JP2001197744A

JP2001197744A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2001197744A
Application number: JP2000009989A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-01-13
Filing date: 2000-01-13
Publication date: 2001-07-19

Abstract

(57)【要約】【課題】安定した直流高電圧を出力することができる
スイッチング電源回路を提供する。【解決手段】複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成している絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側に対して昇圧巻線ＮHVを巻装し、この昇圧巻線ＮHVに
て得られる交番電圧ＶHVを多倍圧整流回路２に入力する
ことで、所定の高圧レベルとされる直流高電圧ＥHVを得
るようにしている。これにより、例えばテレビジョン受
像機の水平偏向を行うのに必要とされる直流高電圧を得
るのに、水平偏向回路系は介在しないで済むため、入力
電圧から直流高電圧を得る際の電力変換効率の向上が図
られることになる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関わり、特
に安定した高電圧を出力するためのスイッチング電源回
路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から例えばテレビジョン受像機やプ
ロジェクタ装置等の電子機器においては、画像表示を行
うために陰極線管（ＣＲＴ：Cathode-ray Tube）を備え
たものがある。陰極線管（以下、「ＣＲＴ」という）を
備えたテレビジョン受像機では、良く知られているよう
に、ＣＲＴの内部に設けられている電子銃から出力され
る電子ビームを左右方向（水平方向）に偏向するための
水平偏向回路系ブロックと、上下方向（垂直方向）に偏
向するための垂直偏向系ブロックが設けられている。ま
た、水平偏向回路系ブロックには、ＣＲＴのアノード電
極に対して例えば２０ｋＶ〜３５ｋＶ程度の高圧を供給
する高圧発生回路が設けられている。

【０００３】図９は、テレビジョン受像機に備えられて
いる水平偏向回路系ブロックと、その周辺回路の構成を
示した図である。この図に示すスイッチング電源回路１
０は、入力された直流電圧にスイッチングを行い、最終
的には所定の電圧レベルの直流電圧に変換して出力する
ＤＣ−ＤＣコンバータとされる。このスイッチング電源
回路１０の前段には、全波整流方式のブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路が設
けられ、この整流平滑回路により商用交流電源（交流入
力電圧ＶAC）を整流平滑して直流電圧Ｅｉを得る。そし
て、この直流電圧Ｅｉをスイッチング電源回路１０に対
して入力するようにしている。そしてこの場合には、ス
イッチング電源回路１０からは、所定の電圧レベルに変
換された直流出力電圧ＥO（ＥO1，ＥO2，ＥO3）が出力
されるようになっている。上記各直流出力電圧ＥO1，Ｅ
O2，ＥO3の実際の電圧レベルとしては、例えば直流出力
電圧ＥO1＝１３５Ｖ、直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖ、直流
出力電圧ＥO3＝７Ｖとされる。

【０００４】水平発振回路２０には、映像信号等に含ま
れている水平同期信号ｆHが入力される。そして、この
水平同期信号ｆHに対応した発振周波数（１５．７５Ｋ
Ｈｚ）により発振を行い、水平同期信号ｆHに同期した
パルス電圧を出力する。

【０００５】一点鎖線で囲って示した水平ドライブ回路
３０は、水平発振回路２０からのパルス電圧を増幅し、
後述する水平出力回路４０に対して十分大きいドライブ
電流（駆動電流）を供給する。この場合、水平ドライブ
回路３０の構成としては、負荷となる水平出力回路４０
により水平発振回路２０から供給されるパルス電圧の周
期が変動しないように、通常はエミッタ接地のトランス
結合増幅回路によって構成されている。

【０００６】水平ドライブ回路３０においては、図示す
るように、例えばトランジスタＱ11のベースがコンデン
サＣ11を介して水平発振回路２０に対して接続され、水
平発振回路２０からのパルス電圧がトランジスタＱ11の
ベースに入力されている。また、そのベース−エミッタ
間には、バイアス抵抗Ｒ11が挿入され、ベースに対して
所定のバイアス電圧が印加されている。スイッチング素
子Ｑ11のコレクタは、水平ドライブトランスＨＤＴの一
次巻線Ｎ11及びコレクタ抵抗Ｒ13を介して上記スイッチ
ング電源回路１０の二次側出力端子（直流出力電圧ＥO
1）に接続され、そのエミッタが接地されている。ま
た、そのコレクタ−エミッタ間には、コンデンサＣ12と
抵抗Ｒ12との直列接続回路からなるダンピング回路が設
けられている。なお、上記コンデンサＣ12と抵抗Ｒ12と
の直列接続回路からなるダンピング回路は、水平ドライ
ブトランスＨＤＴの一次巻線Ｎ11を流れる電流に対し
て、サージ電流や振動電流（リンギング電流）が重畳さ
れるのを防止している。また、水平ドライブトランスＨ
ＤＴの一次巻線Ｎ11の巻始め端部と二次側アースとの間
に設けられているコンデンサＣ13はノイズ除去用のコン
デンサとされる。

【０００７】水平ドライブトランスＨＤＴは、一次巻線
Ｎ11の出力を二次巻線Ｎ21に伝送する絶縁トランスとさ
れる。この場合、水平ドライブトランスＨＤＴの一次巻
線Ｎ11と二次巻線Ｎ21の極性（巻方向）は逆極性となる
ように巻装される。そして、一次巻線Ｎ11の巻始め端部
は、コレクタ抵抗Ｒ13を介して上記スイッチング電源回
路１０の直流出力端子（直流出力電圧ＥO1）に接続さ
れ、その巻終わり端部がトランジスタＱ11のコレクタに
接続されている。また、その二次巻線Ｎ21の巻終わり端
部は、後述する水平出力回路４０の出力トランジスタＱ
12のベースに接続され、その巻始め端部がアースに対し
て接地されている。

【０００８】一点鎖線で囲って示した水平出力回路４０
は、上記水平ドライブトランスＨＤＴの二次側から得ら
れる出力を増幅することで、ＣＲＴの電子銃から出力さ
れる電子ビームを水平方向に走査する水平偏向電流ＩDY
を発生させる。また同時に、後述する高圧発生回路５０
において高電圧を発生させるためのフライバックパルス
を生成するように構成される。

【０００９】水平出力回路４０においては、出力トラン
ジスタＱ12のベースが上記水平ドライブトランスＨＤＴ
の二次巻線Ｎ21の巻終わり端部に接続され、そのコレク
タが後述するフライバックトランスＦＢＴの一次側低圧
巻線ＮLVを介してスイッチング電源回路１０の二次側出
力端子（二次側出力電圧ＥO1）に接続されている。な
お、そのエミッタは接地されている。また、出力トラン
ジスタＱ12のコレクタ−エミッタ間には、ダンパダイオ
ードＤ11、水平帰線コンデンサＣｒ1が並列に接続され
ている。さらに、そのコレクタ−エミッタ間には、［水
平偏向ヨークＨDY、水平直線補正コイルＨLC、Ｓ字補正
コンデンサＣS1］から成る直列接続回路が接続されてい
るものとされる。

【００１０】このような構成とされる水平出力回路４０
では、水平帰線コンデンサＣｒ1のキャパシタンスと、
フライバックトランスＦＢＴの一次側低圧巻線ＮLVのリ
ーケージインダクタンス成分ＬLVとにより、電圧共振形
コンバータを形成している。そして、水平ドライブトラ
ンスＨＤＴの二次側出力によって出力トランジスタＱ12
がオン／オフ動作されることで、水平偏向ヨークＨDYに
は鋸歯状波形とされる水平偏向電流ＩDYが流れる。ま
た、出力トランジスタＱ12がオフとなる期間では、水平
偏向ヨークＨDYのインダクタンスＬDYと水平帰線コンデ
ンサＣｒ1のキャパシタンスとの共振動作、及びダンパ
ダイオードＤ11の作用によって、水平帰線コンデンサＣ
ｒ1の両端には、比較的高電圧とされるパルス電圧（フ
ライバックパルス電圧）Ｖ11が発生する。なお、水平直
線補正コイルＨLC、及びＳ字補正コンデンサＣS1の動作
については省略するが、例えば水平偏向電流ＩDYを補正
してＣＲＴの管面に表示される画像の歪みを補正するよ
うに動作している。

