JP2002084752A

JP2002084752A - 高電圧安定化回路

Info

Publication number: JP2002084752A
Application number: JP2000273538A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-09-05
Filing date: 2000-09-05
Publication date: 2002-03-22

Abstract

(57)【要約】【課題】高解像度のＣＲＴに対応してアノード電圧を
供給する高電圧安定化回路について電力変換効率の向上
を図る。【解決手段】高電圧安定化回路を、一次側電圧共振形
コンバータ（複合共振形スイッチングコンバータ）と高
圧発生回路とによって形成する。高圧発生回路は、昇圧
トランスと、昇圧トランスの二次側に設けられて直流高
電圧を生成する整流平滑回路とにより構成される。絶縁
コンバータトランスの二次側に設けられる二次側共振回
路を介するようにして絶縁コンバータトランスの二次巻
線と昇圧トランスの一次巻線を接続することで、電圧共
振形コンバータのスイッチング出力を高圧発生回路に伝
達させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば陰極線管の
アノード電極に印加すべきアノード電圧を得るために、
商用交流電源から安定化された高電圧を生成する高電圧
安定化回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン受像機、プロジェクタ装置
などにおいては、表示デバイスとして陰極線管（以下Ｃ
ＲＴ(Cathode Ray Tube）という）を採用したものが広
く普及している。また、上記したテレビジョン受像機や
プロジェクタ装置としては、いわゆるＨＤ（High Difin
ition)といわれる規格に従ったものも知られている。Ｈ
Ｄの規格では、例えばＮＴＳＣ方式などの従来のテレビ
ジョン方式よりも高解像度による画像表示を行うように
されており、これにより画質の向上を図っているもので
ある。

【０００３】ＣＲＴを備えた各種ディスプレイ装置にお
いては、周知のように、ＣＲＴのアノード電極に対して
所要のレベルの高電圧（アノード電圧）を安定的に供給
する必要がある。例えばアノード電極に供給すべき電力
は、例えばＨＤの規格に対応するディスプレイ装置であ
れば、アノード電圧が３０ＫＶ以上で、ビーム電流は２
ｍＡ程度が必要とされている。このアノード電圧は、例
えばフライバックトランスによって生成される。しか
し、ＨＤの規格に対応しようとする場合には水平同期信
号周波数が高いことから、この水平同期信号周波数に対
応する周期のフライバックパルス幅も短いものとなる。
このために、電子ビームのためのビーム電流が０となっ
たときにはアノード電圧が変動してしまう。このアノー
ド電圧の変動に因っては、ＣＲＴに表示される画像の垂
直及び水平方向の画面サイズも変動してしまうが、これ
より、画面に高輝度の白色ピーク画像を表示させた場合
にはこれが歪むという現象が生じる。例えば図１０のよ
うにして、本来は実線で示されるような長方形の白色ピ
ーク画像を表示させたとすると、これが破線で示される
ように、台形形状となるようにして歪みが生じるもので
ある。このため、アノード電圧を供給するための回路と
して、このアノード電圧を安定化して出力するように構
成された、いわゆる高電圧安定化回路を設けることが実
際には行われている。

【０００４】図７の回路図は高電圧安定化回路の一例を
示している。この図に示す高電圧安定化回路は、上記し
たＨＤの規格に対応するテレビジョン受像器やプロジェ
クタ装置に備えられるものである。

【０００５】図７においては、先ず、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路が示
されている。この整流平滑回路は、商用交流電源ＡＣに
ついて整流平滑化を行い、商用交流電源ＡＣレベルの等
倍に対応した整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされてい
る。この整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧としてスイ
ッチング電源回路部１０に対して供給される。

【０００６】スイッチング電源回路部１０は、整流平滑
電圧Ｅｉを入力してスイッチング、及び安定化を行うこ
とで直流出力電圧Ｅｏを得るように構成されたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとされ、ここでは、２４０Ｖで安定化され
た直流出力電圧Ｅｏを出力するものとされている。

【０００７】上記直流出力電圧Ｅｏは、降圧形コンバー
タ２０に対して入力される。この降圧形コンバータ２０
は、例えば直流出力電圧Ｅｏのラインと平滑コンデンサ
ＣOAの正極端子間に対して、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチ
ング素子Ｑ11のドレイン−ソース、チョークコイルＣＨ
１を順に直列に接続し、さらにスイッチング素子Ｑ11の
ソースとチョークコイルＣＨ１の接続点と、一次側アー
スとの間に対してフライホイールダイオードＤD1を挿入
して形成される。スイッチング素子Ｑ11は、後述する第
１ドライブ回路１４からのドライブ電圧によって他励式
により駆動されることで、直流出力電圧Ｅｏについての
スイッチングを行い、このスイッチング動作に応じて流
れる電流が、チョークコイルＣＨ１、ダイオードＤD1を
介して平滑コンデンサＣOAに対して充電される。そし
て、この降圧形コンバータ２０の出力として、平滑コン
デンサＣOAの両端電圧である降圧直流電圧ＥOAを得るも
のである。

【０００８】降圧直流電圧ＥOAは、フライバックトラン
スＦＢＴの一次巻線Ｎ1を介するようにして、電圧共振
形コンバータ３０に対して供給される。この図に示す電
圧共振形コンバータ３０は、１石のＩＧＢＴ（Insulate
d GateBipolar Transistor）のスイッチング素子Ｑ12を
備え、他励式によるシングルエンド動作を行うものとさ
れている。この電圧共振形コンバータ３０において、ス
イッチング素子Ｑ12のコレクタは、一次巻線Ｎ1を介し
て降圧直流電圧ＥOAのラインと接続され、そのエミッタ
は一次側アースと接続される。また、ベースには後述す
る第２ドライブ回路１６から出力されるドライブ電圧が
供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ12
は、このドライブ電圧によってスイッチング駆動され
る。

【０００９】また、スイッチング素子Ｑ12のコレクタ−
エミッタ間には、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続
される。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパ
シタンスとフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1
側のリーケージインダクタンスＬ1とにより一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでの詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ12のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧Ｖ2は、実際には正弦波状のパルス波形となって、電
圧共振形の動作が得られるようになっている。さらに、
スイッチング素子Ｑ12のドレイン−ソース間に対して
は、クランプダイオードＤD2が並列に接続されること
で、スイッチング素子Ｑ12のオフ時に流れるクランプ電
流の経路を形成する。

【００１０】ここで、一次側における上記スイッチング
素子Ｑ11、Ｑ12についてのスイッチング駆動のための構
成としては次のようになる。同期回路１１においては、
ＨＤで規定される解像度に対応した水平同期信号周波数
ｆHに基づいて、この周波数ｆHを有する水平同期信号を
生成して出力する。ここでの水平同期信号周波数ｆHと
しては、例えばＮＴＳＣ方式の１５．７３４ＫＨｚの２
倍である、３１．５ＫＨｚとなる。同期回路１１にて生
成された水平同期信号は、発振回路１２に対して入力さ
れ、ここで、スイッチング素子Ｑ11、Ｑ12を駆動するの
に利用する発振周波数信号に変換して、ＰＷＭ制御回路
１３、及び第２ドライブ回路１６に対して出力する。

