JP2002354808A

JP2002354808A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002354808A
Application number: JP2001156947A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-05-25
Filing date: 2001-05-25
Publication date: 2002-12-06

Abstract

(57)【要約】【課題】電源回路の小型軽量化、ＡＣ／ＤＣ電力変換
効率の向上。【解決手段】一次側電圧共振形コンバータのスイッチ
ング出力が伝送されるフライバックトランスにおいて、
昇圧巻線ＮHVは高圧用一次巻線Ｎ0と密結合の状態とな
るように巻装し、低圧用二次巻線Ｎ2は低圧用一次巻線
Ｎ1と疎結合の状態となるようにして巻装する。そして
フライバックトランスＦＢＴの二次側においては、昇圧
巻線ＮHVに得られる交番電圧を利用して直流高電圧を生
成し、低圧用二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧を利用し
て直流低電圧を生成するように構成する。またフライバ
ックトランスは、低圧用一次巻線が巻き上げられた巻上
巻線が高圧用一次巻線と直列接続され、該直列接続され
た巻上巻線及び高圧用一次巻線が低圧用一次巻線と並列
接続されるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば高解像度と
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】陰極線管（以下ＣＲＴ（Cathode-Ray Tu
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。

【０００３】このようにして、陰極線管表示装置として
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式
であれば水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１
５．７５ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨ
ＤＴＶも受信可能なように設計されているものが少なか
らず普及している。上記したようなテレビジョン受像機
において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流出力電圧を
印加する場合には、例えば水平同期信号周波数３１．５
ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直流出力電圧
が変動することとなって、ＣＲＴに表示される画面の輝
度やラスターサイズが変化してしまうことになる。この
ため、上記したアノード電圧を生成する電源回路では安
定化を行うことがが不可欠となる。

【０００４】本出願人は、このようなことを背景とし
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図４の回
路図に示す。

【０００５】この図４に示す電源回路においては、先
ず、商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ
1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接
続形態によって接続することで、倍電圧整流回路を形成
している。この倍電圧整流回路は、直列接続された平滑
コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、交流入力電圧ＶACの
２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生
成する。

【０００６】上記直流入力電圧を入力して断続するスイ
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。

【０００７】また、メインスイッチング素子Ｑ1のベー
スに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベー
ス電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の直列共振回路が接続される。また、メインスイッ
チング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉ2の負極
（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤ
Dにより、ターンオンの開始期間においてメインスイッ
チング素子Ｑ1のベース−コレクタを介して流れるクラ
ンプ電流の経路を形成するようにされる。メインスイッ
チング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次側に形成されている一次巻線Ｎ1の一端と
接続され、そのエミッタは接地される。

【０００８】上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1
側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形
コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、
ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング
素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用
によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生す
る両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形とな
って電圧共振形の動作が得られるようになっている。

【０００９】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、フライバックトランスＦＢＴの二次側に得られる直
流高電圧を安定化するために設けられる。この直交形制
御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、
４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの
磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成す
る。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対し
て、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB
を巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線
ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装するよ
うにして構成される。

【００１０】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉ1の正極（直
流入力電圧ライン）と一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入
されている。これによって、メインスイッチング素子Ｑ
1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流
検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴ
においては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチ
ング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起さ
れることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交
番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動
回路を形成する直列共振回路（ＮB−ＣB）からベース電
流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてメインス
イッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これによ
り、メインスイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路（ＮB
−ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチング周
波数でスイッチング動作を行うことになる。なお、起動
時においては、メインスイッチング素子Ｑ1は、起動抵
抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉからベースに流れる起
動電流によってスイッチング動作を開始する。

【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造として
は、図６に示すように、例えばフェライト材によるＥ型
コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1と二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装され
る。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧ
を形成するようにしている。これによって、所要の結合
係数による疎結合が得られる。ギャップＧは、Ｅ型コア
ＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも
短くすることで形成することが出来る。また、結合係数
ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を得
るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいよ
うにしている。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の巻始め端部は、図４に示すようにメインスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタに接続され、巻終わり端部は共
振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極に接続される。また、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側には、二次側巻線として、二次巻線Ｎ
2が巻装されている。

【００１３】この場合、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は二
次側アースに接続され、その巻終わり端部は整流ダイオ
ードＤO1のアノードに接続される。そして、この整流ダ
イオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平
滑回路によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ
（例えば１３５Ｖ）とされる水平偏向回路用の直流出力
電圧ＥO1を得るようにしている。

【００１４】また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対し
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所
要のレベル（例えば１５Ｖ）の二次側直流出力電圧ＥO2
を得るようにもされている。

【００１５】二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成される。これによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧
は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側において電圧共振動作が得られる。

【００１６】即ち、図４に示す電源回路では、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作を
電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次
側にも電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えら
れる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次
側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッ
チングコンバータについては、「複合共振形スイッチン
グコンバータ」ともいうことにする。

【００１７】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に対しては、アクティブクランプ回路２０が備えら
れる。このアクティブクランプ回路２０は、補助スイッ
チング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL、クランプダ
イオードＤD2を備えて形成される。なお、クランプダイ
オードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチン
グ素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわゆるボデ
ィダイオードが使用される。また、補助スイッチング素
子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、駆動巻線
Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成る。

【００１８】この場合、補助スイッチング素子Ｑ2のド
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2
のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して二次巻線
Ｎ2の巻始め端部に対して接続される。また、補助スイ
ッチング素子Ｑ2のソースは二次巻線Ｎ2の巻終わり端部
に対して接続される。つまり、アクティブクランプ回路
２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラ
ンプダイオードＤD2を並列接続したスイッチング回路に
対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対し
て並列に接続して構成されるものである。また、この場
合には二次巻線Ｎ2と二次側並列共振コンデンサＣ2とに
より二次側並列共振回路が形成されていることから、ア
クティブクランプ回路２０は、二次側並列共振回路に対
して並列に接続されているものと見ることもできる。

【００１９】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端
部側を巻き上げるようにして形成されている。

【００２０】補助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、第
１制御回路１Ａとも接続されている。この場合、第１制
御回路１Ａに対しては、検出電圧として二次側直流出力
電圧ＥO1が入力される。第１制御回路１Ａは、入力され
た二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、その
レベルを可変した制御電圧を印加する。これにより、補
助スイッチング素子Ｑ2は、ゲート閾値電圧（バイア
ス）が可変されることになって、１スイッチング周期内
におけるオン期間（導通角）が可変制御される、つま
り、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイッチング動作
が行われるものとされる。クランプコンデンサＣCLに
は、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コン
デンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れるよう
にされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が可変
制御されれば、クランプコンデンサＣCL2に流れる電流
量が変化するので、これに伴って二次側並列共振コンデ
ンサＣ2への充電電流量が変化する。このようにして二
次側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化する
ことで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧（並列
共振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共振電圧
が変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも
可変制御されることになる。このようにして、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出力電圧
の安定化が図られる。