【００１１】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路５０
は、例えばフライバックトランスＦＢＴ（Fly Back Tra
nsformer）と高圧整流回路によって構成されており、上
記水平出力回路４０にて生成されるフライバックパルス
電圧Ｖ11を昇圧して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベ
ルに対応した高電圧を生成する。

【００１２】ここで、図１３に上記フライバックトラン
スＦＢＴの断面図を示し、この図１３を用いて、フライ
バックトランスＦＢＴの構造を説明しておく。この図に
示すフライバックトランスＦＢＴでは、２つのコの字形
コアＣＲ１０，ＣＲ２０の各磁脚を対向するように組み
合わせることで角形コアＣＲ３０が形成される。そし
て、コの字形コアＣＲ１０の端部と、コの字形コアＣＲ
２０の端部との対向する部分にはギャップＧを設けるよ
うにされる。そして、図示するように、角形コアＣＲ３
０の一方の磁脚に対して、低圧巻線ボビンＬＢと高圧巻
線ボビンＨＢとを取付けることで、これら低圧巻線ボビ
ンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対して、それぞれ一次
側低圧巻線ＮLV及び昇圧巻線ＮHVを分割して巻装するよ
うにしている。この場合、低圧巻線ボビンＬＢには単線
を用いて一次側低圧巻線ＮLVが巻装され、高圧巻線ボビ
ンＨＢには同じく単線を用いて昇圧巻線ＮHVが巻装され
る。この時、高圧巻線ボビンＨＢには、例えば複数の昇
圧巻線ＮHVを絶縁した状態で巻装する必要があるため、
昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHVの間に層間フ
ィルムＦを挿入して巻き上げる、いわゆる層間巻きとさ
れている。

【００１３】上記図１３に示した構造のフライバックト
ランスＦＢＴの実際としては、例えば昇圧巻線ＮHVとし
て５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5
が分割されて各々独立した状態で巻装されている。な
お、一次側低圧巻線ＮLVとしては１つの巻線だけが巻装
されている。ここで、一次側低圧巻線ＮLVに対する各昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の極性（巻方向）は逆極性となるよ
うに巻装されている。図９に示すように、一次側低圧巻
線ＮLVの巻始め端部は、スイッチング電源回路１０の二
次側出力端子（直流出力電圧ＥO1）に接続され、巻終わ
り端部は出力トランジスタＱ12のコレクタに対して接続
されている。また、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の各々に対し
ては、その巻き終わり端部に対して、高圧整流ダイオー
ドＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が
接続されている。そして、高圧整流ダイオードＤHV1の
カソードは抵抗ＲHVを介して平滑コンデンサＣHVO1の正
極端子と接続され、また、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各カソードは、それぞ
れ、昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4の巻き始め端
部に対して接続される。

【００１４】このような接続形態では、［昇圧巻線ＮHV
1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［昇圧巻線ＮHV2、高
圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流
ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線ＮHV4、高圧整流ダイオ
ードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤ
HV5］という５組の半波整流回路が形成され、そして、
これら５組の半波整流回路が直列に接続されていること
になる。

【００１５】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電圧を整流して平滑コンデンサＣH
VO1に対して充電するという動作を行うことで、平滑コ
ンデンサＣHVO1の両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に
誘起される電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が得
られることになる。つまり、５倍電圧半波整流回路が形
成されていることになる。この平滑コンデンサＣHVO1の
両端に得られた直流電圧は直流高電圧ＥHVとされて、例
えばＣＲＴのアノード電圧として利用される。

【００１６】なお、高圧整流ダイオードＤHV3のカソー
ドと二次側アースとの間に挿入されている［抵抗Ｒ1、
可変抵抗Ｒ2、抵抗Ｒ3］からなる直列接続回路は、上記
直流高電圧ＥHVより低い電圧レベルを得るために設けら
れ、例えばＣＲＴのフォーカス電圧等として利用される
直流出力電圧ＥFVを出力する。

【００１７】上記図９に示した回路の各部の動作波形は
図１０に示される。図９に示す回路では、出力トランジ
スタＱ12のベースには、水平ドライブ回路３０にて増幅
された水平発振回路２０からパルス電圧が入力されるこ
とから、出力トランジスタＱ12のスイッチング周波数
は、水平同期信号ｆHの同期周波数（１５．７５ＫＨ
ｚ）に対応したものとなる。例えば、図示するように出
力トランジスタＱ12のオン期間（水平走査期間）ＴONが
５２．７μｓ、オフ期間（水平帰線期間）ＴOFFが１
０．８μｓになっており、この期間ＴONと期間ＴOFFを
合わせた１周期の期間（６３．５μＳ）が水平同期信号
ｆHの周期に対応している。

【００１８】この場合、出力トランジスタＱ12のコレク
タには、スイッチング素子Ｑ12のオン／オフ動作によ
り、図１０（ｄ）に示すような波形のコレクタ電流ＩC
が流れる。これにより、フライバックトランスＦＢＴの
一次側低圧巻線ＮLVには、図１０（ｃ）に示すような波
形の一次側電流Ｉ11が流れ、水平偏向ヨークＨDYには図
１０（ｂ）に示すような波形の水平偏向電流ＩDYが流れ
ることになる。

【００１９】この時、出力トランジスタＱ12のコレクタ
−エミッタ間に対して並列に接続されている水平帰線コ
ンデンサＣｒ1の両端電圧Ｖ11は、図１０（ａ）に示す
ように、出力トランジスタＱ12がオンとなる期間ＴONで
は０レベルになる。また、出力トランジスタＱ12がオフ
となる期間ＴOFFでは、水平偏向ヨークＨDYのインダク
タンス成分ＬDYと水平帰線コンデンサＣｒ1のキャパシ
タンスとの共振動作によって、例えば１０００Ｖｐ〜１
２００Ｖｐ程度のフライバックパルス電圧Ｖ11が発生す
る。

【００２０】そして、図９に示した高圧発生回路５０で
は、上記のようなフライバックパルス電圧Ｖ11により、
フライバックトランスＦＢＴの一次側に印加される正の
パルス電圧を昇圧して、二次側から所定の直流高電圧Ｅ
HVを得るようにしている。例えば水平帰線コンデンサＣ
ｒ1の両端に１０００Ｖｐ〜１２００Ｖｐのフライバッ
クパルス電圧Ｖ11が発生した場合は、図１１に示すよう
に、フライバックトランスＦＢＴの一次側低圧巻線ＮLV
には約９００Ｖｐ程度の正のパルス電圧が印加される。
これにより、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5には、上記正のパ
ルス電圧を約６．５ｋＶ程度にまで昇圧された誘起電圧
が発生する。高圧発生回路５０には５組の昇圧巻線ＮHV
1〜ＮHV5が巻装され、５倍電圧半波整流回路が設けられ
ていることから、高圧発生回路５０からは約３２ｋＶの
直流高電圧ＥHVが出力されることになる。

【００２１】なお、このようなフライバックトランスＦ
ＢＴの一次側低圧巻線ＮLV及び昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
巻線数は、例えば各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5として、高圧
巻線ボビンＨＢに５００Ｔ（ターン）程度の巻線を巻装
した後、所定の直流高電圧ＥHVが得られるように低圧巻
線ボビンＬＢに一次側低圧巻線ＮLVを所定のターン巻装
することで構成されるものである。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図９に示し
た回路は、水平出力回路４０にて得られるフライバック
パルス電圧Ｖ11を利用して高圧発生回路５０から直流高
電圧ＥHVを得るようにしている。このため、入力電力を
高圧負荷電力に変換する際の電力変換効率は約７０％程
度となり、高圧負荷電力を得る際の無効電力は比較的大
きいものとされる。

【００２３】また、高圧発生回路５０では、フライバッ
クトランスＦＢＴの一次側低圧巻線ＮLVに入力される正
のパルス電圧（フライバックパルス電圧）により、各昇
圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧を得、この誘起電圧の
ピーク値を、各高圧整流ダイオードＤHVによって半波整
流することで、直流高電圧ＥHVを得るようにしている。
しかしながら、この場合は高圧整流ダイオードＤHVの導
通角が狭く、等価的には電源インピーダンスが高くなる
ため、直流高電圧ＥHVの電圧レベルは、高圧負荷の変動
の影響を受けやすくなるという欠点がある。

