JP2002112546A

JP2002112546A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002112546A
Application number: JP2000302860A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-09-29
Filing date: 2000-09-29
Publication date: 2002-04-12

Abstract

(57)【要約】【課題】二次側から出力される直流高電圧の定電圧化
を図ること。【解決手段】複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成したうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側に巻装される二次巻線Ｎ2に対して並列にアクテ
ィブクランプ回路３を設けることで、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧ＥO1
の定電圧化を図るとともに、高圧発生回路４から出力さ
れる直流高電圧ＥHVの安定化を図るようにする。このよ
うに構成すると直流高電圧ＥHVが変動した場合のスイッ
チング電源回路における電力損失を従来に比べて低減す
ることが可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば高解像度と
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等に適用して好適なスイッチング電源回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】陰極線管（ＣＲＴ：Cathode-ray Tube）
を備えた映像機器の内、例えば高解像度のテレビジョン
受像機や、高品位のテレビジョン放送（ＨＤＴＶ；High
Definition Television）に対応したテレビジョン受像
機（以下、「ＨＤテレビ」という）、プロジェクタ装置
などでは、高解像度を実現するために、水平同期周波数
が通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数（３１．５
ＫＨｚ）とされる。また、例えば陰極線管（以下、「Ｃ
ＲＴ」という）のアノード電極に供給する高圧は３０Ｋ
Ｖ以上、そのビーム電流は２ｍＡ以上とされる。

【０００３】ところで、ＣＲＴを備えたテレビジョン受
像機では、通常、水平帰線期間に生成されるフライバッ
クパルス電圧を利用して、ＣＲＴのアノード電極に供給
する高圧を生成するようにしている。しかし、上記した
ような高解像度のテレビジョン受像機では、フライバッ
クパルス電圧のパルス幅は、通常のテレビジョン受像機
において生成されるフライバックパルスのパルス幅に比
べて狭くなる。このため、フライバックパルス電圧を利
用してアノード電極に供給する高圧を生成するようにし
た場合は、例えばＣＲＴのビーム電流が零になると、Ｃ
ＲＴのアノードに供給する高圧が変動するという不具合
が発生する欠点があった。

【０００４】そこで、上記したようなテレビジョン受像
機では、フライバックトランスの前段に高圧レギュレー
タ回路を挿入して、フライバックトランスの一次側に入
力される入力電圧レベルを、その二次側から出力される
高圧レベルに応じて可変制御することで、高圧レベルの
定電圧化を図るようにしたものが知られている。

【０００５】図８は、上記したような高解像度のテレビ
ジョン受像機等に備えられている従来の電源回路の構成
を示した図である。この図８において、スイッチング電
源１０は、入力された直流電圧のスイッチングを行い、
所定の直流電圧レベルに変換して出力するＤＣ−ＤＣコ
ンバータであり、図示しないが例えば共振形のスイッチ
ング電源回路等によって構成される。

【０００６】スイッチング電源１０の前段には、全波整
流方式のブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉ
から成る整流平滑回路が設けられ、この整流平滑回路に
より商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を整流平滑する
ことで、直流電圧Ｅｉを得るようにしている。そして、
この直流電圧Ｅｉがスイッチング電源１０に対して入力
され、スイッチング電源１０からは、少なくとも、所定
の電圧レベルとされた直流出力電圧ＥO1が出力されるこ
とになる。なお、この直流出力電圧ＥO1は、テレビジョ
ン受像機の水平偏向回路を駆動するための駆動電圧とさ
れる。

【０００７】スイッチング電源１０の二次側には、平滑
コンデンサＣO1と、破線で囲って示した高圧レギュレー
タ回路２０が設けられている。平滑コンデンサＣO1は、
スイッチング電源１０の出力を平滑しており、この平滑
コンデンサＣO1の両端から直流出力電圧ＥO1を得るよう
にしている。高圧レギュレータ回路２０は、ＰＷＭ（Pu
lse Width Modulation）制御方式の降圧形のチョッパー
回路とされ、例えばＭＯＳ−ＦＥＴからなるスイッチン
グ素子Ｑ11、フライホイールダイオードＤ11、チョーク
コイルＣＨ、及び平滑コンデンサＣO11によって構成さ
れる。この場合、スイッチング素子Ｑ11のゲートは、後
述するスイッチング駆動部３０のドライブ回路１４に接
続され、そのドレインはスイッチング電源１０の二次側
出力端子（直流出力電圧ＥO1）に接続される。また、そ
のソースはチョークコイルＣＨを介して高圧発生回路４
０に備えられているフライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎ11の巻始端部に対して接続される。フライホイー
ルダイオードＤ11は、図示するような向きでスイッチン
グ素子Ｑ11のソースと二次側アース間に接続され、平滑
コンデンサＣO11はチョークコイルＣＨとフライバック
トランスＦＢＴの一次巻線Ｎ11との接続ラインに接続さ
れる。このような構成とされる高圧レギュレータ回路２
０では、スイッチング素子Ｑ11のスイッチング動作に応
じて、入力される直流出力電圧ＥO1を所定レベルの直流
出力電圧ＥO11に降圧して出力する。

【０００８】フライバックトランスＦＢＴは、一次側の
入力を昇圧して二次側に伝送する。フライバックトラン
スＦＢＴの一次側に設けられている一次側巻線Ｎ11は、
その巻始端部が上述した高圧レギュレータ回路２０の平
滑コンデンサＣO11の正極に接続され、その巻終端部が
スイッチング素子Ｑ12のコレクタに接続される。スイッ
チング素子Ｑ12は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate B
ipolar Transistor）等とされており、そのベースはス
イッチング駆動部３０のドライブ回路１５に接続されて
いる。また、そのコレクタ−エミッタ間にはダンパーダ
イオードＤ12と並列共振コンデンサＣｒ11がそれぞれ並
列に接続されている。

【０００９】つまり、この図８に示す電源回路は、スイ
ッチング電源１０の直流出力電圧ＥO1の出力ラインに対
して高圧レギュレータ回路２０が接続され、この高圧レ
ギュレータ回路４０の後段に、フライバックトランスＦ
ＢＴの一次巻線Ｎ11、スイッチング素子Ｑ12、ダンパー
ダイオードＤ12、並列共振コンデンサＣｒ11からなる電
圧共振形コンバータが設けられている。そして、フライ
バックトランスＦＢＴの二次側にフライバックトランス
ＦＢＴを含んで形成された高圧発生回路４０が設が設け
られた構成とされる。

【００１０】破線で囲って示したスイッチング駆動部３
０の同期回路１１は、入力される水平同期信号ｆＨ（３
１．５ＫＨｚ）に同期した信号を出力する。発振回路１
２は、同期回路１１から出力される同期信号に基づいて
発振動作を行い、発振動作により生成される発振信号を
ＰＷＭ回路１３及びドライブ回路１５に出力する。ＰＷ
Ｍ回路１３は、発振回路１２からの発振信号、及び後述
する制御回路１からの制御信号に基づいて、パルス幅変
調した変調信号をドライブ回路１４に出力する。ドライ
ブ回路１４は、ＰＷＭ回路１３からの変調信号をドライ
ブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ11のゲートに対し
て出力する。ドライブ回路１５は、発振回路１２から発
振信号が入力されており、この発振信号を変換したドラ
イブ電流をスイッチング素子Ｑ12に出力する。これによ
り、スイッチング素子Ｑ11は、ＰＷＭ回路１３にて生成
される変調信号に基づいたスイッチング動作を行い、ス
イッチング素子Ｑ12は同期信号ｆＨに基づく固定のスイ
ッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００１１】フライバックトランスＦＢＴの二次側に
は、５組の昇圧巻線ＮHV11，ＮHV12，ＮHV13，ＮHV14，
ＮHV15が分割されて巻装されている。この場合、一次側
巻線Ｎ11に対する各昇圧巻線ＮHV11〜ＮHV15の極性（巻
方向）は逆極性とされている。各昇圧巻線ＮHV11〜ＮHV
15の巻終端部には、各高圧整流ダイオードＤHV11，ＤHV
12，ＤHV13，ＤHV14，ＤHV15のアノードが接続されてい
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV11のカソードが、
平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、高圧整流
ダイオードＤHV12〜ＤHV15の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV11〜ＮHV14の巻始端部に接続されている。即
ち、この図に示すフライバックトランスＦＢＴの二次側
には、５組の半波整流回路を直列に接続した、いわゆる
マルチシングラー方式の半波整流回路が形成されてい
る。

