JP2002272105A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電源回路の小型軽量化 【解決手段】 一次側電圧共振形コンバータのスイッチ
ング出力が伝送されるフライバックトランスにおいて、
昇圧巻線は一次巻線と密結合の状態となるように巻装
し、低圧二次巻線は一次巻線と疎結合の状態となるよう
にして巻装する。そしてフライバックトランスの二次側
においては、昇圧巻線に得られる交番電圧を利用して直
流高電圧を生成し、低圧二次巻線に得られる交番電圧を
利用して直流低電圧を生成するように構成する。これに
よって直流高電圧と直流低電圧という２種類の二次側直
流出力電圧を得るのにあたり、高圧発生トランスだけを
設ければよく、絶縁コンバータトランスについては削除
が可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば高解像度と
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】陰極線管（以下ＣＲＴ（Cathode-Ray Tu
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。

【０００３】このようにして、陰極線管表示装置として
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式
であれば水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１
５．７５ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨ
ＤＴＶも受信可能なように設計されているものが少なか
らず普及している。このため、上記したようなテレビジ
ョン受像機において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流
出力電圧を印加する場合には、例えば水平同期信号周波
数３１．５ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直
流出力電圧が変動することとなって、ＣＲＴに表示され
る画面の輝度やラスターサイズが変化してしまうことに
なる。そこで、上記したアノード電圧を生成する電源回
路としては、その安定化が不可欠となる。

【０００４】本出願人は、このようなことを背景とし
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図４の回
路図に示す。

【０００５】この図に示す電源回路においては、先ず、
商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力
電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回
路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流回路が備え
られ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流
平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するようにされ
る。

【０００６】上記直流入力電圧を入力して断続するスイ
ッチングコンバータは、一石のメインスイッチング素子
Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式に
よりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備
えて構成される。この場合、メインスイッチング素子Ｑ
1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が用いられている。

【０００７】また、メインスイッチング素子Ｑ1のベー
スに対しては、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB−共振
用コンデンサ−ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路
よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、メインスイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コン
デンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクラ
ンプダイオードＤDにより、ターンオンの開始期間にお
いてメインスイッチング素子Ｑ1のベース−コレクタを
介して流れるクランプ電流の経路を形成するようにされ
る。メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側に形成されている一次
側巻線Ｎ1の一端と接続され、そのエミッタは接地され
る。

【０００８】上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ
1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形
コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、
ここでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング
素子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用
によって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生す
る両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形とな
って電圧共振形の動作が得られるようになっている。

【０００９】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に得られる
低圧の直流出力電圧を安定化するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省
略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コ
アの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コア
を形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁
脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆
動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流
検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻
装するようにして構成される。

【００１０】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と一
次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻
線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交
形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線Ｎ
Dに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して
駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドラ
イブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電
圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB
−ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ
電流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力
される。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、
直列共振回路（ＮB−ＣB）の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。なお、起動時においては、メインスイッチング素
子Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉから
ベースに流れる起動電流によってスイッチング動作を開
始する。

【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造として
は、図６に示すように、例えばフェライト材によるＥ型
コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次側巻線
Ｎ1と二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装さ
れる。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップ
Ｇを形成するようにしている。これによって、所要の結
合係数による疎結合が得られる。ギャップＧは、Ｅ型コ
アＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚を、２本の外磁脚より
も短くすることで形成することが出来る。また、結合係
数ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を
得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくい
ようにしている。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻
線Ｎ1の巻始端部は、図４に示すようにメインスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタに接続され、巻終端部は共振電
流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉ
の正極に接続される。また、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側には、二次側巻線として、二次巻線Ｎ2が
巻装されている。

【００１３】この場合、二次巻線Ｎ2の巻始端部は二次
側アースに接続され、その巻終端部は整流ダイオードＤ
O1のアノードに接続される。そして、この整流ダイオー
ドＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路
によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ（例え
ば１３５Ｖ）とされる水平偏向回路用の直流出力電圧Ｅ
O1を得るようにしている。

【００１４】また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対し
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる所
要のレベルの二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにもさ
れている。

【００１５】二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成される。これによって、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧
は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側において電圧共振動作が得られる。

【００１６】即ち、図４に示す電源回路では、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作を
電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次
側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えら
れる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次
側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッ
チングコンバータについては、「複合共振形スイッチン
グコンバータ」ともいうことにする。

【００１７】上記した直流出力電圧ＥO1は第１制御回路
１Ａに対しても分岐して入力される。第１制御回路１Ａ
は、例えば誤差増幅器等によって構成されており、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流
出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、直交型制御トラン
スＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レ
ベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻
装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御す
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自
励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化し、
メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となる。この動作によって絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電圧の安
定化が図られる。

【００１８】ところで、この図４に示す電源回路のよう
に、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直
交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチン
グ周波数を可変するのにあたっては、メインスイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間を一定としたうえで、オン
となる期間を可変制御するようにされる。つまり、図４
に示す電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチ
ング周波数を可変制御することで、スイッチング出力に
対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、
スイッチング周期におけるメインスイッチング素子Ｑ1
の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見るこ
とが出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００１９】また、図４に示した電源回路においては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て、アクティブクランプ回路２０が並列に設けられてい
ると共に、直列共振コンデンサＣ3と後述する高圧発生
回路４０に備えられているフライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎoとからなる直列共振回路が並列に接続さ
れている。

【００２０】上記のようにしてフライバックトランスＦ
ＢＴの一次側に直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を設けること
で、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する一
次側並列共振電圧Ｖ1は、直列共振回路（Ｎo−Ｃ3）を
介して入力されることになる。そして、この直列共振回
路（Ｎo−Ｃ3）の直列共振動作により、直列共振コンデ
ンサＣ3の両端には正弦波状の交番電圧が発生すること
になるが、これにより、一次巻線Ｎoに得られ巻線電圧
Ｖ3に対しては、上記直列共振コンデンサＣ3の両端電圧
が重畳され、そのレベルが引き上げられることになる。
このために、図４に示す回路においては、一次巻線Ｎo
のターン数をより少ないものとすることが可能となって
いる。

【００２１】また、アクティブクランプ回路２０は、補
助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL、ク
ランプダイオードＤD2を備えて形成される。なお、クラ
ンプダイオードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴであるス
イッチング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわ
ゆるボディダイオードが使用される。また、補助スイッ
チング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系としては、
駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成
る。