【００２４】例えば図９に示した回路をＣＲＴの画面サ
イズが２９インチ以上とされるテレビジョン受像機に適
用した場合、高圧発生回路５０からは、ＣＲＴの画面輝
度を確保するために、アノード電極に対して２ｍＡ以上
のビーム電流ＩHVを供給する必要がある。つまり、ＣＲ
Ｔのアノード電極に対して供給される直流高電圧ＥHVの
電圧レベルを例えば３２ｋＶとすると、高圧発生回路５
０からの高圧負荷電力としては６４Ｗ（３２ｋＶ×２ｍ
Ａ）必要になる。このため、高圧発生回路５０からは、
高圧負荷電力として、少なくとも０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）
〜６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）までは変動することが考えら
れる。

【００２５】一例として高圧負荷電力を０Ｗ（ＩHV＝０
ｍＡ）〜６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで変化させた時に、
高圧発生回路５０から出力される直流高電圧ＥHVの変化
の様子を図１２に示す。この場合、高圧負荷電力が０Ｗ
（ＩHV＝０ｍＡ）の時は、直流高電圧ＥHVの電圧レベル
が３２ｋＶになっている。これに対して、高圧負荷電力
が６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで増加すると、高圧整流ダ
イオードＤHV、及び突入電流制限抵抗ＲHV等による電圧
降下によって直流高電圧は約３０．５ｋＶまで低下して
いる。つまり、図９に示した回路を実際のテレビジョン
受像機等に適用した場合は、高圧負荷電力の実使用範囲
内（０Ｗ〜６４Ｗ）における直流高電圧ＥHVの電圧レベ
ル幅ΔＥHVは約１．５ｋＶになる。

【００２６】このように直流高電圧ＥHVの電圧レベルが
変動すると、例えば水平偏向電流ＩDYの電流値が一定の
もとでは、ＣＲＴから出力される電子ビームの水平方向
の振幅が変化する。このため、実際のテレビジョン受像
機においては、直流高電圧ＥHVの変動によって電子ビー
ムの水平方向の振幅が変化しないように、水平偏向電流
ＩDYの電流値を補正するズーミング補正回路等を水平出
力回路４０に対して設ける必要があった。

【００２７】また、フライバックトランスＦＢＴは、上
述したように、一方の磁脚に対してのみ巻線が施されて
いることから、巻線が施されていない他方の磁脚のギャ
ップＧからの漏洩磁束や、昇圧巻線ＮHVの漏洩インダク
タンスの分布容量によって、リンギング（振動）が発生
することがある。例えば昇圧巻線ＮHVの漏洩インダクタ
ンスによって、図１１に示すように、昇圧巻線ＮHVに誘
起される誘起電圧が負レベルとなるタイミングでリンギ
ング（振動）が発生すると、図１０（ｃ）に示したフラ
イバックトランスＦＢＴの一次側を流れる一次側電流Ｉ
11にリンギング成分が重畳される。この場合、図１０
（ｂ）に示した水平偏向電流ＩDYにもリンギング電流成
分が重畳されるため、例えばＣＲＴの画面左端にラスタ
ーリンギングが生じる。このため、実際のテレビジョン
受像機では、ラスターリンギングを防止するために何ら
かの対策が必要になる。

【００２８】また、フライバックトランスＦＢＴにおい
ては、一次側低圧巻線ＮLVを流れる一次側電流（フライ
バック電流）Ｉ11に直流成分が重畳されるため、フライ
バックトランスＦＢＴが飽和しないようにコアの形状を
太くしたり、一次側電流Ｉ11が流れる一次側低圧巻線Ｎ
LVの巻線径を太くする必要がある。この結果、フライバ
ックトランスＦＢＴの形状が大型化するという欠点もあ
った。

【００２９】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
側を流れる一次側電流Ｉ11に直流電流成分が重畳される
と、これに伴って出力トランジスタＱ12を流れるコレク
タ電流ＩCのピークレベルが増加する。このため、出力
トランジスタＱ12を大電力に耐えられる高耐圧トランジ
スタによって構成したり、出力トランジスタＱ12の発熱
を抑えるための放熱板等を取り付ける等の対策が必要に
なる。

【００３０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明のスイッ
チング電源回路は、上記した課題を考慮して以下のよう
に構成する。つまり、スイッチング素子を備え、入力さ
れた直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段
と、一次側の出力を二次側に伝送するために設けられ、
一次側には一次巻線を巻回し、二次側には第１の二次巻
線と第２の二次巻線を巻回すると共に、一次巻線と第１
の二次巻線とについては疎結合とされる所要の結合度が
得られるようにされ、第１の二次巻線と第２の二次巻線
については密結合の状態が得られるようにされた絶縁コ
ンバータトランスと、スイッチング手段の動作を電圧共
振形とするようにして挿入される一次側並列共振回路
と、第１の二次巻線に対して共振コンデンサを接続する
ことで形成される二次側共振回路と、第１の二次巻線に
得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで、二
次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧
生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、ス
イッチング素子のスイッチング周波数を可変することで
定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、第２
の二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行
うことで、所定の高圧レベルとされる直流高電圧を得る
ように構成された直流高電圧生成手段と、を備えるよう
にした。

【００３１】即ち、本発明によれば、複合共振形として
のスイッチング電源回路を構成している絶縁コンバータ
トランスの二次側に対して第２の二次巻線（昇圧巻線）
を巻装し、この第２の二次巻線に得られる交番電圧を直
流高電圧生成手段に入力することで、所定の高圧レベル
とされる直流高電圧を得るようにしている。つまり、本
発明にあっては、例えばテレビジョン受像機の水平偏向
を行うのに必要とされる直流高電圧を得るのに、水平偏
向回路系は介在しないようにされる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は、１石のスイッチング素
子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式
によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを
備えて構成される。この場合、スイッチング素子Ｑ1に
は、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型
トランジスタ）が採用されている。そして、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）がブリッジ整流回路Ｄｉ及び平
滑コンデンサＣｉによって、交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【００３３】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチン
グ素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線Ｎ
B、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列
接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続
される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コ
ンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるク
ランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオ
フ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされ
ており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接
続され、エミッタは接地される。

【００３４】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧Ｖｃｐは、実際には正弦波状のパルス波形となって電
圧共振形の動作が得られるようにされる。

【００３５】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電
圧制御のために設けられる。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を
有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を
接合するようにして立体型コアを形成する。そして、こ
の立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方
向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に
制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線
ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。

【００３６】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されること
で、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵
抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子
Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。

【００３７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、
第１の二次巻線とされる二次巻線Ｎ2と、第２の二次巻
線とされる昇圧巻線ＮHVとが巻装されている。

【００３８】ここで、上記図１に示した本実施の形態の
電源回路に備えられている絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの構造を図４に示す。絶縁コンバータトランスＰＩＴ
は、図４（ａ）に示されているように、例えばフェライ
ト材によるＥ形コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向
するように組み合わせたＥＥ形コアＣＲが備えられる。
そして、このＥＥ形コアＣＲの中央磁脚に対して、分割
ボビンＬＢ１を利用して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2がそ
れぞれ分割された状態で巻装されている。この場合、一
次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の線材には複数の単線を束ね
て形成したリッツ線が用いられる。

【００３９】そして、ＥＥ形コアＣＲの中央磁脚に対し
ては、図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との結合
状態が所要の結合係数による疎結合が得られるようにし
ている。なお、ギャップＧは、各Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ
２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形
成することが出来る。また、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2
との結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎
結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が
得られにくいようにしている。

【００４０】さらに絶縁コンバータトランスＰＩＴで
は、二次巻線Ｎ2が巻装されている分割ボビンＬＢ１の
上に高圧ボビンＨＢ１が設けられる。そして、この高圧
ボビンＨＢ１を利用して昇圧巻線ＮHVが巻装される。こ
の場合、昇圧巻線ＮHVと二次巻線Ｎ2とは密結合の状態
が得られる。また、昇圧巻線ＮHVの線材としては、例え
ば上記した一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2がリッツ線とさ
れるのに対して、例えばその線径が３０μｍ〜６０μｍ
程度の細線（単線）が用いられている。