【００１２】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側では、これら５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV11
〜ＮHV15に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣ
OHVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデ
ンサＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV11〜ＮHV15に誘
起される誘起電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が
得られることになる。そして、この平滑コンデンサＣOH
Vの両端に得られた直流高電圧ＥHVがアノード電圧とし
て、例えばＣＲＴのアノード電極に出力される。なお、
この場合、各昇圧巻線ＮHV11〜ＮHV15には６ＫＶに昇圧
された誘起電圧が発生し、直流高電圧ＥHVとしては３０
ＫＶの高電圧が得られるものとされる。

【００１３】また、高圧整流ダイオードＤHV14のカソー
ドと二次側アースとの間には、平滑コンデンサＣOFVが
挿入されており、この平滑コンデンサＣOFVの両端に得
られる直流出力電圧ＥFVがフォーカス電圧として、ＣＲ
Ｔの例えば第４グリッド（フォーカス電極）に出力され
る。

【００１４】さらに高圧整流ダイオードＤHV11のカソー
ドと、昇圧巻線ＮHV15の巻始端部（二次側アース）との
間には、抵抗Ｒ1，Ｒ2を直列に接続した直列回路が設け
られており、この直列回路により分圧された電圧が直流
高電圧ＥHVの検出電圧として制御回路１に入力される。

【００１５】制御回路１は、高圧発生回路４０の二次側
から出力される直流高電圧ＥHVのレベル変化に応じた制
御電流若しくは制御電圧を制御信号としてＰＷＭ回路１
３に対して出力する。このように、スイッチング駆動部
３０は、高圧発生回路４０から出力される直流高電圧Ｅ
HVの電圧レベルに応じて、その１スイッチング周期にお
けるデューティ比を変化させたドライブ電圧を高圧レギ
ュレータ回路２０のスイッチング素子Ｑ11に対して供給
する。これにより、スイッチング素子Ｑ11の１スイッチ
ング周期におけるオン／オフ期間が制御され、高圧レギ
ュレータ回路２０からは直流高電圧ＥHVの電圧レベルに
応じた直流出力電圧ＥO11が出力されることになる。そ
して、この直流出力電圧ＥO11をフライバックトランス
ＦＢＴの一次側に形成されている電圧共振形コンバータ
の入力電圧とすることで、フライバックトランスＦＢＴ
の二次側から出力される直流高電圧ＥHVの安定化を図る
ようにしている。

【００１６】ここで、高圧発生回路４０から例えば３０
ＫＶの直流高電圧ＥHVが得られるように、図８に示した
電源回路を実際に構成する場合は、フライバックトラン
スＦＢＴの一次巻線Ｎ11＝７０Ｔ（ターン）、各昇圧巻
線ＮHV11〜ＮHV15＝４６２Ｔ、並列共振コンデンサＣｒ
11＝０．０１μＦ、平滑コンデンサＣOHV＝２０００Ｐ
Ｆ、平滑コンデンサＣOFV＝２２０ＰＦが選定される。

【００１７】上記図８に示した電源回路の動作波形の一
例を図９に示す。この図９（ａ）〜（ｄ）には、例えば
交流入力電圧ＶACが１００Ｖ、高圧発生回路４０の高圧
負荷が最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝６０Ｗ（ＩHV＝２ｍ
Ａ）とされる条件での動作波形が示され、図９（ｅ）〜
図９（ｈ）には、同じく交流入力電圧ＶACが１００Ｖ、
高圧発生回路４０の高圧負荷が最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ
＝０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）とされる条件での動作波形が示
されている。

【００１８】高圧発生回路４０の高圧負荷が最大負荷電
力とされる時は、スイッチング素子Ｑ11のオン／オフ期
間ＴON1／ＴOFF1が２８．５μｓ／３．３μｓに制御さ
れ、スイッチング素子Ｑ11のドレイン−ソース間電圧Ｖ
11は、図９（ａ）のように示される。また、スイッチン
グ素子Ｑ11を流れるドレイン電流Ｉ11は、図９（ｂ）の
ように示される。この時、高圧レギュレータ回路２０の
平滑コンデンサＣO11に発生する直流出力電圧ＥO11は、
図９（ｃ）のように示され、例えばその電圧レベルが１
２１Ｖとなる。

【００１９】一方、スイッチング素子Ｑ12のオン／オフ
期間ＴON2／ＴOFF2は、２６．２５μｓ／５．５μｓに
制御され、スイッチング素子Ｑ12には、図９（ｄ）に示
すような波形のコレクタ電流Ｉ12が流れる。そして、ス
イッチング素子Ｑ12がオフとされる期間ＴOFF2におい
て、並列共振コンデンサＣｒ11の両端には、図９（ｃ）
に示すようなフライバックパルス電圧（共振パルス電
圧）が発生することになる。

【００２０】これに対して、高圧発生回路４０の高圧負
荷が最小負荷電力（無負荷）とされる時は、スイッチン
グ素子Ｑ11のオン／オフ期間ＴON1／ＴOFF1が２６μｓ
／５．８μｓに制御され、スイッチング素子Ｑ11のドレ
イン−ソース間電圧Ｖ11は、図９（ｅ）に示すようにな
る。また、スイッチング素子Ｑ11を流れるドレイン電流
Ｉ11は、図９（ｆ）に示すようになる。この時、高圧レ
ギュレータ回路２０の平滑コンデンサＣO11に発生する
直流出力電圧ＥO11は、図９（ｇ）に示されているよう
に、例えばその電圧レベルが１１１Ｖとなり、図９
（ｃ）に示した最大負荷電力時の直流出力電圧ＥO11
（１２１Ｖ）より低い電圧レベルとなる。即ち、高圧レ
ギュレータ回路２０においては、高圧発生回路４０の高
圧負荷によって、スイッチング素子Ｑ11のオン／オフ期
間ＴON1／ＴOFF1が変化しており、これに伴って出力さ
れる直流出力電圧ＥO11の電圧レベルが変化するものと
される。

【００２１】一方、スイッチング素子Ｑ12のオン／オフ
期間ＴON2／ＴOFF2は、２６．２５μｓ／５．５μｓの
ままとされ、並列共振コンデンサＣｒ11の両端に発生す
るフライバックパルス電圧Ｖ12は、図９（ｇ）に示すよ
うな波形となり、上記した最大負荷電力時のフライバッ
クトランス電圧波形（図９（ｃ））とほぼ同等の電圧が
得られるものとされる。また、スイッチング素子Ｑ12を
流れるコレクタ電流Ｉ12は、図９（ｈ）に示すようにな
る。