【００２２】この場合、補助スイッチング素子Ｑ2のド
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2
のドレインはクランプコンデンサＣCLを介して一次巻線
Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。また、補助ス
イッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻始め端部
に対して接続される。つまり、アクティブクランプ回路
２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラ
ンプダイオードＤD2を並列接続したスイッチング回路に
対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て並列に接続して構成されるものである。

【００２３】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終端部側
を巻き上げるようにして形成されている。さらに補助ス
イッチング素子Ｑ2のゲートは、フォトカプラＰＣを介
して後述する第２制御回路１Ｂとも接続されている。こ
の第２制御回路１Ｂから直流高電圧ＥHVのレベル変化に
対応した制御電圧が入力される。なお、フォトカプラＰ
Ｃは、一次側と二次側とについて直流的に絶縁した状態
で定電圧化のためのフィードバック回路を形成するため
に設けられるものである。

【００２４】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
側巻線ＮOに得られる巻線電圧Ｖ3を利用して、例えばＣ
ＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成
する。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側
には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにし
ていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割
されて巻装されている。この場合、一次側巻線ＮOと昇
圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。な
お、この場合の一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係
数ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。フライバッ
クトランスＦＢＴの二次側には、一次側巻線ＮOに発生
する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOとの
巻線比（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得
られることになる。

【００２５】この図４に示す電源回路の場合、フライバ
ックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV
1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状
態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻
終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤH
V2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されてい
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平
滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整
流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。

【００２６】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。

【００２７】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHVが得られることになる。

【００２８】また、平滑コンデンサＣOHVの両端に対し
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が
第２制御回路１Ｂに入力される。第２制御回路１Ｂは、
例えば直流高電圧ＥHVの電圧レベル変化に応じた制御電
圧を制御信号として出力する。この第２制御回路１Ｂか
らの制御信号はフォトカプラＰＣを介して一次側と二次
側を直流的に絶縁した状態で、アクティブクランプ回路
２０の補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加され
る。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2は、１スイ
ッチング周期内におけるオン期間（導通角）が可変制御
される、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてスイ
ッチング動作が行われるものとされる。

【００２９】上記のようにして補助スイッチング素子Ｑ
2がスイッチング動作を行うことで、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時に一次側並列共振コンデンサＣｒに
発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、その電圧レベル
は直流高電圧レベルの変動に応じて可変制御されること
になる。これに伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒの
端部と接続される一次側直列共振回路（Ｃ3−ＮO）を介
して、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOに入
力される電流Ｉ3の電流レベルも変化することから、一
次巻線ＮOの両端に発生する巻線電圧Ｖ3の電圧レベルが
可変制御される。これにより、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側に誘起される誘起電圧レベルが可変され、
高圧発生回路４０から出力される直流高電圧EHVの安定
化が図られることになる。

【００３０】このように、図４に示す電源回路では、直
流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、メインスイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、その導通角を同
時に制御する複合制御方式によって、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側にある直流出力電圧ＥO1の定電圧
化を図るようされている。また、直流高電圧ＥHVの電圧
レベルに応じて、アクティブクランプ回路２０の補助ス
イッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことで直流高電
圧ＥHVの定電圧化を図るようにしている。

【００３１】このようにして構成されるスイッチング電
源回路では、商用交流電源を入力して動作する一次側電
圧共振形コンバータに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴと、高圧発生回路４０内のフライバックトランス
ＦＢＴを接続し、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO
2、及び直流高電圧ＥHVを得るようにされている。この
ため、例えば以前より知られていた高圧発生回路と比較
して、電力変換効率や回路規模の小型化等の点で優れて
いる。

【００３２】ここで、図７及び図８の断面図により、フ
ライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。先
ず、図７に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例え
ばフェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２
の各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字
型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の
磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する
部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにさ
れる。そして、図示するように、一次巻線Ｎoを巻装し
た低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁
脚に対して貫通させるように取り付ける。そして、この
低圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線Ｎ
HV(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させる
ようにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎoと
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造
が得られる。

【００３３】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図４に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。そして実際に
は、この図７に示される構造をケース内に収納した上で
例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填して
モールドすることで、これらの絶縁を確保するようにし
ている。

【００３４】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
７に示す構造のほか、図８に示すようにして、いわゆる
分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもでき
る。なお、図８において図７と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによっ
て巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨ
Ｂ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。こ
れにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であ
るスリットＳが複数形成されることになる。そして、こ
の各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装すること
で昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものであ
る。そして、上記図７又は図８に示すフライバックトラ
ンスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎoと二次側の
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁脚に対し
て、いわゆる「同軸巻き」によって巻装されていること
で、互いの結合状態として密結合の状態が得られるよう
にされている。例えば実際としては、結合係数ｋ＝０．
９８程度の密結合が得られているものである。

【００３５】また、上記構成による図４に示した電源回
路における要部の動作を示す波形図を、図５に示す。こ
こで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる
並列共振電圧Ｖ1は、図５（ａ）に示すようにして、一
次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子Ｑ
1のスイッチングタイミングに対応した波形となる。即
ち、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
1において電圧共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴO
N1においては０レベルとなる波形が得られる。また、こ
のときにスイッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ
1は、図５（ｂ）に示すようにして、先ず、期間ＴON開
始時においてクランプダイオードＤDに負極性のクラン
プ電流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−
ソースに流れる波形が得られる。また、このような一次
側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られる
巻線電流Ｉ1としては図５（ｄ）に示すようにして１ス
イッチング周期ごとに対応して正／負に反転する略正弦
波状の波形が得られる。

【００３６】そして、アクティブクランプ回路２０のス
イッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミン
グとしては、図５（ｃ）のクランプ電流ＩQ2として示さ
れることになる。つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間において
は、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL
→一次巻線Ｎ1の経路で電流が流れることで、クランプ
電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半
期間においては、その電流の流れが反転して正極性とな
って、一次巻線Ｎ1→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で
流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2/
/ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベル
が維持される波形となるものである。この図５（ｃ）に
示す波形と、図５（ａ）に示す波形から分かるように、
メインスイッチング素子Ｑ1とアクティブクランプ回路
２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）とは、ほぼ交互
となるタイミングでオン／オフ動作を行うようにされて
いる。このようなタイミングで、アクティブクランプ回
路２０がオン／オフ動作を行うことで、期間ＴON2にお
いては、本来、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる
べき電流のほとんどがスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）
に流れるようにされる。これにより、一次側並列共振コ
ンデンサＣｒに流入して充電される電流量が減少される
ことによって、図５（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1とし
ては、期間ＴOFF1におけるピークレベルが抑制されるこ
とになる。