【００１１】第２ドライブ回路１６では、入力された発
振周波数信号からスイッチング素子Ｑ12を駆動するため
のドライブ電圧を生成して、スイッチング素子Ｑ12のゲ
ートに出力する。従って、スイッチング素子Ｑ12のスイ
ッチング周波数は、水平同期信号周波数ｆHに一致した
ものとなる。

【００１２】また、ＰＷＭ制御回路１３は、誤差増幅回
路１５からの検出出力に応じて、入力された発振周波数
信号についてＰＷＭ制御を行う。つまり、発振周波数信
号についての１周期内のオン／オフ期間のデューティを
可変制御して第１ドライブ回路１４に出力する。第１ド
ライブ回路１４では、ＰＷＭ制御回路１３から出力され
る、ＰＷＭされた発振周波数信号を利用してドライブ電
圧を生成してスイッチング素子Ｑ11に対して出力する。
従って、スイッチング素子Ｑ11のスイッチング周波数も
現在設定されている水平同期信号周波数ｆHに一致した
ものとなる。つまり、スイッチング素子Ｑ11とスイッチ
ング素子Ｑ12は、共に水平同期信号周波数ｆHに同期し
たスイッチング周波数によってスイッチング動作を行う
ようにされる。ただし、スイッチング素子Ｑ12について
の１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューティ
は、ＰＷＭ制御回路１３により変化した発振周波数信号
の波形（１周期のデューティ）に従うことになる。これ
は、直流高圧電圧ＥHVのレベルの安定化、即ち定電圧制
御に関わるのであるが、これについては後述する。

【００１３】前述した電圧共振形コンバータ３０のスイ
ッチング素子Ｑ12に得られるスイッチング出力は、高圧
発生回路４０に対して供給される。高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと、その二次側に設け
られる高圧整流回路とを備えて形成され、上記したスイ
ッチング素子Ｑ12のスイッチング出力は、フライバック
トランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1に対して伝達される。

【００１４】フライバックトランスＦＢＴは、図示する
ように、一次側には一次巻線Ｎ1が巻装される。また、
二次側には、二次巻線として、５組の昇圧巻線ＮHV1，
ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されている。これら
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、実際には、分割されて各々独
立した状態でコアに巻装されている。これら昇圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV5は、一次巻線Ｎ1に対して逆極性となるよう
に巻装されていることで、フライバック動作が得られる
ようになっている。

【００１５】これら昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮH
V4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流
ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々
と直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に接続され
ているものである。そして、これら５組の半波整流回路
の直列接続に対して平滑コンデンサＣHVが並列に接続さ
れている。

【００１６】従ってフライバックトランスＦＢＴの二次
側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5に誘起された電圧を整流して平滑コンデンサＣHV
に対して充電するという動作が行われることになる。こ
れによって、平滑コンデンサＣHVの両端には、各昇圧巻
線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される電圧の５倍に対応するレベ
ルの直流電圧が得られる。そして、この平滑コンデンサ
ＣHVの両端に得られた直流電圧が直流高電圧ＥHVとされ
て、例えばＣＲＴのアノード電圧として利用される。

【００１７】また、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、図示するように、アース側に接続される２組の
半波整流回路［ＮHV4−ＤHV4］−［ＮHV5−ＤHV5］の直
列接続の両端に対して平滑コンデンサＣFVを接続するこ
とで、この平滑コンデンサＣFVの両端にフォーカス電圧
ＥFVが得られるようにもされている。このフォーカス電
圧ＥFVは、ＣＲＴの電子ビームを収束させるための調整
を行うために、いわゆるフォーカスレンズといわれる部
位に設けられるグリッドに対して印加される。

【００１８】次に、この図７に示す回路の定電圧動作に
ついて説明する。フライバックトランスＦＢＴの二次側
に備わる平滑コンデンサＣHVの両端には、分圧抵抗Ｒ1
−Ｒ2の直列接続回路が並列に接続されている。従っ
て、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点には、その分圧比に応じ
て直流高電圧ＥHVを分圧した電圧レベルが得られること
になる。この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点は、制御回路１
５の入力に対して接続される。制御回路１５は例えば誤
差増幅器等を備えて成る。制御回路１５では、分圧され
た直流高電圧ＥHVのレベルと所定の基準レベルとの比較
を行い、基準レベルに対する直流高電圧ＥHVレベルの誤
差を検出する。つまり、高圧負荷変動による直流高電圧
ＥHVレベルの変動成分（ΔＥHV）のレベル量を検出する
ものである。そして例えば、その誤差量に応じて可変さ
れたレベルの直流電流、もしくは直流電圧を出力するよ
うにされる。

【００１９】制御回路１５の検出出力はＰＷＭ制御回路
１３に供給される。ＰＷＭ制御回路１３では、制御回路
１５の検出出力に基づいて、入力された発振周波数信号
についてＰＷＭ制御を行って第１ドライブ回路１４に出
力する。従って、第１ドライブ回路１４により駆動され
るスイッチング素子Ｑ11は、水平同期信号周波数に同期
したスイッチング周波数で固定とされた上で、直流高電
圧ＥHVレベル変動に応じたＰＷＭ制御により可変される
オン/オフ期間のデューティ比に従ってスイッチング動
作を行うことになる。ここで、降圧直流電圧ＥOAのレベ
ルは、直流出力電圧Ｅｏレベルと、スイッチング素子Ｑ
11のスイッチング周波数及び１スイッチング周期内のオ
ン/オフ期間のデューティによって決まるもので、スイ
ッチング素子Ｑ11のスイッチング動作の１周期をＴｓ、
１周期内のオン期間をＴON1とすると、ＥOA＝Ｅｏ・ＴON1／Ｔｓで表される。従って、上記のようにして直流高電圧ＥHV
のレベルの誤差に応じて、スイッチング素子Ｑ11の１ス
イッチング周期内のオン/オフ期間のデューティ比をＰ
ＷＭ制御によって可変すれば、降圧直流電圧ＥOAのレベ
ルを可変制御することが可能になる。そして、降圧直流
電圧ＥOAのレベルが可変されることで、フライバックト
ランスＦＢＴを介してその二次側に得られる直流高電圧
ＥHVのレベルも可変され、結果として、直流高電圧ＥHV
レベルの変動成分（ΔＥHV）を抑制して一定となるよう
に制御することができる。

【００２０】図８は、上記図７に示した回路におけるス
イッチング素子Ｑ11、Ｑ12の動作波形を示している。こ
の図に示す動作波形は、図７に示す回路について、次の
ように要部の素子を選定した場合のものとされる。フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1＝７０Ｔ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5＝４６２Ｔ並列共振コンデンサＣｒ＝０．０１μＦ平滑コンデンサＣHV＝２０００ｐＦ平滑コンデンサＣFV＝２２０ｐＦ