【００２２】また、上記図８に示した電源回路の高圧発
生回路４０から出力されるビーム電流ＩHVの変化に対す
る直流高電圧ＥHVと、直流出力電圧ＥO1、ＥO11の変動
特性を図１０（ａ）に示す。この図１０（ａ）から分か
るように、高圧発生回路４０から出力されるビーム電流
ＩHVが０ｍＡ〜２ｍＡの範囲で変動した場合は、高圧レ
ギュレータ回路２０の出力である直流出力電圧ＥO11の
電圧レベルだけがビーム電流ＩHVの変化に応じて変動
し、直流出力電圧ＥO1の電圧レベルと直流高電圧ＥHVの
電圧レベルはほぼ一定のレベルに保たれている。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図８に示し
た電源回路においては、スイッチング電源１０、高圧レ
ギュレータ回路２０、及び高圧発生回路４０において、
それぞれ電力変換を行っているため、総合的な電力変換
効率が低下するという欠点がある。例えばスイッチング
電源１０のＡＣ／ＤＣ変換効率（ηAC−DC）は約９０
％、高圧レギュレータ回路２０の電圧変換効率（ηDC−
DC）は約９５％であり、これらの電力変換効率は約８
５．５％とされる。また、高圧発生回路４０では、直流
高電圧ＥHVに対応した検出電圧を得るための抵抗Ｒ1に
おける電力損失やフォーカス電圧ＥFVを得るためのフォ
ーカス回路における電力損失、高圧整流ダイオードＤHV
11〜ＤHV15における電力損失、及びスイッチング素子Ｑ
12のスイッチング損失等によって、その電力変換効率特
性は、図１０（ｂ）のように示され、例えば高圧発生回
路４０の高圧有効負荷電力ＰHVが６０Ｗ（ＥHV＝３０Ｋ
Ｖ，ＩHV＝２ｍＡ）の時では電力変換効率（ηDC−DC）
が約８２％となる。従って、上記図８に示した電源回路
の総合的な電力変換効率ηは、約７０．１％となり、例
えば６０Ｗの高圧負荷電力ＰHVを得るには、約８５．６
Ｗの交流入力電力Ｐinが必要になる。つまり、図８に示
した電源回路では約２５．６Ｗの電力損失が発生するこ
とになる。

【００２４】また、図８に示した電源回路は、高圧レギ
ュレータ回路２０を設ける必要があり、その分、部品点
数が増加すると共に、その回路構成が複雑になるため、
部品をマウントする際の面積が増大する。また、比較的
高価なスイッチング素子とダイオード素子が２組必要に
なるため、部品材料費が大幅に高くなるなどの欠点もあ
った。

【００２５】さらに、高圧レギュレータ回路２０のスイ
ッチング動作波形は、図９（ａ），（ｅ）にも示されて
いるように矩形波形になることから、スイッチング素子
Ｑ11においてスイッチングノイズが発生する。このた
め、図８に示した電源回路を実際のテレビジョン受像機
に備える場合は、ノイズを抑制するために何らかの対策
を施す必要があった。

【００２６】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明のスイッ
チング電源回路は、上記した課題を考慮して以下のよう
に構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続し
て出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成
されるスイッチング手段と、スイッチング手段の動作を
電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるよう
にして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側
の出力を二次側に伝送するために設けられ、一次側には
一次側巻線が巻回され、二次側には二次側巻線が巻回さ
れると共に、一次側巻線と二次側巻線とについては疎結
合とされる所要の結合度が得られるようにされた絶縁コ
ンバータトランスと、二次側巻線に対して二次側並列共
振コンデンサを並列に接続するようにして形成される二
次側並列共振回路と、二次側並列共振回路を含んで形成
され、二次側巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧
について半波整流動作を行うことで、直流出力電圧を得
るように構成された直流出力電圧生成手段と、メインス
イッチング素子のスイッチング周波数を可変制御すると
共に、スイッチング周期内のオフ期間を一定としたうえ
で、オン期間を可変するようにしてメインスイッチング
素子をスイッチング駆動することで、定電圧制御を行う
ようにされる第１の定電圧制御手段とを備える。さら
に、一次側に入力される電圧を二次側に伝送すること
で、二次側から所定レベルに昇圧された昇圧電圧を得る
ように形成された昇圧トランスと、昇圧トランスの一次
側動作を共振動作とするために、少なくとも昇圧トラン
スの一次側巻線に対して直列共振コンデンサを直列に接
続して形成され、絶縁コンバータトランスの二次側巻線
から得られる電圧を、略正弦波状の共振電圧として昇圧
トランスの一次側に入力する直列共振回路と、昇圧トラ
ンスの二次側に得られる昇圧電圧について整流動作を行
うことで、直流高電圧を得るように構成された直流高電
圧生成手段と、少なくともクランプコンデンサと補助ス
イッチング素子との直列接続回路からなり、この直列接
続回路が二次側並列共振コンデンサに対して並列に接続
されるアクティブクランプ手段を備え、補助スイッチン
グ素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行うよ
うにされる第２の定電圧制御手段とを備えるようにし
た。

【００２７】以上説明したように本発明のスイッチング
電源回路は、絶縁コンバータトランスの一次側には電圧
共振形コンバータを形成し、二次側には直流出力電圧を
得るための直流出力電圧生成手段と、直流高電圧を得る
ための直流高電圧生成手段を形成する。そして、絶縁コ
ンバータトランスの二次側に対してアクティブクランプ
手段を設けることで、出力される直流出力電圧と直流高
電圧の安定化を図るようにしている。この場合、直流入
力電圧から最終的に直流高電圧を生成するには、２段の
電力変換部位を設けるだけで良いため、電力変換に伴う
電力損失を低減することが可能になる。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コ
ンバータを備えると共に、二次側に並列共振回路を備え
る複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採
る。この図１に示す電源回路には、先ず、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るた
めの整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平
滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされる。

【００２９】上記直流入力電圧Ｅｉを入力して断続する
スイッチングコンバータは、一石のメインスイッチング
素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
を備えて構成される。この場合、メインスイッチング素
子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪ
Ｔ；接合型トランジスタ）が用いられている。

【００３０】メインスイッチング素子Ｑ1のベースは、
電流制限抵抗ＲB、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極側と接続され、そのエミッタは一次側アース
に接地される。また、メインスイッチング素子Ｑ1のベ
ースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデ
ンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりな
る自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、
メインスイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサ
Ｃｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダ
イオードＤD1により、メインスイッチング素子Ｑ1のオ
フ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされ
る。メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側に形成されている一次
側巻線Ｎ1の一端と接続され、そのエミッタは接地され
る。

【００３１】上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ
1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形
コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、
ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング
素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用
によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生す
る両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形とな
って電圧共振形の動作が得られるようにされる。

【００３２】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、定電圧制御のために設けられる。この直交形制御ト
ランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本
の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚
の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そ
して、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同
じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装
し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び
駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装するようにし
て構成される。

【００３３】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と一
次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻
線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交
形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線Ｎ
Dに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して
駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドラ
イブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電
圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（Ｎ
B，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライ
ブ電流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出
力される。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1
は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッ
チング周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００３４】絶縁コンバータトランス(Power Isolation
Transformer)ＰＩＴは、メインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング出力を二次側に伝送する。絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの構造としては、図６に示すように、例
えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互い
の磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備え
られ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビン
Ｂを利用して一次側巻線Ｎ1と、二次側巻線Ｎ2がそれぞ
れ分割された状態で巻装される。そして、中央磁脚に対
しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れる。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁
脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成すること
が出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．
８５という疎結合の状態を得るようにしており、その
分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００３５】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側動作としては、一次側巻線Ｎ1、二次側巻線Ｎ2
の極性（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係、及
び二次側巻線に励起される交番電圧の極性変化によっ
て、一次側巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次側巻線Ｎ
2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについ
て、＋Ｍの動作モード（加極性モード；フォワード動
作）となる場合と、−Ｍの動作モード（減極性モード；
フライバック動作）となる場合がある。例えば、図７
（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタン
スは＋Ｍとなり、図７（ｂ）に示す回路と等価となる場
合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。なお、図１に示
す電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次側巻線Ｎ1と二次側巻線Ｎ2，Ｎ3の極性が＋Ｍの
動作モードとなる期間において、整流ダイオードＤO1、
ＤO3を介して平滑コンデンサＣO1、ＣO3への充電動作が
行われるものとされる。

【００３６】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻
線Ｎ1の巻始端部は、図１に示すようにメインスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタに接続され、その巻終端部は共
振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極に接続されている。また、その二次側には、
二次側巻線として、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2の
巻終端部を巻き上げるようにして形成した三次巻線Ｎ3
が設けられている。そして、二次巻線Ｎ2に対して、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されている。