【００２１】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎ0に得られる巻線電圧Ｖ3を利用して、例えばＣＲ
Ｔのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成す
る。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側に
は、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにして
いわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割さ
れて巻装されている。この場合、一次巻線Ｎ0と昇圧巻
線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。なお、
この場合の一次巻線Ｎ0と昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋと
しては、ｋ≧０．９５とされている。フライバックトラ
ンスＦＢＴの二次側には、一次巻線Ｎ0に発生する巻線
電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次巻線Ｎ0との巻線比（Ｎ
HV／Ｎ0）に応じて昇圧された昇圧電圧が得られること
になる。

【００２２】この図４に示す電源回路の場合、フライバ
ックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状
態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻
終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤH
V2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されてい
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平
滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整
流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。

【００２３】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。

【００２４】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHV（例えば３１．５ＫＶ）が得られ
ることになる。

【００２５】また、平滑コンデンサＣOHVの両端に対し
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した直流高
電圧ＥHVが第２制御回路１Ｂに入力される。第２制御回
路１Ｂは、例えば誤差増幅器等によって構成されてお
り、上記のようにして分圧される直流高電圧ＥHVのレベ
ル変化に応じて、直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線
ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変すること
で、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線Ｎ
BのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆
動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメイ
ンスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の
直列共振回路の共振条件が変化し、メインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となる。
この動作によってフライバックトランスＦＢＴの二次側
から出力される直流出力高電圧ＥHVの安定化が図られ
る。

【００２６】ところで、この図４に示す電源回路のよう
に、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直
交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチン
グ周波数を可変するのにあたっては、メインスイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間を一定としたうえで、オン
となる期間を可変制御するようにされる。つまり、図４
に示す電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチ
ング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に
対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、
スイッチング周期におけるメインスイッチング素子Ｑ1
の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見るこ
とが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００２７】このように、図４に示す電源回路では、直
流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、アクティブクラ
ンプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御
を行うことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
にある直流出力電圧の定電圧化を図るようにされてい
る。また、直流高電圧ＥHVの電圧レベルに応じて、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、その
導通角を同時に制御する複合制御方式によって、直流高
電圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。

【００２８】そして図４に示すスイッチング電源回路で
は、商用交流電源を入力して動作する一次側電圧共振形
コンバータに対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
と、高圧発生回路４０内のフライバックトランスＦＢＴ
を接続し、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2、及び
直流高電圧ＥHVを得るようにされている。このため、例
えば以前より知られていた多段型の高圧発生回路と比較
して、電力変換効率や回路規模の小型化等の点で優れて
いる。

【００２９】ここで、図７及び図８の断面図により、フ
ライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。先
ず、図７に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例え
ばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２
の各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字
型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の
磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する
部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにさ
れる。そして、図示するように、一次巻線Ｎ0を巻装し
た低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁
脚に対して貫通させるように取り付ける。そして、この
低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線Ｎ
HV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させる
ようにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎ0と
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造
が得られる。

【００３０】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図４に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。そして実際に
は、この図７に示される構造をケース内に収納した上で
例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填して
モールドすることで、これらの絶縁を確保するようにし
ている。

【００３１】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
７に示す構造のほか、図８に示すようにして、いわゆる
分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもでき
る。なお、図８において図７と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによっ
て巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨ
Ｂ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。こ
れにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であ
るスリットＳが複数形成されることになる。そして、こ
の各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装すること
で昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものであ
る。そして、上記図７又は図８に示すフライバックトラ
ンスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎ0と二次側の
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁脚に対し
て、いわゆる「同軸巻き」によって巻装されていること
で、互いの結合状態として密結合の状態が得られるよう
にされている。例えば実際としては、結合係数ｋ＝０．
９８程度の密結合が得られているものである。

【００３２】図５の波形図は、上記図４に示した構成に
よる電源回路における要部の動作を示している。一次側
並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧
Ｖ1は、図５（ａ）に示すようにして、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振
パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レ
ベルとなる波形が得られており、一次側電圧共振形コン
バータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタ
イミングに対応した波形となっている。交流入力電圧Ｖ
AC＝１００Ｖ系の場合、倍電圧整流回路（Ｄｉ１，Ｄｉ
２，Ｃｉ１，Ｃｉ２）で直流入力電圧を得ると、この場
合スイッチング素子Ｑ１の両端に発生する電圧共振パル
ス電圧Ｖ１のピーク値は１２００Ｖ程度となる。

【００３３】また、このときにスイッチング素子Ｑ1に
流れるコレクタ電流ＩQ1は、図５（ｄ）に示すようにし
て、先ず、期間ＴON1開始時においてクランプダイオー
ドＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベ
ルに反転してコレクタ−エミッタに流れる波形が得られ
る。また、このような一次側のスイッチング動作によっ
て一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図５
（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対応
して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。

【００３４】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎ0に対しては、図５（ｃ）に示されるようにして
正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、
図５（ｂ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形が得
られる。これに応じて、フライバックトランスＦＢＴの
二次側の整流回路に流れる整流電流Ｉoは、図５（ｈ）
に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOFF1内におい
て正極性の方向により正弦波状に流れる波形が得られる
ものである。

【００３５】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図５
（ｅ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFに
おいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形
となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1
に流入する巻線電流Ｉ2は、図５（ｆ）に示すようにし
て、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一定
レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から負
極性に反転するようにして、負極正の方向によりピーク
を有する波形となる。

【００３６】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に備えられるアクティブクランプ回路２０の動作
は、図５（ｇ）のクランプ電流ＩQ2として示される。つ
まり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）が導通してオン
となる期間ＴON2の前半期間においては、クランプダイ
オードＤD2→クランプコンデンサＣCL→二次巻線Ｎ2の
経路で電流が流れることで、クランプ電流ＩQ2としては
負極性による鋸歯状波が得られ、後半期間においては、
その電流の流れが反転して正極性となって、二次巻線Ｎ
2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で流れるようにされ
る。そして、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオフと
なる期間ＴOFF2においては、０レベルが維持される波形
となるものである。なお、第１制御回路１Ａによる制御
によっては、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御を
行うことによって、この期間ＴON2が可変されることに
なる。

【００３７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図４に
示した構成による電源回路は、陰極線管表示装置用とし
ては、以前から知られている構成のようにスイッチング
コンバータを複数段組み合わせる必要はないことから、
それだけ小型化には有利であるといえる。そして、さら
なる小型化が図られれば、近年における電子機器の小型
化の要求に対して充分に応えることができることにな
り、より有用な電源回路を提供することが可能になる。