【００２１】また、この図に示す波形図は、直流高圧電
圧ＥHV＝３０ＫＶ時のものとされ、図８（ａ）〜（ｄ）
には、高圧発生回路４０の負荷状態として、高圧負荷電
流ＩHV＝２ｍＡ時の状態が示され、図８（ａ）〜（ｄ）
には高圧負荷電流ＩHV＝０ｍＡ時の状態が示される。そ
して、図８（ａ）（ｅ）には、スイッチング素子Ｑ11の
ドレイン−ソース間電圧Ｖ1が示され、図８（ｂ）
（ｆ）には、スイッチング素子Ｑ11のドレインを流れる
スイッチング電流Ｉ1が示される。また図８（ｃ）
（ｇ）には、スイッチング素子Ｑ12に並列接続された並
列共振コンデンサＣｒの両端電圧（並列共振電圧）Ｖ2
が示され、図８（ｄ）（ｈ）には、スイッチング素子Ｑ
12のドレインを流れるスイッチング電流Ｉ2が示され
る。

【００２２】ここでは、高圧負荷電流ＩHV＝２ｍＡ時の
動作としては、図８（ａ）（ｂ）に示されるように、ス
イッチング素子Ｑ11がオフとなる期間ＴOFF1が３．３μ
ｓとなり、スイッチング素子Ｑ11がオンとなる期間ＴON
1が６．９μｓとなるようにＰＷＭ制御されたときの状
態が示されている。このとき、図８（ａ）に示されるス
イッチング素子Ｑ11のドレイン−ソース間電圧Ｖ1とし
ては、期間ＴOFF1において直流出力電圧Ｅｏのレベルで
クランプされ、期間ＴON1においては０レベルとなる波
形が得られる。また、スイッチング素子Ｑ11のスイッチ
ング電流Ｉ1としては、図８（ｂ）に示されるように、
期間ＴOFF1において０レベルで、期間ＴON1において鋸
歯状となる波形が得られる。また、このときの降圧直流
電圧ＥOAのレベルとしては、図８（ｃ）に示されるよう
に１２１Ｖ程度となる。

【００２３】また、高圧負荷電流ＩHV＝０ｍＡ時の動作
は、図８（ｅ）（ｆ）に示されるように、スイッチング
素子Ｑ11の１スイッチング周期Ｔｓは５．８μｓに拡大
し、スイッチング素子Ｑ11がオンとなる期間ＴON1が２
６μｓと短いものとなっている。このように、スイッチ
ング素子Ｑ11は、高圧負荷電力の変動に伴う直流高電圧
ＥHVの変動に応じてＰＷＭ制御されていることが分か
る。このとき、降圧直流電圧ＥOAのレベルとしては、図
８（ｄ）に示すように１１１Ｖ程度となる。

【００２４】そして、この降圧直流電圧ＥOAを動作電源
として動作する電圧共振形コンバータ３０については、
図８（ｃ）（ｄ）及び図８（ｇ）（ｈ）としてのスイッ
チング素子Ｑ12の動作に示されるように、直流高電圧Ｅ
HVの負荷変動に関わらず、スイッチング素子Ｑ12がオフ
となる期間ＴOFF2が、５．５μｓ、オンとなる期間ＴON
1が５．５μｓで一定となるようにされている。これ
は、並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスを選定す
ることで設定することができる。ここで、図８（ｃ）
（ｇ）に示される並列共振電圧Ｖ2は、スイッチング素
子Ｑ12がオフとなる期間ＴOFF2において図示するような
正弦波状のパルス波形が得られることで、電圧共振形の
動作となっており、ここでのピークレベルは９１０Ｖｐ
となる。また、スイッチング素子Ｑ12のスイッチング電
流Ｉ2としては、高圧負荷電流ＩHV＝２ｍＡ時には２．
４Ａｐのレベルとなり（図８（ｄ））、高圧負荷電流Ｉ
HV＝０ｍＡ時には０．８Ａｐのレベルとなる波形（図８
（ｄ））が得られている。

【００２５】そして上記のようにして、スイッチング素
子Ｑ11のスイッチング動作については直流高電圧ＥHVレ
ベルの変動に応じてＰＷＭ制御を行い、かつ、スイッチ
ング素子Ｑ12のオフ期間ＴOFF2については３μｓで一定
となるように設定すれば、並列共振電圧Ｖ2は、図８
（ｃ）（ｇ）に示すようにして、高圧負荷電力の変動に
対して一定となるように制御することができる。並列共
振電圧Ｖ2はフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1
に対してスイッチング出力として伝達されるものであ
る。従って、並列共振電圧Ｖ2が一定となるように制御
されると、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1
に得られる交番電圧レベルも一定となるように維持され
る。そしてこれに伴って、フライバックトランスＦＢＴ
の二次側で生成される直流高電圧ＥHVのレベルも一定と
なるように制御されることになる。このようにして、図
７に示す高電圧安定化回路では、直流高電圧ＥHVレベル
の安定化を図るようにしている。

【００２６】以上説明した動作のまとめとして、負荷条
件である高圧負荷電流ＩHVに対する、直流高電圧ＥHV、
直流出力電圧Ｅｏ、降圧直流電圧ＥOA、及び電圧共振形
コンバータの電力変換効率の変動特性を図９に示す。こ
の図に依ると、先ず、直流出力電圧Ｅｏについては、ス
イッチング電源回路部１０の安定化動作によって１３５
Ｖのレベルが安定的に得られている。

【００２７】また、降圧直流電圧ＥOAは、高圧負荷電流
ＩHV＝０ｍＡ〜２ｍＡの変動範囲に対して、約１１０Ｖ
〜１２０Ｖの範囲で直線的に変化するように制御されて
いる。そして、上記のようにして降圧直流電圧ＥOAのレ
ベルが制御されると共に、前述したようにして、スイッ
チング素子Ｑ12のスイッチング動作により発生する並列
共振電圧Ｖ2が高圧負荷電流ＩHVの変動に対して一定と
なるように設定されることで、直流高電圧ＥHVは、例え
ば、約３０ＫＶで一定となるものである。

【００２８】また、電圧共振形コンバータの電力変換効
率としては、高圧負荷電流ＩHVが増加するのに応じて向
上する傾向となっており、高圧負荷電流ＩHV＝２ｍＡ
時、つまり、高圧有効負荷電力ＰHV＝６０Ｗ（＝３０Ｋ
Ｖ×２ｍＡ）時においては、８２％となる。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図７に
示した回路では、スイッチング電源部１０と、降圧型コ
ンバータ２０及び電圧共振形コンバータ３０からなるレ
ギュレータと、高圧発生回路４０の各々において電力変
換が行われているため、回路全体としての電力変換効率
の向上には限界がある。例えば、図７に示す回路では、
スイッチング素子Ｑ12のスイッチング損失、１ＧΩとさ
れる分圧抵抗Ｒ1や高圧整流ダイオードＤHVによる損
失、更には、フォーカス電圧ＥFVを得るための回路によ
る損失などが生じている。このため、直流高電圧ＥHVの
有効負荷電力ＰHV＝３０ＫＶ×２ｍＡ＝６０Ｗの条件の
もとでは、スイッチング電源部１０のＡＣ−ＤＣ電力変
換効率は９０％であり、レギュレータのＤＣ−ＤＣ電力
変換効率は９５％なる。また、高圧発生回路４０では８
２％程度となる。そして回路全体の総合電力変換効率と
しては、７０．１％にまで低下してしまう。従って、有
効負荷電力ＰHV＝６０Ｗに対して交流入力電力Ｐｉｎ＝
８５．６Ｗにまで増加するので、結果としては、２５．
６Ｗという相当におおきな電力損失が生じていることに
なる。

