JP2002027746A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷電力の低減を図ること。 【解決手段】 複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成している絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側に、水平偏向出力回路用の直流出力電圧ＥO1を得るた
めの二次巻線Ｎ2と、映像出力回路用の直流出力電圧ＥO
3を得るための三次巻線Ｎ3を巻回し、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側から出力される負の共振電圧ＶC2
をインダクタＬＡを介してフライバックトランスＦＢＴ
の一次側に対して直接入力するようにしている。そし
て、フライバックトランスＦＢＴにおいて負の共振電圧
ＶC2の極性を反転して昇圧した後、所定の高圧レベルと
される直流高電圧ＥHVを得るようにしている。これによ
り、例えばテレビジョン受像機の水平偏向を行うのに必
要とされる直流高電圧を得るのに、水平偏向回路系は介
在しないようにすることができるので、負荷電力の低減
を図ることが可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばテレビジョ
ン受像機の電源として好適なスイッチング電源回路に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】例えば画像表示を行うために陰極線管
（ＣＲＴ：Cathode-ray Tube）備えたカラーテレビジョ
ン受像機においては、ＣＲＴ内部の電子銃から出射され
る電子ビームを左右方向（水平方向）に偏向する水平偏
向系回路と、電流共振形コンバータによるソフトスイッ
チング方式のスイッチング電源とによる電源回路が主に
利用されている。

【０００３】図８は、テレビジョン受像機に備えられて
いる水平偏向系回路と、その周辺回路の構成を示した図
である。この図８に示すスイッチング電源１０は、入力
された直流電圧のスイッチングを行い、所定の電圧レベ
ルの直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ
とされ、後述するように電流共振形のスイッチング電源
回路によって構成される。

【０００４】スイッチング電源１０の前段には、全波整
流方式のブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉ
から成る整流平滑回路が設けられ、この整流平滑回路に
より商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を整流平滑して
直流電圧Ｅｉを得、この直流電圧Ｅｉをスイッチング電
源１０に対して入力するようにしている。スイッチング
電源１０からは、所定の電圧レベルに変換された直流出
力電圧ＥO（ＥO1，ＥO2，ＥO4，ＥO5）が出力される。
この場合、例えばスイッチング電源１０から出力される
直流出力電圧ＥO1はテレビジョン受像機の水平偏向回路
を駆動する駆動電圧、直流出力電圧ＥO2は信号系回路を
駆動する駆動電圧、直流出力電圧ＥO4，ＥO5は音声出力
回路を駆動する駆動電圧とされ、各直流出力電圧ＥO1，
ＥO2，ＥO4，ＥO5の実際の電圧レベルは、例えば直流出
力電圧ＥO1が１３５Ｖ、直流出力電圧ＥO2が１５Ｖ、直
流出力電圧ＥO4，ＥO5が±２０Ｖとされる。

【０００５】水平出力回路２０は、ＣＲＴの電子銃から
出射される電子ビームを水平方向に走査するための水平
偏向電流ＩDYを発生させると共に、後述する高圧発生回
路４０において高電圧を発生させるためのフライバック
パルスを生成するように構成される。

【０００６】このため、水平出力回路２０の水平出力ト
ランジスタＱ11のベースには、図示していない水平ドラ
イブ回路から映像信号の水平同期信号ｆH（１５．７３
４５ｋＨｚ）に同期したパルス電圧が入力される。ま
た、そのコレクタは後述するフライバックトランスＦＢ
Ｔの一次巻線Ｎ11を介してスイッチング電源１０の二次
側出力端子（二次側直流出力電圧ＥO1）に接続され、そ
のエミッタが接地されている。水平出力トランジスタＱ
11のコレクタ−エミッタ間には、ダンパダイオードＤ1
1、水平帰線コンデンサＣｒ1、及び［水平偏向ヨークＨ
DY、水平直線補正コイルＨLC、Ｓ字補正コンデンサＣS
1］から成る直列接続回路がそれぞれ並列に接続され
る。

【０００７】このような構成とされる水平出力回路２０
では、水平帰線コンデンサＣｒ1のキャパシタンスと、
フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ11のリーケー
ジインダクタンス成分とにより電圧共振形コンバータを
形成している。そして、図示しない水平ドライブ回路か
ら入力されるパルス電圧によって水平出力トランジスタ
Ｑ11がスイッチング動作することで、水平偏向ヨークＨ
DYには鋸歯状波形とされる水平偏向電流ＩDYが流れ、水
平出力トランジスタＱ11がオフとなる期間では、水平偏
向ヨークＨDYのインダクタンスＬDYと水平帰線コンデン
サＣｒ1のキャパシタンスとの共振動作、及びダンパダ
イオードＤ11の作用によって、水平帰線コンデンサＣｒ
1の両端には、比較的高電圧とされるパルス電圧（フラ
イバックパルス電圧）Ｖ11が発生する。なお、詳しい説
明は省略するが、水平直線補正コイルＨLC、及びＳ字補
正コンデンサＣS1は、例えば水平偏向電流ＩDYを補正し
てＣＲＴの管面に表示される画像の歪みを補正してい
る。

【０００８】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路４０
は、例えばフライバックトランスＦＢＴ（Fly Back Tra
nsformer）と、高圧整流平滑回路によって構成されてお
り、上記水平出力回路２０にて生成されるフライバック
パルス電圧Ｖ11を昇圧して、ＣＲＴのアノード電圧レベ
ルに対応した高電圧を生成する。

【０００９】フライバックトランスＦＢＴの一次側に
は、一次巻線Ｎ11が巻装されていると共に、その二次側
には５組の二次側高圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV
4，ＮHV5がスリット捲き、或いは層間捲きによって分割
されて巻装されている。また、フライバックトランスＦ
ＢＴの一次側では、一次巻線Ｎ11と密結合の状態で三次
巻線Ｎ12，Ｎ13が巻装されている。この時、一次巻線Ｎ
11に対する各二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の極性（巻方
向）は逆極性となるように巻装され、また三次巻線Ｎ1
2，Ｎ13の極性は一次巻線Ｎ11に対して同極性となるよ
うに巻装されている。

【００１０】この場合、一次巻線Ｎ11の巻始端部は、ス
イッチング電源１０の二次側出力端子（直流出力電圧Ｅ
O1）に接続され、その巻終端部は水平出力トランジスタ
Ｑ11のコレクタに接続される。また、各二次側高圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5の巻終端部には、高圧整流ダイオードＤHV
1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノードが接続され
る。そして、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが高
圧コンデンサＣHVの正極端子に接続されると共に、高圧
整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ
二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始端部に接続される。

【００１１】このような接続形態では、［二次側高圧巻
線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［二次側高圧巻
線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［二次側高圧巻
線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［二次側高圧巻
線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［二次側高圧巻
線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤHV5］の５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されている。

