JP2002325444A

JP2002325444A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002325444A
Application number: JP2001107290A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-02-20
Filing date: 2001-04-05
Publication date: 2002-11-08

Abstract

(57)【要約】【課題】電源回路の小型軽量化、電力変換効率の向
上、及びノイズの抑制【解決手段】絶縁コンバータトランスの一次側にスイ
ッチング周波数固定の電圧共振形コンバータを備え、そ
の二次側には二次巻線と二次側直列共振コンデンサから
成る直列共振回路を備えた複合共振形コンバータを形成
する。そして、この一次側電圧共振形コンバータに対し
てフライバックトランスを備える高圧発生回路を結合す
る。そして、絶縁コンバータトランスの二次側には、直
列共振回路に対して所定倍の二次側直流出力電圧が得ら
れるようにされた整流回路を形成し、さらに二次側直列
共振コンデンサに対して並列にアクティブクランプ回路
を設ける。絶縁コンバータトランスの二次側直流出力電
圧の安定化は、上記アクティブクランプ回路の導通角を
制御することによって行う。また、高圧直流電圧につい
ても、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周
波数制御によって安定化を図るようにされる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば高解像度と
される大型のカラーテレビジョン受像機や、プロジェク
タ装置等として陰極線管を備える陰極線管表示装置に適
用して好適なスイッチング電源回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】陰極線管（以下ＣＲＴ（Cathode-Ray Tu
be）ともいう）を備える陰極線管表示装置として、例え
ばＨＤＴＶ（High Definition Television）といわれる
高品位のテレビジョン放送や、デジタルテレビジョン放
送に対応した、高解像度、高画質のものが普及してきて
いる。これらの機器のうち、ＨＤＴＶに対応するもの
は、高解像度を実現するために、水平同期信号周波数が
通常のテレビジョン受像機の２倍の周波数とされ、例え
ばＮＴＳＣ方式であれば、３１．５ＫＨｚとなる。ま
た、デジタルテレビジョン放送に対応するものは、ＮＴ
ＳＣ方式のもとでは３３．７５ＫＨｚの水平同期信号周
波数であると規定されている。また、このような映像機
器におけるＣＲＴのアノード電極に供給する高圧のアノ
ード電圧は、３０ＫＶ以上とされる。

【０００３】このようにして、陰極線管表示装置として
は、高解像度化が進められ、また、画面について大型化
を図ったものが普及してきている状況にある。このた
め、例えばテレビジョン受像機としては、ＮＴＳＣ方式
の水平同期信号周波数を３１．５ＫＨｚ（＝１５．７５
ＫＨｚ×２）の倍速モードに変換し、更にはＨＤＴＶも
受信可能なように設計されているものが少なからず普及
している。このため、上記したようなテレビジョン受像
機において、ＣＲＴのアノード電極に高圧直流出力電圧
を印加する場合には、例えば水平同期信号周波数３１．
５ＫＨｚと３３．７５ＫＨｚとで、上記高圧直流出力電
圧が変動することとなって、ＣＲＴに表示される画面の
輝度やラスターサイズが変化してしまうことになる。そ
こで、上記したアノード電圧を生成する電源回路として
は、その安定化が不可欠となる。

【０００４】本出願人は、このようなことを背景とし
て、各種陰極線管表示装置に適用して好適とされるスイ
ッチング回路を各種提案している。そこで先に本出願人
により出願されたスイッチング電源回路に基づいて構成
される映像機器用のスイッチング電源回路を、図９の回
路図に示す。

【０００５】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力する整流平滑回路と
して、［整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コンデンサ
Ｃｉ1，Ｃｉ2］から成る倍電圧整流回路が設けられる。
この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデン
サＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対
応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、直流入力電圧として
一次側電圧共振形コンバータに対して供給する。

【０００６】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。

【０００７】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ1（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されてお
り、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るよう
にしている。

【０００８】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉ2の負極（１次側アース）間には、ク
ランプダイオードＤDが接続され、これにより、スイッ
チング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を
形成するようにされている。また、スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地される。

【０００９】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のインダクタンスＬ1と
により電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形
成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、ス
イッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の
作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ1
は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形
の動作が得られるようになっている。