【００３７】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎoに対しては、図５（ｅ）に示されるようにして
正弦波状の巻線電流Ｉ3が流れる。この巻線電流Ｉ3は、
図５（ｄ）に示す巻線電流Ｉ1にほぼ対応した波形が得
られる。そして、フライバックトランスＦＢＴの一次巻
線ＮOの両端に得られる巻線電圧Ｖ3は、図５（ｆ）に示
されているように、期間ＴOFF1において正極性にピーク
レベルを有し、期間ＴON1においては負極性による緩や
かな正弦波状による波形となるものである。これに応じ
て、フライバックトランスＦＢＴの二次側の整流回路に
流れる整流電流Ｉoは、図５（ｉ）に示す波形により流
れる。つまり、巻線電圧Ｖ3（図５（ｆ））の正極性の
ピークに対応するタイミングで、正極性の方向において
正弦波状に流れる波形が得られるものである。

【００３８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端
に得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図５
（ｇ）に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなる期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFに
おいては負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形
となる。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1
に流入する巻線電流Ｉ2は、図５（ｈ）に示すようにし
て、期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一定
レベルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から負
極性に反転するようにして、負極正の方向によりピーク
を有する波形となる。

【００３９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図４に
示した構成による電源回路は、陰極線管表示装置用とし
ては、以前から知られている構成のようにスイッチング
コンバータを複数段組み合わせる必要はないことから、
それだけ小型化には有利であるといえる。そして、さら
なる小型化が図られれば、近年における電子機器の小型
化の要求に対して充分に応えることができることにな
り、より有用な電源回路を提供することが可能になる。

【００４０】しかし、図４に示した電源回路の構成とし
ては、これ以上の小型化を有効に図ることは難しい。そ
して、小型化を阻害する要因における最も問題となる点
としては次のようなことが挙げられる。図４に示す電源
回路においては、トランスとして、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴ、直交型制御トランスＰＲＴ、及びフライバ
ックトランスＦＢＴが設けられているが、これらのなか
では特に絶縁コンバータトランスＰＩＴ及びフライバッ
クトランスＦＢＴが比較的大型のサイズとなっている。
つまり、図４に示す回路では、大型のトランスが２組備
えられていることから、相当の基板における実装面積を
要してしまうことになる。具体的には、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴのコア断面積は１．２３平方センチメー
トル、フライバックトランスＦＢＴのコア断面積は２．
０１平方センチメートルであるのに対して、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴ側である二次側直流出力電圧ＥO1の
負荷電力は１５０Ｗ程度であり、フライバックトランス
ＦＢＴの二次側である直流高電圧ＥHVの負荷電力は７０
Ｗ程度である。つまり、直流高電圧ＥHVの負荷電力は二
次側直流出力電圧ＥO1の１／２程度であるのに、コア断
面積を比較すると、フライバックトランスＦＢＴが絶縁
コンバータトランスＰＩＴに対して６３％拡大したもの
となっている。これは、フライバックトランスＦＢＴの
コアの利用率という点からすれば、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの利用率に対して大幅に劣っており、それだ
けサイズ的な効率がよくないことを示している。従っ
て、図４に示す構成を基本とした電源回路の小型化を促
進しようとすれば、このトランスの問題をクリアするこ
とが必要になってくるわけである。

【００４１】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように
構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続して
出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動作
を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるよ
うにして備えられる一次側並列共振コンデンサとを備え
る。また、二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合さ
れるＵ−Ｕ字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁
脚に巻装される一次巻線と、この一次巻線と同軸上に巻
装されて、一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得
られるようにされた二次側昇圧巻線と、Ｕ−Ｕ字形磁心
の他方の磁脚に巻装され、一次巻線とは疎結合とされる
所要の結合度が得られるようになされた二次側低圧巻線
とを有する高圧発生トランスを備える。また、二次側低
圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続
するようにして形成される二次側並列共振回路と、この
二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側低圧
巻線にて得られる交番電圧について半波整流動作を行う
ことで、直流低電圧を得るように構成された直流低電圧
生成手段と、高圧発生トランスの二次側昇圧巻線に得ら
れる高圧電圧について整流動作を行うことで、直流高電
圧を得るようにされる直流高電圧生成手段を備える。そ
して、直流低電圧生成手段により得られる電圧レベルに
応じて、メインスイッチング素子のスイッチング周波数
を可変制御すると共に、スイッチング周期内のオフ期間
を一定としたうえで、オン期間を可変するようにしてメ
インスイッチング素子をスイッチング駆動することで、
定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御手段を
設ける。また、少なくともクランプコンデンサと補助ス
イッチング素子との直列接続回路からなり、直列接続回
路が上記一次巻線に対して並列に接続されるアクティブ
クランプ手段と、直流高電圧生成手段により生成される
電圧レベルに応じて上記補助スイッチング素子の導通角
制御を行うことで、定電圧制御を行うようにされる第二
の定電圧制御手段とを設ける。

【００４２】上記構成によれば、高圧発生トランスに対
して一次巻線と昇圧巻線が密結合の状態となるように巻
装されると共に、一次巻線と低圧二次巻線が疎結合の状
態となるようにして巻装される。従って、スイッチング
電源回路の全体構成としては、一次側電圧共振形スイッ
チングコンバータと、このスイッチング出力を二次側に
伝送する高圧発生トランスと、この高圧発生トランスの
二次側に形成される直流高電圧生成手段としての整流回
路系と、直流定電圧生成手段としての整流回路系が備え
られることになる。ここで、直流定電圧生成手段の整流
回路系においては、二次側並列共振回路が形成されるこ
とで、電源回路全体としては、複合共振形スイッチング
コンバータが形成される。そして、このような回路構成
であれば、直流高電圧と直流定電圧とを１組のスイッチ
ング電源回路で得るのにあたっては、１組の高圧発生ト
ランスにより一次側から二次側への電力伝送を行うよう
にされることになる。つまり、換言すれば、高圧発生ト
ランス及び絶縁コンバータトランスという２組の大型ト
ランスを設ける必要はなく、絶縁コンバータトランスに
ついては省略されることになる。

【００４３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態のスイ
ッチング電源回路について説明を行っていくこととす
る。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電
源回路は、ＣＲＴを備える映像機器であるところの陰極
線管表示装置に搭載されるもので、特にＨＤＴＶ方式や
デジタルテレビジョン放送の受信に対応した映像機器に
適用して好適とされる。

【００４４】図１は、本発明の第１の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。この図
１に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力
電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平
滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデン
サＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。この全
波整流平滑回路は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧とし
て、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平
滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する。

