JP2001190068A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 安定した直流高電圧を出力することができる
スイッチング電源回路を提供する。 【解決手段】 複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成している絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側から得られる交番電圧Ｖ2を、昇圧トランスＨＶＴの
一次側に対して直接入力するようにしている。そして、
昇圧トランスＨＶＴにおいて交番電圧Ｖ2を昇圧した
後、高圧発生回路４にて所定の高圧レベルとされる直流
高電圧ＥHVを得るようにしている。これにより、例えば
テレビジョン受像機の水平偏向を行うのに必要とされる
直流高電圧を得るのに、水平偏向回路系は介在しないで
済むため、入力電圧から直流高電圧を得る際の電力変換
効率の向上が図られることになる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関わり、特
に安定した高電圧を出力するためのスイッチング電源回
路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から例えばテレビジョン受像機やプ
ロジェクタ装置等の電子機器においては、画像表示を行
うために陰極線管（ＣＲＴ：Cathode-ray Tube）を備え
たものがある。陰極線管（以下、「ＣＲＴ」という）を
備えたテレビジョン受像機では、良く知られているよう
に、ＣＲＴの内部に設けられている電子銃から出力され
る電子ビームを左右方向（水平方向）に偏向するための
水平偏向回路系ブロックと、上下方向（垂直方向）に偏
向するための垂直偏向系ブロックが設けられている。ま
た、水平偏向回路系ブロックには、ＣＲＴのアノード電
極に対して例えば２０ｋＶ〜３５ｋＶ程度の高圧を供給
する高圧発生回路が設けられている。

【０００３】図１１は、テレビジョン受像機に備えられ
ている水平偏向回路系ブロックと、その周辺回路の構成
を示した図である。この図に示すスイッチング電源回路
１０は、入力された直流電圧にスイッチングを行い、最
終的には所定の電圧レベルの直流電圧に変換して出力す
るＤＣ−ＤＣコンバータとされる。このスイッチング電
源回路１０の前段には、全波整流方式のブリッジ整流回
路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路が
設けられ、この整流平滑回路により商用交流電源（交流
入力電圧ＶAC）を整流平滑して直流電圧Ｅｉを得る。そ
して、この直流電圧Ｅｉをスイッチング電源回路１０に
対して入力するようにしている。そしてこの場合には、
スイッチング電源回路１０からは、所定の電圧レベルに
変換された直流出力電圧ＥO（ＥO1，ＥO2，ＥO3）が出
力されるようになっている。上記各直流出力電圧ＥO1，
ＥO2，ＥO3の実際の電圧レベルとしては、例えば直流出
力電圧ＥO1＝１３５Ｖ、直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖ、直
流出力電圧ＥO3＝７Ｖとされる。

【０００４】水平発振回路２０には、映像信号等に含ま
れている水平同期信号ｆHが入力される。そして、この
水平同期信号ｆHに対応した発振周波数（１５．７５ｋ
Ｈｚ）により発振を行い、水平同期信号ｆHに同期した
パルス電圧を出力する。

【０００５】一点鎖線で囲って示した水平ドライブ回路
３０は、水平発振回路２０からのパルス電圧を増幅し、
後述する水平出力回路４０に対して十分大きいドライブ
電流（駆動電流）を供給する。この場合、水平ドライブ
回路３０の構成としては、負荷となる水平出力回路４０
により水平発振回路２０から供給されるパルス電圧の周
期が変動しないように、通常はエミッタ接地のトランス
結合増幅回路によって構成されている。

【０００６】水平ドライブ回路３０においては、図示す
るように、例えばトランジスタＱ11のベースがコンデン
サＣ11を介して水平発振回路２０に対して接続され、水
平発振回路２０からのパルス電圧がトランジスタＱ11の
ベースに入力されている。また、そのベース−エミッタ
間には、バイアス抵抗Ｒ11が挿入され、ベースに対して
所定のバイアス電圧が印加されている。スイッチング素
子Ｑ11のコレクタは、水平ドライブトランスＨＤＴの一
次巻線Ｎ11及びコレクタ抵抗Ｒ13を介して上記スイッチ
ング電源回路１０の二次側出力端子（直流出力電圧ＥO
1）に接続され、そのエミッタが接地されている。ま
た、そのコレクタ−エミッタ間には、コンデンサＣ12と
抵抗Ｒ12との直列接続回路からなるダンピング回路が設
けられている。なお、上記コンデンサＣ12と抵抗Ｒ12と
の直列接続回路からなるダンピング回路は、水平ドライ
ブトランスＨＤＴの一次巻線Ｎ11を流れる電流に対し
て、サージ電流や振動電流（リンギング電流）が重畳さ
れるのを防止している。また、水平ドライブトランスＨ
ＤＴの一次巻線Ｎ11の巻始め端部と二次側アースとの間
に設けられているコンデンサＣ13はノイズ除去用のコン
デンサとされる。

【０００７】水平ドライブトランスＨＤＴは、一次巻線
Ｎ11の出力を二次巻線Ｎ21に伝送する絶縁トランスとさ
れる。この場合、水平ドライブトランスＨＤＴの一次巻
線Ｎ11と二次巻線Ｎ21の極性（巻方向）は逆極性となる
ように巻装される。そして、一次巻線Ｎ11の巻始め端部
は、コレクタ抵抗Ｒ13を介して上記スイッチング電源回
路１０の直流出力端子（直流出力電圧ＥO1）に接続さ
れ、その巻終わり端部がトランジスタＱ11のコレクタに
接続されている。また、その二次巻線Ｎ21の巻終わり端
部は、後述する水平出力回路４０の出力トランジスタＱ
12のベースに接続され、その巻始め端部がアースに対し
て接地されている。

【０００８】一点鎖線で囲って示した水平出力回路４０
は、上記水平ドライブトランスＨＤＴの二次側から得ら
れる出力を増幅することで、ＣＲＴの電子銃から出力さ
れる電子ビームを水平方向に走査する水平偏向電流ＩDY
を発生させる。また同時に、後述する高圧発生回路５０
において高電圧を発生させるためのフライバックパルス
を生成するように構成される。

【０００９】水平出力回路４０においては、出力トラン
ジスタＱ12のベースが上記水平ドライブトランスＨＤＴ
の二次巻線Ｎ21の巻終わり端部に接続され、そのコレク
タが後述するフライバックトランスＦＢＴの一次側低圧
巻線ＮLVを介してスイッチング電源回路１０の二次側出
力端子（二次側出力電圧ＥO1）に接続されている。な
お、そのエミッタは接地されている。また、出力トラン
ジスタＱ12のコレクタ−エミッタ間には、ダンパダイオ
ードＤ11、水平帰線コンデンサＣｒ1が並列に接続され
ている。さらに、そのコレクタ−エミッタ間には、［水
平偏向ヨークＨDY、水平直線補正コイルＨLC、Ｓ字補正
コンデンサＣS1］から成る直列接続回路が接続されてい
るものとされる。

【００１０】このような構成とされる水平出力回路４０
では、水平帰線コンデンサＣｒ1のキャパシタンスと、
フライバックトランスＦＢＴの一次側低圧巻線ＮLVのリ
ーケージインダクタンス成分ＬLVとにより、電圧共振形
コンバータを形成している。そして、水平ドライブトラ
ンスＨＤＴの二次側出力によって出力トランジスタＱ12
がオン／オフ動作されることで、水平偏向ヨークＨDYに
は鋸歯状波形とされる水平偏向電流ＩDYが流れる。ま
た、出力トランジスタＱ12がオフとなる期間では、水平
偏向ヨークＨDYのインダクタンスＬDYと水平帰線コンデ
ンサＣｒ1のキャパシタンスとの共振動作、及びダンパ
ダイオードＤ11の作用によって、水平帰線コンデンサＣ
ｒ1の両端には、比較的高電圧とされるパルス電圧（フ
ライバックパルス電圧）Ｖ11が発生する。なお、水平直
線補正コイルＨLC、及びＳ字補正コンデンサＣS1の動作
については省略するが、例えば水平偏向電流ＩDYを補正
してＣＲＴの管面に表示される画像の歪みを補正するよ
うに動作している。

【００１１】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路５０
は、例えばフライバックトランスＦＢＴ（Fly Back Tra
nsformer）と高圧整流回路によって構成されており、上
記水平出力回路４０にて生成されるフライバックパルス
電圧Ｖ11を昇圧して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベ
ルに対応した高電圧を生成する。

【００１２】ここで、図１５に上記フライバックトラン
スＦＢＴの断面図を示し、この図１５を用いて、フライ
バックトランスＦＢＴの構造を説明しておく。この図に
示すフライバックトランスＦＢＴでは、２つのコの字形
コアＣＲ１０，ＣＲ２０の各磁脚を対向するように組み
合わせることで角形コアＣＲ３０が形成される。そし
て、コの字形コアＣＲ１０の端部と、コの字形コアＣＲ
２０の端部との対向する部分にはギャップＧを設けるよ
うにされる。そして、図示するように、角形コアＣＲ３
０の一方の磁脚に対して、低圧巻線ボビンＬＢと高圧巻
線ボビンＨＢとを取付けることで、これら低圧巻線ボビ
ンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対して、それぞれ一次
側低圧巻線ＮLV及び二次側高圧巻線ＮHVを分割して巻装
するようにしている。この場合、低圧巻線ボビンＬＢに
は単線を用いて一次側低圧巻線ＮLVが巻装され、高圧巻
線ボビンＨＢには同じく単線を用いて二次側高圧巻線Ｎ
HVが巻装される。この時、高圧巻線ボビンＨＢには、例
えば複数の二次側高圧巻線ＮHVを絶縁した状態で巻装す
る必要があるため、二次側高圧巻線ＮHVの巻き方は、各
二次側高圧巻線ＮHVの間に層間フィルムＦを挿入して巻
き上げる、いわゆる層間巻きとされている。