【００１０】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制
御のために設けられる。直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDには、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力が一次巻線Ｎ1を介して伝達される。直交形
制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮD
に得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆
動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライ
ブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の
共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイ
ッチング動作を行う。

【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライ
ト材によるＥＥ型コアの中央磁脚に対して一次巻線Ｎ1
と二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装してい
る。そして、中央磁脚に対してはギャップを形成してい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合の状態
が得られるようにして、飽和しにくい状態が得られるよ
うにしている。

【００１２】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図示するようにスイッチン
グ素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻始め端部は、共振
電流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極
（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次
巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応
する周期の交番電圧が発生する。

【００１３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次側に
巻装された各巻線（Ｎ2，Ｎ3，Ｎ4）に発生する。この
場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリー
ケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路が
形成される。この二次側並列共振回路により、二次巻線
Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、従って、
二次側においては電圧共振動作が得られることとなる。

【００１４】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には
電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。
なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対
して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチング
コンバータについては、「複合共振形スイッチングコン
バータ」ともいうことにする。

【００１５】そして、図９に示す電源回路は、例えばテ
レビジョン受像器に搭載されるものとして構成されてい
るのであるが、これに対応して、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側では、図示するようにして、二次側直
流出力電圧ＥO1〜ＥO5までの５種類の二次側直流出力電
圧を生成して出力するようにされる。そして二次側にお
いて二次側直流出力電圧ＥO1〜ＥO5を生成するための構
成としては次のようになっている。

【００１６】二次側並列共振コンデンサＣ2が並列接続
される二次巻線Ｎ2に対しては、その巻終わり側に対し
て、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1から成
る半波整流回路が備えられることで、平滑コンデンサＣ
O1の両端に１３５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO1を得るよ
うにされる。

【００１７】そして、二次巻線Ｎ2の巻始め側におい
て、図示するようにして２つのタップ出力を設け、この
タップ出力の巻始め側にあるほうをセンタータップとし
てアースに接地する。そして、［整流ダイオードＤO2，
平滑コンデンサＣO2］から成る半波整流回路と、［整流
ダイオードＤO3，平滑コンデンサＣO3］から成る半波整
流回路を図示するように接続することで、半波整流回路
［整流ダイオードＤO2，平滑コンデンサＣO2］によって
は、＋１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を得て、半波整
流回路［整流ダイオードＤO3，平滑コンデンサＣO3］に
よっては、−１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO3を得るよ
うにされる。

【００１８】また、この場合には、二次巻線Ｎ2の巻終
わり端部側に対して所定巻数の昇圧用巻線Ｎ3を追加的
に巻き上げるようにして形成する。そして、この昇圧用
巻線Ｎ3に対しては、図示するようにして整流ダイオー
ドＤO4及び平滑コンデンサＣO4を接続する。ここで、平
滑コンデンサＣO4の負極端子は、平滑コンデンサＣO1の
正極端子と接続されることで、平滑コンデンサＣO4−Ｃ
O1の直列接続回路が得られるようになっている。従って
この場合にも、半波整流回路［整流ダイオードＤO4，平
滑コンデンサＣO4］を、半波整流回路［整流ダイオード
ＤO1，平滑コンデンサＣO1］に対して積み上げるように
して形成していることになる。そして、整流ダイオード
ＤO4−平滑コンデンサＣO4−ＣO1の整流電流経路によっ
て、半波整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣO4
−平滑コンデンサＣO1の直列接続回路の両端には、２０
０Ｖの二次側直流出力電圧ＥO4が得られる。

【００１９】さらにこの場合には、二次巻線Ｎ2（及び
昇圧用巻線Ｎ3）とは独立して、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側に、所定ターン数の独立二次巻線Ｎ4
を巻装するようにしている。そして、この独立二次巻線
Ｎ4に対して図示するように、整流ダイオードＤO5，平
滑コンデンサＣO5からなる半波整流回路を備えること
で、２４Ｖの二次側直流出力電圧ＥO5を得る。

【００２０】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側にはアクティブクランプ回路２０が備えられる。ア
クティブクランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ
2及びクランプダイオードＤD2から成るスイッチング回
路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して
成るものとされる。そして、このようにして形成される
回路を二次巻線Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2から
なる二次側並列共振回路に対して、さらに並列に接続し
て構成される。また、この場合にはバイアス抵抗Ｒ11が
補助スイッチング素子Ｑ2のゲートと二次側アース間に
挿入される。

