3から
なる二次巻線Ｎ2に対して昇圧トランスＨＶＴの一次巻
線Ｎ4を並列に接続するようにしている。この場合、直
流出力電圧ＥO1を得るのに利用される第１の二次巻線Ｎ
2Aを本来の二次巻線であると見なした場合、第２の二次
巻線Ｎ3は、第１の二次巻線Ｎ2Aを巻き上げることによ
って追加的に設けられた巻線と見ることができる。

【００８０】昇圧トランスＨＶＴの二次側には、例えば
２組の二次側高圧巻線ＮHV1，ＮHV2が分割された状態で
巻装されている。なお、この場合も二次側高圧巻線ＮHV
1〜ＮHV2の巻線方向は、上記一次巻線Ｎ4と同一の極性
（巻方向）となっている。この場合、昇圧トランスＨＶ
Ｔの二次側高圧巻線ＮHV1の巻始め端部は、高圧コンデ
ンサＣHV1の直列接続を介して、高圧整流ダイオードＤH
V1のアノードと高圧整流ダイオードＤHV2のカソードの
接続点に対して接続されると共に、高圧コンデンサＣHV
2の直列接続を介して高圧整流ダイオードＤHV3のアノー
ドと高圧整流ダイオードＤHV4のカソードの接続点に対
して接続される。一方、二次側高圧巻線ＮHV1の巻終わ
り端部は、平滑コンデンサＣHVO1の負極と平滑コンデン
サＣHVO2の正極の接続点に対して接続される。また、こ
の平滑コンデンサＣHVO1の負極と平滑コンデンサＣHVO2
の正極の接続点に対しては、高圧整流ダイオードＤHV2
のアノードと高圧整流ダイオードＤHV3のカソードが接
続される。平滑コンデンサＣHVO1と平滑コンデンサＣHV
O2は、平滑コンデンサＣHVO1の負極と平滑コンデンサＣ
HVO2の正極と接続して直列接続したうえで、平滑コンデ
ンサＣHVO1の正極を高圧整流ダイオードＤHV1のカソー
ドに接続し、平滑コンデンサとＣO2の負極を二次側アー
スに対して接続するように設けられる。

【００８１】このような接続形態では、二次側高圧巻線
ＮHV1に対して［高圧コンデンサＣHV1、高圧整流ダイオ
ードＤHV1，ＤHV2、平滑コンデンサＣHVO1］の組からな
る倍電圧整流回路と、［高圧コンデンサＣHV2、高圧整
流ダイオードＤHV3，ＤHV4、平滑コンデンサＣHVO2］の
組から成る倍電圧整流回路とが形成され、これらの倍電
圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣHVO1，ＣHVO2）が
直列に接続されていることになる。よって、これら倍電
圧整流回路を組み合わせた整流回路全体としては、直列
接続された平滑コンデンサＣHVO1−平滑コンデンサＣHV
O2の両端には、二次側高圧巻線ＮHV1に得られた交番電
圧の４倍に対応する出力電圧が得られる。つまり、１つ
の二次側高圧巻線ＮHV1には誘起電圧のほぼ４倍の電圧
レベルに対応した出力を得ることができる４倍電圧全波
整流回路が形成されている。

【００８２】上記したような４倍電圧全波整流回路の動
作は次のようになる。４倍電圧全波整流回路は、二次側
高圧巻線ＮHV1に得られた交番電圧を入力して整流動作
を行うが、このときの［高圧コンデンサＣHV1、高圧整
流ダイオードＤHV1，ＤHV2、平滑コンデンサＣHVO1］か
ら成る倍電圧整流回路の動作を以下に記す。先ず、高圧
整流ダイオードＤHV1がオフとなり、高圧整流ダイオー
ドＤHV2がオンとなる期間においては、二次側高圧巻線
ＮHV1の漏洩インダクタンスと高圧コンデンサＣHV1によ
って、高圧整流ダイオードＤHV2により整流した整流電
流を高圧コンデンサＣHV1に対して充電する動作が得ら
れる。そして、高圧整流ダイオードＤHV2がオフとな
り、高圧整流ダイオードＤHV1がオンとなって整流動作
を行う期間においては、二次側高圧巻線ＮHV1に誘起さ
れた電圧に高圧コンデンサＣHV1の電位が加わった状態
で、平滑コンデンサＣHVO1に対して充電が行われる動作
となる。