【００１３】上記図１５に示した構造のフライバックト
ランスＦＢＴの実際としては、例えば二次側高圧巻線Ｎ
HVとして５組の二次側高圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，
ＮHV4，ＮHV5が分割されて各々独立した状態で巻装され
ている。なお、一次側低圧巻線ＮLVとしては１つの巻線
だけが巻装されている。ここで、一次側低圧巻線ＮLVに
対する各二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の極性（巻方向）
は逆極性となるように巻装されている。一次側低圧巻線
ＮLVの巻始め端部は、スイッチング電源回路１０の二次
側出力端子（直流出力電圧ＥO1）に接続され、巻終わり
端部は出力トランジスタＱ12のコレクタに対して接続さ
れている。また、二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の各々に
対しては、その巻き終わり端部に対して、高圧整流ダイ
オードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード
側が接続されている。そして、高圧整流ダイオードＤHV
1のカソードは抵抗ＲHVを介して平滑コンデンサＣHVO1
の正極端子と接続され、また、高圧整流ダイオードＤHV
1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各カソードは、それ
ぞれ、二次側高圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4の巻
き始め端部に対して接続される。

【００１４】このような接続形態では、［二次側高圧巻
線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［二次側高圧巻
線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［二次側高圧巻
線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［二次側高圧巻
線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［二次側高圧巻
線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波
整流回路が形成され、そして、これら５組の半波整流回
路が直列に接続されていることになる。

【００１５】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が二次側高圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を整流して平滑コンデン
サＣHVO1に対して充電するという動作を行うことで、平
滑コンデンサＣHVO1の両端には、各二次側高圧巻線ＮHV
1〜ＮHV5に誘起される電圧の５倍に対応するレベルの直
流電圧が得られることになる。つまり、５倍電圧半波整
流回路が形成されていることになる。この平滑コンデン
サＣHVO1の両端に得られた直流電圧は直流高電圧ＥHVと
されて、例えばＣＲＴのアノード電圧として利用され
る。

【００１６】なお、高圧整流ダイオードＤHV3のカソー
ドと二次側アースとの間に挿入されている［抵抗Ｒ1、
可変抵抗Ｒ2、抵抗Ｒ3］からなる直列接続回路は、上記
直流高電圧ＥHVより低い電圧レベルを得るために設けら
れ、例えばＣＲＴのフォーカス電圧等として利用される
直流出力電圧ＥFVを出力する。

【００１７】上記図１１に示した回路の各部の動作波形
は図１２に示される。図１１に示す回路では、出力トラ
ンジスタＱ12のベースには、水平ドライブ回路３０にて
増幅された水平発振回路２０からパルス電圧が入力され
ることから、出力トランジスタＱ12のスイッチング周波
数は、水平同期信号ｆHの同期周波数（１５．７５ｋＨ
ｚ）に対応したものとなる。例えば、図示するように出
力トランジスタＱ12のオン期間（水平走査期間）ＴONが
５２．７μｓ、オフ期間（水平帰線期間）ＴOFFが１
０．８μｓになっており、この期間ＴONと期間ＴOFFを
合わせた１周期の期間（６３．５μＳ）が水平同期信号
ｆHの周期に対応している。

【００１８】この場合、出力トランジスタＱ12のコレク
タには、スイッチング素子Ｑ12のオン／オフ動作によ
り、図１２（ｄ）に示すような波形のコレクタ電流ＩC
が流れる。これによりフライバックトランスＦＢＴの一
次側低圧巻線ＮLVには、図１２（ｃ）に示すような波形
の一次側電流Ｉ11が流れ、水平偏向ヨークＨDYには図１
２（ｂ）に示すような波形の水平偏向電流ＩDYが流れる
ことになる。

【００１９】この時、出力トランジスタＱ12のコレクタ
−エミッタ間に対して並列に接続されている水平帰線コ
ンデンサＣｒ1の両端電圧Ｖ11は、図１２（ａ）に示す
ように、出力トランジスタＱ12がオンとなる期間ＴONで
は０レベルになる。また、出力トランジスタＱ12がオフ
となる期間ＴOFFでは、水平偏向ヨークＨDYのインダク
タンス成分ＬDYと水平帰線コンデンサＣｒ1のキャパシ
タンスとの共振動作によって、例えば１０００Ｖｐ〜１
２００Ｖｐ程度のフライバックパルス電圧Ｖ11が発生す
る。

【００２０】そして、図１１に示した高圧発生回路５０
では、上記のようなフライバックパルス電圧Ｖ11によ
り、フライバックトランスＦＢＴの一次側に印加される
正のパルス電圧を昇圧して、二次側から所定の直流高電
圧ＥHVを得るようにしている。例えば水平帰線コンデン
サＣｒ1の両端に１０００Ｖｐ〜１２００Ｖｐのフライ
バックパルス電圧Ｖ11が発生した場合は、図１３に示す
ように、フライバックトランスＦＢＴの一次側低圧巻線
ＮLVには約９００Ｖｐ程度の正のパルス電圧が印加され
る。これにより、各二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5には、
上記正のパルス電圧を約６．５ｋＶ程度にまで昇圧され
た誘起電圧が発生する。高圧発生回路５０には５組の二
次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5が巻装され、５倍電圧半波整
流回路が設けられていることから、高圧発生回路５０か
らは約３２ｋＶの直流高電圧ＥHVが出力されることにな
る。

【００２１】なお、このようなフライバックトランスＦ
ＢＴの一次側低圧巻線ＮLV及び二次側高圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5の巻線数は、例えば各二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV
5として、高圧巻線ボビンＨＢに５００Ｔ（ターン）程
度の巻線を巻装した後、所定の直流高電圧ＥHVが得られ
るように低圧巻線ボビンＬＢに一次側低圧巻線ＮLVを所
定のターン巻装することで構成されるものである。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１１に示
した回路は、水平出力回路４０にて得られるフライバッ
クパルス電圧Ｖ11を利用して高圧発生回路５０から直流
高電圧ＥHVを得るようにしている。このため、入力電力
を高圧負荷電力に変換する際の電力変換効率は約７０％
程度となり、高圧負荷電力を得る際の無効電力は比較的
大きいものとされる。

【００２３】また、高圧発生回路５０では、フライバッ
クトランスＦＢＴの一次側低圧巻線ＮLVに入力される正
のパルス電圧（フライバックパルス電圧）により、各二
次側高圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧を得、この誘起
電圧のピーク値を、各高圧整流ダイオードＤHVによって
半波整流することで、直流高電圧ＥHVを得るようにして
いる。しかしながら、この場合は高圧整流ダイオードＤ
HVの導通角が狭く、等価的には電源インピーダンスが高
くなるため、直流高電圧ＥHVの電圧レベルは、高圧負荷
の変動の影響を受けやすくなるという欠点がある。

【００２４】例えば図１１に示した回路をＣＲＴの画面
サイズが２９インチ以上とされるテレビジョン受像機に
適用した場合、高圧発生回路５０からは、ＣＲＴの画面
輝度を確保するために、アノード電極に対して２ｍＡ以
上のビーム電流ＩHVを供給する必要がある。つまり、Ｃ
ＲＴのアノード電極に対して供給される直流高電圧ＥHV
の電圧レベルを例えば３２ｋＶとすると、高圧発生回路
５０にかかる高圧負荷電力としては６４Ｗ（３２ｋＶ×
２ｍＡ）の電力が必要になる。このため、高圧発生回路
５０からは、高圧負荷電力として、少なくとも０Ｗ（Ｉ
HV＝０ｍＡ）〜６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）までは変動する
ことが考えられる。

【００２５】一例として高圧負荷電力を０Ｗ（ＩHV＝０
ｍＡ）〜６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで変化させた時に、
高圧発生回路５０から出力される直流高電圧ＥHVの変化
の様子を図１４に示す。この場合、高圧負荷電力が０Ｗ
（ＩHV＝０ｍＡ）の時は、直流高電圧ＥHVの電圧レベル
が３２ｋＶになっている。これに対して、高圧負荷電力
が６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで増加すると、高圧整流ダ
イオードＤHV、及び突入電流制限抵抗ＲHV等による電圧
降下によって直流高電圧は約３０．５ｋＶまで低下して
いる。つまり、図１１に示した回路を実際のテレビジョ
ン受像機等に適用した場合は、高圧負荷電力の実使用範
囲内（０Ｗ〜６４Ｗ）における直流高電圧ＥHVの電圧レ
ベル幅ΔＥHVは約１．５ｋＶになる。

