JP2002233149A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- winding
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＣＲＴ画面に現れるビートの解消を図る。
【解決手段】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源
回路として、複合共振形コンバータを基本構成として、
フライバックトランスを絶縁コンバータトランスの一次
巻線Ｎ1に並列に接続、または、二次巻線Ｎ2に接続す
る。そして、一次側電圧共振形コンバータのメインスイ
ッチング素子については、水平偏向回路系から得られる
水平同期信号周波数に同期してスイッチングを行うよう
にされる。これにより、絶縁コンバータトランスとフラ
イバックトランスから発生する漏洩磁束による水平偏向
回路部分への干渉を防ぐようにする。
回路として、複合共振形コンバータを基本構成として、
フライバックトランスを絶縁コンバータトランスの一次
巻線Ｎ1に並列に接続、または、二次巻線Ｎ2に接続す
る。そして、一次側電圧共振形コンバータのメインスイ
ッチング素子については、水平偏向回路系から得られる
水平同期信号周波数に同期してスイッチングを行うよう
にされる。これにより、絶縁コンバータトランスとフラ
イバックトランスから発生する漏洩磁束による水平偏向
回路部分への干渉を防ぐようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば高解像度と
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】陰極線管（以下ＣＲＴ（Cathode-ray Tu
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。
【０００３】このようにして、陰極線管表示装置として
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、上記のようにして、ＨＤＴＶ方式やデジタルテレビ
ジョン放送が混在する中で、上記したアノード電圧を生
成する電源回路としては、その安定化が不可欠となる。
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、上記のようにして、ＨＤＴＶ方式やデジタルテレビ
ジョン放送が混在する中で、上記したアノード電圧を生
成する電源回路としては、その安定化が不可欠となる。
【０００４】本出願人は、このようなことを背景とし
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図１４の
回路図に示す。
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図１４の
回路図に示す。
【０００５】この図１４に示す電源回路においては、先
ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流
入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整
流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平
滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに
対応する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する
ようにされる。
ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流
入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整
流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平
滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに
対応する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する
ようにされる。
【０００６】上記直流入力電圧Ｅｉを入力して断続する
スイッチングコンバータは、一石のメインスイッチング
素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
として構成される。この場合、メインスイッチング素子
Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；
接合型トランジスタ）が用いられている。
スイッチングコンバータは、一石のメインスイッチング
素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
として構成される。この場合、メインスイッチング素子
Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；
接合型トランジスタ）が用いられている。
【０００７】メインスイッチング素子Ｑ1のベースは、
起動抵抗ＲS−電流制限抵抗ＲBを介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極側と接続され、そのエミッタは一次側アース
に接地される。また、メインスイッチング素子Ｑ1のベ
ースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデ
ンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりな
る自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、
メインスイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサ
Ｃｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダ
イオードＤD1により、メインスイッチング素子Ｑ1のオ
フ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされ
る。メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される一次側巻
線Ｎ1の巻始め端部側と接続され、そのエミッタは一次
側アースに対して接地される。
起動抵抗ＲS−電流制限抵抗ＲBを介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極側と接続され、そのエミッタは一次側アース
に接地される。また、メインスイッチング素子Ｑ1のベ
ースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデ
ンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりな
る自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、
メインスイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサ
Ｃｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダ
イオードＤD1により、メインスイッチング素子Ｑ1のオ
フ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされ
る。メインスイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される一次側巻
線Ｎ1の巻始め端部側と接続され、そのエミッタは一次
側アースに対して接地される。
【０００８】上記メインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ
1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより一次側スイ
ッチングコンバータのスイッチング動作を電圧共振形と
するための一次側並列共振回路を形成する。
タ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒが並列に接続されている。この一次側並列共振コン
デンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ
1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより一次側スイ
ッチングコンバータのスイッチング動作を電圧共振形と
するための一次側並列共振回路を形成する。
【０００９】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、定電圧制御のために設けられる。この直交形制御ト
ランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本
の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚
の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そ
して、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同
じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装
し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び
駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装するようにし
て構成される。
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動すると共
に、定電圧制御のために設けられる。この直交形制御ト
ランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本
の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚
の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そ
して、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同
じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装
し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び
駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装するようにし
て構成される。
【００１０】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と一
次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻
線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交
形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線Ｎ
Dに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して
駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドラ
イブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電
圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（Ｎ
B，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライ
ブ電流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出
力される。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1
は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッ
チング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と一
次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次側巻
線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交
形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線Ｎ
Dに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して
駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドラ
イブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電
圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（Ｎ
B，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライ
ブ電流としてメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出
力される。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1
は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッ
チング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００１１】絶縁コンバータトランス(Power Isolation
Transformer)ＰＩＴは、メインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング出力を二次側に伝送する。絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材に
よるＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次側巻線Ｎ1
と、二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装さ
れる。そして、中央磁脚に対しては所定長のギャップを
形成するようにしている。これによって、所要の結合係
数による疎結合の状態が得られるようにしており、後述
する複合共振形コンバータとしての動作が得られるよう
にしている。
Transformer)ＰＩＴは、メインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング出力を二次側に伝送する。絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材に
よるＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次側巻線Ｎ1
と、二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装さ
れる。そして、中央磁脚に対しては所定長のギャップを
形成するようにしている。これによって、所要の結合係
数による疎結合の状態が得られるようにしており、後述
する複合共振形コンバータとしての動作が得られるよう
にしている。
【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻
線Ｎ1の巻始め端部は、図１に示すようにメインスイッ
チング素子Ｑ1のコレクタに接続され、その巻終わり端
部は共振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コン
デンサＣｉの正極に接続されている。また、その二次側
には、二次側巻線として、二次巻線Ｎ2と、この二次巻
線Ｎ2の巻終わり端部側を巻き上げるようにして形成し
た三次巻線Ｎ3が設けられている。
線Ｎ1の巻始め端部は、図１に示すようにメインスイッ
チング素子Ｑ1のコレクタに接続され、その巻終わり端
部は共振電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コン
デンサＣｉの正極に接続されている。また、その二次側
には、二次側巻線として、二次巻線Ｎ2と、この二次巻
線Ｎ2の巻終わり端部側を巻き上げるようにして形成し
た三次巻線Ｎ3が設けられている。
【００１３】この場合、二次巻線Ｎ2の巻始め端部は二
次側アースに接続され、その巻終わり端部は整流ダイオ
ードＤO1のアノードに接続される。そして、この整流ダ
イオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平
滑回路によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ
とされる水平偏向用の直流出力電圧ＥO1（例えば１３５
Ｖ）を得るようにしている。
次側アースに接続され、その巻終わり端部は整流ダイオ
ードＤO1のアノードに接続される。そして、この整流ダ
イオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平
滑回路によって、その電圧レベルが１１０Ｖ〜１４０Ｖ
とされる水平偏向用の直流出力電圧ＥO1（例えば１３５
Ｖ）を得るようにしている。
【００１４】さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側においては、二次巻線Ｎ2に巻き上げた三次巻線
Ｎ3の巻終端部を、整流ダイオードＤO2のアノードと接
続することで、この整流ダイオードＤO2と平滑コンデン
サＣO2から成る半波整流回路によって、例えば映像出力
回路用の直流出力電圧ＥO2（２００Ｖ）を得るようにし
ている。なお、この図１４に示す回路では、平滑コンデ
ンサＣO2の負極側を平滑コンデンサＣO1の正極側に接続
することで、平滑コンデンサＣO1−ＣO2の直列接続回路
の両端から映像出力回路用の直流出力電圧ＥO2を得るよ
うにしている。
二次側においては、二次巻線Ｎ2に巻き上げた三次巻線
Ｎ3の巻終端部を、整流ダイオードＤO2のアノードと接
続することで、この整流ダイオードＤO2と平滑コンデン
サＣO2から成る半波整流回路によって、例えば映像出力
回路用の直流出力電圧ＥO2（２００Ｖ）を得るようにし
ている。なお、この図１４に示す回路では、平滑コンデ
ンサＣO2の負極側を平滑コンデンサＣO1の正極側に接続
することで、平滑コンデンサＣO1−ＣO2の直列接続回路
の両端から映像出力回路用の直流出力電圧ＥO2を得るよ
うにしている。
【００１５】二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成され、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧は共振電圧とな
り、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において電
圧共振動作が得られる。
コンデンサＣ2が並列に接続されている。この場合、二
次側巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と、二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二
次側並列共振回路が形成され、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧は共振電圧とな
り、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において電
圧共振動作が得られる。
【００１６】即ち、図１４に示す電源回路では、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作
を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二
次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備え
られる。なお、本明細書では、このように一次側及び二
次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイ
ッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチ
ングコンバータ」ともいうことにする。
ンバータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング動作
を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二
次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備え
られる。なお、本明細書では、このように一次側及び二
次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイ
ッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチ
ングコンバータ」ともいうことにする。
【００１７】上記した直流出力電圧ＥO1は第１制御回路
１Ａに対しても分岐して入力される。制御回路１では、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される
直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、直交型制御ト
ランスＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電
流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲ
Ｔに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変
制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のた
めの自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変
化し、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波
数を可変する動作となる。この動作によって絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電
圧の安定化が図られる。
１Ａに対しても分岐して入力される。制御回路１では、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される
直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じて、直交型制御ト
ランスＰＲＴの制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電
流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲ
Ｔに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変
制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のた
めの自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変
化し、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波
数を可変する動作となる。この動作によって絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側から出力される直流出力電
圧の安定化が図られる。
【００１８】このように、駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する直交形制御トランスＰＲＴが設け
られる場合、スイッチング周波数を可変するのにあた
り、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
を一定としたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御す
るようにされる。つまり、図１４に示す電源回路では、
定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御
することで、スイッチング出力に対する共振インピーダ
ンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期にお
けるメインスイッチング素子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ
制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、
この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現
している。なお、本明細書では、このような複合的な安
定化制御を「複合制御方式」ともいう。
スＬBを可変制御する直交形制御トランスＰＲＴが設け
られる場合、スイッチング周波数を可変するのにあた
り、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
を一定としたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御す
るようにされる。つまり、図１４に示す電源回路では、
定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御
することで、スイッチング出力に対する共振インピーダ
ンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期にお
けるメインスイッチング素子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ
制御）も行っているものと見ることが出来る。そして、
この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現
している。なお、本明細書では、このような複合的な安
定化制御を「複合制御方式」ともいう。
【００１９】また、図１４に示す電源回路においては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して一次側
アクティブクランプ回路１０が設けられていると共に、
メインスイッチング素子Ｑ1の両端には、直列共振コン
デンサＣ3と後述する高圧発生回路４０に備えられる昇
圧トランスＨＶＴの一次巻線ＮOとからなる直列共振回
路が並列に接続されている。このため、昇圧トランスＨ
ＶＴの一次側には、一次側並列共振コンデンサＣｒの両
端に発生する共振電圧Ｖ1が直列共振回路を介して入力
されることになるが、この場合は直列共振回路の直列共
振動作により、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線ＮOを流
れる電流Ｉ3及び一次巻線ＮOの両端電圧Ｖ4が共に略正
弦波状の共振波形となる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して一次側
アクティブクランプ回路１０が設けられていると共に、
メインスイッチング素子Ｑ1の両端には、直列共振コン
デンサＣ3と後述する高圧発生回路４０に備えられる昇
圧トランスＨＶＴの一次巻線ＮOとからなる直列共振回
路が並列に接続されている。このため、昇圧トランスＨ
ＶＴの一次側には、一次側並列共振コンデンサＣｒの両
端に発生する共振電圧Ｖ1が直列共振回路を介して入力
されることになるが、この場合は直列共振回路の直列共
振動作により、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線ＮOを流
れる電流Ｉ3及び一次巻線ＮOの両端電圧Ｖ4が共に略正
弦波状の共振波形となる。
【００２０】一次側アクティブクランプ回路１０は、補
助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL1、ク
ランプダイオードＤD2を備えて形成される。なお、クラ
ンプダイオードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴであるス
イッチング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわ
ゆるボディダイオードが使用される。また、補助スイッ
チング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系として、駆
動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成る。
助スイッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL1、ク
ランプダイオードＤD2を備えて形成される。なお、クラ
ンプダイオードＤD2としては、ＭＯＳ−ＦＥＴであるス
イッチング素子Ｑ2に部品として内蔵されている、いわ
ゆるボディダイオードが使用される。また、補助スイッ
チング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系として、駆
動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒｇを備えて成る。
【００２１】この場合、補助スイッチング素子Ｑ2のド
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。ここでは、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続される。また、補助スイッチング素
子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCL1を介して整
流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻始め端部と
の接続点に対して接続される。また、補助スイッチング
素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻終端部に対して接続
される。つまり、この場合の一次側アクティブクランプ
回路１０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／
クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クラ
ンプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされ
る。そして、このようにして形成される回路を絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接
続して構成されるものである。
レイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD2
が並列に接続される。ここでは、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続される。また、補助スイッチング素
子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCL1を介して整
流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻始め端部と
の接続点に対して接続される。また、補助スイッチング
素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻終端部に対して接続
される。つまり、この場合の一次側アクティブクランプ
回路１０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／
クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クラ
ンプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされ
る。そして、このようにして形成される回路を絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接
続して構成されるものである。
【００２２】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻始め端部
側を巻き上げるようにして形成されており、この場合の
巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これに
より、駆動巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番
電圧により励起された電圧が発生する。なお、実際とし
ては駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は
保証されるが、これに限定されるものではない。さらに
補助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、フォトカプラ２
