JP2002272106A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源回路の小型軽量化
【解決手段】 一次側電圧共振形コンバータのスイッチ
ング出力が伝送されるフライバックトランスにおいて、
昇圧巻線は一次巻線と密結合の状態となるように巻装
し、低圧二次巻線は一次巻線と疎結合の状態となるよう
にして巻装する。そしてフライバックトランスの二次側
においては、昇圧巻線に得られる交番電圧を利用して直
流高電圧を生成し、低圧二次巻線に得られる交番電圧を
利用して直流低電圧を生成するように構成する。これに
よって直流高電圧と直流低電圧という２種類の二次側直
流出力電圧を得るのにあたり、高圧発生トランスだけを
設ければよく、絶縁コンバータトランスについては削除
が可能になる。
ング出力が伝送されるフライバックトランスにおいて、
昇圧巻線は一次巻線と密結合の状態となるように巻装
し、低圧二次巻線は一次巻線と疎結合の状態となるよう
にして巻装する。そしてフライバックトランスの二次側
においては、昇圧巻線に得られる交番電圧を利用して直
流高電圧を生成し、低圧二次巻線に得られる交番電圧を
利用して直流低電圧を生成するように構成する。これに
よって直流高電圧と直流低電圧という２種類の二次側直
流出力電圧を得るのにあたり、高圧発生トランスだけを
設ければよく、絶縁コンバータトランスについては削除
が可能になる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば高解像度と
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】陰極線管（以下ＣＲＴ（Cathode-Ray Tu
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。
【０００３】このようにして、陰極線管表示装置として
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式
であれば水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１
５．７５ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨ
ＤＴＶも受信可能なように設計されているものが少なか
らず普及している。このため、上記したようなテレビジ
ョン受像機において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流
出力電圧を印加する場合には、例えば水平同期信号周波
数３１．５ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直
流出力電圧が変動することとなって、ＣＲＴに表示され
る画面の輝度やラスターサイズが変化してしまうことに
なる。このため、上記したアノード電圧を生成する電源
回路としては、その安定化が不可欠となる。
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式
であれば水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１
５．７５ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨ
ＤＴＶも受信可能なように設計されているものが少なか
らず普及している。このため、上記したようなテレビジ
ョン受像機において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流
出力電圧を印加する場合には、例えば水平同期信号周波
数３１．５ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直
流出力電圧が変動することとなって、ＣＲＴに表示され
る画面の輝度やラスターサイズが変化してしまうことに
なる。このため、上記したアノード電圧を生成する電源
回路としては、その安定化が不可欠となる。
【０００４】本出願人は、このようなことを背景とし
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図７の回
路図に示す。
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図７の回
路図に示す。
【０００５】この図に示す電源回路においては、先ず、
商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力
電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回
路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流回路が備え
られ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流
平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされ
る。
商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力
電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回
路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流回路が備え
られ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流
平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされ
る。
【０００６】上記直流入力電圧を入力して断続するスイ
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。
【０００７】また、メインスイッチング素子Ｑ1のベー
スに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベー
ス電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の直列共振回路が接続される。また、メインスイッ
チング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極
（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤ
Dにより、ターンオンの開始期間においてメインスイッ
チング素子Ｑ1のベース−コレクタを介して流れるクラ
ンプ電流の経路を形成するようにされる。メインスイッ
チング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次側に形成されている一次巻線Ｎ1の一端と
接続され、そのエミッタは接地される。
スに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベー
ス電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の直列共振回路が接続される。また、メインスイッ
チング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極
（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤ
Dにより、ターンオンの開始期間においてメインスイッ
チング素子Ｑ1のベース−コレクタを介して流れるクラ
ンプ電流の経路を形成するようにされる。メインスイッ
チング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次側に形成されている一次巻線Ｎ1の一端と
接続され、そのエミッタは接地される。
【０００８】上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1
側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形
コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、
ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング
素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用
によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生す
る両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形とな
って電圧共振形の動作が得られるようになっている。
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1
側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形
コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、
ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング
素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用
によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生す
る両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形とな
って電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００９】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる
低圧の直流出力電圧を安定化するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省
略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コ
アの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コア
を形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁
脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆
動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流
検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻
装するようにして構成される。
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる
低圧の直流出力電圧を安定化するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省
略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コ
アの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コア
を形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁
脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆
動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流
検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻
装するようにして構成される。
【００１０】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と一
次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メインス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1
を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制
御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB−
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力さ
れる。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、直
列共振回路（ＮB−ＣB）の共振周波数により決定される
スイッチング周波数でスイッチング動作を行うことにな
る。なお、起動時においては、メインスイッチング素子
Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉからベ
ースに流れる起動電流によってスイッチング動作を開始
する。
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と一
次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メインス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1
を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制
御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB−
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力さ
れる。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、直
列共振回路（ＮB−ＣB）の共振周波数により決定される
スイッチング周波数でスイッチング動作を行うことにな
る。なお、起動時においては、メインスイッチング素子
Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉからベ
ースに流れる起動電流によってスイッチング動作を開始
する。
【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造として
は、図１１に示すように、例えばフェライト材によるＥ
型コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するよう
に組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コア
の中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線
Ｎ1と二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装さ
れる。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップ
Ｇを形成するようにしている。これによって、所要の結
合係数による疎結合が得られる。ギャップＧは、Ｅ型コ
アＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚を、２本の外磁脚より
も短くすることで形成することが出来る。また、結合係
数ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を
得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくい
ようにしている。
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造として
は、図１１に示すように、例えばフェライト材によるＥ
型コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するよう
に組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コア
の中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線
Ｎ1と二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装さ
れる。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップ
Ｇを形成するようにしている。これによって、所要の結
合係数による疎結合が得られる。ギャップＧは、Ｅ型コ
アＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚を、２本の外磁脚より
も短くすることで形成することが出来る。また、結合係
数ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を
得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくい
ようにしている。
【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の巻始め端部は、図７に示すようにメインスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタに接続され、巻終わり端部は共
振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極に接続される。また、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側には、二次側巻線として、二次巻線Ｎ
2が巻装されている。
Ｎ1の巻始め端部は、図７に示すようにメインスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタに接続され、巻終わり端部は共
振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極に接続される。また、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側には、二次側巻線として、二次巻線Ｎ
2が巻装されている。
【００１３】この場合、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は二
次側アースに接続され、その巻終わり端部は整流ダイオ
ードＤO1のアノードに接続される。そして、この整流ダ
イオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平
滑回路によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ
（例えば１３５Ｖ）とされる水平偏向回路用の直流出力
電圧ＥO1を得るようにしている。
次側アースに接続され、その巻終わり端部は整流ダイオ
ードＤO1のアノードに接続される。そして、この整流ダ
イオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平
滑回路によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ
（例えば１３５Ｖ）とされる水平偏向回路用の直流出力
電圧ＥO1を得るようにしている。
【００１４】また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対し
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所
要のレベルの二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにもさ
れている。
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所
要のレベルの二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにもさ
れている。
【００１５】二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成される。これによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧
は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側において電圧共振動作が得られる。
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成される。これによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧
は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側において電圧共振動作が得られる。
【００１６】即ち、図７に示す電源回路では、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作を
電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次
側にも電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えら
れる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次
側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッ
チングコンバータについては、「複合共振形スイッチン
グコンバータ」ともいうことにする。
バータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作を
電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次
側にも電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えら
れる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次
側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッ
チングコンバータについては、「複合共振形スイッチン
グコンバータ」ともいうことにする。
【００１７】上記した直流出力電圧ＥO1は第１制御回路
１Ａに対しても分岐して入力される。第１制御回路１Ａ
は、例えば誤差増幅器等によって構成されており、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流
出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、直交型制御トラン
スＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レ
ベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻
装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御す
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自
励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となる。この動作によって絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧の安
定化が図られる。
１Ａに対しても分岐して入力される。第１制御回路１Ａ
は、例えば誤差増幅器等によって構成されており、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流
出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、直交型制御トラン
スＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レ
ベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻
装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御す
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自
励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となる。この動作によって絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧の安
定化が図られる。
【００１８】ところで、この図７に示す電源回路のよう
に、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直
交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチン
グ周波数を可変するのにあたっては、メインスイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間を一定としたうえで、オン
となる期間を可変制御するようにされる。つまり、図７
に示す電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチ
ング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に
対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、
スイッチング周期におけるメインスイッチング素子Ｑ1
の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見るこ
とが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
に、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直
交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチン
グ周波数を可変するのにあたっては、メインスイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間を一定としたうえで、オン
となる期間を可変制御するようにされる。つまり、図７
に示す電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチ
ング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に
対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、
スイッチング周期におけるメインスイッチング素子Ｑ1
の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見るこ
とが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
【００１９】また、図７に示した電源回路においては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て、アクティブクランプ回路２０が並列に設けられてい
ると共に、直列共振コンデンサＣ3と後述する高圧発生
回路４０に備えられているフライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎoとからなる直列共振回路が並列に接続さ
れている。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て、アクティブクランプ回路２０が並列に設けられてい
ると共に、直列共振コンデンサＣ3と後述する高圧発生
回路４０に備えられているフライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎoとからなる直列共振回路が並列に接続さ
れている。
【００２０】上記のようにしてフライバックトランスＦ
ＢＴの一次側に直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を設けること
で、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する一
次側並列共振電圧Ｖ1は、直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を
介して入力されることになる。そして、この直列共振回
路（Ｎo−Ｃ3）の直列共振動作により、直列共振コンデ
ンサＣ3の両端には正弦波状の交番電圧が発生すること
になるが、これにより、一次巻線Ｎoに得られ巻線電圧
Ｖ3に対しては、上記直列共振コンデンサＣ3の両端電圧
が重畳され、そのレベルが引き上げられることになる。
このために、図７に示す回路においては、一次巻線Ｎo
のターン数をより少ないものとすることが可能となって
いる。
ＢＴの一次側に直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を設けること
で、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する一
次側並列共振電圧Ｖ1は、直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を
介して入力されることになる。そして、この直列共振回
路（Ｎo−Ｃ3）の直列共振動作により、直列共振コンデ
ンサＣ3の両端には正弦波状の交番電圧が発生すること
になるが、これにより、一次巻線Ｎoに得られ巻線電圧
Ｖ3に対しては、上記直列共振コンデンサＣ3の両端電圧
が重畳され、そのレベルが引き上げられることになる。
このために、図７に示す回路においては、一次巻線Ｎo
のターン数をより少ないものとすることが可能となって
いる。
【００２１】また、アクティブクランプ回路２０は、補
助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL、ク
ランプダイオードＤD2を備えて形成される。なお、クラ
ンプダイオードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴであるス
イッチング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわ
ゆるボディダイオードが使用される。また、補助スイッ
チング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、
駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成