【００３０】また、図７に示す回路は、スイッチング電
源部１０、降圧形コンバータ２０、電圧共振形コンバー
タ３０、高圧発生回路４０という４の回路部位から成る
ため、その構成も複雑であり、構成部品点数も大幅に増
加してしまう。特に、スイッチング素子とダイオードに
ついては２組ずつが必要であり、コストが高くなると共
に基板サイズも大型化してしまう。更に、図７に示す回
路では、安定化のために降圧形コンバータ２０が備えら
れるが、この降圧形コンバータはスイッチング動作によ
って生じるスイッチング波形が矩形波状であり、これが
ノイズとして輻射することから、ノイズ抑制のための対
策が必要になり、これによっても、コストアップや基板
サイズの大型化を招く。

【００３１】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、高電圧安定化回路として次のように構
成する。つまり、商用交流電源を整流平滑化して直流入
力電圧を得る整流平滑手段と、スイッチング素子を備
え、上記直流入力電圧を断続して出力するスイッチング
手段と、このスイッチング手段の動作を電圧共振形とす
るようにして形成される一次側並列共振回路と、スイッ
チング手段のスイッチング出力を二次側に伝送するため
に設けられ、一次巻線及び二次巻線を巻回すると共に、
一次巻線と二次巻線とについては疎結合とされる所要の
結合度が得られるようにされた絶縁コンバータトランス
と、絶縁コンバータトランスの二次巻線と共振コンデン
サとによって形成される二次側共振回路とを備える。ま
た、その一次側には、共振回路と接続されることで共振
出力としての交番電圧が伝達される被伝達巻線を巻装
し、その二次側には、一次巻線から伝達された交番電圧
を昇圧した昇圧交番電圧を得る昇圧巻線が巻装される昇
圧トランスと、昇圧巻線に得られる昇圧交番電圧を整流
平滑化することで、所定の高圧レベルとされる直流高電
圧を得るようにされる直流高電圧生成手段と、直流高電
圧のレベルに応じて、上記スイッチング素子のスイッチ
ング周波数を可変することで、直流高電圧に対する定電
圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備えるこ
ととした。

【００３２】上記構成によれば、高電圧安定化回路とし
ては電圧共振形コンバータと、この電圧共振形コンバー
タのスイッチング出力を入力して直流高電圧を生成する
直流高電圧用の回路部とにより形成されることになる。
また、電圧共振形コンバータは、絶縁コンバータトラン
スの一次側に電圧共振形の動作とするための並列共振回
路を備え、二次側にも共振回路を備えた、いわゆる複合
共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。そ
して、電圧共振形コンバータのスイッチング出力を直流
高電圧用の回路部に対して伝達するための構成として
は、上記絶縁コンバータトランスの二次側共振回路と昇
圧トランスの一次側の被伝達巻線とを接続するようにし
ている。つまり、電圧共振形コンバータと直流高電圧用
の回路部とは共振回路を介して接続され、スイッチング
出力は共振出力として伝達されるものである。また、定
電圧制御は、直流高電圧のレベルに応じて電圧共振形コ
ンバータのスイッチング周波数を可変制御することで行
うようにされる。そして、このような構成では、一次側
において商用交流電源から得た直流入力電圧について電
力変換を行うスイッチングコンバータとしては、１組の
電圧共振形コンバータのみとされることになる。

【００３３】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としての高電圧安定化回路の構成を示している。こ
の図に示す回路は、その一次側において、１石のスイッ
チング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式
で自励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コン
バータを備えて構成される。この場合、スイッチング素
子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪ
Ｔ；接合型トランジスタ）が採用されている。

【００３４】この場合、商用交流電源ＡＣには、ブリッ
ジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる整流平
滑回路が接続されており、交流入力電圧ＶACのほぼ１倍
のレベルに対応する整流平滑電圧を生成し、上記電圧共
振形コンバータに対して、直流入力電圧として供給する
ようになっている。

【００３５】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチン
グ素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線Ｎ
B、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列
接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続
される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コ
ンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるク
ランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオ
フ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされ
ており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接
続され、エミッタは接地される。

【００３６】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧
共振形の動作が得られるようにされる。

【００３７】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電
圧制御のために設けられる。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を
有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を
接合するようにして立体型コアを形成する。そして、こ
の立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方
向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に
制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線
ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。

【００３８】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されること
で、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵
抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子
Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1は、直列共振回路（ＮB，ＣB）の共振周波数に
より決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作
を行うことになる。

【００３９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。ここで、この絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造
を図３に示す。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図３
に示されているように、例えばフェライト材によるＥ形
コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み
合わせたＥＥ形コアＣＲが備えられる。そして、このＥ
Ｅ形コアＣＲの中央磁脚に対して、分割ボビンＢ１を利
用して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2がそれぞれ分割された
状態で巻装されている。この場合、一次巻線Ｎ1及び二
次巻線Ｎ2の線材には複数の単線を束ねて形成したリッ
ツ線が用いられる。

【００４０】そして、ＥＥ形コアＣＲの中央磁脚に対し
ては、図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とについ
ては所要の結合係数による疎結合の状態が得られるよう
にしている。なお、ギャップＧは、各Ｅ形コアＣＲ１，
ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすること
で形成することが出来る。また、一次巻線Ｎ1と二次巻
線Ｎ2との結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５と
いう疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和
状態が得られにくいようにしている。

【００４１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻始め端部は、図１に示すようにスイッチン
グ素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻終わり端部は共振
電流検出巻線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣ
ｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。そし
て、上記一次巻線Ｎ1を流れるスイッチング電流によ
り、二次巻線Ｎ2に誘起電圧が発生する。この場合、二
次巻線Ｎ2には二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接
続されていることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダ
クタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシ
タンスとによって並列共振回路が形成される。この並列
共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は
共振電圧Ｖ2となる。つまり、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側においては電圧共振動作が得られる。

【００４２】このようにして図１に示す高電圧安定化回
路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とす
るための一次側並列共振回路が備えられ、二次側には電
圧共振動作を得るための二次側並列共振回路が備えられ
る。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側
に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチ
ングコンバータについては、「複合共振形スイッチング
コンバータ」ともいうことにする。

【００４３】上記複合共振形スイッチングコンバータと
しての電圧共振形コンバータの後段に対しては、高圧発
生回路４０Ａが設けられる。高圧発生回路４０Ａは、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の共振出力として
の交番電圧を入力して、最終的にはアノード電圧である
直流高電圧ＥHVを生成して出力する。