【００３７】この場合、二次巻線Ｎ2の巻始端部は二次
側アースに接続され、その巻終端部は整流ダイオードＤ
O1のアノードに接続される。そして、この整流ダイオー
ドＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路
によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖとされ
る水平偏向用の直流出力電圧ＥO1（例えば１３５Ｖ）を
得るようにしている。

【００３８】さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側においては、二次巻線Ｎ2に巻き上げた三次巻線
Ｎ3の巻終端部を、整流ダイオードＤO3のアノードと接
続することで、この整流ダイオードＤO3と平滑コンデン
サＣO3から成る半波整流回路によって、例えば映像出力
回路用の直流出力電圧ＥO3（２００Ｖ）を得るようにし
ているが、図１に示す電源回路では、平滑コンデンサＣ
O3の負極側を平滑コンデンサＣO1の正極側に接続するこ
とで、平滑コンデンサＣO1−ＣO3の直列接続回路の両端
から映像出力回路用の直流出力電圧ＥO3を得るようにし
ている。即ち、図１に示す電源回路では、直流出力電圧
ＥO3を得るために、平滑コンデンサＣO1の両端に発生す
る直流出力電圧ＥO1に、平滑コンデンサＣO3の両端に発
生する直流出力電圧を積み上げる、つまり二次巻線Ｎ2
から得られる直流出力電圧ＥO1と、三次巻線Ｎ3から得
られる直流出力電圧を重畳して直流出力電圧ＥO3を得る
ようにしている。このため、三次巻線Ｎ3、整流ダイオ
ードＤO3及び平滑コンデンサＣO3からなる整流平滑回路
は、直流出力電圧ＥO3（２００Ｖ）から、直流出力電圧
ＥO1（１１０Ｖ〜１４０Ｖ）を引いた９０Ｖ〜６０Ｖの
直流出力電圧を得ることができればよい構成とされる。
なお、図示していないが、垂直偏向回路用の直流出力電
圧（±１５Ｖ）や、信号系回路用の直流出力電圧（１５
Ｖ）、及びヒータ用の直流出力電圧（６．３Ｖ）等を絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から得るように構
成することも可能とされる。

【００３９】二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成され、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧は共振電圧とな
り、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において電
圧共振動作が得られる。

【００４０】即ち、図１に示す電源回路では、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作を
電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次
側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えら
れる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次
側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッ
チングコンバータについては、「複合共振形スイッチン
グコンバータ」ともいうことにする。なお、このような
複合共振形スイッチングコンバータとしての構成は、先
に図６にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数によ
る疎結合としたことによって、更に飽和状態となりにく
い状態を得たことで実現されるものである。例えば、絶
縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設け
られない場合には、フライバック動作時において絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常
となる可能性が高く、二次側の整流動作が適正に行われ
るのを望むのは難しい。

【００４１】上記した直流出力電圧ＥO1は制御回路１に
対しても分岐して入力される。制御回路１は、例えば誤
差増幅器等によって構成されており、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧レベ
ルＥO1の変化に応じて、直交型制御トランスＰＲＴの制
御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変す
ることで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動
巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これによ
り、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成され
るメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回
路内の直列共振回路の共振条件が変化し、メインスイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作と
なる。この動作によって絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側から出力される直流出力電圧の安定化が図られ
る。なお、制御回路１に対しては直流出力電圧ＥO3を分
岐入力して直流出力電圧の定電圧化を図るようにしても
良い。

【００４２】図１に示した電源回路のように、駆動巻線
ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直交形制御トラ
ンスＰＲＴが設けられる場合、スイッチング周波数を可
変するのにあたり、メインスイッチング素子Ｑ1がオフ
となる期間ＴOFFを一定としたうえで、オンとなる期間
ＴONを可変制御するようにされる。つまり、図１に示す
電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周
波数を可変制御することで、スイッチング出力に対する
共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッ
チング周期におけるメインスイッチング素子Ｑ1の導通
角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出
来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路
系によって実現している。なお、本明細書では、このよ
うな複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００４３】さらに、図１に示した電源回路において
は、二次側並列共振コンデンサＣ2に対して並列にアク
ティブクランプ回路３が設けられている。アクティブク
ランプ回路３は、補助スイッチング素子Ｑ2、クランプ
コンデンサＣCL、クランプダイオードＤD2を備えて形成
される。なお、クランプダイオードＤD2としては、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ2に部品として内
蔵されている、いわゆるボディダイオードが使用され
る。また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための
駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵
抗Ｒｇを備えて成る。

【００４４】この場合、補助スイッチング素子Ｑ2のド
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。ここでは、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続される。また、補助スイッチング素
子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLの一方の端
子と接続されて、その他方の端子が二次巻線Ｎ2の巻終
端部に対して接続される。また、補助スイッチング素子
Ｑ2のソースは二次側アースに対して接地される。つま
り、本実施の形態のアクティブクランプ回路３は、上記
補助スイッチング素子Ｑ2／／クランプダイオードＤD2
の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直
列に接続して成るものとされる。そして、このようにし
て形成される回路を二次側並列共振コンデンサＣ2に対
して並列に接続して構成されるものである。

【００４５】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、二次巻線Ｎ2の巻始端部側
を巻き上げるようにして形成されており、この場合の巻
数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これによ
り、駆動巻線Ｎｇには、二次巻線Ｎ2に得られる交番電
圧により励起された電圧が発生する。なお、実際として
は駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保
証されるが、これに限定されるものではない。さらに補
助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、制御回路２とも接
続されており、この制御回路２から後述する高圧発生回
路４から出力される直流高電圧ＥHVのレベル変化に対応
した制御電圧が入力される。

【００４６】このような構成とされる電源回路において
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴが複合共振形スイッ
チングコンバータとして動作することによって、二次側
並列共振コンデンサＣ2の両端には共振パルス電圧が発
生する。そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴがフォ
ワード動作となる正の期間に発生する正の共振パルス電
圧から直流出力電圧ＥO3を得ると共に、三次巻線Ｎ3の
出力を直列共振コンデンサＣ3を介して昇圧トランスＨ
ＶＴの一次側巻線Ｎ4に入力するようにしている。この
場合、昇圧トランスＨＶＴの一次側には、直列共振コン
デンサＣ3と一次側巻線Ｎ4からなる直列共振回路が形成
されていることから、この直列共振回路の直列共振動作
によって、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4を流れる
電流Ｉ3及び一次巻線Ｎ4の両端電圧Ｖ3が共に略正弦波
状の共振波形となる。

【００４７】一点破線で囲って示した高圧発生回路４
は、昇圧トランスＨＶＴと高圧整流回路によって構成さ
れており、昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に発生
する共振電圧Ｖ3を昇圧して、例えばＣＲＴのアノード
電圧レベルに対応した高電圧を生成する。このため、昇
圧トランスＨＶＴの二次側には、４組〜５組の昇圧巻線
ＮHVがスリット捲き、或いは層間捲きによって分割され
て巻装されている。この場合、一次側巻線Ｎ4と昇圧巻
線ＮHVとは密結合となるように巻装され、しかもその極
性（巻方向）は逆方向となるように巻装される。従っ
て、昇圧トランスＨＶＴの二次側には、一次側巻線Ｎ4
に発生する共振電圧Ｖ3の負の共振電圧が反転され、昇
圧巻線ＮHVと一次側巻線Ｎ4との巻線比（ＮHV／Ｎ4）に
よって昇圧された昇圧電圧が得られることになる。

【００４８】ここで、図３に昇圧トランスＨＶＴの断面
図を示し、この図３を用いて昇圧トランスＨＶＴの構造
を説明しておく。この図に示す昇圧トランスＨＶＴは、
例えば２つのコの字形コアＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対
向するように組み合わせることで、角形コアＣＲ３０が
形成されている。そして、コの字形コアＣＲ１の端部
と、コの字形コアＣＲ２の端部とが対向する部分にはギ
ャップＧが設けられている。さらに、図示するように、
角形コアＣＲ３０の一方の磁脚に対して、低圧巻線ボビ
ンＬＢと高圧巻線ボビンＨＢを取り付けることで、これ
ら低圧巻線ボビンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対し
て、それぞれ一次側巻線Ｎ4及び昇圧巻線ＮHVを分割し
て巻装するようにしている。この場合、低圧巻線ボビン
ＬＢには一次側巻線Ｎ4が巻装され、高圧巻線ボビンＨ
Ｂには複数の昇圧巻線ＮHVが層間フィルムＦを挿入して
巻き上げる層間巻きによって巻装されることになる。