【００２１】第１制御回路１Ａでは、二次側直流出力電
圧ＥO1のレベル変化に応じて可変のバイアス電圧を、補
助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加する。こ
れによっては、スイッチング動作（オン／オフ動作）を
行う補助スイッチング素子Ｑ2の導通角（オン期間）を
制御する動作が得られる。クランプコンデンサＣCLに
は、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コン
デンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れるよう
にされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が可変
制御されれば、クランプコンデンサＣCLに流れる電流量
が変化するので、これに伴って二次側並列共振コンデン
サＣ2への充電電流量が変化する。このようにして二次
側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化するこ
とで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧（並列共
振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共振電圧が
変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可
変制御されることになる。このようにして、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出力電圧の
安定化が図られる。

【００２２】そして、この電源回路においては、これま
で説明してきた構成に対して高圧発生回路４０が備えら
れる。この高圧発生回路４０は、所要の高圧とされるレ
ベルによる、ＣＲＴのアノード電圧を生成するために設
けられる。

【００２３】高圧発生回路４０は、フライバックトラン
スＦＢＴと、その二次側に設けられる高圧整流回路とを
備えて形成され、上記スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング出力が、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ
oに対して伝達される。

【００２４】フライバックトランスＦＢＴにおいては、
図示するように、一次側には一次巻線Ｎoが巻装され
る。また、二次側には、二次巻線として、５組の昇圧巻
線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されてい
る。ここで、一次側の一次巻線Ｎoと二次側の昇圧巻線
ＮHV(1〜5）とでは、密結合の状態が得られるようにさ
れているものである。一次巻線Ｎoは、共振電流検出巻
線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極端子（整流平
滑電圧Ｅｉライン）と接続され、巻終わり端部は、スイ
ッチング素子Ｑ1のコレクタに接続される。このような
接続形態によっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1に対して、フライバックトランスＦＢＴの
一次巻線Ｎo（インダクタンスＬo）が並列に接続されて
いるものと見ることができる。また、昇圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5は、実際には、分割されて各々独立した状態でコ
アに巻装されている。これら昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、
一次巻線Ｎoに対して逆極性となるように巻装されてい
ることで、フライバック動作が得られるようになってい
る。

【００２５】上記昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV
4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流ダ
イオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々と
直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に多段接続
されている。つまり、多段型整流回路を形成する。そし
て、これら５組の半波整流回路から成る多段型整流回路
に対して平滑コンデンサＣOHVが並列に接続されること
で、二次側整流平滑回路を形成することになる。このよ
うな整流回路系の構成はマルチシングラー方式ともいわ
れる。

【００２６】但し、この電源回路においては、昇圧巻線
ＮHV5の巻始め端部と、平滑コンデンサＣOHVの負極端子
間に対して、図示するように、高圧整流ダイオードＤHV
1〜ＤHV5と同一の導通方向によって、追加高圧整流ダイ
オードＤHV6を直列に接続している。つまり、二次側整
流平滑回路の整流電流経路内における、多段型整流回路
の最下段に対して追加高圧整流ダイオードＤHV6を設け
ているものである。なお、追加高圧整流ダイオードＤHV
6を設けたことによる作用効果については後述する。

【００２７】上記した二次側整流平滑回路の動作として
は次のようになる。つまり、フライバックトランスＦＢ
Ｔの二次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を、高圧整流ダイオード
ＤHV1〜ＤHV5（及び追加高圧整流ダイオードＤHV6）に
より整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電すると
いう動作が行われる。これによって、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。そ
して、この平滑コンデンサＣOHVの両端に得られた直流
電圧が直流高電圧ＥHVとして出力されることになる。こ
の直流高電圧ＥHVが、例えばＣＲＴのアノード電圧とし
て利用される。

【００２８】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまりこの電源回路においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。

【００２９】第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHVの変
化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）
レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに
巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御
する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを
含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発
振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。こ
れは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となり、この動作によってフライバックトラ
ンスＦＢＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネ
ルギーが変化する。これにより、直流高電圧ＥHVについ
て所要の一定レベルが保たれるように制御が行われる。
つまり、この図に示す回路においては、スイッチング周
波数制御方式によって直流高電圧ＥHVの安定化を図って
いる。