【００３８】しかし、図４に示した電源回路の構成とし
ては、これ以上の小型化を有効に図ることは難しい。そ
して、小型化を阻害する要因における最も問題となる点
としては次のようなことが挙げられる。図４に示す電源
回路においては、トランスとして、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴ、直交型制御トランスＰＲＴ、及びフライバ
ックトランスＦＢＴが設けられているが、これらのなか
では特に絶縁コンバータトランスＰＩＴ及びフライバッ
クトランスＦＢＴが比較的大型のサイズとなっている。
つまり、図４に示す回路では、大型のトランスが２組備
えられていることから、相当の基板における実装面積を
要してしまうことになる。

【００３９】具体的には、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔのコア断面積は１．２３平方センチメートル、フライ
バックトランスＦＢＴのコア断面積は２．０１平方セン
チメートルであるのに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴ側である二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力は１
５０Ｗ程度であり、フライバックトランスＦＢＴの二次
側である直流高電圧ＥHVの負荷電力は７０Ｗ程度であ
る。つまり、直流高電圧ＥHVの負荷電力は二次側直流出
力電圧ＥO1の１／２程度であるのに、コア断面積を比較
すると、フライバックトランスＦＢＴが絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対して６３％拡大したものとなってい
る。これは、フライバックトランスＦＢＴのコアの利用
率という点からすれば、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の利用率に対して大幅に劣っており、それだけサイズ的
な効率がよくないことを示している。従って、図４に示
す構成を基本とした電源回路の小型化を促進しようとす
れば、このトランスの問題をクリアすることが必要にな
ってくるわけである。

【００４０】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続し
て出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成
されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動
作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成される
ようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、二
組のＵ字形磁心がギャップを介して接合されるＵ−Ｕ字
形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装され
ると共に上記スイッチング手段のスイッチング出力が伝
達される高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線と同軸
上に巻装されて、上記高圧用一次巻線と密結合とされる
所要の結合度が得られるようにされた二次側昇圧巻線
と、上記Ｕ−Ｕ字形磁心の他方の磁脚に巻装されると共
に上記スイッチング手段のスイッチング出力が伝達され
る低圧用一次巻線と、この低圧用一次巻線とは疎結合と
される所要の結合度が得られるように上記低圧用一次巻
線と同じ磁脚に対して巻装される低圧用二次巻線と、を
有し、さらに上記低圧用一次巻線が巻き上げられた巻上
巻線が上記高圧用一次巻線と直列接続され、該直列接続
された上記巻上巻線及び上記高圧用一次巻線が上記低圧
用一次巻線と並列接続されている高圧発生トランスと、
上記低圧用二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
を並列に接続するようにして形成される二次側並列共振
回路と、上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上
記低圧用二次巻線から得られる交番電圧について整流動
作を行うことで、直流低電圧を得るように構成された直
流低電圧生成手段と、上記二次側昇圧巻線に得られる高
圧電圧について整流動作を行うことで、直流高電圧を得
るようにされる直流高電圧生成手段と、を備えるように
する。

【００４１】また、少なくとも二次側クランプコンデン
サと二次側補助スイッチング素子との直列接続回路から
なり、この直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対
して並列に接続されるようにして形成される二次側アク
ティブクランプ手段と、上記直流低電圧のレベルに応じ
て上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を行う
ことで、定電圧制御を行うようにされる第１の定電圧制
御手段とをさらに備える。また、上記直流高電圧のレベ
ルに応じて上記メインスイッチング素子のスイッチング
周波数制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされ
る第２の定電圧制御手段をさらに備える。

【００４２】上記構成によれば、高圧発生トランスに対
して高圧用一次巻線と昇圧巻線が密結合の状態となるよ
うに巻装されると共に、低圧用一次巻線と低圧用二次巻
線が疎結合の状態となるようにして巻装される。従っ
て、スイッチング電源回路の全体構成としては、一次側
電圧共振形スイッチングコンバータと、このスイッチン
グ出力を二次側に伝送する高圧発生トランスと、この高
圧発生トランスの二次側に形成される直流高電圧生成手
段としての整流回路系と、直流低電圧生成手段としての
整流回路系が備えられることになる。ここで、直流低電
圧生成手段の整流回路系においては、二次側並列共振回
路が形成されることで、電源回路全体としては、複合共
振形スイッチングコンバータが形成される。そして、こ
のような回路構成であれば、直流高電圧と直流低電圧と
を１組のスイッチング電源回路で得るのにあたっては、
１組の高圧発生トランスにより一次側から二次側への電
力伝送を行うようにされることになる。つまり、換言す
れば、高圧発生トランス及び絶縁コンバータトランスと
いう２組の大型トランスを設ける必要はなく、絶縁コン
バータトランスについては省略されることになる。

【００４３】また、高圧発生トランスでは、上記低圧用
一次巻線が巻き上げられた巻上巻線が上記高圧用一次巻
線と直列接続される。そしてこの直列接続された上記巻
上巻線及び上記高圧用一次巻線が上記低圧用一次巻線と
並列接続されている。このため、メインスイッチング素
子の両端に発生する電圧共振パルス電圧と相似した電圧
波形が巻上巻線に誘起され、低圧用一次巻線と巻上巻線
に発生する電圧共振パルス電圧が高圧用一次巻線に印加
される。これは直流高電圧を本来得ようとする電圧値よ
り上昇させる作用を為すが、逆に言えば、メインスイッ
チング素子の両端に発生する電圧共振パルス電圧のピー
クが低下されれば、本来得るべき直流高電圧を得ること
ができることを意味する。

【００４４】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成例を示している。この
図に示される電源回路においては、先ず、商用交流電源
ＡＣに対して、［整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コ
ンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続形態によって接
続することで、倍電圧整流回路を形成している。この倍
電圧整流回路は、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1
−Ｃｉ2の両端に交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整
流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する。本実施の
形態において、このようにして交流入力電圧ＶACの２倍
に対応する整流平滑電圧Ｅｉを得るようにしているの
は、後述するようにして、高圧発生回路４０によって、
所要レベルの直流高電圧ＥHVを得る必要上、効率を向上
させるには、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルと
して１０００Ｖ程度が必要であるため、電圧共振形コン
バータへの入力電圧レベルとしても相応の高レベルが必
要とされることに依る。