【００４９】なお、図１に示す電源回路では、昇圧トラ
ンスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に入力される共振電圧Ｖ3
を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から得るよ
うにしていることから、その周波数はメインスイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数に対応したものとさ
れ、そのスイッチング周波数は、例えば数十ｋＨｚ〜２
００ｋＨｚ程度の範囲内とされる。この場合、昇圧トラ
ンスＨＶＴの一次巻線Ｎ4に、うず電流が発生すること
があるため、本実施の形態では、一次巻線Ｎ4にリッツ
線を使用して一次巻線Ｎ4にうず電流が発生するのを防
止するようにしている。

【００５０】また、本実施の形態においては、昇圧トラ
ンスＨＶＴの昇圧巻線ＮHVを層間巻きによって巻装した
場合が示されているが、昇圧巻線ＮHVの巻き方としては
層間巻きに限定されるものでなく、図示していないが例
えば高圧ボビンＨＢを複数の領域に分割して、各分割領
域に対して昇圧巻線ＮHVを巻装する、いわゆる分割巻き
によって巻装することも可能である。つまり、昇圧トラ
ンスＨＶＴの構造としては、高圧ボビンＨＢに巻装され
る複数の昇圧巻線ＮHVが、それぞれ絶縁された状態で巻
装されれば良いものである。

【００５１】図１に示す電源回路では、昇圧トランスＨ
ＶＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV
3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状態で巻装されて
おり、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終端部に対して
は、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，
ＤHV5のアノード側が接続されている。そして、高圧整
流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの
正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜
ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4
の巻始端部に対して接続される。

【００５２】即ち、昇圧トランスＨＶＴの二次側には、
［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［昇圧
巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧巻線Ｎ
HV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線ＮHV4、
高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、高圧整
流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路が直列
に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の半波整
流回路が形成されていることになる。

【００５３】従って、昇圧トランスＨＶＴの二次側にお
いては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に
誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに対し
て充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣOHV
の両端には、各昇圧巻線ＮＨＶ１〜ＮＨＶ５に誘起され
る誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧（ア
ノード電圧）ＥHVが得られることになる。

【００５４】また、高圧整流ダイオードＤHV1のカソー
ドと二次側アースとの間には、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からな
る直列回路が接続されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2によ
り分圧した電圧が制御回路２に入力される。制御回路２
もまた誤差増幅器等によって構成され、例えば直流高電
圧ＥHVの電圧レベル変化に応じた制御電圧を制御信号と
して、アクティブクランプ回路３の補助スイッチング素
子Ｑ2のゲートに印加される。これにより、補助スイッ
チング素子Ｑ2が、直流高電圧レベルに応じた所要のオ
ン／オフタイミングでもってスイッチング動作を行うよ
うにされる。つまり、補助スイッチング素子Ｑ2のオン
期間（導通角）を可変制御するＰＷＭ制御によってスイ
ッチング動作が行われるものとされる。

【００５５】このようにアクティブクランプ回路３が動
作した場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
に発生する共振電圧Ｖ2（電圧共振パルス電圧）のピー
ク電圧値が、直流高電圧レベルに応じた電圧レベルでク
ランプされることになる。よって、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの三次巻線Ｎ3から直列共振コンデンサＣ3を
介して昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に入力され
る共振電圧Ｖ3の電圧レベルが直流高電圧レベルに応じ
たものとなる。これにより、昇圧トランスＨＶＴの二次
側に誘起される誘起電圧レベルが可変され、高圧発生回
路４から出力される直流高電圧ＥHVの安定化が図られる
ことになる。

【００５６】このように図１に示した本実施の形態とさ
れる電源回路は、直流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じ
て、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数
と、その導通角を同時に制御する複合制御方式によっ
て、直流出力電圧ＥO1の安定化が図られていると共に、
直流高電圧ＥHVの電圧レベルに応じて、アクティブクラ
ンプ回路３の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御を
行うことで直流高電圧ＥHVの定電圧化を図るようにして
いる。

【００５７】図１に示した電源回路を実際に構成する場
合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1＝
４５Ｔ、二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ、三次巻線Ｎ3＝２２Ｔ、
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ＰＦ、二次側
並列共振コンデンサＣ2＝４７００ＰＦ、直列共振コン
デンサＣ3＝３９００ＰＦ、クランプコンデンサＣCL＝
０．２２μＦ、昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4＝
２５Ｔ、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5＝４６０Ｔが選定され
る。

【００５８】ここで、上記図１に示した電源回路の各部
の動作波形の一例を図２に示す。この図２には、例えば
交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO1
の負荷電力を１３５Ｗ（１３５Ｖ×１Ａ）、直流出力電
圧ＥO3の負荷電力を１０Ｗ（２００Ｖ×５０ｍＡ）、直
流高電圧ＥHVを３０ＫＶとしたうえで、高圧発生回路４
の高圧負荷電力が最大負荷電力とされる条件での動作波
形と、最小負荷電力とされる条件での動作波形が示され
ている。この図２（ａ）〜（ｇ）には、高圧発生回路４
の高圧負荷電力が最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝６０Ｗ（Ｉ
HV＝２ｍＡ）とされる条件での動作波形が示され、図２
（ｈ）〜図２（ｎ）には、例えば高圧発生回路４の高圧
負荷電力が最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ（ＩHV＝０ｍ
Ａ）とされる条件での動作波形が示されている。

【００５９】高圧発生回路４の高圧負荷が最大負荷電力
とされる時は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周期が例えば１１μＳ（スイッチング周波数＝９
０．９ｋＨｚ）となるように制御され、このメインスイ
ッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作によって、一次側並
列共振コンデンサＣｒの両端には、図２（ａ）に示すよ
うな共振電圧Ｖ1が発生する。つまり、スイッチング電
源回路の一次側には、メインスイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなる期間ＴOFFにおいて、正弦波状のパルスとなる
波形が得られ、スイッチングコンバータの動作が電圧共
振形となっていることが分かる。またこの時、メインス
イッチング素子Ｑ1を流れるコレクタ電流Ｉ1は、図２
（ｂ）に示されているように、例えばメインスイッチン
グ素子Ｑ1のターンオン時には、クランプダイオードＤD
1、メインスイッチング素子Ｑ1のベース−コレクタを介
して一次側巻線Ｎ1にダンパー電流（負方向）が流れ、
このダンパー電流が流れるダンパー期間が終了すると、
コレクタ電流Ｉ1はそのレベルが負レベルから正レベル
の方向に急激に上昇していくことになる。

【００６０】上記のようなスイッチング動作が行われる
ことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2
には、図２（ｅ）に示すような共振電流Ｉ2が流れ、二
次側並列共振コンデンサＣ2には、図２（ｃ）に示すよ
うな共振電圧Ｖ2が発生し、整流ダイオードＤO1が動作
する正の期間においては、１３５Ｖｐにクランプされた
電圧が得られる。

【００６１】本実施の形態の電源回路では、二次側並列
共振コンデンサＣ2に対して並列にアクティブクランプ
回路３が接続されており、このアクティブクランプ回路
３が導通することで、クランプダイオードＤD2→クラン
プコンデンサＣCLの経路で電流がクランプ電流Ｉ4が流
れる。この場合、クランプ電流Ｉ4は、図２（ｄ）に示
すように、負方向から時間経過に従って正方向に流れる
鋸歯状波となる。アクティブクランプ回路３が導通して
いる時は、大部分の電流がクランプ電流Ｉ4としてクラ
ンプコンデンサＣCLに流れ、二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2に対してほとんど流れないものとされる。よって、
アクティブクランプ回路３が導通している導通期間にお
いても、二次側並列共振コンデンサＣ2に発生する共振
電圧Ｖ2がクランプされ、結果的には図２（ｃ）に示さ
れているように、負の電圧レベルが約３２０Ｖｐに抑制
されている。