【００３０】図１０は、上記図９に示した電源回路にお
ける要部の動作を示している。ここで、図１０（ａ）に
示す並列共振電圧Ｖ1は、一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミングに対
応した波形となる。即ち、スイッチング素子Ｑ1がオフ
となる期間ＴOFF1において電圧共振パルスが得られ、オ
ンとなる期間ＴON1においては０レベルとなる波形が得
られる。また、このときにスイッチング素子Ｑ1に流れ
るコレクタ電流ＩQ1は、図１０（ｃ）に示すようにし
て、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオード
ＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レベル
で上昇していく波形が得られる。また、このような一次
側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られる
スイッチング出力電流Ｉ1としては図１０（ｂ）に示す
ようにして、スイッチング周期に応じてものとなる。

【００３１】また、アクティブクランプ回路２０を備え
る絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の動作として
は、図１０（ｄ）〜図１０（ｊ）に示される。ここで、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図
１０（ｄ）に示すようにして、一次側のスイッチング周
期に応じて二次巻線電流Ｉ2が流れる。また、二次側並
列共振コンデンサＣ2の両端に得られる二次側並列共振
電圧Ｖ2としては、図１０（ｅ）に示すようにして、二
次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされる正極性
の波形と、負極性において所定のピークレベルを有する
波形とが交互に現れるものとなる。そして、整流ダイオ
ードＤO1に流れる整流電流ＩD2としては、図１０（ｊ）
に示されるようにして、二次側並列共振電圧Ｖ2が正極
性となるタイミングに応じて整流ダイオードＤO1が導通
することで、鋸歯状波形によって流れるようにされる。

【００３２】また、アクティブクランプ回路２０のため
の自励発振駆動回路を形成する駆動巻線Ｎｇには、図１
０（ｉ）に示すタイミングによって、正極性の方向に正
弦波状のパルスとなる波形による駆動電圧ＶNgが得られ
る。この正弦波状パルスの発生タイミングは、図１０
（ｄ）に示す二次巻線電流Ｉ2が負極性となる期間に対
応したものとなっている。そして、自励発振駆動回路で
は、このようにして得られる駆動電圧ＶNgに基づいて、
補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対してスイッチン
グ駆動電圧を印加する。

【００３３】ここで図中においては、期間ＴON2が補助
スイッチング素子Ｑ2//クランプダイオードＤD2からな
るスイッチング回路が導通してオンとなる期間とされ、
期間ＴOFF2は、上記スイッチング回路が非道通となって
オフとなる期間とされる。そして、この期間ＴON2，ＴO
FF2と、整流ダイオードＤO1がオンとなって上記整流電
流ＩD2が流れる期間とを比較して分かるように、整流ダ
イオードＤO1とスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）は、ほ
ぼ交互となるタイミングでオン／オフ動作を行うように
される。

【００３４】ここで、クランプコンデンサＣCLからスイ
ッチング回路（Ｑ2//ＤD2）を流れるクランプ電流ＩQ2
としては、図１０（ｇ）に示すようにして、期間ＴON2
の前半期間においてはクランプダイオードＤD2→クラン
プコンデンサＣCLを介して二次巻線電流Ｉ2が流れるこ
とで、負極性の鋸歯状波形が得られ、期間ＴON2の後半
期間においては反転して、クランプコンデンサＣCL→Ｑ
2ドレイン→Ｑ2ソースの経路で二次巻線電流Ｉ2が流れ
ることで正極性の鋸歯状波形が得られるようにされる。
また、上記のようにしてスイッチング回路（Ｑ2//ＤD
2）に対してクランプ電流ＩQ2が流れることにより、ス
イッチング回路（Ｑ2//ＤD2）の両端電圧ＶQ2は、図１
０（ｈ）に示すようにして、期間ＴON2では０レベル
で、期間ＴOFF2では或る正極正方向の一定レベルが維持
される波形となる。

【００３５】また、上記のようにして、二次側並列共振
コンデンサＣ2に流入する電流ＩC2は、二次側並列共振
コンデンサＣ2のキャパシタンスによる部分電圧共振動
作により、図１０（ｆ）に示すようにして、期間ＴON2
の直前期間において二次巻線電流Ｉ2が負極性の方向で
流れ、期間ＴON2が終了して期間ＴOFF2が開始されるタ
ーンオフ時において、二次巻線電流Ｉ2が正極性にパル
ス状に流れる波形が得られることになる。