る。
助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL、ク
ランプダイオードＤD2を備えて形成される。なお、クラ
ンプダイオードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴであるス
イッチング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわ
ゆるボディダイオードが使用される。また、補助スイッ
チング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、
駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成
る。
【００２２】この場合、補助スイッチング素子Ｑ2のド
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2
のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して一次巻線
Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。また、補助ス
イッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻始め端部
に対して接続される。つまり、アクティブクランプ回路
２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラ
ンプダイオードＤD2を並列接続したスイッチング回路に
対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て並列に接続して構成されるものである。
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2
のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して一次巻線
Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。また、補助ス
イッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻始め端部
に対して接続される。つまり、アクティブクランプ回路
２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラ
ンプダイオードＤD2を並列接続したスイッチング回路に
対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て並列に接続して構成されるものである。
【００２３】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端
部側を巻き上げるようにして形成されている。さらに補
助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、フォトカプラＰＣ
を介して後述する第２制御回路１Ｂとも接続されてい
る。この第２制御回路１Ｂから直流高電圧ＥHVのレベル
変化に対応した制御電圧が入力される。なお、フォトカ
プラＰＣは、一次側と二次側とについて直流的に絶縁し
た状態で定電圧化のためのフィードバック回路を形成す
るために設けられるものである。
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端
部側を巻き上げるようにして形成されている。さらに補
助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、フォトカプラＰＣ
を介して後述する第２制御回路１Ｂとも接続されてい
る。この第２制御回路１Ｂから直流高電圧ＥHVのレベル
変化に対応した制御電圧が入力される。なお、フォトカ
プラＰＣは、一次側と二次側とについて直流的に絶縁し
た状態で定電圧化のためのフィードバック回路を形成す
るために設けられるものである。
【００２４】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線ＮOに得られる巻線電圧Ｖ3を利用して、例えばＣＲ
Ｔのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成す
る。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側に
は、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにして
いわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割さ
れて巻装されている。この場合、一次巻線ＮOと昇圧巻
線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。なお、
この場合の一次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋと
しては、ｋ≧０．９５とされている。フライバックトラ
ンスＦＢＴの二次側には、一次巻線ＮOに発生する巻線
電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次巻線ＮOとの巻線比（Ｎ
HV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得られること
になる。
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線ＮOに得られる巻線電圧Ｖ3を利用して、例えばＣＲ
Ｔのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成す
る。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側に
は、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにして
いわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割さ
れて巻装されている。この場合、一次巻線ＮOと昇圧巻
線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。なお、
この場合の一次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋと
しては、ｋ≧０．９５とされている。フライバックトラ
ンスＦＢＴの二次側には、一次巻線ＮOに発生する巻線
電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次巻線ＮOとの巻線比（Ｎ
HV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得られること
になる。
【００２５】この図７に示す電源回路の場合、フライバ
ックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状
態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻
終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤH
V2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されてい
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平
滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整
流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
ックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状
態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻
終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤH
V2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されてい
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平
滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整
流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
【００２６】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
【００２７】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHVが得られることになる。
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHVが得られることになる。
【００２８】また、平滑コンデンサＣOHVの両端に対し
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が
第２制御回路１Ｂに入力される。第２制御回路１Ｂは、
フォトカプラＰＣを介して一次側と二次側を直流的に絶
縁した状態で、アクティブクランプ回路２０の補助スイ
ッチング素子Ｑ2のゲートに対して、直流高電圧ＥHVの
レベルに応じて可変される制御電圧を印加する。これに
より、補助スイッチング素子Ｑ2は、ゲート閾値電圧
（バイアス）が可変されることになって、１スイッチン
グ周期内におけるオン期間（導通角）が可変制御され
る、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイッチ
ング動作が行われるものとされる。
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が
第２制御回路１Ｂに入力される。第２制御回路１Ｂは、
フォトカプラＰＣを介して一次側と二次側を直流的に絶
縁した状態で、アクティブクランプ回路２０の補助スイ
ッチング素子Ｑ2のゲートに対して、直流高電圧ＥHVの
レベルに応じて可変される制御電圧を印加する。これに
より、補助スイッチング素子Ｑ2は、ゲート閾値電圧
（バイアス）が可変されることになって、１スイッチン
グ周期内におけるオン期間（導通角）が可変制御され
る、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイッチ
ング動作が行われるものとされる。
【００２９】上記のようにして補助スイッチング素子Ｑ
2がスイッチング動作を行うことで、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時に一次側並列共振コンデンサＣｒに
発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、その電圧レベル
は直流高電圧レベルの変動に応じて可変制御されること
になる。これに伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒの
端部と接続される一次側直列共振回路（Ｃ3−ＮO）を介
して、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOに入
力される電流Ｉ3の電流レベルも変化することから、一
次巻線ＮOの両端に発生する巻線電圧Ｖ3の電圧レベルが
可変制御される。これにより、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側に誘起される誘起電圧レベルが可変され、
高圧発生回路４０から出力される直流高電圧EHVの安定
化が図られることになる。
2がスイッチング動作を行うことで、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時に一次側並列共振コンデンサＣｒに
発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、その電圧レベル
は直流高電圧レベルの変動に応じて可変制御されること
になる。これに伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒの
端部と接続される一次側直列共振回路（Ｃ3−ＮO）を介
して、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOに入
力される電流Ｉ3の電流レベルも変化することから、一
次巻線ＮOの両端に発生する巻線電圧Ｖ3の電圧レベルが
可変制御される。これにより、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側に誘起される誘起電圧レベルが可変され、
高圧発生回路４０から出力される直流高電圧EHVの安定
化が図られることになる。
【００３０】このように、図７に示す電源回路では、直
流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、その導通角を同
時に制御する複合制御方式によって、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側にある直流出力電圧ＥO1の定電圧
化を図るようされている。また、直流高電圧ＥHVの電圧
レベルに応じて、アクティブクランプ回路２０の補助ス
イッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことで直流高電
圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。
流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、その導通角を同
時に制御する複合制御方式によって、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側にある直流出力電圧ＥO1の定電圧
化を図るようされている。また、直流高電圧ＥHVの電圧
レベルに応じて、アクティブクランプ回路２０の補助ス
イッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことで直流高電
圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。
【００３１】そして図７に示すスイッチング電源回路で
は、商用交流電源を入力して動作する一次側電圧共振形
コンバータに対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
と、高圧発生回路４０内のフライバックトランスＦＢＴ
を接続し、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2、及び
直流高電圧ＥHVを得るようにされている。このため、例
えば以前より知られていた多段型の高圧発生回路と比較
して、電力変換効率や回路規模の小型化等の点で優れて
いる。
は、商用交流電源を入力して動作する一次側電圧共振形
コンバータに対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
と、高圧発生回路４０内のフライバックトランスＦＢＴ
を接続し、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2、及び
直流高電圧ＥHVを得るようにされている。このため、例
えば以前より知られていた多段型の高圧発生回路と比較
して、電力変換効率や回路規模の小型化等の点で優れて
いる。
【００３２】ここで、図１２及び図１３の断面図によ
り、フライバックトランスＦＢＴの構造例を示してお
く。先ず、図１２に示すフライバックトランスＦＢＴで
は、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ
１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせること
でＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コ
アＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部と
の対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設け
るようにされる。そして、図示するように、一次巻線Ｎ
oを巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲ
の一方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。そ
して、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、
昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを
貫通させるようにして取り付ける。これによって、一次
巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装
する構造が得られる。
り、フライバックトランスＦＢＴの構造例を示してお
く。先ず、図１２に示すフライバックトランスＦＢＴで
は、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ
１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせること
でＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コ
アＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部と
の対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設け
るようにされる。そして、図示するように、一次巻線Ｎ
oを巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲ
の一方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。そ
して、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、
昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを
貫通させるようにして取り付ける。これによって、一次
巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装
する構造が得られる。
【００３３】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図７に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。そして実際に
は、この図１２に示される構造をケース内に収納した上
で例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填し
てモールドすることで、これらの絶縁を確保するように
している。
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図７に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。そして実際に
は、この図１２に示される構造をケース内に収納した上
で例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填し
てモールドすることで、これらの絶縁を確保するように
している。
【００３４】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
１２に示す構造のほか、図１３に示すようにして、いわ
ゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることも
できる。なお、図１３において図１２と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻
きによって巻装する場合は、図示するように、高圧巻線
ボビンＨＢ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成
する。これにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線
領域であるスリットＳが複数形成されることになる。そ
して、この各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装
することで昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしている
ものである。そして、上記図１２又は図１３に示すフラ
イバックトランスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎ
oと二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の
磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装され
ていることで、互いの結合状態として密結合の状態が得
られるようにされている。例えば実際としては、結合係
数ｋ＝０．９８程度の密結合が得られているものであ
る。
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
１２に示す構造のほか、図１３に示すようにして、いわ
ゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることも
できる。なお、図１３において図１２と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻
きによって巻装する場合は、図示するように、高圧巻線
ボビンＨＢ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成
する。これにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線
領域であるスリットＳが複数形成されることになる。そ
して、この各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装
することで昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしている
ものである。そして、上記図１２又は図１３に示すフラ
イバックトランスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎ
oと二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の
磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装され
ていることで、互いの結合状態として密結合の状態が得
られるようにされている。例えば実際としては、結合係
数ｋ＝０．９８程度の密結合が得られているものであ
る。
【００３５】また、上記構成による図７に示した電源回
路における要部の動作を示す波形図を、図８に示す。こ
こで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる
並列共振電圧Ｖ1は、図８（ａ）に示すようにして、一
次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ
1のスイッチングタイミングに対応した波形となる。即
ち、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴO
N1においては０レベルとなる波形が得られる。また、こ
のときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ
1は、図８（ｂ）に示すようにして、先ず、期間ＴON開
始時においてクランプダイオードＤDに負極性のクラン
プ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−
ソースに流れる波形が得られる。また、このような一次
側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られる
巻線電流Ｉ1としては図８（ｄ）に示すようにして１ス
イッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦
波状の波形が得られる。
路における要部の動作を示す波形図を、図８に示す。こ
こで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる
並列共振電圧Ｖ1は、図８（ａ）に示すようにして、一
次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ
1のスイッチングタイミングに対応した波形となる。即
ち、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴO
N1においては０レベルとなる波形が得られる。また、こ
のときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ
1は、図８（ｂ）に示すようにして、先ず、期間ＴON開
始時においてクランプダイオードＤDに負極性のクラン
プ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−
ソースに流れる波形が得られる。また、このような一次
側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られる
巻線電流Ｉ1としては図８（ｄ）に示すようにして１ス
イッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦
波状の波形が得られる。
【００３６】そして、アクティブクランプ回路２０のス
イッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミン
グとしては、図８（ｃ）のクランプ電流ＩQ2として示さ
れることになる。つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間において
は、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL
→一次巻線Ｎ1の経路で電流が流れることで、クランプ
電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半
期間においては、その電流の流れが反転して正極性とな
って、一次巻線Ｎ1→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で
流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2/
/ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベル
が維持される波形となるものである。この図８（ｃ）に
示す波形と、図８（ａ）に示す波形から分かるように、
メインスイッチング素子Ｑ1とアクティブクランプ回路
２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）とは、ほぼ交互
となるタイミングでオン／オフ動作を行うようにされて
いる。このようなタイミングで、アクティブクランプ回
路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2にお
いては、本来、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる
べき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）
に流れるようにされる。これにより、一次側並列共振コ
ンデンサＣｒに流入して充電される電流量が減少される
ことによって、図８（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1とし
ては、期間ＴOFF1におけるピークレベルが抑制されるこ
とになる。
イッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミン
グとしては、図８（ｃ）のクランプ電流ＩQ2として示さ
れることになる。つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間において
は、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL
→一次巻線Ｎ1の経路で電流が流れることで、クランプ
電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半
期間においては、その電流の流れが反転して正極性とな
って、一次巻線Ｎ1→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で
流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2/
/ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベル
が維持される波形となるものである。この図８（ｃ）に
示す波形と、図８（ａ）に示す波形から分かるように、
メインスイッチング素子Ｑ1とアクティブクランプ回路
２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）とは、ほぼ交互
となるタイミングでオン／オフ動作を行うようにされて
いる。このようなタイミングで、アクティブクランプ回
路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2にお
いては、本来、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる
べき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）
に流れるようにされる。これにより、一次側並列共振コ
ンデンサＣｒに流入して充電される電流量が減少される
ことによって、図８（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1とし
ては、期間ＴOFF1におけるピークレベルが抑制されるこ
とになる。
【００３７】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎoに対しては、図８（ｅ）に示されるようにして