【００６２】また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次
巻線Ｎ3に接続されている直列共振コンデンサＣ3には、
図２（ｇ）に示されるようにして正弦波状の電流Ｉ3が
流れることから、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4の
両端には、図２（ｆ）に示されているような４００Ｖｐ
とされる正弦波状の共振電圧Ｖ3が発生することにな
る。

【００６３】一方、高圧発生回路４の高圧負荷が最小負
荷電力（無負荷）とされる時は、メインスイッチング素
子Ｑ1のスイッチング周期が例えば１０μＳ（スイッチ
ング周波数＝１００ｋＨｚ）となるように制御され、こ
のメインスイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作によっ
て、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する共
振電圧Ｖ1は、図２（ｈ）に示すように、メインスイッ
チング素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波
状のパルスとなる波形が得られる。この時、メインスイ
ッチング素子Ｑ1を流れるコレクタ電流Ｉ1は、図２
（ｉ）のように示され、メインスイッチング素子Ｑ1の
ターンオン時に流れるダンパー電流の期間が、図２
（ｂ）に示した最大負荷電力時のダンパー期間に比べて
長くなっている。

【００６４】この場合も一次側のスイッチング動作によ
って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に
は、図２（ｌ）に示すような共振電流Ｉ2が流れ、二次
側並列共振コンデンサＣ2には、図２（ｊ）に示すよう
な共振電圧Ｖ2が発生する。そしてこの場合は、アクテ
ィブクランプ回路３の導通期間が、上記した最大負荷電
力時の導通期間より長くなるように制御されることで、
図２（ｋ）に示されているように、クランプコンデンサ
ＣCLにクランプ電流Ｉ4が流れる期間が長くなる。これ
により、二次側並列共振コンデンサＣ2に発生する共振
電圧Ｖ2がクランプされ、結果的には図２（ｊ）に示さ
れているように、負の電圧レベルが約２７０Ｖｐまで抑
制されることになる。

【００６５】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三
次巻線Ｎ3に接続されている直列共振コンデンサＣ3に
は、図２（ｎ）に示されているような電流Ｉ3が流れ、
昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4の両端には、図２
（ｍ）に示されているような、その電圧レベルが３８０
Ｖｐに抑制された共振電圧Ｖ3が発生することになる。

【００６６】これら図２（ａ）〜（ｇ）と、図２（ｈ）
〜図２（ｎ）に示した動作波形を比較すると、高圧発生
回路４の高圧負荷電力が、最大負荷電力Ｐｏｍａｘから
最小負荷電力Ｐｏｍｉｎまで変動した場合、アクティブ
クランプ回路３では、高圧負荷電力の変動に応じて補助
スイッチング素子Ｑ2の導通角を可変制御する導通角制
御が行われていることが分かる。つまり、アクティブク
ランプ回路３は、直流高電圧レベルに応じて二次側並列
共振コンデンサＣ2に発生する負の電圧レベルを可変制
御することで、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4に発
生させる共振電圧Ｖ3の電圧レベルを可変制御している
ことが分かる。

【００６７】またこの場合、メインスイッチング素子Ｑ
1のスイッチング周期が１１μｓ〜１０μｓまで変化し
ていることから、高圧負荷変動に応じて、一次側スイッ
チングコンバータのスイッチング周波数が可変制御され
ていることが分かる。これは、高圧負荷電力変動に伴っ
て、アクティブクランプ回路３の導通期間が可変制御さ
れた時は、二次側直列共振コンデンサＣ２の両端に発生
する共振電圧Ｖ2の電圧レベルが変化するため、この共
振電圧Ｖ2から得られる直流出力電圧ＥO1の電圧レベル
が変動するためである。

【００６８】そして、このような構成とされる本実施の
形態の電源回路においては、高圧有効負荷電力ＰHVが６
０Ｗ（ＥHV＝３０ＫＶ，ＩHV＝２ｍＡ）とされる時の高
圧発生回路４の電力変換効率（ηDC−DC）は約９２％と
なる。従って、図８に示した従来の電源回路の高圧発生
回路４０に比べて、その電力変換効率（ηDC−DC）を約
１０％向上させることが可能になる。

【００６９】さらに本実施の形態の電源回路において
は、図８に示した従来の電源回路に設けられていた高圧
レギュレータ回路を設ける必要がないため、それだけ電
力変換効率の向上を図ることができ、総合的な電力変換
効率η（AC→DC）は約８８．３％となる。これにより、
６０Ｗの高圧負荷電力を得るのに必要とされる交流入力
電力Ｐinが約６８Ｗで済み、図８に示した電源回路と比
較すると、交流入力電力Ｐinを約１７．６Ｗ低減するこ
とが可能になる。

【００７０】また、図８に示した従来の電源回路では、
スイッチング電源１０と高圧レギュレータ回路２０によ
って供給可能なピーク電力が制約を受けていたのに対し
て、図１に示した本実施の形態の電源回路は、高圧レギ
ュレータ回路を設ける必要が無く、供給可能なピーク電
力はスイッチング電源の制約だけとなるため、その供給
能力を大きいものとすることが可能になる。この結果、
図示していないが、例えば黒色画面を表示したＣＲＴ画
面上に、白色ピークのウインドウ画面を表示させた場
合、従来の電源回路では白色のウインドウ画面の画曲が
りが発生するのに対して、図１に示した電源回路では、
そのような白色ピークのウインドウ画面の画曲がりを無
くすことが可能になる。

【００７１】さらに、図１に示した電源回路において
は、図８に示した従来の電源回路に設けられていた高圧
レギュレータ回路２０がない分、部品点数を削減するこ
とができ、その回路構成を簡略化することが可能になる
ため、部品のマウント面積を縮小することが可能にな
る。これによりスイッチング電源の小型化を図ることが
可能になる。また、従来の電源回路では、２組必要であ
った比較的高価なスイッチング素子とダイオード素子が
１組で済むため部品材料費を低減することができる。

【００７２】さらにまた、各部の動作波形は何れも共振
波形となるため、スイッチング動作に伴って発生するス
イッチングノイズを抑制することができ、従来の電源回
路において必要であったスイッチングノイズを抑制する
ための対策が不要になるという利点もある。

【００７３】また、本発明の電源回路としては、図１に
示した回路構成に限定されるものでない。図５は、本発
明の第２の実施の形態とされる電源回路の構成を示した
図である。なお、図１に示す電源回路と同一部分には同
一符号を付して説明は省略する。この図５に示す電源回
路は、一次側に備えられる電圧共振形コンバータが他励
式の構成を採っており、例えば１石のＭＯＳ−ＦＥＴに
よるメインスイッチング素子Ｑ3が備えられる。メイン
スイッチング素子Ｑ3のドレインは、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極と接続され、ソースは一次側アースに接続さ
れる。また、ここでは、一次側並列共振コンデンサＣｒ
はドレイン−ソース間に対して並列に接続される。更
に、ドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオー
ドＤD3が並列に接続されている。なお、起動抵抗ＲS
は、商用交流電源投入時において、整流平滑ラインに得
られる起動電流を一次側スイッチング駆動部６に供給す
るために設けられる。

【００７４】本実施の形態としての一次側スイッチング
駆動部６は、図示するように、ドライブ回路７、発振回
路８を備えてなる。発振回路８、例えば１００ｋＨｚで
固定された発振信号として、メインスイッチング素子Ｑ
3のオン／オフタイミングに対応した波形の発振信号を
ドライブ回路７に対して出力する。ドライブ回路７で
は、発振回路８から入力された信号を電圧信号に変換し
てＭＯＳ−ＦＥＴであるメインスイッチング素子Ｑ3を
駆動するためのスイッチング駆動信号を生成し、メイン
スイッチング素子Ｑ3のゲート端子に印加する。このス
イッチング駆動信号に応じて、メインスイッチング素子
Ｑ3はスイッチング動作を行うことになる。なお、上記
構成による本実施の形態としての一次側スイッチング駆
動部６としては、１つのＩＣとして構成されるものとさ
れる。