【００４５】上記直流入力電圧Ｅｉを入力して断続する
スイッチングコンバータは、一石のメインスイッチング
素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
を備えて構成される。この場合、メインスイッチング素
子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪ
Ｔ；接合型トランジスタ）が用いられている。

【００４６】この図１に示す電源回路においては、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のコレクタが平滑コンデンサＣ
ｉの正極端子に接続され、エミッタがフライバックトラ
ンスＦＢＴの一次巻線Ｎoの巻始め端部に対して接続さ
れている。これはつまり、図４の回路の場合と比較した
場合に、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）に対するメ
インスイッチング素子Ｑ1と、このスイッチング出力が
伝達される一次側巻線との接続関係が逆となっているこ
とを示している。つまり、

【００４７】メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対
しては、駆動巻線ＮB、直交型制御トランスＰＲＴの被
制御巻線ＮR、インダクタＬB、共振コンデンサＣB、ベ
ース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振
駆動回路が接続される。ここで、この自励発振駆動回路
内においては、駆動巻線ＮB−被制御巻線ＮRの直列接続
により得られる合成インダクタンスと、共振コンデンサ
ＣBのキャパシタンスとによって、自励発振用の直列共
振回路を形成する。また、メインスイッチング素子Ｑ1
のコレクタ−ベース間には、クランプダイオードＤD1が
並列に接続され、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時
に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされる。

【００４８】ここで、メインスイッチング素子Ｑ1の自
励発振駆動回路を形成する駆動巻線ＮBは、フライバッ
クトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoの巻始め端部側を巻き
上げるようにして形成されている。これによって、駆動
巻線ＮBには一次巻線Ｎ1から伝達されるドライブ電圧と
しての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励
発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB−ＮR−Ｃ
B）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流
としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力され
る。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1に対しては、
直列共振回路（ＮB−ＮR−ＣB）の共振周波数を有する
駆動信号が供給されることになる。つまり、メインスイ
ッチング素子Ｑ1は、直列共振回路（ＮB−ＮR−ＣB）の
共振周波数により決定されるスイッチング周波数でもっ
てスイッチング駆動される。なお、起動時においては、
メインスイッチング素子Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して
整流平滑電圧Ｅｉからベースに流れる起動電流によって
スイッチング動作を開始する。

【００４９】この場合の直交形制御トランスＰＲＴは、
フライバックトランスＦＢＴの二次側に得られる低圧の
直流出力電圧を安定化するために設けられており、被制
御巻線ＮR及び制御巻線ＮCが巻装されている。この直交
形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して被制御巻線ＮRを巻装し、制御巻線ＮCを被制御巻線
ＮRに対して直交する方向に巻装している。そして、こ
の場合にも可飽和リアクトルとして構成される。

【００５０】また、メインスイッチング素子Ｑ1のエミ
ッタと一次側アース間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが接続される。この一次側並列共振コンデン
サＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次巻線Ｎoのリ
ーケージインダクタンスＬoとにより電圧共振形コンバ
ータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここで
は詳しい説明を省略するが、メインスイッチング素子Ｑ
1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用によっ
て一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する両端
電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電
圧共振形の動作が得られるようにされる。

【００５１】また、この図に示す電源回路の一次側には
アクティブクランプ回路２０が備えられる。アクティブ
クランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クラ
ンプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えて
いる。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2については
ＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、クランプダイオー
ドＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助スイッチング素
子Ｑ2に内蔵されるボディダイオードを用いることがで
きる。

【００５２】補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCLを介してメインスイッチング素子
Ｑ1のエミッタと一次巻線Ｎoの巻始め端部側との接続点
に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2
のソースは一次側アースに対して接続される。また、ク
ランプダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチ
ング素子Ｑ2のソースに接続され、カソードが補助スイ
ッチング素子Ｑ2のドレインに接続される。このよう
に、本実施の形態のアクティブクランプ回路２０として
は、上記補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイオ
ードＤD2から成るスイッチング回路に対して、クランプ
コンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そ
して、このようにして形成される回路をフライバックト
ランスＦＢＴの一次巻線Ｎo（但しこの場合には駆動巻
線Ｎｇが巻き上げらた部分を含んでいる）に対して並列
に接続して構成されるものである。

【００５３】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対
して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−駆動巻線Ｎｇの直列
接続回路により形成されるＬＣＲ直列共振回路が接続さ
れる。上記ＬＣＲ直列共振回路（Ｃｇ−Ｒｇ−Ｎｇ）の
共振周波数としては、メインスイッチング素子Ｑ1の自
励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＲB−ＣB−Ｎ
B）と同等であるようにして設定される。つまり、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数とほぼ同
等となるようにして設定される。なお、この場合には、
バイアス抵抗Ｒ11を補助スイッチング素子Ｑ2のゲート
−一次側アース間に接続している。

【００５４】ここで駆動巻線Ｎｇは、フライバックトラ
ンスＦＢＴの一次巻線Ｎoの巻終わり端部側を巻き上げ
るようにして形成されている。これによって、駆動巻線
Ｎｇには、一次巻線Ｎoに得られるメインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング出力である交番電圧によって励
起された交番電圧が発生することになる。また、この場
合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎoと駆動巻
線Ｎgとでは、逆極性の交番電圧が得られる。そして、
このようにして得られる交番電圧によってＬＣＲ直列共
振回路が共振動作を行ってその出力を補助スイッチング
素子Ｑ2のゲートに印加する。このようにして駆動され
る補助スイッチング素子Ｑ2としては、メインスイッチ
ング素子Ｑ1と同様のスイッチング周波数で、かつ、ほ
ぼ交互となるオン／オフタイミングによってスイッチン
グ動作を行うようにされる。

【００５５】また、一次巻線Ｎoに対してはタップ出力
が設けられ、このタップ出力に対して図示するようにし
て、ダイオードＤ1とコンデンサＣ1から成る半波整流回
路が接続される。そして、このコンデンサＣ1に得られ
る直流電圧が、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタ
を介して、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して
印加されるようになっている。

【００５６】アクティブクランプ回路２０は、そのスイ
ッチング回路（Ｑ2，ＤD2）がスイッチング動作を行う
ことで、後述するようにして、メインスイッチング素子
Ｑ1//並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端に発生
する並列共振電圧Ｖ1のピークレベルを抑制するように
動作する。また、このフォトカプラＰＣのフォトトラン
ジスタを介してゲートに印加される制御電圧のレベルに
応じては、補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプダイ
オードＤD2から成るスイッチング回路のオン期間につい
てのＰＷＭ制御、つまり導通角制御が行われる。これに
より、結果的には、後述する直流高電圧ＥHVについての
安定化を図るようにされる。