【００１２】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側では、これら５組の半波整流回路が二次側高圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を整流して高圧コンデン
サＣHVに対して充電するという動作を行うことで、高圧
コンデンサＣHVの両端には、各二次側高圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5に誘起される電圧の５倍に対応するレベルの直流
電圧が得られ、この高圧コンデンサＣHVの両端に得られ
た直流高電圧ＥHVを、例えばＣＲＴのアノード電圧とし
て用いるようにしている。なお、各二次側高圧巻線ＮHV
1〜ＮHV5には、６ＫＶに昇圧された誘起電圧が得られ、
直流高電圧ＥHVとしては３０ＫＶのアノード電圧が得ら
れるものとされる。

【００１３】またフライバックトランスＦＢＴの一次巻
線Ｎ11にはタップが設けられており、このタップから得
られる正のパルス電圧を整流ダイオードＤO3、及び平滑
コンデンサＣO3からなる半波整流平滑回路によって整流
平滑することで、直流出力電圧ＥO3を得るようにしてい
る。この直流出力電圧ＥO3の電圧レベルは例えば２００
Ｖとされ、図示していない映像信号増幅器を介してブラ
ウン管のカソード電極に供給される。

【００１４】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
側に巻装されている三次巻線Ｎ12から得られる負のパル
ス電圧は、整流ダイオードＤO6と、平滑コンデンサＣO6
からなる整流平滑回路、及び整流ダイオードＤO7と、平
滑コンデンサＣO7からなる整流平滑回路によってそれぞ
れ整流平滑すること直流出力電圧ＥO6，ＥO7を得るよう
にしている。そして、この直流出力電圧ＥO6，ＥO7の電
圧レベルは、それぞれ＋１５Ｖ，−１５Ｖとされ、図示
していない垂直偏向回路の駆動電圧とされる。さらに、
三次巻線Ｎ13から得られる負のパルス電圧は、整流ダイ
オードＤO8と平滑コンデンサＣO8からなる整流平滑回路
により整流平滑することで、直流出力電圧ＥO8を得るよ
うにしている。この直流出力電圧ＥO8は例えば６．３Ｖ
とされ、ブラウン管のヒータ用電圧として出力される。

【００１５】ここで、上記図８に示すスイッチング電源
１０として現在よく使用されているスイッチングコンバ
ータ回路の構成を図９に示す。この図９に示すスイッチ
ング電源回路は、２石のスイッチング素子（バイポーラ
トランジスタ）Ｑ21，Ｑ22をハーフブリッジ結合した電
流共振形スイッチングコンバータを備えた構成を採り、
図８に示した全波整流回路からの直流入力電圧Ｅｉが入
力される。

【００１６】スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22の各ゲートは
発振・ドライブ回路２１に接続されている。また、スイ
ッチング素子Ｑ21のドレインは、直流入力電圧ラインと
接続され、そのソースは直列共振コンデンサＣ1、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ21を介して一次
側アースに接地される。また、各スイッチング素子Ｑ2
1，Ｑ22のドレイン−ソース間には、それぞれクランプ
ダイオードＤD11，ＤD12が並列に接続されている。ここ
では、スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22に対して、図示する
ように直列共振コンデンサＣ1が、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ21に直列に接続されているた
め、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次
巻線Ｎ21を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩イ
ンダクタンス成分により、スイッチングコンバータの動
作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成
している。

【００１７】上記スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22は、発振
・ドライブ回路２１によってスイッチング動作が得られ
るようにスイッチング駆動される。このため、制御回路
１は直流出力電圧ＥO1の変動に応じたレベルの電流又は
電圧を発振・ドライブ回路２１に供給する。そして、発
振・ドライブ回路２１では、直流出力電圧ＥO1の安定化
が図られるように、制御回路１からの出力レベルに応じ
て、その周期が可変されたスイッチング駆動信号（電
圧）をスイッチング素子Ｑ21，Ｑ22のゲートに対して出
力するようにされる。これによって、スイッチング素子
Ｑ21，Ｑ22のスイッチング周波数が可変され、直流出力
電圧ＥO1の安定化が図られることになる。起動抵抗ＲS
は、商用交流電源投入時において、整流平滑ラインに得
られる起動電流を発振・ドライブ回路２１に対して供給
するために設けられる。

【００１８】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ21，Ｑ22のスイッチング出力を二次側に伝
送する。ここでの詳しい説明は省略するが、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴには、コアに対してギャップが形成
されていることで、疎結合の状態が得られるようになっ
ている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、
図示するように、３組の二次巻線Ｎ22，Ｎ23，Ｎ24がそ
れぞれ独立した状態で巻装されている。そして、二次巻
線Ｎ22には、２本の整流ダイオードＤO11，ＤO12と、平
滑コンデンサＣO1を、図示するような接続形態により接
続することで、水平偏向回路用の直流出力電圧ＥO1（１
３５Ｖ）を得ると共に、二次巻線Ｎ23にも、２本の整流
ダイオードＤO21，ＤO22と平滑コンデンサＣO2を同様の
接続形態によって接続することで信号系回路の直流出力
電圧ＥO2（１５Ｖ）を得るようにしている。さらに、二
次巻線Ｎ24には、整流ダイオードＤO41，ＤO42と、平滑
コンデンサＣO4からなる整流平滑回路、及び整流ダイオ
ードＤO51，ＤO52と、平滑コンデンサＣO5からなる整流
平滑回路という２組の整流平滑回路を図示するような接
続形態によって接続することで、音声出力回路用の直流
出力電圧ＥO4（＋２０Ｖ）、ＥO5（−２０Ｖ）を得るよ
うにしている。

【００１９】上記図８に示した回路の各部の動作波形は
図１０に示すようになる。図８に示す回路においては、
水平出力トランジスタＱ11のベースには、映像信号の水
平同期信号ｆH（１５．７３４５ｋＨｚ）に同期したパ
ルス電圧が入力されることから、水平出力トランジスタ
Ｑ11のスイッチング周波数は、水平同期信号ｆHに対応
したものとなり、水平出力トランジスタＱ11のオン期間
（水平走査期間）Ｔｔは５１．５μｓ、オフ期間（水平
帰線期間）Ｔｒは１２μｓとなり、この水平走査期間Ｔ
ｔと水平走査期間Ｔｒを合わせた期間ＴＨ（６３．５μ
Ｓ）が水平同期信号ｆHの周期に対応している。

【００２０】この場合、水平出力トランジスタＱ11のス
イッチング動作により、フライバックトランスＦＢＴの
一次巻線Ｎ11には、図１０（ｂ）に示すような波形の一
次側電流Ｉ11が流れ、水平偏向ヨークＨDYには図１０
（ｃ）に示すような波形の水平偏向電流ＩDYが流れる。
また一次巻線Ｎ11に設けられているタップを介して整流
ダイオードＤO3には、図１０（ｅ）に示すような波形の
整流電流Ｉ3が流れることになる。