【００８３】上記のようにして整流動作が行われること
で、平滑コンデンサＣHVO1においては、二次側高圧巻線
ＮHV1の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流
平滑電圧）が得られる。また、［高圧コンデンサＣHV
2、高圧整流ダイオードＤHV3，ＤHV4、平滑コンデンサ
ＣHVO2］の組とから成る倍電圧整流回路においても同様
の動作によって、平滑コンデンサＣHVO2の両端には、二
次側高圧巻線ＮHV1の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直
流電圧が得られることになる。これにより、４倍電圧全
波整流回路では、直列に接続された平滑コンデンサＣHV
O1−ＣHVO2の両端には、二次側高圧巻線ＮHV1に誘起さ
れる誘起電圧の４倍に対応する直流電圧が得られること
になる。

【００８４】そして、この図１０に示す回路では、昇圧
トランスＨＶＴの二次側に巻装されている二次側高圧巻
線ＮHV2に対しても上記した４倍電圧全波整流回路が形
成されており、これら２組の４倍電圧整流回路を直列に
接続した多倍圧整流回路が形成されている。即ち、この
場合は多倍圧整流回路として、二次側高圧巻線ＮHV1，
ＮHV2に誘起される誘起電圧のほぼ８倍のレベルに対応
した直流高電圧ＥHV（整流平滑電圧）を得るための８倍
電圧整流回路が形成されているものである。

【００８５】このような構成とされる回路した場合も、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2として、
二次側直流出力電圧ＥO1を得るための第１の二次巻線Ｎ
2Aの一端に第２の二次巻線Ｎ3を巻き上げて構成するよ
うにしている。従って、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線
Ｎ4に入力される電圧レベルは、例えば図１に示した回
路よりも二次巻線Ｎ2Aに対して二次巻線Ｎ3を巻き上げ
た分だけ大きくなる。このため、図１０に示す回路で
は、例えば図１に示した多倍電圧整流回路である１０倍
電圧整流回路よりも少ない電圧倍数である、８倍電圧整
流回路を昇圧トランスＨＶＴの二次側に設けたとして
も、図１に示した回路から出力される直流高電圧ＥHVと
ほぼ同一の電圧レベルの直流高電圧ＥHVを得ることが可
能になる。そして、このような構成とした場合は、図１
に示した本実施の形態の回路と同様の効果を得ることが
できると共に、図１に示した本実施の形態の回路より、
昇圧トランスＨＶＴの小型化を図ることが可能になる。

【００８６】なお、本実施の形態においては、昇圧トラ
ンスＨＶＴの二次側に対して、１０倍電圧整流回路、６
倍電圧整流回路、及び８倍電圧整流回路を設けた場合を
例に挙げているが、このような構成の整流回路に限定さ
れるものでなく、本発明としては、昇圧トランスの二次
側高圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧レベルが所定の電
圧レベルに対応する直流高電圧ＥHVを得るように構成し
た各種整流回路を適用することが可能である。

【００８７】また、本実施の形態においては、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側において二次側出力電圧
ＥO1を得るための整流回路として全波整流方式の整流回
路を設けた場合を例に挙げているが、このような構成の
整流回路に限定されるものでなく、本発明としての絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側整流回路の構成とし
ては各種考えられるものである。

【００８８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のスイッチ
ング電源回路は、複合共振形としてのスイッチング電源
回路を構成している絶縁コンバータトランスの二次側か
ら得られる共振電圧を、昇圧トランスの一次側に対して
直接入力するようにしている。そして、昇圧トランスに
おいて共振電圧を昇圧した後、直流高電圧生成手段にて
所定の高圧レベルとされる直流高電圧を得るようにして
いる。従って、本発明のスイッチング電源回路をテレビ
ジョン受像機に適用すれば、例えば陰極線管のアノード
に対して供給する直流高電圧を得る際には、水平偏向回
路において二次側直流出力電圧をフライバックパルス電
圧に変換する必要が無く、水平偏向回路を省いた構成と
することができる。これにより、入力電圧から直流高電
圧を得る際の電力変換効率の向上が図られることにな
る。

【００８９】また、本発明によれば、直流高電圧生成手
段により出力される直流高電圧は、高圧負荷が変動した
場合でも、その電圧変動幅は従来に比べて小さくするこ
とができる。従って、本発明を例えばテレビジョン受像
機の高電圧供給手段に適用すれば、例えば陰極線管から
出力される電子ビームの水平方向の振幅変動を抑制する
ことが可能になる。

【００９０】また、昇圧トランスの一次側には、絶縁コ
ンバータトランスの交番電圧が入力されていることか
ら、昇圧トランスの一次側を流れる一次側電流には直流
成分が重畳されないので、昇圧トランスのコアの小型
化、及び一次巻線の巻線径の細線化を図ることが可能に
なる。これにより、昇圧トランスの小型、軽量化を図る
ことも可能になる。またこの場合は、スイッチング素子
に対して流れる電流のピーク値も小さくなり、スイッチ
ング素子の発熱量も減少するので、スイッチング素子に
対して放熱板を取り付ける等の対策を行う必要もない。