を介して後述する第２制御回路１Ｂとも接続されてお
り、この第２制御回路１Ｂから後述する高圧発生回路４
０から出力される直流高電圧EOHVのレベル変化に対応し
た制御電圧が入力される。なお、フォトカプラ２は、一
次側と二次側とについて直流的に絶縁した状態で定電圧
化のためのフィードバック回路を形成するために設けら
れるものである。
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣｇ−駆
動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続
回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻始め端部
側を巻き上げるようにして形成されており、この場合の
巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これに
より、駆動巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番
電圧により励起された電圧が発生する。なお、実際とし
ては駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は
保証されるが、これに限定されるものではない。さらに
補助スイッチング素子Ｑ2のゲートは、フォトカプラ２
を介して後述する第２制御回路１Ｂとも接続されてお
り、この第２制御回路１Ｂから後述する高圧発生回路４
０から出力される直流高電圧EOHVのレベル変化に対応し
た制御電圧が入力される。なお、フォトカプラ２は、一
次側と二次側とについて直流的に絶縁した状態で定電圧
化のためのフィードバック回路を形成するために設けら
れるものである。
【００２３】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路４０
は、昇圧トランスＨＶＴと高圧整流回路によって構成さ
れており、昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線ＮOに入力
される巻線電圧Ｖ4を利用して、例えばＣＲＴのアノー
ド電圧レベルに対応した直流高電圧を生成する。このた
め、昇圧トランスＨＶＴの二次側には、４組〜５組の昇
圧巻線ＮHVがいわゆるスリット捲き、或いは層間捲きに
よって分割されて巻装されている。この場合、一次側巻
線ＮOと昇圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装さ
れ、しかもその極性（巻方向）は逆方向となるように巻
装される。従って、昇圧トランスＨＶＴの二次側には、
一次側巻線ＮOに発生する巻線電圧Ｖ4の負の共振電圧が
反転され、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOとの巻線比
（ＮHV／ＮO）によって昇圧された昇圧電圧が得られる
ことになる。つまりフライバック動作によって昇圧電圧
を得るものである。
は、昇圧トランスＨＶＴと高圧整流回路によって構成さ
れており、昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線ＮOに入力
される巻線電圧Ｖ4を利用して、例えばＣＲＴのアノー
ド電圧レベルに対応した直流高電圧を生成する。このた
め、昇圧トランスＨＶＴの二次側には、４組〜５組の昇
圧巻線ＮHVがいわゆるスリット捲き、或いは層間捲きに
よって分割されて巻装されている。この場合、一次側巻
線ＮOと昇圧巻線ＮHVとは密結合となるように巻装さ
れ、しかもその極性（巻方向）は逆方向となるように巻
装される。従って、昇圧トランスＨＶＴの二次側には、
一次側巻線ＮOに発生する巻線電圧Ｖ4の負の共振電圧が
反転され、昇圧巻線ＮHVと一次側巻線ＮOとの巻線比
（ＮHV／ＮO）によって昇圧された昇圧電圧が得られる
ことになる。つまりフライバック動作によって昇圧電圧
を得るものである。
【００２４】図１４に示す電源回路では、昇圧トランス
ＨＶＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，Ｎ
HV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状態で巻装され
ており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終わり端部に
対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，
ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されている。そして、
高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサ
ＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオード
ＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
ＨＶＴの二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，Ｎ
HV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状態で巻装され
ており、各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終わり端部に
対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，
ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されている。そして、
高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平滑コンデンサ
ＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整流ダイオード
ＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV4の巻始め端部に対して接続される。
【００２５】即ち、昇圧トランスＨＶＴの二次側には、
［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［昇圧
巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧巻線Ｎ
HV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線ＮHV4、
高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、高圧整
流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路が直列
に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の半波整
流回路が形成されていることになる。
［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［昇圧
巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧巻線Ｎ
HV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線ＮHV4、
高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、高圧整
流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路が直列
に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の半波整
流回路が形成されていることになる。
【００２６】従って、昇圧トランスＨＶＴの二次側にお
いては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に
誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに対し
て充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣOHV
の両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される誘起
電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧（アノード
電圧）EOHVが得られることになる。
いては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に
誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに対し
て充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣOHV
の両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される誘起
電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧（アノード
電圧）EOHVが得られることになる。
【００２７】また、平滑コンデンサＣOHVの両端に対し
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が
第２制御回路１Ｂに入力される。第２制御回路１Ｂは、
例えば直流高電圧EOHVの電圧レベル変化に応じた制御電
圧を制御信号として出力する。この第２制御回路１Ｂか
らの制御信号はフォトカプラ２を介して一次側と二次側
を直流的に絶縁した状態で、一次側アクティブクランプ
回路１０の補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加さ
れる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2は、１ス
イッチング周期内におけるオン期間（導通角）が可変制
御される、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてス
イッチング動作が行われるものとされる。
ては、抵抗Ｒ1−抵抗Ｒ2からなる直列回路が並列に接続
されており、これら抵抗Ｒ1，Ｒ2により分圧した電圧が
第２制御回路１Ｂに入力される。第２制御回路１Ｂは、
例えば直流高電圧EOHVの電圧レベル変化に応じた制御電
圧を制御信号として出力する。この第２制御回路１Ｂか
らの制御信号はフォトカプラ２を介して一次側と二次側
を直流的に絶縁した状態で、一次側アクティブクランプ
回路１０の補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加さ
れる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2は、１ス
イッチング周期内におけるオン期間（導通角）が可変制
御される、つまり、ＰＷＭ制御が行われるようにしてス
イッチング動作が行われるものとされる。
【００２８】上記のようにして補助スイッチング素子Ｑ
2がスイッチング動作を行うことで、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時に一次側並列共振コンデンサＣｒに
発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、その電圧レベル
は直流高電圧レベルの変動に応じて可変制御されること
になる。これに伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒの
端部と接続される一次側直列共振回路（Ｃ3−ＮO）を介
して、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線ＮOに入力される
電流Ｉ3の電流レベルも変化することから、一次巻線ＮO
の両端に発生する巻線電圧Ｖ4の電圧レベルが可変制御
される。これにより、昇圧トランスＨＶＴの二次側に誘
起される誘起電圧レベルが可変され、高圧発生回路４０
から出力される直流高電圧EHVの安定化が図られること
になる。
2がスイッチング動作を行うことで、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時に一次側並列共振コンデンサＣｒに
発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、その電圧レベル
は直流高電圧レベルの変動に応じて可変制御されること
になる。これに伴い、一次側並列共振コンデンサＣｒの
端部と接続される一次側直列共振回路（Ｃ3−ＮO）を介
して、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線ＮOに入力される
電流Ｉ3の電流レベルも変化することから、一次巻線ＮO
の両端に発生する巻線電圧Ｖ4の電圧レベルが可変制御
される。これにより、昇圧トランスＨＶＴの二次側に誘
起される誘起電圧レベルが可変され、高圧発生回路４０
から出力される直流高電圧EHVの安定化が図られること
になる。
【００２９】このように、図１４に示す電源回路では、
直流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、メインスイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、その導通角を
同時に制御する複合制御方式によって、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側にある直流出力電圧ＥO1の定電
圧化を図るようされている。また、直流高電圧EOHVの電
圧レベルに応じて、一次側アクティブクランプ回路１０
の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことで
直流高電圧EOHVの定電圧化を図るようにしている。
直流出力電圧ＥO1の電圧レベルに応じて、メインスイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング周波数と、その導通角を
同時に制御する複合制御方式によって、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側にある直流出力電圧ＥO1の定電
圧化を図るようされている。また、直流高電圧EOHVの電
圧レベルに応じて、一次側アクティブクランプ回路１０
の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御を行うことで
直流高電圧EOHVの定電圧化を図るようにしている。
【００３０】このようにして構成されるスイッチング電
源回路では、商用交流電源を入力して動作する一次側電
圧共振形コンバータに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴと、高圧発生回路４０内の昇圧トランスＨＶＴを
接続し、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2、及び直
流高電圧ＥHVを得るようにされている。このため、例え
ば従来の高圧発生回路と比較して、電力変換効率や回路
規模の小型化等の点で優れている。
源回路では、商用交流電源を入力して動作する一次側電
圧共振形コンバータに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴと、高圧発生回路４０内の昇圧トランスＨＶＴを
接続し、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2、及び直
流高電圧ＥHVを得るようにされている。このため、例え
ば従来の高圧発生回路と比較して、電力変換効率や回路
規模の小型化等の点で優れている。
【００３１】ここで、上記図１４に示した電源回路の各
部の動作波形の一例を図１５に示す。この図１５（ａ）
〜（ｇ）には、高圧発生回路４０の高圧負荷電力が最大
負荷電力Ｐｏｍａｘ＝６０Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）とされる
条件での動作波形が示され、図１５（ｈ）〜図１５
（ｎ）には、例えば高圧発生回路４０（ＥHV）の負荷電
力が最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）と
される条件での動作波形が示されている。
部の動作波形の一例を図１５に示す。この図１５（ａ）
〜（ｇ）には、高圧発生回路４０の高圧負荷電力が最大
負荷電力Ｐｏｍａｘ＝６０Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）とされる
条件での動作波形が示され、図１５（ｈ）〜図１５
（ｎ）には、例えば高圧発生回路４０（ＥHV）の負荷電
力が最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）と
される条件での動作波形が示されている。
【００３２】高圧発生回路４０の高圧負荷が最大負荷電
力とされる時は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング周期が例えば１２μＳ（スイッチング周波数＝８
３．３ｋＨｚ）となるように制御される。この場合は、
一次側並列共振コンデンサＣｒの両端には、一次側並列
共振回路の共振動作によって、図１５（ａ）に示されて
いるように、スイッチングメインスイッチング素子Ｑ1
がオフとなる期間ＴOFFにおいて略正弦波状のパルス波
形の共振電圧Ｖ1が得られる。またメインスイッチング
素子Ｑ1には図１５（ｂ）に示すようなコレクタ電流Ｉ1
が流れる。
力とされる時は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング周期が例えば１２μＳ（スイッチング周波数＝８
３．３ｋＨｚ）となるように制御される。この場合は、
一次側並列共振コンデンサＣｒの両端には、一次側並列
共振回路の共振動作によって、図１５（ａ）に示されて
いるように、スイッチングメインスイッチング素子Ｑ1
がオフとなる期間ＴOFFにおいて略正弦波状のパルス波
形の共振電圧Ｖ1が得られる。またメインスイッチング
素子Ｑ1には図１５（ｂ）に示すようなコレクタ電流Ｉ1
が流れる。
【００３３】図１４に示す電源回路では、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に一次側
アクティブクランプ回路１０が接続されており、この一
次側アクティブクランプ回路１０が導通することで、ク
ランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL1の経
路で電流が流れる。この場合、クランプ電流Ｉ4は、図
１５（ｃ）に示すように、負方向から時間経過に従って
正方向に流れる鋸歯状波となる。一次側アクティブクラ
ンプ回路１０が導通している時は、大部分の電流がクラ
ンプ電流Ｉ4としてクランプコンデンサＣCL1に流れ、一
次側並列共振コンデンサＣｒに対してほとんど流れない
ものとされる。よって、一次側アクティブクランプ回路
１０が導通している期間においては、一次側並列共振コ
ンデンサＣｒに発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、
結果的には図１５（ａ）に示されているように電圧レベ
ルが約５５０Ｖｐに抑制されている。
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に一次側
アクティブクランプ回路１０が接続されており、この一
次側アクティブクランプ回路１０が導通することで、ク
ランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL1の経
路で電流が流れる。この場合、クランプ電流Ｉ4は、図
１５（ｃ）に示すように、負方向から時間経過に従って
正方向に流れる鋸歯状波となる。一次側アクティブクラ
ンプ回路１０が導通している時は、大部分の電流がクラ
ンプ電流Ｉ4としてクランプコンデンサＣCL1に流れ、一
次側並列共振コンデンサＣｒに対してほとんど流れない
ものとされる。よって、一次側アクティブクランプ回路
１０が導通している期間においては、一次側並列共振コ
ンデンサＣｒに発生する共振電圧Ｖ1がクランプされ、
結果的には図１５（ａ）に示されているように電圧レベ
ルが約５５０Ｖｐに抑制されている。
【００３４】上記のようなスイッチング動作が行われる
ことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に形成
される二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）には、図１５
（ｄ）に示すようにして、整流ダイオードＤO1が導通す
る正極性の期間においては、１３５Ｖｐにクランプさ
れ、整流ダイオードＤO1が非導通となる負極性の期間に
おいては正弦波状となる波形が得られている。
ことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に形成
される二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）には、図１５
（ｄ）に示すようにして、整流ダイオードＤO1が導通す
る正極性の期間においては、１３５Ｖｐにクランプさ
れ、整流ダイオードＤO1が非導通となる負極性の期間に
おいては正弦波状となる波形が得られている。
【００３５】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1に接続されている直列共振コンデンサＣ3に
は、図１５（ｅ）に示されるようにして正弦波状の電流
Ｉ3が流れる。また、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線ＮO
の両端には、図１５（ｆ）に示されているように、その
レベルが４００Ｖｐとされる正弦波状の巻線電圧Ｖ4が
発生することになる。
次巻線Ｎ1に接続されている直列共振コンデンサＣ3に
は、図１５（ｅ）に示されるようにして正弦波状の電流
Ｉ3が流れる。また、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線ＮO
の両端には、図１５（ｆ）に示されているように、その
レベルが４００Ｖｐとされる正弦波状の巻線電圧Ｖ4が
発生することになる。
【００３６】一方、高圧発生回路４０の高圧負荷が最小
負荷電力となる条件では、メインスイッチング素子Ｑ1
のスイッチング周期が例えば１１μＳ（スイッチング周
波数＝９０．９ｋＨｚ）となるように制御される。この
場合も、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端には、一
次側並列共振回路の共振動作によって、図１５（ｇ）に
示されているような略正弦波状のパルス波形の共振電圧
Ｖ1が得られると共に、図１５（ｈ）に示すようなコレ
クタ電流Ｉ1が流れる。そしてこの場合は、一次側アク
ティブクランプ回路１０の導通期間が、上記した最大負
荷電力時の導通期間より長くなるように制御されること
で、図１５（ｉ）に示されているように、クランプコン
デンサＣCLにクランプ電流Ｉ4が流れる期間が長くな
る。これにより、一次側並列共振コンデンサＣｒに発生
する共振電圧Ｖ1がクランプされ、結果的には図１５
（ｇ）に示されているように、そのピーク電圧レベルが
約４４０Ｖｐまで抑制されることになる。
負荷電力となる条件では、メインスイッチング素子Ｑ1
のスイッチング周期が例えば１１μＳ（スイッチング周
波数＝９０．９ｋＨｚ）となるように制御される。この
場合も、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端には、一
次側並列共振回路の共振動作によって、図１５（ｇ）に
示されているような略正弦波状のパルス波形の共振電圧
Ｖ1が得られると共に、図１５（ｈ）に示すようなコレ
クタ電流Ｉ1が流れる。そしてこの場合は、一次側アク
ティブクランプ回路１０の導通期間が、上記した最大負
荷電力時の導通期間より長くなるように制御されること
で、図１５（ｉ）に示されているように、クランプコン
デンサＣCLにクランプ電流Ｉ4が流れる期間が長くな
る。これにより、一次側並列共振コンデンサＣｒに発生
する共振電圧Ｖ1がクランプされ、結果的には図１５
（ｇ）に示されているように、そのピーク電圧レベルが
約４４０Ｖｐまで抑制されることになる。
【００３７】またこの時、メインスイッチング素子Ｑ1
には、図１５（ｈ）に示すようなコレクタ電流Ｉ1が流
れ、直列共振コンデンサＣ3には、図１５（ｋ）に示す
ように、約２Ａｐに抑制された共振電流Ｉ3が流れる。
これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1に接続されている直列共振コンデンサＣ3には、図１
５（ｋ）に示したような電流Ｉ3が流れ、昇圧トランス
ＨＶＴの一次巻線ＮOの両端には、図１５（ｌ）に示さ
れているような、その電圧レベルが約３８０Ｖｐに抑制
された巻線電圧Ｖ4が発生することになる。なお、この
場合も二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）には、図１５
（ｊ）に示す波形による共振電圧Ｖ2が発生する。
には、図１５（ｈ）に示すようなコレクタ電流Ｉ1が流
れ、直列共振コンデンサＣ3には、図１５（ｋ）に示す
ように、約２Ａｐに抑制された共振電流Ｉ3が流れる。
これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1に接続されている直列共振コンデンサＣ3には、図１
５（ｋ）に示したような電流Ｉ3が流れ、昇圧トランス
ＨＶＴの一次巻線ＮOの両端には、図１５（ｌ）に示さ
れているような、その電圧レベルが約３８０Ｖｐに抑制
された巻線電圧Ｖ4が発生することになる。なお、この
場合も二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）には、図１５
（ｊ）に示す波形による共振電圧Ｖ2が発生する。
【００３８】ここで図１５（ｃ）と図１５（ｉ）に示し
たクランプ電流Ｉ4についての導通期間を比較して分か
るように、一次側アクティブクランプ回路１０では、高
圧発生回路の負荷電力の変動に応じて補助スイッチング
素子Ｑ2の導通角を可変制御する導通角制御を行ってい
ることが分かる。これにより、一次側直列共振回路に流
れる共振電流Ｉ3のレベルは、図１５（ｅ）（ｋ）に示
すようにしてそのピークレベルが変化し、また、図１５
（ｆ）（ｌ）に示されるようにして、昇圧トランスＨＶ
Ｔの一次巻線ＮOに発生する巻線電圧Ｖ4も変化するよう
にされる。これにより、直流高電圧ＥHVの安定化が図ら
れているものである。
たクランプ電流Ｉ4についての導通期間を比較して分か
るように、一次側アクティブクランプ回路１０では、高
圧発生回路の負荷電力の変動に応じて補助スイッチング
素子Ｑ2の導通角を可変制御する導通角制御を行ってい
ることが分かる。これにより、一次側直列共振回路に流
れる共振電流Ｉ3のレベルは、図１５（ｅ）（ｋ）に示
すようにしてそのピークレベルが変化し、また、図１５
（ｆ）（ｌ）に示されるようにして、昇圧トランスＨＶ
Ｔの一次巻線ＮOに発生する巻線電圧Ｖ4も変化するよう
にされる。これにより、直流高電圧ＥHVの安定化が図ら
れているものである。
【００３９】また、メインスイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング周期としては、図１５（ａ）（ｇ）を比較して
分かるように、１２μｓ〜１１μｓまで変化しているこ
とから、高圧負荷変動に応じて、一次側スイッチングコ
ンバータのスイッチング周波数が可変制御されているこ
とが分かる。これは、高圧負荷電力変動に伴って、一次
側アクティブクランプ回路１０の導通期間が可変制御さ
れた時は、一次側直列共振コンデンサＣｒの両端に発生
する共振電圧Ｖ1の電圧レベルが変化するため、この共
振電圧Ｖ1から得られる直流出力電圧ＥO1の電圧レベル
が変動するためである。そして、このようにして変動す
る直流出力電圧ＥO1を安定化するために、複合制御が行
われるため、図１５（ａ）（ｇ）に示されるようにして
複合制御によってスイッチング周波数が可変されるもの
である。
ッチング周期としては、図１５（ａ）（ｇ）を比較して
分かるように、１２μｓ〜１１μｓまで変化しているこ
とから、高圧負荷変動に応じて、一次側スイッチングコ
ンバータのスイッチング周波数が可変制御されているこ
とが分かる。これは、高圧負荷電力変動に伴って、一次
側アクティブクランプ回路１０の導通期間が可変制御さ
れた時は、一次側直列共振コンデンサＣｒの両端に発生
する共振電圧Ｖ1の電圧レベルが変化するため、この共
振電圧Ｖ1から得られる直流出力電圧ＥO1の電圧レベル
が変動するためである。そして、このようにして変動す
る直流出力電圧ＥO1を安定化するために、複合制御が行
われるため、図１５（ａ）（ｇ）に示されるようにして
複合制御によってスイッチング周波数が可変されるもの
である。
【００４０】
【発明が解決しようとする課題】上記構成によるスイッ
チング電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴ側にて得られる低圧の二次側直流出力電圧を安定化
するために、複合制御方式によりメインスイッチング素
子Ｑ1のスイッチング周波数を可変制御する。また、直
流高電圧ＥHVの変動に対応しても、図１５の波形図によ
る動作に示されるようにして、メインスイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数は変化する。つまり、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数は、直流入
力電圧、及び二次側直流出力電圧ＥO1及び直流高電圧Ｅ
HVにおける各負荷変動に対応して変動することとなる。
このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴ及び昇圧トラ
ンスＨＶＴにおいてはスイッチング周波数に応じた漏洩
磁束が発生することになる。これらの漏洩磁束は、例え
ばＣＲＴのビーム電流に対して変調を与えるため、表示
画面に対してビートを生じさせる要因となる。このた
め、これら絶縁コンバータトランスＰＩＴ及び昇圧トラ
ンスＨＶＴに対して磁気シールドを施す必要がある。ま
た、直流高電圧ＥHVに対しては、やはりスイッチング周
期に対応した高周波のリップル成分が重畳することにな
るのであるが、このリップル成分も同様にしてビートを
発生させる要因となるので、例えばこのリップルを抑制
するためのフィルタ回路を直流高電圧ＥHVのラインに対
して設ける必要が生じてしまう。このように、図１４に
示す回路においては、ビートの発生を抑えるために磁気
シールド及びフィルタ回路等を実装する必要があり、こ
れによって回路の小型軽量化及び低コスト化を阻む要因
となっている。
チング電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴ側にて得られる低圧の二次側直流出力電圧を安定化
するために、複合制御方式によりメインスイッチング素
子Ｑ1のスイッチング周波数を可変制御する。また、直
流高電圧ＥHVの変動に対応しても、図１５の波形図によ
る動作に示されるようにして、メインスイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数は変化する。つまり、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数は、直流入
力電圧、及び二次側直流出力電圧ＥO1及び直流高電圧Ｅ
HVにおける各負荷変動に対応して変動することとなる。
このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴ及び昇圧トラ
ンスＨＶＴにおいてはスイッチング周波数に応じた漏洩
磁束が発生することになる。これらの漏洩磁束は、例え
ばＣＲＴのビーム電流に対して変調を与えるため、表示
画面に対してビートを生じさせる要因となる。このた
め、これら絶縁コンバータトランスＰＩＴ及び昇圧トラ
ンスＨＶＴに対して磁気シールドを施す必要がある。ま
た、直流高電圧ＥHVに対しては、やはりスイッチング周
期に対応した高周波のリップル成分が重畳することにな
るのであるが、このリップル成分も同様にしてビートを
発生させる要因となるので、例えばこのリップルを抑制
するためのフィルタ回路を直流高電圧ＥHVのラインに対
して設ける必要が生じてしまう。このように、図１４に
示す回路においては、ビートの発生を抑えるために磁気
シールド及びフィルタ回路等を実装する必要があり、こ
れによって回路の小型軽量化及び低コスト化を阻む要因
となっている。
【００４１】
【課題を解決するための手段】そこで本発明は、上記し
た課題を考慮して陰極線管表示装置用のスイッチング電
源回路として次のように構成する。つまり、直流入力電
圧をスイッチングして出力するメインスイッチング素子
を備えて形成されるスイッチング手段と、陰極線管表示
装置で用いる水平同期信号に同期した信号に基づいて、
メインスイッチング素子について水平同期信号周波数に
同期したスイッチング動作を実行させる同期手段と、ス
イッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共
振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共
振コンデンサを備える。また、一次側と二次側とについ
て疎結合とされて所要の結合係数が得られるようにさ
れ、一次側に得られるスイッチング手段の出力を二次側