【００４４】そして、高圧発生回路４０Ａには、昇圧ト
ランスＨＶＴが設けられる。ここで、図４に昇圧トラン
スＨＶＴの断面図を示し、この図４を用いて昇圧トラン
スＨＶＴの構造を説明しておく。この図に示す昇圧トラ
ンスＨＶＴは、例えば２つのコの字形コアＣＲ１，ＣＲ
２の各磁脚を対向するように組み合わせることで、角形
コアＣＲ３０が形成されている。なお、この場合には、
コの字形コアＣＲ１の端部と、コの字形コアＣＲ２の端
部とが対向する部分にはギャップＧが設けられている。
さらに、図示するように、角形コアＣＲ３０の一方の磁
脚に対して、低圧巻線ボビンＬＢと高圧巻線ボビンＨＢ
を取り付けることで、これら低圧巻線ボビンＬＢ及び高
圧巻線ボビンＨＢに対して、それぞれ一次側巻線Ｎ3及
び昇圧巻線ＮHVを分割して巻装するようにしている。

【００４５】この場合、低圧巻線ボビンＬＢに対して一
次側巻線Ｎ3を巻装し、高圧巻線ボビンＨＢに昇圧巻線
ＮHVを巻装するようにしている。図１に示す回路では、
後述もするように、昇圧巻線ＮHVは、昇圧巻線ＮHV1，
ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5の５つの巻線とされてお
り、これら昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5がそれぞれ、層間フィ
ルムＦを挿入して巻き上げる層間巻きによって巻装され
ることになる。そして、この巻装状態では、一次側巻線
Ｎ3と昇圧巻線ＮHVとは密結合の状態が得られるように
されている。

【００４６】また、本実施の形態においては、昇圧トラ
ンスＨＶＴの昇圧巻線ＮHVを層間巻きによって巻装した
場合が示されているが、昇圧巻線ＮHVの巻き方としては
層間巻きに限定されるものでなく、図示していないが例
えば高圧ボビンＨＢを複数の領域に分割して、各分割領
域に対して昇圧巻線ＮHVを巻装する、いわゆる分割巻き
によって巻装することも可能である。つまり、昇圧トラ
ンスＨＶＴの構造としては、高圧ボビンＨＢに巻装され
る複数の昇圧巻線ＮHVが、それぞれ絶縁された状態で巻
装されれば良いものである。

【００４７】図１に示す回路では、昇圧トランスＨＶＴ
の一次巻線Ｎ3は、前述した絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側にある二次側並列共振回路に対して更に並
列に接続される。このため、本実施の形態としては、二
次側並列共振回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1と二次側並列共振コンデンサＣ2のみによっ
てではなく、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ3の漏洩
インダクタンス成分も含まれて形成されることになる。
従って、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ3に得られる
交番電圧としても共振出力によるものとなる。これは換
言すれば、上記二次側並列共振回路の共振出力が昇圧ト
ランスＨＶＴの一次巻線Ｎ3に伝達されているものと見
ることもできる。

【００４８】また、この場合の昇圧トランスＨＶＴの二
次側には、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV
4，ＮHV5が分割された状態で巻装されている。ここで、
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の各々は、後述するようにして生
成される高圧直流電圧ＥHVとしての所要の電圧レベルが
得られるまでに昇圧されるように、同一のターン数が設
定される。つまり、高圧直流電圧ＥHVとして必要とされ
るレベルが得られるように昇圧トランスＨＶＴの一次巻
線Ｎ3に対する巻線比（ＮHV／Ｎ3）を決定し、この巻線
比に従ったターン数を選定するものである。

【００４９】そして、昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，
ＮHV4，ＮHV5の各々は、一次巻線Ｎ3に対して逆極性と
なる方向により巻装される。そして、昇圧巻線ＮHV1，
ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5の各巻終わり端部と巻始め
端部間に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，
ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5を直列に挿入するようにして接続
している。また、高圧整流ダイオードの挿入方向として
は、そのアノードが昇圧巻線の巻終わり端部と接続さ
れ、カソードが巻始め端部と接続される。

【００５０】このような接続形態では、１つの昇圧巻線
と１本の高圧整流ダイオードから成る半波整流回路が５
組備えられることとなり、そして、これら５組の半波整
流回路を直列に接続した「半波整流直列回路」が備えら
れることになる。この半波整流回路の一方の端部である
半波整流回路［昇圧巻線ＮHV1−高圧整流ダイオードＤH
V1］については、高圧整流ダイオードＤHV1のカソード
側が平滑コンデンサＣHVの正極端子と接続される。ま
た、他方の端部である半波整流回路［昇圧巻線ＮHV5−
高圧整流ダイオードＤHV5］については、昇圧巻線ＮHV5
の巻終わり端部が二次側アースに接地されると共に、平
滑コンデンサＣHVの正極端子と接続される。つまり、半
波整流直列回路としての整流回路に対して平滑コンデン
サＣHVが並列に接続されるものである。これにより、平
滑コンデンサＣHVに対しては、半波整流直列回路として
の整流回路による整流出力によって充電が行われる。半
波整流直列回路の整流出力は、直列接続された５組の半
波整流回路の各々の整流出力電圧レベルを加算するよう
にして昇圧されたものであり、これによる充電が行われ
ることで、平滑コンデンサＣHVには、所要のレベルにま
で昇圧された直流電圧が得られる。そしてこの直流電圧
が高圧直流電圧ＥHVとされて、アノード電圧として利用
される。

【００５１】また、本実施の形態の高電圧安定化回路の
場合、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コンデンサＣHVに
対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続回路が並列に設
けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の分圧点は、
制御回路１に対して接続される。つまり本実施の形態に
おいては、制御回路１に対しては、検出電圧として、直
流高電圧ＥHVを分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られ
る電圧レベルが入力されることになる。これは、制御回
路１が直流高電圧ＥHVの変動成分（ΔＥHV）を検出する
ようにされていることを意味する。

【００５２】制御回路１は、直流高電圧ＥHVの変化に応
じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベル
を可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装さ
れた駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。
これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで
形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動
回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する
動作となり、この動作によって絶縁コンバータトランス
ＰＩＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギ
ーが変化する。これにより、直流高電圧ＥHVについて所
要の一定レベルが保たれるように制御が行われる。

【００５３】また、本実施の形態では、上述のようにし
てスイッチング周波数を可変する動作が行われるときに
は、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定
とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するよ
うにされる。つまり、この回路では、定電圧制御動作と
して、スイッチング周波数を可変制御するように動作す
ることで、スイッチング出力に対する共振インピーダン
ス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけ
るスイッチング素子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）も
行っているものと見ることが出来る。そして、この複合
的な制御動作を１組の制御回路系によって実現してい
る。なお、本明細書では、このような複合的な制御を
「複合制御方式」ともいう。本実施の形態ではこのよう
にして、直流高電圧ＥHVについての安定化を図るための
構成が採られているものである。