【００２１】この時、水平出力トランジスタＱ11のコレ
クタ−エミッタ間に接続されている水平帰線コンデンサ
Ｃｒ1の両端電圧Ｖ11は、図１０（ａ）に示すように、
水平出力トランジスタＱ11がオンとなる期間Ｔｔでは０
レベルになり、水平出力トランジスタＱ11がオフとなる
期間Ｔｒでは水平偏向ヨークＨDYのインダクタンス成分
ＬDYと水平帰線コンデンサＣｒ1のキャパシタンスとの
共振動作によって、例えば１２００Ｖｐ程度のフライバ
ックパルス電圧Ｖ11が発生する。そして、図８に示した
高圧発生回路４０では、上記のようなフライバックパル
ス電圧Ｖ11により、フライバックトランスＦＢＴの一次
側に印加される正のパルス電圧を昇圧して、二次側の二
次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5及び三次巻線Ｎ12，Ｎ13から
所定の電圧レベルとされる各種直流出力電圧を得るよう
にしている。

【００２２】また、平滑コンデンサＣO3の両端には、水
平出力トランジスタＱ11がオフとなる期間Ｔｒにおい
て、図１０（ｄ）に示すように、例えば２００Ｖｐ程度
のパルス電圧Ｖ3が発生するため、このパルス電圧Ｖ3を
整流ダイオードＤO3と、平滑コンデンサＣO3により整流
平滑することで、例えば２００Ｖｐの直流出力電圧ＥO3
を得るようにしている。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図８に示し
た回路では、高圧発生回路４０のフライバックトランス
ＦＢＴにおいて、スイッチング電源１０から入力される
直流電圧ＥO1を直流高電圧ＥHVに変換する際の電力変換
効率は約８５％程度とされ、例えば高圧負荷電力が６０
Ｗとされる時は、約９Ｗの損失電力が生じることにな
る。

【００２４】また、高圧発生回路４０では、フライバッ
クトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ11に入力される正のパル
ス電圧（フライバックパルス電圧）によって、二次側の
各高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される誘起電圧のピーク
値を半波整流することで、直流高電圧ＥHVを得るように
している。しかしながら、この場合は高圧整流ダイオー
ドＤHV1〜ＤHV５の導通角が狭く、等価的には電源イン
ピーダンスが高くなるため、直流高電圧ＥHVの電圧レベ
ルは高圧負荷の変動の影響を受けやすくなるという欠点
がある。

【００２５】例えば、図８に示した回路をＣＲＴの画面
サイズが３４インチ以上とされるテレビジョン受像機に
適用した場合は、ＣＲＴの画面輝度を最も明るい状態
（ハイライト）とするには、例えばＣＲＴのアノード電
極に対して２ｍＡ以上のビーム電流ＩHVを供給する必要
がある。つまり、ＣＲＴのアノード電極に供給する直流
高電圧ＥHVの電圧レベルを３０ＫＶとすると、ハイライ
ト状態の時に高圧発生回路４０にかかる高圧負荷電力は
６０Ｗ（３０ＫＶ×２ｍＡ）の電力が必要になる。この
ため、高圧発生回路４０からは、ＣＲＴのアノード電極
に供給する高圧負荷電力としては、少なくとも０Ｗ（Ｉ
HV＝０ｍＡ）〜６０Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで変動するこ
とが考えられる。

【００２６】この場合、ＣＲＴのアノード電極に対して
２ｍＡのビーム電流ＩHVが流れ、高圧発生回路４０の高
圧負荷電力が６０Ｗとされる時に、直流高電圧ＥHVの電
圧レベルが３０ＫＶであったとすると、高圧発生回路４
０の高圧負荷電力が無負荷状態（０Ｗ）の時は、例えば
直流高電圧ＥHVの電圧レベルが３２．５ＫＶまで上昇す
ることになる。つまり、図８に示した回路を実際のテレ
ビジョン受像機等に適用した場合は、高圧負荷電力の実
使用範囲内（０Ｗ〜６０Ｗ）における直流高電圧ＥHVの
電圧変動幅ΔＥHVは約２．５ＫＶになる。これは高圧発
生回路４０にかかる高圧負荷電力の変動によって、高圧
発生回路４０を構成している高圧整流ダイオードＤHV1
〜ＤHV5等における電圧降下によるものとされる。

【００２７】このように直流高電圧ＥHVの電圧レベルが
変動すると、例えば水平偏向電流ＩDYの電流値が一定の
もとでは、ＣＲＴから出力される電子ビームの水平方向
の振幅が変化する。このため、実際のテレビジョン受像
機においては、直流高電圧ＥHVの変動によって電子ビー
ムの水平方向の振幅が変化しないように、水平偏向電流
ＩDYの電流値を補正するズーミング補正回路等を水平出
力回路２０に対して設ける必要があった。

【００２８】また、フライバックトランスＦＢＴは、そ
の構造上、例えば二次側の高圧巻線ＮHVの漏洩インダク
タンスにより、高圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧が負
レベルとなるタイミングでリンギング（振動）が発生す
る。そして、このリンギング成分が図１０（ｂ）に示し
たフライバックトランスＦＢＴの一次側を流れる一次側
電流Ｉ11に重畳されると、ＣＲＴの画面左端にラスター
リンギングやカーテン縞等が生じるという欠点があっ
た。このため、実際のテレビジョン受像機では、これら
ラスターリンギングやカーテン縞等を防止するために何
らかの対策を施す必要があった。

【００２９】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明のスイッ
チング電源回路は、上記した課題を考慮して以下のよう
に構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続し
て出力するためのスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、スイッチング手段の動作を電圧共
振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして
備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側の出力
を二次側に伝送するために設けられ、一次側には一次巻
線が巻回され、二次側には、少なくとも第１の二次巻線
の部分と、この第１の二次巻線に対して巻き上げるよう
に形成した第２の二次巻線の部分とを有する二次巻線が
巻回されると共に、一次巻線と二次巻線とについては疎
結合とされる所要の結合度が得られるようにされた絶縁
コンバータトランスと、二次巻線に対して二次側並列共
振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側
並列共振回路と、二次側並列共振回路を含んで形成さ
れ、第１の二次巻線から得られる交番電圧の正期間の電
圧について半波整流動作を行うことで、第１の直流出力
電圧を得ると共に、この第１の直流出力電圧に対して、
第２の二次巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧に
ついて半波整流動作を行うことにより得られる直流出力
電圧を積み上げることで第２の直流出力電圧を得るよう
に構成された直流出力電圧生成手段とを備える。そし
て、第１の直流出力電圧のレベルに応じて、スイッチン
グ素子のスイッチング周波数を可変制御すると共に、ス
イッチング周期内のオフ期間を一定とした上で、オン期
間を可変するようにしてスイッチング素子をスイッチン
グ駆動することで定電圧制御を行うようにされる定電圧
制御手段と、絶縁コンバータトランスの二次巻線から得
られる交番電圧の負期間の共振電圧を一次側に入力して
二次側に伝送することで、二次側から負期間の共振電圧
を反転して昇圧した昇圧電圧を得るようにされたフライ
バックトランスと、フライバックトランスの一次側動作
を電圧共振動作とするために、絶縁コンバータトランス
の二次巻線と、フライバックトランスの一次巻線との間
に挿入されるインダクタと、フライバックトランスの二
次側に得られる昇圧電圧を入力して半波整流動作を行う
ことで、所定の高圧レベルとされる直流高電圧を得るよ
うに構成された直流高電圧生成手段とを備えることとし
た。