【００４５】上記直流入力電圧を入力して断続するスイ
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。

【００４６】また、メインスイッチング素子Ｑ1のベー
スに対しては、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベー
ス電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の直列共振回路が接続される。また、メインスイッ
チング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉ2の負極
（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤ
Dにより、ターンオンの開始期間においてメインスイッ
チング素子Ｑ1のベース−コレクタを介して流れるクラ
ンプ電流の経路を形成するようにされる。

【００４７】メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、フライバックトランスＦＢＴの一次側に巻装される
低圧用一次巻線Ｎ1及び検出巻線ＮDを介して、直流入力
電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のラインと接続される。ま
た、このメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタは、フ
ライバックトランスＦＢＴの一次側に巻装される巻上巻
線Ｎ４、高圧用一次巻線Ｎ0及び検出巻線ＮDを介して、
直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のラインと接続され
るとみることもできる。つまり、フライバックトランス
ＦＢＴの低圧用一次巻線Ｎ1と、巻上巻線Ｎ４及び高圧
用一次巻線Ｎ0とは並列接続された状態にある。メイン
スイッチング素子Ｑ１のエミッタは一次側アースに接地
される。

【００４８】上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、フライバック
トランスＦＢＴの一次側の各巻線Ｎ１、Ｎ４、Ｎ0のリ
ーケージインダクタンスＬ1、Ｌ4、Ｌ0とにより電圧共
振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そし
て、ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の
作用によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発
生する両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形
となって電圧共振形の動作が得られるようになってい
る。

【００４９】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、フライバックトランスＦＢＴの二次側に得られる直
流高電圧を安定化するために設けられる。この直交形制
御トランスＰＲＴの構造としては、４本の磁脚を有する
２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合す
るようにして立体型コアを形成する。そして、この立体
型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に共
振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻
線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに
対して直交する方向に巻装するようにして構成される。

【００５０】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉ1の正極（直
流入力電圧ライン）と低圧用一次巻線Ｎ1（及び高圧用
一次巻線Ｎ0）との間に直列に挿入されている。これに
よって、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力は、低圧用一次巻線Ｎ1を介して（及び巻上巻線Ｎ４
及び高圧用一次巻線Ｎ0を介して）共振電流検出巻線ＮD
に伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、
共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がト
ランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、
駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生
する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成す
る直列共振回路（ＮB−ＣB）からベース電流制限抵抗Ｒ
Bを介して、ドライブ電流としてメインスイッチング素
子Ｑ1のベースに出力される。これにより、メインスイ
ッチング素子Ｑ1は、直列共振回路（ＮB−ＣB）の共振
周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチ
ング動作を行うことになる。なお、起動時においては、
メインスイッチング素子Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して
整流平滑電圧Ｅｉからベースに流れる起動電流によって
スイッチング動作を開始する。

【００５１】フライバックトランスＦＢＴは、本来、メ
インスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を一次側
から二次側に伝達し、二次側においてアノード電圧用の
高圧直流電圧を得るための高圧交番電圧を生成するため
に備えられる。しかし、本実施の形態においては、この
フライバックトランスＦＢＴの二次側において、例えば
各種回路用の低圧二次側直流出力電圧を得るための低圧
交番電圧を生成するようにも構成される。

【００５２】このため、本実施の形態のフライバックト
ランスＦＢＴにおいて一次側に巻装される一次側巻線と
しては、高圧用一次巻線Ｎ0に加えて、低圧用一次巻線
Ｎ1が設けられる。また、低圧用一次巻線Ｎ1が巻き上げ
られて巻上巻線Ｎ４が設けられている。そして上述した
ように巻上巻線Ｎ４が高圧用一次巻線Ｎ0に直列接続さ
れ、しかもメインスイッチング素子Ｑ１のコレクタと直
交形制御トランスＰＲＴの検出巻線ＮDの間において、
低圧用一次巻線Ｎ1と、巻上巻線Ｎ４及び高圧用一次巻
線Ｎ0の直列回路とが、並列接続された状態となってい
る。またフライバックトランスＦＢＴの二次側巻線とし
ては、昇圧巻線ＮHV(1〜5)に加えて、低圧用二次巻線Ｎ
2が設けられる。

【００５３】ここで、低圧用一次巻線Ｎ1は、前述もし
たようにメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタと直流
入力電圧ラインとの間に対して挿入されていることで、
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達
される。また高圧用一次巻線Ｎ0も、巻上巻線Ｎ４を介
してメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタと直流入力
電圧ラインとの間に対して挿入されていることで、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達され
る。

【００５４】また、フライバックトランスＦＢＴの二次
側の回路構成として、昇圧巻線ＮHV（1〜5）を備えて成
る高圧発生回路４０側の構成は次のようになっている。
図において一点鎖線で囲って示す高圧発生回路４０は、
フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によって構
成されており、フライバックトランスＦＢＴの高圧用一
次巻線Ｎ0に得られる交番電圧（スイッチング出力）を
利用して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベルに対応し
た直流高電圧を生成する。このため、フライバックトラ
ンスＦＢＴの二次側には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHV
が、後述するようにしていわゆるスリット捲き、或いは
層間捲きによって分割されて巻装されている。この場
合、低圧用一次巻線Ｎ0と昇圧巻線ＮHVとは密結合とな
るように巻装されている。なお、この場合の一次巻線Ｎ
0と昇圧巻線ＮHVの結合係数ｋとしては、ｋ≧０．９５
とされている。フライバックトランスＦＢＴの二次側に
は、一次巻線Ｎ0に発生する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線Ｎ
HVと一次巻線Ｎ0との巻線比（ＮHV／Ｎ0）に応じて昇圧
された昇圧電圧が得られることになる。

【００５５】この図に示す電源回路の場合、フライバッ
クトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状
態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻
終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤH
V2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されてい
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平
滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整
流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。

【００５６】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。

【００５７】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧Ｅ
HVが得られることになる。この直流高電圧ＥHVはＣＲＴ
のアノード電圧として利用される。また、定電圧制御の
ために第２制御回路１Ｂに対しても分岐して入力され
る。

【００５８】また、フライバックトランスＦＢＴの低圧
用二次巻線Ｎ2側の構成は次のようになっている。この
場合、低圧用二次巻線Ｎ2の巻終わり端部は整流ダイオ
ードＤO1のアノードに接続され、その巻始め端部側は二
次側アースに接続される。そして、この整流ダイオード
ＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路に
よって二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。
なお、二次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖとさ
れて水平偏向回路系として用いられる。また、第１制御
回路１Ａに対して検出電圧として分岐して供給される。

【００５９】また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対し
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる、
例えば１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を生成するよう
にしている。この二次側直流出力電圧ＥO2は、例えば垂
直偏向回路系に用いられる。