に伝送する絶縁コンバータトランスと絶縁コンバータト
ランスに備えられる複数の二次側巻線の少なくとも一つ
の二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列
に接続することで形成される二次側並列共振回路を備え
る。また、少なくとも第一のクランプコンデンサと第一
の補助スイッチング素子とからなり、二次側並列共振コ
ンデンサに対して並列に接続される第一の直列接続回路
を備えることで、絶縁コンバータトランスに巻装した二
次側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティ
ブクランプ手段と、絶縁コンバータトランスに巻装した
二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記第
一の補助スイッチング素子にスイッチング動作を実行さ
せる二次側スイッチング駆動手段とを備える。また、複
数の二次側巻線に得られる交番電圧について半波整流動
作を行うことで所要の数の直流出力電圧を得るように構
成された直流出力電圧生成手段と、この直流出力電圧生
成手段により得られる直流出力電圧レベルに応じて、上
記第一の補助スイッチング素子の導通角を制御すること
で、上記直流出力電圧生成手段についての定電圧制御を
行うようにされる第一の定電圧制御手段を備える。ま
た、絶縁コンバータトランスに巻装した一次側巻線と並
列接続された一次側巻線を備え、上記絶縁コンバータト
ランスの二次側巻線に得られる共振電圧を、一次側から
二次側に伝送することで、二次側から上記共振電圧を昇
圧した高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランス
と、この高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧
について半波整流動作を行うことで、直流高電圧を得る
ように構成された直流高電圧生成手段と、この高圧発生
トランスの二次側巻線の低電圧端に直列に接続される整
流素子とを備える。また、少なくとも第二のクランプコ
ンデンサと第二の補助スイッチング素子との第二の直列
接続回路から成り、第二の直列接続回路が上記一次側並
列共振コンデンサに対して並列に接続される一次側アク
ティブクランプ手段と、絶縁コンバータトランスに巻装
した一次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、第
二の補助スイッチング素子ついてスイッチング動作を実
行させるさせる二次側スイッチング駆動手段と、直流高
電圧レベルに応じて、第二の補助スイッチング素子の導
通角制御を行うことで、上記直流高電圧についての定電
圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段とを備
える。
た課題を考慮して陰極線管表示装置用のスイッチング電
源回路として次のように構成する。つまり、直流入力電
圧をスイッチングして出力するメインスイッチング素子
を備えて形成されるスイッチング手段と、陰極線管表示
装置で用いる水平同期信号に同期した信号に基づいて、
メインスイッチング素子について水平同期信号周波数に
同期したスイッチング動作を実行させる同期手段と、ス
イッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共
振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共
振コンデンサを備える。また、一次側と二次側とについ
て疎結合とされて所要の結合係数が得られるようにさ
れ、一次側に得られるスイッチング手段の出力を二次側
に伝送する絶縁コンバータトランスと絶縁コンバータト
ランスに備えられる複数の二次側巻線の少なくとも一つ
の二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列
に接続することで形成される二次側並列共振回路を備え
る。また、少なくとも第一のクランプコンデンサと第一
の補助スイッチング素子とからなり、二次側並列共振コ
ンデンサに対して並列に接続される第一の直列接続回路
を備えることで、絶縁コンバータトランスに巻装した二
次側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティ
ブクランプ手段と、絶縁コンバータトランスに巻装した
二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記第
一の補助スイッチング素子にスイッチング動作を実行さ
せる二次側スイッチング駆動手段とを備える。また、複
数の二次側巻線に得られる交番電圧について半波整流動
作を行うことで所要の数の直流出力電圧を得るように構
成された直流出力電圧生成手段と、この直流出力電圧生
成手段により得られる直流出力電圧レベルに応じて、上
記第一の補助スイッチング素子の導通角を制御すること
で、上記直流出力電圧生成手段についての定電圧制御を
行うようにされる第一の定電圧制御手段を備える。ま
た、絶縁コンバータトランスに巻装した一次側巻線と並
列接続された一次側巻線を備え、上記絶縁コンバータト
ランスの二次側巻線に得られる共振電圧を、一次側から
二次側に伝送することで、二次側から上記共振電圧を昇
圧した高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランス
と、この高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧
について半波整流動作を行うことで、直流高電圧を得る
ように構成された直流高電圧生成手段と、この高圧発生
トランスの二次側巻線の低電圧端に直列に接続される整
流素子とを備える。また、少なくとも第二のクランプコ
ンデンサと第二の補助スイッチング素子との第二の直列
接続回路から成り、第二の直列接続回路が上記一次側並
列共振コンデンサに対して並列に接続される一次側アク
ティブクランプ手段と、絶縁コンバータトランスに巻装
した一次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、第
二の補助スイッチング素子ついてスイッチング動作を実
行させるさせる二次側スイッチング駆動手段と、直流高
電圧レベルに応じて、第二の補助スイッチング素子の導
通角制御を行うことで、上記直流高電圧についての定電
圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段とを備
える。
【００４２】また、陰極線管表示装置用のスイッチング
電源回路として次のようにも構成する。つまり、直流入
力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチング
素子を備えて形成されるスイッチング手段と、陰極線管
表示装置で用いる水平同期信号に同期した信号に基づい
て、メインスイッチング素子について水平同期信号周波
数に同期したスイッチング動作を実行させる同期手段
と、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサとを備える。また、一次側と二次側
とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られるよ
うにされ、一次側に得られるメインスイッチング素子の
出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、絶
縁コンバータトランスに備えられる複数の二次側巻線の
少なくとも一つの二次側巻線に対して二次側並列共振コ
ンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列
共振回路とを備える。また、少なくとも第一のクランプ
コンデンサと第一の補助スイッチング素子との第一の直
列接続回路からなり、上記第一の直列接続回路が上記二
次側並列共振回路を含んで形成される二次側巻線に対し
て並列に接続される二次側アクティブクランプ手段と、
複数の二次側巻線に得られる交番電圧について半波整流
動作を行うことで所要の数の直流出力電圧を得るように
構成された直流出力電圧生成手段と、この直流出力電圧
生成手段により得られる直流出力電圧レベルに応じて、
上記第一の補助スイッチング素子の導通角を制御するこ
とで、上記直流出力電圧生成手段についての定電圧制御
を行うようにされる第一の定電圧制御手段とを備える。
また、絶縁コンバートトランスの一次側巻線と並列に接
続され、一次側に入力される電圧を二次側に伝送するこ
とで、二次側から所定レベルに昇圧された高圧電圧を得
るように形成された高圧発生トランスと、この高圧発生
トランスの二次側に得られる高圧電圧について整流動作
を行うことで、直流高電圧を得るように構成された直流
高電圧生成手段と、高圧発生トランスの二次側巻線の低
電圧端に直列に接続される整流素子とを備える。また、
高圧発生トランスの一次側動作を共振動作とするため
に、少なくとも高圧発生トランスの一次側巻線に対して
直列共振コンデンサを直列に接続して形成され、スイッ
チング手段のスイッチング出力を分岐して供給される直
列共振回路と、少なくとも第二のクランプコンデンサと
第二の補助スイッチング素子との第二の直列接続回路か
ら成り、第二の直列接続回路が絶縁コンバータトランス
の一次側巻線に対して並列に接続される一次側アクティ
ブクランプ手段と、直流高電圧レベルに応じて、第二の
補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで、定電
圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段とを備
える。
電源回路として次のようにも構成する。つまり、直流入
力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチング
素子を備えて形成されるスイッチング手段と、陰極線管
表示装置で用いる水平同期信号に同期した信号に基づい
て、メインスイッチング素子について水平同期信号周波
数に同期したスイッチング動作を実行させる同期手段
と、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサとを備える。また、一次側と二次側
とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られるよ
うにされ、一次側に得られるメインスイッチング素子の
出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、絶
縁コンバータトランスに備えられる複数の二次側巻線の
少なくとも一つの二次側巻線に対して二次側並列共振コ
ンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列
共振回路とを備える。また、少なくとも第一のクランプ
コンデンサと第一の補助スイッチング素子との第一の直
列接続回路からなり、上記第一の直列接続回路が上記二
次側並列共振回路を含んで形成される二次側巻線に対し
て並列に接続される二次側アクティブクランプ手段と、
複数の二次側巻線に得られる交番電圧について半波整流
動作を行うことで所要の数の直流出力電圧を得るように
構成された直流出力電圧生成手段と、この直流出力電圧
生成手段により得られる直流出力電圧レベルに応じて、
上記第一の補助スイッチング素子の導通角を制御するこ
とで、上記直流出力電圧生成手段についての定電圧制御
を行うようにされる第一の定電圧制御手段とを備える。
また、絶縁コンバートトランスの一次側巻線と並列に接
続され、一次側に入力される電圧を二次側に伝送するこ
とで、二次側から所定レベルに昇圧された高圧電圧を得
るように形成された高圧発生トランスと、この高圧発生
トランスの二次側に得られる高圧電圧について整流動作
を行うことで、直流高電圧を得るように構成された直流
高電圧生成手段と、高圧発生トランスの二次側巻線の低
電圧端に直列に接続される整流素子とを備える。また、
高圧発生トランスの一次側動作を共振動作とするため
に、少なくとも高圧発生トランスの一次側巻線に対して
直列共振コンデンサを直列に接続して形成され、スイッ
チング手段のスイッチング出力を分岐して供給される直
列共振回路と、少なくとも第二のクランプコンデンサと
第二の補助スイッチング素子との第二の直列接続回路か
ら成り、第二の直列接続回路が絶縁コンバータトランス
の一次側巻線に対して並列に接続される一次側アクティ
ブクランプ手段と、直流高電圧レベルに応じて、第二の
補助スイッチング素子の導通角制御を行うことで、定電
圧制御を行うようにされる第二の定電圧制御手段とを備
える。
【００４３】さらに、陰極線管表示装置用のスイッチン
グ電源回路として、次のようにも構成する。つまり、直
流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチ
ング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、陰極
線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した信号に基
づいて、メインスイッチング素子について水平同期信号
周波数に同期したスイッチング動作を実行させる同期手
段と、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次
側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次
側並列共振コンデンサとを備える。また、一次側と二次
側とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られる
ようにされ、一次側に得られるメインスイッチング素子
の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、
この絶縁コンバータトランスに備えられる複数の二次側
巻線の少なくとも一つの二次側巻線に対して二次側並列
共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次
側並列共振回路とを備える。また、二次側並列共振コン
デンサに対して並列に、少なくとも第一のクランプコン
デンサと第一の補助スイッチング素子とからなる第一の
直列接続回路を備えることで、上記絶縁コンバータトラ
ンスに巻装した二次側巻線に発生する電圧をクランプす
る二次側アクティブクランプ手段と、絶縁コンバータト
ランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として
形成され、第一の補助スイッチング素子にスイッチング
動作を実行させる二次側スイッチング駆動手段とを備え
る。また、複数の二次側巻線に得られる交番電圧につい
て半波整流動作を行うことで所要の数の直流出力電圧を
得るように構成された直流出力電圧生成手段と、この直
流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧レベル
に応じて、第一の補助スイッチング素子の導通角を制御
することで、直流出力電圧生成手段についての定電圧制
御を行うようにされる第一の定電圧制御手段とを備え
る。また、絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻
線と並列接続された一次側巻線を備え、絶縁コンバータ
トランスの二次側巻線に得られる共振電圧を一次側から
二次側に伝送することで、二次側から上記共振電圧を昇
圧した高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランス
と、この高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧
について半波整流動作を行うことで、直流高電圧を得る
ように構成された直流高電圧生成手段と、高圧発生トラ
ンスの二次側巻線の低電圧端に直列に接続される整流素
子とを備える。また、高圧発生トランスの一次側動作を
共振動作とするために、少なくとも高圧発生トランスの
一次側巻線に対して直列共振コンデンサを直列に接続し
て形成され、スイッチング手段のスイッチング出力が分
岐して供給される直列共振回路と、少なくとも第二のク
ランプコンデンサと第二の補助スイッチング素子との第
二の直列接続回路から成り、第二の直列接続回路が直列
共振コンデンサに対して並列に接続される一次側アクテ
ィブクランプ手段と、高圧発生トランスに巻装した一次
側ドライブ巻線を含む回路として形成され、第二の補助
スイッチング素子についてスイッチング動作を実行させ
る二次側スイッチング駆動手段と、直流高電圧レベルに
応じて第二の補助スイッチング素子の導通角制御を行う
ことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制
御手段とを備えることとした。
グ電源回路として、次のようにも構成する。つまり、直
流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチ
ング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、陰極
線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した信号に基
づいて、メインスイッチング素子について水平同期信号
周波数に同期したスイッチング動作を実行させる同期手
段と、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次
側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次
側並列共振コンデンサとを備える。また、一次側と二次
側とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られる
ようにされ、一次側に得られるメインスイッチング素子
の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、
この絶縁コンバータトランスに備えられる複数の二次側
巻線の少なくとも一つの二次側巻線に対して二次側並列
共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次
側並列共振回路とを備える。また、二次側並列共振コン
デンサに対して並列に、少なくとも第一のクランプコン
デンサと第一の補助スイッチング素子とからなる第一の
直列接続回路を備えることで、上記絶縁コンバータトラ
ンスに巻装した二次側巻線に発生する電圧をクランプす
る二次側アクティブクランプ手段と、絶縁コンバータト
ランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として
形成され、第一の補助スイッチング素子にスイッチング
動作を実行させる二次側スイッチング駆動手段とを備え
る。また、複数の二次側巻線に得られる交番電圧につい
て半波整流動作を行うことで所要の数の直流出力電圧を
得るように構成された直流出力電圧生成手段と、この直
流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧レベル
に応じて、第一の補助スイッチング素子の導通角を制御
することで、直流出力電圧生成手段についての定電圧制
御を行うようにされる第一の定電圧制御手段とを備え
る。また、絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻
線と並列接続された一次側巻線を備え、絶縁コンバータ
トランスの二次側巻線に得られる共振電圧を一次側から
二次側に伝送することで、二次側から上記共振電圧を昇
圧した高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランス
と、この高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧
について半波整流動作を行うことで、直流高電圧を得る
ように構成された直流高電圧生成手段と、高圧発生トラ
ンスの二次側巻線の低電圧端に直列に接続される整流素
子とを備える。また、高圧発生トランスの一次側動作を
共振動作とするために、少なくとも高圧発生トランスの
一次側巻線に対して直列共振コンデンサを直列に接続し
て形成され、スイッチング手段のスイッチング出力が分
岐して供給される直列共振回路と、少なくとも第二のク
ランプコンデンサと第二の補助スイッチング素子との第
二の直列接続回路から成り、第二の直列接続回路が直列
共振コンデンサに対して並列に接続される一次側アクテ
ィブクランプ手段と、高圧発生トランスに巻装した一次
側ドライブ巻線を含む回路として形成され、第二の補助
スイッチング素子についてスイッチング動作を実行させ
る二次側スイッチング駆動手段と、直流高電圧レベルに
応じて第二の補助スイッチング素子の導通角制御を行う
ことで、定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧制
御手段とを備えることとした。
【００４４】上記各構成においては、一次側に電圧共振
形スイッチングコンバータを備え、絶縁コンバータトラ
ンスの二次側に並列共振回路が備えられた複合共振形コ
ンバータを備え、さらに、絶縁コンバータトランスの一
次側又は二次側から電力供給を受ける高圧発生トランス
及び直流高電圧生成手段が備えられる。また、絶縁コン
バータトランスの二次側直流出力電圧の安定化は、二次
側に設けられるアクティブクランプ手段を形成する補助
スイッチング素子の導通角制御によって行われ、直流高
電圧の安定化は、一次側のアクティブクランプ回路を形
成する補助スイッチング素子の導通角制御によって行わ
れる。そして、そのうえで一次側のメインスイッチング
素子については、陰極線管表示装置で用いる水平同期信
号に同期するようにしてスイッチング駆動されるように
している。これによって、例えば陰極線管表示装置の水
平偏向回路は、絶縁コンバータトランスや高圧発生トラ
ンスからの漏洩磁束による干渉を受けることが無いよう
にされる。
形スイッチングコンバータを備え、絶縁コンバータトラ
ンスの二次側に並列共振回路が備えられた複合共振形コ
ンバータを備え、さらに、絶縁コンバータトランスの一
次側又は二次側から電力供給を受ける高圧発生トランス
及び直流高電圧生成手段が備えられる。また、絶縁コン
バータトランスの二次側直流出力電圧の安定化は、二次
側に設けられるアクティブクランプ手段を形成する補助
スイッチング素子の導通角制御によって行われ、直流高
電圧の安定化は、一次側のアクティブクランプ回路を形
成する補助スイッチング素子の導通角制御によって行わ
れる。そして、そのうえで一次側のメインスイッチング
素子については、陰極線管表示装置で用いる水平同期信
号に同期するようにしてスイッチング駆動されるように
している。これによって、例えば陰極線管表示装置の水
平偏向回路は、絶縁コンバータトランスや高圧発生トラ
ンスからの漏洩磁束による干渉を受けることが無いよう
にされる。
【００４５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態のスイ
ッチング電源回路について説明を行っていくこととす
る。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電
源回路は、ＣＲＴを備える映像機器であるところの陰極
線管表示装置に搭載されるもので、特にＨＤＴＶ方式や
デジタルテレビジョン放送の受信に対応した映像機器に
適用して好適とされる。
ッチング電源回路について説明を行っていくこととす
る。以降説明する本実施の形態としてのスイッチング電
源回路は、ＣＲＴを備える映像機器であるところの陰極
線管表示装置に搭載されるもので、特にＨＤＴＶ方式や
デジタルテレビジョン放送の受信に対応した映像機器に
適用して好適とされる。
【００４６】図１は、本発明の第１の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。この図
１に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力
電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平
滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデン
サＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。この全
波整流平滑回路は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧とし
て、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する。
のスイッチング電源回路の構成例を示している。この図
１に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力
電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平
滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデン
サＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。この全
波整流平滑回路は、平滑コンデンサＣｉの両端電圧とし
て、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成する。
【００４７】上記直流入力電圧Ｅｉを入力して断続する
スイッチングコンバータは、一石のメインスイッチング
素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
を備えて構成される。この場合、メインスイッチング素
子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪ
Ｔ；接合型トランジスタ）が用いられている。
スイッチングコンバータは、一石のメインスイッチング
素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
を備えて構成される。この場合、メインスイッチング素
子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪ
Ｔ；接合型トランジスタ）が用いられている。
【００４８】この図１に示す電源回路においては、例え
ば図１４の回路の場合と比較した場合に、直流入力電圧
に対するメインスイッチング素子Ｑ1と絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との接続関係が逆となっ
ている。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タが平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続され、エミッ
タが絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻
終わり端部に対して接続されているものである。
ば図１４の回路の場合と比較した場合に、直流入力電圧
に対するメインスイッチング素子Ｑ1と絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との接続関係が逆となっ
ている。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1のコレク
タが平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続され、エミッ
タが絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻
終わり端部に対して接続されているものである。
【００４９】メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対
しては、駆動巻線ＮB、インダクタＬB、共振コンデンサ
ＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自
励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、この
場合には、メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対し
て、絶縁コンデンサＣｔを介して、水平同期信号周波数
ｆHとしての外部トリガパルスが入力されるようになっ
ている。この外部トリガパルスは、後述する直流高電圧
ＥHVの負荷である、水平偏向回路系から取り出される。
しては、駆動巻線ＮB、インダクタＬB、共振コンデンサ
ＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自
励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、この
場合には、メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対し
て、絶縁コンデンサＣｔを介して、水平同期信号周波数
ｆHとしての外部トリガパルスが入力されるようになっ
ている。この外部トリガパルスは、後述する直流高電圧
ＥHVの負荷である、水平偏向回路系から取り出される。
【００５０】また、メインスイッチング素子Ｑ1のコレ
クタ−ベース間には、クランプダイオードＤD1が並列に
接続され、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れ
るクランプ電流の経路を形成するようにされる。
クタ−ベース間には、クランプダイオードＤD1が並列に
接続され、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れ
るクランプ電流の経路を形成するようにされる。
【００５１】ここで、メインスイッチング素子Ｑ1の自
励発振駆動回路を形成する駆動巻線ＮBは、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部側を
巻き上げるようにして形成されている。これによって、
駆動巻線ＮBには一次巻線Ｎ1から伝達されるドライブ電
圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、
自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）
からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流と
してメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力され
る。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1に対しては、
直列共振回路の共振周波数を有する駆動信号が供給され
ることになる。
励発振駆動回路を形成する駆動巻線ＮBは、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部側を
巻き上げるようにして形成されている。これによって、
駆動巻線ＮBには一次巻線Ｎ1から伝達されるドライブ電
圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、
自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）
からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流と
してメインスイッチング素子Ｑ1のベースに出力され
る。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1に対しては、
直列共振回路の共振周波数を有する駆動信号が供給され
ることになる。
【００５２】そのうえで、本実施の形態においては、上
記もしたように、メインスイッチング素子Ｑ1のベース
に対しては水平同期信号周波数ｆHを有する外部トリガ
パルスが入力されるようになっている。上記直列共振回
路（ＮB，ＣB）としては、水平同期信号周波数ｆHより
も僅かに低いとされる所定の共振周波数が設定されてお
り、メインスイッチング素子Ｑ1としてはこの共振周波
数による駆動信号によりスイッチング駆動することにな
るのであるが、ここで、同時に外部トリガパルスが入力
されることによって、メインスイッチング素子Ｑ1は、
この外部トリガパルスのタイミングに同期するようにし
てスイッチング動作を行うようにされる。つまり、ＣＲ
Ｔを表示駆動しているビーム電流の水平偏向周波数に同
期したスイッチング動作を行うようにされる。具体的に
は、例えばＮＴＳＣ方式のＨＤＴＶに対応する場合に
は、水平同期信号周波数ｆH＝３１．５ＫＨｚに同期し
たスイッチングタイミングとなり、デジタルテレビジョ
ン放送に対応する場合には水平同期信号周波数ｆH＝３
３．７５ＫＨｚに同期したスイッチングタイミングとな
る。なお、起動時においては、メインスイッチング素子
Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉからベ
ースに流れる起動電流によってスイッチング動作を開始
する。
記もしたように、メインスイッチング素子Ｑ1のベース
に対しては水平同期信号周波数ｆHを有する外部トリガ
パルスが入力されるようになっている。上記直列共振回
路（ＮB，ＣB）としては、水平同期信号周波数ｆHより
も僅かに低いとされる所定の共振周波数が設定されてお
り、メインスイッチング素子Ｑ1としてはこの共振周波
数による駆動信号によりスイッチング駆動することにな
るのであるが、ここで、同時に外部トリガパルスが入力
されることによって、メインスイッチング素子Ｑ1は、
この外部トリガパルスのタイミングに同期するようにし
てスイッチング動作を行うようにされる。つまり、ＣＲ
Ｔを表示駆動しているビーム電流の水平偏向周波数に同