【００３０】即ち、本発明によれば、複合共振形として
のスイッチング電源回路を構成している絶縁コンバータ
トランスの二次側に二次巻線として、水平偏向出力回路
用の直流出力電圧を得るための第１の二次巻線（Ｎ2）
と、映像出力回路用の直流出力電圧を得るための第２の
二次巻線（Ｎ3）を巻回し、絶縁コンバータトランスの
二次側から出力される負のパルス電圧をインダクタを介
してフライバックトランスの一次側に対して直接入力す
るようにしている。そして、フライバックトランスにお
いて極性を反転して昇圧した後、直流高電圧生成手段に
て所定の高圧レベルとされる直流高電圧を得るようにし
ている。つまり、本発明にあっては、例えばテレビジョ
ン受像機の水平偏向を行うのに必要とされる直流高電圧
を得るのに、水平偏向回路系は介在しないようにすると
共に、フライバックトランスに入力するパルス電圧を共
振電圧となるようにしている。

【００３１】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は、１石のスイッチング素
子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式
によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを
備えて構成される。この場合、スイッチング素子Ｑ1に
は、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型
トランジスタ）が採用されている。そして、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）がブリッジ整流回路Ｄｉ及び平
滑コンデンサＣｉによって、交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【００３２】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。スイッチング素子
Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振
コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路
よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサ
Ｃｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダ
イオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流
れるクランプ電流の経路を形成するようにされる。スイ
ッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴに形成されている一次巻線Ｎ1の一端と接続さ
れ、そのエミッタは接地される。

【００３３】上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エ
ミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身
のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1側のリーケージイン
ダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側
並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明
を省略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、こ
の一次側並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣ
ｒの両端電圧Ｖ1は、実際には正弦波状のパルス波形と
なって電圧共振形の動作が得られるようにされる。

【００３４】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電
圧制御のために設けられる。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を
有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を
接合するようにして立体型コアを形成する。そして、こ
の立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方
向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に
制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線
ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。

【００３５】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と、
一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介
して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御ト
ランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得ら
れたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線
ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧
としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自
励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）か
らベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流とし
てスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これに
より、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周
波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチン
グ動作を行うことになる。

【００３６】絶縁コンバータトランス(Power Isolation
Transformer)ＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力を二次側に伝送する。絶縁コンバータトラン
スＰＩＴは、図６に示すように、例えばフェライト材に
よるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するよ
うに組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コ
アの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻
線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装し
ている。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャッ
プＧを形成するようにしている。これによって、所要の
結合係数による疎結合が得られるようにしている。ギャ
ップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本
の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という
疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態
が得られにくいようにしている。

【００３７】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の極
性（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係、及び二
次巻線に励起される交番電圧の極性変化によって、一次
巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のインダク
タンスＬ2との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍの
動作モード（加極性モード；フォワード動作）となる場
合と、−Ｍの動作モード（減極性モード；フライバック
動作）となる場合がある。例えば、図７（ａ）に示す回
路と等価となる場合に相互インダクタンスは＋Ｍとな
り、図７（ｂ）に示す回路と等価となる場合に相互イン
ダクタンスは−Ｍとなる。なお、図１に示す電源回路に
おいては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2の極性が＋Ｍの動作モードとなる期間に
おいて、整流ダイオードＤO1を介して平滑コンデンサＣ
O1の充電動作が行われるものとされる。

【００３８】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の巻始端部は、図１に示すようにスイッチング素子
Ｑ1のコレクタに接続され、巻終端部は共振電流検出巻
線ＮDの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極
（整流平滑電圧Ｅｉ）に接続されている。また、その二
次側には、二次巻線Ｎ2（第１の二次巻線）を巻き上げ
るようにして三次巻線Ｎ3（第２の二次巻線）が形成さ
れており、この二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3とからなる巻
線（Ｎ2＋Ｎ3）に対して、二次側並列共振コンデンサＣ
2を並列に接続するようにしている。

【００３９】二次巻線Ｎ2の巻始端部は二次側アースに
接続され、その巻終端部は整流ダイオードＤO1のアノー
ドに接続されており、この整流ダイオードＤO1と平滑コ
ンデンサＣO1から成る半波整流平滑回路によって、１０
０Ｖ〜１４０Ｖの水平偏向用の直流出力電圧ＥO1（例え
ば１３５Ｖ）を得るようにしている。つまり、この場合
は整流ダイオードＤO1に対して二次側並列共振回路から
供給される共振電圧を入力することで直流出力電圧ＥO1
を生成するようにされる。

【００４０】また、二次巻線Ｎ2の所要位置にはタップ
が設けられており、このタップには整流ダイオードＤO2
のアノードが接続されている。そして、この整流ダイオ
ードＤO2と平滑コンデンサＣO2から成る半波整流平滑回
路によって、信号系回路用の直流出力電圧ＥO2（１５
Ｖ）を得るようにしている。

【００４１】さらに、二次巻線Ｎ2に巻き上げられてい
る三次巻線Ｎ3の巻終端部は、整流ダイオードＤO3のア
ノードと接続されており、この整流ダイオードＤO1と平
滑コンデンサＣO1から成る半波整流回路から映像出力回
路用の直流出力電圧ＥO3（２００Ｖ）を得ることになる
が、図１に示す電源回路では、平滑コンデンサＣO3の負
極側を平滑コンデンサＣO1の正極側に接続することで、
平滑コンデンサＣO1−ＣO3の直列接続回路の両端から映
像出力回路の直流出力電圧ＥO3を得るようにしている。
即ち、図１に示す電源回路では、映像出力回路の直流出
力電圧ＥO3を得るために、平滑コンデンサＣO1の両端に
発生する直流出力電圧ＥO1に、平滑コンデンサＣO3の両
端に発生する直流出力電圧を積み上げる、つまり二次巻
線Ｎ2から得られる直流出力電圧ＥO1と、三次巻線Ｎ3か
ら得られる直流出力電圧を加算することで直流出力電圧
ＥO3を得るようにしている。このため、三次巻線Ｎ3、
整流ダイオードＤO3及び平滑コンデンサＣO3からなる整
流平滑回路の構成としては、直流出力電圧ＥO3（２００
Ｖ）から、１１０Ｖ〜１４０Ｖとされる直流出力電圧Ｅ
O1を引いた９０Ｖ〜６０Ｖの直流出力電圧を得ることが
できればよいものとなっている。