【００３６】ここで、クランプコンデンサＣCLのキャパ
シタンスは、例えば並列共振コンデンサＣ2のキャパシ
タンスの２５倍以上となるように選定していることで、
期間ＴON2においては、二次巻線Ｎ2に流れる電流I2のほ
とんどは、二次側並列共振コンデンサＣ2に流すことな
く、クランプコンデンサＣCLを介して流すことができ
る。これによって、二次側並列共振コンデンサＣ2にお
ける充電電荷は減少され、図１０（ｅ）に示される二次
側並列共振電圧Ｖ2の波形の傾きとしては緩やかにな
り、結果的にはそのピークレベルを抑制することが可能
となるものである。

【００３７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記構成に
よる電源回路では、期間ＴON2においてスイッチング回
路（Ｑ2//ＤD2）が導通して二次側並列共振電圧Ｖ2をク
ランプする動作が得られるのであるが、この期間ＴON2
の直前期間においては、二次側並列共振回路（Ｃ2//Ｎ
2）の部分電圧共振作用によって、二次側並列共振電圧
Ｖ2のピークレベルは５００Ｖ程度（二次側直流出力電
圧ＥO1＝１３５Ｖの場合）にまで上昇する。このため、
二次側に設けられるＭＯＳ−ＦＥＴとしての補助スイッ
チング素子Ｑ2、高速リカバリ型の整流ダイオードＤO
1、二次側並列共振コンデンサＣ2、及びクランプコンデ
ンサＣCL等の素子について、６００Ｖ耐圧品を選定する
必要がある。

【００３８】ところが、例えば補助スイッチング素子Ｑ
2であるところのＭＯＳ−ＦＥＴは、高耐圧となるのに
従ってオン抵抗が高くなるという特性を有している。従
って、補助スイッチング素子Ｑ2について６００Ｖ耐圧
品を選定することによっては、相応にオン抵抗が高くな
ってしまうことから、ドレイン−ソース間に流れるクラ
ンプ電流ＩQ2の流入量を小さくしなければ、補助スイッ
チング素子Ｑ2の導通損失は増加してしまうことにな
る。つまり、電力変換効率の低下を招くこととなる。そ
して、これを避けるためには、例えば二次巻線Ｎ2の巻
数を増加して二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2を減
少させることになるのであるが、これによっては、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの窓面積が増加するために、
絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体を小型化することに
は限界が生じ、回路の小型軽量化の促進を阻むことにな
る。また、巻線工程についても時間を要するものとなっ
てしまう。

【００３９】また、整流ダイオードＤO1が高耐圧品とな
ることによっても、その順方向電圧降下ＶFと逆回復時
間ｔｒｒが大きなものとなってしまうため、やはり電力
損失の増加を招いてしまうことになる。さらに、二次側
並列共振コンデンサＣ2及びクランプコンデンサＣCLに
ついては高耐圧品となるほど大型化してしまい、回路の
小型軽量化には不利となってしまう。

【００４０】さらに、図８に示した回路構成では、二次
側並列共振コンデンサＣ2及びクランプコンデンサＣCL
に流れる電流（ＩC2，ＩQ2）には、図１０（ｆ）（ｇ）
に示すようにして、期間ＴON2開始時において、高周波
の寄生振動が重畳する。また、整流ダイオードＤO1のタ
ーンオン時においては、平滑コンデンサＣO1の等化イン
ダクタンスの影響によって振動電流としてのリンギング
成分が、図１０（ｇ）に示すようにして整流電流ＩD2に
重畳する。このような寄生振動やリンギング成分は、高
周波ノイズとして輻射されるために、例えば実際には、
フェライトビーズやＲＣスナバ回路等を追加してノイズ
の抑制を図らねばならず、これによっても部品点数が増
加して回路規模が大きくなってしまうことになる。