【００５７】フライバックトランスＦＢＴは、メインス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を一次側から二
次側に伝達し、二次側においてアノード電圧用の高圧直
流電圧を得るための高圧交番電圧を生成するために備え
られるのであるが、本実施の形態においては、このフラ
イバックトランスＦＢＴの二次側において、例えば各種
回路用の低圧二次側直流出力電圧を得るための低圧交番
電圧を生成するようにも構成される。このために、本実
施の形態のフライバックトランスＦＢＴは、図示するよ
うにして二次側巻線として、昇圧巻線ＮHV（1〜5）が巻
装されるのに加え、低圧用二次巻線Ｎ2が巻装される。

【００５８】そして、フライバックトランスＦＢＴの二
次側の回路構成として、昇圧巻線ＮHV（1〜5）を備えて
成る高圧発生回路４０側の構成は次のようになってい
る。図において一点鎖線で囲って示す高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、フライバックトランスＦＢＴの一次
側巻線ＮOに入力される巻線電圧を利用して、例えばＣ
ＲＴのアノード電圧レベルに対応した直流高電圧を生成
する。このため、フライバックトランスＦＢＴの二次側
には、４組〜５組の昇圧巻線ＮHVが、後述するようにし
ていわゆるスリット捲き、或いは層間捲きによって分割
されて巻装されている。この場合、一次側巻線ＮOと昇
圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装されている。な
お、この場合の一次側巻線ＮOと昇圧巻線ＮHVの結合係
数ｋとしては、ｋ≧０．９５とされている。フライバッ
クトランスＦＢＴの二次側には、一次側巻線ＮOに発生
する巻線電圧Ｖ3が、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOとの
巻線比（ＮHV／ＮO）に応じて昇圧された昇圧電圧が得
られることになる。

【００５９】この図４に示す電源回路の場合には、フラ
イバックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線
ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立し
た状態で巻装されており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5
の巻終わり端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV
1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続さ
れている。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソー
ドが平滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る
高圧整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それ
ぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続さ
れる。

【００６０】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。

【００６１】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧
（アノード電圧）ＥHVが得られることになる。なお、直
流高電圧ＥHVの安定化動作については後述する。

【００６２】また、フライバックトランスＦＢＴの低圧
二次巻線Ｎ2側の構成は次のようになっている。この場
合、二次巻線Ｎ2の巻始端部は二次側アースに接続さ
れ、その巻終端部は整流ダイオードＤO1のアノードに接
続される。そして、この整流ダイオードＤO1と平滑コン
デンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって二次側直
流出力電圧ＥO1を得るようにしている。なお、二次側直
流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖとされて水平偏向回
路系として用いられる。

【００６３】また、この場合には、二次巻線Ｎ2に対し
て図示するようにしてタップを設け、このタップ出力に
対して図示するようにして整流ダイオードＤO2及び平滑
コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続すること
で、上記二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧とされる、
例えば１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を生成するよう
にしている。この二次側直流出力電圧ＥO2は、例えば垂
直偏向回路系に用いられる。なお、実際としては、他の
各種回路系に供給するための所要のレベルの二次側直流
出力電圧が生成されるようにしても構わないものであ
り、例えばビデオ出力回路系（２００Ｖ）、ＣＲＴヒー
ター回路系（７．５Ｖ）、音声出力回路系（２４Ｖ）な
どのための二次側直流出力電圧を得るようにしても構わ
ないものである。

【００６４】そして、この低圧二次巻線Ｎ2に対して
は、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されて
いる。この場合、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージインダ
クタンスＬ2と、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパ
シタンスとによって二次側並列共振回路が形成される。
これによって、二次側に誘起される交番電圧は共振電圧
となり、二次側において電圧共振動作が得られる。

【００６５】即ち、本実施の形態の電源回路としても、
フライバックトランスＦＢＴの一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路
が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータを形
成しているものである。

【００６６】ここで、本実施の形態のフライバックトラ
ンスＦＢＴとしては、直流高電圧を得るためのフライバ
ック動作を得るためには一次側と二次側とが密結合であ
ることが必要とされ、一方、上記した複合共振形スイッ
チングコンバータとしての動作を得るためには一次側と
二次側とが疎結合であることが必要となる。従って、本
実施の形態のフライバックトランスＦＢＴとしては、一
次巻線ＮOと昇圧巻線ＮHV（1〜5）とについては密結合
で、一次巻線ＮOと二次巻線Ｎ2とは疎結合となる状態が
得られるような構造を有しているものとされる。なお、
フライバックトランスＦＢＴの構造については後述す
る。

【００６７】また、図１に示す電源回路における安定化
動作については、次のようになる。低圧の直流出力電圧
ＥO1は第１制御回路１Ａに対して分岐して入力される。
第１制御回路１Ａは、例えば誤差増幅器等によって構成
されており、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側か
ら出力される直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、
直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御ト
ランスＰＲＴに巻装された被制御巻線ＮRのインダクタ
ンスを可変制御する。前述もしたように、被制御巻線Ｎ
Rは、駆動巻線ＮB及び共振コンデンサＣBと共にメイン
スイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直
列共振回路を形成している。このため、直交形制御トラ
ンスＰＲＴにおいて被制御巻線ＮRのインダクタンスが
可変されることで直列共振回路（ＣB−ＮR−ＮB）の共
振条件が変化し、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング周波数を可変する動作となる。そして、この場合
にも、スイッチング周波数を可変するのにあたっては、
１スイッチング周期内のオフ期間は固定で、オン期間を
ＰＷＭ制御する、複合制御が行われる。そして、このよ
うにしてスイッチング周波数が可変制御されることによ
っては、一次側のスイッチング出力に対する共振インピ
ーダンス制御が行われることになって、一次側から二次
側へ伝達されるエネルギーが変化し、二次側に得られる
電圧レベルが変化することになる。そして、このような
可変制御動作が二次側直流出力電圧ＥO1に基づいて行わ
れる結果、フライバックトランスＦＢＴの低圧二次巻線
Ｎ2側にて得られる直流出力電圧の安定化が図られる。

【００６８】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHV
のレベル変化に応じてフォトカプラ２の導通制御を行
う。