【００４２】またこの場合、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3
からなる巻線（Ｎ2＋Ｎ3）に対しては、二次側並列共振
コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2
と三次巻線Ｎ3からなる巻線（Ｎ2＋Ｎ3）のリーケージ
インダクタンス（Ｌ2＋Ｌ3）と、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形
成され、二次巻線Ｎ2及び三次巻線Ｎ3に誘起される交番
電圧は共振電圧となり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４３】即ち、図１に示す電源回路では、一次側に
はスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振
回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための
並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、この
ように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて
動作する構成のスイッチングコンバータについては、
「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことに
する。なお、このような複合共振形スイッチングコンバ
ータとしての構成は、先に図６にて説明したように、絶
縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成
して所要の結合係数による疎結合としたことによって、
更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現される
ものである。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに
対してギャップＧが設けられない場合には、フライバッ
ク動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和
状態となって動作が異常となる可能性が高く、二次側の
整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。

【００４４】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにお
いては、その一次巻線Ｎ1の巻始端部がスイッチング素
子Ｑ1のコレクタに接続され、その巻終端部が平滑コン
デンサＣｉの整流平滑電圧ラインに接続されている。ま
た、二次巻線Ｎ2の巻始端部が二次側アースに接続さ
れ、その巻終端部が整流ダイオードＤO1のアノードに接
続されるという接続形態となっている。このような接続
形態とした場合は、一次巻線Ｎ1の磁束と、二次巻線Ｎ2
の磁束とが打ち消し合うように作用するため、例えば一
次巻線Ｎ1の巻始端部を整流平滑電圧ラインに接続し、
二次巻線Ｎ2の巻始端部を整流ダイオードＤO1のアノー
ドに接続するような接続形態とした場合に比べて、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの磁束密度を小さくすること
ができる。よって、このような接続形態とした場合は、
更に絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となりに
くい状態が得られ、結果的にはＥＥ型コアの中央磁脚に
設けるギャップＧの間隔を狭くすることが可能になる。

【００４５】上記した直流出力電圧ＥO3は制御回路１に
対しても分岐して入力される。制御回路１では、二次側
の直流出力電圧レベルＥO3の変化に応じて、制御巻線Ｎ
Cに流す制御電流（直流電流）レベルを可変すること
で、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線Ｎ
BのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆
動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイ
ッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共
振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素
子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、こ
の動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。な
お、制御回路１に対して直流出力電圧ＥO1を分岐して入
力しても良いことはいうまでもない。

【００４６】図１に示した電源回路においては、駆動巻
線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する直交形制御ト
ランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチング周波数を
可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1がオフとな
る期間ＴOFFを一定としたうえで、オンとなる期間ＴON
を可変制御するようにされる。つまり、この電源回路で
は、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変
制御するように動作することで、スイッチング出力に対
する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、ス
イッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ1の導通角
制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出来
る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系
によって実現している。なお、本明細書では、このよう
な複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００４７】さらに、図１に示した本実施の形態の電源
回路においては、三次巻線Ｎ3がインダクタＬＡを介し
て高圧発生回路４に設けられているフライバックトラン
スＦＢＴの一次巻線Ｎ4に接続されている。即ち、図１
に示す回路は、二次側並列共振コンデンサＣ2に対し
て、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2と三
次巻線Ｎ3とからなる巻線（Ｎ2＋Ｎ3）と、インダクタ
ＬＡと一次巻線Ｎ4との直列接続回路が、それぞれ並列
に接続されていることになる。

【００４８】従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側においては、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ3のインダ
クタンス（Ｌ2＋Ｌ3）と、インダクタＬＡと一次巻線Ｎ
4のインダクタンス（ＬA＋Ｌ4）との並列接続インダク
タンスと、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタ
ンスによって、並列共振動作が生じており、二次側並列
共振コンデンサＣ2の両端には負の電圧共振パルス電圧
ＶC2が発生し、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線
Ｎ4には正弦波状の共振電流Ｉ4が流れることになる。こ
れにより、図１に示す電源回路では、フライバックトラ
ンスＦＢＴの一次側動作が共振動作となるようにしてい
る。

【００４９】一点破線で囲って示した高圧発生回路４
は、フライバックトランスＦＢＴと高圧整流回路によっ
て構成されており、上記二次側並列共振コンデンサＣ2
の両端に発生する共振電圧ＶC2を昇圧して、例えばＣＲ
Ｔのアノード電圧レベルに対応した高電圧を生成する。
このため、フライバックトランスＦＢＴの一次側には、
一次巻線Ｎ4が巻装され、二次側には４００Ｔ〜５５０
Ｔ（ターン）の巻線を施した４組〜５組の二次側高圧巻
線ＮHVがスリット捲き、或いは層間捲きによって分割さ
れて巻装されている。この場合、一次巻線Ｎ4と二次側
高圧巻線ＮHVの極性（巻方向）は逆方向となるように巻
装されていることから、一次巻線Ｎ4に入力される負の
共振パルス電圧は正のパルス電圧に反転され、１組の各
二次側高圧巻線において５ＫＶ〜６ＫＶの高電圧に昇圧
される。

【００５０】フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ
4は、その巻始端部がインダクタＬＡを介して絶縁コン
バータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ3の巻終端部に接続
されると共に、その巻終端部が二次側アースに接地され
る。また、その二次側には二次側高圧巻線ＮHV1，ＮHV
2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5がそれぞれ独立した状態で巻装
されており、各々の二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻終
端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，Ｄ
HV3，ＤHV4，ＤＨＶ５のアノード側が接続されている。
そして、高圧整流ダイオードＤＨＶ１のカソードは高圧
コンデンサＣHVの正極端子と接続され、高圧整流ダイオ
ードＤHV2〜ＤHV5の各カソードは、それぞれ二次側高圧
巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻始端部に対して接続される。

【００５１】このような接続形態では、［二次側高圧巻
線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［二次側高圧巻
線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［二次側高圧巻
線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［二次側高圧巻
線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［二次側高圧巻
線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波
整流回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラ
ー方式の半波整流回路が形成されていることになる。

【００５２】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が二次側高圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を整流して高圧コンデン
サＣHVに対して充電するという動作を行うことで、高圧
コンデンサＣHVの両端には、各二次側高圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5に誘起される電圧の５倍に対応するレベルの直流
高電圧ＥHVが得られ、この直流高電圧ＥHVをＣＲＴのア
ノード電圧として利用するようにしている。

【００５３】ここで、高圧発生回路４から例えば３０Ｋ
Ｖの直流高電圧ＥHVが得られるように、図１に示した回
路を実際に構成する場合は、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ、三次巻線Ｎ3＝２２Ｔ、二
次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１５μＦ、インダ
クタＬＡ＝１００μＨ、フライバックトランスＦＢＴの
一次巻線Ｎ4＝３０Ｔ、二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5＝
５３０Ｔ、高圧コンデンサＣHV＝２０００ＰＦが選定さ
れる。