【００４１】ところで、上記したような絶縁コンバータ
トランスＰＩＴでは、後述するように、昇圧巻線ＮHVに
誘起される誘起電圧ＶHVの電圧レベルが、二次巻線Ｎ2
に誘起される誘起電圧Ｖ2の電圧レベルに比べて比較的
高電圧レベルとされる。このため、高圧ボビンＨＢ１に
対して昇圧巻線ＮHVを巻装する際には、昇圧巻線ＮHVの
絶縁が十分確保できるように、例えば図４（ｂ）、図４
（ｃ）に示されているような巻き方が採られる。

【００４２】図４（ｂ）には、昇圧巻線ＮHVを複数の領
域に分割された高圧ボビンＨＢ１に分割して巻装する、
いわゆる分割巻き（スリット巻き）が示されている。昇
圧巻線ＮHVを分割巻きによって巻装する場合は、図示す
るように、その内部がスリットＳにより複数の領域に分
割されている高圧ボビンＨＢ１を利用して昇圧巻線ＮHV
を巻装することで昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにし
ている。そしてこの場合、高圧ボビンＨＢ１に巻装され
た昇圧巻線ＮHVの上には、例えばエポキシ樹脂ＥＰ等の
絶縁樹脂によりモールドが施されている。また図４
（ｃ）には、高圧ボビンＨＢ１に対して昇圧巻線ＮHVを
巻き上げる際に層間フィルムＦを挿入することで、昇圧
巻線ＮHV間の絶縁を得るようにした、層間巻きが示され
ている。

【００４３】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、図１に示すようにスイッチング素子
Ｑ1のコレクタと接続され、他端側は共振電流検出巻線
ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整
流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。そして、上記一次
巻線Ｎ1を流れるスイッチング電流により、二次巻線Ｎ2
に誘起電圧が発生する。この場合、二次巻線Ｎ2には二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されているこ
とで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二
次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによっ
て並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧Ｖ2と
なる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側
において電圧共振動作が得られる。

【００４４】即ち、この図１に示す電源回路では、一次
側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列
共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るた
めの並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、
このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えら
れて動作する構成のスイッチングコンバータについて
は、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうこ
とにする。

【００４５】上記ようにして形成される絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、ブリッジ整
流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る整流平滑回
路を備えることで直流出力電圧ＥO1を得るようにしてい
る。つまり、この構成では二次側においてブリッジ整流
回路ＤBRによって全波整流動作を得ている。この場合、
ブリッジ整流回路ＤBRは二次側並列共振回路から供給さ
れる共振電圧を入力することで、所定の電圧レベル（例
えば１３５Ｖ）とされる直流出力電圧ＥO1を生成する。
なお、この直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分
岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電
圧ＥO1を検出電圧として利用する。

【００４６】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベルＥO1の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1の
ための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が
変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数を可変する動作となり、この動作によって二次
側の直流出力電圧ＥO1を安定化する。

【００４７】図１に示した本実施の形態の電源回路にお
いては、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御す
る直交形制御トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッ
チング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン
となる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、
この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチン
グ周波数を可変制御するように動作することで、スイッ
チング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、こ
れと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素
子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと
見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１
組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書
では、このような複合的な制御を「複合制御方式」とも
いう。

【００４８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側には、二次巻線Ｎ2とともに昇圧巻線ＮHVが巻装さ
れている。このため、昇圧巻線ＮHVにも一次巻線Ｎ1に
より誘起された誘起電圧が発生することになるが、上述
したように、昇圧巻線ＮHVは二次巻線Ｎ2とは密結合の
状態で巻装されていることから、昇圧巻線ＮHVに誘起さ
れる誘起電圧の電圧レベルは、二次巻線Ｎ2に得られる
共振電圧Ｖ2の電圧レベルと、二次巻線Ｎ2と昇圧巻線Ｎ
HVとの巻線比によって決定される。即ち、二次巻線Ｎ2
の巻線数（ターン数）をＮ２、共振電圧Ｖ2の電圧レベ
ルをＶ２、昇圧巻線ＮHVの巻線数をＮＨＶとすれば、昇
圧巻線ＮHVに誘起される交番電圧ＶHVの電圧レベルＶＨ
Ｖは、ＶＨＶ＝Ｖ２×ＮＨＶ／Ｎ２によって示される。
即ち、共振電圧Ｖ2と交番電圧ＶHV、及び二次巻線Ｎ2と
昇圧巻線ＮHVとの間には、Ｖ２／Ｎ２＝ＶＨＶ／ＮＨＶ
の関係が成り立つ。

【００４９】上記昇圧巻線ＮHVには、多倍圧整流回路２
が接続されており、多倍圧整流回路２には昇圧巻線ＮHV
に発生した交番電圧ＶHVが入力される。そして、多倍圧
整流回路２にて多倍圧整流動作が行われることで、平滑
コンデンサＣHVO1の両端には、所定の高レベルの直流電
圧（例えば３２ｋＶ）が得られ、この直流電圧がＣＲＴ
のアノード電圧（直流高電圧ＥHV）として利用される。

【００５０】図２には、上記図１に示したスイッチング
電源回路に備えられる多倍圧整流回路２の具体的な回路
構成例として、対称形カスケード整流回路として知られ
ているジョーンズ＆ウォーターズ回路が示されている。
ジョーンズ＆ウォーターズ回路としては、この図に示さ
れるように、先ず、昇圧巻線ＮHVの巻始め端部に対し
て、高圧コンデンサＣHVA1，ＣHVA2，・・・ＣHVAnの直
列接続から成る第１のコンデンサ直列回路が接続され、
このコンデンサ直列回路の高圧コンデンサＣHVAn側の端
部が高圧整流ダイオードＤHVA(n+1)を介して平滑コンデ
ンサＣHVO1の正極端子（直流高電圧の出力端）に対して
接続される。また、昇圧巻線ＮHVの巻終わり端部に対し
ては、高圧コンデンサＣHVB1，ＣHVB2，・・・ＣHVBnの
直列接続から成る第２のコンデンサ直列回路が接続さ
れ、高圧コンデンサＣHVBnの端部が高圧整流ダイオード
ＤHVB(n+1)を介して平滑コンデンサＣHVO1の正極端子に
対して接続される。

【００５１】また、アースと平滑コンデンサＣHVO1の正
極端子との間には、高圧整流ダイオードＤHVA0，ＤHVA
1，ＤHVB2，・・・ＤHVBn，ＤHVA(n+1)の直列接続から
成る第１のダイオード直列回路を接続しており、これら
の各高圧整流ダイオードの各接続点は、上記第１のコン
デンサ直列回路と第２のコンデンサ直列回路の各高圧コ
ンデンサ間の接続点に対して、図のように順次はし渡し
ていくようにして接続される。また、同様にして、二次
側アースと平滑コンデンサＣHVO1の正極端子との間に対
して、高圧整流ダイオードＤHVB0，ＤHVB1，ＤHVA2，・
・・，ＤHVAn，ＤHVB(n+1)の直列接続からなる第２のダ
イオード直列回路を接続し、これらの各高圧整流ダイオ
ードの各接続点を、上記第１のコンデンサ直列回路と第
２のコンデンサ直列回路の各高圧コンデンサ間の接続点
に対して順次接続していくようにされる。

【００５２】このような接続形態では、［ＤHVA1，ＤHV
B1，ＣHVA1，ＣHVB1］・・・［ＤHVAn，ＤHVBn，ＣHVA
n，ＣHVBn］というｎ段の部分整流回路が接続されて整
流回路全体を形成することになる。そして、このような
構成とされる対称形カスケード整流回路によれば、平滑
コンデンサＣHVO1の両端には、昇圧巻線ＮHVに誘起され
る誘起電圧ＶHVの２（ｎ＋１）倍（但し、ｎは整流回路
を形成する部分整流回路の段数を示し、１以上の整数と
される）に対応する高レベルの直流高電圧ＥHVが得られ
ることになる。