【００４１】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。直流入力電圧についてスイッチングを行う
ようにしてスイッチング駆動されるメインスイッチング
素子を備えて形成されるスイッチング手段と、一次巻線
に得られる上記スイッチング手段の出力を二次巻線に対
して伝送する絶縁コンバータトランスと、この絶縁コン
バータトランスの一次巻線と一次側並列共振コンデンサ
とにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧
共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、
絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対して二
次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形成さ
れる二次側直列共振回路とを備える。また、二次側直列
共振回路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行う
ことで、入力された交番電圧レベルの所定倍に対応する
レベルの直流出力電圧を得るように構成される直流出力
電圧生成手段を設ける。また、絶縁コンバータトランス
の一次巻線と密結合になるようにして絶縁コンバータト
ランスに巻装される駆動巻線と、この駆動巻線と直列に
共振用コンデンサを接続することで形成される補助スイ
ッチング素子駆動用共振回路と、二次側直列共振コンデ
ンサに対して並列に接続されると共にクランプコンデン
サと補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備
え、補助スイッチング素子駆動用共振回路によりスイッ
チング駆動されることで、二次側直列共振コンデンサに
発生する電圧のピークレベルをクランプするように設け
られるアクティブクランプ手段とを設ける。そして、直
流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧のレベ
ルに応じて補助スイッチング素子の導通角を制御するこ
とで直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにさ
れる第１の定電圧制御手段を設ける。そしてさらに、絶
縁コンバータトランスの一次巻線と並列に接続される一
次巻線を備えて、一次側に入力されるスイッチング電圧
を二次側に伝送することで、二次側から所定レベルに昇
圧された高圧電圧を得るように形成された高圧発生トラ
ンスと、高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧
について整流動作を行うことで、直流高電圧を得るよう
に構成された直流高電圧生成手段と、直流高電圧のレベ
ルに応じてメインスイッチング素子のスイッチング周波
数制御を行うことで定電圧制御を行うようにされる第２
の定電圧制御手段とを備えることとした。

【００４２】また、直流入力電圧についてスイッチング
を行うようにしてスイッチング駆動されるメインスイッ
チング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、一
次巻線に得られるスイッチング手段の出力を二次巻線に
対して伝送する絶縁コンバータトランスと、この絶縁コ
ンバータトランスの一次巻線と一次側並列共振コンデン
サとにより形成され、スイッチング手段の動作を電圧共
振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、絶
縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対して二次
側直列共振コンデンサを直列に接続することで形成され
る二次側直列共振回路とを備える。また、二次側直列共
振回路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うこ
とで、入力された交番電圧レベルの所定倍に対応するレ
ベルの直流出力電圧を得るように構成される直流出力電
圧生成手段を備える。また、絶縁コンバータトランスの
一次巻線と密結合になるようにして絶縁コンバータトラ
ンスに巻装される駆動巻線と、この駆動巻線と直列に共
振用コンデンサを接続することで形成される第１の補助
スイッチング素子駆動用共振回路と、二次側直列共振コ
ンデンサに対して並列に接続されると共に第１のクラン
プコンデンサと第１の補助スイッチング素子とによる直
列接続回路を備え、第１の補助スイッチング素子駆動用
共振回路によりスイッチング駆動されることで、二次側
直列共振コンデンサに発生する電圧のピークレベルをク
ランプするように設けられる第１のアクティブクランプ
手段を設ける。そして、直流出力電圧生成手段により得
られる直流出力電圧のレベルに応じて補助スイッチング
素子の導通角を制御することで上記直流出力電圧につい
ての定電圧制御を行うようにされる第１の定電圧制御手
段を設ける。また、絶縁コンバータトランスの一次巻線
と並列に接続される一次巻線を備えて、一次側に入力さ
れるスイッチング電圧を二次側に伝送することで、二次
側から所定レベルに昇圧された高圧電圧を得るように形
成された高圧発生トランスと、高圧発生トランスの二次
側に得られる高圧電圧について整流動作を行うことで直
流高電圧を得るように構成された直流高電圧生成手段
と、この高圧発生トランスの一次側動作を共振動作とす
るために、少なくとも高圧発生トランスの一次巻線に対
して直列共振コンデンサを直列に接続して形成される直
列共振回路とを備える。また、高圧発生トランスの一次
巻線と密結合になるようにして高圧発生トランスに巻装
される駆動巻線と、この駆動巻線と直列に共振用コンデ
ンサを接続することで形成される第２の補助スイッチン
グ素子駆動用共振回路と、直列共振コンデンサに対して
並列に接続されると共に第２のクランプコンデンサと第
２の補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備
え、第２の補助スイッチング素子駆動用共振回路により
スイッチング駆動されることで、直列共振コンデンサに
発生する電圧のピークレベルをクランプするように設け
られる第２のアクティブクランプ手段を備える。そし
て、直流高電圧のレベルに応じて第２の補助スイッチン
グ素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を行うよ
うにされる第２の定電圧制御手段を備えるものである。