【００２６】このように直流高電圧ＥHVの電圧レベルが
変動すると、例えば水平偏向電流ＩDYの電流値が一定の
もとでは、ＣＲＴから出力される電子ビームの水平方向
の振幅が変化する。このため、実際のテレビジョン受像
機においては、直流高電圧ＥHVの変動によって電子ビー
ムの水平方向の振幅が変化しないように、水平偏向電流
ＩDYの電流値を補正するズーミング補正回路等を水平出
力回路４０に対して設ける必要があった。

【００２７】また、フライバックトランスＦＢＴは、上
述したように、一方の磁脚に対してのみ巻線が施されて
いることから、巻線が施されていない他方の磁脚のギャ
ップＧからの漏洩磁束や、二次側高圧巻線ＮHVの漏洩イ
ンダクタンスの分布容量によって、リンギング（振動）
が発生することがある。例えば二次側高圧巻線ＮHVの漏
洩インダクタンスによって、図１３に示すように、二次
側高圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧が負レベルとなる
タイミングでリンギング（振動）が発生すると、図１２
（ｃ）に示したフライバックトランスＦＢＴの一次側を
流れる一次側電流Ｉ11にリンギング成分が重畳される。
これにより、図１２（ｂ）に示した水平偏向電流ＩDYに
もリンギング電流成分が重畳されるため、例えばＣＲＴ
の画面左端にラスターリンギングが生じる。このため、
実際のテレビジョン受像機では、ラスターリンギングを
防止するために何らかの対策が必要になる。

【００２８】また、フライバックトランスＦＢＴにおい
ては、一次側低圧巻線ＮLVを流れる一次側電流（フライ
バック電流）Ｉ11に直流成分が重畳されるため、フライ
バックトランスＦＢＴが飽和しないようにコアの形状を
太くしたり、一次側電流Ｉ11が流れる一次側低圧巻線Ｎ
LVの巻線径を太くする必要がある。この結果、フライバ
ックトランスＦＢＴの形状が大型化するという欠点もあ
った。

【００２９】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
側を流れる一次側電流Ｉ11に直流電流成分が重畳される
と、これに伴って出力トランジスタＱ12を流れるコレク
タ電流ＩCのピークレベルが増加する。このため、出力
トランジスタＱ12を大電力に耐えられる高耐圧トランジ
スタによって構成したり、出力トランジスタＱ12の発熱
を抑えるための放熱板等を取り付ける等の対策が必要に
なる。

【００３０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明のスイッ
チング電源回路は、上記した課題を考慮して以下のよう
に構成する。つまり、スイッチング素子を備え、入力さ
れた直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段
と、スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コ
ンバータトランスと、絶縁コンバータトランスの一次巻
線を含む漏洩インダクタンス成分と、直列共振コンデン
サのキャパシタンスとによって形成されて、スイッチン
グ手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路
と、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩イン
ダクタンス成分と、部分共振用コンデンサのキャパシタ
ンスとによって形成されて、少なくとも、スイッチング
素子のターンオフ時に流れるスイッチング電流を共振電
流とする部分共振回路と、絶縁コンバータトランスの二
次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うこ
とで、二次側直流出力電圧を得るように構成された直流
出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応
じて、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変す
ることで定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段
とを備える。そして、一次側に入力される交番電圧を二
次側に伝送することで、二次側において交番電圧を昇圧
した昇圧電圧を得るようにされる昇圧トランスと、昇圧
トランスの二次側に得られる昇圧電圧を入力して整流動
作を行うことで、所定の高圧レベルとされる直流高電圧
を得るように構成された直流高電圧生成手段とを備える
ようにした。

【００３１】即ち、本発明によれば、一次側において電
流共振形コンバータを形成するための直列共振回路と、
スイッチング素子のターンオフ時に電流共振動作となる
部分共振回路を複合的に備えたスイッチング電源回路が
形成される。そして、このようなスイッチング電源回路
を構成している絶縁コンバータトランスの二次側から得
られる交番電圧を、昇圧トランスの一次側に対して直接
入力するようにしている。そして、昇圧トランスにおい
て交番電圧を昇圧した後、直流高電圧生成手段にて所定
の高圧レベルとされる直流高電圧を得るようにしてい
る。つまり、本発明にあっては、例えばテレビジョン受
像機の水平偏向を行うのに必要とされる直流高電圧を得
るのに、水平偏向回路系は介在しないようにされる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は、２石のスイッチング素
子（バイポーラトランジスタ）をハーフブリッジ結合し
た、自励式の電流共振形スイッチングコンバータを備え
た構成を採る。この電流共振形スイッチングコンバータ
においては、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサ
Ｃｉの正極側の接続点とアース間に対して挿入するよう
にして接続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2には、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型
トランジスタ）が採用される。そして、商用交流電源Ａ
Ｃ（交流入力電圧ＶAC）から直流出力電圧を得るための
整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コ
ンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、この全
波整流回路では交流入力電圧ＶACのほぼ１倍のレベルに
対応する整流平滑電圧を生成し、直流入力電圧として供
給する。

【００３３】スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−
ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿入され
る。また、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の各ベース−エミ
ッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2が挿
入される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースとスイ
ッチング素子Ｑ2のコレクタ間に対しては、共振用コン
デンサＣB1、ベース電流制限用抵抗ＲB1、駆動巻線ＮB1
から成る直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサ
ＣB1は、自身のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のイン
ダクタンスＬB1と共に自励発振駆動用の直列共振回路を
形成し、これによりスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数を決定する。同様に、スイッチング素子Ｑ2の
ベースと一次側アース間に対しては、共振用コンデンサ
ＣB2、ベース電流制限用抵抗ＲB2、駆動巻線ＮB2から成
る直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサＣ
B2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2と共に自励発振
用の直列共振回路を形成して、スイッチング素子Ｑ2の
スイッチング周波数を決定している。

【００３４】また、スイッチング素子Ｑ1のエミッタと
スイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング
出力点）と、一次側アースの間には、部分共振用コンデ
ンサＣｃが接続される。この部分共振用コンデンサＣｃ
は、後述する直列共振コンデンサＣ1より十分小さいキ
ャパシタンスとされ、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイ
ッチングノイズを吸収するために設けられるものである
が、ここでは、後述するようにして行われる定電圧制御
動作によって可変制御されるスイッチング周波数に対応
して、少なくとも、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターン
オフ時にゼロ電圧スイッチング動作を得るための共振作
用も有する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に
おけるスイッチング損失の低減が図られる。このよう
に、部分共振用コンデンサＣｃは、自身のキャパシタン
スと絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタン
ス成分により、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のコレクタ電
流ＩCI，ＩC2を略正弦波形の共振電流とするための部分
共振回路を形成している。

【００３５】ドライブトランスＰＲＴ(Power Regulatin
g Transformer）はスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2を駆動す
ると共に、スイッチング周波数を可変制御することによ
り定電圧制御を行うために設けられるもので、この図の
場合には駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮD
が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮC
が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトル
とされている。このドライブトランスＰＲＴの駆動巻線
ＮB1の一端は、共振用コンデンサＣB1−抵抗ＲB1の直列
接続を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに接続さ
れ、他端はスイッチング素子Ｑ1のエミッタに接続され
る。また、駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると
共に、他端は共振用コンデンサＣB2−抵抗ＲB2の直列接
続を介してスイッチング素子Ｑ2のベースと接続されて
いる。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電
圧が発生するように巻装されている。

【００３６】絶縁コンバータトランスＰＩＴ(Power Iso
lation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この場合、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、共
振電流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1のエミ
ッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッ
チング出力点）に接続され、他端は直列共振コンデンサ
Ｃ1を介して一次側アースに接地されることで、スイッ
チング出力が得られるようにされる。

【００３７】上記接続形態では、上記直列共振コンデン
サＣ1及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているため、こ
の直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス及び一次巻
線Ｎ1（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタン
ス）成分により、スイッチングコンバータの動作を電流
共振形とするための一次側直列共振回路を形成してい
る。つまり、図１に示した本実施の形態の電源回路の一
次側には電流共振形コンバータが備えられている。

【００３８】従って、図１に示す回路では、一次側スイ
ッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一
次側直列共振回路と、先に述べた、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2のターンオフ時に流れるコレクタ電流ＩC1，ＩC2
を略正弦波形の共振電流とするための部分共振回路が複
合的に備えられた構成を採ることになる。なお、本明細
書では、このような一次側に対して、一次側直列共振回
路と部分共振回路という２組の共振回路が備えられて動
作する構成のスイッチングコンバータについては、「複
合電流共振形スイッチングコンバータ」ともいうことに
する。

【００３９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1に供給されるスイッチング出力によっ
て、二次巻線Ｎ2に交番電圧が誘起される。二次巻線Ｎ2
に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサ
ＣO1から成る整流平滑回路が設けられ直流出力電圧ＥO1
を得るようにしている。つまり、この構成では二次側に
おいてブリッジ整流回路ＤBRによって全波整流動作を得
ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBRは絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に発生する交番電圧
が入力されることで、所定の電圧レベル（例えば１３５
Ｖ）とされる直流出力電圧ＥO1を生成する。なお、この
直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力
される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検
出電圧として利用する。

【００４０】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮCに供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。