【００５３】ところで、上記多倍圧整流回路２を例えば
多数の高圧コンデンサと高圧整流ダイオードとの多段接
続から成る対称形カスケード整流回路により構成した場
合、多倍圧整流回路２から出力される直流高電圧ＥHVに
はリップル電圧成分が重畳されると共に、多倍圧整流回
路２にて電圧降下（レギュレーション：電圧変動）が発
生する。例えば図２に示した対称形カスケード整流回路
では、直流高電圧ＥHVに重畳されるリップル電圧δＶ
は、昇圧巻線ＮHVを流れる電流をＩHV、スイッチング素
子Ｑ1のスイッチング周波数をｆｓ、高圧コンデンサＣH
VA1〜ＣHVAn、及びＣHVB1〜ＣHVBn1全体のキャパシタン
スをＣHVとすると、リップル電圧δＶ＝ＩHV／（２ｆｓ
×ＣHV）×ｎによって示される。つまり、上記図２に示
した対称形カスケード整流回路は、リップル電圧δＶが
１／ｆｓ、及びｎに比例して増加する。また、図２に示
した対称形カスケード整流回路にて同一負荷条件のもと
で発生する電圧変動（電圧降下）をΔＥHVとすると、Δ
ＥHV＝ＩHV／（６ｆｓ×ＣHV）×（２ｎ³＋３ｎ²＋ｎ）
によって示され、電圧降下ΔＥHVは、１／ｆｓ、及び
（２ｎ³＋３ｎ²＋ｎ）に比例して増加するものとなる。

【００５４】例えば、実際に図２に示した対称形カスケ
ード整流回路を備えたスイッチング電源回路をテレビジ
ョン受像機に適用する場合は、昇圧巻線ＮHVに誘起され
る誘起電圧ＶHVが約４ｋＶであれば、例えば対称形カス
ケード整流回路により直流高電圧ＥHVとして３２ｋＶを
得るには８倍電圧整流回路を構成することになる。する
とその場合に発生するリップル電圧δＶは約３０Ｖ、対
称形カスケード整流回路にて発生する電圧降下ΔＥHVは
約２８０Ｖになる。

【００５５】図１に示したスイッチング電源回路が上記
図２に示した対称形カスケード整流回路を多倍圧整流回
路２として備えた場合の動作波形を図３に示す。この図
３（ａ），（ｂ），（ｃ）には例えば交流入力電圧ＶAC
が１００Ｖ、多倍圧整流回路２での高圧負荷電力が６４
Ｗ（負荷電流ＩHV＝２ｍＡ）とされた時の動作波形が示
され、図３（ｄ），（ｅ），（ｆ）には交流入力電圧Ｖ
ACが１００Ｖ、多倍圧整流回路２での高圧負荷電力が０
Ｗ（負荷電流ＩHV＝０ｍＡ）とされた時の動作波形が示
されている。なお、この場合の絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻線数は４３Ｔ（ターン）、昇
圧巻線ＮHVの巻線数は１３００Ｔとされる。

【００５６】先ず、図３（ａ），（ｂ），（ｃ）により
高圧負荷電力が６４Ｗ時の動作について説明する。スイ
ッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列接
続回路の両端には、並列共振回路の作用によって、図３
（ａ）に示すような一次側の並列共振電圧Ｖｃｒが得ら
れる。この一次側並列共振電圧Ｖｃｒは、図示するよう
にスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは０レベ
ルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルス
となる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応し
ている。この場合、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数は１００ＫＨｚとなるように制御され、スイッ
チング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは６．５μｓ、オ
フとなる期間ＴOFFが３．５μｓに制御されている。そ
して、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作により、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側にスイッチング
出力が伝達されると、二次巻線Ｎ2には、図３（ｂ）に
示されているような波形の共振電圧Ｖ2が発生し、昇圧
巻線ＮHVには図３（ｃ）に示すような波形の交番電圧Ｖ
HVが発生する。

【００５７】次いで、図３（ｄ），（ｅ），（ｆ）によ
り、高圧負荷電力が０Ｗ時の動作について説明する。こ
の場合、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサ
Ｃｒの並列接続回路の両端には図３（ｄ）に示すような
一次側の並列共振電圧Ｖｃｒが得られ、スイッチング素
子Ｑ1のスイッチング周波数は１２５ＫＨｚに制御され
るが、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは
３．５μｓは変化することなく、オンとなる期間ＴONだ
けが４．５μｓに制御されることになる。そして、スイ
ッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作により、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側にスイッチング出力が伝達
されると、二次巻線Ｎ2には、図３（ｅ）に示されてい
るような波形の共振電圧Ｖ2が発生し、昇圧巻線ＮHVに
は図３（ｆ）に示すような波形の交番電圧ＶHVが発生す
る。

【００５８】このような構成とされる図１に示した本実
施の形態の回路と、図９に示した従来の回路とを比較す
ると、図９に示した回路では、スイッチング電源回路１
０の二次側直流電圧ＥO1により、水平出力回路４０にて
得られるフライバックパルス電圧Ｖ11を昇圧して高圧発
生回路５０から直流高電圧ＥHVを得るようにしていた。
これに対して、図１に示した本実施の形態の電源回路で
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力さ
れる交番電圧ＶHVを多倍圧整流回路２に入力することで
直流高電圧ＥHVを得るようにしている。つまり、図１に
示した本実施の形態の回路では、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側から得られる交番電圧ＥHVを多倍圧整
流回路２に直接入力していることから、図９に示した回
路のようにスイッチング電源回路１０の直流出力電圧Ｅ
O1をフライバックパルス電圧に変換するための水平出力
回路４０を介在させることなく、多倍圧整流回路２にお
いて直流高電圧ＥHVを得るようにしている。

【００５９】これにより、図９に示した従来の回路で
は、入力電圧から直流高電圧ＥHVを得る際の電力変換効
率が約７０％程度であったのに対して、図１に示した本
実施の形態の電源回路では、その電力変換効率を９１．
８％まで向上させることが可能になり、約２１．８％の
電力変換効率の改善が図られるものである。実際には、
例えば図９に示した回路と、図１に示した本実施の形態
の回路から所定の高圧負荷電力を出力する場合は、約２
０Ｗの入力電力を低減することが可能になる。

【００６０】また、上記した本実施の形態の電源回路を
テレビジョン受像機等に適用した場合、例えば高圧負荷
電力が０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）の時に直流高電圧ＥHVの電
圧レベルが３２ｋＶであれば、高圧負荷電力が６４Ｗ
（ＩHV＝２ｍＡ）まで増加しても、回路から出力される
直流高電圧ＥHVの電圧レベルの変動幅ΔＥHVは約０．６
ｋＶとなった。これに対して、図９に示した回路では、
高圧負荷電力が無負荷（ＩHV＝０ｍＡ）〜６４Ｗ（ＩHV
＝２ｍＡ）まで変動した時の直流高電圧ＥHVの変動幅Δ
ＥHVは１．５ｋＶとされていたものである。よって、図
１に示した本実施の形態の回路を、例えばテレビジョン
受像機等に適用して、ＣＲＴのアノード電極に対して直
流高電圧ＥHVを供給すれば、直流高電圧ＥHVによってＣ
ＲＴから出力される電子ビームの水平方向の振幅変動を
抑制することができるので、テレビジョン受像機の水平
出力回路に対してズーミング補正回路等を設ける必要が
無い。

【００６１】また、図１に示した本実施の形態の回路で
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して昇
圧巻線ＮHVを巻装することで、昇圧巻線ＮHVから直流高
電圧ＥHVを得るための交番電圧ＶHVを得るようにしてい
る。このような本実施の形態の絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの構造は、先に図４を用いて説明したように、中
央磁脚にギャップＧが形成されているＥＥ形コアＣＲに
対して、分割ボビンＬＢ１を利用して一次巻線Ｎ1及び
二次巻線Ｎ2を巻装すると共に、高圧ボビンＨＢ１を利
用して昇圧巻線ＮHVを巻装するようにしている。この場
合、ＥＥ形コアＣＲの中央磁脚に形成されているギャッ
プＧは、巻線によって覆われることなるので、ギャップ
Ｇからの漏洩磁束が外部に漏洩するということがない。
これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩
磁束や漏洩インダクタンスによって、昇圧巻線ＮHVの誘
起電圧にリンギングが発生することもない。