【００６０】なお、実際としては、他の各種回路系に供
給するための所要のレベルの低圧二次側直流出力電圧が
生成されるようにしても構わないものであり、例えばビ
デオ出力回路系（２００Ｖ）、ＣＲＴヒーター回路系
（７．５Ｖ）、音声出力回路系（２４Ｖ）などのための
二次側直流出力電圧を得るようにしても構わないもので
ある。

【００６１】そして、この低圧用二次巻線Ｎ2に対して
は、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されて
いる。この場合、低圧用二次巻線Ｎ2のリーケージイン
ダクタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャ
パシタンスとによって二次側並列共振回路が形成され
る。これによって、二次側に誘起される交番電圧は共振
電圧となり、二次側において電圧共振動作が得られる。

【００６２】即ち、本実施の形態の電源回路としても、
フライバックトランスＦＢＴの一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路
が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータを形
成しているものである。

【００６３】ここで、本実施の形態のフライバックトラ
ンスＦＢＴとしては、直流高電圧を得るためのフライバ
ック動作を得るためには高圧用一次巻線Ｎ0と昇圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5とが密結合であることが必要とされ、一
方、上記した複合共振形スイッチングコンバータとして
の動作を得るためには低圧用一次巻線Ｎ1と低圧用二次
巻線Ｎ2とが疎結合であることが必要となる。従って、
本実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、
高圧用一次巻線Ｎ0と昇圧巻線ＮHV（1〜5）とについて
は密結合で、低圧用一次巻線Ｎ1と低圧用二次巻線Ｎ2と
は疎結合となる状態が得られるような構造を有している
ものとされる。なお、フライバックトランスＦＢＴの構
造については後述する。

【００６４】また、上記二次側並列共振回路に対しては
二次側アクティブクランプ回路１１が設けられる。二次
側アクティブクランプ回路１１は、補助スイッチング素
子Ｑ３，クランプコンデンサＣCL3，クランプダイオー
ドＤD3を備えている。補助スイッチング素子Ｑ３につい
てはＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、クランプダイオードＤ
D3にはボディダイオードが用いられる。

【００６５】また、補助スイッチング素子Ｑ3を駆動す
るための駆動回路系は、低圧用二次巻線Ｎ2を巻き上げ
るようにして二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇ3に対し
て、コンデンサＣｇ3−抵抗Ｒｇ3を接続したＬＣＲ直列
共振回路を接続することで形成される。

【００６６】また、この場合にも、巻方向の関係から低
圧用二次巻線Ｎ2と駆動巻線Ｎg3とでは、逆極性の交番
電圧が得られることから、補助スイッチング素子Ｑ3と
二次側整流ダイオードは、ほぼ交互となるオン／オフタ
イミングによってスイッチング動作を行うようにされ
る。なお、二次側の補助スイッチング素子Ｑ3と二次側
整流ダイオードについてのスイッチング周波数として
は、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング出力が
フライバックトランスＦＢＴを介して二次側に伝送され
てくる関係上、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数に対応したものとなる。

【００６７】補助スイッチング素子Ｑ3のドレインはク
ランプコンデンサＣCL3を介して、二次巻線Ｎ2の巻終わ
り端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ3のソー
スは二次側アースに対して接地される。また、クランプ
ダイオードＤD3は、そのアノードが補助スイッチング素
子Ｑ3のソースに接続され、カソードが補助スイッチン
グ素子Ｑ3のドレインに接続されることで、補助スイッ
チング素子Ｑ3がオフとなる期間に流れるクランプ電流
の経路を形成するようにしている。このように、本実施
の形態の二次側アクティブクランプ回路１１としては、
上記補助スイッチング素子Ｑ3及びクランプダイオード
ＤD3から成るスイッチング回路に対して、クランプコン
デンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そし
て、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2//二
次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振回
路に対して、さらに並列に接続して構成されるものであ
る。

【００６８】そして、本実施の形態の電源回路における
安定化動作については、次のようになる。第１制御回路
１Ａでは、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応
じて可変されたレベルの直流の制御電圧を出力するよう
にされる。この制御電圧によっては、二次側アクティブ
クランプ回路１１内の補助スイッチング素子Ｑ3のゲー
ト閾値電圧（バイアス）が可変されることになるのであ
るが、これによっては、補助スイッチング素子Ｑ3につ
いてのオン期間が可変されることになる。つまり導通角
についてのＰＷＭ制御が行われるものである。図１に示
す回路構成の場合、オン期間においてスイッチング回路
（Ｑ3//ＤD3）が導通してクランプコンデンサＣCL3に電
流が流れることによっては、二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2に流入して充電されるべき電流がクランプコンデン
サＣCL3に流れることになるもので、この動作によっ
て、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二
次側並列共振電圧Ｖ2のピークレベルを抑制してクラン
プするようにされる。従って、補助スイッチング素子Ｑ
3の導通角が可変制御されてクランプコンデンサＣCL3に
流れる電流量が可変されれば、二次側並列共振コンデン
サＣ2における充電電流量が可変されることになって二
次側並列共振電圧Ｖ2のクランプレベルも変化する。こ
のようにして二次側並列共振電圧Ｖ2のレベルが変化す
ることで、平滑コンデンサＣO1に流入する整流電流レベ
ルが変化することとなって、結果的には、二次側直流出
力電圧ＥO1のレベルを可変制御する動作が得られる。そ
して、このような動作によって、低圧二次側直流出力電
圧の安定化が図られるものである。

【００６９】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。

【００７０】第２制御回路１Ｂは、例えば誤差増幅器等
によって構成されており、上記のようにして分圧される
直流高電圧ＥHVのレベル変化に応じて、直交型制御トラ
ンスＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）
レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに
巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御
する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを
含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための
自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化
し、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数
を可変する動作となる。この動作によってフライバック
トランスＦＢＴの二次側から出力される直流出力高電圧
ＥHVの安定化が図られる。

【００７１】ところで、このように駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを可変制御する直交形制御トランスＰＲ
Ｔが設けられる場合、スイッチング周波数を可変するの
にあたっては、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとな
る期間を一定としたうえで、オンとなる期間を可変制御
するようにされる。つまり、定電圧制御動作として、ス
イッチング周波数を可変制御することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるメインスイッチング素
子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているという
複合制御方式が実現される。

【００７２】このように図１に示す電源回路では、直流
出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、アクティブクラン
プ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御を
行うことで、フライバックトランスＦＢＴの二次側にあ
る直流出力低電圧（Ｅ01、Ｅ02）の定電圧化を図るよう
にされている。また、直流高電圧ＥHVの電圧レベルに応
じて、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波
数と、その導通角を同時に制御する複合制御方式によっ
て、直流高電圧ＥHVの定電圧化を図る。