【００６９】上記のようにして、第２制御回路１Ｂによ
ってフォトカプラＰＣの導通制御が行われることで、一
次側にあるコンデンサＣ1の両端電圧を電流源として、
フォトカプラＰＣのフォトトランジスタを介して、直流
高電圧ＥHVのレベルに応じて可変される電流が流れるこ
とになる。これによって、アクティブクランプ回路２０
内の補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して与えら
れるべきバイアスが変化することになる。このようにし
て補助スイッチング素子Ｑ2のバイアスが可変されるこ
とで、補助スイッチング素子Ｑ2は、その１スイッチン
グ周期内におけるオン期間が可変される。つまり、ＰＷ
Ｍ制御が行われる。前述もしたように、補助スイッチン
グ素子Ｑ2のスイッチング動作によっては、一次側並列
共振コンデンサＣｒの両端に発生する並列共振電圧Ｖ1
をクランプして抑制する動作が得られるのであるが、上
記のようにして補助スイッチング素子Ｑ2についてＰＷ
Ｍ制御が行われることで、並列共振電圧Ｖ1の電圧レベ
ルは直流高電圧レベルの変動に応じて可変制御されるこ
とになる。これによっては、一次側巻線ＮOに得られる
交番電圧レベルが直流高電圧レベルが可変されることに
なり、フライバックトランスＦＢＴの二次側に誘起され
る誘起電圧レベルも可変されることになる。この結果、
高圧発生回路４０から出力される直流高電圧ＥHVの安定
化が図られることになる。

【００７０】図３の断面図により、本実施の形態として
のフライバックトランスＦＢＴの構造例を示しておく。
この図に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例えば
フェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の
各磁脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字型
コアＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の磁
脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する部
分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにされ
る。そして、図示するように、一次巻線Ｎoを巻装した
低圧巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁脚
に対して貫通させるように取り付ける。そして、この低
圧巻線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線ＮHV
(1〜5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させるよ
うにして取り付ける。これによって、一次巻線Ｎoと昇
圧巻線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造が
得られる。そしてこの構造によっては、一次巻線Ｎoと
二次側の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁
脚に対して、いわゆる「同軸巻き」によって巻装してい
ることになるため、互いの結合状態としては密結合の状
態が得られることになる。例えば実際としては、結合係
数ｋ＝０．９８程度の密結合の状態を得ることができ
る。

【００７１】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
したうえで、回路的には図１に示した態様が得られるよ
うに、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオ
ードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。

【００７２】そして、一次巻線Ｎｏと昇圧巻線ＮHV（1
〜5）が巻装されていない他方の磁脚に対しては、もう
１つの低圧巻線ボビンＬＢ−１を、その磁脚に貫通させ
るようにして取り付けており、この低圧巻線ボビンＬＢ
−１に対して低圧二次巻線Ｎ2を巻装している。このよ
うにして低圧二次巻線Ｎ2が巻装されることで、一次巻
線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2は互いに異なる磁脚に対して巻
装されることとなるために、その結合状態としては疎結
合とすることができる。そして、実際の結合係数ｋとし
てはｋ＝０．５５程度による疎結合の状態を得ることが
できた。

【００７３】なお、図１に示した回路では、一次巻線Ｎ
ｏに対しては、その端部を巻き上げるようにして駆動巻
線ＮB及び駆動巻線Ｎｇが巻装されているのであるが、
この図３においては、これらの巻線の図示は省略してい
る。但し、実際には、一次巻線Ｎoと共にボビンに巻装
されていることになる。また、本実施の形態としてのフ
ライバックトランスＦＢＴは、この図３に示す構成に限
定されるものではなく、必要に応じて変更されて構わな
いものであり、例えば高圧発生回路４０については、図
８に示したいわゆる分割巻き（スリット巻き）による構
造を基本としたうえで、図３に示すようにして低圧二次
巻線Ｎ2を巻装することで本実施の形態のフライバック
トランスＦＢＴを構成することも可能である。

【００７４】ここで、先に図４に示した電源回路に採用
されていた絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ−４
０型といわれるＥＥ型コアを用い、ギャップ長Ｇ＝１ｍ
ｍ、一次巻線Ｎ1＝１３０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝１００Ｔと
されていた。また、図４に示した回路におけるフライバ
ックトランスＦＢＴは、ギャップ長＝０．４ｍｍ×２、
一次巻線Ｎｏ＝７０Ｔ、昇圧巻線ＮHV（1〜5）＝５３０
Ｔとされていた。また、図４に示した回路における主要
部品の定数としては、Ｃｒ＝２２００ｐＦ、クランプコ
ンデンサＣCL＝０．１５μＦ、二次側並列共振コンデン
サＣ2＝０．０１μＦ、一次側直列共振コンデンサＣ3＝
０．０１８μＦが選定されていた。そして、スイッチン
グ周波数の制御範囲としては、８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨ
ｚとされている。

【００７５】これに対して本実施の形態では、次のよう
にして異なる構成が与えられる。先ずは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴが削除されて、大型トランスとして
は、フライバックトランスＦＢＴのみとされたことにな
る。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの削除に伴っ
て一次側直列共振コンデンサＣ3も省略されることとな
る。そして、本実施の形態のフライバックトランスＦＢ
Ｔとしては、一次巻線Ｎｏ＝５５Ｔ、低圧二次巻線Ｎ2
＝６０Ｔが巻装される。ここで、図４に示す回路では、
一次巻線Ｎoについて、０．１２ｍφ／１２束のリッツ
線を用いていたのであるが、本実施の形態としては、一
次巻線Ｎo及び低圧二次巻線Ｎ2について６０μｍφ／１
３０束のリッツ線を巻装して巻線の断面積を増加し、リ
ッツ線の渦電流損失を低減すれば、例えば図４に示す電
源回路と同等のAC/DC電力変換効率を得ることができ
る。

【００７６】また、本実施の形態のメインスイッチング
素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2については、ＡＣ
１００Ｖ系では４００Ｖ耐圧品を選定し、ＡＣ２００Ｖ
系では、８００Ｖの耐圧品を選定するようにされる。そ
して、スイッチング周波数としては、この場合にも、８
０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚの範囲で可変制御されるように
構成される。

【００７７】図２の波形図は、上記図１に示した電源回
路における要部の動作を示している。ここで、一次側並
列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ
1は、図２（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形
コンバータのメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グタイミングに対応した波形となる。即ち、メインスイ
ッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧
共振パルスが得られ、オンとなる期間ＴON1においては
０レベルとなる波形が得られる。また、このときにスイ
ッチング素子Ｑ1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図２
（ｂ）に示すようにして、先ず、期間ＴON1において
は、その開始時においてクランプダイオードＤD→Ｑ1ベ
ース→Ｑ1コレクタを介して負極性の方向にクランプ電
流が流れ、この後、正レベルに反転してドレイン−ソー
スに流れる波形が得られる。また、期間ＴOFF1において
は０レベルとなる。また、このような一次側のスイッチ
ング動作によって一次巻線Ｎｏに得られる巻線電流Ｉ1
としては図２（ｅ）に示すようにして１スイッチング周
期ごとに対応して正／負に反転する略正弦波状の波形が
得られる。