期したスイッチング動作を行うようにされる。具体的に
は、例えばＮＴＳＣ方式のＨＤＴＶに対応する場合に
は、水平同期信号周波数ｆH＝３１．５ＫＨｚに同期し
たスイッチングタイミングとなり、デジタルテレビジョ
ン放送に対応する場合には水平同期信号周波数ｆH＝３
３．７５ＫＨｚに同期したスイッチングタイミングとな
る。なお、起動時においては、メインスイッチング素子
Ｑ1は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉからベ
ースに流れる起動電流によってスイッチング動作を開始
する。
【００５３】また、メインスイッチング素子Ｑ1のエミ
ッタと一次側アース間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが接続される。この一次側並列共振コンデン
サＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ1側
のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コ
ンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、こ
こでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング素
子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用に
よって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する
両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形となっ
て電圧共振形の動作が得られるようにされる。
ッタと一次側アース間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが接続される。この一次側並列共振コンデン
サＣｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ1側
のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コ
ンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、こ
こでは詳しい説明を省略するが、メインスイッチング素
子Ｑ1のオフ時には、この一次側並列共振回路の作用に
よって一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する
両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形となっ
て電圧共振形の動作が得られるようにされる。
【００５４】また、この図に示す電源回路の一次側には
一次側アクティブクランプ回路１０が備えられる。一次
側アクティブクランプ回路１０は、補助スイッチング素
子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL1，クランプダイオード
ＤD2を備えている。この場合、補助スイッチング素子Ｑ
2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、クラ
ンプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助ス
イッチング素子Ｑ2に内蔵されるボディダイオードを用
いることができる。
一次側アクティブクランプ回路１０が備えられる。一次
側アクティブクランプ回路１０は、補助スイッチング素
子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL1，クランプダイオード
ＤD2を備えている。この場合、補助スイッチング素子Ｑ
2についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、クラ
ンプダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助ス
イッチング素子Ｑ2に内蔵されるボディダイオードを用
いることができる。
【００５５】補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCL1を介してメインスイッチング素
子Ｑ1のエミッタと一次巻線Ｎ1の巻終わり端部との接続
点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ
2のソースは一次側アース（一次巻線Ｎ1の巻始め端部）
に対して接続される。また、クランプダイオードＤD2
は、そのアノードが補助スイッチング素子Ｑ2のソース
に接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のド
レインに接続される。このように、本実施の形態の一次
側アクティブクランプ回路１０としては、上記補助スイ
ッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成る
スイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCL1
を直列に接続して成るものとされる。そして、このよう
にして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成されるもの
である。
ランプコンデンサＣCL1を介してメインスイッチング素
子Ｑ1のエミッタと一次巻線Ｎ1の巻終わり端部との接続
点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ
2のソースは一次側アース（一次巻線Ｎ1の巻始め端部）
に対して接続される。また、クランプダイオードＤD2
は、そのアノードが補助スイッチング素子Ｑ2のソース
に接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑ2のド
レインに接続される。このように、本実施の形態の一次
側アクティブクランプ回路１０としては、上記補助スイ
ッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成る
スイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCL1
を直列に接続して成るものとされる。そして、このよう
にして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成されるもの
である。
【００５６】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対
して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−駆動巻線Ｎｇの直列
接続回路により形成されるＬＣＲ直列共振回路が接続さ
れる。上記ＬＣＲ直列共振回路（Ｃｇ−Ｒｇ−Ｎｇ）の
共振周波数としては、メインスイッチング素子Ｑ1の自
励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＲB−ＣB−Ｎ
B）と同等であるようにして設定される。つまり、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数とほぼ同
等となるようにして設定される。なお、この場合には、
バイアス抵抗Ｒ10を補助スイッチング素子Ｑ3のゲート
−ソース間に並列に接続している。
路系としては、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対
して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ−駆動巻線Ｎｇの直列
接続回路により形成されるＬＣＲ直列共振回路が接続さ
れる。上記ＬＣＲ直列共振回路（Ｃｇ−Ｒｇ−Ｎｇ）の
共振周波数としては、メインスイッチング素子Ｑ1の自
励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＲB−ＣB−Ｎ
B）と同等であるようにして設定される。つまり、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数とほぼ同
等となるようにして設定される。なお、この場合には、
バイアス抵抗Ｒ10を補助スイッチング素子Ｑ3のゲート
−ソース間に並列に接続している。
【００５７】ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴにおいて一次巻線Ｎ1の巻始め端部側を巻
き上げるようにして形成されている。これによって、駆
動巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られるメインスイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力である交番電圧によ
って励起された交番電圧が発生することになる。また、
この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と
駆動巻Ｎgとでは、逆極性の交番電圧が得られる。そし
て、このようにして得られる交番電圧によってＬＣＲ直
列共振回路が共振動作を行ってその出力を補助スイッチ
ング素子Ｑ2のゲートに印加する。このようにして駆動
される補助スイッチング素子Ｑ2としては、メインスイ
ッチング素子Ｑ1と同様のスイッチング周期で、かつ、
ほぼ交互となるオン／オフタイミングによってスイッチ
ング動作を行うようにされる。
ランスＰＩＴにおいて一次巻線Ｎ1の巻始め端部側を巻
き上げるようにして形成されている。これによって、駆
動巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られるメインスイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力である交番電圧によ
って励起された交番電圧が発生することになる。また、
この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と
駆動巻Ｎgとでは、逆極性の交番電圧が得られる。そし
て、このようにして得られる交番電圧によってＬＣＲ直
列共振回路が共振動作を行ってその出力を補助スイッチ
ング素子Ｑ2のゲートに印加する。このようにして駆動
される補助スイッチング素子Ｑ2としては、メインスイ
ッチング素子Ｑ1と同様のスイッチング周期で、かつ、
ほぼ交互となるオン／オフタイミングによってスイッチ
ング動作を行うようにされる。
【００５８】また、一次巻線Ｎ1に対してはタップ出力
が設けられ、このタップ出力に対して図示するようにし
て、ダイオードＤ1とコンデンサＣ1から成る半波整流回
路が接続される。そして、このコンデンサＣ1に得られ
る直流電圧が、フォトカプラ２のフォトトランジスタを
介して、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印
加されるようになっている。
が設けられ、このタップ出力に対して図示するようにし
て、ダイオードＤ1とコンデンサＣ1から成る半波整流回
路が接続される。そして、このコンデンサＣ1に得られ
る直流電圧が、フォトカプラ２のフォトトランジスタを
介して、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印
加されるようになっている。
【００５９】一次側アクティブクランプ回路１０は、そ
のスイッチング回路（Ｑ2，ＤD2）がスイッチング動作
を行うことで、後述するようにして、メインスイッチン
グ素子Ｑ1//並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端
に発生する並列共振電圧Ｖ1のピークレベルを抑制する
ように動作する。また、このフォトカプラ２のフォトト
ランジスタを介してゲートに印加される制御電圧のレベ
ルに応じては、補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプ
ダイオードＤD2から成るスイッチング回路のオン期間に
ついてのＰＷＭ制御が行われる。これにより、結果的に
は、後述する直流高電圧ＥHVについての安定化を図るよ
うにされる。
のスイッチング回路（Ｑ2，ＤD2）がスイッチング動作
を行うことで、後述するようにして、メインスイッチン
グ素子Ｑ1//並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端
に発生する並列共振電圧Ｖ1のピークレベルを抑制する
ように動作する。また、このフォトカプラ２のフォトト
ランジスタを介してゲートに印加される制御電圧のレベ
ルに応じては、補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプ
ダイオードＤD2から成るスイッチング回路のオン期間に
ついてのＰＷＭ制御が行われる。これにより、結果的に
は、後述する直流高電圧ＥHVについての安定化を図るよ
うにされる。
【００６０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、メイン
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造として
は、例えば次のようになる。そのコアとしては、例えば
フェライト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚が対向
するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そし
て、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンを
利用して一次巻線Ｎ1と、二次側に巻装される二次巻線
Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装する。そして、中央
磁脚に対しては所定のギャップ長によるギャップを形成
するようにしている。これによって、所要の結合係数に
よる疎結合が得られるようにしている。なお、本実施の
形態の電源回路においては、二次側に巻装される巻線と
しては、二次巻線Ｎ2のみではなく、二次巻線Ｎ2を巻き
上げて形成される昇圧用巻線Ｎ3、Ｎ5、及び二次巻線Ｎ
2に対して独立して巻装される独立二次巻線Ｎ4が巻装さ
れるのであるが、これらの巻線Ｎ3，Ｎ5，Ｎ4もまた、
例えば実際には分割ボビンにおいて、二次巻線Ｎ2が巻
回される分割領域に巻装されているものである。また、
ギャップは、２組のＥ型コアの各中央磁脚を、２本の外
磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。ま
た、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎
結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が
得られにくいようにしている。
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝
送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造として
は、例えば次のようになる。そのコアとしては、例えば
フェライト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚が対向
するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そし
て、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンを
利用して一次巻線Ｎ1と、二次側に巻装される二次巻線
Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装する。そして、中央
磁脚に対しては所定のギャップ長によるギャップを形成
するようにしている。これによって、所要の結合係数に
よる疎結合が得られるようにしている。なお、本実施の
形態の電源回路においては、二次側に巻装される巻線と
しては、二次巻線Ｎ2のみではなく、二次巻線Ｎ2を巻き
上げて形成される昇圧用巻線Ｎ3、Ｎ5、及び二次巻線Ｎ
2に対して独立して巻装される独立二次巻線Ｎ4が巻装さ
れるのであるが、これらの巻線Ｎ3，Ｎ5，Ｎ4もまた、
例えば実際には分割ボビンにおいて、二次巻線Ｎ2が巻
回される分割領域に巻装されているものである。また、
ギャップは、２組のＥ型コアの各中央磁脚を、２本の外
磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。ま
た、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎
結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が
得られにくいようにしている。
【００６１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻始め端部は、図１に示すようにスイッチン
グ素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻終わり端部は、共
振電流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極
（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次
巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応
する周期の交番電圧が発生する。
巻線Ｎ1の巻始め端部は、図１に示すようにスイッチン
グ素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻終わり端部は、共
振電流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極
（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次
巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応
する周期の交番電圧が発生する。
【００６２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次側に
巻装された各巻線（Ｎ2，Ｎ3，Ｎ4，Ｎ5）に発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コ
ンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2の
リーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデ
ンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回
路が形成される。この二次側並列共振回路により、二次
巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、従っ
て、二次側においては電圧共振動作が得られることとな
る。即ち、この電源回路としても、一次側にはスイッチ
ング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備
え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路
を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」の構成
を採る。このような動作は、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴについて上述のようにギャップを施して疎結合の状
態とすることで得られるものとされる。
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次側に
巻装された各巻線（Ｎ2，Ｎ3，Ｎ4，Ｎ5）に発生する。
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コ
ンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2の
リーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデ
ンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回
路が形成される。この二次側並列共振回路により、二次
巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、従っ
て、二次側においては電圧共振動作が得られることとな
る。即ち、この電源回路としても、一次側にはスイッチ
ング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備
え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路
を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」の構成
を採る。このような動作は、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴについて上述のようにギャップを施して疎結合の状
態とすることで得られるものとされる。
【００６３】ここで、本実施の形態の電源回路として
は、例えばテレビジョン受像器に搭載されるものとされ
る。これに対応して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側では、図示するようにして、二次側直流出力電圧
ＥO1〜ＥO5までの５種類の二次側直流出力電圧を生成し
て出力するようにされる。そして二次側において二次側
直流出力電圧ＥO1〜ＥO5を生成するための構成としては
次のようになっている。
は、例えばテレビジョン受像器に搭載されるものとされ
る。これに対応して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側では、図示するようにして、二次側直流出力電圧
ＥO1〜ＥO5までの５種類の二次側直流出力電圧を生成し
て出力するようにされる。そして二次側において二次側
直流出力電圧ＥO1〜ＥO5を生成するための構成としては
次のようになっている。
【００６４】先ず、二次側並列共振コンデンサＣ2が並
列接続される二次巻線Ｎ2に対しては、その巻終わり側
に対して、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1
から成る半波整流回路が備えられることで、平滑コンデ
ンサＣO1の両端に１３５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO1を
得るようにされる。
列接続される二次巻線Ｎ2に対しては、その巻終わり側
に対して、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1
から成る半波整流回路が備えられることで、平滑コンデ
ンサＣO1の両端に１３５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO1を
得るようにされる。
【００６５】また、この場合には、二次巻線Ｎ2の巻終
わり端部側に対して所定巻数の昇圧用巻線Ｎ3を追加的
に巻き上げるようにして形成する。そして、この昇圧用
巻線Ｎ3に対しては、図示するようにして整流ダイオー
ドＤO2及び平滑コンデンサＣO2を接続する。ここで、平
滑コンデンサＣO2の負極端子は、平滑コンデンサＣO1の
正極端子と接続されることで、平滑コンデンサＣO2−Ｃ
O1の直列接続回路が得られるようになっている。従って
この場合には、半波整流回路［整流ダイオードＤO2，平
滑コンデンサＣO2］を、半波整流回路［整流ダイオード
ＤO1，平滑コンデンサＣO1］に対して積み上げるように
して形成していることになる。そして、整流ダイオード
ＤO2−平滑コンデンサＣO2−ＣO1の整流電流経路によっ
て、半波整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣO2
−平滑コンデンサＣO1の直列接続回路の両端には、２０
０Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2が得られる。
わり端部側に対して所定巻数の昇圧用巻線Ｎ3を追加的
に巻き上げるようにして形成する。そして、この昇圧用
巻線Ｎ3に対しては、図示するようにして整流ダイオー
ドＤO2及び平滑コンデンサＣO2を接続する。ここで、平
滑コンデンサＣO2の負極端子は、平滑コンデンサＣO1の
正極端子と接続されることで、平滑コンデンサＣO2−Ｃ
O1の直列接続回路が得られるようになっている。従って
この場合には、半波整流回路［整流ダイオードＤO2，平
滑コンデンサＣO2］を、半波整流回路［整流ダイオード
ＤO1，平滑コンデンサＣO1］に対して積み上げるように
して形成していることになる。そして、整流ダイオード
ＤO2−平滑コンデンサＣO2−ＣO1の整流電流経路によっ
て、半波整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣO2
−平滑コンデンサＣO1の直列接続回路の両端には、２０
０Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2が得られる。
【００６６】また、二次巻線Ｎ2に対しては、図示する
ように２つのタップ出力を設け、巻終わり端部側のタッ
プ出力に対しては、［整流ダイオードＤO3，平滑コンデ
ンサＣO3］から成る半波整流回路を接続し、巻始め端部
側のタップ出力に対しては、［整流ダイオードＤO4，平
滑コンデンサＣO4］から成る半波整流回路を接続する。
ここで、平滑コンデンサＣO3，ＣO4は図示するように直
列に接続する。つまり、この場合にも半波整流回路［整
流ダイオードＤO3，平滑コンデンサＣO3］を、半波整流
回路［整流ダイオードＤO4，平滑コンデンサＣO4］に対
して積み上げるようにして形成しているものである。そ
して、このような接続態様により、整流ダイオードＤO3
−平滑コンデンサＣO4の整流電流経路によって、半波整
流動作が行われる結果、整流ダイオードＤO3−平滑コン
デンサＣO4の直列接続回路の両端には、１５Ｖの二次側
直流出力電圧ＥO3が得られる。また、平滑コンデンサＣ
O4の正極端子からは、７．５Ｖの二次側直流出力電圧Ｅ
O4を得ることができる。
ように２つのタップ出力を設け、巻終わり端部側のタッ
プ出力に対しては、［整流ダイオードＤO3，平滑コンデ
ンサＣO3］から成る半波整流回路を接続し、巻始め端部
側のタップ出力に対しては、［整流ダイオードＤO4，平
滑コンデンサＣO4］から成る半波整流回路を接続する。
ここで、平滑コンデンサＣO3，ＣO4は図示するように直
列に接続する。つまり、この場合にも半波整流回路［整
流ダイオードＤO3，平滑コンデンサＣO3］を、半波整流
回路［整流ダイオードＤO4，平滑コンデンサＣO4］に対
して積み上げるようにして形成しているものである。そ
して、このような接続態様により、整流ダイオードＤO3
−平滑コンデンサＣO4の整流電流経路によって、半波整
流動作が行われる結果、整流ダイオードＤO3−平滑コン
デンサＣO4の直列接続回路の両端には、１５Ｖの二次側
直流出力電圧ＥO3が得られる。また、平滑コンデンサＣ
O4の正極端子からは、７．５Ｖの二次側直流出力電圧Ｅ
O4を得ることができる。
【００６７】また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部について
は、図示するようにして、巻線Ｎ5を巻き上げるように
して形成する。巻線Ｎ5との巻線部に対して、図示する
ようにして、［整流ダイオードＤO5，平滑コンデンサＣ
O5］から成る半波整流回路を接続することで、平滑コン
デンサＣO5の両端に−１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO5
を得るようにされる。
は、図示するようにして、巻線Ｎ5を巻き上げるように
して形成する。巻線Ｎ5との巻線部に対して、図示する
ようにして、［整流ダイオードＤO5，平滑コンデンサＣ
O5］から成る半波整流回路を接続することで、平滑コン
デンサＣO5の両端に−１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO5
を得るようにされる。
【００６８】さらにこの場合には、二次巻線Ｎ2とは独
立して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に、所
定ターン数の独立二次巻線Ｎ4を巻装するようにしてい
る。そして、この独立二次巻線Ｎ4に対して図示するよ
うに、整流ダイオードＤO6，平滑コンデンサＣO6からな
る半波整流回路を備えることで、２４Ｖの二次側直流出
力電圧ＥO6を得る。
立して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に、所
定ターン数の独立二次巻線Ｎ4を巻装するようにしてい
る。そして、この独立二次巻線Ｎ4に対して図示するよ
うに、整流ダイオードＤO6，平滑コンデンサＣO6からな
る半波整流回路を備えることで、２４Ｖの二次側直流出
力電圧ＥO6を得る。
【００６９】なお、上記二次側直流出力電圧ＥO1〜ＥO6
は、例えば以下のようにして、それぞれ所要の回路部に
対して電源として供給される。 二次側直流出力電圧ＥO1（１３５Ｖ） 水平偏向回路系 二次側直流出力電圧ＥO2（２００Ｖ） ビデオ出力回路
系 二次側直流出力電圧ＥO3，ＥO5（±１５Ｖ） 垂直偏向
回路系回路系 二次側直流出力電圧ＥO4（７．５Ｖ） ＣＲＴヒーター
回路系 二次側直流出力電圧ＥO6（２４Ｖ） 音声出力回路系
は、例えば以下のようにして、それぞれ所要の回路部に
対して電源として供給される。 二次側直流出力電圧ＥO1（１３５Ｖ） 水平偏向回路系 二次側直流出力電圧ＥO2（２００Ｖ） ビデオ出力回路
系 二次側直流出力電圧ＥO3，ＥO5（±１５Ｖ） 垂直偏向
回路系回路系 二次側直流出力電圧ＥO4（７．５Ｖ） ＣＲＴヒーター
回路系 二次側直流出力電圧ＥO6（２４Ｖ） 音声出力回路系
【００７０】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側には二次側アクティブクランプ回路１１が備えられ
る。二次側アクティブクランプ回路１１は、補助スイッ
チング素子Ｑ3，クランプコンデンサＣCL2，クランプダ
イオードＤD3を備えている。この場合、補助スイッチン
グ素子Ｑ3についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。ま
た、クランプダイオードＤD3には、ＭＯＳ−ＦＥＴとし
ての補助スイッチング素子Ｑ3が内蔵するボディダイオ
ードを用いるようにされる。また、補助スイッチング素
子Ｑ3を駆動するための駆動回路系は、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇ１に
対して、コンデンサＣｇ１−抵抗Ｒｇ１を接続したＬＣ
Ｒ直列共振回路を接続することで形成される。また、こ
の場合には、バイアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子
Ｑ3のゲートと二次側アース間に挿入される。
次側には二次側アクティブクランプ回路１１が備えられ
る。二次側アクティブクランプ回路１１は、補助スイッ
チング素子Ｑ3，クランプコンデンサＣCL2，クランプダ
イオードＤD3を備えている。この場合、補助スイッチン
グ素子Ｑ3についてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。ま
た、クランプダイオードＤD3には、ＭＯＳ−ＦＥＴとし
ての補助スイッチング素子Ｑ3が内蔵するボディダイオ
ードを用いるようにされる。また、補助スイッチング素
子Ｑ3を駆動するための駆動回路系は、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇ１に
対して、コンデンサＣｇ１−抵抗Ｒｇ１を接続したＬＣ
Ｒ直列共振回路を接続することで形成される。また、こ
の場合には、バイアス抵抗Ｒ11が補助スイッチング素子
Ｑ3のゲートと二次側アース間に挿入される。
【００７１】補助スイッチング素子Ｑ3のドレインはク
ランプコンデンサＣCL2を介して、二次巻線Ｎ2の巻始め
側の端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ3のド
レインは二次側アースに対して接地される。また、クラ
ンプダイオードＤD3は、そのアノードが補助スイッチン
グ素子Ｑ3のドレインに接続され、カソードが補助スイ
ッチング素子Ｑ3のソースに接続されることで、補助ス
イッチング素子Ｑ3がオフとなる期間に流れるクランプ
電流の経路を形成するようにしている。このように、本
実施の形態の二次側アクティブクランプ回路１１として
は、上記補助スイッチング素子Ｑ3及びクランプダイオ
ードＤD3から成るスイッチング回路に対して、クランプ
コンデンサＣCL2を直列に接続して成るものとされる。
そして、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2/
/二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振
回路に対して、さらに並列に接続して構成されるもので
ある。
ランプコンデンサＣCL2を介して、二次巻線Ｎ2の巻始め
側の端部に接続される。補助スイッチング素子Ｑ3のド
レインは二次側アースに対して接地される。また、クラ