【００７３】図３の断面図は、上記図１に示す電源回路
に備えられるフライバックトランスＦＢＴの構造例を示
している。この図に示すフライバックトランスＦＢＴで
は、例えばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ
１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせること
でＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コ
アＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部と
の対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設け
るようにされる。そして、図示するように、高圧用一次
巻線Ｎ0が巻装される低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型
コアＣＲの一方の磁脚に対して貫通させるように取り付
ける。そして、この低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に
対して、昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビ
ンＨＢを貫通させるようにして取り付ける。これによっ
て、高圧用一次巻線Ｎ0と昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについ
て分割して巻装する構造が得られる。そしてこの構造に
よっては、高圧用一次巻線Ｎ0と二次側の昇圧巻線ＮHV
(1〜5）とについては、同一の磁脚に対して、いわゆる
「同軸巻き」によって巻装していることになる。このた
め、互いの結合状態としては密結合の状態が得られるこ
とになる。例えば実際としては、結合係数ｋ＝０．９５
以上の密結合な状態を得ることができる。

【００７４】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図１に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。

【００７５】なお、昇圧巻線ＮHVについては、図８に示
した分割巻き（スリット巻き）による構造としてもよい
ものである。

【００７６】そして、一次巻線Ｎ0と昇圧巻線ＮHV（1〜
5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう１
つの低圧巻線ボビンＬＢ−１を、その磁脚に貫通させる
ようにして取り付けている。この場合、低圧巻線ボビン
ＬＢ−１としては、図示するようにして１枚の仕切が設
けられていることで、２つの巻線分の巻回部が分割され
たいわゆる分割ボビンとなっている。そして、この低圧
巻線ボビンＬＢ−１に対して、低圧用一次巻線Ｎ1（及
び巻上巻線Ｎ４）と、低圧用二次巻線Ｎ2（及び駆動巻
線Ｎｇ3）とをそれぞれ異なる巻回部に対して分割して
巻装して互いの絶縁を確保するようにしている。このよ
うな巻回構造とすることで、、低圧用一次巻線Ｎ1と低
圧用二次巻線Ｎ2とについては、結合係数ｋ＝０．７１
程度の疎結合の状態が得られるようにされており、これ
によって、複合共振形スイッチングコンバータとしての
動作が得られるようにしている。ちなみに、高圧用一次
巻線Ｎ0に対する、低圧用一次巻線Ｎ1又は低圧用二次巻
線Ｎ2の結合度としては、結合係数ｋ＝０．５５程度と
されており、これによっては、高圧用一次巻線Ｎ0の巻
き数を増加させることができる。

【００７７】このような構成では、フライバックトラン
スＦＢＴにおける電力伝送の対応関係として、高圧用一
次巻線Ｎ0と昇圧巻線ＮHVとが対応し、低圧用一次巻線
Ｎ1と低圧用二次巻線Ｎ2が対応することになる。つま
り、前述もしたように、高圧用一次巻線Ｎ0に得られる
一次側のスイッチング出力によって、二次側において昇
圧巻線ＮHVに交番電圧が励起される。また、低圧用一次
巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力によっては、低圧
用二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されるものである。

【００７８】図２の波形図は、上記図１に示した構成に
よる電源回路における要部の動作を示している。一次側
並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧
Ｖ1は、図２（ｂ）に示すようにして、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振
パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては０レ
ベルとなる波形が得られており、一次側電圧共振形コン
バータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタ
イミングに対応した波形となっている。

【００７９】また、このときにスイッチング素子Ｑ1に
流れるコレクタ電流ＩQ1は、図２（ｅ）に示すようにし
て、先ず、期間ＴON1開始時においてクランプダイオー
ドＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベ
ルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られ
る。また、このような一次側のスイッチング動作によっ
て低圧用一次巻線Ｎ1に得られる巻線電流Ｉ1としては図
２（ｃ）に示すようにして１スイッチング周期ごとに対
応して正／負に反転する略正弦波状の波形が得られる。

【００８０】また、高圧用一次巻線Ｎ0に対しては、図
２（ｄ）に示されるように、上記巻線電流Ｉ1にほぼ対
応した波形としての正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。
これに応じて、フライバックトランスＦＢＴの二次側の
整流回路に流れる整流電流Ｉoは、図２（ｉ）に示す波
形により流れる。つまり、期間ＴOFF1内において正極性
の方向により正弦波状に流れる波形が得られるものであ
る。

【００８１】また、低圧用二次巻線Ｎ2に対して並列接
続された二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られ
る二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図２（ｆ）に示さ
れるように、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤON
においては、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルによりク
ランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおいては負極正の
方向に正弦波状にピークを有する波形となる。そして、
低圧用二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1に流入する
巻線電流Ｉ2は、図２（ｇ）に示すように、期間ＤONに
おいては正極性の方向にほぼ所定の一定レベルが維持さ
れ、期間ＤOFFにおいては正極性から負極性に反転する
ようにして、負極正の方向によりピークを有する波形と
なる。

【００８２】また、図２（ｈ）には、二次側アクティブ
クランプ回路１１の動作として、クランプコンデンサＣ
CL3からスイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）に対して流れる
クランプ電流ＩQ3が示される。この図２（ｈ）に示す波
形から分かるように、スイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）
は期間ＴON3にて導通（オン）し、期間ＴOFF3において
非導通（オフ）となる。そして、このスイッチングタイ
ミングとしては、フライバックトランスＦＢＴの低圧用
二次巻線Ｎ2側の整流ダイオードＤO1がオン／オフする
期間である［期間ＤON／期間ＤOFF］と、［期間ＴON3／
期間ＴOFF3］との関係からも分かるように、整流ダイオ
ードＤO1とはほぼ交互となるタイミングでオン／オフ動
作を行う。ここで、期間ＴON3内の動作として、その前
半期間においては、クランプダイオードＤD3→クランプ
コンデンサＣCL3→低圧用二次巻線Ｎ2の経路によりクラ
ンプ電流ＩQ3が流れ、その波形としては図示するように
して、負極性の鋸歯状波となる。そして後半期間に至る
と、負極性から正極性に反転して、クランプ電流ＩQ3
は、クランプコンデンサＣCL3→Ｑ3ドレイン→Ｑ3ソー
スを介して流れるようにされる。例えばこのようにし
て、期間ＴON3においてクランプ電流ＩQ3が流れるよう
にされることで、この場合にも二次側並列共振コンデン
サＣ2に充電されるべき電流が、クランプコンデンサＣC
L3に対して充放電されるようにして流れることになるた
め、図２（ｆ）に示される二次側並列共振コンデンサＣ
2の両端の交番電圧Ｖ2としては、負極性のピークレベル
がクランプされる。