【００６２】従って、本実施の形態の回路をテレビジョ
ン受像機に適用した場合でも、例えばＣＲＴの画面上に
ラスターリンギングが生じることがなく、また仮にリン
ギングが発生したとしても、本実施の形態の回路では、
多倍圧整流回路２が水平偏向回路とは独立に形成されて
いることから水平偏向電流ＩDYにリンギング電流成分が
重畳されないので、ＣＲＴの画面上にラスターリンギン
グが生じることはない。

【００６３】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのス
イッチング周波数は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数に対応したものであり、例えば映像信号の水
平同期信号ｆHとは非同期となっている。この場合、直
流高電圧ＥHVに重畳されるリップル電圧δＶのレベルが
大きいと、管面上に水平同期信号ｆHとスイッチングコ
ンバータのスイッチング周波数との干渉によるビートが
発生するが、図２に示した対称形カスケード整流回路を
多倍圧整流回路２として備えた構成とすれば、直流高電
圧ＥHVに重畳されるリップル電圧δＶが比較的小さく、
水平同期信号ｆHとスイッチング周波数ｆｓとの干渉に
よるビートが目立たないものとなる。

【００６４】また、昇圧巻線ＮHVの一次側となる一次巻
線Ｎ1を流れる一次側電流には、直流成分が重畳されな
いので、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの形状を
小型化することができ、また一次巻線Ｎ1の巻線径を太
くする必要もないので、その形状を小型化することが可
能になる。また、スイッチング素子Ｑ1を流れる電流の
ピーク電流値も減少するので、スイッチング素子Ｑ1の
発熱が抑制され、スイッチング素子Ｑ1に放熱板等を取
り付ける等の対策も必要なくなる。

【００６５】また、上記図１に示したスイッチング電源
回路に備えられる多倍圧整流回路２は、図２に示した対
称形カスケード整流回路の構成に限定されるものでな
く、図２の構成以外を採用しても構わない。以下、多倍
圧整流回路２の他の構成例を図５及び図６により説明し
ていくこととする。

【００６６】図５には多倍圧整流回路２の他の回路構成
例として、基本型カスケード整流回路として知られてい
るコッククロフト＆ウォルトン回路が示されている。こ
の場合、昇圧巻線ＮHVの巻終わり端部（二次側アース）
は、高圧コンデンサＣHVA1，ＣHVA2，ＣHVA3，・・・Ｃ
HVAnの直列接続から成る第１のコンデンサ直列回路が接
続されている。また、その巻始め端部は、高圧コンデン
サＣHVB1，ＣHVB2，ＣHVB3，・・・ＣHVBnの直列接続か
ら成る第２のコンデンサ直列回路と接続されている。そ
して、昇圧巻線ＮHVの巻終わり端部と平滑コンデンサＣ
HVO1の正極端子（直流高電圧の出力端）との間には、高
圧整流ダイオードＤHVB1，ＤHVA1，ＤHVB2，ＤHVA2，Ｄ
HVB3，ＤHVA3・・・ＤHVBn，ＤHVAnの直列接続から成る
ダイオード直列回路が挿入されている。

【００６７】そして、図示するように、第１のコンデン
サ直列回路を形成する各高圧コンデンサＣHVA1，ＣHVA
2，ＣHVA3，・・・ＣHVAnには、ダイオード直列回路を
形成する高圧整流ダイオードの内、２組の高圧整流ダイ
オードから成る直列回路［ＤHVB1−ＤHVA1］，［ＤHVB2
−ＤHVA2］，［ＤHVB3−ＤHVA3］・・・［ＤHVBn−ＤHV
An］が並列に接続されている。これに対して、第２のコ
ンデンサ直列回路を形成する高圧コンデンサＣHVB1は、
昇圧巻線ＮHVの巻き始め端部と高圧整流ダイオードＤHV
B1のカソードとの間に挿入されているが、以降の高圧コ
ンデンサＣHVB2，ＣHVB3・・・ＣHVBnに関しては、ダイ
オード直列回路を形成する２組の高圧整流ダイオードの
直列回路［ＤHVA1−ＤHVB2］，［ＤHVA2−ＤHVB3］，・
・・［ＤHVA(n-1)−ＤHVBn］が並列に接続されている。
このような接続形態では、［ＤHVA1，ＤHVB1，ＣHVA1，
ＣHVB1]・・・［ＤHVAn，ＤHVBn，ＣHVAn，ＣHVBn]とい
うｎ段の部分整流回路が接続されることで整流回路全体
を形成していることになる。

【００６８】そして、このような基本型カスケード整流
回路の整流動作としては、先ず、昇圧巻線ＮHVに負方向
の電流が流れる期間では、高圧整流ダイオードＤHVB1が
オンになり、高圧整流ダイオードＤHVB1からの整流電流
により高圧コンデンサＣHVB1に対する充電動作が得られ
る。次に、昇圧巻線ＮHVに正方向の電流が流れる期間で
は、昇圧巻線ＮHVに誘起された誘起電圧ＶHVと高圧コン
デンサＣHVB1の両端電圧とにより高圧整流ダイオードＤ
HVA1がオンになり、高圧整流ダイオードＤHVA1により整
流された整流電流により高圧コンデンサＣHVA1に対する
充電動作が得られる。そして次に、昇圧巻線ＮHVに負方
向の電流が流れる期間では、昇圧巻線ＮHVの誘起電圧Ｖ
HVと高圧コンデンサＣHVA1の両端電圧により高圧整流ダ
イオードＤHVB2がオンになり高圧コンデンサＣHVB2に対
する充電動作が得られる。

【００６９】以降、昇圧巻線ＮHVに正負方向の電流が交
互に流れることで、第１のコンデンサ直列回路を形成し
ている各高圧コンデンサＣHVA2，ＣHVA3・・・ＣHVAn、
及び第２のコンデンサ直列回路を形成している各高圧コ
ンデンサＣHVB3・・・ＣHVBnに対する充電動作が行われ
ることになる。そして、このようにして充電が行われる
各高圧コンデンサＣHVA1〜ＣHVAn、及びＣHVB1〜ＣHVBn
の各電位によって平滑コンデンサＣHVO1に対して充電が
行われることで、平滑コンデンサＣHVO1の両端には誘起
電圧ＶHVの２ｎ倍に対応する直流高電圧ＥHVが得られる
ことになる。

【００７０】このような図５に示す基本型カスケード整
流回路では、例えば直流高電圧ＥHVに重畳されるリップ
ル電圧δＶは、δＶ＝ＩHV／（２ｆｓ×ＣHV）×（ｎ²
＋ｎ）（但し、ｎは１以上の整数）によって示され、リ
ップル電圧δＶは１／ｆｓ、及び（ｎ²＋ｎ）に比例し
て増加する。また同一負荷条件のもとでの電圧降下ΔＥ
HVは、ΔＥHV＝ＩHV／（６ｆｓ×ＣHV）×（４ｎ³＋３
ｎ²＋２ｎ）によって示され、１／ｆｓ及び（４ｎ³＋３
ｎ²＋２ｎ）に比例して増加するものとされる。従っ
て、この基本型カスケード整流回路を備えたスイッチン
グ電源回路を実際のテレビジョン受像機に適用する場合
は、昇圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧ＶHVが、上記同
様、約４ｋＶであれば、基本型カスケード整流回路によ
り８倍電圧整流回路を構成することになるため、その場
合に発生するリップル電圧δＶは約２００Ｖ、基本型カ
スケード整流回路にて発生する電圧降下ΔＥHVは約１０
４０Ｖになる。