ンプダイオードＤD3は、そのアノードが補助スイッチン
グ素子Ｑ3のドレインに接続され、カソードが補助スイ
ッチング素子Ｑ3のソースに接続されることで、補助ス
イッチング素子Ｑ3がオフとなる期間に流れるクランプ
電流の経路を形成するようにしている。このように、本
実施の形態の二次側アクティブクランプ回路１１として
は、上記補助スイッチング素子Ｑ3及びクランプダイオ
ードＤD3から成るスイッチング回路に対して、クランプ
コンデンサＣCL2を直列に接続して成るものとされる。
そして、このようにして形成される回路を二次巻線Ｎ2/
/二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列共振
回路に対して、さらに並列に接続して構成されるもので
ある。
【００７２】第１制御回路１Ａに対しては検出電圧とし
て二次側直流出力電圧ＥO1が入力される。この第１制御
回路１Ａは、入力された二次側直流出力電圧ＥO1のレベ
ル変化に応じて可変のバイアス電圧を、補助スイッチン
グ素子Ｑ3のゲートに対して印加する。これによって
は、スイッチング動作（オン／オフ動作）を行う補助ス
イッチング素子Ｑ3の導通角（オン期間）を制御する動
作が得られる。クランプコンデンサＣCL2には、二次側
並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2
に充電されるべき電流が分流して流れるようにされる
が、補助スイッチング素子Ｑ3の導通角が可変制御され
れば、クランプコンデンサＣCL2に流れる電流量が変化
するので、これに伴って二次側並列共振コンデンサＣ2
への充電電流量が変化する。このようにして二次側並列
共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化することで、
二次側並列共振回路に得られる交番電圧（並列共振電
圧）のレベルも変化する。そして、並列共振電圧が変化
することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変制
御されることになる。このようにして、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側に得られる直流出力電圧の安定
化が図られる。
て二次側直流出力電圧ＥO1が入力される。この第１制御
回路１Ａは、入力された二次側直流出力電圧ＥO1のレベ
ル変化に応じて可変のバイアス電圧を、補助スイッチン
グ素子Ｑ3のゲートに対して印加する。これによって
は、スイッチング動作（オン／オフ動作）を行う補助ス
イッチング素子Ｑ3の導通角（オン期間）を制御する動
作が得られる。クランプコンデンサＣCL2には、二次側
並列共振回路を形成する二次側並列共振コンデンサＣ2
に充電されるべき電流が分流して流れるようにされる
が、補助スイッチング素子Ｑ3の導通角が可変制御され
れば、クランプコンデンサＣCL2に流れる電流量が変化
するので、これに伴って二次側並列共振コンデンサＣ2
への充電電流量が変化する。このようにして二次側並列
共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化することで、
二次側並列共振回路に得られる交番電圧（並列共振電
圧）のレベルも変化する。そして、並列共振電圧が変化
することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変制
御されることになる。このようにして、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側に得られる直流出力電圧の安定
化が図られる。
【００７３】そして、本実施の形態の電源回路において
は、これまで説明してきた構成に対して高圧発生回路４
０が備えられる。この高圧発生回路４０は、所要の高圧
とされるレベルによる、ＣＲＴのアノード電圧を生成す
るために設けられる。
は、これまで説明してきた構成に対して高圧発生回路４
０が備えられる。この高圧発生回路４０は、所要の高圧
とされるレベルによる、ＣＲＴのアノード電圧を生成す
るために設けられる。
【００７４】高圧発生回路４０は、フライバックトラン
スＦＢＴと、その二次側に設けられる高圧整流回路とを
備えて形成され、上記スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング出力が、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ
Oに対して伝達される。
スＦＢＴと、その二次側に設けられる高圧整流回路とを
備えて形成され、上記スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング出力が、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ
Oに対して伝達される。
【００７５】フライバックトランスＦＢＴにおいては、
図示するように、一次側には一次巻線ＮOが巻装され
る。また、二次側には、二次巻線として、５組の昇圧巻
線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されてい
る。
図示するように、一次側には一次巻線ＮOが巻装され
る。また、二次側には、二次巻線として、５組の昇圧巻
線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されてい
る。
【００７６】一次巻線ＮOは、図示するようにその巻終
わり端部が直列共振コンデンサＣ5の直列接続を介して
メインスイッチング素子Ｑ1エミッタと絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の接続点に対して接続さ
れる。ここで、直列共振コンデンサＣ5のキャパシタン
スと一次巻線ＮOのインダクタンスＬOとによっては、直
列共振回路が形成される。また、一次巻線ＮOの巻始め
端部は一次側アースに対して接地される。このような接
続形態によっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1に対して、直列共振コンデンサＣ5−一次巻線
ＮOから成る直列共振回路が並列に接続されているもの
と見ることができる。また、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、
実際には、分割されて各々独立した状態でコアに巻装さ
れている。これら昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、一次巻線Ｎ
Oに対して、いわゆる減極性の関係となるように巻装さ
れていることで、フライバック動作が得られるようにな
っている。
わり端部が直列共振コンデンサＣ5の直列接続を介して
メインスイッチング素子Ｑ1エミッタと絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の接続点に対して接続さ
れる。ここで、直列共振コンデンサＣ5のキャパシタン
スと一次巻線ＮOのインダクタンスＬOとによっては、直
列共振回路が形成される。また、一次巻線ＮOの巻始め
端部は一次側アースに対して接地される。このような接
続形態によっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1に対して、直列共振コンデンサＣ5−一次巻線
ＮOから成る直列共振回路が並列に接続されているもの
と見ることができる。また、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、
実際には、分割されて各々独立した状態でコアに巻装さ
れている。これら昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、一次巻線Ｎ
Oに対して、いわゆる減極性の関係となるように巻装さ
れていることで、フライバック動作が得られるようにな
っている。
【００７７】上記昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV
4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流ダ
イオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々と
直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に多段接続
されている。つまり、多段型整流回路を形成する。そし
て、これら５組の半波整流回路から成る多段型整流回路
に対して平滑コンデンサＣOHVが並列に接続されること
で、二次側整流平滑回路を形成することになる。
4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流ダ
イオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々と
直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に多段接続
されている。つまり、多段型整流回路を形成する。そし
て、これら５組の半波整流回路から成る多段型整流回路
に対して平滑コンデンサＣOHVが並列に接続されること
で、二次側整流平滑回路を形成することになる。
【００７８】但し、本実施の形態においては、図示する
ように、昇圧巻線ＮHV5の巻始め端部と、平滑コンデン
サＣOHVの負極端子間に対して、図示するように、高圧
整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5と同一の導通方向によっ
て、追加高圧整流ダイオードＤHV6を直列に接続してい
る。つまり、二次側整流平滑回路の整流電流経路内にお
ける、多段型整流回路の最下段に対して追加高圧整流ダ
イオードＤHV6を設けているものである。
ように、昇圧巻線ＮHV5の巻始め端部と、平滑コンデン
サＣOHVの負極端子間に対して、図示するように、高圧
整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5と同一の導通方向によっ
て、追加高圧整流ダイオードＤHV6を直列に接続してい
る。つまり、二次側整流平滑回路の整流電流経路内にお
ける、多段型整流回路の最下段に対して追加高圧整流ダ
イオードＤHV6を設けているものである。
【００７９】図１に示したようにしてフライバックトラ
ンスＦＢＴを設けた構成とした場合には、その一次巻線
ＮOのリーケージインダクタンス（Ｌｏ）と昇圧巻線ＮH
V1〜ＮHV5の分布容量Ｃｓとの成分によって形成される
共振回路の共振作用で、電源回路内に高次高調波のリン
ギング電流が流れ、これが電力損失を増加させている１
要因となることが分かっている。そこで、上記のように
して追加高圧整流ダイオードＤHV6を設けるようにされ
るのであるが、これによっては、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5
の分布容量を小さくするように作用する。そして、この
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量が小さくなると、高次
高調波のリンギング電流の周波数ｆｏが高くなることに
なる。
ンスＦＢＴを設けた構成とした場合には、その一次巻線
ＮOのリーケージインダクタンス（Ｌｏ）と昇圧巻線ＮH
V1〜ＮHV5の分布容量Ｃｓとの成分によって形成される
共振回路の共振作用で、電源回路内に高次高調波のリン
ギング電流が流れ、これが電力損失を増加させている１
要因となることが分かっている。そこで、上記のように
して追加高圧整流ダイオードＤHV6を設けるようにされ
るのであるが、これによっては、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5
の分布容量を小さくするように作用する。そして、この
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量が小さくなると、高次
高調波のリンギング電流の周波数ｆｏが高くなることに
なる。
【００８０】このようにしてリンギング電流の周波数
（共振周波数）ｆｏが高くなることで、主としては、二
次側に備えられる高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5の空
乏層容量に対してはリンギング電流が流れにくくなる。
そしてこれにより、上記スイッチング素子Ｑ1、及び高
圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5の空乏層容量には、ほと
んどリンギング電流が流れないようにされる。
（共振周波数）ｆｏが高くなることで、主としては、二
次側に備えられる高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5の空
乏層容量に対してはリンギング電流が流れにくくなる。
そしてこれにより、上記スイッチング素子Ｑ1、及び高
圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5の空乏層容量には、ほと
んどリンギング電流が流れないようにされる。
【００８１】また、上記した二次側整流平滑回路の動作
としては次のようになる。つまり、フライバックトラン
スＦＢＴの二次側においては、５組の半波整流回路が昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を、高圧整流ダイ
オードＤHV1〜ＤHV5（及び追加高圧整流ダイオードＤHV
6）により整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電す
るという動作が行われる。これによって、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が得られ
る。そして、この平滑コンデンサＣOHVの両端に得られ
た直流電圧が直流高電圧ＥHVとして出力されることにな
る。この直流高電圧ＥHVは、例えばＣＲＴのアノード電
圧として利用される。
としては次のようになる。つまり、フライバックトラン
スＦＢＴの二次側においては、５組の半波整流回路が昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を、高圧整流ダイ
オードＤHV1〜ＤHV5（及び追加高圧整流ダイオードＤHV
6）により整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電す
るという動作が行われる。これによって、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が得られ
る。そして、この平滑コンデンサＣOHVの両端に得られ
た直流電圧が直流高電圧ＥHVとして出力されることにな
る。この直流高電圧ＥHVは、例えばＣＲＴのアノード電
圧として利用される。
【００８２】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHV
のレベル変化に応じてフォトカプラ２の導通制御を行
う。なお、フォトカプラ２のフォトダイオードと二次側
アース間には抵抗Ｒｐｃが直列に挿入される。
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHV
のレベル変化に応じてフォトカプラ２の導通制御を行
う。なお、フォトカプラ２のフォトダイオードと二次側
アース間には抵抗Ｒｐｃが直列に挿入される。
【００８３】上記のようにして、第２制御回路１Ｂによ
ってフォトカプラ２の導通制御が行われることで、一次
側にあるコンデンサＣ1からは、フォトカプラ２のフォ
トトランジスタを介して、直流高電圧ＥHVのレベルに応
じて可変される電流が流れることになる。これによっ
て、一次側アクティブクランプ回路１０内の補助スイッ
チング素子Ｑ2のゲートに対して与えられるべきバイア
スが変化することになる。このようにして補助スイッチ
ング素子Ｑ2のバイアスが可変されることで、補助スイ
ッチング素子Ｑ2は、その１スイッチング周期内におけ
るオン期間が可変される。つまり、ＰＷＭ制御が行われ
る。前述もしたように、補助スイッチング素子Ｑ2のス
イッチング動作によっては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒの両端に発生する共振電圧Ｖ1をクランプして抑制
する動作が得られるのであるが、上記のようにして補助
スイッチング素子Ｑ2についてＰＷＭ制御が行われるこ
とで、共振電圧Ｖ1の電圧レベルは直流高電圧レベルの
変動に応じて可変制御されることになる。ここで、直列
共振コンデンサＣ5と一次側巻線ＮOからなる直列共振回
路に対しては、共振電圧Ｖ1のレベル変化に対応してそ
のレベルが可変された、メインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング出力が供給される。このため、昇圧トラン
スＨＶＴの一次巻線ＮOに流れる電流Ｉ3の電流レベルも
変化し、これに伴って、一次巻線Ｎ4の両端に発生する
巻線電圧Ｖ4の電圧レベルも可変されることになる。こ
れにより、昇圧トランスＨＶＴの二次側に誘起される誘
起電圧レベルが可変され、高圧発生回路０４から出力さ
れる直流高電圧ＥHVの安定化が図られることになる。
ってフォトカプラ２の導通制御が行われることで、一次
側にあるコンデンサＣ1からは、フォトカプラ２のフォ
トトランジスタを介して、直流高電圧ＥHVのレベルに応
じて可変される電流が流れることになる。これによっ
て、一次側アクティブクランプ回路１０内の補助スイッ
チング素子Ｑ2のゲートに対して与えられるべきバイア
スが変化することになる。このようにして補助スイッチ
ング素子Ｑ2のバイアスが可変されることで、補助スイ
ッチング素子Ｑ2は、その１スイッチング周期内におけ
るオン期間が可変される。つまり、ＰＷＭ制御が行われ
る。前述もしたように、補助スイッチング素子Ｑ2のス
イッチング動作によっては、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒの両端に発生する共振電圧Ｖ1をクランプして抑制
する動作が得られるのであるが、上記のようにして補助
スイッチング素子Ｑ2についてＰＷＭ制御が行われるこ
とで、共振電圧Ｖ1の電圧レベルは直流高電圧レベルの
変動に応じて可変制御されることになる。ここで、直列
共振コンデンサＣ5と一次側巻線ＮOからなる直列共振回
路に対しては、共振電圧Ｖ1のレベル変化に対応してそ
のレベルが可変された、メインスイッチング素子Ｑ1の
スイッチング出力が供給される。このため、昇圧トラン
スＨＶＴの一次巻線ＮOに流れる電流Ｉ3の電流レベルも
変化し、これに伴って、一次巻線Ｎ4の両端に発生する
巻線電圧Ｖ4の電圧レベルも可変されることになる。こ
れにより、昇圧トランスＨＶＴの二次側に誘起される誘
起電圧レベルが可変され、高圧発生回路０４から出力さ
れる直流高電圧ＥHVの安定化が図られることになる。
【００８４】ここで、図１２及び図１３の断面図によ
り、本実施の形態としてのフライバックトランスＦＢＴ
の構造例を示しておく。先ず、図１２に示すフライバッ
クトランスＦＢＴでは、例えばフェライト材による２つ
のＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように
組み合わせることでＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。
そして、Ｕ字型コアＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣ
Ｒ２の磁脚端部との対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ
２をそれぞれ設けるようにされる。そして、図示するよ
うに、一次巻線Ｎ1を巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ
−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁脚に対して貫通させるよう
に取り付ける。そして、この低圧巻線ボビンＬＢのさら
に外側に対して、昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧
巻線ボビンＨＢを貫通させるようにして取り付ける。こ
れによって、一次巻線Ｎ1と昇圧巻線ＮHV(1〜5）とにつ
いて分割して巻装する構造が得られる。
り、本実施の形態としてのフライバックトランスＦＢＴ
の構造例を示しておく。先ず、図１２に示すフライバッ
クトランスＦＢＴでは、例えばフェライト材による２つ
のＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように
組み合わせることでＵ−Ｕ字型コアＣＲが形成される。
そして、Ｕ字型コアＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣ
Ｒ２の磁脚端部との対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ
２をそれぞれ設けるようにされる。そして、図示するよ
うに、一次巻線Ｎ1を巻装した低圧巻線ボビンＬＢをＵ
−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁脚に対して貫通させるよう
に取り付ける。そして、この低圧巻線ボビンＬＢのさら
に外側に対して、昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装した高圧
巻線ボビンＨＢを貫通させるようにして取り付ける。こ
れによって、一次巻線Ｎ1と昇圧巻線ＮHV(1〜5）とにつ
いて分割して巻装する構造が得られる。
【００８５】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そのうえで、上記一次巻線Ｎ1及び昇圧巻線ＮHVとにつ
いて、例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充
填することで、これらの絶縁を確保する。そして、上記
のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装したうえで、
回路的には図６に示した態様が得られるように、各昇圧
巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオードＤHV(1〜
5)を接続して取り付ける。
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そのうえで、上記一次巻線Ｎ1及び昇圧巻線ＮHVとにつ
いて、例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充
填することで、これらの絶縁を確保する。そして、上記
のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装したうえで、
回路的には図６に示した態様が得られるように、各昇圧
巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオードＤHV(1〜
5)を接続して取り付ける。
【００８６】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
１２に示す構造のほか、図１３に示すようにして、いわ
ゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることも
できる。なお、図１３において図１２と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻
きによって巻装する場合は、図示するように、高圧巻線
ボビンＨＢ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成
する。これにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線
領域であるスリットＳが複数形成されることになる。そ
して、この各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装
することで昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしている
ものである。なお、図１２及び図１３の各図には、低圧
巻線ボビンＬＢの一部分割領域に対して三次巻線Ｎ3を
巻装している状態が示されているが、これは、例えば一
次側において低圧直流電圧を得るために、その源となる
低圧交番電圧を生成する三次巻線Ｎ3を巻装する必要が
ある場合に対応しているものとされる。そして、上記図
１２又は図１３に示すフライバックトランスＦＢＴの構
造によっては、一次巻線Ｎ1と二次側の昇圧巻線ＮHV(1
〜5）とについては、同一の磁脚に対して巻装されてい
るで、互いの結合状態として密結合の状態が得られるよ
うにされている。例えば実際としては、結合係数ｋ＝
０．９８程度の密結合が得られているものである。な
お、本実施の形態において採用されるフライバックトラ
ンスＦＢＴの構造としてはこれに限定されるものではな
く、ほかにも考えられるものである。
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
１２に示す構造のほか、図１３に示すようにして、いわ
ゆる分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることも
できる。なお、図１３において図１２と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻
きによって巻装する場合は、図示するように、高圧巻線
ボビンＨＢ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成
する。これにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線
領域であるスリットＳが複数形成されることになる。そ
して、この各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装
することで昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしている
ものである。なお、図１２及び図１３の各図には、低圧
巻線ボビンＬＢの一部分割領域に対して三次巻線Ｎ3を
巻装している状態が示されているが、これは、例えば一
次側において低圧直流電圧を得るために、その源となる
低圧交番電圧を生成する三次巻線Ｎ3を巻装する必要が
ある場合に対応しているものとされる。そして、上記図
１２又は図１３に示すフライバックトランスＦＢＴの構
造によっては、一次巻線Ｎ1と二次側の昇圧巻線ＮHV(1
〜5）とについては、同一の磁脚に対して巻装されてい
るで、互いの結合状態として密結合の状態が得られるよ
うにされている。例えば実際としては、結合係数ｋ＝
０．９８程度の密結合が得られているものである。な
お、本実施の形態において採用されるフライバックトラ
ンスＦＢＴの構造としてはこれに限定されるものではな
く、ほかにも考えられるものである。
【００８７】図２は、上記図１に示した構成による電源
回路における要部の動作波形を示している。なお、この
図に示される動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、
絶縁コンバータトランスＰＩＴ側にて得られる二次側直
流出力電圧ＥO1の負荷電力が１４５Ｗ、フライバックト
ランスＦＢＴ側にて得られる直流高電圧ＥHVの負荷電力
が６０Ｗの条件におけるものとされる。
回路における要部の動作波形を示している。なお、この
図に示される動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、
絶縁コンバータトランスＰＩＴ側にて得られる二次側直
流出力電圧ＥO1の負荷電力が１４５Ｗ、フライバックト
ランスＦＢＴ側にて得られる直流高電圧ＥHVの負荷電力
が６０Ｗの条件におけるものとされる。
【００８８】先ず、一次側の動作としては、前述もした
ように、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタ
イミングとしては、期間ＴON1＋期間ＴOFF1による１ス
イッチング周期が、水平同期信号周波数ｆHに同期した
ものとなっている。そして、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒの両端に得られる一次側並列共振電圧Ｖ1は、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期のタイミン
グに対応した波形となる。つまり、図２（ａ）に示すよ
うにして、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期
間ＴOFF1においては、負極性にて所定のピークレベルで
クランプされた波形が得られ、また、メインスイッチン
グ素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON1においては、整流平滑
電圧Ｅｉのレベルでクランプされるレベルの波形とな
る。
ように、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタ
イミングとしては、期間ＴON1＋期間ＴOFF1による１ス
イッチング周期が、水平同期信号周波数ｆHに同期した
ものとなっている。そして、一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒの両端に得られる一次側並列共振電圧Ｖ1は、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期のタイミン
グに対応した波形となる。つまり、図２（ａ）に示すよ
うにして、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期
間ＴOFF1においては、負極性にて所定のピークレベルで
クランプされた波形が得られ、また、メインスイッチン
グ素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON1においては、整流平滑
電圧Ｅｉのレベルでクランプされるレベルの波形とな
る。
【００８９】そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1に流れるスイッチング出力電流Ｉ1は、図２
（ｂ）に示すような、メインスイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周期に同期した波形となり、同様に、フライ
バックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOに流れるスイッチ
ング出力電流Ｉ2も、図２（ｃ）に示されるようなメイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期に同期した
波形となるものである。
一次巻線Ｎ1に流れるスイッチング出力電流Ｉ1は、図２
（ｂ）に示すような、メインスイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周期に同期した波形となり、同様に、フライ
バックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOに流れるスイッチ
ング出力電流Ｉ2も、図２（ｃ）に示されるようなメイ
ンスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期に同期した
波形となるものである。
【００９０】また、メインスイッチング素子Ｑ1のコレ
クタには、上記スイッチング出力電流Ｉ1，Ｉ2が合成さ
れて流れるようにされるのであるが、そのコレクタ電流
ＩQ1は、図２（ｄ）に示すようにして、期間ＴON1にお
いては、ターンオン時にクランプダイオードＤD1→Ｑ1
ベース→Ｑ1コレクタを介して平滑コンデンサにＣｉに
流れることで負極性の波形となってＺＶＳ動作し、その
後に正極性に反転してＱ1コレクタ−Ｑ1エミッタに流れ
るようにされる。そして、期間ＴOFF1においては０レベ
ルを維持する。
クタには、上記スイッチング出力電流Ｉ1，Ｉ2が合成さ
れて流れるようにされるのであるが、そのコレクタ電流
ＩQ1は、図２（ｄ）に示すようにして、期間ＴON1にお
いては、ターンオン時にクランプダイオードＤD1→Ｑ1
ベース→Ｑ1コレクタを介して平滑コンデンサにＣｉに
流れることで負極性の波形となってＺＶＳ動作し、その
後に正極性に反転してＱ1コレクタ−Ｑ1エミッタに流れ
るようにされる。そして、期間ＴOFF1においては０レベ
ルを維持する。
【００９１】また、一次側アクティブクランプ回路１０
の動作としては、図２（ｅ）に示される。つまり、クラ
ンプコンデンサＣCL1を介して補助スイッチング素子Ｑ2
に流れるクランプ電流ＩQ2は、期間ＴON2において図示
するようにして負極性から正極性に反転する鋸歯状波に
より流れ、期間ＴOFF2において０レベルとなる。ここ
で、期間ＴON2は、補助スイッチング素子Ｑ2及びクラン
プダイオードＤD2からなるスイッチング回路が導通する
期間であり、この場合には、期間ＴOFF1内にあるように
されている。これに対して期間ＴOFF2は、上記スイッチ
ング回路が非道通となる期間である。ここで、メインス
イッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングである［期
間ＴON1，ＴOFF1］と、補助スイッチング素子Ｑ2のオン
／オフタイミングである［期間ＴON2，ＴOFF2］とを比
較して分かるように、メインスイッチング素子Ｑ1と補
助スイッチング素子Ｑ2とでは、ほぼ交互となるタイミ
ングによってオン／オフ動作を行うようにされている。