【００８３】そして、前述もしたように、交流入力電圧
ＶAC又は二次側直流出力電圧ＥO1の負荷の変動により、
二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが変動したときには、
第１制御回路１Ａによって、補助スイッチング素子Ｑ3
についての導通角制御が行われ、期間ＴON3が可変され
ることになる。これに伴い、整流ダイオードＤO1の導通
角も制御されることとなるために、結果的に二次側直流
出力電圧ＥO1のレベルが安定化されるようにコントロー
ルされることになる。

【００８４】また特に本例では上述したように、フライ
バックトランスＦＢＴの一次側では、低圧用一次巻線Ｎ
1が巻き上げられて巻上巻線Ｎ４が設けられている。そ
して巻上巻線Ｎ４が高圧用一次巻線Ｎ0に直列接続さ
れ、しかもメインスイッチング素子Ｑ１のコレクタと直
交形制御トランスＰＲＴの検出巻線ＮDの間において、
低圧用一次巻線Ｎ1と、巻上巻線Ｎ４及び高圧用一次巻
線Ｎ0の直列回路とが、並列接続された状態となってい
る。このため、巻上巻線Ｎ４の両端には、図２（ａ）に
示すように、低圧用一次巻線Ｎ1との巻数比によって、
電圧共振パルス電圧Ｖ１と相似した波形となる電圧Ｖ４
が誘起される。そして、低圧用一次巻線Ｎ1及び巻上巻
線Ｎ４に発生する電圧共振パルス電圧が、高圧用一次巻
線Ｎ0に印加される構成となっている。

【００８５】このことは、例えば図４に示した先行技術
の回路などと比較して、特に各種定数を変更しなけれ
ば、直流高電圧ＥHVを上昇させるものとなる。従って、
直流高電圧ＥHVの値として所期の電圧値（例えば３１．
５ＫＶ）を得るためには、５組の昇圧巻線ＮHV（１〜
5）の巻数を減少させるか、高圧用一次巻線Ｎ0を増加さ
せる（つまり巻線比を変更する）必要がある。ただし、
昇圧巻線ＮHV（１〜5）と高圧用一次巻線Ｎ0の巻線比を
変更しなくとも、メインスイッチング素子Ｑ１の両端に
発生する電圧共振パルス電圧Ｖ１のピーク値を低下させ
れば、直流高電圧ＥHVの値として所期の電圧値を得るこ
とができる。

【００８６】即ち本実施の形態の場合、巻上巻線Ｎ４の
追加と、それに伴ってメインスイッチング素子Ｑ１の両
端に発生する電圧共振パルス電圧Ｖ１のピーク値を低下
させることで、高圧用一次巻線Ｎ0に流れる電流を低減
させる。これによりメインスイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング損失と、高圧用一次巻線Ｎ0の銅損を低下さ
せ、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上させることにもな
る。

【００８７】ここで、図１に示した電源回路のために選
定された主要部品のスペックについて、図４に示した先
行技術の電源回路との比較により示す。なお、直流低電
圧出力側の負荷Ｐｏ＝１５０Ｗ〜１００Ｗ、直流高電圧
側の負荷ＰHV＝３１．５ＫＶ×２．１５ｍＡ＝６８Ｗの
場合とする。

【００８８】図４に示した回路においては、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴについては、ＥＥ−４０型といわれ
るＥＥ型コアを用い、ギャップ長Ｇ＝１ｍｍ、一次巻線
Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１００Ｔとされていた。
また、フライバックトランスＦＢＴは、ギャップ長＝
０．４ｍｍ×２、一次巻線Ｎ0＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV
（1〜5）＝５３０Ｔとされていた。また、一次側並列共
振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦとしていた。その場合
においてＡＣ／ＤＣ電力変換効率は９０．１％であっ
た。

【００８９】これに対して、図１に示した本実施の形態
としての電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
としてのコアは省略されることになる。そして、フライ
バックトランスＦＢＴに関しては、高圧用一次巻線Ｎ0
＝８０Ｔ、低圧用一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ、低圧用二次
巻線Ｎ2＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV＝５３０Ｔ、巻上巻線
Ｎ４＝３０Ｔとなる。また、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒ＝５６００ｐＦである。この場合においてＡＣ／Ｄ
Ｃ電力変換効率は９１．５％とすることができた。また
これにより交流入力電力は４．５Ｗ低減させることがで
きた。

【００９０】そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの場
合において、電圧共振パルス電圧Ｖ１は、図４の例の場
合はピーク値が１１５０Ｖであったが、本実施の形態の
場合、約１０００Ｖに低下された。上記図２（ｂ）
（ｄ）（ｅ）に示した電圧共振パルス電圧Ｖ１、電流Ｉ
３、コレクタ電流ＩQ1は、巻上巻線Ｎ４がない場合、つ
まり図４の構成における上記図５（ａ）（ｃ）（ｄ）に
示した電圧共振パルス電圧Ｖ１、電流Ｉ３、コレクタ電
流ＩQ1よりも、ピークが低減したものとなっている。電
圧共振パルス電圧Ｖ１のピーク値が低減されることによ
りメインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失が低
減するため、放熱構造も小型化できるものとなる。

【００９１】なお、直流高電圧ＥHVの定電圧化のための
メインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数の制
御範囲としては、７０ＫＨｚ〜８０ＫＨｚであり、ほぼ
同等とされている。

【００９２】また、これまでの説明から分かるように、
本実施の形態の電源回路では、フライバックトランスＦ
ＢＴに対して高圧用一次巻線Ｎ0及び昇圧巻線ＮHVの組
だけではなく低圧用一次巻線Ｎ1及び低圧用二次巻線Ｎ2
も巻装することで、１組のフライバックトランスＦＢＴ
の二次側にて直流高電圧ＥHV及び二次側直流出力電圧Ｅ
O1を得るようにされている。つまり、本実施の形態にお
いては、構成部品として、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔとしてのコアが省略されることとなる。これにより、
本実施の形態においては、それだけプリント基板の実装
面積が縮小されることになって、さらなる小型軽量化を
図ることが可能となる。しかも、本実施の形態として
は、大型部品であるところの絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴとしてのコアが不要となることから、大幅に小型軽
量化が促進されることになる。

【００９３】また、低圧用一次巻線Ｎ1及び低圧用二次
巻線Ｎ2については、フライバックトランスＦＢＴに巻
装されることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装
する場合よりもコア断面積が増加することとなるので、
これら各巻線の巻き数が低減されることになり、これに
よっても巻線工程時間の短縮が図られる。