【００５４】上記図１に示した本実施の形態の電源回路
の動作波形を図２及び図３に示す。図２には例えば交流
入力電圧ＶACが１００Ｖ、高圧発生回路４での高圧負荷
電力が６０Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）とされた時の動作波形が
示され、図３には交流入力電圧ＶACが１００Ｖ、高圧発
生回路４での高圧負荷電力が０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）とさ
れた時の動作波形が示されている。

【００５５】高圧発生回路４での高圧負荷電力が６０Ｗ
時の場合、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数
は例えば８３．３ｋＨｚとなるように制御され、実際の
スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ期間ＴON／ＴOFFとし
ては７μｓ／５μｓとなる。この場合、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側に設けられている二次側共振コ
ンデンサＣ2の両端電圧ＶC2は、図２（ａ）に示すよう
に、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONでは、
その電圧レベルが２００Ｖとされる正レベルの電圧が出
力され、オフとなる期間ＴOFFでは、ピーク電圧レベル
が８００Ｖｐとされる負の共振パルス電圧が出力され
る。また、フライバックトランスＦＢＴの一次側を流れ
る電流Ｉ4は、図２（ｂ）に示されるように、そのピー
ク電流値が４Ａppとされる略正弦波形の共振電流波形と
なる。

【００５６】また、高圧発生回路４での高圧負荷電力が
０Ｗ時の場合、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ
1のスイッチング周波数は例えば９０．９ｋＨｚとなる
ように制御され、実際のスイッチング素子Ｑ1のオン／
オフ期間ＴON／ＴOFFとしては６μｓ／５μｓとなる。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設
けられている二次側共振コンデンサＣ2の両端電圧ＶC2
は、図３（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ1が
オンとなる期間ＴONでは電圧レベルが２００Ｖとされる
正レベルの電圧が出力され、オフとなる期間ＴOFFで
は、ピーク電圧レベルが７００Ｖｐとされる負の共振パ
ルス電圧が出力される。また、フライバックトランスＦ
ＢＴの一次側を流れる電流Ｉ4は、図２（ｂ）に示され
るように、そのピーク電流値が２Ａppとされる略正弦波
形の共振電流波形となる。

【００５７】これら図２及び図３に示した動作波形を比
較してわかるように、高圧発生回路４での高圧負荷が６
０Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）〜０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）まで変動
した時は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数
は８３．３ｋＨｚ〜９０．９ｋＨｚまで変化している。
即ち、本実施の形態の電源回路では、高圧発生回路４側
での負荷変動に応じて、一次側スイッチングコンバータ
のスイッチング周波数が可変制御される。そして、これ
は即ち、フライバックトランスＦＢＴの交番電圧周期
（高圧発生回路４における整流ダイオードのスイッチン
グ周波数）は、一次側スイッチングコンバータのスイッ
チング周波数に依存して可変されることを意味する。

【００５８】つまり、図１に示した本実施の形態とされ
る電源回路においては、フライバックトランスＦＢＴの
二次側に得られる交番電圧は、一次側電流共振形コンバ
ータのスイッチング周波数と同じ周波数とされ、フライ
バックトランスＦＢＴの二次側では、前述した回路構成
による５倍電圧整流回路が、整流のためのスイッチング
動作を行うものである。

【００５９】このような構成とされる図１に示した電源
回路と、図８に示した従来の回路とを比較すると、図８
に示した従来の回路では、スイッチング電源１０の二次
側直流電圧ＥO1により、水平出力回路２０にて得られる
フライバックパルス電圧Ｖ11を昇圧して高圧発生回路４
０から直流高電圧ＥHVを得るようにしていた。これに対
して、図１に示した回路では、二次側共振コンデンサＣ
2の両端に発生する負の共振パルス電圧ＶC2を高圧発生
回路４に直接入力することで、例えば図８に示した回路
のようにスイッチング電源１０の直流出力電圧ＥO1をフ
ライバックパルス電圧に変換するための水平出力回路２
０を介在させることなく、高圧発生回路４において直流
高電圧ＥHVを得るようにしている。また、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次側にスイッチング動作を電圧共
振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には
電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた複
合共振形スイッチングコンバータとされると共に、フラ
イバックトランスＦＢＴには、その一次側の動作を電圧
共振形とするための並列共振回路が備えられているもの
とされる。

【００６０】これにより、図８に示した従来の回路で
は、高圧発生回路４から例えば６０Ｗ（３０ＫＶ×２ｍ
Ａ）の高圧出力を取り出す際には、スイッチングコンバ
ータから７０．６Ｗの直流入力電力が必要とされていた
のに対して、図１に示した本実施の形態の電源回路で
は、６３．２Ｗの直流入力電力で済むことになり、７．
４Ｗの電力損失の低減を図ることができる。

【００６１】また、図８に示す従来の回路は、電圧変換
効率ηDC−DCが約８５％とされることから、このような
電源回路を３４インチのテレビジョン受像機に適用し
て、フライバックトランスＦＢＴから映像出力回路用の
直流出力電圧ＥO3（２００Ｖ）／１０Ｗ、垂直偏向回路
用の直流出力電圧ＥO6，ＥO7（±１５Ｖ）／７Ｗ、ヒー
タ用の直流出力電圧ＥO8（６．３Ｖ）／４Ｗを得る場合
は、２１Ｗ÷０．８５＝２４．７Ｗの直流入力電力が必
要とされていた。これに対して、図１に示した電源回路
においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側か
ら直流出力電圧ＥO3を得ることができると共に、図示し
ていないが絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から
直流出力電圧ＥO6，ＥO7，ＥO8を得るような構成とする
ことが可能とされる。この場合、図１に示した電源回路
に備えられるスイッチングコンバータは複合共振形とさ
れ、その電圧変換効率ηDC−DCが約９５％とされること
から、図１に示す電源回路を３４インチのテレビジョン
受像機に適用して絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側から直流出力電圧ＥO3，ＥO6，ＥO7，ＥO8を得るよう
にすると、２１Ｗ÷０．９５＝２２．１Ｗの直流入力電
力で済むことになり、約２．６Ｗの電力損失の低減を図
ることも可能とされる。

【００６２】従って、図１に示した本実施の形態とされ
る電源回路を３４インチのテレビジョン受像機に適用す
れば、図８に示した従来の回路をテレビジョン受像機に
適用する場合に比べて約１０Ｗ（７．４Ｗ＋２．６Ｗ）
電力損失の低減が図られることが分かった。

【００６３】また図８に示した従来の回路において、ス
イッチング電源１０を構成している電流共振形コンバー
タは、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC−DCが約９０％であ
り、直流出力電圧ＥO1，ＥO2，ＥO4，ＥO5を総合した最
大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）が２００Ｗの場合、交流入力
電力は２２２．２Ｗとなる。これに対して、図１に示し
た電源回路は、そのＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC−DCが
約９２％であり、また最大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）は２
００Ｗから約１０Ｗ低減されて約１９０Ｗとなるため、
交流入力電力は約２０６．５Ｗとなる。従って、図１に
示した電源回路と、図８に示した従来の回路を比較する
と、図１に示した電源回路のほうが交流入力電力を約１
５．７Ｗ低減することができ、省エネルギー化を図るこ
とが可能になるものとされる。