【００４１】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
のベースに起動電流が供給されることになるが、例えば
スイッチング素子Ｑ1が先にオンになったとすれば、ス
イッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そ
してスイッチング素子Ｑ1の出力として、共振電流検出
巻線ＮD→一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1に共振
電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッ
チング素子Ｑ2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとな
るように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2を
介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッ
チング動作が開始される。このように、平滑コンデンサ
Ｃｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1に共振電流波形
に近い一次側電流（ドライブ電流）Ｉ1を供給し、二次
側の巻線Ｎ2に交番出力を得る。

【００４２】また、ドライブトランスＰＲＴによる定電
圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力電
圧や負荷電力の変動によって二次側出力電圧ＥO1が変動
したとすると、制御回路１では二次側出力電圧ＥO1の変
動に応じて制御巻線ＮCに流れる制御電流のレベルを可
変制御する。この制御電流によりドライブトランスＰＲ
Ｔに発生する磁束の影響で、ドライブトランスＰＲＴに
おいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2
のインダクタンスを変化させるように作用するが、これ
により自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波
数が変化するように制御される。この図に示す電源回路
では、直列共振コンデンサＣ1及び一次巻線Ｎ1の直列共
振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチン
グ周波数を設定しているが、例えばスイッチング周波数
が高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してスイ
ッチング周波数が離れていくようにされる。これによ
り、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共
振インピーダンスは高くなる。このようにして共振イン
ピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一
次巻線Ｎ1に供給されるドライブ電流が抑制される結
果、二次側出力電圧が抑制されることになって、定電圧
制御が図られることになる。なお、以降はこのような定
電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」と呼
ぶ。

【００４３】さらに、図１に示した本実施の形態の電源
回路には、昇圧トランスＨＶＴと高圧整流回路を備えた
高圧発生回路４が設けられている。そして、この高圧発
生回路４において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に発生する交番電圧Ｖ2から、所定の高電圧レベル
とされる直流高電圧ＥHVを得るようにしている。このた
め、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に
は、高圧発生回路４の昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ
4が並列に接続されている。そして、この昇圧トランス
ＨＶＴの一次巻線Ｎ4に入力される交番電圧Ｖ2を昇圧し
て二次側に伝送するようしている。また、その一次側巻
線Ｎ4と二次側高圧巻線ＮHVの極性（巻方向）は同一と
なるように巻装されている。

【００４４】ここで、図６に昇圧トランスＨＶＴの断面
図を示し、この図６を用いて昇圧トランスＨＶＴの構造
を説明しておく。この図に示す昇圧トランスＨＶＴは、
上記図１１に示したフライバックトランスＦＢＴと同様
に、２つのコの字形コアＣＲ１０，ＣＲ２０の各磁脚を
対向するように組み合わせることで角形コアＣＲ３０が
形成されている。そして、これら２つのコの字形コアＣ
Ｒ１０の端部と、コの字形コアＣＲ２０の端部とが対向
する部分にはギャップＧが設けられている。そして、図
示するように、角形コアＣＲ３０の一方の磁脚に対し
て、低圧巻線ボビンＬＢと高圧巻線ボビンＨＢを取り付
けることで、これら低圧巻線ボビンＬＢ及び高圧巻線ボ
ビンＨＢに対して、それぞれ一次巻線Ｎ4及び二次側高
圧巻線ＮHVを分割して巻装するようにしている。そし
て、低圧巻線ボビンＬＢには一次巻線Ｎ4が巻装され、
高圧巻線ボビンＨＢには複数の二次側高圧巻線ＮHVが層
間フィルムＦを挿入して巻き上げる層間巻きによって巻
装されることになる。

【００４５】但し、この場合は、一次巻線Ｎ4にリッツ
線が用いられている点が、図１１に示したフライバック
トランスＦＢＴとは異なっている。昇圧トランスＨＶＴ
の一次巻線Ｎ4に発生する交番電圧は、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側出力であり、即ち、その周波数
はスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数に対応し
たものとなる。このスイッチング周波数は、例えば数十
ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ程度の範囲内において、所定の周
波数範囲を使用するものとされていることから、図１１
に示したフライバックトランスＦＢＴの一次側電流の周
波数（水平同期周波数ｆH）よりも高い周波数となる。
この場合に、本実施の形態のように、一次巻線Ｎ4にリ
ッツ線を使用すると、一次巻線Ｎ4にうず電流が発生す
るのを防止することができる。

【００４６】なお、本実施の形態においては、昇圧トラ
ンスＨＶＴの二次側高圧巻線ＮHVを層間巻きによって巻
装した場合が示されているが、二次側高圧巻線ＮHVの巻
き方としては層間巻きに限定されるものでなく、本発明
の昇圧トランスＨＶＴとしては、例えば高圧ボビンＨＢ
を複数の領域に分割して、各分割領域に対して二次側高
圧巻線ＮHVを巻装する、いわゆる分割巻きによって巻装
することも可能である。つまり、高圧ボビンＨＢに巻装
される複数の二次側高圧巻線ＮHVが、それぞれ絶縁され
た状態で巻装されれば良い。

【００４７】図１に示す昇圧トランスＨＶＴの二次側に
は、例えば５組の二次側高圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV
3，ＮHV4，ＮHV5が分割された状態で巻装されている。
そして、例えば二次側高圧巻線ＮHV1の巻始め端部が高
圧コンデンサＣHV1の一端に接続され、その巻終わり端
部が高圧整流ダイオードＤHV1のアノードに接続されて
いる。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが
高圧コンデンサＣHV1の他端に接続されている。

【００４８】このような接続形態では、結果的には［二
次側高圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1、高圧コ
ンデンサＣHV1］からなる倍電圧半波整流回路が形成さ
れていることになる。そして、このような倍電圧半波整
流回路の倍電圧整流動作としては次のようになる。先
ず、高圧整流ダイオードＤHV1がオフとなる期間におい
ては、高圧整流ダイオードＤHV1により整流した整流電
流を高圧コンデンサＣHV1に対して充電する動作が得ら
れる。そして、高圧整流ダイオードＤHV1がオンとなる
期間においては、二次側高圧巻線ＮHV1に誘起された誘
起電圧に高圧コンデンサＣHV1の両端電圧が加わるとい
う動作が得られる。これにより、［二次側高圧巻線ＮHV
1、高圧整流ダイオードＤHV1、高圧コンデンサＣHV1］
からなる倍電圧整流回路では、二次側高圧巻線ＮHV1に
誘起される誘起電圧のほぼ２倍に対応する電圧が得られ
ることになる。

【００４９】そして、本実施の形態の電源回路では、昇
圧トランスＨＶＴの二次側に巻装されている二次側高圧
巻線ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5に対して、上記した倍
電圧半波整流回路と同様な倍電圧半波整流回路がそれぞ
れ形成されている。即ち、昇圧トランスＨＶＴの二次側
には、［二次側高圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤH
V1、高圧コンデンサＣHV1］、［二次側高圧巻線ＮHV2、
高圧整流ダイオードＤHV2、高圧コンデンサＣHV2］、
［二次側高圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3、高
圧コンデンサＣHV3］、［二次側高圧巻線ＮHV4、高圧整
流ダイオードＤHV4、高圧コンデンサＣHV4］、［二次側
高圧巻線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤHV5、高圧コンデ
ンサＣHV5］からなる倍電圧半波整流回路が形成されて
いることになる。

【００５０】そして、図１に示した回路では、これら５
組の倍電圧半波整流回路が直列に接続された多倍圧整流
回路が形成されることになる。これら５組の倍電圧整流
回路からなる多倍圧整流回路が整流動作を行うと、平滑
コンデンサＣHVO1には、高圧整流ダイオードＤO1を介し
て、二次側高圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧のほぼ１
０倍に対応する電圧により充電動作が行われることにな
る。これにより、平滑コンデンサＣHVO1の両端には、二
次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の各々に得られる電圧レベル
の１０倍に対応する高レベルの直流電圧が得られる。つ
まり、この場合の多倍圧整流回路としては１０倍電圧半
波整流回路が形成されていることになる。そして、この
平滑コンデンサＣHVO1の両端に得られる直流高電圧が、
ＣＲＴのアノード電圧として利用される直流高電圧ＥHV
として利用されるものである。

【００５１】また、昇圧トランスＨＶＴの二次側には、
例えばＣＲＴのフォーカス電圧ＥFVを得るために、５組
の倍電圧半波整流回路からなる直列回路に対して並列に
［抵抗Ｒ1、可変抵抗Ｒ2、抵抗Ｒ3］の直列接続回路が
接続されている。

【００５２】ここで、例えば絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側から出力される二次側直流出力電圧ＥO1の
電圧レベルとして１３５Ｖ、昇圧トランスＨＶＴの二次
側から出力される直流高電圧ＥHVの電圧レベルとして３
２ｋＶが得られるように、図１に示した回路を実際に構
成する場合は、直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μ
Ｆ、部分共振用コンデンサＣｃ＝１０００ＰＦ、昇圧ト
ランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4＝２０Ｔ、二次側高圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5＝５００Ｔ、高圧コンデンサＣＨＶ１〜Ｃ
ＨＶ５＝１００ＰＦ／５ｋＶ、平滑コンデンサＣHVO1＝
１０００ＰＦ／４０ｋＶが選定される。なお、この時に
昇圧トランスＨＶＴの各二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に
誘起される誘起電圧の電圧レベルは４ｋＶｐ以下にする
ことが望ましい。