【００９４】また、図３に示したフライバックトランス
ＦＢＴの構造によれば、一次巻線Ｎ0と低圧用二次巻線
Ｎ2との結合度としては、結合係数ｋ≒０．５５という
充分な疎結合の状態を得ることが可能とされている。こ
のため、低圧用二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタン
スは増加することになるため、低圧用二次巻線Ｎ2と共
に二次側並列回路を形成する二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2のキャパシタンスは小さくて済むこととなる。キャ
パシタンスが小さければ、選定されるコンデンサの部品
としては小型なものとすることができ、この点でも回路
の小型軽量化が図られることになる。また、図３に示し
た構造に依れば、２つのギャップＧ１，Ｇ２は共に巻線
が施されることになるので、ギャップからの漏洩磁束が
これらの巻線部によってシールドされることになる。つ
まり、シールド板等を設けることなく、漏洩磁束の問題
を解消することができているものである。

【００９５】なお、例えば、上記実施の形態では、メイ
ンとなるスイッチング素子については、バイポーラトラ
ンジスタを採用するものとしているが、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ、ＩＧＢＴ等の他の素子を採用することも考えられる
ものである。ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴを採用
する場合には、例えば汎用ＩＣを用いた発振駆動回路を
用いることで他励式によってスイッチング駆動するよう
に構成すればよい。また、二次側共振回路を含んで形成
される二次側の整流回路としても、実施の形態としての
各図に示した構成に限定されるものではなく、他の回路
構成が採用されて構わないものである。

【００９６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明による電源
回路では、高圧発生トランス（フライバックトランス）
において高圧用一次巻線と昇圧巻線とが密結合となるよ
うにして巻装され、また、低圧用一次巻線と低圧用二次
巻線とが疎結合となるようにして巻装される。また、こ
れらの各構成においては、低圧用二次巻線側にて二次側
並列共振回路が形成されるようにすることで、複合共振
形スイッチングコンバータとしての動作が得られるよう
になっている。そして、フライバックトランスの二次側
においては、昇圧巻線に励起された交番電圧を利用して
直流高電圧を生成し、また、低圧用二次巻線に励起され
た交番電圧を利用して直流低電圧を生成するようにされ
る。このような構成が採られる結果、本発明の電源回路
としては、直流高電圧と直流低電圧という２種類の二次
側直流出力電圧を得るのにあたり、高圧発生トランスだ
けを設ければよく、絶縁コンバータトランスについては
削除されることになる。絶縁コンバータトランスが削除
されることで、構成部品としては、少なくとも、そのト
ランスのためのコアが削除されることになるのである
が、絶縁コンバータトランスは比較的大型なトランスで
あるから、そのコアが削除されることで、基板サイズは
大幅に縮小することが可能になり、結果として小型軽量
化やコストダウンを有効に促進することが可能になるも
のである。

【００９７】また高圧発生トランスは、低圧用一次巻線
が巻き上げられた巻上巻線が高圧用一次巻線と直列接続
され、該直列接続された巻上巻線及び高圧用一次巻線が
低圧用一次巻線と並列接続される。これにより結果的に
ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上させることができ、交流
入力電力の低減も実現される。更にメインスイッチング
素子に印加する電圧共振パルス電圧のピーク値を低減で
きるので、スイッチング損失が低減し、放熱板も小型化
できるという利点もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図３】実施の形態の電源回路に備えられるフライバッ
クトランスの構造例を示す断面図である。

【図４】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
を示す回路図である。

【図５】図４に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。

【図６】絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図
である。

【図７】従来のフライバックトランスの構造例として、
昇圧巻線が層間巻きされる場合を示す断面図である。

【図８】従来のフライバックトランスの構造例として、
昇圧巻線が分割巻きされる場合を示す断面図である。

【符号の説明】

１Ａ第１制御回路、１Ｂ第２制御回路、１１二次
側アクティブクランプ回路、ＦＢＴフライバックトラ
ンス、４０高圧発生回路、Ｑ1 メインスイッチング
素子、Ｃｒ一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側
並列共振コンデンサ、Ｑ３補助スイッチング素子、Ｎ
0 高圧用一次巻線、Ｎ1 低圧用一次巻線、Ｎ2 低圧
用二次巻線、ＮHV1〜ＮHV5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5
高圧整流ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ

フロントページの続きＦターム(参考） 5H006 BB04 BB06 CA01 CB03 CB04 CB08 CC03 DA04 DC02 DC05 5H730 AA14 AA15 AS01 AS04 AS15 BB72 BB80 CC01 CC28 DD02 DD23 EE02 EE03 EE07 EE19 EE30 EE59 EE73 EE75 EE76 EE78 FD01 FD41 FG03 FG09 ZZ16 ZZ18

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された直流入力電圧を断続して出力
するためのメインスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合されるＵ−Ｕ
字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装さ
れると共に上記スイッチング手段のスイッチング出力が
伝達される高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線と同
軸上に巻装されて、上記高圧用一次巻線と密結合とされ
る所要の結合度が得られるようにされた二次側昇圧巻線
と、上記Ｕ−Ｕ字形磁心の他方の磁脚に巻装されると共
に上記スイッチング手段のスイッチング出力が伝達され
る低圧用一次巻線と、この低圧用一次巻線とは疎結合と
される所要の結合度が得られるように上記低圧用一次巻
線と同じ磁脚に対して巻装される低圧用二次巻線と、を
有し、さらに上記低圧用一次巻線が巻き上げられた巻上
巻線が上記高圧用一次巻線と直列接続され、該直列接続
された上記巻上巻線及び上記高圧用一次巻線が上記低圧
用一次巻線と並列接続されている高圧発生トランスと、上記低圧用二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
を並列に接続するようにして形成される二次側並列共振
回路と、上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記低圧用
二次巻線から得られる交番電圧について整流動作を行う
ことで、直流低電圧を得るように構成された直流低電圧
生成手段と、上記二次側昇圧巻線に得られる高圧電圧について整流動
作を行うことで、直流高電圧を得るようにされる直流高
電圧生成手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】少なくとも二次側クランプコンデンサと
二次側補助スイッチング素子との直列接続回路からな
り、この直列接続回路が上記二次側並列共振回路に対し
て並列に接続されるようにして形成される二次側アクテ
ィブクランプ手段と、上記直流低電圧のレベルに応じて上記二次側補助スイッ
チング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行
うようにされる第１の定電圧制御手段と、をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項３】上記直流高電圧のレベルに応じて上記メ
インスイッチング素子のスイッチング周波数制御を行う
ことで、定電圧制御を行うようにされる第２の定電圧制
御手段を、さらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のスイッ
チング電源回路。