【００５４】ここで、上記図１に示した高電圧安定化回
路を実際に構成する場合における主たる部品の選定値に
ついて示しておく。絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2＝７５Ｔ二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１８μＦ昇圧トランスＨＶＴの一次側巻線Ｎ3＝３０Ｔ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5＝４６０Ｔ×５平滑コンデンサＣHV＝２０００ＰＦ、抵抗Ｒ1＝１ＧΩ そして、上記のようにして各部品が選定されることで、
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の各々には、６ＫＶｐの交番電圧
が得られるようにされており、これにより平滑コンデン
サＣHVの両端に得られる直流高電圧ＥHVとしては３０．
５ＫＶとなる。

【００５５】図２は、上記のようにして構成される図１
の高電圧安定化回路における要部の動作を示す波形図で
ある。図２（ａ）〜（ｆ）には、例えば高圧発生回路４
０Ａの高圧負荷電流ＩHV＝４ｍＡ時の動作波形が示さ
れ、図２（ｇ）〜図２（ｌ）には、図２（ａ）〜（ｆ）
とそれぞれ同じ部位についての、高圧負荷電流ＩHV＝０
ｍＡ時の動作波形が示されている。

【００５６】高圧負荷電流ＩHV＝４ｍＡとされて相応の
負荷がかかっている状態では、これに応じたスイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数となるように制御され
ることで、その１周期は１２μｓとなる。このとき、ス
イッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作によって、並列共
振コンデンサＣｒ1の両端に発生する共振電圧Ｖ1として
は、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ1 が
オフとなる期間ＴOFFにおいて、正弦波状のパルスとな
る波形が得られ、スイッチングコンバータの動作が電圧
共振形となっていることが分かる。この共振電圧Ｖ1の
ピークレベルは７００Ｖｐとなる。またこの時、スイッ
チング素子Ｑ1には、図２（ｂ）に示すような２．４Ａ
ｐのピークレベルを有するコレクタ電流Ｉ1が流れる。
例えばスイッチング素子Ｑ1のターンオン時には、クラ
ンプダイオードＤD1、スイッチング素子Ｑ1のベース−
コレクタを介して一次側巻線Ｎ1にダンパー電流（負方
向）が流れ、このダンパー電流が流れるダンパー期間が
終了すると、コレクタ電流Ｉ1は負レベルから正レベル
の方向に急激にレベルが上昇していくことになる。

【００５７】このような動作により、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図２（ｃ）に示すよ
うな正弦波状の共振電流Ｉ2が流れ、二次側並列共振コ
ンデンサＣ2に発生する共振電圧Ｖ2もまた、図２（ｅ）
に示すように、正弦波状の波形が得られる。共振電流Ｉ
2は２．５Ａｐのレベルを有し、また、共振電圧Ｖ2は４
００Ｖｐのレベルを有する。そして、二次側並列共振回
路と並列接続される、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ
3に流れる共振電流Ｉ3は、図２（ｄ）に波形となる。こ
の共振電流Ｉ3は、共振電流Ｉ2とほぼ同様の周期を有
し、正極性において３．２Ａｐ、負極性において２．８
Ａｐのレベルを有する。

【００５８】そして、昇圧トランスの二次側に励起され
る、１つの昇圧巻線ＮHVに得られる交番の昇圧電圧ＶHV
は、図２（ｆ）に示すようにして、負極性においては略
正弦波状で、正極性においては６ＫＶｐでクランプされ
る波形となる。

【００５９】一方、高圧負荷電流ＩHV＝０ｍＡとなって
無負荷となる条件、つまり電子ビームの電流が０レベル
となる状態では、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング
周波数が高く成るように制御され、実際のスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周期としては１１μｓとなる。
また、一次側の共振電圧Ｖ1としては、図２（ｇ）に示
すように、そのピークレベルが６００Ｖｐとなって若干
低下する。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
巻線Ｎ2に流れる共振電流Ｉ2としては、図２（ｉ）に示
すように、スイッチング周期に応じた交番波形とされた
うえで、負極正方向のピークレベルが２．４Ａｐに変化
する。また、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ3に流れ
る共振電流Ｉ3は、図２（ｊ）に示すように、正／負で
共に２Ａｐを有する波形となり、レベルが低下している
ことが分かる。そして、二次側共振電圧Ｖ2としては、
図２（ｋ）に示すように、共振電流Ｉ2と同一周期の交
番波形とされているが、そのレベルは４００Ｖｐとなっ
ており、高圧負荷電力の変動に関わらず一定となってい
る。そして、図２（ｌ）に示す昇圧電圧ＶHVはもまた、
６ＫＶｐでクランプされており、負荷変動に対して一定
である。これは即ち、スイッチング周波数制御によっ
て、安定化が図られていることを示している。

【００６０】上記構成による図１の高圧安定化回路と、
先に従来例として示した図７の回路とを比較した場合に
は次のようなことがいえる。先ず図７に示す回路では、
スイッチング電源部１０と、降圧型コンバータ２０及び
電圧共振形コンバータ３０からなるレギュレータと、高
圧発生回路４０の各々において電力変換を行う構成とさ
れていることから、それだけ電力損失が増加しており、
回路全体の総合電力変換効率としては有効負荷電力ＰHV
＝６０Ｗに対して７０．１％とされていた。これに対し
て、図１に示した回路では、電力変換が行われるのは、
電圧共振形コンバータと高圧発生回路４０Ａのみとされ
ることから、その分電力損失が減少することになる。そ
して、実際としては、有効負荷電力ＰHV＝１２２Ｗ（＝
３０．５ＫＶ）に対して、回路全体の総合電力変換効率
は、８８．６％に向上している。また、この条件での交
流入力電力Ｐｉｎは１３７．７Ｗとなる。従って、電力
損失としては、１５．７Ｗ（＝１３７．７−１２２Ｗ）
となり、図７に示す回路よりも大幅に低減しているもの
である。

【００６１】また、図７に示した従来の回路では、降圧
形コンバータ２０と電圧共振形コンバータ３０の２組の
コンバータによってレギュレータ回路部位を構成してい
ることで、供給可能なピーク電力が制約を受けていたの
に対して、図１に示した本実施の形態の回路では、降圧
形コンバータ２０のようなレギュレータ回路を設ける必
要が無く、初段のスイッチング電源回路部に相当する電
圧共振形コンバータによってピーク電力を供給すること
が可能になるため、その供給能力が大きいものとなる。
従って、例えば図１１に示たように、黒色画面を表示し
たＣＲＴ画面上に、白色ピークのウインドウ画面を表示
させた場合、図７に示した従来の回路では、破線で示す
ように白色のウインドウ画面の画曲がりが発生するのに
対して、図１に示した本実施の形態の回路では、実線で
示すように白色ピークのウインドウ画面の画曲がりを無
くすことが可能になる。

【００６２】さらに、図１に示した回路では、電圧共振
形コンバータと高圧発生回路の２段の構成のみとなって
いることから、図７に示した回路よりも大幅に部品点数
を削減することが可能になる。このため、回路の簡略化
を図ることができると共に、部品のマウント面積が縮小
できるので、スイッチング電源の小型化を図ることが可
能になる。また、スイッチングコンバータを形成するの
に必要とされる比較的高価なスイッチング素子とダイオ
ード素子が１組でよいため、部品材料費も低減すること
ができる。