正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、
図８（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形とな
っている。そして、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線ＮOの両端に得られる巻線電圧Ｖ3は、図８（ｆ）に
示されているように、期間ＴOFF1において正極性にピー
クレベルを有し、期間ＴON1においては負極性による緩
やかな正弦波状による波形となるものである。これに応
じて、フライバックトランスＦＢＴの二次側の整流回路
に流れる整流電流Ｉoは、図８（ｉ）に示す波形により
流れる。つまり、巻線電圧Ｖ3（図８（ｆ））の正極性
のピークに対応するタイミングで、正極性の方向におい
て正弦波状に流れる波形が得られるものである。
巻線Ｎoに対しては、図８（ｅ）に示されるようにして
正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、
図８（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形とな
っている。そして、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線ＮOの両端に得られる巻線電圧Ｖ3は、図８（ｆ）に
示されているように、期間ＴOFF1において正極性にピー
クレベルを有し、期間ＴON1においては負極性による緩
やかな正弦波状による波形となるものである。これに応
じて、フライバックトランスＦＢＴの二次側の整流回路
に流れる整流電流Ｉoは、図８（ｉ）に示す波形により
流れる。つまり、巻線電圧Ｖ3（図８（ｆ））の正極性
のピークに対応するタイミングで、正極性の方向におい
て正弦波状に流れる波形が得られるものである。
【００３８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図８
（ｇ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFに
おいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形
となる。そして、二次巻線Ｎ2に流れる巻線電流Ｉ2は、
図８（ｈ）に示すようにして、期間ＤONにおいては正極
性の方向にほぼ所定の一定レベルが維持され、期間ＤOF
Fにおいては正極性から負極性に反転するようにして、
負極正の方向によりピークを有する波形となる。
次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図８
（ｇ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFに
おいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形
となる。そして、二次巻線Ｎ2に流れる巻線電流Ｉ2は、
図８（ｈ）に示すようにして、期間ＤONにおいては正極
性の方向にほぼ所定の一定レベルが維持され、期間ＤOF
Fにおいては正極性から負極性に反転するようにして、
負極正の方向によりピークを有する波形となる。
【００３９】また、先に本出願人により出願されたスイ
ッチング電源回路に基づいて構成される映像機器用のス
イッチング電源回路についての、他の構成例を図９に示
す。なお、この図において図７と同一部分については同
一符号を付して説明を省略する。また、この図９に示す
回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとして
は、先の図７の電源回路の場合と同様に、例えば図１１
により説明したのと同様の構造を有しているものとさ
れ、従って、この図７に示す回路としても、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側並列共振回路と、一次側の
電圧共振回路とによって複合共振形スイッチングコンバ
ータが形成されるものである。また、フライバックトラ
ンスＦＢＴとしても、先に図１２又は図１３に示した構
造のものが採用されればよいものである。
ッチング電源回路に基づいて構成される映像機器用のス
イッチング電源回路についての、他の構成例を図９に示
す。なお、この図において図７と同一部分については同
一符号を付して説明を省略する。また、この図９に示す
回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとして
は、先の図７の電源回路の場合と同様に、例えば図１１
により説明したのと同様の構造を有しているものとさ
れ、従って、この図７に示す回路としても、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側並列共振回路と、一次側の
電圧共振回路とによって複合共振形スイッチングコンバ
ータが形成されるものである。また、フライバックトラ
ンスＦＢＴとしても、先に図１２又は図１３に示した構
造のものが採用されればよいものである。
【００４０】この図に示す電源回路においては、先ず、
商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ1，
Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続
形態によって接続することで、倍電圧整流回路を形成し
ている。この倍電圧整流回路は、直列接続された平滑コ
ンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の交流入力電圧ＶACの２倍に対応
する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コン
バータに対して供給する。このようにして倍電圧整流回
路を形成することで、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の場
合に対応して十分なレベルの整流平滑電圧Ｅｉを得るこ
とが可能になる。
商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ1，
Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続
形態によって接続することで、倍電圧整流回路を形成し
ている。この倍電圧整流回路は、直列接続された平滑コ
ンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の交流入力電圧ＶACの２倍に対応
する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コン
バータに対して供給する。このようにして倍電圧整流回
路を形成することで、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の場
合に対応して十分なレベルの整流平滑電圧Ｅｉを得るこ
とが可能になる。
【００４１】また、この図９に示す電源回路において直
流高電圧ＥHVの安定化は、図７に示した電源回路と同様
であり、第２制御回路１Ｂが動作することで、一次側の
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を複
合制御方式によって制御することにより行われる。
流高電圧ＥHVの安定化は、図７に示した電源回路と同様
であり、第２制御回路１Ｂが動作することで、一次側の
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を複
合制御方式によって制御することにより行われる。
【００４２】また、この図９に示す電源回路において
は、図７の電源回路において備えられていた一次側のア
クティブクランプ回路は省略され、これに代わるように
して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して
アクティブクランプ回路２０が備えられることとなる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に備えられ
るアクティブクランプ回路２０も、補助スイッチング素
子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオード
ＤD2を備えている。また、補助スイッチング素子Ｑ2を
駆動するための駆動回路系は、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、コ
ンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直列共振回路
を接続することで形成される。また、この場合にも、バ
イアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2のゲートと
二次側アース間に挿入される。
は、図７の電源回路において備えられていた一次側のア
クティブクランプ回路は省略され、これに代わるように
して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して
アクティブクランプ回路２０が備えられることとなる。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に備えられ
るアクティブクランプ回路２０も、補助スイッチング素
子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオード
ＤD2を備えている。また、補助スイッチング素子Ｑ2を
駆動するための駆動回路系は、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、コ
ンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直列共振回路
を接続することで形成される。また、この場合にも、バ
イアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2のゲートと
二次側アース間に挿入される。
【００４３】このアクティブクランプ回路２０として
は、補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオード
ＤD2から成るスイッチング回路に対して、クランプコン
デンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そし
て、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//二
次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振回
路に対して、さらに並列に接続して構成されることにな
る。
は、補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオード
ＤD2から成るスイッチング回路に対して、クランプコン
デンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そし
て、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//二
次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振回
路に対して、さらに並列に接続して構成されることにな
る。
【００４４】そして、この場合の第１制御回路１Ａに対
しては検出電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が入力さ
れる。この第１制御回路１Ａは、入力された二次側直流
出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変のバイアス電圧
を、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加す
る。これによっては、スイッチング動作（オン／オフ動
作）を行う補助スイッチング素子Ｑ2の導通角（オン期
間）を制御する動作が得られる。クランプコンデンサＣ
CLには、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振
コンデンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れる
ようにされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が
可変制御されれば、クランプコンデンサＣCL2に流れる
電流量が変化するので、これに伴って二次側並列共振コ
ンデンサＣ2への充電電流量が変化する。このようにし
て二次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化
することで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧
（並列共振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共
振電圧が変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレ
ベルも可変制御されることになる。このようにして、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出
力電圧の安定化が図られる。
しては検出電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が入力さ
れる。この第１制御回路１Ａは、入力された二次側直流
出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変のバイアス電圧
を、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加す
る。これによっては、スイッチング動作（オン／オフ動
作）を行う補助スイッチング素子Ｑ2の導通角（オン期
間）を制御する動作が得られる。クランプコンデンサＣ
CLには、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振
コンデンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れる
ようにされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が
可変制御されれば、クランプコンデンサＣCL2に流れる
電流量が変化するので、これに伴って二次側並列共振コ
ンデンサＣ2への充電電流量が変化する。このようにし
て二次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化
することで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧
（並列共振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共
振電圧が変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレ
ベルも可変制御されることになる。このようにして、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出
力電圧の安定化が図られる。
【００４５】図１０の波形図は、上記図９に示した構成
による電源回路における要部の動作を示している。一次
側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電
圧Ｖ1は、図１０（ａ）に示すようにして、メインスイ
ッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧
共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては
０レベルとなる波形が得られており、一次側電圧共振形
コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グタイミングに対応した波形となっている。
による電源回路における要部の動作を示している。一次
側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電
圧Ｖ1は、図１０（ａ）に示すようにして、メインスイ
ッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧
共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては
０レベルとなる波形が得られており、一次側電圧共振形
コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グタイミングに対応した波形となっている。
【００４６】また、このときにスイッチング素子Ｑ1に
流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１０（ｄ）に示すように
して、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオー
ドＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベ
ルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られ
る。また、このような一次側のスイッチング動作によっ
て一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図１０
（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応
して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１０（ｄ）に示すように
して、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオー
ドＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベ
ルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られ
る。また、このような一次側のスイッチング動作によっ
て一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図１０
（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応
して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。
【００４７】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎoに対しては、図１０（ｃ）に示されるようにし
て正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3
は、図１０（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波
形が得られる。これに応じて、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側の整流回路に流れる整流電流Ｉoは、図１
０（ｉ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOFF1
内において正極性の方向により正弦波状に流れる波形が
得られるものである。
巻線Ｎoに対しては、図１０（ｃ）に示されるようにし
て正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3
は、図１０（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波
形が得られる。これに応じて、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側の整流回路に流れる整流電流Ｉoは、図１
０（ｉ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOFF1
内において正極性の方向により正弦波状に流れる波形が
得られるものである。
【００４８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図１０
（ｅ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFに
おいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形
となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1
に流入する巻線電流Ｉ2は、図１０（ｆ）に示すように
して、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一
定レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から
負極性に反転するようにして、負極正の方向によりピー
クを有する波形となる。
次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図１０
（ｅ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFに
おいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形
となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1
に流入する巻線電流Ｉ2は、図１０（ｆ）に示すように
して、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一
定レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から
負極性に反転するようにして、負極正の方向によりピー
クを有する波形となる。
【００４９】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に備えられるアクティブクランプ回路２０の動作
は、図１０（ｇ）のクランプ電流ＩQ2として示される。
つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してオ
ンとなる期間ＴON2の前半期間においては、クランプダ
イオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→二次巻線Ｎ2
の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2として
は負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間において
は、その電流の流れが反転して正極性となって、二次巻
線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるように
される。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオ
フとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される
波形となるものである。なお、第２制御回路１Ｂによる
制御によっては、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制
御を行うことによって、この期間ＴON2が可変されるこ
とになる。
次側に備えられるアクティブクランプ回路２０の動作
は、図１０（ｇ）のクランプ電流ＩQ2として示される。
つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してオ
ンとなる期間ＴON2の前半期間においては、クランプダ
イオードＤD2→クランプコンデンサＣCL→二次巻線Ｎ2
の経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2として
は負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間において
は、その電流の流れが反転して正極性となって、二次巻
線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるように
される。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオ
フとなる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される
波形となるものである。なお、第２制御回路１Ｂによる
制御によっては、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制
御を行うことによって、この期間ＴON2が可変されるこ
とになる。
【００５０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図７及
び図９に示した構成による電源回路は、陰極線管表示装
置用としては、以前から知られている構成のようにスイ
ッチングコンバータを複数段組み合わせる必要はないこ
とから、それだけ小型化には有利であるといえる。そし
て、さらなる小型化が図られれば、近年における電子機
器の小型化の要求に対して充分に応えることができるこ
とになり、より有用な電源回路を提供することが可能に
なる。
び図９に示した構成による電源回路は、陰極線管表示装
置用としては、以前から知られている構成のようにスイ
ッチングコンバータを複数段組み合わせる必要はないこ
とから、それだけ小型化には有利であるといえる。そし
て、さらなる小型化が図られれば、近年における電子機
器の小型化の要求に対して充分に応えることができるこ
とになり、より有用な電源回路を提供することが可能に
なる。
【００５１】しかし、図７及び図９に示した電源回路の
構成としては、これ以上の小型化を有効に図ることは難
しい。そして、小型化を阻害する要因における最も問題
となる点としては次のようなことが挙げられる。図７及
び図９に示す電源回路においては、トランスとして、絶
縁コンバータトランスＰＩＴ、直交型制御トランスＰＲ
Ｔ、及びフライバックトランスＦＢＴが設けられている
が、これらのなかでは特に絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔ及びフライバックトランスＦＢＴが比較的大型のサイ
ズとなっている。つまり、図７及び図９に示す回路で
は、大型のトランスが２組備えられていることから、相
当の基板における実装面積を要してしまうことになる。
構成としては、これ以上の小型化を有効に図ることは難
しい。そして、小型化を阻害する要因における最も問題
となる点としては次のようなことが挙げられる。図７及
び図９に示す電源回路においては、トランスとして、絶
縁コンバータトランスＰＩＴ、直交型制御トランスＰＲ
Ｔ、及びフライバックトランスＦＢＴが設けられている
が、これらのなかでは特に絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔ及びフライバックトランスＦＢＴが比較的大型のサイ
ズとなっている。つまり、図７及び図９に示す回路で
は、大型のトランスが２組備えられていることから、相
当の基板における実装面積を要してしまうことになる。
【００５２】具体的には、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔのコア断面積は１．２３平方センチメートル、フライ
バックトランスＦＢＴのコア断面積は２．０１平方セン
チメートルであるのに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ側である二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力は１
５０Ｗ程度であり、フライバックトランスＦＢＴの二次
側である直流高電圧ＥHVの負荷電力は７０Ｗ程度であ
る。つまり、直流高電圧ＥHVの負荷電力は二次側直流出
力電圧ＥO1の１／２程度であるのに、コア断面積を比較
すると、フライバックトランスＦＢＴが絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対して６３％拡大したものとなってい
る。これは、フライバックトランスＦＢＴのコアの利用
率という点からすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の利用率に対して大幅に劣っており、それだけサイズ的
な効率がよくないことを示している。従って、図７又は
図９に示す構成を基本とした電源回路の小型化を促進し
ようとすれば、このトランスの問題をクリアすることが
必要になってくるわけである。
Ｔのコア断面積は１．２３平方センチメートル、フライ
バックトランスＦＢＴのコア断面積は２．０１平方セン
チメートルであるのに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ側である二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力は１
５０Ｗ程度であり、フライバックトランスＦＢＴの二次
側である直流高電圧ＥHVの負荷電力は７０Ｗ程度であ
る。つまり、直流高電圧ＥHVの負荷電力は二次側直流出
力電圧ＥO1の１／２程度であるのに、コア断面積を比較
すると、フライバックトランスＦＢＴが絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対して６３％拡大したものとなってい
る。これは、フライバックトランスＦＢＴのコアの利用
率という点からすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の利用率に対して大幅に劣っており、それだけサイズ的
な効率がよくないことを示している。従って、図７又は
図９に示す構成を基本とした電源回路の小型化を促進し
ようとすれば、このトランスの問題をクリアすることが
必要になってくるわけである。
【００５３】
【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように
構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続して
出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、スイッチング手段の動作を電
圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるように
して備えられる一次側並列共振コンデンサとを備える。
また、高圧発生トランスとして、二組のＵ字形磁心がギ
ャップを介して接合されるＵ−Ｕ字形磁心と、このＵ−
Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装される一次巻線と、この