【００６４】さらにまた、図１に示した本実施の形態の
電源回路では、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線
Ｎ4に入力される電圧ＶC2の負のパルス電圧波形は、図
２（ａ）、図３（ａ）に示すように、共振電圧波形とな
ることから、フライバックトランスＦＢＴの二次側から
出力される誘起電圧も共振状の波形となる。このような
誘起電圧を高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5にて整流し
た場合は、各高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5の導通角
が広くなるため、等価的には電源インピーダンスが低く
なる。

【００６５】この場合、例えば高圧負荷電力が６０Ｗと
される時の直流高電圧ＥHVの電圧レベルが３０．２ＫＶ
であれば、高圧負荷電力が０Ｗとされる時の直流高電圧
ＥHVの電圧レベルは約３１．４ＫＶとなる。つまり、図
１に示した電源回路では、高圧負荷電力が６０Ｗ〜０Ｗ
まで変動した場合でも直流高電圧ＥHVの電圧変動幅ΔＥ
HVは１．２ＫＶとなり、図８に示した従来の回路（ΔＥ
HV＝２．５ＫＶ）と比較すると、その変動幅ΔＥHVを約
半分以下にすることが可能になる。

【００６６】よって、図１に示した本実施の形態の電源
回路を、例えばテレビジョン受像機等に適用して、ＣＲ
Ｔのアノード電極に対して直流高電圧ＥHVを供給すれ
ば、直流高電圧ＥHVによってＣＲＴから出力される電子
ビームの水平方向の振幅変動を抑制することができるの
で、テレビジョン受像機の水平出力回路に対してズーミ
ング補正回路等を設ける必要が無くなる。

【００６７】また、フライバックトランスＦＢＴのスイ
ッチング周波数は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数に対応したものであり、例えば映像信号の水平
同期信号ｆHの周期とは同期するものではない。これに
より、フライバックトランスＦＢＴからの漏洩磁束や漏
洩インダクタンスによって、フライバックトランスＦＢ
Ｔの二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の誘起電圧にリンギン
グが発生することもない。これにより、例えばＣＲＴの
画面上にラスターリンギングが生じることがなく、また
仮にリンギングが発生したとしても、高圧発生回路４の
水平偏向回路とは独立に形成されていることから、水平
偏向電流ＩDYにリンギング電流成分が重畳されないの
で、ＣＲＴの画面上にラスターリンギングやカーテン縞
が生じることがないという利点もある。

【００６８】さらにまた、図８に示した従来の回路に備
えられるスイッチング電源１０は、図９に示すように、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力される
水平偏向回路用の直流出力電圧ＥO1、信号系回路用の直
流出力電圧ＥO2、及び音声出力回路用の直流出力電圧Ｅ
O4，ＥO5のそれぞれがセンタータップを用いた両波整流
方式によって得るようにしている。このため、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの巻線を巻装する巻線ボビンの二
次側のピン数として９ピン必要とされていた。これに対
して、図１に示した本実施の形態の電源回路では、この
図には示していない音声出力回路用の直流出力電圧ＥO
4，ＥO5をセンタータップを用いた両波整流方式によっ
て二次側から得るようにしたとしても、巻線ボビンの二
次側のピン数は７ピンで済むため、それだけ絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの構造を簡素化することができる。

【００６９】また、本発明の電源回路としては、図１に
示した回路構成に限定されるものでない。図４は本発明
の第２の実施の形態とされる電源回路の二次側の構成を
示した回路図である。なお、この図４に示す電源回路の
一次側構成は、図１の構成と同様であるため図示は省略
する。また、図１と同一部分には同一符号を付して説明
は省略する。

【００７０】この図４に示す絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ3を巻き上げるようにし
て三次巻線Ｎ5（第３の二次巻線）が形成されており、
この三次巻線Ｎ5の巻終端部がインダクタＬＡを介して
フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ4の巻終端部
に接続するように構成されている。このように構成した
場合は、上記図１に示した電源回路と同様の効果が得ら
れると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側か
らフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ4に入力さ
れる共振電圧レベルを高くすることが可能になるため、
フライバックトランスＦＢＴにおいて昇圧する昇圧レベ
ルを図１に示した電源回路に比べて低く抑えることがで
き、フライバックトランスＦＢＴの二次側に巻回されて
いる二次側高圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻線数を少なくする
ことができるという利点がある。

【００７１】図５は本発明の第３の実施の形態とされる
電源回路の二次側の構成を示した回路図である。なお、
この図５に示す電源回路の一次側構成は、図１の構成と
同様であるため図示は省略する。また、図１と同一部分
には同一符号を付して説明は省略する。

【００７２】この図５に示す電源回路においては、高圧
発生回路５に備えられているフライバックトランスＦＢ
Ｔの一次側に、一次巻線Ｎ4とは密結合とされる三次巻
線Ｎ12，Ｎ13がそれぞれ独立して状態で巻回されてい
る。そして、この三次巻線Ｎ12から得られる負のパルス
電圧は、整流ダイオードＤO6と平滑コンデンサＣO6から
なる整流平滑回路、及び整流ダイオードＤO7と平滑コン
デンサＣO7からなる整流平滑回路によってそれぞれ整流
平滑することで、垂直偏向回路用の直流出力電圧ＥO6，
ＥO7（±１５Ｖ）を出力するようにされる。また、三次
巻線Ｎ13から得られる負のパルス電圧を、整流ダイオー
ドＤO8と平滑コンデンサＣO8からなる整流平滑回路によ
り整流平滑することで、ブラウン管のヒータ用の直流出
力電圧ＥO8（６．３Ｖ）を得るように構成したものとさ
れる。このような構成とした場合は、フライバックトラ
ンスＦＢＴから垂直偏向回路用の直流出力電圧ＥO6，Ｅ
O7、及びブラウン管のヒータ用の直流出力電圧ＥO8を得
るようにしているため、損失電力がこれまでの説明した
本実施の形態に比べて僅かながら増加するが、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの構成が簡単になるという利点が
ある。

【００７３】なお、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスが用いられているが、この直交形制御トランス
の代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制御
トランスを採用することができる。上記斜交形制御トラ
ンスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例え
ば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有
する２組のダブルコの字形コアを組み合わせることで立
体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対して
制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この
際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差
する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線Ｎ
Cと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のう
ちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して
巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２
本の磁脚に対して巻装するものである。そして、このよ
うな斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を
流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルと
なった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加すると
いう動作傾向が得られる。これにより、スイッチング素
子をターンオフするための負方向の電流レベルは増加し
て、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されることにな
るので、これに伴ってスイッチング素子のターンオフ時
の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損失を
より低減することが可能になるものである。