【００６３】さらにまた、各部の動作波形は、何れも共
振波形となることから、スイッチング動作に伴って発生
するスイッチングノイズを抑制することができ、従来の
回路において必要であったスイッチングノイズを抑制す
るための対策も不要になる。

【００６４】図５の回路図は、本発明の他の実施の形態
としての高電圧安定化回路の構成例を示している。な
お、この図において図１と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。この図５に示す回路は、初段に備え
られる電圧共振形コンバータについては他励式の構成が
採られており、これに対応して、スイッチング素子Ｑ1
としては、ＭＯＳ−ＦＥＴが備えられる。また、ここで
もスイッチング素子Ｑ1は１石とされており従ってシン
グルエンド方式が採られる。スイッチング素子Ｑ2のド
レインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソー
スは一次側アースに接続される。また、ここでは、並列
共振コンデンサＣｒはドレイン−ソース間に対して並列
に接続される。更に、ドレイン−ソース間に対しては、
クランプダイオードＤD2が並列に接続されている。

【００６５】そして、他励式であることに対応して、上
記スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング駆動部３によ
ってスイッチング駆動される。スイッチング駆動部３
は、例えば１石のＩＣとして備えられ、その内部には発
振回路４とドライブ回路５が設けられる。発振回路４
は、後述するようにして高圧発生回路４０Ｂにて得られ
る、直流高電圧ＥHVに対応した電圧レベルが、制御回路
１からフォトカプラ２を介して入力される。フォトカプ
ラ２は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次
側とで直流的に絶縁するために設けられているものであ
る。発振回路４では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側から出力される直流出力電圧の安定化が図られる
ように、制御回路１からの出力レベルに応じて、その周
期が可変された発振周波数信号を発生させる。そして、
この発振周波数信号をドライブ回路５に出力する。ドラ
イブ回路５では、入力された発振周波数信号をスイッチ
ング駆動信号（電圧）に変換して、スイッチング素子Ｑ
1のゲートに対して出力する。これによって、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変されるのであ
るが、この際においては、図１においても述べたよう
に、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間は一定とし
て、オンとなる期間が可変されるべくして生成したスイ
ッチング駆動信号を出力するようにされる。なお、起動
抵抗ＲSは、商用交流電源投入時において、整流平滑ラ
インに得られる起動電流をスイッチング駆動部３に対し
て供給するために設けられる。

【００６６】そして、この場合には、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2と、高圧発生回路４０Ｂ内
の昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ3とを接続するのに
あたって、図示するような接続形態が採られる。つま
り、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2の巻
終わり端部に対して二次側直列共振コンデンサＣｓを直
列接続し、更に、直列共振コンデンサＣｓについて昇圧
トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ3の巻終わり端部側を直列
接続するものである。なお、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2、及び昇圧トランスＨＶＴの一次巻
線Ｎ3の各巻始め端部は二次側アースに接地される。こ
の場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線
Ｎ2、及び昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ3の各リーケ
ージインダクタンス成分と、二次側直列共振コンデンサ
Ｃｓのキャパシタンスとによって、二次側直列共振回路
が形成されることになる。従って、本実施の形態の場合
には、この二次側直列共振回路を介在するようにして、
電圧共振形コンバータの出力が昇圧トランスＨＶＴに対
して伝達されることになるものである。

【００６７】また、この図に示す高圧発生回路４０Ｂの
構成として、昇圧トランスＨＶＴの二次側に対しては、
１つの昇圧巻線ＮHVが巻装される。そして、この昇圧巻
線ＮHVに対して、図示する接続形態によって、２本の直
列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2、４本の整流ダイオード
ＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4と、２本の平滑コンデンサ
ＣHV1−ＣHV2の直列接続回路が設けられる。これによ
り、昇圧トランスＨＶＴの二次側においては４倍電圧整
流回路が形成される。

【００６８】この４倍電圧整流回路は、［昇圧巻線ＮH
V、直列共振コンデンサＣｓ1、整流ダイオードＤHV1，
ＤHV2、平滑コンデンサＣHV1］によって形成される倍電
圧整流回路と、［昇圧巻線ＮHV、直列共振コンデンサＣ
ｓ2、整流ダイオードＤHV3，ＤHV4、及び平滑コンデン
サＣHV2］から成る倍電圧整流回路が直列的に積み上げ
られるようにして形成されている。つまり、この４倍電
圧整流回路は、２つの倍電圧整流回路によって平滑コン
デンサＣHV1，ＣHV2の各々の両端において、昇圧巻線Ｎ
HVの交番電圧の２倍のレベルに対応する整流平滑電圧が
得られる。よって、平滑コンデンサＣHV1−ＣHV2の直列
接続回路の両端には、昇圧巻線ＮHVに発生する交番電圧
の４倍のレベルに対応する直流高電圧ＥHVが得られるこ
とになる。

【００６９】この場合、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続回
路は、図示するように、平滑コンデンサＣHV2の両端に
対して接続される。このため、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2が検出
する電圧レベルとしては、直流高電圧ＥHVの１／２とな
る。従って、例えばこの図５に示す回路と、図１に示す
回路とで得られる直流高電圧ＥHVのレベルが同等である
とすれば、図１に示した回路における分圧抵抗Ｒ1の抵
抗値が１ＧΩとされていたのに対して、図５に示した回
路では、その１／２の５００ＭΩでよいこととなり、そ
れだけ電力変換効率向上の点で有利となる。

【００７０】また、本実施の形態として、電圧共振形コ
ンバータの絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側出力
を、昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ3に伝達するため
の回路構成は他にも考えられるものであり、その例を図
６に示す。この図においては、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次巻線Ｎ2と、昇圧トランスＨＶＴの一次巻
線Ｎ3との接続部位を抜き出して示している。なお、電
圧共振形コンバータの構成としては自励式であっても他
励式であっても構わないし、また、昇圧トランスＨＶＴ
の二次側の構成としても、例えば図１、図５に示した何
れの回路構成が採られても構わないものである。この図
においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線
Ｎ2に対して、先ず並列共振コンデンサＣ2が並列に接続
される。そして更に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次巻線Ｎ2の巻終わり端部に対して直列共振コンデン
サＣｓを直列に接続し、この直列共振コンデンサＣｓに
対して昇圧トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ3の巻終わり端
部側を直列に接続している。なお、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次巻線Ｎ2と、昇圧トランスＨＶＴの一
次巻線Ｎ3の各巻始め端部は二次側アースに接地され
る。これは、即ち並列共振回路と直列共振回路とが複合
的に備えられた複合型共振回路を設け、この複合型共振
回路を介在させるようにしてスイッチング出力の伝達を
行うようにしているものである。このような構成の場合
には、例えば図１及び図５に示した回路と同様の効果が
得られると共に、上記のようにして複合型共振回路が備
えられることで、例えば昇圧トランスＨＶＴの二次側に
発生し得る整流電流のリンギングの解消と、電圧共振形
コンバータの中間負荷時における安定したＺＶＳとの両
者を保証することが可能になる。