【００７８】そして、アクティブクランプ回路２０のス
イッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイミン
グとしては、図２（ｄ）のクランプ電流ＩQ2として示さ
れることになる。つまり、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間において
は、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL
→一次巻線Ｎoの経路で電流が流れることで、クランプ
電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、後半
期間においては、その電流の流れが反転して正極性とな
って、一次巻線Ｎo→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で
流れるようにされる。そして、スイッチング回路（Ｑ2/
/ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０レベル
が維持される波形となるものである。また、上記のよう
にしてスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）がオン／オフ動
作を行うことで、スイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の両
端に得られるクランプ回路電圧ＶQ2としては、図２
（ｃ）に示すようにして、期間ＴON2においては０レベ
ルで、期間ＴOFF2においては正極性の所定レベルが維持
される波形が得られる。

【００７９】この場合にも、図２（ｃ）（ｄ）に示すア
クティブクランプ回路２０側の動作波形と、図２（ａ）
に示すメインスイッチング素子Ｑ1側の動作波形から分
かるように、メインスイッチング素子Ｑ1とアクティブ
クランプ回路２０のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）と
は、ほぼ交互となるタイミングでオン／オフ動作を行う
ようにされている。このようなタイミングで、アクティ
ブクランプ回路２０がオン／オフ動作を行うことで、期
間ＴON2においては、本来、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒに流れるべき電流のほとんどがスイッチング回路
（Ｑ2//ＤD2）に流れるようにされる。これにより、一
次側並列共振コンデンサＣｒに流入して充電される電流
量が減少され、図２（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1とし
ては、期間ＴOFF1におけるピークレベルが抑制される。

【００８０】また、フライバックトランスＦＢＴの二次
側に設けられる二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に
得られる二次側並列共振電圧Ｖ2としては、図２（ｆ）
に示されるようにして、整流ダイオードＤO1がオンとな
る期間ＤONにおいては、二次側直流出力電圧ＥO1のレベ
ルによりクランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおいて
は負極正の方向に正弦波状にピークを有する波形とな
る。そして、二次巻線Ｎ2から整流ダイオードＤO1に流
入する巻線電流Ｉ2は、図２（ｇ）に示すようにして、
期間ＤONにおいては正極性の方向にほぼ所定の一定レベ
ルが維持され、期間ＤOFFにおいては正極性から負極性
に反転するようにして、負極正の方向によりピークを有
する波形となる。

【００８１】また、フライバックトランスＦＢＴの二次
側の高圧発生回路４０において流れる整流電流Ｉoは、
図２（ｈ）に示す波形により流れる。つまり、期間ＴOF
F1内において、正極性の方向において正弦波状に流れる
波形が得られるものである。

【００８２】これまでの説明から分かるように、本実施
の形態の電源回路では、フライバックトランスＦＢＴに
対して昇圧巻線ＮHVだけではなく低圧二次巻線Ｎ2も巻
装することで、１組のフライバックトランスＦＢＴの二
次側にて直流高電圧ＥHV及び二次側直流出力電圧ＥO1を
得るようにされている。つまり、本実施の形態において
は、構成部品として、絶縁コンバータトランスＰＩＴと
してのコアと、一次巻線Ｎ1としての巻線が省略される
こととなる。これにより、本実施の形態においては、そ
れだけプリント基板の実装面積が縮小されることになっ
て、さらなる小型軽量化を図ることが可能となる。しか
も、本実施の形態としては、大型部品であるところの絶
縁コンバータトランスＰＩＴとしてのコアが不要となる
ことから、大幅に小型軽量化が促進されることになる。
また、一次巻線Ｎ1としての巻線も省略されることで電
源回路を製造するにあたっての巻線工程時間がそれだけ
短縮されることにもなるので、製造効率も向上される。
更には、図４に示す回路において一次巻線Ｎoと接続さ
れていた一次側直列共振コンデンサＣ3が削除されるこ
とによっても、回路の小型軽量化が促進される。

【００８３】また、低圧二次巻線Ｎ2については、フラ
イバックトランスＦＢＴに巻装されることで、絶縁コン
バータトランスＰＩＴに巻装する場合よりもコア断面積
が増加することとなるので、低圧二次巻線Ｎ2の巻き数
が低減されることになり、これによっても巻線工程時間
の短縮が図られる。

【００８４】また、図３に示したフライバックトランス
ＦＢＴの構造によれば、一次巻線Ｎoと低圧二次巻線Ｎ2
との結合度としては、結合係数ｋ＝０．５５程度にまで
小さくした充分な疎結合の状態を得ることが可能とされ
ている。このため、低圧二次巻線Ｎ2のリーケージイン
ダクタンスは増加することになるため、低圧二次巻線Ｎ
2と並列接続される二次側並列共振コンデンサＣ2のキャ
パシタンスは小さくて済むこととなる。キャパシタンス
が小さければ、選定されるコンデンサの部品としては小
型なものとすることができ、この点でも回路の小型軽量
化が図られることになる。また、図３に示した構造に依
れば、２つのギャップＧ１，Ｇ２は共に巻線が施される
ことになるので、ギャップからの漏洩磁束がこれらの巻
線部によってシールドされることになる。つまり、漏洩
磁束をシールドするためのシールド板等を設けることな
く、漏洩磁束の問題を解消することができているもので
ある。

【００８５】さらに、本実施の形態の電源回路では、メ
インスイッチング素子Ｑ1の接続態様として、図１にて
説明したように、直流入力電圧（Ｅｉ）−メインスイッ
チング素子Ｑ1−一次巻線Ｎｏの順により接続した構成
を採っている。このため、例えば図４に示した一次側の
接続態様と比較すれば、アクティブクランプ回路２０内
の補助スイッチング素子Ｑ2のソース電極の電位がより
安定することから、異常発振動作が生じないようにさ
れ、これにより、制御範囲は拡大されることとなる。