【００５３】上記図１に示した本実施の形態の電源回路
の動作波形を図２及び図３に示す。図２には例えば交流
入力電圧ＶACが１００Ｖ、高圧発生回路５での高圧負荷
電力が６４Ｗ（負荷電流ＩHV＝２ｍＡ）とされた時の動
作波形が示され、図３には交流入力電圧ＶACが１００
Ｖ、高圧発生回路５での高圧負荷電力が０Ｗ（負荷電流
ＩHV＝０ｍＡ）とされた時の動作波形が示されている。

【００５４】高圧発生回路５での高圧負荷電力が６４Ｗ
時の場合、図２に示すようにして、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2のスイッチング周波数は例えば１００ｋＨｚとな
るように制御され、実際のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の
オン／オフ期間ＴON／ＴOFFとしては５μｓとなる。ま
た、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧（コレクタ−エミ
ッタ間電圧）Ｖｃｐは、図２（ａ）に示すようにして、
スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONには０レベ
ルで、オフとなる期間ＴOFFには矩形波状のパルスが得
られる。また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタを流れ
るコレクタ電流ＩC2は、部分共振用コンデンサＣCの共
振作用により、図２（ｄ）に実線で示すような略正弦波
形となる。これにより、スイッチング素子Ｑ2のターン
オフ時に流れるコレクタ電流ＩC2の電流レベルは、例え
ば図２（ｄ）に破線で示した部分共振用コンデンサＣｃ
が無いとされる時のコレクタ電流ＩC2の電流レベルより
小さくなり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時
には、ゼロ電圧スイッチング動作に近い動作が得られ
る。

【００５５】また、スイッチングＱ1の動作波形は、こ
れまで説明したスイッチング素子Ｑ2の動作波形とは位
相が１８０度ずれた波形として示される。つまり、スイ
ッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる
期間ＴOFF においてオンとなる波形となる。そして、そ
のコレクタには部分共振用コンデンサＣｃの共振作用に
より、図２（ｃ）に示すような波形のコレクタ電流ＩC1
が流れる。このようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
が交互にオン／オフを繰り返すスイッチング動作を行う
ことにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1には図２（ｂ）に示すような波形の一次側共振電流
Ｉ1が流れる。

【００５６】上記のようなスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の
オン／オフ動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側にはスイッチング出力が伝達される。この場
合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、図２
（ｅ），図２（ｆ）に示すような波形の電流Ｉ2，Ｉ3が
流れ、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4には、図２
（ｇ）に示すような交番電圧Ｖ2が印加されることにな
る。

【００５７】また、高圧発生回路５での高圧負荷電力が
０Ｗ時の場合、図３に示すようにして、スイッチング素
子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は例えば１６０ｋＨｚ
となるように制御され、実際のスイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2のオン／オフ期間ＴON／ＴOFFとしては３．１μｓと
なる。この場合、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧（コ
レクタ−エミッタ間電圧）Ｖｃｐしては図３（ａ）に示
すような矩形波状のパルスが得られる。また、スイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタには、先に説明したように部分
共振用コンデンサＣｃの共振作用によって、図３（ｄ）
に示すような波形のコレクタ電流ＩC2が流れる。またス
イッチング素子Ｑ1のコレクタには図３（ｃ）に示すよ
うな波形のコレクタ電流ＩC1が流れる。これにより、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1には図３
（ｂ）に示すような波形の一次側共振電流Ｉ1が流れ
る。そして、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作に
より、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、図
３（ｅ），図３（ｆ）に示すような波形の電流Ｉ2，Ｉ3
が流れる。これにより、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線
Ｎ4には、図３（ｇ）に示すような交番電圧Ｖ2が印加さ
れる。

【００５８】これら図２及び図３に示した動作波形を比
較してわかるように、高圧発生回路５での高圧負荷が６
４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）〜０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）まで変化
した時は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周
波数は１００ｋＨｚ〜１６０ｋＨｚまで変化している。
即ち、本実施の形態の電源回路では、高圧発生回路５側
での負荷変動に応じて、一次側スイッチングコンバータ
のスイッチング周波数が可変制御される。そして、これ
は即ち、昇圧トランスＨＶＴの交番電圧周期（高圧発生
回路５における整流ダイオードのスイッチング周波数）
は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波
数に依存して可変されることを意味する。

【００５９】つまり、図１に示した回路においては、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に昇圧トラ
ンスＨＶＴの一次巻線Ｎ4が並列に接続されることで、
二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧Ｖ2を昇圧トランスＨＶ
Ｔの一次巻線Ｎ4に入力している。そして、昇圧トラン
スＨＶＴにおいて、一次側に入力された交番電圧Ｖ2を
二次側に伝送する。これまでの記述からわかるように、
この昇圧トランスＨＶＴの二次側に得られた交番電圧
は、一次側電流共振形コンバータのスイッチング周波数
と同じ周波数とされている。そして、昇圧トランスＨＶ
Ｔの二次側では、前述した回路構成による１０倍電圧整
流回路が、整流のためのスイッチング動作を行うもので
ある。

【００６０】このような構成とされる図１に示した本実
施の形態の回路と、図１１に示した従来の回路とを比較
すると、図１１に示した回路では、スイッチング電源回
路１０の二次側直流電圧ＥO1により、水平出力回路４０
にて得られるフライバックパルス電圧Ｖ11を昇圧して高
圧発生回路５０から直流高電圧ＥHVを得るようにしてい
た。これに対して、図１に示した本実施の形態の電源回
路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出
力される交番電圧Ｖ2を高圧発生回路４に入力し、この
交番電圧Ｖ2を昇圧することで直流高電圧ＥHVを得るよ
うにしている。つまり、図１に示した本実施の形態の回
路では、スイッチング電源回路として機能している絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側出力を高圧発生回路
４に直接入力することで、例えば図１１に示した回路の
ようにスイッチング電源回路１０の直流出力電圧ＥO1を
フライバックパルス電圧に変換するための水平出力回路
４０を介在させることなく、高圧発生回路４において直
流高電圧ＥHVを得るようにしている。

【００６１】これにより、図１１に示した従来の回路で
は、入力電圧から直流高電圧ＥHVを得る際の電力変換効
率が約７０％程度であったのに対して、図１に示した本
実施の形態の電源回路では、その電力変換効率を８６．
０％まで向上させることが可能になり、約１６．０％の
電力変換効率の改善が図られるものである。例えば図１
１に示した回路と、図１に示した本実施の形態の回路に
対して６４Ｗの高圧負荷電力が実際にかかった場合は、
図１１に示した回路では９１．４Ｗの入力電力が必要と
されたのに対して、図１に示した本実施の形態の回路で
は７４．４Ｗの入力電力で済み、約１７．０Ｗの入力電
力の低減が図られた。

【００６２】また、図１に示した本実施の形態の回路で
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力さ
れる交番電圧Ｖ2を昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4に
入力していることから、昇圧トランスＨＶＴの一次側に
入力される交番電圧波形は、図４に示すように正負のレ
ベルがほぼ対称とされる矩形状となる。これにより、昇
圧トランスＨＶＴの二次側から出力される誘起電圧も矩
形状の波形となる。このような誘起電圧を高圧整流ダイ
オードＤHV1〜ＤHV5にて整流した場合は、各高圧整流ダ
イオードＤHV1〜ＤHV5の導通角が、図１１に示した場合
よりも広くなるため、等価的には電源インピーダンスが
低くなる。

【００６３】従って、図１に示した回路をテレビジョン
受像機等に適用した場合、図５に示すように、例えば高
圧負荷電力が０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）の時に直流高電圧Ｅ
HVの電圧レベルが３２ｋＶであれば、高圧負荷電力が６
４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで増加しても、その直流高電圧
ＥHVの電圧レベルは約３１．１ｋＶに維持されることに
なる。つまり、図１に示した回路から出力される直流高
電圧ＥHVの電圧レベルの変動幅ΔＥHVは、例えばテレビ
ジョン受像機等において実際に要求される高圧負荷電力
力の範囲内（０Ｗ〜６４Ｗ）では、約０．９ｋＶにな
る。

【００６４】即ち、図１１に示した回路では、高圧負荷
電力が無負荷（ＩHV＝０ｍＡ）〜６４Ｗ（ＩHV＝２ｍ
Ａ）まで変動した時の直流高電圧ＥHVの変動幅ΔＥHVは
１．５ｋＶとされていたが、図１に示した回路において
は、その電圧レベルの変動幅ΔＥHVを０．９ｋＶまで抑
制することができる。よって、図１に示した本実施の形
態の回路を、例えばテレビジョン受像機等に適用して、
ＣＲＴのアノード電極に対して直流高電圧ＥHVを供給す
れば、直流高電圧ＥHVによってＣＲＴから出力される電
子ビームの水平方向の振幅変動を抑制することができる
ので、テレビジョン受像機の水平出力回路に対してズー
ミング補正回路等を設ける必要が無い。