【００７１】また図６には、多倍圧整流回路２の他の回
路構成例として、変形カスケード整流回路として知られ
ているミッチェル回路が示されている。この図に示す回
路の接続形態は、上記図５に示した基本型カスケード整
流回路とほぼ同様の構成とされているが、昇圧巻線ＮHV
の巻き始め端部は、高圧コンデンサＣHVB1〜ＣHVBnの直
列接続から成る第２のコンデンサ直列回路の中点に接続
される。また、昇圧巻線ＮHVの巻き終わり端部は、高圧
コンデンサＣHVA1〜ＣHVAnの直列接続から成る第１のコ
ンデンサ直列回路の中点、及び高圧整流ダイオードＤHV
B1，ＤHVA1，ＤHVB2，ＤHVA2，・・・ＤHVBn，ＤHVAnの
直列接続からなるダイオード直列回路の中点にそれぞれ
接続されているものである。ここでも、［ＤHVA1，ＤHV
B1，ＣHVA1，ＣHVB1]・・・［ＤHVAn，ＤHVBn，ＣHVA
n，ＣHVBn]というｎ段の部分整流回路が接続されて整流
回路全体を形成することになる。このような接続形態に
より構成されるミッチェル回路としては、結果的には、
誘起電圧ＶHVの２ｎ倍に対応する直流高電圧ＥHVが平滑
コンデンサＣHVO1の両端に得られるものである。

【００７２】そしてこの図６に示した変形カスケード整
流回路において、例えば直流高電圧ＥHVに重畳されるリ
ップル電圧δＶは、δＶ＝ＩHV／（８ｆｓ×ＣHV）×
（ｎ²＋ｎ）（但し、ｎは１以上の整数）によって示さ
れ、リップル電圧δＶは上記図５に示した回路と同様
に、１／ｆｓ及び（ｎ²＋ｎ）に比例して増加する。ま
た、同一負荷条件のもとで発生する電圧降下ΔＥHVは、
ΔＥHV＝ＩHV／（４ｆｓ×ＣHV）×（ｎ²＋２ｎ−４）
によって示され、電圧降下分ΔＥHVは１／ｆｓ及び（ｎ
²＋２ｎ−４）に比例して増加するものとなる。

【００７３】従って、このような変形カスケード整流回
路を備えたスイッチング電源回路を実際のテレビジョン
受像機に適用する場合、即ち、変形カスケード整流回路
により８倍電圧整流回路を構成した場合は、リップル電
圧δＶは約５０Ｖ、その回路にて発生する電圧降下ΔＥ
HVは約１００Ｖになる。

【００７４】図１に示した本実施の形態のスイッチング
電源回路では、上記図２に示した対称形カスケード整流
回路、或いは図５及び図６に示した基本型カスケード整
流回路及び変形カスケード整流回路を多倍圧整流回路２
として備えることが可能とされるが、例えば直流高電圧
ＥHVに重畳されるリップル電圧δＶという観点から見る
と、図２に示した対称形カスケード整流回路が最も少な
く、好適な回路といえる。また、多倍圧整流回路２にて
発生する電圧降下ΔＥHVの観点から見ると、図６に示し
た変形カスケード整流回路を適用した場合が最も小さい
ため好適な回路といえる。なお、図６に示した変形カス
ケード整流回路を多倍圧整流回路２としてスイッチング
電源回路を構成した場合は、昇圧巻線ＮHVには直流高電
圧ＥHVの約１／２という高電圧が印加されるため、昇圧
巻線ＮHVをエポキシ樹脂等でモールドして絶縁性を高め
る必要がある。

【００７５】図７は本発明の第２の実施の形態としての
電源回路の構成を示した回路図である。なお、この図に
おいて、図１と同一部分には、同一番号を付して説明を
省略する。この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側では、二次巻線Ｎ2の一端は、直列共振コンデ
ンサＣｓの直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノ
ードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して
接続される。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コン
デンサＣO1の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のア
ノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデ
ンサＣO1の負極側は二次側アースに対して接続される。

【００７６】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑
コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧半波整流回路が設
けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓ
は、自身のキャパシタンスと第１の二次巻線Ｎ2Aの漏洩
インダクタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，
ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成す
る。即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には電流共振動作を得るための直列共振回路
が備えたものとされる。

【００７７】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ、
整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組
による倍電圧半波整流動作としては次のようになる。一
次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にスイッチ
ング出力が二次巻線Ｎ2に励起されると、整流ダイオー
ドＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる
期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の漏洩イン
ダクタンスと直列共振コンデンサＣｓによって、整流ダ
イオードＤO2により整流した整流電流Ｉ2を直列共振コ
ンデンサＣｓに対して充電する動作が得られる。そし
て、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオード
ＤO1がオンとなって整流動作を行う期間においては、二
次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ
の電位が加わるという状態で平滑コンデンサＣO1に対し
て充電が行われる動作となっている。

【００７８】図７に示したスイッチング電源回路に対し
て上記図２に示した対称形カスケード整流回路を適用し
た場合の動作波形を図８に示す。この図８（ａ），
（ｂ），（ｃ）には例えば交流入力電圧ＶACが１００
Ｖ、多倍圧整流回路２での高圧負荷電力が６４Ｗ（負荷
電流ＩHV＝２ｍＡ）とされた時の動作波形が示され、図
８（ｄ），（ｅ），（ｆ）には交流入力電圧ＶACが１０
０Ｖ、多倍圧整流回路２での高圧負荷電力が０Ｗ（負荷
電流ＩHV＝０ｍＡ）とされた時の動作波形が示されてい
る。なお、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1の巻線数は２３Ｔ（ターン）、昇圧巻線ＮH
Vの巻線数は１０００Ｔとされている。

【００７９】先ず、図８（ａ），（ｂ），（ｃ）により
高圧負荷電力が６４Ｗ時の動作について説明する。この
場合も、上記図３（ａ），（ｂ），（ｃ）に示した場合
と同様、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサ
Ｃｒの並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用に
よって、図８（ａ）に示すような一次側の並列共振電圧
Ｖｃｒが得られる。この場合は、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング周波数は１００ＫＨｚとなるように制御
され、実際のスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴO
Nは６．５μｓ、オフとなる期間ＴOFFが３．５μｓに制
御されている。そして、スイッチング素子Ｑ1のオン／
オフ動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側にスイッチング出力が伝達されると、二次巻線Ｎ2に
は、図８（ｂ）に示されているような波形の共振電圧Ｖ
2が発生し、昇圧巻線ＮHVには図８（ｃ）に示すような
波形の交番電圧ＶHVが発生する。

【００８０】また、図８（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示さ
れている高圧負荷電力が０Ｗ時の場合は、図８（ｄ）に
示すような一次側の並列共振電圧Ｖｃｒが得られるが、
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数は１３０Ｋ
Ｈｚに制御される。この場合も、スイッチング素子Ｑ1
がオフとなる期間ＴOFFは３．５μｓは変化することな
く、オンとなる期間ＴONだけが４．２μｓに制御される
ことになる。そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次巻線Ｎ2には、図８（ｅ）に示されているような波
形の共振電圧Ｖ2が発生し、昇圧巻線ＮHVには図８
（ｆ）に示すような波形の交番電圧ＶHVが発生する。

【００８１】なお、二次側に電流共振動作を得るための
直列共振回路を備えた回路では、整流ダイオードＤO1が
オフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる半波期間
においては、二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤO2→直列
共振コンデンサＣｓという経路で直列共振電流が流れ、
この半波期間の直列共振周波数は一次側並列共振周波数
にほぼ等しくなる。これに対して、整流ダイオードＤO1
がオンとなって整流動作を行う半波期間においては、二
次巻線Ｎ2→直列共振コンデンサＣｓ→整流ダイオード
ＤO1→平滑コンデンサＣO1という経路で直列共振電流が
流れる。この半波期間では平滑コンデンサＣO1と並列に
負荷抵抗が接続されることになるため、負荷電流の変動
で直列共振周波数が変化する。従って、先に図３に示し
たように、二次側に並列共振回路が備えられたスイッチ
ング電源回路の共振電圧Ｖ2の波形が正負対称な波形と
なるのに対して、図８に示した二次側に直列共振回路が
備えられたスイッチング電源回路の共振電圧Ｖ2の波形
は正負非対称な波形となっている。