【００７５】上記ようにして形成される絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側では、上記図１に示した電源回
路と同様、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3が巻装され、二次
巻線Ｎ2に接続されている整流ダイオードＤO1と平滑コ
ンデンサＣO3とからなる半波整流回路によって直流出力
電圧ＥO1を得るようにしている。また、三次巻線Ｎ3に
接続されている整流ダイオードＤO3と平滑コンデンサＣ
O3から成る半波整流回路によって直流出力電圧ＥO3を得
るようにしている。

【００７６】この場合、直流出力電圧ＥO1は制御回路１
に対しても分岐して入力され、この制御回路１から出力
される制御電圧が、アクティブクランプ回路３の補助ス
イッチング素子Ｑ2のゲートに対して入力されている。
即ち、この場合は、直流出力電圧レベルＥO1の変化に応
じて、アクティブクランプ回路３の補助スイッチング素
子Ｑ2の導通角制御を行うことで、直流出力電圧ＥO1の
定電圧化を図るものとされる。

【００７７】また、この場合も絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ二次側に設けられている三次巻線Ｎ3の出力が直
列共振コンデンサＣ3を介して高圧発生回路５の昇圧ト
ランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ4に入力されるため、この
直列共振回路の直列共振動作によって、昇圧トランスＨ
ＶＴの一次巻線Ｎ4を流れる電流Ｉ3及び一次巻線Ｎ4の
両端電圧Ｖ4が共に略正弦波状の共振波形とされる。

【００７８】一点破線で囲って示した高圧発生回路５
は、昇圧トランスＨＶＴと高圧整流回路によって構成さ
れ、昇圧トランスＨＶＴの二次側には、例えば１組の昇
圧巻線ＮHV1がスリット巻き、或いは層間巻きによって
分割されて巻装されている。そして、この場合も一次側
巻線Ｎ4と昇圧巻線ＮHV1の極性（巻方向）が逆方向とな
るように巻装される。これにより、昇圧トランスＨＶＴ
の二次側には、昇圧巻線ＮHV1と一次側巻線Ｎ4との巻線
比（ＮHV1／Ｎ4）によって昇圧した昇圧電圧が得られる
ことになる。昇圧巻線ＮHV1の巻終端部は、例えばフイ
ルムコンデンサ或いはセラミックコンデンサからなる高
圧コンデンサＣHV1を介して、高圧整流ダイオードＤHV1
のアノードと整流ダイオードＤHV2のカソードの接続点
に対して接続されると共に、高圧コンデンサＣHV2の直
列接続を介して高圧整流ダイオードＤHV3のアノードと
高圧整流ダイオードＤHV4のカソードの接続点に対して
接続される。一方、昇圧巻線ＮHV1の巻始端部は、平滑
コンデンサＣOHV1の負極と平滑コンデンサＣOHV2の正極
の接続点に対して接続される。また、この平滑コンデン
サＣOHV1の負極と平滑コンデンサＣOHV2の正極の接続点
に対しては、高圧整流ダイオードＤHV2のアノードと高
圧整流ダイオードＤHV3のカソードが接続される。平滑
コンデンサＣOHV1と平滑コンデンサＣOHV2は、平滑コン
デンサＣOHV1の負極と平滑コンデンサＣOHV2の正極と接
続して直列接続したうえで、平滑コンデンサＣOHV1の正
極を高圧整流ダイオードＤHV1のカソードに接続し、平
滑コンデンサＣOHV2の負極を二次側アースに対して接続
するように設けられる。

【００７９】このような接続形態では、結果的には、
［高圧コンデンサＣHV1 、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2、平滑コンデンサＣOHV1］の組から成る第１の倍
電圧整流回路と、［高圧コンデンサＣHV2 、整流ダイオ
ードＤHV3，ＤHV4、平滑コンデンサＣOHV2］の組から成
る第２の倍電圧整流回路とが形成され、これら第１及び
第２の倍電圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣOHV1，
ＣOHV2）が直列に接続されて設けられることになる。そ
して、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせ
た整流回路全体としては、直列接続された平滑コンデン
サＣOHV1−平滑コンデンサＣOHV2の両端には、昇圧巻線
ＮHV1に得られた交番電圧の４倍に対応する二次側出力
電圧が得られる。つまり、この第１及び第２の倍電圧整
流回路を組み合わせた整流回路全体としては４倍電圧全
波整流回路を形成する。

【００８０】このような４倍電圧全波整流回路の動作と
しては、昇圧トランスＨＶＴの一次側のスイッチング動
作により一次巻線Ｎ4にスイッチング出力が得られる
と、このスイッチング出力は昇圧巻線ＮHV1に励起され
る。４倍電圧整流回路は、この昇圧巻線ＮHV1に得られ
た交番電圧を入力して整流動作を行うが、このときの
［高圧コンデンサＣHV1、高圧整流ダイオードＤHV1，Ｄ
HV2、平滑コンデンサＣOHV1］から成る第１の倍電圧整
流回路の動作を以下に記す。先ず、整流ダイオードＤHV
1がオフとなり、整流ダイオードＤHV2がオンとなる期間
においては、高圧整流ダイオードＤHV2により整流した
整流電流を直列共振コンデンサＣHV1に対して充電する
動作が得られる。そして、整流ダイオードＤHV2がオフ
となり、整流ダイオードＤHV1がオンとなって整流動作
を行う期間においては、昇圧巻線ＮHV1に誘起された電
圧に高圧コンデンサＣHV1の電位が加わるという動作が
得られ、平滑コンデンサＣOHV1の両端には、昇圧巻線Ｎ
HV1の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平
滑電圧）が得られる。また、［高圧コンデンサＣHV2、
高圧整流ダイオードＤHV3，ＤHV4、平滑コンデンサＣOH
V2］の組とから成る第２の倍電圧整流回路においても同
様の動作によって、平滑コンデンサＣOHV2の両端には、
昇圧巻線ＮHV1の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電
圧が得られることになる。

【００８１】そして、上記のようにして第１，第２の倍
電圧整流回路の各々によって倍電圧整流動作が行われる
結果、直列接続された平滑コンデンサＣOHV1−平滑コン
デンサＣOHV2の両端には、昇圧巻線ＮHV1に誘起される
誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧ＥHV
が得られ、この平滑コンデンサＣOHV1−ＣOHV2の両端に
得られる直流高電圧ＥHVが、ＣＲＴのアノード電圧とし
て利用されるものとされる。

【００８２】この場合、平滑コンデンサＣOHV2には、抵
抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続されてお
り、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が制御回路
２に入力される。制御回路２もまた、例えば誤差増幅器
等によって構成され、抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2によって分圧さ
れた電圧、即ち直流高電圧ＥHVのレベル変化に応じた制
御信号をフォトカプラＰＣを介することで一次側と二次
側を直流的に絶縁した状態で、一次側のスイッチング駆
動部６内の発振回路８に対して入力されるようになって
いる。

【００８３】即ち、図５に示した本実施の形態とされる
電源回路では、直流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じ
て、アクティブクランプ回路３を構成しているスイッチ
ング素子Ｑ2の導通角を制御して直流出力電圧ＥO1の定
電圧化を図ると共に、高圧発生回路５から出力される直
流高電圧ＥHVの電圧レベルに応じて、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数と、メインスイッチン
グ素子Ｑ1の導通角を同時に制御する複合制御方式によ
って直流高電圧ＥHVの定電圧化を図るように構成したも
のである。

【００８４】この場合も、先に説明した図１の電源回路
と同様の効果が得られる。また、昇圧トランスＨＶＴの
二次側に１組の昇圧巻線ＮHV1を巻装するだけで良いた
め、図１に示した電源回路に比べて昇圧トランスＨＶＴ
の小型化を図ることができるという利点もある。