【００８６】なお、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスＰＲＴが用いられているが、この直交形制御ト
ランスＰＲＴの代わりに、先に本出願人により提案され
た斜交形制御トランスを採用することができる。上記斜
交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省略
するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、４
本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コアを組み合わ
せることで立体型コアを形成する。そして、この立体形
コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するので
あるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係
が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的に
は、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、
４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある２本
の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角の位置関係に
あるとされる２本の磁脚に対して巻装するものである。
そして、このような斜交形制御トランスを備えた場合に
は、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルから正
の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダクタン
スが増加するという動作傾向が得られる。これにより、
スイッチング素子をターンオフするための負方向の電流
レベルは増加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮
されることになるので、これに伴ってスイッチング素子
のターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチング素
子の電力損失をより低減することが可能になるものであ
る。

【００８７】また、例えば、上記実施の形態では、メイ
ンとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子とに
ついては、バイポーラトランジスタを採用するものとし
ているが、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の他の素子を採
用することも考えられるものである。ここで、ＭＯＳ−
ＦＥＴ、ＩＧＢＴを採用する場合には、例えば汎用ＩＣ
を用いた発振駆動回路を用いることで他励式によってス
イッチング駆動するように構成すればよい。

【００８８】また、負荷電力が１５０Ｗ以上となるよう
な比較的重負荷の条件に対応する必要のある場合には、
商用交流電源ＡＣに対して接続される整流平滑回路を倍
電圧整流回路として、直流入力電圧レベルの増加を図る
ようにすれば、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上を図るこ
とが可能になる。

【００８９】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、一次側電
圧共振形コンバータのスイッチング出力が伝送されるフ
ライバックトランスにおいて、昇圧巻線は一次巻線と密
結合の状態となるように巻装され、一方、低圧二次巻線
は一次巻線と疎結合の状態となるようにして巻装され
る。従って、フライバックトランスの二次側において
は、昇圧巻線に得られる交番電圧を利用して直流高電圧
を生成し、低圧二次巻線に得られる交番電圧を利用して
直流低電圧を生成するようにされる。なお、低圧二次巻
線側においては二次側並列共振回路が形成されるように
することで、複合共振形スイッチングコンバータとして
の動作が得られるようになっている。このような構成が
採られる結果、本発明の電源回路としては、直流高電圧
と直流低電圧という２種類の二次側直流出力電圧を得る
のにあたり、高圧発生トランスだけを設ければよく、絶
縁コンバータトランスについては削除されることにな
る。

【００９０】絶縁コンバータトランスが削除されること
で、構成部品としては、そのトランスのためのコアと、
１組分の巻線が削除されることになるのであるが、絶縁
コンバータトランスは比較的大型なトランスであるか
ら、そのコアが削除されることで、基板サイズは大幅に
縮小することが可能になり、結果として小型軽量化を有
効に促進することが可能になるものである。また、１組
分の巻線が省略されることで、それだけ巻線工程も少な
くなってその時間が短縮されるので、例えばスイッチン
グ電源回路あたりの製造効率が向上されることになる。
このようにして、本発明によっては、スイッチング電源
回路の大幅な小型軽量化の促進が図られるものであり、
これに伴って、製造効率の向上やコストの削減も有効に
図られるという効果を有している。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】図１に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。

【図３】本実施の形態の電源回路に備えられるフライバ
ックトランスの構造例を示す断面図である。

【図４】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
を示す回路図である。

【図５】図４に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。

【図６】絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図
である。

【図７】従来のフライバックトランスの構造例として、
昇圧巻線が層間巻きされる場合を示す断面図である。

【図８】従来のフライバックトランスの構造例として、
昇圧巻線が分割巻きされる場合を示す断面図である。

【符号の説明】

１Ａ 第１制御回路、１Ｂ 第２制御回路、ＰＣ フォ
トカプラ、２０ アクティブクランプ回路、ＦＢＴ フ
ライバックトランス、４０ 高圧発生回路、Ｑ1 メイ
ンスイッチング素子、Ｃｒ 一次側並列共振コンデン
サ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｑ2 補助スイッ
チング素子、ＤD，ＤD2 クランプダイオード、ＣCL
クランプコンデンサ、ＮO 一次巻線、Ｎ2 低圧二次巻
線、ＮHV1〜ＮHV5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流
ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA01 BB04 CA01 CA07 CA12 CB04 CC02 DA04 DC05 HA08 HA09 5H730 AA01 AA14 AA16 AS15 BB23 BB52 BB66 BB67 BB82 BB94 CC01 DD04 DD41 EE06 EE07 EE65 FD01 FD21 FF19 FG05 FG07 ZZ16 ZZ17

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された直流入力電圧を断続して出力
   するためのメインスイッチング素子を備えて形成される
   スイッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 二組のＵ字形磁心がギャップを介して接合されるＵ−Ｕ
   字形磁心と、このＵ−Ｕ字形磁心の一方の磁脚に巻装さ
   れる一次巻線と、この一次巻線と同軸上に巻装されて、
   上記一次巻線と密結合とされる所要の結合度が得られる
   ようにされた二次側昇圧巻線と、上記Ｕ−Ｕ字形磁心の
   他方の磁脚に巻装され、上記一次巻線とは疎結合とされ
   る所要の結合度が得られるようになされた二次側低圧巻
   線と、を有する高圧発生トランスと、 上記二次側低圧巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
   を並列に接続するようにして形成される二次側並列共振
   回路と、 上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側
   低圧巻線にて得られる交番電圧について半波整流動作を
   行うことで、直流低電圧を得るように構成された直流低
   電圧生成手段と、 上記高圧発生トランスの二次側昇圧巻線に得られる高圧
   電圧について整流動作を行うことで、直流高電圧を得る
   ようにされる直流高電圧生成手段と、 上記直流低電圧生成手段により得られる電圧レベルに応
   じて、上記メインスイッチング素子のスイッチング周波
   数を可変制御すると共に、スイッチング周期内のオフ期
   間を一定としたうえで、オン期間を可変するようにして
   上記メインスイッチング素子をスイッチング駆動するこ
   とで、定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御
   手段と、 少なくともクランプコンデンサと補助スイッチング素子
   との直列接続回路からなり、上記直列接続回路が上記一
   次巻線に対して並列に接続されるアクティブクランプ手
   段と、 上記直流高電圧生成手段により生成される電圧レベルに
   応じて上記補助スイッチング素子の導通角制御を行うこ
   とで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御
   手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記直流高電圧生成手段は、 上記高圧発生トランスの二次側において、各々独立に巻
   装される複数の昇圧巻線と、 上記昇圧巻線の各々に得られるとされる上記高圧電圧に
   ついて半波整流動作を行い、上記高圧電圧のほぼ等倍に
   対応するレベルの出力電圧が得られるように設けられる
   複数の整流回路を直列に接続して形成される多倍圧整流
   回路と、 からなることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
   グ電源回路。