【００９１】また、絶縁コンバータトランスの二次巻線
を、直流出力電圧生成手段に対して入力される交番電圧
を得るための第１の二次巻線に対して第２の二次巻線を
巻き上げるように構成して、この第２の二次巻線から昇
圧トランスの一次巻線に対して交番電圧を入力するよう
にしている。この場合は、昇圧トランスの一次巻線に入
力される電圧の電圧レベルを大きくでき、昇圧トランス
の二次側高圧巻線の数を減らすことが可能になるので、
昇圧トランスの小型化を図ることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図３】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図４】本実施の形態の昇圧トランスの動作波形を示し
た図である。

【図５】本実施の形態の高圧発生回路から出力される直
流高電圧と高圧負荷電流との関係を示した図である。

【図６】本実施の形態の昇圧トランスの構成を示す断面
図である。

【図７】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図で
ある。

【図８】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図９】本発明の第２の実施の形態としての電源回路の
構成例を示す回路図である。

【図１０】本発明の第３の実施の形態としての電源回路
の構成例を示す回路図である。

【図１１】従来の高圧発生回路とその周辺回路の構成を
示した回路図である。

【図１２】図１１に示した回路の要部の動作を示した波
形図である。

【図１３】フライバックトランスの動作波形を示した図
である。

【図１４】図１１に示した回路から出力される直流高電
圧と高圧負荷電流との関係を示した図である。

【図１５】図１１に示した回路に備えられているフライ
バックトランスの構成を示す断面図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、３ 起動回
路、４ ５ ６ 高圧発生回路、Ｃｉ 平滑コンデン
サ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータ
トランス、ＰＲＴ 直交形制御（ドライブ）トランス、
ＨＶＴ 昇圧トランス、Ｃｒ 一次側並列共振コンデン
サ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｎ1Ｎ4 一次巻
線、Ｎ2 二次巻線、ＮHV 二次側高圧巻線、ＮC 制御
巻線、ＮB駆動巻線、ＮD 共振電流検出巻線、ＣB 共
振コンデンサ、ＤBR ブリッジ整流回路、ＤO1 ＤO2
整流ダイオード、ＤHV1〜ＤHV4 高圧整流ダイオード、
ＣHV1〜ＣHV5 高圧コンデンサ、ＣO1 ＣHVO1 ＣHVO2
平滑コンデンサ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子を備え、入力された直
   流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、 上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コ
   ンバータトランスと、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように
   して挿入される一次側電圧共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
   二次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行うことで、二次側直流出力
   電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング素子のスイッチング周波数を可変することで定電
   圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、 一次側に入力される上記交番電圧を二次側に伝送するこ
   とで、二次側において上記交番電圧を昇圧した昇圧電圧
   を得るようにされる昇圧トランスと、 上記昇圧トランスの二次側に得られる昇圧電圧を入力し
   て整流動作を行うことで、所定の高圧レベルとされる直
   流高電圧を得るように構成された直流高電圧生成手段
   と、 を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線
   は、 上記直流出力電圧生成手段に対して入力される交番電圧
   を得るために巻装された第１の二次巻線と、 上記昇圧トランスの一次巻線に対して入力される交番電
   圧を得るために、上記第１の二次巻線に対して巻き上げ
   て巻装された第２の二次巻線と、 から成ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
   グ電源回路。
3. 【請求項３】 上記直流高電圧生成手段は、 上記昇圧トランスの二次側において、各々独立に巻装さ
   れる複数の二次側高圧巻線と、 上記二次側高圧巻線の各々に得られるとされる上記昇圧
   電圧を入力し、この入力された上記昇圧電圧のほぼ２倍
   に対応するレベルの出力電圧が得られるように設けられ
   る複数の倍電圧整流回路を、直列に接続して形成される
   多倍圧整流回路と、 を備えていることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
   チング電源回路。
4. 【請求項４】 上記直流高電圧生成手段は、 上記昇圧トランスの二次側において、各々独立に巻装さ
   れる複数の二次側高圧巻線と、 上記二次側高圧巻線の各々に得られるとされる上記昇圧
   電圧を入力し、この入力された上記昇圧電圧のほぼ４倍
   に対応するレベルの出力電圧が得られるように設けられ
   る複数の４倍電圧整流回路を、直列に接続して形成され
   る多倍圧整流回路と、 を備えていることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
   チング電源回路。
5. 【請求項５】 上記昇圧トランスは、 上記二次側高圧巻線が層間巻きによって巻装されること
   を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 【請求項６】 上記昇圧トランスは、 上記二次側高圧巻線が分割巻きによって巻装されること
   を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。