【００８５】また、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスＰＲＴが用いられているが、この直交形制御ト
ランスＰＲＴの代わりに、先に本出願人により提案され
た斜交形制御トランスを採用することができる。上記斜
交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省略
するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、４
本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コアを組み合わ
せることで立体型コアを形成する。そして、この立体形
コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するので
あるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係
が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的に
は、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、
４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある２本
の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角の位置関係に
あるとされる２本の磁脚に対して巻装するものである。
そして、このような斜交形制御トランスを備えた場合に
は、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルから正
の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダクタン
スが増加するという動作傾向が得られる。これにより、
スイッチング素子をターンオフするための負方向の電流
レベルは増加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮
されることになるので、これに伴ってスイッチング素子
のターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチング素
子の電力損失をより低減することが可能になるものであ
る。

【００８６】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、絶縁コンバータトランスの一次側には電
圧共振形コンバータを形成し、二次側には直流出力電圧
を得るための直流出力電圧生成手段と、直流高電圧を得
るための直流高電圧生成手段を形成する。そして、絶縁
コンバータトランスの二次側に対してアクティブクラン
プ手段を設けることで、出力される直流出力電圧と直流
高電圧の安定化を図るようにしている。この場合、商用
交流電源を整流した直流入力電圧から最終的に直流高電
圧を生成するには、従来、３段必要であった電力変換部
位が２段で済むため、電力変換に伴う電力損失を低減す
ることが可能になる。

【００８７】従って、このような本発明のスイッチング
電源回路を、例えば高解像度とされる大型のカラーテレ
ビジョン受像機やプロジェクタ装置等の映像機器に適用
すれば、直流高電圧発生手段における電力変換効率の向
上を図ることができるため、結果的には、総合的な電力
変換効率の向上が図られ、スイッチング電源回路におけ
る電力損失を大幅に低減することが可能になる。

【００８８】また、本発明のスイッチング電源回路は、
従来の電源回路に比べて、ピーク電力の供給能力を大き
くできるため、例えばＣＲＴ画面に対して白色ピークの
ウインドウ画面を表示した際の画曲がり等を無くすこと
が可能になる。さらに、従来の電源回路に比べて、回路
構成の簡略化を図ることができるため、部品コストの大
幅な低減が図られると共に、スイッチング電源回路の小
型化を実現することができる。さらにまた、各部の動作
波形は、何れも共振波形となることから、スイッチング
動作に伴って発生するノイズが抑制され、ノイズを抑制
するための対策などが不要になるという利点もある。

【００８９】また、直流高電圧生成手段として４倍電圧
整流回路によって構成すれば、昇圧トランスの二次側に
は１つの昇圧巻線を巻装するだけで良いため、昇圧トラ
ンスの小型化を図ることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態とされる電源回路の構成を
示した図である。

【図２】図１に示した電源回路の要部の動作を示す波形
図である。

【図３】図１に示した電源回路に備えられている昇圧ト
ランスの構成を示す断面図である。

【図４】本実施の形態とされる電圧共振コンバータの電
圧変換効率特性を示した図である。

【図５】本発明の第２の実施の形態とされる電源回路の
構成を示した図である。

【図６】絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図で
ある。

【図７】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図８】従来の高解像度のテレビジョン受像機に備えら
れる電源回路の構成を示した図である。

【図９】図８に示した電源回路の要部の動作を示した波
形図である。

【図１０】図８に示した電源回路のビーム電流の変化に
対する各部の変動特性を示した図と、高圧発生回路の電
圧変換効率特性を示した図である。

【符号の説明】

１２制御回路、３アクティブクランプ回路、４
５高圧発生回路、６一次側スイッチング駆動部、７
ドライブ回路、８発振回路、ＡＣ商用交流電源、Ｃ
ｉ平滑コンデンサ、Ｃｒ一次側並列共振コンデン
サ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃ3 直列共振コ
ンデンサ、ＣB 共振コンデンサ、ＣCLクランプコンデ
ンサ、ＣOHV ＣOHV1 ＣOHV2 平滑コンデンサ、Ｄｉ
ブリッジ整流回路、ＤD1〜ＤD3 クランプダイオー
ド、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流ダイオード、ＤO1 ＤO3
整流ダイオード、ＨＶＴ昇圧トランス、ＮHV1〜ＮHV5
昇圧巻線、Ｎ1 Ｎ4 一次側巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ3
三次巻線、ＮB Ｎｇ駆動巻線、ＮC 制御巻線、ＮR
被制御巻線、ＰＣフォトカプラ、ＰＩＴ絶縁コンバ
ータトランス、ＰＲＴ直交形制御トランス、Ｑ1 Ｑ3
メインスイッチング素子、Ｑ2 補助スイッチング素
子、Ｒ1 Ｒ2 ＲｇＲS ＲB 抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された直流入力電圧を断続して出力
するためのメインスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、一次側の出力を二次側に伝送するために設けられ、一次
側には一次側巻線が巻回され、二次側には二次側巻線が
巻回されると共に、上記一次側巻線と上記二次側巻線と
については疎結合とされる所要の結合度が得られるよう
にされた絶縁コンバータトランスと、上記二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並
列に接続するようにして形成される二次側並列共振回路
と、上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側
巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について半波
整流動作を行うことで、直流出力電圧を得るように構成
された直流出力電圧生成手段と、上記メインスイッチング素子のスイッチング周波数を可
変制御すると共に、スイッチング周期内のオフ期間を一
定としたうえで、オン期間を可変するようにして上記メ
インスイッチング素子をスイッチング駆動することで、
定電圧制御を行うようにされる第１の定電圧制御手段
と、一次側に入力される電圧を二次側に伝送することで、二
次側から所定レベルに昇圧された昇圧電圧を得るように
形成された昇圧トランスと、上記昇圧トランスの一次側動作を共振動作とするため
に、少なくとも上記昇圧トランスの一次側巻線に対して
直列共振コンデンサを直列に接続して形成され、上記絶
縁コンバータトランスの二次側巻線から得られる電圧
を、略正弦波状の共振電圧として上記昇圧トランスの一
次側に入力する直列共振回路と、上記昇圧トランスの二次側に得られる昇圧電圧について
整流動作を行うことで、直流高電圧を得るように構成さ
れた直流高電圧生成手段と、少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子
との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記二
次側並列共振コンデンサに対して並列に接続されるアク
ティブクランプ手段を備え、上記補助スイッチング素子
の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行うようにさ
れる第２の定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記第１の定電圧制御手段は、上記直流
出力電圧生成手段から出力される直流出力電圧レベルに
応じて、その直流出力電圧の定電圧制御を行うと共に、上記第２の定電圧制御手段は、上記直流高電圧生成手段
から出力される直流高電圧レベルに応じて、その直流高
電圧の定電圧制御を行うようにされることを特徴とする
請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記第１の定電圧制御手段は、上記直流
高電圧生成手段から出力される直流高電圧レベルに応じ
て、その直流高電圧の定電圧制御を行うと共に、上記第２の定電圧制御手段は、上記直流出力電圧生成手
段から出力される直流出力電圧レベルに応じて、その直
流出力電圧の定電圧制御を行うようにされることを特徴
とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記直流高電圧生成手段は、上記昇圧トランスの二次側において、各々独立に巻装さ
れる複数の昇圧巻線と、上記昇圧巻線の各々に得られるとされる上記昇圧電圧に
ついて半波整流動作を行い、上記昇圧電圧のほぼ等倍に
対応するレベルの出力電圧が得られるように設けられる
複数の整流回路を直列に接続して形成される多倍圧整流
回路と、からなることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項５】上記直流高電圧生成手段は、上記昇圧ト
ランスの二次側に巻装される１つの昇圧巻線と、上記昇圧巻線に得られる昇圧電圧について整流動作を行
うことで、上記昇圧電圧のほぼ４倍に対応するレベルの
直流高電圧を得るように構成された４倍電圧整流回路
と、からなることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グ電源回路。