【００７１】なお、図１に示した回路においては、一次
側に対して自励式による共振コンバータを備えた構成の
下で定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形
制御トランスが用いられているが、この直交形制御トラ
ンスの代わりに、先に本出願人により提案された斜交形
制御トランスを採用することができる。上記斜交形制御
トランスの構造としては、ここでの図示は省略するが、
例えば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚
を有する２組のダブルコの字形コアを組み合わせること
で立体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対
して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、
この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに
交差する関係となるようにされる。具体的には、制御巻
線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚
のうちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対
して巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされ
る２本の磁脚に対して巻装するものである。そして、こ
のような斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻
線を流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベ
ルとなった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加す
るという動作傾向が得られる。これにより、スイッチン
グ素子をターンオフするための負方向の電流レベルは増
加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されること
になるので、これに伴ってスイッチング素子のターンオ
フ時の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損
失をより低減することが可能になるものである。

【００７２】また、本発明としては上記実施の形態とし
て示した構成に限定されるものではない。例えば上記各
実施の形態では、メインとなるスイッチング素子と補助
スイッチング素子とについては、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＢＪ
Ｔ等を採用するものとしているが、ほかにも例えばＩＧ
ＢＴ、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）などの他の素子を
採用することも考えられるものである。また、メインス
イッチング素子Ｑ1を他励式により駆動するためのスイ
ッチング駆動部の構成も各図に示したものに限定される
必要はなく、適宜適切とされる回路構成に変更されて構
わない。また、昇圧トランスＨＶＴの二次側の整流回路
としても、実施の形態としての各図に示した構成に限定
されるものではなく、直流高電圧ＥHVとして必要とされ
るレベルが得られるのであれば、他の回路構成が採用さ
れて構わないものである。

【００７３】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、例えばＨ
Ｄ規格に従った高解像度に対応するＣＲＴに対応する高
電圧安定化回路として、電圧共振形コンバータ（複合共
振形スイッチングコンバータ）と、この電圧共振形コン
バータのスイッチング出力を入力して直流高電圧を生成
する高圧発生回路とによって形成するようにされる。こ
こで高圧発生回路は、昇圧トランスと、昇圧トランスの
二次側に設けられて直流高電圧を生成する整流平滑回路
（直流高電圧生成手段）とにより構成される。そして、
電圧共振形コンバータのスイッチング出力を高圧発生回
路に伝達するのにあたっては、絶縁コンバータトランス
の二次側に設けられる二次側共振回路を介するようにし
て、絶縁コンバータトランスの二次巻線と昇圧トランス
の一次巻線を接続するようにされる。これによって、電
圧共振形コンバータのスイッチング出力は、共振出力と
して高圧発生回路に入力されることになる。また、定電
圧制御は一次側の電圧共振形コンバータのスイッチング
素子のスイッチング周波数を可変制御することにより行
うようにされる。そして、このような構成では、電力変
換が行われるのは、電圧共振形コンバータと高圧発生回
路の２組のみとされることになる。このために、従来よ
りも電力変換が行われる部位の数が削減されるために、
それだけ電力変換効率が向上されることになる。また、
これに伴って部品点数も削減されることから、それだけ
低コスト化及び基板サイズの小型軽量化を図ることも可
能となる。

【００７４】また、例えば従来のように降圧形コンバー
タを介在させることなく、電圧共振形コンバータの出力
を高圧発生回路にほぼ直接的に供給できるために、従来
の高電圧安定化回路よりもピーク電力の供給能力を大き
くでき、これにより例えばＣＲＴ画面に対して白色ピー
クのウインドウ画面を表示した際の画曲がり等を無くす
ことが可能になる。

【００７５】さらにまた、各部の動作波形は何れも共振
波形となることから、スイッチング動作に伴うノイズも
抑制される。従ってノイズ対策が不要になるため、この
点でもコストや基板の小型軽量化等の面で有利となるも
のである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての高電圧安定化回路
の構成例を示す回路図である。

【図２】図１に示す高電圧安定化回路における要部の動
作を示す波形図である。

【図３】絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図
である。

【図４】昇圧トランスの構造例を示す断面図である。

【図５】本発明の他の実施の形態としての高電圧安定化
回路の構成例を示す回路図である。

【図６】本実施の形態として、絶縁コンバータトランス
の二次側と昇圧トランスの一次側との間でのスイッチン
グ出力伝達のための他の構成を示す回路図である。

【図７】従来例としての高電圧安定化回路の構成例を示
す回路図である。

【図８】図７に示す高電圧安定化回路における要部の動
作を示す波形図である。

【図９】図７に示す高電圧安定化回路の諸特性を示す説
明図である。

【図１０】ＣＲＴに表示される白色ピーク画像の歪みか
たを示す説明図である。

【符号の説明】

１制御回路、２フォトカプラ、Ｃｉ平滑コンデン
サ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ絶縁コンバータ
トランス、ＰＲＴ直交形制御トランス、Ｃｒ一次側並
列共振コンデンサ、Ｃ2 並列共振コンデンサ、Ｃｓ，
Ｃｓ1，Ｃｓ2直列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2
二次巻線、Ｎ3 昇圧トランスの一次巻線、ＮHV 昇
圧巻線、ＮC 制御巻線、ＮB 駆動巻線、ＮD 共振電
流検出巻線、ＣB 共振コンデンサ、ＤHV1〜ＤHV5 高
圧整流ダイオード、ＣHV，ＣHV1，ＣHV2 平滑コンデン
サ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5C068 AA01 AA05 CA03 CB01 CB03 CC03 5H006 CA01 CA07 CA12 CB01 CC02 CC08 DA04 DB01 DC05 HA05 HA08 HA09 5H730 AS04 AS15 BB52 BB66 BB76 BB81 CC01 DD02 DD22 EE02 EE07 EE30 EE72 FD01 FF19 FG07 ZZ16

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用交流電源を整流平滑化して直流入力
電圧を得る整流平滑手段と、スイッチング素子を備え、上記直流入力電圧を断続して
出力するスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように
して形成される一次側並列共振回路と、上記スイッチング手段のスイッチング出力を二次側に伝
送するために設けられ、一次巻線及び二次巻線を巻回す
ると共に、上記一次巻線と上記二次巻線とについては疎
結合とされる所要の結合度が得られるようにされた絶縁
コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線と共振コンデン
サとによって形成される二次側共振回路と、その一次側には、上記共振回路と接続されることで共振
出力としての交番電圧が伝達される被伝達巻線を巻装
し、その二次側には、一次巻線から伝達された交番電圧
を昇圧した昇圧交番電圧を得る昇圧巻線が巻装される昇
圧トランスと、上記昇圧巻線に得られる昇圧交番電圧を整流平滑化する
ことで、所定の高圧レベルとされる直流高電圧を得るよ
うにされる直流高電圧生成手段と、上記直流高電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素
子のスイッチング周波数を可変することで、上記直流高
電圧に対する定電圧制御を行うようにされる定電圧制御
手段と、を備えることを特徴とする高電圧安定化回路。