の動作としては、図２（ｅ）に示される。つまり、クラ
ンプコンデンサＣCL1を介して補助スイッチング素子Ｑ2
に流れるクランプ電流ＩQ2は、期間ＴON2において図示
するようにして負極性から正極性に反転する鋸歯状波に
より流れ、期間ＴOFF2において０レベルとなる。ここ
で、期間ＴON2は、補助スイッチング素子Ｑ2及びクラン
プダイオードＤD2からなるスイッチング回路が導通する
期間であり、この場合には、期間ＴOFF1内にあるように
されている。これに対して期間ＴOFF2は、上記スイッチ
ング回路が非道通となる期間である。ここで、メインス
イッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングである［期
間ＴON1，ＴOFF1］と、補助スイッチング素子Ｑ2のオン
／オフタイミングである［期間ＴON2，ＴOFF2］とを比
較して分かるように、メインスイッチング素子Ｑ1と補
助スイッチング素子Ｑ2とでは、ほぼ交互となるタイミ
ングによってオン／オフ動作を行うようにされている。
【００９２】ここで、期間ＴOFF1は、本来であれば、ス
イッチング出力電流Ｉ1，Ｉ2が一次側並列共振コンデン
サＣｒに流入する期間なのであるが、本実施の形態で
は、図２（ｅ）に示すようにして、期間ＴON2におい
て、スイッチング出力電流Ｉ1，Ｉ2が一次側アクティブ
クランプ回路１０側に流れるようにされる。従って、一
次側並列共振コンデンサＣｒに対してスイッチング出力
電流Ｉ1，Ｉ2が流れるのは、期間ＴOFF1における期間Ｔ
ON2以外の期間のみとなり、それだけ充電電流量が低減
されることになる。これによって、一次側並列共振電圧
Ｖ1は、図２（ａ）に示されるようにして期間ＴOFF1に
おいてクランプされ、負極性におけるピークレベルが抑
制された波形となるものである。
イッチング出力電流Ｉ1，Ｉ2が一次側並列共振コンデン
サＣｒに流入する期間なのであるが、本実施の形態で
は、図２（ｅ）に示すようにして、期間ＴON2におい
て、スイッチング出力電流Ｉ1，Ｉ2が一次側アクティブ
クランプ回路１０側に流れるようにされる。従って、一
次側並列共振コンデンサＣｒに対してスイッチング出力
電流Ｉ1，Ｉ2が流れるのは、期間ＴOFF1における期間Ｔ
ON2以外の期間のみとなり、それだけ充電電流量が低減
されることになる。これによって、一次側並列共振電圧
Ｖ1は、図２（ａ）に示されるようにして期間ＴOFF1に
おいてクランプされ、負極性におけるピークレベルが抑
制された波形となるものである。
【００９３】また、同じ一次側の動作として、フライバ
ックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOとメインスイッチン
グ素子Ｑ1のエミッタとの間に直列に挿入される直列共
振コンデンサＣ1の両端電圧Ｖ3は、図２（ｈ）に示すよ
うにして、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
周期に対応した正弦波が得られる。このような正弦波
は、直列共振コンデンサＣ1−一次巻線ＮOから成る直列
共振回路の共振作用によって、得られるものとされる。
そして、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOの
両端に得られる交番電圧Ｖ4は、図２（ｉ）に示すよう
にして期間ＴOFF1において負極性のパルスが得られ、期
間ＴON1において緩やかなピークを有する波形となる。
この交番電圧Ｖ4もまた、直列共振コンデンサＣ1−一次
巻線ＮOから成る直列共振回路の共振作用によって、全
体として滑らかな波形が得られている。ここで、フライ
バックトランスＦＢＴ側においてはフライバック動作に
よる整流動作とされており、従って、二次側の多段型整
流回路においては、図２（ｉ）に示す交番電圧Ｖ4が負
極性となるタイミングで、各高圧整流ダイオードＤHV(1
〜5)及び追加高圧整流ダイオードＤHV6が導通して、半
波整流動作を行うようにされる。つまり、フライバック
トランスＦＢＴにおいては、メインスイッチング素子Ｑ
1がオフとなる期間ＴOFF1において電力伝送が行われ
る。
ックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOとメインスイッチン
グ素子Ｑ1のエミッタとの間に直列に挿入される直列共
振コンデンサＣ1の両端電圧Ｖ3は、図２（ｈ）に示すよ
うにして、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
周期に対応した正弦波が得られる。このような正弦波
は、直列共振コンデンサＣ1−一次巻線ＮOから成る直列
共振回路の共振作用によって、得られるものとされる。
そして、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOの
両端に得られる交番電圧Ｖ4は、図２（ｉ）に示すよう
にして期間ＴOFF1において負極性のパルスが得られ、期
間ＴON1において緩やかなピークを有する波形となる。
この交番電圧Ｖ4もまた、直列共振コンデンサＣ1−一次
巻線ＮOから成る直列共振回路の共振作用によって、全
体として滑らかな波形が得られている。ここで、フライ
バックトランスＦＢＴ側においてはフライバック動作に
よる整流動作とされており、従って、二次側の多段型整
流回路においては、図２（ｉ）に示す交番電圧Ｖ4が負
極性となるタイミングで、各高圧整流ダイオードＤHV(1
〜5)及び追加高圧整流ダイオードＤHV6が導通して、半
波整流動作を行うようにされる。つまり、フライバック
トランスＦＢＴにおいては、メインスイッチング素子Ｑ
1がオフとなる期間ＴOFF1において電力伝送が行われ
る。
【００９４】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側の動作は図２（ｆ）（ｇ）に示される。絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側に設けられる二次側並列共
振コンデンサＣ2の両端に得られる交番電圧Ｖ2は、図２
（ｆ）に示されるようにして、二次側アクティブクラン
プ回路１１のスイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）が導通し
てオンとなる期間ＴON3においては負極性により所定レ
ベルでクランプされた波形が得られ、また、上記スイッ
チング回路が非導通となってオフとなる期間ＴOFF3にお
いては、正極性の方向により二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルでクランプされる波形が得られる。絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの二次側の各整流ダイオード（ＤO1〜
ＤO6）は、この期間ＴOFF3により得られる正極性の交番
電圧Ｖ2の波形によって導通して半波整流動作を行うこ
とになる。
次側の動作は図２（ｆ）（ｇ）に示される。絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側に設けられる二次側並列共
振コンデンサＣ2の両端に得られる交番電圧Ｖ2は、図２
（ｆ）に示されるようにして、二次側アクティブクラン
プ回路１１のスイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）が導通し
てオンとなる期間ＴON3においては負極性により所定レ
ベルでクランプされた波形が得られ、また、上記スイッ
チング回路が非導通となってオフとなる期間ＴOFF3にお
いては、正極性の方向により二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルでクランプされる波形が得られる。絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの二次側の各整流ダイオード（ＤO1〜
ＤO6）は、この期間ＴOFF3により得られる正極性の交番
電圧Ｖ2の波形によって導通して半波整流動作を行うこ
とになる。
【００９５】また、図２（ｇ）には、二次側アクティブ
クランプ回路１０の動作として、クランプコンデンサＣ
CL2からスイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）に対して流れる
クランプ電流ＩQ3が示される。この図２（ｇ）から分か
るように、スイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）は期間ＴON3
にて導通（オン）し、期間ＴOFF3において非道通（オ
フ）となる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側の各整流ダイオード（ＤO1〜ＤO6）とはほぼ交互
となるタイミングでオン／オフ動作を行う。ここで、期
間ＴON3内の動作として、その前半期間においては、ク
ランプダイオードＤD3→クランプコンデンサＣCL2から
二次巻線Ｎ2の経路によりクランプ電流ＩQ3が流れ、そ
の波形としては図２（ｇ）に示すようにして、負極性の
鋸歯状波となる。そして後半期間に至ると、負極性から
正極性に反転して、クランプ電流ＩQ3は、クランプコン
デンサＣCL2→Ｑ3ドレイン→Ｑ3ソースを介して流れる
ようにされる。例えばこのようにして、期間ＴON3にお
いてクランプ電流ＩQ3が流れるようにされることで、こ
の場合にも二次側並列共振コンデンサＣ2に充電される
べき電流が、クランプコンデンサＣCL2に対して充放電
されるようにして流れることになるため、図２（ｆ）に
示される二次側並列共振コンデンサＣ2の両端の交番電
圧Ｖ2としては、負極性のピークレベルがクランプされ
る。
クランプ回路１０の動作として、クランプコンデンサＣ
CL2からスイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）に対して流れる
クランプ電流ＩQ3が示される。この図２（ｇ）から分か
るように、スイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）は期間ＴON3
にて導通（オン）し、期間ＴOFF3において非道通（オ
フ）となる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側の各整流ダイオード（ＤO1〜ＤO6）とはほぼ交互
となるタイミングでオン／オフ動作を行う。ここで、期
間ＴON3内の動作として、その前半期間においては、ク
ランプダイオードＤD3→クランプコンデンサＣCL2から
二次巻線Ｎ2の経路によりクランプ電流ＩQ3が流れ、そ
の波形としては図２（ｇ）に示すようにして、負極性の
鋸歯状波となる。そして後半期間に至ると、負極性から
正極性に反転して、クランプ電流ＩQ3は、クランプコン
デンサＣCL2→Ｑ3ドレイン→Ｑ3ソースを介して流れる
ようにされる。例えばこのようにして、期間ＴON3にお
いてクランプ電流ＩQ3が流れるようにされることで、こ
の場合にも二次側並列共振コンデンサＣ2に充電される
べき電流が、クランプコンデンサＣCL2に対して充放電
されるようにして流れることになるため、図２（ｆ）に
示される二次側並列共振コンデンサＣ2の両端の交番電
圧Ｖ2としては、負極性のピークレベルがクランプされ
る。
【００９６】また、前述もしたように、交流入力電圧Ｖ
AC又は二次側直流出力電圧ＥO1の負荷の変動により、二
次側直流出力電圧ＥO1のレベルが変動したときには、制
御回路１Ａによって、補助スイッチング素子Ｑ3につい
ての導通角制御が行われ、期間ＴON3が可変されること
になる。これに伴い、前述したようにして、整流ダイオ
ードＤO1の導通角も制御されることとなるために、結果
的に二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが安定化されるよ
うにコントロールされることになる。
AC又は二次側直流出力電圧ＥO1の負荷の変動により、二
次側直流出力電圧ＥO1のレベルが変動したときには、制
御回路１Ａによって、補助スイッチング素子Ｑ3につい
ての導通角制御が行われ、期間ＴON3が可変されること
になる。これに伴い、前述したようにして、整流ダイオ
ードＤO1の導通角も制御されることとなるために、結果
的に二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが安定化されるよ
うにコントロールされることになる。
【００９７】また、同様にして、交流入力電圧ＶAC又は
直流高電圧ＥHVの負荷の変動により直流高電圧ＥHVのレ
ベルが変動したときには、制御回路１Ｂによって、一次
側アクティブクランプ回路の導通期間ＴON2が可変制御
されるようにして導通角制御が行われる。これによって
は、前述した作用によって直流高電圧ＥHVのレベルが安
定化されるようにして可変制御されることになるもので
ある。
直流高電圧ＥHVの負荷の変動により直流高電圧ＥHVのレ
ベルが変動したときには、制御回路１Ｂによって、一次
側アクティブクランプ回路の導通期間ＴON2が可変制御
されるようにして導通角制御が行われる。これによって
は、前述した作用によって直流高電圧ＥHVのレベルが安
定化されるようにして可変制御されることになるもので
ある。
【００９８】このような本実施の形態の電源回路の構成
によれば、一次側電圧共振形コンバータ及び絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側から成る複合共振形コンバ
ータ、及び高圧発生回路４０内における高圧整流ダイオ
ードのスイッチング動作は、直流高電圧ＥHVの負荷であ
る水平偏向回路にて生成される水平同期信号周波数ｆH
に同期したものとなる。そして、そのスイッチング周波
数としては固定とされており、例えば二次側直流出力電
圧ＥO1及び直流高電圧ＥHVの変動に応じて可変制御され
ることはない。
によれば、一次側電圧共振形コンバータ及び絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側から成る複合共振形コンバ
ータ、及び高圧発生回路４０内における高圧整流ダイオ
ードのスイッチング動作は、直流高電圧ＥHVの負荷であ
る水平偏向回路にて生成される水平同期信号周波数ｆH
に同期したものとなる。そして、そのスイッチング周波
数としては固定とされており、例えば二次側直流出力電
圧ＥO1及び直流高電圧ＥHVの変動に応じて可変制御され
ることはない。
【００９９】これによって、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴから輻射される漏
洩磁束による水平偏向回路部品への干渉が発生すること
が無くなる。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴ及
びフライバックトランスＦＢＴに対して磁気シールドを
設ける必要は無くなるものである。
ＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴから輻射される漏
洩磁束による水平偏向回路部品への干渉が発生すること
が無くなる。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴ及
びフライバックトランスＦＢＴに対して磁気シールドを
設ける必要は無くなるものである。
【０１００】また、スイッチング周波数が固定されたう
えでの安定化が図られることで、直流高電圧ＥHVに重畳
される高周波のリップルも抑制されることになるため、
このリップル抑制のためのフィルタ回路等を設ける必要
もなくなるものである。そして、本実施の形態の形態と
しては、もちろんのこと、上記のようにして磁気シール
ドやフィルタ回路を省略しても、漏洩磁束やリップルに
起因するビートの問題は解消されるものである。
えでの安定化が図られることで、直流高電圧ＥHVに重畳
される高周波のリップルも抑制されることになるため、
このリップル抑制のためのフィルタ回路等を設ける必要
もなくなるものである。そして、本実施の形態の形態と
しては、もちろんのこと、上記のようにして磁気シール
ドやフィルタ回路を省略しても、漏洩磁束やリップルに
起因するビートの問題は解消されるものである。
【０１０１】また、スイッチング周波数としては、例え
ば図１４に示す回路が８４ＫＨｚ〜９０ＫＨｚとされて
いたのに対し、本実施の形態としての図１に示した回路
では、水平同期信号周波数ｆHとほぼ同一となるのであ
るから、３１．５ＫＨｚ若しくは３３．７５ＫＨｚとさ
れることになり、大幅に低周波化されることになる。こ
れによって、スイッチング損失が低減され、上記図２に
示した実験結果を得たときのＡＣ／ＤＣ電力変換効率と
しては図１４の回路が８９％であるのに対して、図１に
示す回路では９０．４％となり、１．４％程度の向上が
図られることにもなる。
ば図１４に示す回路が８４ＫＨｚ〜９０ＫＨｚとされて
いたのに対し、本実施の形態としての図１に示した回路
では、水平同期信号周波数ｆHとほぼ同一となるのであ
るから、３１．５ＫＨｚ若しくは３３．７５ＫＨｚとさ
れることになり、大幅に低周波化されることになる。こ
れによって、スイッチング損失が低減され、上記図２に
示した実験結果を得たときのＡＣ／ＤＣ電力変換効率と
しては図１４の回路が８９％であるのに対して、図１に
示す回路では９０．４％となり、１．４％程度の向上が
図られることにもなる。
【０１０２】図３は第２の実施の形態としてのスイッチ
ング電源回路の構成例を示している。なお、図３におい
て図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。この図に示す電源回路においては、フライバックト
ランスＦＢＴの一次巻線ＮOの巻終わり端部が、直接、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わ
り端部とメインスイッチング素子Ｑ1のエミッタとの接
続点に対して接続される。つまり、この図３に示す電源
回路においては、図１において一次巻線ＮOと共に兆列
共振回路を形成していた一次側直列共振コンデンサＣ1
が省略されている点が異なっているものである。
ング電源回路の構成例を示している。なお、図３におい
て図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。この図に示す電源回路においては、フライバックト
ランスＦＢＴの一次巻線ＮOの巻終わり端部が、直接、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わ
り端部とメインスイッチング素子Ｑ1のエミッタとの接
続点に対して接続される。つまり、この図３に示す電源
回路においては、図１において一次巻線ＮOと共に兆列
共振回路を形成していた一次側直列共振コンデンサＣ1
が省略されている点が異なっているものである。
【０１０３】図４は、この図３に示す回路における要部
の動作を示す波形図である。この図に示す動作も、図２
の場合と同様に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、絶縁
コンバータトランスＰＩＴ側にて得られる二次側直流出
力電圧ＥO1の負荷電力が１４５Ｗ、フライバックトラン
スＦＢＴ側にて得られる直流高電圧ＥHVの負荷電力が６
０Ｗの条件におけるものとされる。そして、図４（ａ）
〜図４（ｇ）には、先の図１の電源回路の動作を示す波
形図として、図２（ａ）〜図２（ｇ）と同一部位につい
ての動作が示されているものである。ここで、図４
（ａ）〜図４（ｇ）と図２（ａ）〜図２（ｇ）とを比較
して分かるように、図３の回路としても、図１の回路と
同様の動作が得られておいるものであり、従って、一次
側アクティブクランプ回路１０及び二次側アクティブク
ランプ回路１１の各補助スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3に対
する導通角制御によって、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側直流出力電圧及び直流高電圧ＥHVについての
安定化が図られるようになっている。そして、図３に示
す回路としても、図１の回路と同様にして、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴか
らの漏洩磁束の輻射及び直流高電圧ＥHVに重畳される高
周波のリップル成分の問題が解消されるものである。ま
た、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率としても、図１の回路とほ
ぼ同等程度に向上される。
の動作を示す波形図である。この図に示す動作も、図２
の場合と同様に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、絶縁
コンバータトランスＰＩＴ側にて得られる二次側直流出
力電圧ＥO1の負荷電力が１４５Ｗ、フライバックトラン
スＦＢＴ側にて得られる直流高電圧ＥHVの負荷電力が６
０Ｗの条件におけるものとされる。そして、図４（ａ）
〜図４（ｇ）には、先の図１の電源回路の動作を示す波
形図として、図２（ａ）〜図２（ｇ）と同一部位につい
ての動作が示されているものである。ここで、図４
（ａ）〜図４（ｇ）と図２（ａ）〜図２（ｇ）とを比較
して分かるように、図３の回路としても、図１の回路と
同様の動作が得られておいるものであり、従って、一次
側アクティブクランプ回路１０及び二次側アクティブク
ランプ回路１１の各補助スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3に対
する導通角制御によって、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側直流出力電圧及び直流高電圧ＥHVについての
安定化が図られるようになっている。そして、図３に示
す回路としても、図１の回路と同様にして、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴか
らの漏洩磁束の輻射及び直流高電圧ＥHVに重畳される高
周波のリップル成分の問題が解消されるものである。ま
た、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率としても、図１の回路とほ
ぼ同等程度に向上される。
【０１０４】図５は、第３の実施の形態としてのスイッ
チング電源回路の構成例を示している。なお、この図に
おいても図１及び図３と同一部分については同一符号を
付して説明を省略する。この図５に示す電源回路におい
ては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオ
ードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図
示する接続形態によって接続することで、直列接続され
た平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の交流入力電圧ＶACの２
倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共
振形コンバータに対して供給する。
チング電源回路の構成例を示している。なお、この図に
おいても図１及び図３と同一部分については同一符号を
付して説明を省略する。この図５に示す電源回路におい
ては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、［整流ダイオ
ードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図
示する接続形態によって接続することで、直列接続され
た平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の交流入力電圧ＶACの２
倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共
振形コンバータに対して供給する。
【０１０５】また、本実施の形態の場合、一次側電圧共
振形コンバータは、他励式によるシングルエンド方式の
構成を採っている。そして、この場合にはメインスイッ
チング素子Ｑ1として、ＭＯＳ−ＦＥＴが採用されてい
る。この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのメインスイ
ッチング素子Ｑ1のドレインは、一次巻線Ｎ1の巻始め端
部に対して接続され、ソースは一次側アースに対して接
続される。また、並列共振コンデンサＣｒは、メインス
イッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対して並列
に接続される。また、クランプダイオードＤD1もまた、
メインスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対
して並列に接続される。また、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部は、平滑コンデン
サＣｉ1の正極端子、つまり、整流平滑電圧Ｅｉのライ
ンに対して接続される。
振形コンバータは、他励式によるシングルエンド方式の
構成を採っている。そして、この場合にはメインスイッ
チング素子Ｑ1として、ＭＯＳ−ＦＥＴが採用されてい
る。この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのメインスイ
ッチング素子Ｑ1のドレインは、一次巻線Ｎ1の巻始め端
部に対して接続され、ソースは一次側アースに対して接
続される。また、並列共振コンデンサＣｒは、メインス
イッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対して並列
に接続される。また、クランプダイオードＤD1もまた、
メインスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対
して並列に接続される。また、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部は、平滑コンデン
サＣｉ1の正極端子、つまり、整流平滑電圧Ｅｉのライ
ンに対して接続される。
【０１０６】スイッチング駆動部２０は、他励式により
メインスイッチング素子Ｑ1を駆動し、またスイッチン
グ周波数制御を行うために設けられているもので、例え
ば１石のＩＣとして構成することができる。このスイッ
チング駆動部２０は、発振回路２１とドライブ回路２２
から成る。このスイッチング駆動部２０は、起動時にお
いては、整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを
介して起動用の電力を得るようにされている。
メインスイッチング素子Ｑ1を駆動し、またスイッチン
グ周波数制御を行うために設けられているもので、例え
ば１石のＩＣとして構成することができる。このスイッ
チング駆動部２０は、発振回路２１とドライブ回路２２
から成る。このスイッチング駆動部２０は、起動時にお
いては、整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを
介して起動用の電力を得るようにされている。
【０１０７】発振回路２１では、発振信号を生成してド
ライブ回路１２に対して出力する。この場合の発振信号
としては、例えば絶縁コンデンサＣｔを介して入力され
る、水平同期信号周波数ｆHとしての外部トリガパルス
に基づいて、水平同期信号周波数ｆHに同期した発振信
号を生成するようにされる。ドライブ回路２２において
は、入力された発振信号をＭＯＳ−ＦＥＴであるメイン
スイッチング素子Ｑ1を駆動可能なドライブ電圧に変換
して、メインスイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出
力する。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、
水平同期信号周波数ｆHに同期するようにしてスイッチ
ング駆動されることになる。
ライブ回路１２に対して出力する。この場合の発振信号
としては、例えば絶縁コンデンサＣｔを介して入力され
る、水平同期信号周波数ｆHとしての外部トリガパルス
に基づいて、水平同期信号周波数ｆHに同期した発振信
号を生成するようにされる。ドライブ回路２２において
は、入力された発振信号をＭＯＳ−ＦＥＴであるメイン
スイッチング素子Ｑ1を駆動可能なドライブ電圧に変換
して、メインスイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出
力する。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、
水平同期信号周波数ｆHに同期するようにしてスイッチ
ング駆動されることになる。
【０１０８】また、この場合の一次側アクティブクラン
プ回路１０内の補助スイッチング素子Ｑ2については、
ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が選定
されている。このＩＧＢＴとされる補助スイッチング素
子Ｑ2のコレクタは、クランプコンデンサＣCL1を介して
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わ
り端部と接続され、エミッタは一次巻線Ｎ1の巻始め端
部と接続される。また、この場合にも補助スイッチング
素子Ｑ2を駆動するのは、自励発振駆動回路（Ｎｇ−Ｒ
ｇ−Ｃｇ）とされており、この自励発振駆動回路が補助
スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して接続される。そ
して、この場合にも、第２制御回路１Ｂにより直流高電
圧ＥHVの誤差を検出して得られる制御電圧が、フォトカ
プラ２を介して補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対
して印加されるようになっている。このような一次側の
構成であっても、一次側アクティブクランプ回路１０に
おいてスイッチング動作が行われることで、一次側並列
共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧をク
ランプして抑制する動作が得られる。また、直流高電圧
ＥHVの変動に応じてスイッチング回路（Ｑ2，ＤD2）に
ついての導通角が制御されることによって、直流高電圧
ＥHVを安定化するように動作する。
プ回路１０内の補助スイッチング素子Ｑ2については、
ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が選定
されている。このＩＧＢＴとされる補助スイッチング素
子Ｑ2のコレクタは、クランプコンデンサＣCL1を介して
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わ
り端部と接続され、エミッタは一次巻線Ｎ1の巻始め端
部と接続される。また、この場合にも補助スイッチング
素子Ｑ2を駆動するのは、自励発振駆動回路（Ｎｇ−Ｒ
ｇ−Ｃｇ）とされており、この自励発振駆動回路が補助
スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して接続される。そ
して、この場合にも、第２制御回路１Ｂにより直流高電
圧ＥHVの誤差を検出して得られる制御電圧が、フォトカ
プラ２を介して補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対
して印加されるようになっている。このような一次側の
構成であっても、一次側アクティブクランプ回路１０に
おいてスイッチング動作が行われることで、一次側並列
共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧をク
ランプして抑制する動作が得られる。また、直流高電圧
ＥHVの変動に応じてスイッチング回路（Ｑ2，ＤD2）に
ついての導通角が制御されることによって、直流高電圧
ＥHVを安定化するように動作する。
【０１０９】また、図５に示す回路においては、上述の
接続形態から分かるように、メインスイッチング素子Ｑ
1が、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介
して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されている回路形
式を採っている。このため、フライバックトランスＦＢ
Ｔの一次巻線ＮOについては、その巻始め端部を、直列
共振コンデンサＣ5を介して、一次巻線Ｎ1の巻始め端部
側と、メインスイッチング素子Ｑ1のドレインとの接続
点に対して接続するようにされ、これによって、フライ
バックトランスＦＢＴにおけるフライバック動作を得る
ようにされる。
接続形態から分かるように、メインスイッチング素子Ｑ
1が、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介
して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されている回路形
式を採っている。このため、フライバックトランスＦＢ
Ｔの一次巻線ＮOについては、その巻始め端部を、直列
共振コンデンサＣ5を介して、一次巻線Ｎ1の巻始め端部
側と、メインスイッチング素子Ｑ1のドレインとの接続
点に対して接続するようにされ、これによって、フライ
バックトランスＦＢＴにおけるフライバック動作を得る
ようにされる。
【０１１０】また、この図５に示す回路では、二次側ア
クティブクランプ回路１１内に備えられる補助スイッチ
ング素子Ｑ3についても、ＩＧＢＴが選定されている
が、二次側アクティブクランプ回路１１としての動作
は、先の第１及び第２の実施の形態としての回路に備え
られる二次側アクティブクランプ回路と同様となるもの
である。従って、この図５に示す回路においても、図１
及び図３の回路と同様の作用効果を得ることができるも
のである。
クティブクランプ回路１１内に備えられる補助スイッチ
ング素子Ｑ3についても、ＩＧＢＴが選定されている