一次巻線と同軸上に巻装されて、一次巻線と密結合とさ
れる所要の結合度が得られるようにされた二次側昇圧巻
線と、上記Ｕ−Ｕ字形磁心の他方の磁脚に巻装され、一
次巻線とは疎結合とされる所要の結合度が得られるよう
にされた二次側低圧巻線とを有するように構成する。ま
た、二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
を並列に接続するようにして形成される二次側並列共振
回路と、この二次側並列共振回路を含んで形成され、上
記二次側低圧巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧
について半波整流動作を行うことで、直流低電圧を得る
ように構成された直流低電圧生成手段とを備える。ま
た、二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動
作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流高
電圧生成手段を備える。そして、少なくとも二次側クラ
ンプコンデンサと二次側補助スイッチング素子との直列
接続回路からなり、この直列接続回路が二次側並列共振
回路に対して並列に接続される二次側アクティブクラン
プ手段と、直流低電圧生成手段により生成される電圧レ
ベルに応じて上記二次側補助スイッチング素子の導通角
制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一
の定電圧制御手段を備える。また、少なくとも一次側ク
ランプコンデンサと一次側補助スイッチング素子との直
列接続回路からなり、この直列接続回路が一次巻線に対
して並列に接続される一次側アクティブクランプ手段
と、直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記一次側補助スイッチング素子の導通角制御を
行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電
圧制御手段とを備える。
課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように
構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続して
出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、スイッチング手段の動作を電
圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるように
して備えられる一次側並列共振コンデンサとを備える。
また、高圧発生トランスとして、二組のＵ字形磁心がギ
ャップを介して接合されるＵ−Ｕ字形磁心と、このＵ−
Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装される一次巻線と、この
一次巻線と同軸上に巻装されて、一次巻線と密結合とさ
れる所要の結合度が得られるようにされた二次側昇圧巻
線と、上記Ｕ−Ｕ字形磁心の他方の磁脚に巻装され、一
次巻線とは疎結合とされる所要の結合度が得られるよう
にされた二次側低圧巻線とを有するように構成する。ま
た、二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
を並列に接続するようにして形成される二次側並列共振
回路と、この二次側並列共振回路を含んで形成され、上
記二次側低圧巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧
について半波整流動作を行うことで、直流低電圧を得る
ように構成された直流低電圧生成手段とを備える。ま
た、二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動
作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流高
電圧生成手段を備える。そして、少なくとも二次側クラ
ンプコンデンサと二次側補助スイッチング素子との直列
接続回路からなり、この直列接続回路が二次側並列共振
回路に対して並列に接続される二次側アクティブクラン
プ手段と、直流低電圧生成手段により生成される電圧レ
ベルに応じて上記二次側補助スイッチング素子の導通角
制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一
の定電圧制御手段を備える。また、少なくとも一次側ク
ランプコンデンサと一次側補助スイッチング素子との直
列接続回路からなり、この直列接続回路が一次巻線に対
して並列に接続される一次側アクティブクランプ手段
と、直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記一次側補助スイッチング素子の導通角制御を
行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電
圧制御手段とを備える。
【００５４】また、入力された直流入力電圧を断続して
出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動作
を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるよ
うにして備えられる一次側並列共振コンデンサとを備え
る。また、高圧発生トランスとしては、、二組のＵ字形
磁心がギャップを介して接合されるＵ−Ｕ字形磁心と、
このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装される高圧用一
次巻線と、この高圧用一次巻線と同軸上に巻装されて、
高圧用一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られ
るようにされた二次側昇圧巻線と、高圧用一次巻線と並
列に接続されると共に、Ｕ−Ｕ字形磁心の他方の磁脚に
巻装される低圧用一次巻線と、この低圧用一次巻線とは
疎結合とされる所要の結合度が得られるように、低圧用
一次巻線と同じ磁脚に対して巻装される二次側低圧巻線
とを有するようにして構成する。また、二次側低圧巻線
に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するよ
うにして形成される二次側並列共振回路と、この二次側
並列共振回路を含んで形成され、上記二次側低圧巻線か
ら得られる交番電圧の正期間の電圧について半波整流動
作を行うことで、直流低電圧を得るように構成された直
流低電圧生成手段とを備え、また、二次側昇圧巻線に得
られる高圧電圧について整流動作を行うことで、直流高
電圧を得るようにされる直流高電圧生成手段を備える。
そして、少なくとも二次側クランプコンデンサと二次側
補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、この
直列接続回路が二次側並列共振回路に対して並列に接続
される二次側アクティブクランプ手段と、直流低電圧生
成手段により生成される電圧レベルに応じて二次側補助
スイッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制
御を行うようにされる第一の定電圧制御手段とを備え
る。また、少なくとも一次側クランプコンデンサと一次
側補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、こ
の直列接続回路が低圧用一次巻線に対して並列に接続さ
れる一次側アクティブクランプ手段と、直流高電圧生成
手段により生成される電圧レベルに応じて一次側補助ス
イッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御
を行うようにされる第二の定電圧制御手段とを備える。
出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動作
を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるよ
うにして備えられる一次側並列共振コンデンサとを備え
る。また、高圧発生トランスとしては、、二組のＵ字形
磁心がギャップを介して接合されるＵ−Ｕ字形磁心と、
このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装される高圧用一
次巻線と、この高圧用一次巻線と同軸上に巻装されて、
高圧用一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られ
るようにされた二次側昇圧巻線と、高圧用一次巻線と並
列に接続されると共に、Ｕ−Ｕ字形磁心の他方の磁脚に
巻装される低圧用一次巻線と、この低圧用一次巻線とは
疎結合とされる所要の結合度が得られるように、低圧用
一次巻線と同じ磁脚に対して巻装される二次側低圧巻線
とを有するようにして構成する。また、二次側低圧巻線
に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続するよ
うにして形成される二次側並列共振回路と、この二次側
並列共振回路を含んで形成され、上記二次側低圧巻線か
ら得られる交番電圧の正期間の電圧について半波整流動
作を行うことで、直流低電圧を得るように構成された直
流低電圧生成手段とを備え、また、二次側昇圧巻線に得
られる高圧電圧について整流動作を行うことで、直流高
電圧を得るようにされる直流高電圧生成手段を備える。
そして、少なくとも二次側クランプコンデンサと二次側
補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、この
直列接続回路が二次側並列共振回路に対して並列に接続
される二次側アクティブクランプ手段と、直流低電圧生
成手段により生成される電圧レベルに応じて二次側補助
スイッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制
御を行うようにされる第一の定電圧制御手段とを備え
る。また、少なくとも一次側クランプコンデンサと一次
側補助スイッチング素子との直列接続回路からなり、こ
の直列接続回路が低圧用一次巻線に対して並列に接続さ
れる一次側アクティブクランプ手段と、直流高電圧生成
手段により生成される電圧レベルに応じて一次側補助ス
イッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御
を行うようにされる第二の定電圧制御手段とを備える。
【００５５】上記構成によれば、高圧発生トランスに対
して一次巻線と昇圧巻線が密結合の状態となるように巻
装されると共に、一次巻線と低圧二次巻線が疎結合の状
態となるようにして巻装される。若しくは、高圧用一次
巻線と昇圧巻線が密結合の状態となるように巻装される
と共に、低圧一次巻線と低圧二次巻線が疎結合の状態と
なるようにして巻装される。従って、スイッチング電源
回路の全体構成としては、一次側電圧共振形スイッチン
グコンバータと、このスイッチング出力を二次側に伝送
する高圧発生トランスと、この高圧発生トランスの二次
側に形成される直流高電圧生成手段としての整流回路系
と、直流定電圧生成手段としての整流回路系が備えられ
ることになる。ここで、直流定電圧生成手段の整流回路
系においては、二次側並列共振回路が形成されること
で、電源回路全体としては、複合共振形スイッチングコ
ンバータが形成される。そして、このような回路構成で
あれば、直流高電圧と直流定電圧とを１組のスイッチン
グ電源回路で得るのにあたっては、１組の高圧発生トラ
ンスにより一次側から二次側への電力伝送を行うように
されることになる。つまり、換言すれば、高圧発生トラ
ンス及び絶縁コンバータトランスという２組の大型トラ
ンスを設ける必要はなく、絶縁コンバータトランスにつ
いては省略されることになる。
して一次巻線と昇圧巻線が密結合の状態となるように巻
装されると共に、一次巻線と低圧二次巻線が疎結合の状
態となるようにして巻装される。若しくは、高圧用一次
巻線と昇圧巻線が密結合の状態となるように巻装される
と共に、低圧一次巻線と低圧二次巻線が疎結合の状態と
なるようにして巻装される。従って、スイッチング電源
回路の全体構成としては、一次側電圧共振形スイッチン
グコンバータと、このスイッチング出力を二次側に伝送
する高圧発生トランスと、この高圧発生トランスの二次
側に形成される直流高電圧生成手段としての整流回路系
と、直流定電圧生成手段としての整流回路系が備えられ
ることになる。ここで、直流定電圧生成手段の整流回路
系においては、二次側並列共振回路が形成されること
で、電源回路全体としては、複合共振形スイッチングコ
ンバータが形成される。そして、このような回路構成で
あれば、直流高電圧と直流定電圧とを１組のスイッチン
グ電源回路で得るのにあたっては、１組の高圧発生トラ
ンスにより一次側から二次側への電力伝送を行うように
されることになる。つまり、換言すれば、高圧発生トラ
ンス及び絶縁コンバータトランスという２組の大型トラ
ンスを設ける必要はなく、絶縁コンバータトランスにつ
いては省略されることになる。
【００５６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態のスイ
ッチング電源回路について説明を行っていくこととす
る。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電
源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共
に、二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッ
チングコンバータとしての基本構成を採る。また、この
図に示される電源回路は、ディスプレイデバイスとして
ＣＲＴ（陰極線管）を備えるテレビジョン受像機、モニ
タディスプレイ装置、プロジェクタ装置などに搭載され
るものである。
ッチング電源回路について説明を行っていくこととす
る。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電
源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共
に、二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッ
チングコンバータとしての基本構成を採る。また、この
図に示される電源回路は、ディスプレイデバイスとして
ＣＲＴ（陰極線管）を備えるテレビジョン受像機、モニ
タディスプレイ装置、プロジェクタ装置などに搭載され
るものである。
【００５７】図１は、本発明の第１の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。この図
１に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力
電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平
滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデン
サＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。この全
波整流平滑回路は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧とし
て、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する。
のスイッチング電源回路の構成例を示している。この図
１に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力
電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平
滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデン
サＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。この全
波整流平滑回路は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧とし
て、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する。
【００５８】上記直流入力電圧Ｅｉを入力して断続する
スイッチングコンバータは、一石のメインスイッチング
素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
を備えて構成される。この場合、メインスイッチング素
子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪ
Ｔ；接合型トランジスタ）が用いられている。
スイッチングコンバータは、一石のメインスイッチング
素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
を備えて構成される。この場合、メインスイッチング素
子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪ
Ｔ；接合型トランジスタ）が用いられている。
【００５９】この図１に示す電源回路においては、例え
ば先行技術として示した図７の回路と比較した場合に、
直流入力電圧に対するメインスイッチング素子Ｑ1と一
次側巻線との接続関係が逆となっている。つまり、本実
施の形態では、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ
が平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続され、エミッタ
がフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoの巻終わ
り端部に対して接続されているものである。また、これ
に伴って、一次側に設けられる一次側アクティブクラン
プ回路１０の接続態様も後述するようにして、図７に示
されていたアクティブクランプ回路２０とは異なったも
のとなる。
ば先行技術として示した図７の回路と比較した場合に、
直流入力電圧に対するメインスイッチング素子Ｑ1と一
次側巻線との接続関係が逆となっている。つまり、本実
施の形態では、メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ
が平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続され、エミッタ
がフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoの巻終わ
り端部に対して接続されているものである。また、これ
に伴って、一次側に設けられる一次側アクティブクラン
プ回路１０の接続態様も後述するようにして、図７に示
されていたアクティブクランプ回路２０とは異なったも
のとなる。
【００６０】メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対
しては、駆動巻線ＮB、インダクタＬB、共振コンデンサ
ＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自
励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、この
場合には、メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対し
て、絶縁コンデンサＣｔを介して、水平同期信号周波数
ｆHとしての外部トリガパルスが入力されるようになっ
ている。この外部トリガパルスは、後述する直流高電圧
ＥHVの負荷である、水平偏向回路系から取り出される。
しては、駆動巻線ＮB、インダクタＬB、共振コンデンサ
ＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自
励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、この
場合には、メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対し
て、絶縁コンデンサＣｔを介して、水平同期信号周波数
ｆHとしての外部トリガパルスが入力されるようになっ
ている。この外部トリガパルスは、後述する直流高電圧
ＥHVの負荷である、水平偏向回路系から取り出される。
【００６１】また、メインスイッチング素子Ｑ1のベー
ス−エミッタ間には、クランプダイオードＤDが並列に
接続され、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れ
るクランプ電流の経路を形成するようにされる。
ス−エミッタ間には、クランプダイオードＤDが並列に
接続され、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れ
るクランプ電流の経路を形成するようにされる。
【００６２】ここで、メインスイッチング素子Ｑ1の自
励発振駆動回路を形成する駆動巻線ＮBは、フライバッ
クトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoの巻終わり端部側を巻
き上げるようにして形成されている。これによって、駆
動巻線ＮBには一次巻線Ｎoから伝達されるドライブ電圧
としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自
励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）か
らベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流とし
てメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
つまり、メインスイッチング素子Ｑ1に対しては、直列
共振回路の共振周波数を有する駆動信号が供給されるこ
とになる。
励発振駆動回路を形成する駆動巻線ＮBは、フライバッ
クトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoの巻終わり端部側を巻
き上げるようにして形成されている。これによって、駆
動巻線ＮBには一次巻線Ｎoから伝達されるドライブ電圧
としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自
励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）か
らベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流とし
てメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
つまり、メインスイッチング素子Ｑ1に対しては、直列
共振回路の共振周波数を有する駆動信号が供給されるこ
とになる。
【００６３】そのうえで、本実施の形態においては、上
述もしたように、メインスイッチング素子Ｑ1のベース
に対しては水平同期信号周波数ｆHを有する外部トリガ
パルスが入力されるようになっている。上記直列共振回
路（ＮB，ＣB）としては、水平同期信号周波数ｆHより
も僅かに低いとされる所定の共振周波数が設定されてお
り、メインスイッチング素子Ｑ1としてはこの共振周波
数による駆動信号によりスイッチング駆動することにな
るのであるが、ここで、同時に外部トリガパルスが入力
されることによって、メインスイッチング素子Ｑ1は、
この外部トリガパルスのタイミングに同期するようにし
てスイッチング動作を行うようにされる。つまり、ＣＲ
Ｔを表示駆動しているビーム電流の水平偏向周波数に同
期したスイッチング動作を行うようにされる。具体的に
は、例えばＮＴＳＣ方式のＨＤＴＶに対応する場合に
は、水平同期信号周波数ｆH＝３１．５ＫＨｚに同期し
たスイッチングタイミングとなり、デジタルテレビジョ
ン放送に対応する場合には水平同期信号周波数ｆH＝３
３．７５ＫＨｚ又はｆH＝４５ＫＨｚに同期したスイッ
チングタイミングとなる。なお、起動時においては、メ
インスイッチング素子Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整
流平滑電圧Ｅｉからベースに流れる起動電流によってス
イッチング動作を開始する。
述もしたように、メインスイッチング素子Ｑ1のベース
に対しては水平同期信号周波数ｆHを有する外部トリガ
パルスが入力されるようになっている。上記直列共振回
路（ＮB，ＣB）としては、水平同期信号周波数ｆHより
も僅かに低いとされる所定の共振周波数が設定されてお
り、メインスイッチング素子Ｑ1としてはこの共振周波
数による駆動信号によりスイッチング駆動することにな
るのであるが、ここで、同時に外部トリガパルスが入力
されることによって、メインスイッチング素子Ｑ1は、
この外部トリガパルスのタイミングに同期するようにし
てスイッチング動作を行うようにされる。つまり、ＣＲ
Ｔを表示駆動しているビーム電流の水平偏向周波数に同
期したスイッチング動作を行うようにされる。具体的に
は、例えばＮＴＳＣ方式のＨＤＴＶに対応する場合に
は、水平同期信号周波数ｆH＝３１．５ＫＨｚに同期し
たスイッチングタイミングとなり、デジタルテレビジョ
ン放送に対応する場合には水平同期信号周波数ｆH＝３
３．７５ＫＨｚ又はｆH＝４５ＫＨｚに同期したスイッ
チングタイミングとなる。なお、起動時においては、メ
インスイッチング素子Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整
流平滑電圧Ｅｉからベースに流れる起動電流によってス
イッチング動作を開始する。
【００６４】また、メインスイッチング素子Ｑ1のエミ
ッタと一次側アース間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが接続される。この一次側並列共振コンデン
サＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1側の
リーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コン
バータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここ
では詳しい説明を省略するが、メインスイッチング素子
Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用によ
って一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する両
端電圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧
共振形の動作が得られるようにされる。
ッタと一次側アース間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが接続される。この一次側並列共振コンデン
サＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1側の
リーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コン
バータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここ
では詳しい説明を省略するが、メインスイッチング素子
Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用によ
って一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する両
端電圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧
共振形の動作が得られるようにされる。
【００６５】また、この図に示す電源回路の一次側には
一次側アクティブクランプ回路１０が備えられる。一次
側アクティブクランプ回路１０は、補助スイッチング素
子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL2，クランプダイオード
ＤD2を備えている。この場合、補助スイッチング素子Ｑ
2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、クラ
ンプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助ス
イッチング素子Ｑ2に内蔵されるボディダイオードを用
いることができる。
一次側アクティブクランプ回路１０が備えられる。一次
側アクティブクランプ回路１０は、補助スイッチング素
子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL2，クランプダイオード
ＤD2を備えている。この場合、補助スイッチング素子Ｑ
2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、クラ
ンプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助ス
イッチング素子Ｑ2に内蔵されるボディダイオードを用
いることができる。
【００６６】補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCL2を介してメインスイッチング素
子Ｑ1のエミッタと一次巻線Ｎoの巻終わり端部との接続
点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ
2のソースは一次側アース（一次巻線Ｎoの巻始め端部
側）に対して接続される。また、クランプダイオードＤ
D2は、そのアノードが補助スイッチング素子Ｑ2のソー
スに接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2の
ドレインに接続される。このように、本実施の形態の一
次側アクティブクランプ回路１０としては、上記補助ス
イッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成
るスイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCL
2を直列に接続して成るものとされる。そして、このよ
うにして形成される回路をフライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎoに対して並列に接続して構成されるもの
である。
ランプコンデンサＣCL2を介してメインスイッチング素
子Ｑ1のエミッタと一次巻線Ｎoの巻終わり端部との接続
点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ
2のソースは一次側アース（一次巻線Ｎoの巻始め端部
側）に対して接続される。また、クランプダイオードＤ
D2は、そのアノードが補助スイッチング素子Ｑ2のソー
スに接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2の