【００６５】また、昇圧トランスＨＶＴのスイッチング
周波数は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周
波数に対応したものであり、例えば映像信号の水平同期
信号ｆHの周期とは同期するものではない。これによ
り、昇圧トランスＨＶＴからの漏洩磁束や漏洩インダク
タンスによって、昇圧トランスＨＶＴの二次側高圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5の誘起電圧にリンギングが発生することも
ない。従って、本実施の形態の回路をテレビジョン受像
機に適用した場合でも、例えばＣＲＴの画面上にラスタ
ーリンギングが生じることがなく、また仮にリンギング
が発生したとしても、本実施の形態の回路では、高圧発
生回路４の水平偏向回路とは独立に形成されていること
から水平偏向電流ＩDYにリンギング電流成分が重畳され
ないので、ＣＲＴの画面上にラスターリンギングが生じ
ることはない。

【００６６】また、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4
を流れる交番電流には、直流成分が重畳されるというこ
ともないので、昇圧トランスＨＶＴのコアの形状を小型
化を図ることができ、また一次巻線Ｎ4の巻線径を太く
する必要もないので、その形状を小型化することが可能
になる。また、各々のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を流れ
る電流のピーク電流値も減少するので、スイッチング素
子Ｑ1，Ｑ2の発熱が抑制され、スイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2に放熱板等を取り付ける等の対策も必要なくなる。

【００６７】また、本発明の電源回路の回路構成として
は、図１に示した回路構成に限定されるものでない。図
７は本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成
を示した回路図である。なお、この図において、図１と
同一部分には、同一番号を付して説明を省略する。この
電源回路も２本のスイッチング素子をハーフブリッジ結
合した電流共振形コンバータが備えられているが、その
駆動方式は他励式とされている。このため、図７に示し
た回路には、図１に示した自励式の発振駆動回路［ＮB1
−ＣB1，ＮB2−ＣB2］の代わりに、他励式の発振・ドラ
イブ回路２が備えられている。また、スイッチング素子
Ｑ21，Ｑ22としてはＭＯＳ−ＦＥＴが採用されている。
スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22の各ゲートは発振・ドライ
ブ回路２に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ
21のドレインは、平滑コンデンサＣｉの正極と接続さ
れ、ソースは直列共振コンデンサＣ1、一次巻線Ｎ1を介
して一次側アースに接続される。また、スイッチング素
子Ｑ22のドレインは、上記スイッチング素子Ｑ21のソー
スと接続され、そのソースは一次側アースに接続されて
いる。またここでは、部分共振用コンデンサＣｃがスイ
ッチング素子Ｑ21のソース及びスイッチング素子Ｑ22の
ドレインの接点（スイッチング出力点）と一次側アース
との間に接続されている。従って、ここでも部分共振コ
ンデンサＣｃによる部分共振動作が得られることにな
る。更に、各スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22のドレイン−
ソース間に対しては、クランプダイオードＤD1，ＤD2が
並列に接続されている。

【００６８】上記スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22は、発振
・ドライブ回路２によって、先に図１にて説明したスイ
ッチング動作が得られるようにスイッチング駆動され
る。つまり、制御回路１では直流出力電圧ＥO1の変動に
応じて変動したレベルの電流又は電圧を発振・ドライブ
回路２に対して供給する。発振・ドライブ回路２では、
直流出力電圧ＥO1の安定化が図られるように、制御回路
１からの出力レベルに応じて、その周期が可変されたス
イッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ21，
Ｑ22のゲートに対して出力する。これによって、スイッ
チング素子Ｑ21，Ｑ22のスイッチング周波数が可変され
ることになる。

【００６９】この場合、起動回路３に対しては、平滑コ
ンデンサＣｉに得られる整流平滑電圧Ｅｉが動作電源と
して供給されており、また、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴに追加的に巻装された巻線Ｎ5に得られた起動時の
電圧によって、起動回路３は、発振・ドライブ回路２を
起動させるための動作を実行するようにされている。

【００７０】上記ようにして形成される絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対して二
次側アースに接地されるセンタータップを設けたうえ
で、さらにその両側にそれぞれタップを設けるようにし
ている。即ち、二次巻線Ｎ2は、その中央が二次側アー
スに接地された第１の二次巻線Ｎ2Aと、この第１の二次
巻線Ｎ2Aの両端に対してそれぞれ第２の二次巻線Ｎ3A，
Ｎ3Bを巻き上げたような構成とされている。

【００７１】そして、この第１の二次巻線Ｎ2Aの端部に
対して、それぞれ整流ダイオードＤO1，ＤO2のアノード
を接続する。そして、各整流ダイオードＤO1，ＤO2のカ
ソードを平滑コンデンサＣO1を正極に接続することで、
［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］に
よる全波整流回路を形成する。さらに第１の二次巻線Ｎ
2Aの両端に巻き上げられている第２の二次巻線Ｎ3A，Ｎ
3Bの端部、即ち、二次巻線Ｎ2の両端が高圧発生回路５
の昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4に接続される。

【００７２】この図に示す高圧発生回路５の昇圧トラン
スＨＶＴの二次側には、例えば３組の二次側高圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV3が分割されて独立した状態で巻装されてい
る。なお、二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV3の巻方向は、図
１に示した回路と同様に、一次巻線Ｎ4と同一の極性
（巻方向）となっている。

【００７３】そして、昇圧トランスＨＶＴの二次側に巻
装されている３組の二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV3に対し
て、先において説明したような倍電圧半波整流回路がそ
れぞれ形成されている。即ち、昇圧トランスＨＶＴの二
次側には、［二次側高圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオー
ドＤHV1、高圧コンデンサＣHV1］、［二次側高圧巻線Ｎ
HV2、高圧整流ダイオードＤHV2、高圧コンデンサＣHV
2］、［二次側高圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV
3、高圧コンデンサＣHV3］からなる３組の倍電圧半波整
流回路が形成され、これら３組の倍電圧整流回路が直列
に接続された多倍圧整流回路が形成されている。従っ
て、この場合の多倍圧整流回路としては、各二次側高圧
巻線ＮHV1〜ＮHV3に誘起される誘起電圧のほぼ６倍のレ
ベルに対応した直流電圧ＥHVを得る６倍電圧半波整流回
路が形成されていることになる。

【００７４】このような構成とされる回路では、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2として、二次側
直流出力電圧ＥO1を得るための第１の二次巻線Ｎ2Aの両
端に、第２の二次巻線Ｎ3A，Ｎ3Bを巻き上げて構成する
ようにしている。従って、昇圧トランスＨＶＴの一次巻
線Ｎ4に入力される電圧レベルは、例えば図１に示した
回路よりも第１の二次巻線Ｎ2Aに対して第２の二次巻線
Ｎ3A，Ｎ3Bを巻き上げた分だけ大きくなる。このため、
図７に示す回路では、例えば図１に示した多倍電圧整流
回路である１０倍電圧整流回路よりも少ない電圧倍数で
ある、６倍電圧整流回路を昇圧トランスＨＶＴの二次側
に設けたとしても、図１に示した回路から出力される直
流高電圧ＥHVとほぼ同一の電圧レベルの直流高電圧ＥHV
を得ることが可能とされる。そして、このような構成と
した場合は、図１に示した本実施の形態の回路と同様の
効果を得ることができると共に、図１に示した回路よ
り、昇圧トランスＨＶＴの二次側に独立巻装される二次
側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV3の数を減らすことができるの
で、より昇圧トランスＨＶＴの小型化を図ることが可能
になる。

【００７５】上記図７に示した回路では高圧発生回路５
内において６倍電圧整流回路が備えられているが、この
高圧発生回路５に対して備えられるべき６倍電圧整流回
路としては、図７に示した構成以外を採用しても構わな
い。以下、高圧発生回路５内に対して備えられるべき６
倍電圧整流回路の変形例を、図８及び図９により説明し
ていくこととする。

【００７６】図８は、第１の変形例としての６倍電圧整
流回路を備えた高圧発生回路５が示されている。この高
圧発生回路５においては、各二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮH
V3に対して形成されている倍電圧半波整流回路に、それ
ぞれ高圧整流ダイオードＤHVO1，ＤHVO2、ＤHVO3と、平
滑コンデンサＣHVO1，ＣHVO2，ＣHVO3を設けた構成とな
っている。この場合、倍電圧半波整流回路［ＮHV1，ＤH
V1，ＣHV1］の出力は高圧整流ダイオードＤHVO1を介し
て平滑コンデンサＣHVO1に充電されている。同様に倍電
圧半波整流回路［ＮHV2，ＤHV2，ＣHV2］の出力は高圧
整流ダイオードＤHVO2を介して平滑コンデンサＣHVO2に
充電され、倍電圧半波整流回路［ＮHV3，ＤHV3，ＣHV
3］の出力は高圧整流ダイオードＤHVO3を介して平滑コ
ンデンサＣHVO3に充電されている。そして、この図に示
す回路では平滑コンデンサＣHVO1−ＣHVO2−ＣHVO3が直
列に接続されていることから、平滑コンデンサＣHVO1−
ＣHVO2−ＣHVO3からなる直列接続回路の両端には、各二
次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV3に誘起される誘起電圧のほぼ
６倍のレベルに対応した直流電圧ＥHVが得られることに
なる。