が、二次側アクティブクランプ回路１１としての動作
は、先の第１及び第２の実施の形態としての回路に備え
られる二次側アクティブクランプ回路と同様となるもの
である。従って、この図５に示す回路においても、図１
及び図３の回路と同様の作用効果を得ることができるも
のである。
【０１１１】図６は、第４の実施の形態としての電源回
路の構成例を示している。なお、この図において図１，
図３，及び図５と同一部分については同一符号を付して
説明を省略する。この図に示す電源回路において、シン
グルエンド方式による電圧共振形コンバータとしては、
メインスイッチング素子Ｑ1についてはＢＪＴが採用さ
れており、自励式により駆動される構成を採っている。
路の構成例を示している。なお、この図において図１，
図３，及び図５と同一部分については同一符号を付して
説明を省略する。この図に示す電源回路において、シン
グルエンド方式による電圧共振形コンバータとしては、
メインスイッチング素子Ｑ1についてはＢＪＴが採用さ
れており、自励式により駆動される構成を採っている。
【０１１２】この場合、メインスイッチング素子Ｑ1の
コレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1を介して、整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続され
る。また、エミッタは一次側アースに接地される。ま
た、クランプダイオードＤD1は、メインスイッチング素
子Ｑ1のベース−エミッタ間に対して並列に接続され
る。また、一次側並列共振コンデンサＣｒは、メインス
イッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対して並
列に接続される。
コレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1を介して、整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続され
る。また、エミッタは一次側アースに接地される。ま
た、クランプダイオードＤD1は、メインスイッチング素
子Ｑ1のベース−エミッタ間に対して並列に接続され
る。また、一次側並列共振コンデンサＣｒは、メインス
イッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対して並
列に接続される。
【０１１３】また、この場合には、メインスイッチング
素子Ｑ1を駆動するための自励発振駆動回路（ＲB−ＬB
−ＣB−ＮB）を形成する駆動巻線ＮBは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次側において一次巻線Ｎ1とは独
立して巻装されており、一次巻線Ｎ1に得られるスイッ
チング出力によって駆動電圧としての交番電圧が励起さ
れるようになっている。この場合にも、上記自励発振駆
動回路によっては、例えば水平同期信号周波数ｆHに対
して僅かに低い共振周波数が設定されているが、絶縁コ
ンデンサＣｔを介して入力される、水平同期信号周波数
ｆHとしての外部トリガパルスが、メインスイッチング
素子Ｑ1のベースに印加されることで、メインスイッチ
ング素子Ｑ1は、水平同期信号周波数ｆHに同期したタイ
ミングで固定周波数によりスイッチング動作を行うよう
にされる。
素子Ｑ1を駆動するための自励発振駆動回路（ＲB−ＬB
−ＣB−ＮB）を形成する駆動巻線ＮBは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次側において一次巻線Ｎ1とは独
立して巻装されており、一次巻線Ｎ1に得られるスイッ
チング出力によって駆動電圧としての交番電圧が励起さ
れるようになっている。この場合にも、上記自励発振駆
動回路によっては、例えば水平同期信号周波数ｆHに対
して僅かに低い共振周波数が設定されているが、絶縁コ
ンデンサＣｔを介して入力される、水平同期信号周波数
ｆHとしての外部トリガパルスが、メインスイッチング
素子Ｑ1のベースに印加されることで、メインスイッチ
ング素子Ｑ1は、水平同期信号周波数ｆHに同期したタイ
ミングで固定周波数によりスイッチング動作を行うよう
にされる。
【０１１４】また、メインスイッチング素子Ｑ1は、起
動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅ
ｉから供給される起動電流によって起動するようにされ
ている。
動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅ
ｉから供給される起動電流によって起動するようにされ
ている。
【０１１５】この場合、フライバックトランスＦＢＴの
一次巻線ＮOの巻終わり端部は一次巻線Ｎ1の巻始め端部
とメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタの接続点に対
して接続される。また、一次巻線ＮOの巻始め端部は、
直列共振コンデンサＣ5の直列接続を介して一次側アー
スに対して接地される。従って、この場合にも、一次巻
線ＮOのリーケージインダクタンスＬOと直列共振コンデ
ンサＣ5のキャパシタンスによって一次側直列共振回路
が形成されることになる。また、この一次側直列共振回
路（ＮO−Ｃ5）は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1（−平滑コンデンサＣｉ）に対して並列に接
続されているものと見ることができる。
一次巻線ＮOの巻終わり端部は一次巻線Ｎ1の巻始め端部
とメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタの接続点に対
して接続される。また、一次巻線ＮOの巻始め端部は、
直列共振コンデンサＣ5の直列接続を介して一次側アー
スに対して接地される。従って、この場合にも、一次巻
線ＮOのリーケージインダクタンスＬOと直列共振コンデ
ンサＣ5のキャパシタンスによって一次側直列共振回路
が形成されることになる。また、この一次側直列共振回
路（ＮO−Ｃ5）は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1（−平滑コンデンサＣｉ）に対して並列に接
続されているものと見ることができる。
【０１１６】また、本実施の形態においては、フライバ
ックトランスＦＢＴの一次側に対して一次側アクティブ
クランプ回路１０Ｂが備えられる。この一次側アクティ
ブクランプ回路１０Ｂにおいて、ＭＯＳ−ＦＥＴによる
補助スイッチング素子Ｑ4、クランプダイオードＤD4及
びクランプコンデンサＣCL３から成る回路部は、図示す
るようにして、直列共振コンデンサＣ5に対して並列に
接続される。また、この場合にも、補助スイッチング素
子Ｑ4のゲートに対しては、自励発振駆動回路（Ｃｇ2−
Ｒｇ2−Ｎｇ2）及びバイアス抵抗Ｒ12が接続されてお
り、この自励発振駆動回路によってスイッチング駆動さ
れる。ここで、上記自励発振駆動回路を形成する駆動巻
線Ｎｇ2は、フライバックトランスＦＢＴの一次側に巻
装されることで、一次巻線ＮOに伝達されるスイッチン
グ出力電圧によって駆動電圧としての交番電圧が励起さ
れるようになっている。
ックトランスＦＢＴの一次側に対して一次側アクティブ
クランプ回路１０Ｂが備えられる。この一次側アクティ
ブクランプ回路１０Ｂにおいて、ＭＯＳ−ＦＥＴによる
補助スイッチング素子Ｑ4、クランプダイオードＤD4及
びクランプコンデンサＣCL３から成る回路部は、図示す
るようにして、直列共振コンデンサＣ5に対して並列に
接続される。また、この場合にも、補助スイッチング素
子Ｑ4のゲートに対しては、自励発振駆動回路（Ｃｇ2−
Ｒｇ2−Ｎｇ2）及びバイアス抵抗Ｒ12が接続されてお
り、この自励発振駆動回路によってスイッチング駆動さ
れる。ここで、上記自励発振駆動回路を形成する駆動巻
線Ｎｇ2は、フライバックトランスＦＢＴの一次側に巻
装されることで、一次巻線ＮOに伝達されるスイッチン
グ出力電圧によって駆動電圧としての交番電圧が励起さ
れるようになっている。
【０１１７】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
側には巻線Ｎ4が巻装され、この巻線Ｎ4に対しては、ダ
イオードＤ1及びコンデンサＣ1から成る半波整流回路が
備えられている。そして、コンデンサＣ1の両端に得ら
れる直流電圧に基づいては、フォトカプラ２のフォトト
ランジスタを介してそのレベルが可変された電流が補助
スイッチング素子Ｑ4のゲートに対して与えられるよう
になっており、バイアスが可変されることになる。
側には巻線Ｎ4が巻装され、この巻線Ｎ4に対しては、ダ
イオードＤ1及びコンデンサＣ1から成る半波整流回路が
備えられている。そして、コンデンサＣ1の両端に得ら
れる直流電圧に基づいては、フォトカプラ２のフォトト
ランジスタを介してそのレベルが可変された電流が補助
スイッチング素子Ｑ4のゲートに対して与えられるよう
になっており、バイアスが可変されることになる。
【０１１８】図８は、上記図６に示す回路構成を有する
電源回路における要部の動作を示す波形図である。この
図に示される動作も、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、
絶縁コンバータトランスＰＩＴ側にて得られる二次側直
流出力電圧ＥO1の負荷電力が１４５Ｗ、フライバックト
ランスＦＢＴ側にて得られる直流高電圧ＥHVの負荷電力
が６０Ｗの条件におけるものとされる。一次側の動作
は、図８（ａ）〜（ｄ）の一次側並列共振電圧Ｖ1、ス
イッチング出力電流Ｉ1，Ｉ2、メインスイッチング素子
Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1として示されている。この場合
の、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振
電圧Ｖ1としては、図８（ａ）に示すようにして、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1におい
て正弦波状のパルスが得られ、オンとなる期間ＴON1に
おいては０レベルとなる波形が得られる。また、これに
応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に流れるスイッチング出力電流Ｉ1と、フライバックト
ランスＦＢＴの一次巻線ＮOに流れるスイッチング出力
電流Ｉ2は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
周期に応じて、それぞれ図８（ｂ）（ｃ）に示す波形に
より流れるものとなる。そして、メインスイッチング素
子Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1は、メインスイッチング素子
Ｑ1のオン／オフタイミングによって、図８（ｄ）に示
すようにして流れるようにされる。また、この場合に
も、期間ＴOFF1＋ＴON1による１スイッチング周期は、
水平同期信号周波数ｆHに同期したものとなっている。
電源回路における要部の動作を示す波形図である。この
図に示される動作も、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、
絶縁コンバータトランスＰＩＴ側にて得られる二次側直
流出力電圧ＥO1の負荷電力が１４５Ｗ、フライバックト
ランスＦＢＴ側にて得られる直流高電圧ＥHVの負荷電力
が６０Ｗの条件におけるものとされる。一次側の動作
は、図８（ａ）〜（ｄ）の一次側並列共振電圧Ｖ1、ス
イッチング出力電流Ｉ1，Ｉ2、メインスイッチング素子
Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1として示されている。この場合
の、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振
電圧Ｖ1としては、図８（ａ）に示すようにして、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1におい
て正弦波状のパルスが得られ、オンとなる期間ＴON1に
おいては０レベルとなる波形が得られる。また、これに
応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に流れるスイッチング出力電流Ｉ1と、フライバックト
ランスＦＢＴの一次巻線ＮOに流れるスイッチング出力
電流Ｉ2は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
周期に応じて、それぞれ図８（ｂ）（ｃ）に示す波形に
より流れるものとなる。そして、メインスイッチング素
子Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1は、メインスイッチング素子
Ｑ1のオン／オフタイミングによって、図８（ｄ）に示
すようにして流れるようにされる。また、この場合に
も、期間ＴOFF1＋ＴON1による１スイッチング周期は、
水平同期信号周波数ｆHに同期したものとなっている。
【０１１９】そして、一次側アクティブクランプ回路１
０Ｂにおける動作であるが、これは、図８（ｅ）のクラ
ンプ電流ＩQ3として示される。このクランプ電流ＩQ3
は、期間ＴON4において図示する鋸歯状波によって流
れ、期間ＴOFF4において０レベルとなる波形である。つ
まり、期間ＴON4において一次側アクティブクランプ回
路１０Ｂにおけるスイッチング回路（Ｑ4，ＤD4）が導
通し、期間ＴOFF4において非道通となるスイッチング動
作が行われるものである。また、この場合の期間ＴON4
としては、図示するようにして、メインスイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1を含んでこれより長い期
間となっている。
０Ｂにおける動作であるが、これは、図８（ｅ）のクラ
ンプ電流ＩQ3として示される。このクランプ電流ＩQ3
は、期間ＴON4において図示する鋸歯状波によって流
れ、期間ＴOFF4において０レベルとなる波形である。つ
まり、期間ＴON4において一次側アクティブクランプ回
路１０Ｂにおけるスイッチング回路（Ｑ4，ＤD4）が導
通し、期間ＴOFF4において非道通となるスイッチング動
作が行われるものである。また、この場合の期間ＴON4
としては、図示するようにして、メインスイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1を含んでこれより長い期
間となっている。
【０１２０】また、一次側直列共振コンデンサＣ5の両
端電圧Ｖ3は、図８（ｆ）に示すようにして、期間ＴON4
においては正極性による一定レベルが保たれ、期間ＴOF
F4においては正弦波状にピーク値を有する波形となる。
ここで、両端電圧Ｖ3として期間ＴON4においては正極性
による一定レベルとなるのは、この期間において、本来
であれば一次側直列共振コンデンサＣ5に充電されるべ
きスイッチング出力電流Ｉ2のほとんどがクランプコン
デンサＣCL3に対して流れることによる。
端電圧Ｖ3は、図８（ｆ）に示すようにして、期間ＴON4
においては正極性による一定レベルが保たれ、期間ＴOF
F4においては正弦波状にピーク値を有する波形となる。
ここで、両端電圧Ｖ3として期間ＴON4においては正極性
による一定レベルとなるのは、この期間において、本来
であれば一次側直列共振コンデンサＣ5に充電されるべ
きスイッチング出力電流Ｉ2のほとんどがクランプコン
デンサＣCL3に対して流れることによる。
【０１２１】ここで、第２制御回路２においては、直流
高電圧ＥHVのレベル変動に応じてフォトカプラ２におけ
るフォトトランジスタの導通を制御することで、前述し
たように、補助スイッチング素子Ｑ4のバイアスを可変
する。これによって、補助スイッチング素子Ｑ4は、直
流高電圧ＥHVのレベル変動に応じてその導通角が制御さ
れることになる。つまり、１スイッチング周期内におけ
る期間ＴON4が可変制御される。これは、即ち、図８
（ｅ）に示す期間ＴON4が可変となることを意味する
が、これに伴っては、一次側直列共振コンデンサＣ5に
対して流れるスイッチング出力電流Ｉ2の電流量も可変
されることとなる。そして、これによっては、一次側直
列共振コンデンサＣ5の充電電荷が変化することにな
り、一次側直列共振回路の共振条件を変化させることと
なる。これによって、例えば一次側直列共振回路の共振
インピーダンスが可変され、フライバックトランスＦＢ
Ｔの二次側に伝送されるエネルギーも可変されることと
なる。これにより、結果的にはフライバックトランスＦ
ＢＴの二次側で得られる直流高電圧ＥHVがコントロール
されることとなって安定化が図られるものである。
高電圧ＥHVのレベル変動に応じてフォトカプラ２におけ
るフォトトランジスタの導通を制御することで、前述し
たように、補助スイッチング素子Ｑ4のバイアスを可変
する。これによって、補助スイッチング素子Ｑ4は、直
流高電圧ＥHVのレベル変動に応じてその導通角が制御さ
れることになる。つまり、１スイッチング周期内におけ
る期間ＴON4が可変制御される。これは、即ち、図８
（ｅ）に示す期間ＴON4が可変となることを意味する
が、これに伴っては、一次側直列共振コンデンサＣ5に
対して流れるスイッチング出力電流Ｉ2の電流量も可変
されることとなる。そして、これによっては、一次側直
列共振コンデンサＣ5の充電電荷が変化することにな
り、一次側直列共振回路の共振条件を変化させることと
なる。これによって、例えば一次側直列共振回路の共振
インピーダンスが可変され、フライバックトランスＦＢ
Ｔの二次側に伝送されるエネルギーも可変されることと
なる。これにより、結果的にはフライバックトランスＦ
ＢＴの二次側で得られる直流高電圧ＥHVがコントロール
されることとなって安定化が図られるものである。
【０１２２】図７は、本発明の第５の実施の形態として
の電源回路の構成例を示している。なお、この図におい
て、図１、図３、図５、及び図６と同一部分には同一符
号を付して説明を省略する。この図７に示す電源回路に
おいては、例えば図６に示す構成に対して、一次側第１
アクティブクランプ回路１０Ａを追加的に備えるように
して構成される。なお、この図に示される一次側第２ア
クティブクランプ回路１０Ｂは、図６における一次側ア
クティブクランプ回路１０Ｂと同様にして設けられるも
のであり、この一次側アクティブクランプ回路１０Ｂに
対して導通角制御を行うことで、直流高電圧ＥHVを安定
化する動作も図６と同様とされる。
の電源回路の構成例を示している。なお、この図におい
て、図１、図３、図５、及び図６と同一部分には同一符
号を付して説明を省略する。この図７に示す電源回路に
おいては、例えば図６に示す構成に対して、一次側第１
アクティブクランプ回路１０Ａを追加的に備えるように
して構成される。なお、この図に示される一次側第２ア
クティブクランプ回路１０Ｂは、図６における一次側ア
クティブクランプ回路１０Ｂと同様にして設けられるも
のであり、この一次側アクティブクランプ回路１０Ｂに
対して導通角制御を行うことで、直流高電圧ＥHVを安定
化する動作も図６と同様とされる。
【０１２３】ここで、一次側第１アクティブクランプ回
路１０Ａの構成及び接続形態としては、基本的には、図
５において示されていた一次側アクティブクランプ回路
１０と同様とされる。但し、図７に示す回路においは、
補助スイッチング素子Ｑ2としてＩＧＢＴに代えてＭＯ
Ｓ−ＦＥＴが選定されている。また、ダイオードＤ1及
びコンデンサＣ1から成る半波整流回路と、フォトカプ
ラを介してのバイアス可変制御のための構成は削除され
ている。つまり、この一次側第１アクティブクランプ回
路１０Ａは、メインスイッチング素子Ｑ1に同期して、
ほぼ互いにオン／オフとなるタイミングで以てスイッチ
ング動作を行うことで、一次側並列共振コンデンサＣｒ
の両端に得られる並列共振電圧をクランプして有効に抑
制するために設けられるものである。そして、これによ
っては、例えば交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２８８Ｖの
範囲に対応したいわゆるワイドレンジ対応とすることが
容易に可能となるものである。また、例えばこの図７に
示される構成であれば、一次側のメインスイッチング素
子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2については、これま
では１６００Ｖの耐圧品であったものを、８００Ｖにま
で低減することが可能となる。また、これは、先の図６
に示した回路についても同様であるが、補助スイッチン
グ素子Ｑ3，Ｑ4については、８００Ｖから４００Ｖの低
耐圧品を選定することが可能になる。
路１０Ａの構成及び接続形態としては、基本的には、図
５において示されていた一次側アクティブクランプ回路
１０と同様とされる。但し、図７に示す回路においは、
補助スイッチング素子Ｑ2としてＩＧＢＴに代えてＭＯ
Ｓ−ＦＥＴが選定されている。また、ダイオードＤ1及
びコンデンサＣ1から成る半波整流回路と、フォトカプ
ラを介してのバイアス可変制御のための構成は削除され
ている。つまり、この一次側第１アクティブクランプ回
路１０Ａは、メインスイッチング素子Ｑ1に同期して、
ほぼ互いにオン／オフとなるタイミングで以てスイッチ
ング動作を行うことで、一次側並列共振コンデンサＣｒ
の両端に得られる並列共振電圧をクランプして有効に抑
制するために設けられるものである。そして、これによ
っては、例えば交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜２８８Ｖの
範囲に対応したいわゆるワイドレンジ対応とすることが
容易に可能となるものである。また、例えばこの図７に
示される構成であれば、一次側のメインスイッチング素
子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2については、これま
では１６００Ｖの耐圧品であったものを、８００Ｖにま
で低減することが可能となる。また、これは、先の図６
に示した回路についても同様であるが、補助スイッチン
グ素子Ｑ3，Ｑ4については、８００Ｖから４００Ｖの低
耐圧品を選定することが可能になる。
【０１２４】この図７に示す構成による電源回路として
は、図８に示した波形図と同様の動作が得られるものと
される。そして、これら図６及び図７に示した第４及び
第５の実施の形態の電源回路においても、先の各実施の
形態と同様に、特に磁気シールドを施すことなくビート
の発生が抑えられるという効果が得られるものである。
また、図６及び図７に示した回路におけるＡＣ／ＤＣ変
換効率としては、９０．６％程度とされ、図１４に示し
た回路よりも１．６％程度向上している。
は、図８に示した波形図と同様の動作が得られるものと
される。そして、これら図６及び図７に示した第４及び
第５の実施の形態の電源回路においても、先の各実施の
形態と同様に、特に磁気シールドを施すことなくビート
の発生が抑えられるという効果が得られるものである。
また、図６及び図７に示した回路におけるＡＣ／ＤＣ変
換効率としては、９０．６％程度とされ、図１４に示し
た回路よりも１．６％程度向上している。
【０１２５】図９は、第６の実施の形態としての電源回
路の構成例を示している。この図において、図１、図
３、図５、図６及び図７と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。また、この図においては、自励式に
よりメインスイッチング素子Ｑ1を駆動するための自励
発振駆動回路についての図示は省略されているが、これ
については、これまでの実施の形態において示された自
励発振駆動回路の構成と同様とされればよい。
路の構成例を示している。この図において、図１、図
３、図５、図６及び図７と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。また、この図においては、自励式に
よりメインスイッチング素子Ｑ1を駆動するための自励
発振駆動回路についての図示は省略されているが、これ
については、これまでの実施の形態において示された自
励発振駆動回路の構成と同様とされればよい。
【０１２６】この図に示す電源回路においても、図示さ
れないメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆
動回路としては、水平同期信号周波数ｆHよりも僅かに
低い周波数の駆動信号を出力するようにされる。また、
メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、水平
同期信号周波数ｆHとしての外部トリガパルスが入力さ
れていることで、メインスイッチング素子Ｑ1は、水平
同期信号周波数ｆHに同期してスイッチング動作を行う
ようにされる。
れないメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆
動回路としては、水平同期信号周波数ｆHよりも僅かに
低い周波数の駆動信号を出力するようにされる。また、
メインスイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、水平
同期信号周波数ｆHとしての外部トリガパルスが入力さ
れていることで、メインスイッチング素子Ｑ1は、水平
同期信号周波数ｆHに同期してスイッチング動作を行う
ようにされる。
【０１２７】また、この図に示す絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側においても、二次巻線Ｎ2と二次側並
列共振コンデンサＣ2による二次側並列共振回路が形成
されており、一次側電圧共振形コンバータと共に複合共
振形コンバータを形成している。なお、この場合には、
例えば２４Ｖの二次側直流出力電圧O6を生成するための
整流回路系は削除されているが、これを生成するための
回路系を備えるようにされても構わないものである。
スＰＩＴの二次側においても、二次巻線Ｎ2と二次側並
列共振コンデンサＣ2による二次側並列共振回路が形成
されており、一次側電圧共振形コンバータと共に複合共
振形コンバータを形成している。なお、この場合には、
例えば２４Ｖの二次側直流出力電圧O6を生成するための
整流回路系は削除されているが、これを生成するための
回路系を備えるようにされても構わないものである。
【０１２８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側には第１アクティブクランプ回路２０が備えられる
が、この回路構成は、例えば図１に示した二次側アクテ
ィブクランプ回路１１と同様とされる。また、第１制御
回路１Ａによる二次側直流出力電圧ＥO1についての安定
化も、図１の場合と同様の動作によって行われる。
次側には第１アクティブクランプ回路２０が備えられる
が、この回路構成は、例えば図１に示した二次側アクテ
ィブクランプ回路１１と同様とされる。また、第１制御
回路１Ａによる二次側直流出力電圧ＥO1についての安定
化も、図１の場合と同様の動作によって行われる。
【０１２９】本実施の形態の高圧発生回路４０は、図示
するようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側に設けられる。つまり、例えば絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次巻線Ｎ2−Ｎ3の巻終わり端部側に対し
て、さらに巻線Ｎ4を巻き上げて形成するようにされ
る。そして、この巻線Ｎ4と、フライバックトランスＦ
ＢＴの一次巻線ＮOの巻終わり端部とを接続するように
される。また、一次巻線ＮOの巻始め端部は、直列共振
コンデンサＣ5を介して二次側アースに対して接続され
る。従って、本実施の形態においても、一次巻線ＮO−
直列共振コンデンサＣ5によって直列共振回路が形成さ
れる
するようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側に設けられる。つまり、例えば絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次巻線Ｎ2−Ｎ3の巻終わり端部側に対し
て、さらに巻線Ｎ4を巻き上げて形成するようにされ
る。そして、この巻線Ｎ4と、フライバックトランスＦ
ＢＴの一次巻線ＮOの巻終わり端部とを接続するように
される。また、一次巻線ＮOの巻始め端部は、直列共振
コンデンサＣ5を介して二次側アースに対して接続され
る。従って、本実施の形態においても、一次巻線ＮO−
直列共振コンデンサＣ5によって直列共振回路が形成さ
れる
【０１３０】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
側に対しては、第２アクティブクランプ回路２１が備え
られるが、これについては、図６に示された一次側アク
ティブクランプ回路１０Ｂと基本的には同様の構成を採
る。従って、この場合にも、クランプコンデンサＣCL
3、補助スイッチング素子Ｑ4及びクランプダイオードＤ
D4から成る回路部は、直列共振コンデンサＣ5に対して
並列に接続される。但し、この場合には、フライバック
トランスＦＢＴは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に在るようにされることから、フォトカプラを介在
させることなく、第２制御回路１Ｂから出力する制御電
圧によって補助スイッチング素子Ｑ4の導通角制御を行
うことで、直流高電圧ＥHVの安定化を図る構成が採られ
ている。
側に対しては、第２アクティブクランプ回路２１が備え
られるが、これについては、図６に示された一次側アク
ティブクランプ回路１０Ｂと基本的には同様の構成を採
る。従って、この場合にも、クランプコンデンサＣCL
3、補助スイッチング素子Ｑ4及びクランプダイオードＤ
D4から成る回路部は、直列共振コンデンサＣ5に対して
並列に接続される。但し、この場合には、フライバック
トランスＦＢＴは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側に在るようにされることから、フォトカプラを介在
させることなく、第２制御回路１Ｂから出力する制御電
圧によって補助スイッチング素子Ｑ4の導通角制御を行
うことで、直流高電圧ＥHVの安定化を図る構成が採られ
ている。
【０１３１】図１１は、上記図９に示した回路における
要部の動作を示す波形図である。この図に示される動作
も、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、二次側直流出力電圧
ＥO1の負荷電力が１４５Ｗ、直流高電圧ＥHVの負荷電力
が６０Ｗの条件におけるものとされる。
要部の動作を示す波形図である。この図に示される動作
も、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、二次側直流出力電圧
ＥO1の負荷電力が１４５Ｗ、直流高電圧ＥHVの負荷電力
が６０Ｗの条件におけるものとされる。
【０１３２】図９に示す回路においては、並列共振コン
デンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図１
１（ａ）に示すようにして、メインスイッチング素子Ｑ
1がオフとなる期間ＴOFF1において正弦波状のパルスと
なり、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなる
波形が得られる。また、これに応じて、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に流れるスイッチング出
力電流Ｉ1は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周期に応じて、図１１（ｂ）に示す波形により流れる
ものとなる。そして、メインスイッチング素子Ｑ1のコ
レクタ電流ＩQ1は、メインスイッチング素子Ｑ1のオン
／オフタイミングに応じて、図１１（ｃ）に示すように
して流れるようにされる。また、この場合にも、期間Ｔ
OFF1＋ＴON1による１スイッチング周期は、水平同期信
号周波数ｆHに同期したものとなっている。
デンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、図１
１（ａ）に示すようにして、メインスイッチング素子Ｑ
1がオフとなる期間ＴOFF1において正弦波状のパルスと
なり、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなる
波形が得られる。また、これに応じて、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に流れるスイッチング出
力電流Ｉ1は、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周期に応じて、図１１（ｂ）に示す波形により流れる
ものとなる。そして、メインスイッチング素子Ｑ1のコ
レクタ電流ＩQ1は、メインスイッチング素子Ｑ1のオン
／オフタイミングに応じて、図１１（ｃ）に示すように
して流れるようにされる。また、この場合にも、期間Ｔ
OFF1＋ＴON1による１スイッチング周期は、水平同期信
号周波数ｆHに同期したものとなっている。
【０１３３】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側の動作として、二次側並列共振電圧Ｖ2は、図１１
（ｄ）に示すようにして、第１アクティブクランプ回路
２０のスイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）が導通する期間
ＴON2では負極性で、非導通の期間ＴOFF2では正極性と
なる交番波形が得られる。そして、クランプコンデンサ
ＣCL2を流れるクランプ電流ＩQ2は、図１１（ｅ）に示
すようにして、期間ＴON2において正極性から負極性に
反転する鋸歯状波として流れ、期間ＴOFF2において０レ
ベルとなる波形が得られる。このようにして、期間ＴON
2においてクランプ電流ＩQ2が流れるようにされること
で、二次側並列共振電圧Ｖ2の負極性方向のパルスのピ