ドレインに接続される。このように、本実施の形態の一
次側アクティブクランプ回路１０としては、上記補助ス
イッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成
るスイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCL
2を直列に接続して成るものとされる。そして、このよ
うにして形成される回路をフライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎoに対して並列に接続して構成されるもの
である。
【００６７】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対
して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−駆動巻線Ｎｇの直列
接続回路により形成されるＬＣＲ直列共振回路が接続さ
れる。上記ＬＣＲ直列共振回路（Ｃｇ−Ｒｇ−Ｎｇ）の
共振周波数としては、メインスイッチング素子Ｑ1の自
励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＲB−ＣB−Ｎ
B）と同等であるようにして設定される。つまり、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数とほぼ同
等となるようにして設定される。なお、この場合には、
バイアス抵抗Ｒ11を補助スイッチング素子Ｑ3のゲート
−ソース間に並列に接続している。
路系としては、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対
して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−駆動巻線Ｎｇの直列
接続回路により形成されるＬＣＲ直列共振回路が接続さ
れる。上記ＬＣＲ直列共振回路（Ｃｇ−Ｒｇ−Ｎｇ）の
共振周波数としては、メインスイッチング素子Ｑ1の自
励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＲB−ＣB−Ｎ
B）と同等であるようにして設定される。つまり、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数とほぼ同
等となるようにして設定される。なお、この場合には、
バイアス抵抗Ｒ11を補助スイッチング素子Ｑ3のゲート
−ソース間に並列に接続している。
【００６８】ここで駆動巻線Ｎｇは、フライバックトラ
ンスＦＢＴにおいて一次巻線Ｎoの巻始め端部側を巻き
上げるようにして形成されている。これによって、駆動
巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎoに得られるメインスイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング出力である交番電圧によっ
て励起された交番電圧が発生することになる。また、こ
の場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎoと駆
動巻線Ｎgとでは、逆極性の交番電圧が得られる。そし
て、このようにして得られる交番電圧によってＬＣＲ直
列共振回路が共振動作を行ってその出力を補助スイッチ
ング素子Ｑ2のゲートに印加する。このようにして駆動
される補助スイッチング素子Ｑ2としては、メインスイ
ッチング素子Ｑ1と同様のスイッチング周期で、かつ、
ほぼ交互となるオン／オフタイミングによってスイッチ
ング動作を行うようにされる。
ンスＦＢＴにおいて一次巻線Ｎoの巻始め端部側を巻き
上げるようにして形成されている。これによって、駆動
巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎoに得られるメインスイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング出力である交番電圧によっ
て励起された交番電圧が発生することになる。また、こ
の場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎoと駆
動巻線Ｎgとでは、逆極性の交番電圧が得られる。そし
て、このようにして得られる交番電圧によってＬＣＲ直
列共振回路が共振動作を行ってその出力を補助スイッチ
ング素子Ｑ2のゲートに印加する。このようにして駆動
される補助スイッチング素子Ｑ2としては、メインスイ
ッチング素子Ｑ1と同様のスイッチング周期で、かつ、
ほぼ交互となるオン／オフタイミングによってスイッチ
ング動作を行うようにされる。
【００６９】また、一次巻線Ｎoに対してはタップ出力
が設けられ、このタップ出力に対して図示するようにし
て、ダイオードＤ1とコンデンサＣ1から成る半波整流回
路が接続される。そして、このコンデンサＣ1に得られ
る直流電圧が、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタ
を介して、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して
印加されるようになっている。
が設けられ、このタップ出力に対して図示するようにし
て、ダイオードＤ1とコンデンサＣ1から成る半波整流回
路が接続される。そして、このコンデンサＣ1に得られ
る直流電圧が、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタ
を介して、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して
印加されるようになっている。
【００７０】一次側アクティブクランプ回路１０は、そ
のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がスイッチング動作
を行うことで、後述するようにして、メインスイッチン
グ素子Ｑ1//並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端
に発生する並列共振電圧Ｖ1のピークレベルを抑制する
ように動作する。また、このフォトカプラＰＣのフォト
トランジスタを介してゲートに印加される制御電圧のレ
ベルに応じては、補助スイッチング素子Ｑ2のオン期間
についてのＰＷＭ制御（導通角制御）が行われる。これ
により、結果的には、後述する直流高電圧ＥHVについて
の安定化を図るようにされる。
のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がスイッチング動作
を行うことで、後述するようにして、メインスイッチン
グ素子Ｑ1//並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端
に発生する並列共振電圧Ｖ1のピークレベルを抑制する
ように動作する。また、このフォトカプラＰＣのフォト
トランジスタを介してゲートに印加される制御電圧のレ
ベルに応じては、補助スイッチング素子Ｑ2のオン期間
についてのＰＷＭ制御（導通角制御）が行われる。これ
により、結果的には、後述する直流高電圧ＥHVについて
の安定化を図るようにされる。
【００７１】フライバックトランスＦＢＴは、メインス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を一次側から二
次側に伝達し、二次側においてアノード電圧用の高圧直
流電圧を得るための高圧交番電圧を生成するために備え
られるのであるが、本実施の形態においては、このフラ
イバックトランスＦＢＴの二次側において、例えば各種
回路用の低圧二次側直流出力電圧を得るための低圧交番
電圧を生成するようにも構成される。このために、本実
施の形態のフライバックトランスＦＢＴは、図示するよ
うにして、二次側巻線として昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻
装されるのに加え、低圧用二次巻線Ｎ2が巻装される。
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を一次側から二
次側に伝達し、二次側においてアノード電圧用の高圧直
流電圧を得るための高圧交番電圧を生成するために備え
られるのであるが、本実施の形態においては、このフラ
イバックトランスＦＢＴの二次側において、例えば各種
回路用の低圧二次側直流出力電圧を得るための低圧交番
電圧を生成するようにも構成される。このために、本実
施の形態のフライバックトランスＦＢＴは、図示するよ
うにして、二次側巻線として昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻
装されるのに加え、低圧用二次巻線Ｎ2が巻装される。
【００７２】そして、フライバックトランスＦＢＴの二
次側の回路構成として、昇圧巻線ＮHV（1〜5）を備えて
成る高圧発生回路４０側の構成は次のようになってい
る。図において一点鎖線で囲って示す高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線ＮOに入力される巻線電圧Ｖ4を利用して、例えばＣ
ＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成
する。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側
には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにし
ていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割
されて巻装されている。この場合、一次巻線ＮOと昇圧
巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。な
お、この場合の一次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係数
ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。フライバック
トランスＦＢＴの二次側には、一次巻線ＮOに発生する
巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次巻線ＮOとの巻線比
（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得られる
ことになる。
次側の回路構成として、昇圧巻線ＮHV（1〜5）を備えて
成る高圧発生回路４０側の構成は次のようになってい
る。図において一点鎖線で囲って示す高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線ＮOに入力される巻線電圧Ｖ4を利用して、例えばＣ
ＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成
する。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側
には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにし
ていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割
されて巻装されている。この場合、一次巻線ＮOと昇圧
巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。な
お、この場合の一次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係数
ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。フライバック
トランスＦＢＴの二次側には、一次巻線ＮOに発生する
巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次巻線ＮOとの巻線比
（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得られる
ことになる。
【００７３】この図に示す電源回路の場合には、フライ
バックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線Ｎ
HV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した
状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されて
いる。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが
平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧
整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続され
る。
バックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線Ｎ
HV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した
状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されて
いる。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが
平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧
整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続され
る。
【００７４】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。
【００７５】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧Ｅ
HVが得られることになる。この直流高電圧ＥHVはＣＲＴ
のアノード電圧として利用される。また、低電圧制御の
ために第２制御回路１Ｂに対しても分岐して入力され
る。なお、直流高電圧ＥHVの安定化動作については後述
する。
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧Ｅ
HVが得られることになる。この直流高電圧ＥHVはＣＲＴ
のアノード電圧として利用される。また、低電圧制御の
ために第２制御回路１Ｂに対しても分岐して入力され
る。なお、直流高電圧ＥHVの安定化動作については後述
する。
【００７６】また、フライバックトランスＦＢＴの低圧
二次巻線Ｎ2側の構成は次のようになっている。この場
合、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部は整流ダイオードＤO1
のアノードに接続され、その巻始め端部側は二次側アー
スに接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平
滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって二
次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。なお、二
次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖとされて水平
偏向回路系として用いられる。また、第１制御回路１Ａ
に対して検出電圧として分岐して供給される。
二次巻線Ｎ2側の構成は次のようになっている。この場
合、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部は整流ダイオードＤO1
のアノードに接続され、その巻始め端部側は二次側アー
スに接続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平
滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって二
次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。なお、二
次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖとされて水平
偏向回路系として用いられる。また、第１制御回路１Ａ
に対して検出電圧として分岐して供給される。
【００７７】また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対し
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる、
例えば１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を生成するよう
にしている。この二次側直流出力電圧ＥO2は、例えば垂
直偏向回路系に用いられる。また、この場合には第１制
御回路１Ａ及び第２制御回路１Ｂに対して動作電源とし
ても供給される。
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる、
例えば１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を生成するよう
にしている。この二次側直流出力電圧ＥO2は、例えば垂
直偏向回路系に用いられる。また、この場合には第１制
御回路１Ａ及び第２制御回路１Ｂに対して動作電源とし
ても供給される。
【００７８】なお、実際としては、他の各種回路系に供
給するための所要のレベルの低圧二次側直流出力電圧が
生成されるようにしても構わないものであり、例えばビ
デオ出力回路系（２００Ｖ）、ＣＲＴヒーター回路系
（７．５Ｖ）、音声出力回路系（２４Ｖ）などのための
二次側直流出力電圧を得るようにしても構わないもので
ある。
給するための所要のレベルの低圧二次側直流出力電圧が
生成されるようにしても構わないものであり、例えばビ
デオ出力回路系（２００Ｖ）、ＣＲＴヒーター回路系
（７．５Ｖ）、音声出力回路系（２４Ｖ）などのための
二次側直流出力電圧を得るようにしても構わないもので
ある。
【００７９】そして、この低圧二次巻線Ｎ2に対して
は、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されて
いる。この場合、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダ
クタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパ
シタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。
これによって、二次側に誘起される交番電圧は共振電圧
となり、二次側において電圧共振動作が得られる。
は、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されて
いる。この場合、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダ
クタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパ
シタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。
これによって、二次側に誘起される交番電圧は共振電圧
となり、二次側において電圧共振動作が得られる。
【００８０】即ち、本実施の形態の電源回路としても、
フライバックトランスＦＢＴの一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路
が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータを形
成しているものである。
フライバックトランスＦＢＴの一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路
が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータを形
成しているものである。
【００８１】ここで、本実施の形態のフライバックトラ
ンスＦＢＴとしては、直流高電圧を得るためのフライバ
ック動作を得るためには一次側と二次側とが密結合であ
ることが必要とされ、一方、上記した複合共振形スイッ
チングコンバータとしての動作を得るためには一次側と
二次側とが疎結合であることが必要となる。従って、本
実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、一
次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHV（1〜5）とについては密結合
で、一次巻線ＮOと二次巻線Ｎ2とは疎結合となる状態が
得られるような構造を有しているものとされる。なお、
フライバックトランスＦＢＴの構造については後述す
る。
ンスＦＢＴとしては、直流高電圧を得るためのフライバ
ック動作を得るためには一次側と二次側とが密結合であ
ることが必要とされ、一方、上記した複合共振形スイッ
チングコンバータとしての動作を得るためには一次側と
二次側とが疎結合であることが必要となる。従って、本
実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、一
次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHV（1〜5）とについては密結合
で、一次巻線ＮOと二次巻線Ｎ2とは疎結合となる状態が
得られるような構造を有しているものとされる。なお、
フライバックトランスＦＢＴの構造については後述す
る。
【００８２】また、上記二次側並列共振回路に対しては
二次側アクティブクランプ回路１１が設けられる。二次
側アクティブクランプ回路１１は、補助スイッチング素
子Ｑ3，クランプコンデンサＣCL3，クランプダイオード
ＤD3を備えている。この場合にも、補助スイッチング素
子Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、クランプ
ダイオードＤD3にはボディダイオードが用いられる。ま
た、補助スイッチング素子Ｑ3を駆動するための駆動回
路系は、低圧二次巻線Ｎ2を巻き上げるようにして二次
側に巻装される駆動巻線Ｎｇ3に対して、コンデンサＣ
ｇ3−抵抗Ｒｇ3を接続したＬＣＲ直列共振回路を接続す
ることで形成される。また、この場合にも、バイアス抵
抗Ｒ13が補助スイッチング素子Ｑ3のゲートと二次側ア
ース間に挿入される。また、この場合にも、巻方向の関
係から低圧二次巻線Ｎ2と駆動巻線Ｎg3とでは、逆極性
の交番電圧が得られることから、補助スイッチング素子
Ｑ3と二次側整流ダイオードは、ほぼ交互となるオン／
オフタイミングによってスイッチング動作を行うように
される。なお、二次側の補助スイッチング素子Ｑ3と二
次側整流ダイオードについてのスイッチング周波数とし
ては、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング出力
がフライバックトランスＦＢＴを介して二次側に伝送さ
れてくる関係上、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング周波数に対応したものとなる。
二次側アクティブクランプ回路１１が設けられる。二次
側アクティブクランプ回路１１は、補助スイッチング素
子Ｑ3，クランプコンデンサＣCL3，クランプダイオード
ＤD3を備えている。この場合にも、補助スイッチング素
子Ｑ2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、クランプ
ダイオードＤD3にはボディダイオードが用いられる。ま
た、補助スイッチング素子Ｑ3を駆動するための駆動回
路系は、低圧二次巻線Ｎ2を巻き上げるようにして二次
側に巻装される駆動巻線Ｎｇ3に対して、コンデンサＣ
ｇ3−抵抗Ｒｇ3を接続したＬＣＲ直列共振回路を接続す
ることで形成される。また、この場合にも、バイアス抵
抗Ｒ13が補助スイッチング素子Ｑ3のゲートと二次側ア
ース間に挿入される。また、この場合にも、巻方向の関
係から低圧二次巻線Ｎ2と駆動巻線Ｎg3とでは、逆極性
の交番電圧が得られることから、補助スイッチング素子
Ｑ3と二次側整流ダイオードは、ほぼ交互となるオン／
オフタイミングによってスイッチング動作を行うように
される。なお、二次側の補助スイッチング素子Ｑ3と二
次側整流ダイオードについてのスイッチング周波数とし
ては、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング出力
がフライバックトランスＦＢＴを介して二次側に伝送さ
れてくる関係上、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング周波数に対応したものとなる。
【００８３】補助スイッチング素子Ｑ3のドレインはク
ランプコンデンサＣCL3を介して、二次巻線Ｎ2の巻終わ
り端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ3のドレ
インは二次側アースに対して接地される。また、クラン
プダイオードＤD3は、そのアノードが補助スイッチング
素子Ｑ3のドレインに接続され、カソードが補助スイッ
チング素子Ｑ3のソースに接続されることで、補助スイ
ッチング素子Ｑ3がオフとなる期間に流れるクランプ電
流の経路を形成するようにしている。このように、本実
施の形態の二次側アクティブクランプ回路１１として
は、上記補助スイッチング素子Ｑ3及びクランプダイオ
ードＤD3から成るスイッチング回路に対して、クランプ
コンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そ
して、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//
二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振
回路に対して、さらに並列に接続して構成されるもので
ある。
ランプコンデンサＣCL3を介して、二次巻線Ｎ2の巻終わ
り端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ3のドレ
インは二次側アースに対して接地される。また、クラン
プダイオードＤD3は、そのアノードが補助スイッチング
素子Ｑ3のドレインに接続され、カソードが補助スイッ
チング素子Ｑ3のソースに接続されることで、補助スイ
ッチング素子Ｑ3がオフとなる期間に流れるクランプ電
流の経路を形成するようにしている。このように、本実
施の形態の二次側アクティブクランプ回路１１として
は、上記補助スイッチング素子Ｑ3及びクランプダイオ
ードＤD3から成るスイッチング回路に対して、クランプ
コンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そ
して、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//
二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振
回路に対して、さらに並列に接続して構成されるもので
ある。
【００８４】また、本実施の形態の電源回路における安
定化動作については、次のようになる。第１制御回路１
Ａでは、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じ
て可変されたレベルの直流の制御電圧を印加するように
される。この制御電圧によっては、補助スイッチング素
子Ｑ3のゲート閾値電圧（バイアス）が可変されること
になるのであるが、これによっては、補助スイッチング
素子Ｑ3についてのオン期間が可変されることになる。
つまり導通角についてのＰＷＭ制御が行われるものであ
る。図１に示す回路構成の場合、オン期間においてスイ
ッチング回路（Ｑ3//ＤD3）が導通してクランプコンデ
ンサＣCL3に電流が流れることによっては、二次側並列
共振コンデンサＣ2に流入して充電されるべき電流がク
ランプコンデンサＣCL3に流れることになるもので、こ
の動作によって、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベルを抑
制してクランプするようにされる。従って、補助スイッ
チング素子Ｑ3の導通角が可変制御されてクランプコン
デンサＣCL3に流れる電流量が可変されれば、二次側並
列共振コンデンサＣ2における充電電流量が可変される
ことになって二次側並列共振電圧Ｖ2のクランプレベル
も変化する。このようにして二次側並列共振電圧Ｖ2の
レベルが変化することで、平滑コンデンサＣO1に流入す
る整流電流レベルが変化することとなって、結果的に
は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルを可変制御する動
作が得られる。そして、このような動作によって、定圧
二次側直流出力電圧の安定化が図られるものである。
定化動作については、次のようになる。第１制御回路１
Ａでは、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じ
て可変されたレベルの直流の制御電圧を印加するように
される。この制御電圧によっては、補助スイッチング素
子Ｑ3のゲート閾値電圧（バイアス）が可変されること
になるのであるが、これによっては、補助スイッチング
素子Ｑ3についてのオン期間が可変されることになる。
つまり導通角についてのＰＷＭ制御が行われるものであ
る。図１に示す回路構成の場合、オン期間においてスイ
ッチング回路（Ｑ3//ＤD3）が導通してクランプコンデ
ンサＣCL3に電流が流れることによっては、二次側並列
共振コンデンサＣ2に流入して充電されるべき電流がク
ランプコンデンサＣCL3に流れることになるもので、こ
の動作によって、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベルを抑
制してクランプするようにされる。従って、補助スイッ
チング素子Ｑ3の導通角が可変制御されてクランプコン
デンサＣCL3に流れる電流量が可変されれば、二次側並
列共振コンデンサＣ2における充電電流量が可変される
ことになって二次側並列共振電圧Ｖ2のクランプレベル
も変化する。このようにして二次側並列共振電圧Ｖ2の
レベルが変化することで、平滑コンデンサＣO1に流入す
る整流電流レベルが変化することとなって、結果的に
は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルを可変制御する動
作が得られる。そして、このような動作によって、定圧
二次側直流出力電圧の安定化が図られるものである。
【００８５】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHV
のレベル変化に応じてフォトカプラＰＣの導通制御を行
う。
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHV
のレベル変化に応じてフォトカプラＰＣの導通制御を行
う。
【００８６】上記のようにして、第２制御回路１Ｂによ
ってフォトカプラＰＣの導通制御が行われることで、一
次側にあるコンデンサＣ1からは、フォトカプラＰＣの
フォトトランジスタを介して、直流高電圧ＥHVのレベル
に応じて可変される電流が流れることになる。これによ
って、一次側アクティブクランプ回路１０内の補助スイ
ッチング素子Ｑ2のゲートに対して与えられるべきバイ
アス（ゲート閾値電圧）が変化することになる。このよ
うにして補助スイッチング素子Ｑ2のバイアスが可変さ
れることで、補助スイッチング素子Ｑ2は、その１スイ
ッチング周期内におけるオン期間が可変される。つま
り、導通角についてのＰＷＭ制御が行われる。前述もし
たように、補助スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動
作によっては、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に
発生する共振電圧Ｖ1をクランプして抑制する動作が得
られるのであるが、上記のようにして補助スイッチング
素子Ｑ2についてＰＷＭ制御が行われることで、共振電
圧Ｖ1の電圧レベルは直流高電圧レベルの変動に応じて
可変制御されることになる。ここで、一次巻線ＮOに対
しては、共振電圧Ｖ1のレベル変化に対応してそのレベ
ルが可変された、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力が供給される。このため、フライバックトラ
ンスＦＢＴの一次巻線ＮOに流れる巻線電流の電流レベ
ルも変化し、これに伴って、一次巻線Ｎoの両端に発生
する巻線電圧のレベルも可変されることになる。これに
より、昇圧トランスＨＶＴの二次側に誘起される誘起電
圧レベルが可変され、高圧発生回路４０から出力される
直流高電圧ＥHVの安定化が図られることになる。
ってフォトカプラＰＣの導通制御が行われることで、一
次側にあるコンデンサＣ1からは、フォトカプラＰＣの
フォトトランジスタを介して、直流高電圧ＥHVのレベル
に応じて可変される電流が流れることになる。これによ
って、一次側アクティブクランプ回路１０内の補助スイ
ッチング素子Ｑ2のゲートに対して与えられるべきバイ
アス（ゲート閾値電圧）が変化することになる。このよ
うにして補助スイッチング素子Ｑ2のバイアスが可変さ
れることで、補助スイッチング素子Ｑ2は、その１スイ
ッチング周期内におけるオン期間が可変される。つま
り、導通角についてのＰＷＭ制御が行われる。前述もし
たように、補助スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動
作によっては、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に
発生する共振電圧Ｖ1をクランプして抑制する動作が得
られるのであるが、上記のようにして補助スイッチング
素子Ｑ2についてＰＷＭ制御が行われることで、共振電
圧Ｖ1の電圧レベルは直流高電圧レベルの変動に応じて
可変制御されることになる。ここで、一次巻線ＮOに対
しては、共振電圧Ｖ1のレベル変化に対応してそのレベ
ルが可変された、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力が供給される。このため、フライバックトラ
ンスＦＢＴの一次巻線ＮOに流れる巻線電流の電流レベ
ルも変化し、これに伴って、一次巻線Ｎoの両端に発生
する巻線電圧のレベルも可変されることになる。これに
より、昇圧トランスＨＶＴの二次側に誘起される誘起電
圧レベルが可変され、高圧発生回路４０から出力される
直流高電圧ＥHVの安定化が図られることになる。
【００８７】図３の断面図は、上記図１に示す電源回路
に備えられるフライバックトランスＦＢＴの構造例を示
している。この図に示すフライバックトランスＦＢＴで
は、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ
１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせること
でＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コ
アＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部と
の対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設け
るようにされる。そして、図示するように、一次巻線Ｎ
oを巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲ
の一方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。そ
して、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、
昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを
貫通させるようにして取り付ける。これによって、一次
巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装
する構造が得られる。そしてこの構造によっては、一次
巻線Ｎoと二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、
同一の磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻
装していることになるため、互いの結合状態としては密
結合の状態が得られることになる。例えば実際として
は、結合係数ｋ＝０．９８程度の密結合の状態を得るこ
とができる。
に備えられるフライバックトランスＦＢＴの構造例を示
している。この図に示すフライバックトランスＦＢＴで
は、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ
１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせること
でＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コ
アＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部と
の対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設け
るようにされる。そして、図示するように、一次巻線Ｎ
oを巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲ
の一方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。そ
して、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、
昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを
貫通させるようにして取り付ける。これによって、一次
巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装
する構造が得られる。そしてこの構造によっては、一次
巻線Ｎoと二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、
同一の磁脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻
装していることになるため、互いの結合状態としては密
結合の状態が得られることになる。例えば実際として
は、結合係数ｋ＝０．９８程度の密結合の状態を得るこ
とができる。
【００８８】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図１に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図１に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。
【００８９】そして、一次巻線Ｎｏと昇圧巻線ＮHV（1
〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう
１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１を、その磁脚に貫通させ
るようにして取り付けており、この低圧巻線ボビンＬＢ
−１に対して低圧二次巻線Ｎ2を巻装している。このよ
うにして低圧二次巻線Ｎ2が巻装されることで、一次巻
線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2は互いに異なる磁脚に対して巻
装されることとなるために、その結合状態としては疎結
合とすることができる。そして、実際の結合係数ｋとし
てはｋ＝０．５５程度による疎結合の状態を得ることが
できた。
〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう
１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１を、その磁脚に貫通させ
るようにして取り付けており、この低圧巻線ボビンＬＢ
−１に対して低圧二次巻線Ｎ2を巻装している。このよ
うにして低圧二次巻線Ｎ2が巻装されることで、一次巻
線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2は互いに異なる磁脚に対して巻
装されることとなるために、その結合状態としては疎結
合とすることができる。そして、実際の結合係数ｋとし
てはｋ＝０．５５程度による疎結合の状態を得ることが
できた。
【００９０】図２は、上記図１に示した構成による電源
回路における要部の動作波形を示している。先ず、一次
側の動作としては、前述もしたように、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチングタイミングとしては、期間
ＴON1＋期間ＴOFF1による１スイッチング周期が、水平
同期信号周波数ｆHに同期したものとなっている。そし
て、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる一
次側並列共振電圧Ｖ1は、メインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング周期のタイミングに対応した波形となる。
つまり、図２（ａ）に示すようにして、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1においては、負極
性にて所定のピークレベルでクランプされた波形が得ら
れ、また、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期
間ＴON1においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクラ
ンプされるレベルの波形となる。
回路における要部の動作波形を示している。先ず、一次
側の動作としては、前述もしたように、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチングタイミングとしては、期間
ＴON1＋期間ＴOFF1による１スイッチング周期が、水平
同期信号周波数ｆHに同期したものとなっている。そし
て、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる一
次側並列共振電圧Ｖ1は、メインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング周期のタイミングに対応した波形となる。
つまり、図２（ａ）に示すようにして、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1においては、負極
性にて所定のピークレベルでクランプされた波形が得ら
れ、また、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期
間ＴON1においては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクラ
ンプされるレベルの波形となる。
【００９１】そして、メインスイッチング素子Ｑ1のコ
レクタに流れるコレクタ電流ＩQ1は、図２（ｂ）に示す
ようにして、期間ＴON1においては、ターンオン時にク
ランプダイオードＤD1→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介し
て平滑コンデンサにＣｉに流れることで負極性の波形と
なってＺＶＳ動作し、その後に正極性に反転してＱ1コ
レクタ−Ｑ1エミッタに流れるようにされる。そして、
期間ＴOFF1においては０レベルを維持する。
レクタに流れるコレクタ電流ＩQ1は、図２（ｂ）に示す
ようにして、期間ＴON1においては、ターンオン時にク
ランプダイオードＤD1→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介し
て平滑コンデンサにＣｉに流れることで負極性の波形と
なってＺＶＳ動作し、その後に正極性に反転してＱ1コ
レクタ−Ｑ1エミッタに流れるようにされる。そして、
期間ＴOFF1においては０レベルを維持する。
【００９２】また、一次側アクティブクランプ回路１０
の動作としては、図２（ｃ）（ｄ）に示される。つま
り、クランプコンデンサＣCL1を介して補助スイッチン
グ素子Ｑ2に流れるクランプ電流ＩQ2は、期間ＴON2にお
いて図２（ｄ）に示すようにして負極性から正極性に反
転する鋸歯状波により流れ、期間ＴOFF2において０レベ
ルとなる。ここで、期間ＴON2は、補助スイッチング素
子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2からなるスイッチン
グ回路が導通する期間であり、その前半期間においては
クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL2を
介して一次巻線Ｎoに流れ、後半期間においては一次巻
線ＮoからクランプコンデンサＣCL2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2
ソースの経路で流れる。そして、この場合の期間ＴON2
は、期間ＴOFF1内にあるようにされている。これに対し
て期間ＴOFF2は、上記スイッチング回路が非導通となる
期間である。ここで、メインスイッチング素子Ｑ1のオ
ン／オフタイミングである［期間ＴON1，ＴOFF1］と、
補助スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングであ
る［期間ＴON2，ＴOFF2］とを比較して分かるように、
メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2
とでは、ほぼ交互となるタイミングによってオン／オフ
動作を行うようにされている。そして、上記のようにし
て一次側アクティブクランプ回路１０におけるスイッチ
ング回路（Ｑ2//ＤD2）がオン／オフ動作を行うこと
で、このスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の両端電圧ＶQ
2は、図２（ｃ）に示すようにして、期間ＴON2において
は０レベルで、期間ＴOFF2においては正極性の一定レベ
ルで維持される波形が得られる。
の動作としては、図２（ｃ）（ｄ）に示される。つま
り、クランプコンデンサＣCL1を介して補助スイッチン
グ素子Ｑ2に流れるクランプ電流ＩQ2は、期間ＴON2にお
いて図２（ｄ）に示すようにして負極性から正極性に反
転する鋸歯状波により流れ、期間ＴOFF2において０レベ
ルとなる。ここで、期間ＴON2は、補助スイッチング素
子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2からなるスイッチン
グ回路が導通する期間であり、その前半期間においては
クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL2を
介して一次巻線Ｎoに流れ、後半期間においては一次巻
線ＮoからクランプコンデンサＣCL2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2
ソースの経路で流れる。そして、この場合の期間ＴON2
は、期間ＴOFF1内にあるようにされている。これに対し
て期間ＴOFF2は、上記スイッチング回路が非導通となる
期間である。ここで、メインスイッチング素子Ｑ1のオ
ン／オフタイミングである［期間ＴON1，ＴOFF1］と、
補助スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングであ
る［期間ＴON2，ＴOFF2］とを比較して分かるように、
メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2
とでは、ほぼ交互となるタイミングによってオン／オフ
動作を行うようにされている。そして、上記のようにし
て一次側アクティブクランプ回路１０におけるスイッチ
ング回路（Ｑ2//ＤD2）がオン／オフ動作を行うこと
で、このスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の両端電圧ＶQ
2は、図２（ｃ）に示すようにして、期間ＴON2において
は０レベルで、期間ＴOFF2においては正極性の一定レベ
ルで維持される波形が得られる。
【００９３】ところで、期間ＴOFF1は、本来であれば一
次側にて得られるスイッチング出力電流が一次側並列共
振コンデンサＣｒに流入する期間なのであるが、本実施
の形態では、図２（ｄ）のクランプ電流ＩQ2として示す
ようにして、期間ＴON2において、スイッチング出力電
流が一次側アクティブクランプ回路１０側に流れるよう
にされる。従って、一次側並列共振コンデンサＣｒに対
してスイッチング出力電流が流れるのは、期間ＴOFF1に
おける期間ＴON2以外の期間のみとなり、それだけ充電
電流量が低減されることになる。これによって、一次側
並列共振電圧Ｖ1は、図２（ａ）に示されるようにして
期間ＴOFF1においてそのピークレベルがクランプされて
抑制された波形となるものである。
次側にて得られるスイッチング出力電流が一次側並列共
振コンデンサＣｒに流入する期間なのであるが、本実施
の形態では、図２（ｄ）のクランプ電流ＩQ2として示す
ようにして、期間ＴON2において、スイッチング出力電
流が一次側アクティブクランプ回路１０側に流れるよう
にされる。従って、一次側並列共振コンデンサＣｒに対
してスイッチング出力電流が流れるのは、期間ＴOFF1に
おける期間ＴON2以外の期間のみとなり、それだけ充電
電流量が低減されることになる。これによって、一次側
並列共振電圧Ｖ1は、図２（ａ）に示されるようにして
期間ＴOFF1においてそのピークレベルがクランプされて
抑制された波形となるものである。
【００９４】また、フライバックトランスＦＢＴの二次
側の動作として、高圧発生回路４０側においてはフライ
バック動作による整流動作が行われている。従って、図
２（ｈ）の整流電流Ｉoとして示されるように、高圧発
生回路４０内のマルチシングラー方式による整流回路に
おいては、期間ＴOFF1内のタイミングで、各高圧整流ダ
イオードＤHV(1〜5)及び追加高圧整流ダイオードＤHV6
が導通して、半波整流動作を行う。つまり、フライバッ
クトランスＦＢＴにおいては、メインスイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電力伝送が行われ
る。
側の動作として、高圧発生回路４０側においてはフライ
バック動作による整流動作が行われている。従って、図
２（ｈ）の整流電流Ｉoとして示されるように、高圧発
生回路４０内のマルチシングラー方式による整流回路に
おいては、期間ＴOFF1内のタイミングで、各高圧整流ダ
イオードＤHV(1〜5)及び追加高圧整流ダイオードＤHV6
が導通して、半波整流動作を行う。つまり、フライバッ
クトランスＦＢＴにおいては、メインスイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電力伝送が行われ
る。
【００９５】また、フライバックトランスＦＢＴの二次
側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に
得られる交番電圧Ｖ2は、図２（ｅ）に示されるように
して、二次側アクティブクランプ回路１１のスイッチン
グ回路（Ｑ3//ＤD3）が導通してオンとなる期間ＴON3に
おいては負極性により所定レベルでクランプされた波形
が得られ、また、上記スイッチング回路が非導通となっ
てオフとなる期間ＴOFF3においては、正極性の方向によ
り二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされる波
形が得られる。
側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に
得られる交番電圧Ｖ2は、図２（ｅ）に示されるように
して、二次側アクティブクランプ回路１１のスイッチン
グ回路（Ｑ3//ＤD3）が導通してオンとなる期間ＴON3に
おいては負極性により所定レベルでクランプされた波形
が得られ、また、上記スイッチング回路が非導通となっ
てオフとなる期間ＴOFF3においては、正極性の方向によ
り二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされる波
形が得られる。
【００９６】また、図２（ｆ）には、二次側アクティブ
クランプ回路１０の動作として、クランプコンデンサＣ
CL3からスイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）に対して流れる
クランプ電流ＩQ3が示される。この図２（ｆ）に示す波
形から分かるように、スイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）
は期間ＴON3にて導通（オン）し、期間ＴOFF3において
非導通（オフ）となる。そして、このスイッチングタイ
ミングとしては、フライバックトランスＦＢＴの低圧二
次巻線Ｎ2側の整流ダイオードＤO1がオン／オフする期
間である［期間ＤON／期間ＤOFF］と、［期間ＴON3／期
間ＴOFF3］との関係からも分かるように、整流ダイオー
ドＤO1とはほぼ交互となるタイミングでオン／オフ動作
を行う。ここで、期間ＴON3内の動作として、その前半
期間においては、クランプダイオードＤD3→クランプコ
ンデンサＣCL2→二次巻線Ｎ2の経路によりクランプ電流
ＩQ3が流れ、その波形としては図示するようにして、負
極性の鋸歯状波となる。そして後半期間に至ると、負極
性から正極性に反転して、クランプ電流ＩQ3は、クラン
プコンデンサＣCL2→Ｑ3ドレイン→Ｑ3ソースを介して
流れるようにされる。例えばこのようにして、期間ＴON
3においてクランプ電流ＩQ3が流れるようにされること
で、この場合にも二次側並列共振コンデンサＣ2に充電
されるべき電流が、クランプコンデンサＣCL3に対して
充放電されるようにして流れることになるため、図２
（ｅ）に示される二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
の交番電圧Ｖ2としては、負極性のピークレベルがクラ
ンプされる。
クランプ回路１０の動作として、クランプコンデンサＣ
CL3からスイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）に対して流れる
クランプ電流ＩQ3が示される。この図２（ｆ）に示す波
形から分かるように、スイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）
は期間ＴON3にて導通（オン）し、期間ＴOFF3において
非導通（オフ）となる。そして、このスイッチングタイ
ミングとしては、フライバックトランスＦＢＴの低圧二
次巻線Ｎ2側の整流ダイオードＤO1がオン／オフする期
間である［期間ＤON／期間ＤOFF］と、［期間ＴON3／期
間ＴOFF3］との関係からも分かるように、整流ダイオー
ドＤO1とはほぼ交互となるタイミングでオン／オフ動作
を行う。ここで、期間ＴON3内の動作として、その前半
期間においては、クランプダイオードＤD3→クランプコ
ンデンサＣCL2→二次巻線Ｎ2の経路によりクランプ電流
ＩQ3が流れ、その波形としては図示するようにして、負
極性の鋸歯状波となる。そして後半期間に至ると、負極
性から正極性に反転して、クランプ電流ＩQ3は、クラン
プコンデンサＣCL2→Ｑ3ドレイン→Ｑ3ソースを介して
流れるようにされる。例えばこのようにして、期間ＴON
3においてクランプ電流ＩQ3が流れるようにされること
で、この場合にも二次側並列共振コンデンサＣ2に充電
されるべき電流が、クランプコンデンサＣCL3に対して
充放電されるようにして流れることになるため、図２
（ｅ）に示される二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
の交番電圧Ｖ2としては、負極性のピークレベルがクラ
ンプされる。
【００９７】そして、前述もしたように、交流入力電圧
ＶAC又は二次側直流出力電圧ＥO1の負荷の変動により、
二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが変動したときには、
制御回路１Ａによって、補助スイッチング素子Ｑ3につ
いての導通角制御が行われ、期間ＴON3が可変されるこ
とになる。これに伴い、前述したようにして、整流ダイ
オードＤO1の導通角も制御されることとなるために、結
果的に二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが安定化される
ようにコントロールされることになる。
ＶAC又は二次側直流出力電圧ＥO1の負荷の変動により、
二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが変動したときには、
制御回路１Ａによって、補助スイッチング素子Ｑ3につ
いての導通角制御が行われ、期間ＴON3が可変されるこ
とになる。これに伴い、前述したようにして、整流ダイ
オードＤO1の導通角も制御されることとなるために、結
果的に二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが安定化される
ようにコントロールされることになる。
【００９８】また、同様にして、交流入力電圧ＶAC又は
直流高電圧ＥHVの負荷の変動により直流高電圧ＥHVのレ
ベルが変動したときには、第２制御回路１Ｂによって、
一次側アクティブクランプ回路１０内の補助スイッチン
グ素子Ｑ2の導通期間ＴON2が可変制御されるようにして
導通角制御が行われる。これによっては、前述した作用
によって直流高電圧ＥHVのレベルが安定化されるように
して可変制御されることになるものである。
直流高電圧ＥHVの負荷の変動により直流高電圧ＥHVのレ
ベルが変動したときには、第２制御回路１Ｂによって、
一次側アクティブクランプ回路１０内の補助スイッチン
グ素子Ｑ2の導通期間ＴON2が可変制御されるようにして
導通角制御が行われる。これによっては、前述した作用
によって直流高電圧ＥHVのレベルが安定化されるように
して可変制御されることになるものである。
【００９９】ここで、第１の実施の形態としての図１に
示した回路における要部のスペックを、先行技術として
図７に示した電源回路との比較により示しておく。な
お、下記のスペックは、低圧二次側直流出力電圧ＥO1の
負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜１００Ｗ、直流高電圧ＥHVの
負荷電力ＰHV＝６８Ｗ（３１．５ｋＶ×２．１５ｍＡ）
の条件に対応した構成の場合におけるものとされる。図
７に示した回路に採用されていた絶縁コンバータトラン
スＰＩＴは、ＥＥ−４０型といわれるＥＥ型コアを用
い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、
二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。また、図７に示
した回路におけるフライバックトランスＦＢＴは、ギャ
ップ長＝０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧
巻線ＮHV（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。また、図７
に示した回路における主要部品の定数としては、Ｃｒ＝
２２００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．１５μ
Ｆ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ、一
次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０１８μＦが選定さ
れていた。そして、スイッチング周波数の制御範囲とし
ては、８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚとされている。
示した回路における要部のスペックを、先行技術として
図７に示した電源回路との比較により示しておく。な
お、下記のスペックは、低圧二次側直流出力電圧ＥO1の
負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜１００Ｗ、直流高電圧ＥHVの
負荷電力ＰHV＝６８Ｗ（３１．５ｋＶ×２．１５ｍＡ）
の条件に対応した構成の場合におけるものとされる。図
７に示した回路に採用されていた絶縁コンバータトラン
スＰＩＴは、ＥＥ−４０型といわれるＥＥ型コアを用
い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、
二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。また、図７に示
した回路におけるフライバックトランスＦＢＴは、ギャ
ップ長＝０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧
巻線ＮHV（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。また、図７
に示した回路における主要部品の定数としては、Ｃｒ＝
２２００ｐＦ、クランプコンデンサＣCL＝０．１５μ
Ｆ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ、一
次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０１８μＦが選定さ
れていた。そして、スイッチング周波数の制御範囲とし
ては、８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚとされている。