【００７４】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、複合共振形としてのスイッチング電源回
路を構成している絶縁コンバータトランスの二次側から
得られる負のパルス電圧をインダクタを介してフライバ
ックトランスの一次側に対して直接入力するようにして
いる。そして、フライバックトランスにおいて負のパル
ス電圧の極性を反転して昇圧した後、直流高電圧生成手
段にて所定の高圧レベルとされる直流高電圧を得るよう
にしている。従って、本発明のスイッチング電源回路を
テレビジョン受像機に適用すれば、例えば陰極線管のア
ノードに対して供給する直流高電圧を得る際には、水平
偏向回路において二次側直流出力電圧をフライバックパ
ルス電圧に変換する必要が無く、水平偏向回路を省いた
構成とすることができる。これにより、入力電圧から直
流高電圧を得る際の電力変換効率の向上が図られること
になる。

【００７５】また、フライバックトランスの一次側に入
力される負のパルス電圧は、共振パルス電圧となるの
で、直流高電圧生成手段により出力される直流高電圧
は、高圧負荷が変動した場合でも、その電圧変動幅を従
来に比べて小さくすることができる。従って、本発明を
例えばテレビジョン受像機の高電圧供給手段に適用すれ
ば、例えば陰極線管から出力される電子ビームの水平方
向の振幅変動を抑制することが可能になる。

【００７６】また、フライバックトランスの一次側に
は、絶縁コンバータトランスから直接共振電圧が入力さ
れることから、フライバックトランスをテレビジョン受
像機の水平偏向回路から分離した構成とされ、フライバ
ックトランスのスイッチング周波数は、スイッチング素
子のスイッチング周波数に対応したものとされるので、
フライバックトランスからの漏洩磁束や漏洩インダクタ
ンスによって、二次側高圧巻線の誘起電圧にリンギング
が発生することがない。これにより、本発明をテレビジ
ョン受像機に適用した場合でも、例えばＣＲＴの画面上
にラスターリンギングやカーテン縞が発生することがな
いという利点もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】図１に示した電源回路の要部の動作を示す波形
図である。

【図３】図１に示した電源回路の要部の動作を示す波形
図である。

【図４】第２の実施の形態とされる電源回路の二次側の
回路構成を示した図である。

【図５】第３の実施の形態とされる電源回路の二次側の
回路構成を示した図である。

【図６】本実施の形態の絶縁コンバータトランスの構造
を示す断面図である。

【図７】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図８】従来のテレビ用電源回路の構成を示した図であ
る。

【図９】図８に示したテレビ用電源に備えられるスイッ
チング電源の構成を示した回路図である。

【図１０】図８に示したテレビ用電源回路の要部の動作
を示した波形図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、４ ５ 高圧発生回路、ＡＣ 商用交流
電源、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｃｒ 一次側並列共振コ
ンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＣB 共振
コンデンサ、ＣO1〜ＣO8 平滑コンデンサ、ＣHV 高圧
平滑コンデンサ、Ｄｉ ブリッジ整流回路、ＤD クラ
ンプダイオード、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流ダイオード、
ＤO1〜ＤO8 整流ダイオード、ＥO1〜ＥO8 直流出力電
圧、ＥHV 直流高電圧、ＦＢＴ フライバックトラン
ス、ＬＡ インダクタ、Ｎ1 Ｎ4一次巻線、Ｎ2 二次
巻線、Ｎ3 Ｎ3A Ｎ3B Ｎ12 Ｎ13 三次巻線、ＮB駆
動巻線、ＮC 制御巻線、ＰＩＴ 絶縁コンバータトラ
ンス、ＰＲＴ 直交形制御トランス、Ｑ1 スイッチン
グ素子、ＲS 起動抵抗、ＲB ベース電流制限抵抗、

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5C026 EA02 EA04 5C068 AA06 CA03 CA06 CB01 CB04 CC20 KA02 KA05 5H006 BB04 CA07 CA12 CB03 CC01 CC03 HA09 5H730 AA14 AA15 AS04 AS14 BB23 CC01 DD02 EE07 EE66 EE73 FG01

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された直流入力電圧を断続して出力
   するためのスイッチング素子を備えて形成されるスイッ
   チング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側の出力を二次側に伝送するために設けられ、一次
   側には一次巻線が巻回され、二次側には、少なくとも第
   １の二次巻線の部分と、この第１の二次巻線に対して巻
   き上げるように形成した第２の二次巻線の部分とを有す
   る二次巻線が巻回されると共に、上記一次巻線と上記二
   次巻線とについては疎結合とされる所要の結合度が得ら
   れるようにされた絶縁コンバータトランスと、 上記二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列
   に接続することで形成される二次側並列共振回路と、 上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記第１の
   二次巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について
   半波整流動作を行うことで、第１の直流出力電圧を得る
   と共に、この第１の直流出力電圧に対して、上記第２の
   二次巻線から得られる交番電圧の正期間の電圧について
   半波整流動作を行うことにより得られる直流出力電圧を
   積み上げることで第２の直流出力電圧を得るように構成
   された直流出力電圧生成手段と、 上記第１の直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング素子のスイッチング周波数を可変制御すると共
   に、スイッチング周期内のオフ期間を一定とした上で、
   オン期間を可変するようにして上記スイッチング素子を
   スイッチング駆動することで定電圧制御を行うようにさ
   れる定電圧制御手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線から得られる交
   番電圧の負期間の共振電圧を一次側に入力して二次側に
   伝送することで、二次側から上記負期間の共振電圧を反
   転して昇圧した昇圧電圧を得るようにされたフライバッ
   クトランスと、 上記フライバックトランスの一次側動作を電圧共振動作
   とするために、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線
   と、上記フライバックトランスの一次巻線との間に挿入
   されるインダクタと、 上記フライバックトランスの二次側に得られる昇圧電圧
   を入力して半波整流動作を行うことで、所定の高圧レベ
   ルとされる直流高電圧を得るように構成された直流高電
   圧生成手段と、 を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記フライバックトランスの一次巻線
   は、上記インダクタを介して上記二次側並列共振コンデ
   ンサに対して並列に接続されていることを特徴とする請
   求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線
   には、上記第２の二次巻線を巻き上げるようにして第３
   の二次巻線が形成されていると共に、 上記第３の二次巻線と二次側アースとの間に、上記イン
   ダクタを介して上記フライバックトランスの一次巻線が
   接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
   ング電源回路。
4. 【請求項４】 上記フライバックトランスの一次側に、
   上記フライバックトランスの一次巻線と密結合とされる
   三次巻線を巻回すると共に、 上記三次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行
   うことにより、第３の直流出力電圧を得るように構成さ
   れた第３の直流出力電圧生成手段を備えることを特徴と
   する請求項１に記載のスイッチング電源回路。