【００８２】そして、このような図７に示したスイッチ
ング電源回路によっても、上記図１に示した回路と同様
の効果が得られるものである。また、図７に示した回路
によれば、図９に示した従来の回路では入力電圧から直
流高電圧ＥHVを得る際の電力変換効率が約７０％程度で
あったのに対して、その電力変換効率を９１．４％まで
向上させることが可能になり、約２１．４％の電力変換
効率の改善が図られるものである。実際には、例えば図
９に示した回路と、図７に示した回路から所定の高圧負
荷電力を出力する場合は、約１９Ｗの入力電力を低減す
ることが可能になる。また、上記した本実施の形態の電
源回路をテレビジョン受像機等に適用した場合、例えば
高圧負荷電力が０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）の時に直流高電圧
ＥHVの電圧レベルが３２ｋＶであれば、高圧負荷電力が
６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで増加しても、回路から出力
される直流高電圧ＥHVの電圧レベルの変動幅ΔＥHVを約
０．７ｋＶまで抑制することが可能になる。また、直流
高電圧ＥHVに含まれるリップル電圧δＶは約８３Ｖ、負
荷の変動に伴って発生する電圧降下ΔＥHVは約０．７ｋ
Ｖであった。

【００８３】なお、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスが用いられているが、この直交形制御トランス
の代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制御
トランスを採用することができる。上記斜交形制御トラ
ンスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例え
ば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有
する２組のダブルコの字形コアを組み合わせることで立
体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対して
制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この
際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差
する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線Ｎ
Cと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のう
ちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して
巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２
本の磁脚に対して巻装するものである。そして、このよ
うな斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を
流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルと
なった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加すると
いう動作傾向が得られる。これにより、スイッチング素
子をターンオフするための負方向の電流レベルは増加し
て、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されることにな
るので、これに伴ってスイッチング素子のターンオフ時
の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損失を
より低減することが可能になるものである。

【００８４】また本実施の形態においては、多倍圧整流
回路２により８倍電圧整流回路を形成した場合を例に挙
げているが、８倍電圧整流回路に限定されるものでな
く、本発明としては、昇圧巻線ＮHVに誘起される誘起電
圧レベルから所定の電圧レベルに対応する直流高電圧Ｅ
HVを得るようにされた多倍圧整流回路を適用することが
可能である。

【００８５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のスイッチ
ング電源回路は、複合共振形としてのスイッチング電源
回路を構成している絶縁コンバータトランスの二次側に
対して第２の二次巻線（昇圧巻線）を巻装し、この第２
の二次巻線にて得られる交番電圧を直流高電圧生成手段
に入力するようにしている。そして、直流高電圧生成手
段にて所定の高圧レベルとされる直流高電圧を得るよう
にしている。従って、本発明のスイッチング電源回路を
テレビジョン受像機に適用すれば、例えば陰極線管のア
ノードに対して供給する直流高電圧を得る際には、水平
偏向回路において二次側直流出力電圧をフライバックパ
ルス電圧に変換する必要が無く、水平偏向回路を省いた
構成とすることができる。これにより、入力電圧から直
流高電圧を得る際の電力変換効率の向上が図られること
になる。

【００８６】また、本発明によれば、直流高電圧生成手
段により出力される直流高電圧は、高圧負荷が変動した
場合でも、その電圧変動幅は従来に比べて小さくするこ
とができる。従って、本発明を例えばテレビジョン受像
機の高電圧供給手段に適用すれば、例えば陰極線管から
出力される電子ビームの水平方向の振幅変動を抑制する
ことが可能になる。

【００８７】また、絶縁コンバータトランスに二次側に
対して第１の二次巻線（二次巻線）と第２の二次巻線
（昇圧巻線）を巻装しているため、従来のように直流高
電圧を得るための高圧トランスを設ける必要が無く、ま
た、スイッチング素子に対して流れる電流のピーク値も
小さくなり、スイッチング素子の発熱量も減少するの
で、スイッチング素子に対して放熱板を取り付ける等の
対策を行う必要もない。

【００８８】また、本発明のスイッチング電源回路は、
直流高電圧生成手段として、ジョーンズ＆ウォーターズ
回路、コッククロフト＆ウォルトン回路、或いはミッチ
ェル回路を多倍圧整流回路として構成することが可能と
される。そして、これら多倍圧整流回路を直流高電圧生
成手段に適用することで、絶縁コンバータトランスの第
２の二次巻線に誘起される誘起電圧について充分な高圧
レベルを発生しないようにした構成であっても、直流高
電圧生成手段において、例えばＣＲＴのアノード電圧を
得るなどの所要の目的に対応して、実用に足るだけのレ
ベルの直流高電圧を得ることが可能になる。また、特に
直流高電圧生成手段に対してジョーンズ＆ウォーターズ
回路を適用すれば、直流高電圧に重畳されるリップル電
圧の低減を図ることができ、またミッチェル回路を適用
すれば直流高電圧生成手段における電圧降下を有効に抑
えるということが可能になるので、本発明のスイッチン
グ電源回路を適用する機器ごとに最適な構成を実現する
ことも可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態としての多倍圧整流回路の構成を
示した回路図である。

【図３】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図４】本実施の形態の昇圧トランスの構成を示す断面
図である。

【図５】多倍圧整流回路の他の構成を示した回路図であ
る。

【図６】多倍圧整流回路の他の構成を示した回路図であ
る。

【図７】第２の実施の形態としての電源回路の構成例を
示す回路図である。

【図８】図７に示した電源回路の要部の動作を示す波形
図である。

【図９】従来の高圧発生回路とその周辺回路の構成を示
した回路図である。

【図１０】図９に示した回路の要部の動作を示した波形
図である。

【図１１】フライバックトランスＦＢＴの動作波形を示
した図である。

【図１２】図９に示した回路から出力される直流高電圧
ＥHVと高圧負荷電流ＩHVとの関係を示した図である。

【図１３】図９に示した回路に備えられているフライバ
ックトランスＦＢＴの構成を示す断面図である。

【符号の説明】

１制御回路、２多倍圧整流回路、Ｃｉ平滑コンデ
ンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ絶縁コンバー
タトランス、ＰＲＴ直交形制御（ドライブ）トラン
ス、Ｃｒ一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並
列共振コンデンサ、Ｃｓ二次側直列共振コンデンサ、
Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、ＮHV 昇圧巻線、ＮC
制御巻線、ＮB 駆動巻線、ＮD 共振電流検出巻線、
ＣB 共振コンデンサ、ＤBR ブリッジ整流回路、ＤO1
ＤO2 整流ダイオード、ＤHVA0〜ＤHVA(n+1) ＤHVB0
〜ＤHVB(n+1) 高圧整流ダイオード、ＣHVA1〜ＣHVAn
ＣHVB1〜ＣHVBn 高圧コンデンサ、ＣO1 ＣHVO1 平滑
コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H006 AA05 BB04 CA01 CA12 CB01 CB04 CC02 DA04 DB01 DC05 HA05 HA08 HA09 5H730 AS01 AS04 AS15 BB23 BB63 BB94 CC01 EE04 EE06 EE73 EE76 FD01 FG02 FG07 FG18 ZZ11 ZZ16

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子を備え、入力された直
流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、一次側の出力を二次側に伝送するために設けられ、上記
一次側には一次巻線を巻回し、上記二次側には第１の二
次巻線と第２の二次巻線を巻回すると共に、上記一次巻
線と上記第１の二次巻線とについては疎結合とされる所
要の結合度が得られるようにされ、上記第１の二次巻線
と第２の二次巻線については密結合の状態が得られるよ
うにされた絶縁コンバータトランスと、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように
して挿入される一次側並列共振回路と、上記第１の二次巻線に対して共振コンデンサを接続する
ことで形成される二次側共振回路と、上記第１の二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流
動作を行うことで、二次側直流出力電圧を得るように構
成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変することで定電
圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、上記第２の二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流
動作を行うことで、所定の高圧レベルとされる直流高電
圧を得るように構成された直流高電圧生成手段と、を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記直流高電圧生成手段は、ジョーンズ＆ウォーターズ回路を備えて構成されている
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項３】上記直流高電圧生成手段は、コッククロフト＆ウォルトン回路を備えて構成されてい
ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源
回路。
【請求項４】上記直流高電圧生成手段は、ミッチェル回路を備えて構成されていることを特徴とす
る請求項１に記載のスイッチング電源回路。