【０１００】これに対して、図１に示した本実施の形態
の電源回路では、次のようにして異なる構成が与えられ
る。先ずは、絶縁コンバータトランスＰＩＴが削除され
て、大型トランスとしては、フライバックトランスＦＢ
Ｔのみとされたことになる。また、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの削除に伴って一次側直列共振コンデンサＣ
3も省略されることとなる。そして、本実施の形態とし
ては、スイッチング周波数ｆｓは固定で水平同期信号周
波数ｆHに同期したものとされ、例えばスイッチング周
波数ｆｓ＝４５ＫＨｚとすれば、本実施の形態のフライ
バックトランスＦＢＴとしては、一次巻線Ｎｏ＝９０
Ｔ、低圧二次巻線Ｎ2＝９０Ｔが巻装される。また、図
７に示す回路では、一次巻線Ｎoについて、０．１２ｍ
φ／１２束のリッツ線を用いていたのであるが、本実施
の形態としては、一次巻線Ｎo及び低圧二次巻線Ｎ2につ
いて６０μｍφ／１３０束のリッツ線を巻装して巻線の
断面積を増加し、リッツ線の渦電流損失を低減すれば、
例えば図４に示す電源回路と同等のAC/DC電力変換効率
を得ることができる。
の電源回路では、次のようにして異なる構成が与えられ
る。先ずは、絶縁コンバータトランスＰＩＴが削除され
て、大型トランスとしては、フライバックトランスＦＢ
Ｔのみとされたことになる。また、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの削除に伴って一次側直列共振コンデンサＣ
3も省略されることとなる。そして、本実施の形態とし
ては、スイッチング周波数ｆｓは固定で水平同期信号周
波数ｆHに同期したものとされ、例えばスイッチング周
波数ｆｓ＝４５ＫＨｚとすれば、本実施の形態のフライ
バックトランスＦＢＴとしては、一次巻線Ｎｏ＝９０
Ｔ、低圧二次巻線Ｎ2＝９０Ｔが巻装される。また、図
７に示す回路では、一次巻線Ｎoについて、０．１２ｍ
φ／１２束のリッツ線を用いていたのであるが、本実施
の形態としては、一次巻線Ｎo及び低圧二次巻線Ｎ2につ
いて６０μｍφ／１３０束のリッツ線を巻装して巻線の
断面積を増加し、リッツ線の渦電流損失を低減すれば、
例えば図４に示す電源回路と同等のAC/DC電力変換効率
を得ることができる。
【０１０１】また、本実施の形態のメインスイッチング
素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2については、ＡＣ
１００Ｖ系では８００Ｖ耐圧品を選定し、ＡＣ２００Ｖ
系では、１５００Ｖの耐圧品を選定するようにされる。
また、低圧二次直流出力電圧の負荷電力が例えば１５０
Ｗ以上の条件となる場合には、商用交流電源ＡＣに対し
て倍電圧整流回路を設けることで、直流入力電圧（Ｅ
ｉ）として交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルま
でに上昇させれば、効率の向上が図られることになる。
素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2については、ＡＣ
１００Ｖ系では８００Ｖ耐圧品を選定し、ＡＣ２００Ｖ
系では、１５００Ｖの耐圧品を選定するようにされる。
また、低圧二次直流出力電圧の負荷電力が例えば１５０
Ｗ以上の条件となる場合には、商用交流電源ＡＣに対し
て倍電圧整流回路を設けることで、直流入力電圧（Ｅ
ｉ）として交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルま
でに上昇させれば、効率の向上が図られることになる。
【０１０２】これまでの説明から分かるように、本実施
の形態の電源回路では、フライバックトランスＦＢＴに
対して昇圧巻線ＮHVだけではなく低圧二次巻線Ｎ2も巻
装することで、１組のフライバックトランスＦＢＴの二
次側にて直流高電圧ＥHV及び二次側直流出力電圧ＥO1を
得るようにされている。つまり、本実施の形態において
は、構成部品として、絶縁コンバータトランスＰＩＴと
してのコアと、一次巻線Ｎ1としての巻線が省略される
こととなる。これにより、本実施の形態においては、そ
れだけプリント基板の実装面積が縮小されることになっ
て、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。しか
も、本実施の形態としては、大型部品であるところの絶
縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが不要となる
ことから、大幅に小型軽量化が促進されることになる。
また、一次巻線Ｎ1としての巻線も省略されることで電
源回路を製造するにあたっての巻線工程時間がそれだけ
短縮されることにもなるので、製造効率も向上される。
更には、図７に示す回路において一次巻線Ｎoと接続さ
れていた一次側直列共振コンデンサＣ3が削除されるこ
とによっても、回路の小型軽量化が促進される。
の形態の電源回路では、フライバックトランスＦＢＴに
対して昇圧巻線ＮHVだけではなく低圧二次巻線Ｎ2も巻
装することで、１組のフライバックトランスＦＢＴの二
次側にて直流高電圧ＥHV及び二次側直流出力電圧ＥO1を
得るようにされている。つまり、本実施の形態において
は、構成部品として、絶縁コンバータトランスＰＩＴと
してのコアと、一次巻線Ｎ1としての巻線が省略される
こととなる。これにより、本実施の形態においては、そ
れだけプリント基板の実装面積が縮小されることになっ
て、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。しか
も、本実施の形態としては、大型部品であるところの絶
縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが不要となる
ことから、大幅に小型軽量化が促進されることになる。
また、一次巻線Ｎ1としての巻線も省略されることで電
源回路を製造するにあたっての巻線工程時間がそれだけ
短縮されることにもなるので、製造効率も向上される。
更には、図７に示す回路において一次巻線Ｎoと接続さ
れていた一次側直列共振コンデンサＣ3が削除されるこ
とによっても、回路の小型軽量化が促進される。
【０１０３】また、低圧二次巻線Ｎ2については、フラ
イバックトランスＦＢＴに巻装されることで、絶縁コン
バータトランスＰＩＴに巻装する場合よりもコア断面積
が増加することとなるので、低圧二次巻線Ｎ2の巻き数
が低減されることになり、これによっても巻線工程時間
の短縮が図られる。
イバックトランスＦＢＴに巻装されることで、絶縁コン
バータトランスＰＩＴに巻装する場合よりもコア断面積
が増加することとなるので、低圧二次巻線Ｎ2の巻き数
が低減されることになり、これによっても巻線工程時間
の短縮が図られる。
【０１０４】また、図３に示したフライバックトランス
ＦＢＴの構造によれば、一次巻線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2
との結合度としては、結合係数ｋ≒０．５５という充分
な疎結合の状態を得ることが可能とされている。このた
め、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは増
加することになるため、低圧二次巻線Ｎ2と共に二次側
並列回路を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2のキ
ャパシタンスは小さくて済むこととなる。キャパシタン
スが小さければ、選定されるコンデンサの部品としては
小型なものとすることができ、この点でも回路の小型軽
量化が図られることになる。また、図３に示した構造に
依れば、２つのギャップＧ１，Ｇ２は共に巻線が施され
ることになるので、ギャップからの漏洩磁束がこれらの
巻線部によってシールドされることになる。つまり、シ
ールド板等を設けることなく、漏洩磁束の問題を解消す
ることができているものである。
ＦＢＴの構造によれば、一次巻線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2
との結合度としては、結合係数ｋ≒０．５５という充分
な疎結合の状態を得ることが可能とされている。このた
め、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスは増
加することになるため、低圧二次巻線Ｎ2と共に二次側
並列回路を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2のキ
ャパシタンスは小さくて済むこととなる。キャパシタン
スが小さければ、選定されるコンデンサの部品としては
小型なものとすることができ、この点でも回路の小型軽
量化が図られることになる。また、図３に示した構造に
依れば、２つのギャップＧ１，Ｇ２は共に巻線が施され
ることになるので、ギャップからの漏洩磁束がこれらの
巻線部によってシールドされることになる。つまり、シ
ールド板等を設けることなく、漏洩磁束の問題を解消す
ることができているものである。
【０１０５】さらに、本実施の形態の電源回路では、メ
インスイッチング素子Ｑ1の接続態様として、図１にて
説明したように、直流入力電圧（Ｅｉ）−メインスイッ
チング素子Ｑ1−一次巻線Ｎｏの順により接続した構成
を採っている。このため、例えば図７に示した一次側の
接続態様と比較すれば、一次側アクティブクランプ回路
内の補助スイッチング素子Ｑ2のソース電極の電位がよ
り安定することから、異常発振動作が生じないようにさ
れ、これにより、特に直流高電圧の負荷変動に対する制
御範囲は拡大されることとなる。
インスイッチング素子Ｑ1の接続態様として、図１にて
説明したように、直流入力電圧（Ｅｉ）−メインスイッ
チング素子Ｑ1−一次巻線Ｎｏの順により接続した構成
を採っている。このため、例えば図７に示した一次側の
接続態様と比較すれば、一次側アクティブクランプ回路
内の補助スイッチング素子Ｑ2のソース電極の電位がよ
り安定することから、異常発振動作が生じないようにさ
れ、これにより、特に直流高電圧の負荷変動に対する制
御範囲は拡大されることとなる。
【０１０６】また、本実施の形態においては、スイッチ
ング周波数ｆｓとして、例えば水平同期信号周波数ｆH
に同期したものとなることから、フライバックトランス
ＦＢＴから輻射される漏洩磁束による水平偏向回路部品
への干渉が発生することが無くなる。従って、絶縁コン
バータトランスＰＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴ
に対して磁気シールドを設ける必要は無くなるものであ
る。
ング周波数ｆｓとして、例えば水平同期信号周波数ｆH
に同期したものとなることから、フライバックトランス
ＦＢＴから輻射される漏洩磁束による水平偏向回路部品
への干渉が発生することが無くなる。従って、絶縁コン
バータトランスＰＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴ
に対して磁気シールドを設ける必要は無くなるものであ
る。
【０１０７】また、スイッチング周波数が固定されたう
えでの安定化が図られることで、直流高電圧ＥHVに重畳
される高周波のリップルも抑制されることになるため、
このリップル抑制のためのフィルタ回路等を設ける必要
もなくなるものである。そして、本実施の形態の形態と
しては、もちろんのこと、上記のようにして磁気シール
ドやフィルタ回路を省略しても、漏洩磁束やリップルに
起因するビートの問題は解消されるものである。
えでの安定化が図られることで、直流高電圧ＥHVに重畳
される高周波のリップルも抑制されることになるため、
このリップル抑制のためのフィルタ回路等を設ける必要
もなくなるものである。そして、本実施の形態の形態と
しては、もちろんのこと、上記のようにして磁気シール
ドやフィルタ回路を省略しても、漏洩磁束やリップルに
起因するビートの問題は解消されるものである。
【０１０８】図４は、第２の実施の形態としてのスイッ
チング電源回路の構成例を示している。なお、この図に
おいて図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。この図に示す電源回路においては、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧（整流平
滑電圧Ｅｉ）を得るための整流平滑回路として、［整流
ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ
2］を図示する接続形態によって接続することで倍電圧
整流回路が形成されている。この倍電圧整流回路では、
直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、
交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを
生成して一次側電圧共振形コンバータに対して供給す
る。本実施の形態において、このようにして交流入力電
圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを得るように
しているのは、後述するようにして、高圧発生回路４０
によって、所要レベルの直流高電圧ＥHVを得る必要上、
効率を向上させるには、一次側並列共振電圧Ｖ1のピー
クレベルとして１０００Ｖ程度が必要であるため、電圧
共振形コンバータへの入力電圧レベルとしても相応の高
レベルが必要とされることに依る。
チング電源回路の構成例を示している。なお、この図に
おいて図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。この図に示す電源回路においては、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧（整流平
滑電圧Ｅｉ）を得るための整流平滑回路として、［整流
ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ
2］を図示する接続形態によって接続することで倍電圧
整流回路が形成されている。この倍電圧整流回路では、
直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、
交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを
生成して一次側電圧共振形コンバータに対して供給す
る。本実施の形態において、このようにして交流入力電
圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを得るように
しているのは、後述するようにして、高圧発生回路４０
によって、所要レベルの直流高電圧ＥHVを得る必要上、
効率を向上させるには、一次側並列共振電圧Ｖ1のピー
クレベルとして１０００Ｖ程度が必要であるため、電圧
共振形コンバータへの入力電圧レベルとしても相応の高
レベルが必要とされることに依る。
【０１０９】この図に示す電源回路においては、フライ
バックトランスＦＢＴに対して巻装される一次側巻線と
して、高圧用としての一次巻線Ｎoに加えて、低圧一次
巻線Ｎ1が設けられている。そして、この場合には、低
圧一次巻線Ｎ1の両端部をそれぞれ巻き上げるようにし
て駆動巻線ＮB，Ｎｇが巻装される回路形態となってい
る。そして、高圧用の一次巻線Ｎoは、図示するように
して、その一端が低圧一次巻線Ｎ1の端部とメインスイ
ッチング素子Ｑ1のエミッタとの接続点に対して接続さ
れ、その他端が一次側直列共振コンデンサＣ5を介して
一次側アースに接地されるようになっている。この場合
には、一次巻線ＮoのリーケージインダクタンスＬoと一
次側直列共振コンデンサＣ5のキャパシタンスにより、
一次側直列共振回路が形成されることになる。
バックトランスＦＢＴに対して巻装される一次側巻線と
して、高圧用としての一次巻線Ｎoに加えて、低圧一次
巻線Ｎ1が設けられている。そして、この場合には、低
圧一次巻線Ｎ1の両端部をそれぞれ巻き上げるようにし
て駆動巻線ＮB，Ｎｇが巻装される回路形態となってい
る。そして、高圧用の一次巻線Ｎoは、図示するように
して、その一端が低圧一次巻線Ｎ1の端部とメインスイ
ッチング素子Ｑ1のエミッタとの接続点に対して接続さ
れ、その他端が一次側直列共振コンデンサＣ5を介して
一次側アースに接地されるようになっている。この場合
には、一次巻線ＮoのリーケージインダクタンスＬoと一
次側直列共振コンデンサＣ5のキャパシタンスにより、
一次側直列共振回路が形成されることになる。
【０１１０】また、この場合のフライバックトランスＦ
ＢＴにおける巻線間の結合度であるが、一次巻線Ｎoと
昇圧巻線ＮHVについては、図１の場合と同様に結合係数
ｋ＝０．９５以上の密結合とされている。一方、低圧一
次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについては、この場合に
は結合係数ｋ＝０．７１程度の疎結合の状態を得るよう
にしており、これによって、複合共振形スイッチングコ
ンバータとしての動作が得られるようにしている。ちな
みに、高圧用の一次巻線Ｎoに対する、低圧一次巻線Ｎ1
又は低圧二次巻線Ｎ2の結合度としては、結合係数ｋ＝
０．５５程度とされており、これによっては、一次巻線
Ｎoの巻き数を増加させることができる。
ＢＴにおける巻線間の結合度であるが、一次巻線Ｎoと
昇圧巻線ＮHVについては、図１の場合と同様に結合係数
ｋ＝０．９５以上の密結合とされている。一方、低圧一
次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについては、この場合に
は結合係数ｋ＝０．７１程度の疎結合の状態を得るよう
にしており、これによって、複合共振形スイッチングコ
ンバータとしての動作が得られるようにしている。ちな
みに、高圧用の一次巻線Ｎoに対する、低圧一次巻線Ｎ1
又は低圧二次巻線Ｎ2の結合度としては、結合係数ｋ＝
０．５５程度とされており、これによっては、一次巻線
Ｎoの巻き数を増加させることができる。
【０１１１】このような構成では、フライバックトラン
スＦＢＴにおける電力伝送の対応関係として、一次巻線
Ｎoと昇圧巻線ＮHVとが対応し、低圧一次巻線Ｎ1と低圧
二次巻線Ｎ2が対応することになる。つまり、一次巻線
Ｎoに得られる一次側のスイッチング出力によって、二
次側において昇圧巻線ＮHVに交番電圧が励起される。ま
た、一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力によって
は、低圧二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されるものであ
る。なお、フライバックトランスＦＢＴにおいて直流高
電圧ＥHV及び低圧二次側直流出力電圧Ｅ0を得るための
二次側の整流動作、及び安定化動作については、図１に
示した電源回路と同様となることから、ここでの説明は
省略する。
スＦＢＴにおける電力伝送の対応関係として、一次巻線
Ｎoと昇圧巻線ＮHVとが対応し、低圧一次巻線Ｎ1と低圧
二次巻線Ｎ2が対応することになる。つまり、一次巻線
Ｎoに得られる一次側のスイッチング出力によって、二
次側において昇圧巻線ＮHVに交番電圧が励起される。ま
た、一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力によって
は、低圧二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されるものであ
る。なお、フライバックトランスＦＢＴにおいて直流高
電圧ＥHV及び低圧二次側直流出力電圧Ｅ0を得るための
二次側の整流動作、及び安定化動作については、図１に
示した電源回路と同様となることから、ここでの説明は
省略する。
【０１１２】図６の断面図は、上記図４に示した電源回
路に備えられるフライバックトランスＦＢＴの構造例を
示している。なお、この図に示すフライバックトランス
ＦＢＴは、先に図３に示したものと基本的な構造は同様
とされており、低圧用一次巻線Ｎ1が巻装される点が、
図３に示した構造となっているものとされる。そこで、
図６の説明にあたっては、図３と同一部分には同一符号
を付して説明を省略することとし、低圧用一次巻線Ｎ1
が巻装される部位についてのみ説明を行うこととする。
路に備えられるフライバックトランスＦＢＴの構造例を
示している。なお、この図に示すフライバックトランス
ＦＢＴは、先に図３に示したものと基本的な構造は同様
とされており、低圧用一次巻線Ｎ1が巻装される点が、
図３に示した構造となっているものとされる。そこで、
図６の説明にあたっては、図３と同一部分には同一符号
を付して説明を省略することとし、低圧用一次巻線Ｎ1
が巻装される部位についてのみ説明を行うこととする。
【０１１３】この場合にも、一次巻線Ｎｏと昇圧巻線Ｎ
HV（1〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、
もう１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１が、その磁脚に貫通
されるようにして取り付けてられている。この場合、低
圧巻線ボビンＬＢ−１としては、図示するようにして１
枚の仕切が設けられていることで、２つの巻線分の巻回
部が分割されたいわゆる分割ボビンとなっている。そし
て、この低圧巻線ボビンＬＢ−１に対して、低圧一次巻
線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とをそれぞれ異なる巻回部に対
して分割して巻装して互いの絶縁を確保するようにして
いる。図６に示されるようにして各巻線が巻装されるこ
とで、各巻線間において前述したような結合度を得るこ
とができることになる。なお、この場合にも、低圧二次
巻線Ｎ2側に形成される駆動巻線Ｎｇの図示はここでは
便宜上省略している。また、本実施の形態においても、
先の実施の形態の場合と同様に、図１３に示した分割巻
き（スリット巻き）による構造のフライバックトランス
ＦＢＴを基本として、この図６に示すようにして低圧一
次巻線Ｎ1及び低圧二次巻線Ｎ2を巻装した構成としても
よいものである。
HV（1〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、
もう１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１が、その磁脚に貫通
されるようにして取り付けてられている。この場合、低
圧巻線ボビンＬＢ−１としては、図示するようにして１
枚の仕切が設けられていることで、２つの巻線分の巻回
部が分割されたいわゆる分割ボビンとなっている。そし
て、この低圧巻線ボビンＬＢ−１に対して、低圧一次巻
線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とをそれぞれ異なる巻回部に対
して分割して巻装して互いの絶縁を確保するようにして
いる。図６に示されるようにして各巻線が巻装されるこ
とで、各巻線間において前述したような結合度を得るこ
とができることになる。なお、この場合にも、低圧二次
巻線Ｎ2側に形成される駆動巻線Ｎｇの図示はここでは
便宜上省略している。また、本実施の形態においても、
先の実施の形態の場合と同様に、図１３に示した分割巻
き（スリット巻き）による構造のフライバックトランス
ＦＢＴを基本として、この図６に示すようにして低圧一
次巻線Ｎ1及び低圧二次巻線Ｎ2を巻装した構成としても
よいものである。
【０１１４】図５の波形図は、図４の電源回路における
要部の動作を示している。この場合にも、一次側並列共
振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1
は、図５（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コ
ンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
タイミングに対応した波形となっており、メインスイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共
振パルスが得られる。但し、この場合の並列共振電圧Ｖ
1については、低圧一次巻線Ｎ1が接続されている関係
上、そのレベルについてオフセットが与えられており、
メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON1にお
いては０レベルではなく、負極性による一定レベルが維
持される。
要部の動作を示している。この場合にも、一次側並列共
振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1
は、図５（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コ
ンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
タイミングに対応した波形となっており、メインスイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共
振パルスが得られる。但し、この場合の並列共振電圧Ｖ
1については、低圧一次巻線Ｎ1が接続されている関係
上、そのレベルについてオフセットが与えられており、
メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON1にお
いては０レベルではなく、負極性による一定レベルが維
持される。
【０１１５】また、スイッチング素子Ｑ1に流れるコレ
クタ電流ＩQ1は、図５（ｂ）に示すようにして、先ず、
期間ＴON1においては、その開始時においてクランプダ
イオードＤD→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介して負極性
の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転
してドレイン−ソースに流れる波形が得られる。また、
期間ＴOFF1においては０レベルである。また、このよう
な一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎｏに流
れる巻線電流Ｉ3としては図５（ｅ）に示すようにし
て、１スイッチング周期ごとに対応して正負に反転する
た略鋸歯状の交番波形が得られる。そして、上記一次巻
線Ｎｏと並列に接続されている一次巻線Ｎ1に流れる巻
線電流Ｉ1は、図５（ｄ）に示されており、期間ＴOFF1
において正極性から負極性に反転し、期間ＴON1におい
て正極性による所定レベルが維持される滑らかな波形が
得られる。
クタ電流ＩQ1は、図５（ｂ）に示すようにして、先ず、
期間ＴON1においては、その開始時においてクランプダ
イオードＤD→Ｑ1ベース→Ｑ1コレクタを介して負極性
の方向にクランプ電流が流れ、この後、正レベルに反転
してドレイン−ソースに流れる波形が得られる。また、
期間ＴOFF1においては０レベルである。また、このよう
な一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎｏに流
れる巻線電流Ｉ3としては図５（ｅ）に示すようにし
て、１スイッチング周期ごとに対応して正負に反転する
た略鋸歯状の交番波形が得られる。そして、上記一次巻
線Ｎｏと並列に接続されている一次巻線Ｎ1に流れる巻
線電流Ｉ1は、図５（ｄ）に示されており、期間ＴOFF1
において正極性から負極性に反転し、期間ＴON1におい
て正極性による所定レベルが維持される滑らかな波形が
得られる。
【０１１６】また、一次側アクティブクランプ回路１０
の動作としては、図５（ｃ）のクランプ電流ＩQ2として
示されているが、このスイッチングタイミングとして
は、先の図１に示した実施の形態の電源回路における場
合と同様となる。つまり、図２（ｄ）により説明したク
ランプ電流ＩQ2と同様のタイミング及び波形となってい
るものである。
の動作としては、図５（ｃ）のクランプ電流ＩQ2として
示されているが、このスイッチングタイミングとして
は、先の図１に示した実施の形態の電源回路における場
合と同様となる。つまり、図２（ｄ）により説明したク
ランプ電流ＩQ2と同様のタイミング及び波形となってい
るものである。
【０１１７】また、フライバックトランスＦＢＴの二次
側の動作は、図５（ｇ）〜（ｊ）により示されている。
低圧二次巻線Ｎ2と二次側並列共振回路を形成する二次
側並列共振コンデンサＣ2の両端電圧である二次側並列
共振電圧Ｖ2は、図５（ｇ）に示されるようにして、二
次側整流ダイオードＤO1が導通して整流電流が流れる期
間ＤONにおいては二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでク
ランプされ、非導通となる期間ＤOFFにおいては負極性
の方向にピークレベルを有する波形となる。また、二次
巻線Ｎ2に流れる巻線電流Ｉ2は、図５（ｈ）に示すよう
にして、期間ＤOFFでは正極性から負極性に反転し、期
間ＤONでは正極性となる滑らかな波形が得られる。
側の動作は、図５（ｇ）〜（ｊ）により示されている。
低圧二次巻線Ｎ2と二次側並列共振回路を形成する二次
側並列共振コンデンサＣ2の両端電圧である二次側並列
共振電圧Ｖ2は、図５（ｇ）に示されるようにして、二
次側整流ダイオードＤO1が導通して整流電流が流れる期
間ＤONにおいては二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでク
ランプされ、非導通となる期間ＤOFFにおいては負極性
の方向にピークレベルを有する波形となる。また、二次
巻線Ｎ2に流れる巻線電流Ｉ2は、図５（ｈ）に示すよう
にして、期間ＤOFFでは正極性から負極性に反転し、期
間ＤONでは正極性となる滑らかな波形が得られる。
【０１１８】また、上記二次側並列共振回路に対して並
列に接続される二次側アクティブクランプ回路１１のス
イッチング回路（Ｑ3//ＤD3）の動作は、図５（ｉ）の
クランプ電流ＩQ3として示される。この場合にも、スイ
ッチング回路（Ｑ3//ＤD3）は、期間ＤOFF内における期
間ＴON2において導通してオンとなり、これ以外の期間
ＴOFF2において非導通となってオフとなるようにされ
る。また、期間ＴOFF2は、期間ＤONを含んだ期間となっ
ている。従って、この回路においても、二次側アクティ
ブクランプ回路１１のスイッチング回路（Ｑ3//ＤD3）
と整流ダイオードＤO1とは、ほぼ交互となるタイミング
でオン／オフを行うようになっている。期間ＴON2の前
半期間においては、クランプダイオードＤD3→クランプ
コンデンサＣCL3→低圧二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れ
ることで、クランプ電流ＩQ3としては負極性による鋸歯
状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが
反転して正極性となって、低圧二次巻線Ｎ2→Ｑ3ドレイ
ン→Ｑ3ソースの経路で流れるようにされる。そして、
スイッチング回路（Ｑ3//ＤD3）がオフとなる期間ＴOFF
2においては、０レベルが維持される波形となるもので
ある。
列に接続される二次側アクティブクランプ回路１１のス
イッチング回路（Ｑ3//ＤD3）の動作は、図５（ｉ）の
クランプ電流ＩQ3として示される。この場合にも、スイ
ッチング回路（Ｑ3//ＤD3）は、期間ＤOFF内における期