【００４３】上記構成としては、一次側にスイッチング
周波数固定の電圧共振形コンバータを備え、二次側には
二次巻線と二次側直列共振コンデンサから成る直列共振
回路を備えた複合共振形コンバータが形成される。そし
て、この一次側電圧共振形コンバータに対してフライバ
ックトランスを備える高圧発生回路が結合された構成を
採るものである。そして、上記構成の下で、絶縁コンバ
ータトランスの二次側には、直列共振回路に対して所定
倍の二次側直流出力電圧が得られるようにされた整流回
路を形成し、さらに二次側直列共振コンデンサに対して
並列にアクティブクランプ回路を設けている。そして、
絶縁コンバータトランスの二次側直流出力電圧の安定化
は、上記アクティブクランプ回路の導通角を制御するこ
とによって行うようにされる。このような構成では、例
えば等倍電圧整流回路と同等レベルの二次側直流出力電
圧を得ることを前提とすれば、等倍電圧整流回路を備え
る場合よりも二次巻線の巻数が削減されてそれだけ二次
側に発生する交番電圧レベルを低減することが可能にな
る。また、二次側直列共振回路が形成されることで、二
次側平滑コンデンサの等化インダクタンス（浮遊インダ
クタンス）は、二次側において共振回路を形成する直列
共振コンデンサと直列に接続される状態を得ることがで
きる。

【００４４】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成例を示している。この
図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータ
を備えると共に二次側には並列共振回路を備えた複合共
振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。
また、この図に示される電源回路は、ディスプレイデバ
イスとしてＣＲＴ（陰極線管）を備えるテレビジョン受
像機、モニタディスプレイ装置、プロジェクタ装置など
に搭載されるものである。

【００４５】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、［整流ダイオードＤｉ
1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接
続形態によって接続することで倍電圧整流回路が形成さ
れている。この倍電圧整流回路では、直列接続された平
滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、交流入力電圧ＶAC
の２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電
圧共振形コンバータに対して供給する。本実施の形態に
おいて、このようにして交流入力電圧ＶACの２倍に対応
する整流平滑電圧Ｅｉを得るようにしているのは、後述
するようにして、高圧発生回路４０によって、所要レベ
ルの直流高電圧ＥHVを得る必要上、一次側並列共振電圧
Ｖ1のピークレベルとして１０００Ｖ程度が必要である
ため、電圧共振形コンバータへの入力電圧レベルとそて
も相応の高レベルが必要とされることに依る。

【００４６】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。

【００４７】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ1（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されてお
り、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るよう
にしている。

【００４８】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉ2の負極（１次側アース）間には、ク
ランプダイオードＤDが接続され、これにより、スイッ
チング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を
形成するようにされている。また、スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地される。

【００４９】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のインダクタンスＬ1と
により電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形
成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、ス
イッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の
作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ1
は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形
の動作が得られるようになっている。

【００５０】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制
御のために設けられる。この直交形制御トランスＰＲＴ
の構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有す
る２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合
するようにして立体型コアを形成する。そして、この立
体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に
共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御
巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮB
に対して直交する方向に巻装して構成される。

【００５１】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉ1の正極（整
流平滑電圧Ｅｉライン）と絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1
を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制
御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の
共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイ
ッチング動作を行うことになる。

【００５２】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図６に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれ
ぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に
対しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合の状態
が得られるようにしている。なお、本実施の形態の電源
回路については、後述するようにして、二次側に巻装さ
れる巻線としては、二次巻線Ｎ2のみではなく、二次巻
線Ｎ2に対して独立して巻装される独立二次巻線Ｎ3，Ｎ
4が巻装されるのであるが、ここでは、説明の便宜上、
図示を省略している。但し、これらの独立二次巻線Ｎ
3，Ｎ4もまた、例えば実際には分割ボビンＢにおいて、
二次巻線Ｎ2が巻回される分割領域に巻装されているも
のである。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中
央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成する
ことが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒
０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、そ
の分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００５３】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図１に示すようにスイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻始め端部は、共
振電流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極
（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次
巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応
する周期の交番電圧が発生する。