【００７７】また、上記図９に示した第２の変形例とし
ての６倍電圧整流回路を備えた高圧発生回路５において
は、昇圧トランスＨＶＴの二次側高圧巻線ＮHV1の巻始
め端部が高圧整流ダイオードＤHV1のアノードと高圧整
流ダイオードＤHV2のカソードとの接続点に接続され、
その巻終わり端部が平滑コンデンサＣHVO1の負極と平滑
コンデンサＣHVO2の正極の接続点に対して接続される。
また、平滑コンデンサＣHVO1の正極が高圧整流ダイオー
ドＤHV1のカソードに接続され、平滑コンデンサＣHVO2
の負極が高圧整流ダイオードＤHV2のアノードに対して
接続されている。

【００７８】このような接続形態では、結果的には、二
次側高圧巻線ＮHV1からの出力により、平滑コンデンサ
ＣHVO1に対する充電動作と、平滑コンデンサＣHVO2に対
する充電動作が行われるため、直列に接続された平滑コ
ンデンサＣHVO1−平滑コンデンサＣHVO2の両端には、二
次側高圧巻線ＮHV1に得られた交番電圧の２倍に対応す
る直流出力電圧が得られる。そして、高圧発生回路５に
は［二次側高圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2、平滑コンデンサＣHVO1，ＣHVO2］、［二次側高
圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV3，ＤHV4、平滑
コンデンサＣHVO3，ＣHVO4］、［二次側高圧巻線ＮHV
3、高圧整流ダイオードＤHV5，ＤHV6、平滑コンデンサ
ＣHVO5，ＣHVO6］からなる３組の倍電圧整流平滑回路が
設けられ、各倍電圧整流平滑回路の平滑コンデンサＣHV
O1，ＣHVO2，ＣHVO3，ＣHVO4，ＣHVO5，ＣHVO6が直列に
接続されている。これにより、平滑コンデンサＣHVO1−
ＣHVO2−ＣHVO3−ＣHVO4−ＣHVO5−ＣHVO6の両端には、
各二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV3に誘起される誘起電圧の
ほぼ６倍のレベルに対応した直流電圧ＥHVが得ることが
できるようにされている。

【００７９】また、図１０は本発明の第３の実施の形態
とされる電源回路の回路構成を示した図である。なお、
この図１０において、一次側の構成は図１の構成と同様
とされるため、同一部分には同一符号を付して説明を省
略する。この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップが設
けられている。そして、ここでは、二次巻線Ｎ2の巻き
終わり端部とセンタータップとの間に在るとされる巻線
部分を第１の二次巻線Ｎ2Aとしては二次巻線Ｎ2の巻き
始め端部とセンタータップとの間に在るとされる巻線部
分を第２の二次巻線Ｎ3としている。第１の二次巻線Ｎ2
Aに対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデン
サＣO1からなる全波整流回路を接続することで直流出力
電圧ＥO1を得るようにしている。そして、上記第１の二
次巻線Ｎ2Aと第２の二次巻線Ｎ3からなる二次巻線Ｎ2に
対して高圧発生回路６の昇圧トランスＨＶＴの一次巻線
Ｎ4を並列に接続するようにしている。この場合、直流
出力電圧ＥO1を得るのに利用される第１の二次巻線Ｎ2A
を本来の二次巻線であると見なした場合、第２の二次巻
線Ｎ3は、第１の二次巻線Ｎ2Aを巻き上げることによっ
て追加的に設けられた巻線と見ることができる。

【００８０】昇圧トランスＨＶＴの二次側には、例えば
２組の二次側高圧巻線ＮHV1，ＮHV2が分割された状態で
巻装されている。なお、この場合も二次側高圧巻線ＮHV
1〜ＮHV2の巻線方向は、上記一次巻線Ｎ4と同一の極性
（巻方向）となっている。この場合、昇圧トランスＨＶ
Ｔの二次側高圧巻線ＮHV1の巻始め端部は、高圧コンデ
ンサＣHV1の直列接続を介して、高圧整流ダイオードＤH
V1のアノードと高圧整流ダイオードＤHV2のカソードの
接続点に対して接続されると共に、高圧コンデンサＣHV
2の直列接続を介して高圧整流ダイオードＤHV3のアノー
ドと高圧整流ダイオードＤHV4のカソードの接続点に対
して接続される。

【００８１】一方、二次側高圧巻線ＮHV1の巻終わり端
部は、平滑コンデンサＣHVO1の負極と平滑コンデンサＣ
HVO2の正極の接続点に対して接続される。また、この平
滑コンデンサＣHVO1の負極と平滑コンデンサＣHVO2の正
極の接続点に対しては、高圧整流ダイオードＤHV2のア
ノードと高圧整流ダイオードＤHV3のカソードが接続さ
れる。平滑コンデンサＣHVO1と平滑コンデンサＣHVO2
は、平滑コンデンサＣHVO1の負極と平滑コンデンサＣHV
O2の正極と接続して直列接続したうえで、平滑コンデン
サＣHVO1の正極を高圧整流ダイオードＤHV1のカソード
に接続し、平滑コンデンサとＣO2の負極を二次側アース
に対して接続するように設けられる。

【００８２】このような接続形態では、二次側高圧巻線
ＮHV1に対して［高圧コンデンサＣHV1、高圧整流ダイオ
ードＤHV1，ＤHV2、平滑コンデンサＣHVO1］の組からな
る倍電圧整流回路と、［高圧コンデンサＣHV2、高圧整
流ダイオードＤHV3，ＤHV4、平滑コンデンサＣHVO2］の
組から成る倍電圧整流回路とが形成され、これらの倍電
圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣHVO1，ＣHVO2）が
直列に接続されていることになる。よって、これら倍電
圧整流回路を組み合わせた整流回路全体としては、直列
接続された平滑コンデンサＣHVO1−平滑コンデンサＣHV
O2の両端には、二次側高圧巻線ＮHV1に得られた交番電
圧の４倍に対応する出力電圧が得られる。つまり、１つ
の二次側高圧巻線ＮHV1には誘起電圧のほぼ４倍の電圧
レベルに対応した出力を得ることができる４倍電圧全波
整流回路が形成されている。

【００８３】上記したような４倍電圧全波整流回路の動
作は次のようになる。４倍電圧全波整流回路は、二次側
高圧巻線ＮHV1に得られた交番電圧を入力して整流動作
を行うが、このときの［高圧コンデンサＣHV1、高圧整
流ダイオードＤHV1，ＤHV2、平滑コンデンサＣHVO1］か
ら成る倍電圧整流回路の動作を以下に記す。先ず、高圧
整流ダイオードＤHV1がオフとなり、高圧整流ダイオー
ドＤHV2がオンとなる期間においては、二次側高圧巻線
ＮHV1の漏洩インダクタンスと高圧コンデンサＣHV1によ
って、高圧整流ダイオードＤHV2により整流した整流電
流を高圧コンデンサＣHV1に対して充電する動作が得ら
れる。そして、高圧整流ダイオードＤHV2がオフとな
り、高圧整流ダイオードＤHV1がオンとなって整流動作
を行う期間においては、二次側高圧巻線ＮHV1に誘起さ
れた電圧に高圧コンデンサＣHV1の電位が加わった状態
で、平滑コンデンサＣHVO1に対して充電が行われる動作
となる。

【００８４】上記のようにして整流動作が行われること
で、平滑コンデンサＣHVO1においては、二次側高圧巻線
ＮHV1の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流
平滑電圧）が得られる。また、［高圧コンデンサＣHV
2、高圧整流ダイオードＤHV3，ＤHV4、平滑コンデンサ
ＣHVO2］の組とから成る倍電圧整流回路においても同様
の動作によって、平滑コンデンサＣHVO2の両端には、二
次側高圧巻線ＮHV1の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直
流電圧が得られることになる。これにより、４倍電圧全
波整流回路では、直列に接続された平滑コンデンサＣHV
O1−ＣHVO2の両端には、二次側高圧巻線ＮHV1に誘起さ
れる誘起電圧の４倍に対応する直流電圧が得られること
になる。

【００８５】そして、この図１０に示す回路では、昇圧
トランスＨＶＴの二次側に巻装されている二次側高圧巻
線ＮHV2に対しても上記した４倍電圧全波整流回路が形
成されており、これら２組の４倍電圧整流回路を直列に
接続した多倍圧整流回路が形成されている。即ち、この
場合は多倍圧整流回路として、二次側高圧巻線ＮHV1，
ＮHV2に誘起される誘起電圧のほぼ８倍のレベルに対応
した直流高電圧ＥHV（整流平滑電圧）を得るための８倍
電圧整流回路が形成されているものである。

【００８６】このような構成とされる回路した場合も、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2として、
二次側直流出力電圧ＥO1を得るための第１の二次巻線Ｎ
2Aの一端に第２の二次巻線Ｎ3を巻き上げて構成するよ
うにしている。従って、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線
Ｎ4に入力される電圧レベルは、例えば図１に示した回
路よりも二次巻線Ｎ2Aに対して二次巻線Ｎ3を巻き上げ
た分だけ大きくなる。このため、図１０に示す回路で
は、例えば図１に示した多倍電圧整流回路である１０倍
電圧整流回路よりも少ない電圧倍数である、８倍電圧整
流回路を昇圧トランスＨＶＴの二次側に設けたとして
も、図１に示した回路から出力される直流高電圧ＥHVと
ほぼ同一の電圧レベルの直流高電圧ＥHVを得ることが可
能になる。そして、このような構成とした場合は、図１
に示した本実施の形態の回路と同様の効果を得ることが
できると共に、図１に示した本実施の形態の回路より、
昇圧トランスＨＶＴの小型化を図ることが可能になる。