ークレベルがクランプされることになる。
次側の動作として、二次側並列共振電圧Ｖ2は、図１１
（ｄ）に示すようにして、第１アクティブクランプ回路
２０のスイッチング回路（Ｑ3，ＤD3）が導通する期間
ＴON2では負極性で、非導通の期間ＴOFF2では正極性と
なる交番波形が得られる。そして、クランプコンデンサ
ＣCL2を流れるクランプ電流ＩQ2は、図１１（ｅ）に示
すようにして、期間ＴON2において正極性から負極性に
反転する鋸歯状波として流れ、期間ＴOFF2において０レ
ベルとなる波形が得られる。このようにして、期間ＴON
2においてクランプ電流ＩQ2が流れるようにされること
で、二次側並列共振電圧Ｖ2の負極性方向のパルスのピ
ークレベルがクランプされることになる。
【０１３４】また、この場合において、フライバックト
ランスＦＢＴの一次巻線ＮOに流れる巻線電流Ｉ2は、図
１１（ｆ）に示すようにして、期間ＴON2において正極
性から負極性に反転し、期間ＴOFF2において負極性から
正極性に反転する動作が得られる。
ランスＦＢＴの一次巻線ＮOに流れる巻線電流Ｉ2は、図
１１（ｆ）に示すようにして、期間ＴON2において正極
性から負極性に反転し、期間ＴOFF2において負極性から
正極性に反転する動作が得られる。
【０１３５】そして、第２アクティブクランプ回路２１
の動作としては、図１１（ｇ）のクランプ電流ＩQ3とし
て示すように、第２アクティブクランプ回路２１のスイ
ッチング回路（Ｑ4，ＤD4）が導通してオンとなる期間
ＴON3において正極性から負極性に反転する鋸歯状波に
よって流れ、非導通でオフとなる期間ＴOFF2において
は、０レベルとなる波形が得られる。この場合のクラン
プ電流ＩQ3は、期間ＴON3の前半期間において、一次巻
線Ｎ0からクランプコンデンサＣCL3→Ｑ4ドレイン→Ｑ4
ソースの経路で流れ、後半期間において反転して、クラ
ンプダイオードＤD4→クランプコンデンサＣCL3を介し
て一次巻線Ｎ0に流れるようにされる。
の動作としては、図１１（ｇ）のクランプ電流ＩQ3とし
て示すように、第２アクティブクランプ回路２１のスイ
ッチング回路（Ｑ4，ＤD4）が導通してオンとなる期間
ＴON3において正極性から負極性に反転する鋸歯状波に
よって流れ、非導通でオフとなる期間ＴOFF2において
は、０レベルとなる波形が得られる。この場合のクラン
プ電流ＩQ3は、期間ＴON3の前半期間において、一次巻
線Ｎ0からクランプコンデンサＣCL3→Ｑ4ドレイン→Ｑ4
ソースの経路で流れ、後半期間において反転して、クラ
ンプダイオードＤD4→クランプコンデンサＣCL3を介し
て一次巻線Ｎ0に流れるようにされる。
【０１３６】このようにしてクランプ電流ＩQ3が流れる
ことで、期間ＴON3においては、直列共振コンデンサＣ5
に流れるべき電流のほとんどがクランプコンデンサＣCL
4に流れることになる。これによって、直列共振コンデ
ンサＣ5の両端電圧Ｖ3としては、図１１（ｈ）に示すよ
うにして、期間ＴON3においてクランプされてピークレ
ベルが抑制される波形が得られることとなる。特に本実
施の形態の場合、直列共振コンデンサＣ5の両端電圧Ｖ3
について、上記図１１（ｈ）に示す波形とされること
で、補助スイッチング素子Ｑ4は８００Ｖの耐圧品から
４００Ｖの耐圧品とすることができる。なお、補助スイ
ッチング素子Ｑ3についても本実施の形態では、４００
Ｖの耐圧品を選定することができる。
ことで、期間ＴON3においては、直列共振コンデンサＣ5
に流れるべき電流のほとんどがクランプコンデンサＣCL
4に流れることになる。これによって、直列共振コンデ
ンサＣ5の両端電圧Ｖ3としては、図１１（ｈ）に示すよ
うにして、期間ＴON3においてクランプされてピークレ
ベルが抑制される波形が得られることとなる。特に本実
施の形態の場合、直列共振コンデンサＣ5の両端電圧Ｖ3
について、上記図１１（ｈ）に示す波形とされること
で、補助スイッチング素子Ｑ4は８００Ｖの耐圧品から
４００Ｖの耐圧品とすることができる。なお、補助スイ
ッチング素子Ｑ3についても本実施の形態では、４００
Ｖの耐圧品を選定することができる。
【０１３７】図１０は、第７の実施の形態としての電源
回路の構成例を示している。なお、この図において、図
１、図３、図５、図６、図７及び図９と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。この図に示す回路は、
図９に示した電源回路に対して、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次側において第３アクティブクランプ回路
２２を備えた構成を採っている。なお、この第３アクテ
ィブクランプ回路２２としての回路構成及び接続形態
は、図７に示した一次側第１アクティブクランプ回路１
０Ａと同様とされるので、これについての説明は、ここ
では省略する。そして、このようにして第３アクティブ
クランプ回路２２が備えられることで、一次側並列共振
コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧について
クランプして有効に抑制することが可能となる。従っ
て、この場合にも、例えば交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜
２８８Ｖの範囲に対応したいわゆるワイドレンジ対応と
することが可能となる。そして、図９及び図１０に示す
電源回路についてもこれまでに説明してきた各実施の形
態の電源回路と同様の作用効果が得られるものである。
また、特に図９及び図１０に示す電源回路においては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対してフライ
バックトランスＦＢＴを設けるようにしていることか
ら、安全規格に対して充分な余裕を持って対応すること
が容易であるというメリットも有している。
回路の構成例を示している。なお、この図において、図
１、図３、図５、図６、図７及び図９と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。この図に示す回路は、
図９に示した電源回路に対して、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次側において第３アクティブクランプ回路
２２を備えた構成を採っている。なお、この第３アクテ
ィブクランプ回路２２としての回路構成及び接続形態
は、図７に示した一次側第１アクティブクランプ回路１
０Ａと同様とされるので、これについての説明は、ここ
では省略する。そして、このようにして第３アクティブ
クランプ回路２２が備えられることで、一次側並列共振
コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧について
クランプして有効に抑制することが可能となる。従っ
て、この場合にも、例えば交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜
２８８Ｖの範囲に対応したいわゆるワイドレンジ対応と
することが可能となる。そして、図９及び図１０に示す
電源回路についてもこれまでに説明してきた各実施の形
態の電源回路と同様の作用効果が得られるものである。
また、特に図９及び図１０に示す電源回路においては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対してフライ
バックトランスＦＢＴを設けるようにしていることか
ら、安全規格に対して充分な余裕を持って対応すること
が容易であるというメリットも有している。
【０１３８】なお、本発明は、各図において実施の形態
として示した構成に限定されるものではない。例えば、
上記実施の形態では、メインとなるスイッチング素子と
補助スイッチング素子とについては、バイポーラトラン
ジスタ、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴを採用するものとし
ているが、ほかにも例えばＳＩＴ（静電誘導サイリス
タ）などの他の素子を採用することも考えられるもので
ある。また、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動するス
イッチング駆動部の構成も各図に示したものに限定され
る必要はなく、適宜適切とされる回路構成に変更されて
構わない。また、メインスイッチング素子と各補助スイ
ッチング素子とについての素子の種類の組み合わせとし
ても、上記各図に示した構成に限定されるものではな
い。また、二次側共振回路を含んで形成される二次側の
整流回路としても、実施の形態としての各図に示した構
成に限定されるものではなく、他の回路構成が採用され
て構わないものである。
として示した構成に限定されるものではない。例えば、
上記実施の形態では、メインとなるスイッチング素子と
補助スイッチング素子とについては、バイポーラトラン
ジスタ、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴを採用するものとし
ているが、ほかにも例えばＳＩＴ（静電誘導サイリス
タ）などの他の素子を採用することも考えられるもので
ある。また、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動するス
イッチング駆動部の構成も各図に示したものに限定され
る必要はなく、適宜適切とされる回路構成に変更されて
構わない。また、メインスイッチング素子と各補助スイ
ッチング素子とについての素子の種類の組み合わせとし
ても、上記各図に示した構成に限定されるものではな
い。また、二次側共振回路を含んで形成される二次側の
整流回路としても、実施の形態としての各図に示した構
成に限定されるものではなく、他の回路構成が採用され
て構わないものである。
【０１３９】
【発明の効果】以上の説明から分かるように本発明とし
ての陰極線管表示装置用のスイッチング電源回路では、
一次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子
が、水平偏向回路系から得られる水平同期信号周波数に
同期してスイッチングを行うようにされる。本発明のス
イッチング電源回路は複合共振形コンバータとしての構
成を有した上でフライバックトランスが備えられるので
あるが、本発明としては、この複合共振形コンバータと
しての一次側及び二次側のスイッチング動作が水平同期
信号周波数に同期したものとなる。これにより、絶縁コ
ンバータトランスとフライバックトランスから発生する
漏洩磁束による水平偏向回路部分への干渉がなくなっ
て、これによるビートの発生が解消されることになる。
従って、これらのトランスに磁気シールドを施す必要も
なくなるものであり、それだけ回路の小型軽量化及び低
コスト化を促進することが可能となる。また、スイッチ
ング周波数が固定とされることで、直流高電圧に重畳さ
れる高周波のリップル成分も大幅に抑制されることにな
る。このため、リップル抑制のためのフィルタ回路等を
設ける必要もなくなるので、この点においても回路の小
型軽量化及び低コスト化に有利となる。
ての陰極線管表示装置用のスイッチング電源回路では、
一次側電圧共振形コンバータのメインスイッチング素子
が、水平偏向回路系から得られる水平同期信号周波数に
同期してスイッチングを行うようにされる。本発明のス
イッチング電源回路は複合共振形コンバータとしての構
成を有した上でフライバックトランスが備えられるので
あるが、本発明としては、この複合共振形コンバータと
しての一次側及び二次側のスイッチング動作が水平同期
信号周波数に同期したものとなる。これにより、絶縁コ
ンバータトランスとフライバックトランスから発生する
漏洩磁束による水平偏向回路部分への干渉がなくなっ
て、これによるビートの発生が解消されることになる。
従って、これらのトランスに磁気シールドを施す必要も
なくなるものであり、それだけ回路の小型軽量化及び低
コスト化を促進することが可能となる。また、スイッチ
ング周波数が固定とされることで、直流高電圧に重畳さ
れる高周波のリップル成分も大幅に抑制されることにな
る。このため、リップル抑制のためのフィルタ回路等を
設ける必要もなくなるので、この点においても回路の小
型軽量化及び低コスト化に有利となる。
【０１４０】さらに、スイッチング周波数としては、例
えば３１．５ＫＨｚ又は３３．７５ＫＨｚ程度の水平同
期信号周波数に対応したものとなることで、例えば本発
明が適用される以前のスイッチング周波数が例えば８５
ＫＨｚ〜９０ＫＨｚ程度であった場合と比較して大幅に
低周波化されることになる。これによっては、電力変換
効率の向上が図られることになるものである。
えば３１．５ＫＨｚ又は３３．７５ＫＨｚ程度の水平同
期信号周波数に対応したものとなることで、例えば本発
明が適用される以前のスイッチング周波数が例えば８５
ＫＨｚ〜９０ＫＨｚ程度であった場合と比較して大幅に
低周波化されることになる。これによっては、電力変換
効率の向上が図られることになるものである。
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
グ電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示す回路における要部の動作を示す波形
図である。
図である。
【図３】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成例を示す回路図である。
路の構成例を示す回路図である。
【図４】図３に示す回路における要部の動作を示す波形
図である。
図である。
【図５】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成例を示す回路図である。
路の構成例を示す回路図である。
【図６】第４の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成例を示す回路図である。
路の構成例を示す回路図である。
【図７】第５の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成例を示す回路図である。
路の構成例を示す回路図である。
【図８】図６に示す回路における要部の動作を示す波形
図である。
図である。
【図９】第６の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成例を示す回路図である。
路の構成例を示す回路図である。
【図１０】第７の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。
回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】図９に示す回路における要部の動作を示す波
形図である。
形図である。
【図１２】本実施の形態の電源回路に備えられるフライ
バックトランスの構造例として、昇圧巻線が層間巻きさ
れる場合を示す断面図である。
バックトランスの構造例として、昇圧巻線が層間巻きさ
れる場合を示す断面図である。
【図１３】本実施の形態の電源回路に備えられるフライ
バックトランスの構造例として、昇圧巻線が分割巻きさ
れる場合を示す断面図である。
バックトランスの構造例として、昇圧巻線が分割巻きさ
れる場合を示す断面図である。
【図１４】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成例を示す回路図である。
成例を示す回路図である。
【図１５】図１４に示す回路における要部の動作を示す
波形図である。
波形図である。
１Ａ 第１制御回路、１Ｂ 第２制御回路、２ フォト
カプラ、１０，１０Ｂ一次側（第２）アクティブクラン
プ回路、１０Ａ 一次側第１アクティブクランプ回路、
１１ 二次側アクティブクランプ回路、２０ 第１アク
ティブクランプ回路、２１ 第２アクティブクランプ回
路、２２ 第３アクティブクランプ回路ＰＩＴ 絶縁コ
ンバータトランス、ＦＢＴ フライバックトランス、４
０ 高圧発生回路、Ｑ1 メインスイッチング素子、Ｃ
ｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振
コンデンサ、Ｃ5 一次側直列共振コンデンサ、Ｑ2，Ｑ
3，Ｑ4 補助スイッチング素子、ＤD1，ＤD2，ＤD3，Ｄ
D4 クランプダイオード、ＣCL1，ＣCL2，ＣCL3，ＣCL4
クランプコンデンサ、Ｃｔ 絶縁コンデンサ、Ｎ1
一次巻線、ＮO 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、ＮHV1〜ＮH
V5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流ダイオード、Ｃ
OHV 平滑コンデンサ
カプラ、１０，１０Ｂ一次側（第２）アクティブクラン
プ回路、１０Ａ 一次側第１アクティブクランプ回路、
１１ 二次側アクティブクランプ回路、２０ 第１アク
ティブクランプ回路、２１ 第２アクティブクランプ回
路、２２ 第３アクティブクランプ回路ＰＩＴ 絶縁コ
ンバータトランス、ＦＢＴ フライバックトランス、４
０ 高圧発生回路、Ｑ1 メインスイッチング素子、Ｃ
ｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振
コンデンサ、Ｃ5 一次側直列共振コンデンサ、Ｑ2，Ｑ
3，Ｑ4 補助スイッチング素子、ＤD1，ＤD2，ＤD3，Ｄ
D4 クランプダイオード、ＣCL1，ＣCL2，ＣCL3，ＣCL4
クランプコンデンサ、Ｃｔ 絶縁コンデンサ、Ｎ1
一次巻線、ＮO 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、ＮHV1〜ＮH
V5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流ダイオード、Ｃ
OHV 平滑コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｎ 3/18 Ｈ０４Ｎ 3/18 Ｚ 5/63 5/63 Ｚ Ｆターム(参考） 5C026 EA02 5C068 AA01 BA09 CA04 CB04 CC07 5H006 BB04 CA01 CA07 CA11 CB03 CC02 DA04 DB01 DC05 5H730 BB43 BB52 BB77 BB83 CC01 DD02 DD41 EE19 EE59 EE73 EE74 EE76 FD01 FF19 FG18
Claims (8)
- 【請求項１】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源
回路において、 直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッ
チング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、 上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した
信号に基づいて、上記メインスイッチング素子につい
て、水平同期信号周波数に同期したスイッチング動作を
実行させる同期手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係
数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メイン
スイッチング素子の出力を二次側に伝送する絶縁コンバ
ータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスに備えられる複数の二次側
巻線の少なくとも一つの二次側巻線に対して二次側並列
共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次
側並列共振回路と、 少なくとも第一のクランプコンデンサと第一の補助スイ
ッチング素子とからなり、上記二次側並列共振コンデン
サに対して並列に接続される第一の直列接続回路を備え
ることで、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次
側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティブ
クランプ手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ
巻線を含む回路として形成され、上記第一の補助スイッ
チング素子にスイッチング動作を実行させる二次側スイ
ッチング駆動手段と、 上記複数の二次側巻線に得られる交番電圧について半波
整流動作を行うことで所要の数の直流出力電圧を得るよ
うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
レベルに応じて、上記第一の補助スイッチング素子の導
通角を制御することで、上記直流出力電圧生成手段につ
いての定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御
手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した一次側巻線と並
列接続された一次側巻線を備え、上記絶縁コンバータト
ランスの二次側巻線に得られる共振電圧を、一次側から
二次側に伝送することで、二次側から上記共振電圧を昇
圧した高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランス
と、 上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
いて半波整流動作を行うことで、直流高電圧を得るよう
に構成された直流高電圧生成手段と、 上記高圧発生トランスの二次側巻線の低電圧端に直列に
接続される整流素子と、 少なくとも第二のクランプコンデンサと第二の補助スイ
ッチング素子との第二の直列接続回路から成り、上記第
二の直列接続回路が上記一次側並列共振コンデンサに対
して並列に接続される一次側アクティブクランプ手段
と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した一次側ドライブ
巻線を含む回路として形成され、上記第二の補助スイッ
チング素子ついてスイッチング動作を実行させるさせる
二次側スイッチング駆動手段と、 上記直流高電圧レベルに応じて、上記第二の補助スイッ
チング素子の導通角制御を行うことで、上記直流高電圧
についての定電圧制御を行うようにされる第二の定電圧
制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】上記高圧発生トランスの一次側動作を共振
動作とするために、少なくとも上記高圧発生トランスの
一次側巻線に対して直列共振コンデンサを直列に接続す
ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源
回路。 - 【請求項３】上記第２の定電圧制御手段には、一次側と
二次側を直流的に絶縁するためのフォトカプラが設けら
れていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グ電源回路。 - 【請求項４】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源
回路において、 直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッ
チング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、 上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した
信号に基づいて、上記メインスイッチング素子につい
て、水平同期信号周波数に同期したスイッチング動作を
実行させる同期手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係
数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メイン
スイッチング素子の出力を二次側に伝送する絶縁コンバ
ータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスに備えられる複数の二次側
巻線の少なくとも一つの二次側巻線に対して二次側並列
共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次
側並列共振回路と、 少なくとも第一のクランプコンデンサと第一の補助スイ
ッチング素子との第一の直列接続回路からなり、上記第
一の直列接続回路が上記二次側並列共振回路を含んで形
成される二次側巻線に対して並列に接続される二次側ア
クティブクランプ手段と、 上記複数の二次側巻線に得られる交番電圧について半波
整流動作を行うことで所要の数の直流出力電圧を得るよ
うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
レベルに応じて、上記第一の補助スイッチング素子の導
通角を制御することで、上記直流出力電圧生成手段につ
いての定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御
手段と、 上記絶縁コンバートトランスの一次側巻線と並列に接続
され、一次側に入力される電圧を二次側に伝送すること
で、二次側から所定レベルに昇圧された高圧電圧を得る
ように形成された高圧発生トランスと、 上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
いて整流動作を行うことで、直流高電圧を得るように構
成された直流高電圧生成手段と、 上記高圧発生トランスの二次側巻線の低電圧端に直列に
接続される整流素子と、 上記高圧発生トランスの一次側動作を共振動作とするた
めに、少なくとも上記高圧発生トランスの一次側巻線に
対して直列共振コンデンサを直列に接続して形成され、
上記スイッチング手段のスイッチング出力を分岐して供
給される直列共振回路と、 少なくとも第二のクランプコンデンサと第二の補助スイ
ッチング素子との第二の直列接続回路から成り、上記第
二の直列接続回路が上記絶縁コンバータトランスの一次
側巻線に対して並列に接続される一次側アクティブクラ
ンプ手段と、 上記直流高電圧レベルに応じて、上記第二の補助スイッ
チング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行
うようにされる第二の定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項５】 少なくとも第三のクランプコンデンサと
第三の補助スイッチング素子との第三の直列接続回路か
ら成り、上記第三の直列接続回路が上記絶縁コンバータ
トランスの一次側巻線に対して並列に接続されるアクテ
ィブクランプ手段を備えていることを特徴とする請求項
４に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項６】 上記第二の定電圧制御手段には、一次側
と二次側を直流的に絶縁するためのフォトカプラが設け
られていることを特徴とする請求項４に記載のスイッチ
ング電源回路。 - 【請求項７】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源
回路において、 直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッ
チング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、 上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した
信号に基づいて、上記メインスイッチング素子につい
て、水平同期信号周波数に同期したスイッチング動作を
実行させる同期手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係
数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メイン
スイッチング素子の出力を二次側に伝送する絶縁コンバ
ータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスに備えられる複数の二次側
巻線の少なくとも一つの二次側巻線に対して二次側並列
共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次
側並列共振回路と、 上記二次側並列共振コンデンサに対して並列に、少なく
とも第一のクランプコンデンサと第一の補助スイッチン
グ素子とからなる第一の直列接続回路を備えることで、
上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に発
生する電圧をクランプする二次側アクティブクランプ手
段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ
巻線を含む回路として形成され、上記第一の補助スイッ
チング素子にスイッチング動作を実行させる二次側スイ
ッチング駆動手段と、 上記複数の二次側巻線に得られる交番電圧について半波
整流動作を行うことで所要の数の直流出力電圧を得るよ
うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
レベルに応じて、上記第一の補助スイッチング素子の導
通角を制御することで、上記直流出力電圧生成手段につ
いての定電圧制御を行うようにされる第一の定電圧制御
手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線と並
列接続された一次側巻線を備え、上記絶縁コンバータト
ランスの二次側巻線に得られる共振電圧を、一次側から
二次側に伝送することで、二次側から上記共振電圧を昇
圧した高圧電圧を得るようにされた高圧発生トランス
と、 上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
いて半波整流動作を行うことで、直流高電圧を得るよう
に構成された直流高電圧生成手段と、 上記高圧発生トランスの二次側巻線の低電圧端に直列に
接続される整流素子と、 上記高圧発生トランスの一次側動作を共振動作とするた
めに、少なくとも上記高圧発生トランスの一次側巻線に
対して直列共振コンデンサを直列に接続して形成され、
上記スイッチング手段のスイッチング出力が分岐して供
給される直列共振回路と、 少なくとも第二のクランプコンデンサと第二の補助スイ
ッチング素子との第二の直列接続回路から成り、上記第
二の直列接続回路が上記直列共振コンデンサに対して並
列に接続される一次側アクティブクランプ手段と、 上記高圧発生トランスに巻装した一次側ドライブ巻線を
含む回路として形成され、上記第二の補助スイッチング
素子についてスイッチング動作を実行させる二次側スイ
ッチング駆動手段と、 上記直流高電圧レベルに応じて、上記第二の補助スイッ
チング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行
うようにされる第二の定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項８】 少なくとも第三のクランプコンデンサと
第三の補助スイッチング素子との第三の直列接続回路か
らなり、上記第三の直列接続回路が上記絶縁コンバータ
トランスの一次側巻線に対して並列に接続されるアクテ
ィブクランプ手段を備えていることを特徴とする請求項
７に記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001026797A JP2002233149A (ja) | 2001-02-02 | 2001-02-02 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001026797A JP2002233149A (ja) | 2001-02-02 | 2001-02-02 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002233149A true JP2002233149A (ja) | 2002-08-16 |
Family
ID=18891556
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001026797A Pending JP2002233149A (ja) | 2001-02-02 | 2001-02-02 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002233149A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011004469A (ja) * | 2009-06-16 | 2011-01-06 | Nissin Electric Co Ltd | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| CN112886830A (zh) * | 2021-03-02 | 2021-06-01 | 深圳通业科技股份有限公司 | 一种地铁车辆用辅助电源变换电路 |
-
2001
- 2001-02-02 JP JP2001026797A patent/JP2002233149A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011004469A (ja) * | 2009-06-16 | 2011-01-06 | Nissin Electric Co Ltd | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| CN112886830A (zh) * | 2021-03-02 | 2021-06-01 | 深圳通业科技股份有限公司 | 一种地铁车辆用辅助电源变换电路 |
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