間ＴON2において導通してオンとなり、これ以外の期間
ＴOFF2において非導通となってオフとなるようにされ
る。また、期間ＴOFF2は、期間ＤONを含んだ期間となっ
ている。従って、この回路においても、二次側アクティ
ブクランプ回路１１のスイッチング回路（Ｑ3//ＤD3）
と整流ダイオードＤO1とは、ほぼ交互となるタイミング
でオン／オフを行うようになっている。期間ＴON2の前
半期間においては、クランプダイオードＤD3→クランプ
コンデンサＣCL3→低圧二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れ
ることで、クランプ電流ＩQ3としては負極性による鋸歯
状波が得られ、後半期間においては、その電流の流れが
反転して正極性となって、低圧二次巻線Ｎ2→Ｑ3ドレイ
ン→Ｑ3ソースの経路で流れるようにされる。そして、
スイッチング回路（Ｑ3//ＤD3）がオフとなる期間ＴOFF
2においては、０レベルが維持される波形となるもので
ある。
【０１１９】このようなタイミングで二次側アクティブ
クランプ回路１１がオン／オフ動作を行うことで、図４
に示す回路においても、二次側並列共振電圧Ｖ2のピー
クレベルを抑制してクランプする動作が得られる。ま
た、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて補
助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御が行われること
で、前述したようにして、低圧二次側直流出力電圧の安
定化が図られることになる。
クランプ回路１１がオン／オフ動作を行うことで、図４
に示す回路においても、二次側並列共振電圧Ｖ2のピー
クレベルを抑制してクランプする動作が得られる。ま
た、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて補
助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御が行われること
で、前述したようにして、低圧二次側直流出力電圧の安
定化が図られることになる。
【０１２０】また、フライバックトランスＦＢＴの二次
側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、
図５（ｊ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOF
F1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる
波形が得られるものである。
側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、
図５（ｊ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOF
F1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる
波形が得られるものである。
【０１２１】ここで、図４に示した第２の実施の形態と
しての電源回路において選定された主要部品のスペック
について、先行技術として図９に示した電源回路との比
較により示す。図９に示す回路においては、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴについては、ＥＥ−４０型といわれ
るＥＥ型コアを用い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線
Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。
また、フライバックトランスＦＢＴは、ギャップ長＝
０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV
（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。また、一次側並列共
振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ、クランプコンデンサ
ＣCL＝０．２２μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝
３３００ｐＦが選定されていた。そして、スイッチング
周波数の制御範囲としては、７０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚと
されている。
しての電源回路において選定された主要部品のスペック
について、先行技術として図９に示した電源回路との比
較により示す。図９に示す回路においては、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴについては、ＥＥ−４０型といわれ
るＥＥ型コアを用い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線
Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。
また、フライバックトランスＦＢＴは、ギャップ長＝
０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV
（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。また、一次側並列共
振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ、クランプコンデンサ
ＣCL＝０．２２μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝
３３００ｐＦが選定されていた。そして、スイッチング
周波数の制御範囲としては、７０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚと
されている。
【０１２２】これに対して、図４に示した第２の実施の
形態としての電源回路では、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴとしてのコアは省略されることになる。そして、フ
ライバックトランスＦＢＴに関しては、高圧用の一次巻
線Ｎo＝８０Ｔ、低圧一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ、低圧二次
巻線Ｎ2＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV＝５３０Ｔとなる。ま
た、各部品素子については、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒ＝２２００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝
３３００ｐＦ、一次側クランプコンデンサＣCL＝０．１
μＦ、二次側クランプコンデンサＣCL3＝０．２２μ
Ｆ、一次側直列共振コンデンサＣ5＝０．０３３μＦを
選定している。
形態としての電源回路では、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴとしてのコアは省略されることになる。そして、フ
ライバックトランスＦＢＴに関しては、高圧用の一次巻
線Ｎo＝８０Ｔ、低圧一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ、低圧二次
巻線Ｎ2＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV＝５３０Ｔとなる。ま
た、各部品素子については、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒ＝２２００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝
３３００ｐＦ、一次側クランプコンデンサＣCL＝０．１
μＦ、二次側クランプコンデンサＣCL3＝０．２２μ
Ｆ、一次側直列共振コンデンサＣ5＝０．０３３μＦを
選定している。
【０１２３】そして、係る構成による第２の実施の形態
である図４の電源回路においても、構成部品として、絶
縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが省略される
ことになる。従って、この場合にも、それだけプリント
基板の実装面積が縮小されることになって、さらなる小
型軽量化を図ることが可能となる。また、本実施の形態
のフライバックトランスＦＢＴの構造とされることで、
上記した実際のスペックとしても現れているように、低
圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについては、図１１
に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される一
次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2と比較して、そのターン数が
削減されている。これによって、巻線工程時間の短縮が
図られる。
である図４の電源回路においても、構成部品として、絶
縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが省略される
ことになる。従って、この場合にも、それだけプリント
基板の実装面積が縮小されることになって、さらなる小
型軽量化を図ることが可能となる。また、本実施の形態
のフライバックトランスＦＢＴの構造とされることで、
上記した実際のスペックとしても現れているように、低
圧一次巻線Ｎ1と低圧二次巻線Ｎ2とについては、図１１
に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される一
次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2と比較して、そのターン数が
削減されている。これによって、巻線工程時間の短縮が
図られる。
【０１２４】さらに、本実施の形態のフライバックトラ
ンスＦＢＴの構造によっては低圧一次巻線Ｎ1と低圧二
次巻線Ｎ2との巻き面積が拡大するために、例えば図７
に示す回路の場合には、これらの巻線について６０μｍ
φ／８０束のリッツ線を用いていたのが、本実施の形態
の場合には、例えば６０μｍφ／１３０束のリッツ線の
ように、より束数の多いリッツ線を用いることができる
ため、銅損による電力損失が低減されて電力変換効率が
向上する。具体的には、図９に示した回路のAC/DC電力
変換効率が９０．１％であったのに対して、図４に示し
た本実施の形態の回路では、９０．６％にまで向上され
た。また、交流入力電力は１．３Ｗ低減された。
ンスＦＢＴの構造によっては低圧一次巻線Ｎ1と低圧二
次巻線Ｎ2との巻き面積が拡大するために、例えば図７
に示す回路の場合には、これらの巻線について６０μｍ
φ／８０束のリッツ線を用いていたのが、本実施の形態
の場合には、例えば６０μｍφ／１３０束のリッツ線の
ように、より束数の多いリッツ線を用いることができる
ため、銅損による電力損失が低減されて電力変換効率が
向上する。具体的には、図９に示した回路のAC/DC電力
変換効率が９０．１％であったのに対して、図４に示し
た本実施の形態の回路では、９０．６％にまで向上され
た。また、交流入力電力は１．３Ｗ低減された。
【０１２５】また、先の実施の形態と同様に、スイッチ
ングコンバータのオン／オフ動作を水平同期信号周波数
ｆHに同期させていることで、フライバックトランスＦ
ＢＴから輻射される漏洩磁束による水平偏向回路部品へ
の干渉、及びビートノイズの問題が解消されるものであ
る。
ングコンバータのオン／オフ動作を水平同期信号周波数
ｆHに同期させていることで、フライバックトランスＦ
ＢＴから輻射される漏洩磁束による水平偏向回路部品へ
の干渉、及びビートノイズの問題が解消されるものであ
る。
【０１２６】なお、例えば、上記実施の形態では、メイ
ンとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子とに
ついては、バイポーラトランジスタを採用するものとし
ているが、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の他の素子を採
用することも考えられるものである。ここで、ＭＯＳ−
ＦＥＴ、ＩＧＢＴを採用する場合には、例えば汎用ＩＣ
を用いた発振駆動回路を用いることで他励式によってス
イッチング駆動するように構成すればよい。また、二次
側共振回路を含んで形成される二次側の整流回路として
も、実施の形態としての各図に示した構成に限定される
ものではなく、他の回路構成が採用されて構わないもの
である。
ンとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子とに
ついては、バイポーラトランジスタを採用するものとし
ているが、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の他の素子を採
用することも考えられるものである。ここで、ＭＯＳ−
ＦＥＴ、ＩＧＢＴを採用する場合には、例えば汎用ＩＣ
を用いた発振駆動回路を用いることで他励式によってス
イッチング駆動するように構成すればよい。また、二次
側共振回路を含んで形成される二次側の整流回路として
も、実施の形態としての各図に示した構成に限定される
ものではなく、他の回路構成が採用されて構わないもの
である。
【０１２７】
【発明の効果】請求項１に記載の発明による電源回路で
は、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング出力が
伝送されるフライバックトランスにおいて、昇圧巻線は
一次巻線と密結合の状態となるように巻装され、一方、
低圧二次巻線は一次巻線と疎結合の状態となるようにし
て巻装される。また、請求項２に記載の発明による電源
回路では、フライバックトランスにおいて高圧用一次巻
線と昇圧巻線とが密結合となるようにして巻装され、ま
た、低圧一次巻線と低圧二次巻線Ｎ2とが疎結合となる
ようにして巻装される。また、これらの各構成において
は、低圧二次巻線側にて二次側並列共振回路が形成され
るようにすることで、複合共振形スイッチングコンバー
タとしての動作が得られるようになっている。そして、
フライバックトランスの二次側においては、昇圧巻線に
励起された交番電圧を利用して直流高電圧を生成し、ま
た、低圧二次巻線に励起された交番電圧を利用して直流
低電圧を生成するようにされる。このような構成が採ら
れる結果、本発明の電源回路としては、直流高電圧と直
流低電圧という２種類の二次側直流出力電圧を得るのに
あたり、高圧発生トランスだけを設ければよく、絶縁コ
ンバータトランスについては削除されることになる。
は、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング出力が
伝送されるフライバックトランスにおいて、昇圧巻線は
一次巻線と密結合の状態となるように巻装され、一方、
低圧二次巻線は一次巻線と疎結合の状態となるようにし
て巻装される。また、請求項２に記載の発明による電源
回路では、フライバックトランスにおいて高圧用一次巻
線と昇圧巻線とが密結合となるようにして巻装され、ま
た、低圧一次巻線と低圧二次巻線Ｎ2とが疎結合となる
ようにして巻装される。また、これらの各構成において
は、低圧二次巻線側にて二次側並列共振回路が形成され
るようにすることで、複合共振形スイッチングコンバー
タとしての動作が得られるようになっている。そして、
フライバックトランスの二次側においては、昇圧巻線に
励起された交番電圧を利用して直流高電圧を生成し、ま
た、低圧二次巻線に励起された交番電圧を利用して直流
低電圧を生成するようにされる。このような構成が採ら
れる結果、本発明の電源回路としては、直流高電圧と直
流低電圧という２種類の二次側直流出力電圧を得るのに
あたり、高圧発生トランスだけを設ければよく、絶縁コ
ンバータトランスについては削除されることになる。
【０１２８】絶縁コンバータトランスが削除されること
で、構成部品としては、少なくとも、そのトランスのた
めのコアがが削除されることになるのであるが、絶縁コ
ンバータトランスは比較的大型なトランスであるから、
そのコアが削除されることで、基板サイズは大幅に縮小
することが可能になり、結果として小型軽量化を有効に
促進することが可能になるものである。これに加えて、
請求項１に記載される発明による電源回路では、１組分
の巻線が省略されることで、それだけ巻線工程も少なく
なってその時間が短縮されるので、例えばスイッチング
電源回路あたりの製造効率も向上されることになる。さ
らに、請求項２による発明に基づく電源回路について
は、低圧一次巻線と低圧二次巻線の巻き数が削減される
ことから、これによる巻線工程時間の短縮が図られる。
また、これらの巻線の巻き面積も拡大してより束数の多
いリッツ線を巻線として選定できるので、銅損による電
力損失は低減されて電力変換効率が向上されることにな
る。このようにして、本発明によっては、スイッチング
電源回路の大幅な小型軽量化の促進が図られるものであ
り、これに伴って、製造効率の向上やコストの削減、さ
らには電力変換効率の向上も図られるという効果を有し
ている。
で、構成部品としては、少なくとも、そのトランスのた
めのコアがが削除されることになるのであるが、絶縁コ
ンバータトランスは比較的大型なトランスであるから、
そのコアが削除されることで、基板サイズは大幅に縮小
することが可能になり、結果として小型軽量化を有効に
促進することが可能になるものである。これに加えて、
請求項１に記載される発明による電源回路では、１組分
の巻線が省略されることで、それだけ巻線工程も少なく
なってその時間が短縮されるので、例えばスイッチング
電源回路あたりの製造効率も向上されることになる。さ
らに、請求項２による発明に基づく電源回路について
は、低圧一次巻線と低圧二次巻線の巻き数が削減される
ことから、これによる巻線工程時間の短縮が図られる。
また、これらの巻線の巻き面積も拡大してより束数の多
いリッツ線を巻線として選定できるので、銅損による電
力損失は低減されて電力変換効率が向上されることにな
る。このようにして、本発明によっては、スイッチング
電源回路の大幅な小型軽量化の促進が図られるものであ
り、これに伴って、製造効率の向上やコストの削減、さ
らには電力変換効率の向上も図られるという効果を有し
ている。
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。
波形図である。
【図３】図１に示す電源回路に備えられるフライバック
トランスの構造例を示す断面図である。
トランスの構造例を示す断面図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
【図５】図４に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。
波形図である。
【図６】図４に示す電源回路に備えられるフライバック
トランスの構造例を示す断面図である。
トランスの構造例を示す断面図である。
【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図８】図７に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。
波形図である。
【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示す電源回路における要部の動作を示
す波形図である。
す波形図である。
【図１１】絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面
図である。
図である。
【図１２】従来のフライバックトランスの構造例とし
て、昇圧巻線が層間巻きされる場合を示す断面図であ
る。
て、昇圧巻線が層間巻きされる場合を示す断面図であ
る。
【図１３】従来のフライバックトランスの構造例とし
て、昇圧巻線が分割巻きされる場合を示す断面図であ
る。
て、昇圧巻線が分割巻きされる場合を示す断面図であ
る。
１Ａ 第１制御回路、１Ｂ 第２制御回路、１０，１１
アクティブクランプ回路、ＦＢＴ フライバックトラ
ンス、４０ 高圧発生回路、Ｑ1 メインスイッチング
素子、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側
並列共振コンデンサ、Ｑ2 補助スイッチング素子、Ｄ
D，ＤD2 クランプダイオード、ＣCL クランプコンデ
ンサ、ＮO 一次巻線、Ｎ1 低圧一次巻線、Ｎ2 低圧
二次巻線、ＮHV1〜ＮHV5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高
圧整流ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ
アクティブクランプ回路、ＦＢＴ フライバックトラ
ンス、４０ 高圧発生回路、Ｑ1 メインスイッチング
素子、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側
並列共振コンデンサ、Ｑ2 補助スイッチング素子、Ｄ
D，ＤD2 クランプダイオード、ＣCL クランプコンデ
ンサ、ＮO 一次巻線、Ｎ1 低圧一次巻線、Ｎ2 低圧
二次巻線、ＮHV1〜ＮHV5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高
圧整流ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 BB04 CA01 CA02 CA07 CA12 CA13 CB03 CB04 CC08 DA04 DB01 DC05 5H730 AA02 AA14 AA16 AS01 AS04 AS15 BB43 BB52 BB76 BB77 CC01 DD02 DD04 DD41 EE02 EE06 EE07 EE19 EE59 EE72 FD01 FD21 FG07 ZZ16
Claims (4)
- 【請求項１】 入力された直流入力電圧を断続して出力
するためのメインスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、 二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合されるＵ−Ｕ
字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装さ
れる一次巻線と、この一次巻線と同軸上に巻装されて、
上記一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られる
ようにされた二次側昇圧巻線と、上記Ｕ−Ｕ字形磁心の
他方の磁脚に巻装され、上記一次巻線とは疎結合とされ
る所要の結合度が得られるようにされた二次側低圧巻線
と、を有する高圧発生トランスと、 上記二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
を並列に接続するようにして形成される二次側並列共振
回路と、 上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側
低圧巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について
半波整流動作を行うことで、直流低電圧を得るように構
成された直流低電圧生成手段と、 上記二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動
作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流高
電圧生成手段と、 少なくとも二次側クランプコンデンサと二次側補助スイ
ッチング素子との直列接続回路からなり、この直列接続
回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接続され
る二次側アクティブクランプ手段と、 上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を
行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電
圧制御手段と、 少なくとも一次側クランプコンデンサと一次側補助スイ
ッチング素子との直列接続回路からなり、この直列接続
回路が上記一次巻線に対して並列に接続される一次側ア
クティブクランプ手段と、 上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記一次側補助スイッチング素子の導通角制御を
行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電
圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 入力された直流入力電圧を断続して出力
するためのメインスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、 二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合されるＵ−Ｕ
字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装さ
れる高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線と同軸上に
巻装されて、上記高圧用一次巻線と密結合とされる所要
の結合度が得られるようにされた二次側昇圧巻線と、上
記高圧用一次巻線と並列に接続されると共に、上記Ｕ−
Ｕ字形磁心の他方の磁脚に巻装される低圧用一次巻線
と、この低圧用一次巻線とは疎結合とされる所要の結合
度が得られるように、低圧用一次巻線と同じ磁脚に対し
て巻装される二次側低圧巻線と、を有する高圧発生トラ
ンスと、 上記二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
を並列に接続するようにして形成される二次側並列共振
回路と、 上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側
低圧巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について
半波整流動作を行うことで、直流低電圧を得るように構
成された直流低電圧生成手段と、 上記二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動
作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流高
電圧生成手段と、 少なくとも二次側クランプコンデンサと二次側補助スイ
ッチング素子との直列接続回路からなり、この直列接続
回路が上記二次側並列共振回路に対して並列に接続され
る二次側アクティブクランプ手段と、 上記直流低電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を
行うことで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電
圧制御手段と、 少なくとも一次側クランプコンデンサと一次側補助スイ
ッチング素子との直列接続回路からなり、この直列接続
回路が上記低圧用一次巻線に対して並列に接続される一
次側アクティブクランプ手段と、 上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに
応じて上記一次側補助スイッチング素子の導通角制御を
行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電
圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項３】 陰極線管表示装置で用いる水平同期信号
に同期した信号に基づいて、上記メインスイッチング素
子について、水平同期信号周波数に同期したスイッチン
グ動作を実行させる同期手段を備えることを特徴とする
請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項４】 上記直流入力電圧ラインと上記高圧発生
トランスの一次巻線端部との間に対して上記メインスイ
ッチング素子が直列に挿入されていることを特徴とする
請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001070513A JP2002272106A (ja) | 2001-03-13 | 2001-03-13 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001070513A JP2002272106A (ja) | 2001-03-13 | 2001-03-13 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002272106A true JP2002272106A (ja) | 2002-09-20 |
Family
ID=18928379
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001070513A Pending JP2002272106A (ja) | 2001-03-13 | 2001-03-13 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002272106A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008037221A1 (fr) * | 2006-09-30 | 2008-04-03 | Dongping Yang | Alimentation et son transformateur |
| WO2019189018A1 (ja) * | 2018-03-28 | 2019-10-03 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Ｌｌｃ共振コンバーター |
-
2001
- 2001-03-13 JP JP2001070513A patent/JP2002272106A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008037221A1 (fr) * | 2006-09-30 | 2008-04-03 | Dongping Yang | Alimentation et son transformateur |
| WO2019189018A1 (ja) * | 2018-03-28 | 2019-10-03 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Ｌｌｃ共振コンバーター |
| US11336184B2 (en) | 2018-03-28 | 2022-05-17 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power converter |
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