【００８７】なお、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスが用いられているが、この直交形制御トランス
の代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制御
トランスを採用することができる。上記斜交形制御トラ
ンスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例え
ば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有
する２組のダブルコの字形コアを組み合わせることで立
体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対して
制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この
際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差
する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線Ｎ
Cと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のう
ちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して
巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２
本の磁脚に対して巻装するものである。そして、このよ
うな斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を
流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルと
なった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加すると
いう動作傾向が得られる。これにより、スイッチング素
子をターンオフするための負方向の電流レベルは増加し
て、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されることにな
るので、これに伴ってスイッチング素子のターンオフ時
の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損失を
より低減することが可能になるものである。

【００８８】また、本実施の形態の電源回路において
は、スイッチングコンバータとしての一次側の構成を、
一次側複合共振形スイッチングコンバータを例に挙げて
説明したが、本発明の一次側回路構成としては、必ずし
も複合共振形スイッチングコンバータの構成を採る必要
はない。例えば一次側の回路構成としては電流共振形の
スイッチングコンバータにより構成しても良い。

【００８９】また本実施の形態では、昇圧トランスＨＶ
Ｔの二次側に対して、１０倍電圧整流回路、６倍電圧整
流回路、及び８倍電圧整流回路を設けた場合を例に挙げ
ているが、このような構成の整流回路に限定されるもの
でなく、本発明としては、昇圧トランスの二次側高圧巻
線ＮHVに誘起される誘起電圧レベルが所定の電圧レベル
に対応する直流高電圧ＥHVを得るように構成した各種整
流回路を適用することが可能である。

【００９０】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側において二次側出力電圧ＥO1を得るための整流回路
として全波整流方式の整流回路を設けた場合を例に挙げ
ているが、このような構成の整流回路に限定されるもの
でなく、本発明としての絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側整流回路の構成としては各種考えられるもので
ある。

【００９１】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成している絶縁コンバータトランスの二次側から
得られる交番電圧を、昇圧トランスの一次側に対して直
接入力するようにしている。そして、昇圧トランスにお
いて交番電圧を昇圧した後、直流高電圧生成手段にて所
定の高圧レベルとされる直流高電圧を得るようにしてい
る。従って、本発明のスイッチング電源回路をテレビジ
ョン受像機に適用すれば、例えば陰極線管のアノードに
対して供給する直流高電圧を得る際には、水平偏向回路
において二次側直流出力電圧をフライバックパルス電圧
に変換する必要が無く、水平偏向回路を省いた構成とす
ることができる。これにより、入力電圧から直流高電圧
を得る際の電力変換効率の向上が図られることになる。

【００９２】また、本発明によれば、直流高電圧生成手
段により出力される直流高電圧は、高圧負荷が変動した
場合でも、その電圧変動幅は従来に比べて小さくするこ
とができる。従って、本発明を例えばテレビジョン受像
機の高電圧供給手段に適用すれば、例えば陰極線管から
出力される電子ビームの水平方向の振幅変動を抑制する
ことが可能になる。

【００９３】また、昇圧トランスの一次側には、絶縁コ
ンバータトランスの交番電圧が入力されていることか
ら、昇圧トランスの一次側を流れる一次側電流には直流
成分が重畳されないので、昇圧トランスのコアの小型
化、及び一次巻線の巻線径の細線化を図ることが可能に
なる。これにより、昇圧トランスの小型、軽量化を図る
ことも可能になる。またこの場合は、スイッチング素子
に対して流れる電流のピーク値も小さくなり、スイッチ
ング素子の発熱量も減少するので、スイッチング素子に
対して放熱板を取り付ける等の対策を行う必要もない。

【００９４】また、絶縁コンバータトランスの二次巻線
を、直流出力電圧生成手段に対して入力される交番電圧
を得るための第１の二次巻線に対して第２の二次巻線を
巻き上げるように構成して、この第２の二次巻線から昇
圧トランスの一次巻線に対して交番電圧を入力するよう
にしている。この場合は、昇圧トランスの一次巻線に入
力される電圧の電圧レベルを大きくでき、昇圧トランス
の二次側高圧巻線の数を減らすことが可能になるので、
昇圧トランスの小型化を図ることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図３】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図４】本実施の形態の昇圧トランスの動作波形を示し
た図である。

【図５】本実施の形態の高圧発生回路から出力される直
流高電圧と高圧負荷電流との関係を示した図である。

【図６】本実施の形態の昇圧トランスの構成を示す断面
図である。

【図７】本発明の第２の実施の形態としての電源回路の
構成例を示す回路図である。

【図８】本実施の形態の高圧発生回路に備えられる６倍
電圧整流回路の第１の変形例を示した回路図である。

【図９】本実施の形態の高圧発生回路に備えられる６倍
電圧整流回路の第２の変形例を示す回路図である。

【図１０】本発明の第３の実施の形態としての電源回路
の構成例を示す回路図である。

【図１１】従来の高圧発生回路とその周辺回路の構成を
示した回路図である。

【図１２】図１１に示した回路の要部の動作を示した波
形図である。

【図１３】フライバックトランスの動作波形を示した図
である。

【図１４】図１１に示した回路から出力される直流高電
圧と高圧負荷電流との関係を示した図である。

【図１５】図１１に示した回路に備えられているフライ
バックトランスの構成を示す断面図である。

【符号の説明】 １ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、３ 起動回
路、４ ５ ６ 高圧発生回路、Ｃｉ 平滑コンデン
サ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータ
トランス、ＰＲＴ 直交形制御（ドライブ）トランス、
ＨＶＴ 昇圧トランス、Ｃ1 直列共振コンデンサ、ＣC
部分共振用コンデンサ、Ｎ1 Ｎ4 一次巻線、Ｎ2
二次巻線、ＮHV1〜ＮHV5 二次側高圧巻線、ＮC 制御
巻線、ＮB 駆動巻線、ＮD 共振電流検出巻線、ＣB
共振コンデンサ、ＤBR ブリッジ整流回路、ＤO1 ＤO2
整流ダイオード、ＤHV1〜ＤHV6 ＤHVO1〜ＤHVO3 高
圧整流ダイオード、ＣHV1〜ＣHV5 ＣHVO1〜ＣHVO3 高
圧コンデンサ、ＣO1 ＣHVO1〜ＣHVO6 平滑コンデンサ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子を備え、入力された直
   流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、 上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コ
   ンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩イン
   ダクタンス成分と、直列共振コンデンサのキャパシタン
   スとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作
   を電流共振形とする一次側直列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩イン
   ダクタンス成分と、部分共振用コンデンサのキャパシタ
   ンスとによって形成されて、少なくとも上記スイッチン
   グ素子のターンオフ時に流れるスイッチング電流を共振
   電流とする部分共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行うことで、二次側直流出力
   電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング素子のスイッチング周波数を可変することで定電
   圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、 一次側に入力される上記交番電圧を二次側に伝送するこ
   とで、二次側において上記交番電圧を昇圧した昇圧電圧
   を得るようにされる昇圧トランスと、 上記昇圧トランスの二次側に得られる昇圧電圧を入力し
   て整流動作を行うことで、所定の高圧レベルとされる直
   流高電圧を得るように構成された直流高電圧生成手段
   と、 を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線
   は、 上記直流出力電圧生成手段に対して入力される交番電圧
   を得るために巻装された第１の二次巻線と、 上記昇圧トランスの一次巻線に対して入力される交番電
   圧を得るために、上記第１の二次巻線に対して巻き上げ
   て巻装された第２の二次巻線と、 から成ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
   グ電源回路。
3. 【請求項３】 上記直流高電圧生成手段は、 上記昇圧トランスの二次側において、各々独立に巻装さ
   れる複数の二次側高圧巻線と、 上記二次側高圧巻線の各々に得られるとされる上記昇圧
   電圧を入力し、この入力された上記昇圧電圧のほぼ２倍
   に対応するレベルの出力電圧が得られるように設けられ
   る複数の倍電圧整流回路を、直列に接続して形成される
   多倍圧整流回路と、 を備えていることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
   チング電源回路。
4. 【請求項４】 上記直流高電圧生成手段は、 上記昇圧トランスの二次側において、各々独立に巻装さ
   れる複数の二次側高圧巻線と、 上記二次側高圧巻線の各々に得られるとされる上記昇圧
   電圧を入力し、この入力された上記昇圧電圧のほぼ４倍
   に対応するレベルの出力電圧が得られるように設けられ
   る複数の４倍電圧整流回路を、直列に接続して形成され
   る多倍圧整流回路と、 を備えていることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
   チング電源回路。
5. 【請求項５】 上記昇圧トランスは、 上記二次側高圧巻線が層間巻きによって巻装されること
   を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 【請求項６】 上記昇圧トランスは、 上記二次側高圧巻線が分割巻きによって巻装されること
   を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。