【００５４】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次側に
巻装された各巻線（Ｎ2，Ｎ3，Ｎ4）に発生する。この
場合、二次巻線Ｎ2に対しては、その巻終わり端部と二
次側アースとの間に対して二次側直列共振コンデンサＣ
ｓが直列に挿入される。これにより、二次巻線Ｎ2のリ
ーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデン
サＣｓのキャパシタンスとによって二次側直列共振回路
が形成される。この二次側直列共振回路により、二次側
においては電流共振動作が得られることとなる。即ち、
この電源回路としても、一次側にはスイッチング動作を
電圧共振形とするための並列共振回路を備え、二次側に
は電流共振動作を得るための直列共振回路を備えた「複
合共振形スイッチングコンバータ」の構成を採る。

【００５５】そして、本実施の形態の電源回路として
は、例えばテレビジョン受像器に搭載されるものとされ
る。これに対応して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側では、図示するようにして、二次側直流出力電圧
ＥO1〜ＥO5までの５種類の二次側直流出力電圧を生成し
て出力するようにされる。

【００５６】そして絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側において二次側直流出力電圧ＥO1〜ＥO5を生成する
ための構成としては次のようになっている。

【００５７】先ず、二次側並列共振コンデンサＣ2が並
列接続される二次巻線Ｎ2に対しては、その巻始め側の
端部に対して、整流ダイオードＤO1，ＤO6及び平滑コン
デンサＣO1を接続することで、整流電流経路に二次側直
列共振回路（Ｎ2//Ｃｓ）を含む倍電圧整流回路が形成
される。そして、この倍電圧整流回路によって、ここで
は、平滑コンデンサＣO1の両端に１３５Ｖの二次側直流
出力電圧ＥO1を得るようにされる。

【００５８】ところで、上記倍電圧整流回路の基本的動
作としては、次のようになる。二次巻線Ｎ2に誘起され
る交番電圧が負極性となる半周期では、整流ダイオード
ＤO6→二次巻線Ｎ2→二次側直列共振コンデンサＣｓの
経路で整流電流が流れることで、二次側直列共振コンデ
ンサＣｓに対して充電が行われて、二次巻線Ｎ2煮えら
れる交番電圧の等倍に対応する電位が発生する。そし
て、次の二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧が正極性と
なる半周期では、二次側直列共振コンデンサＣｓの電位
が重畳されるようにして、整流ダイオードＤO1→平滑コ
ンデンサＣO1→二次側直列共振コンデンサＣｓ→二次巻
線Ｎ2の経路で整流電流が流れるようにされる。これに
よって、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次巻線Ｎ2
に得られる交番電圧の２倍のレベルに対応する二次側直
流出力電圧ＥO1が発生することになる。但し、上記した
動作はあくまでも基本的な整流動作について説明をして
おり、実際には、後述するアクティブクランプ回路２の
スイッチング回路（Ｑ2//ＣCL）がオン／オフによるス
イッチング動作を行うことで、整流電流は、このスイッ
チング回路と二次側直列共振コンデンサＣｓとに分流す
る期間が生じるものである。

【００５９】また、上記二次側直流出力電圧ＥO1は第１
制御回路１Ａに対しても分岐して入力される。第１制御
回路１Ａにおいては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧及び
制御回路１の動作電源として利用する。第１制御回路１
Ａでは、二次側の直流出力電圧レベルＥO1の変化に応じ
て可変されたレベルの直流の制御電圧を印加するように
される。これにより後述するようにして、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出力電圧を安
定化する動作が得られる。

【００６０】また、この場合には、二次巻線Ｎ2の巻始
め端部側を所定巻数だけ巻き上げて形成される昇圧巻線
部に対して、図示するようにして整流ダイオードＤO4及
び平滑コンデンサＣO4を接続している。ここで、平滑コ
ンデンサＣO4の負極端子は、平滑コンデンサＣO1の正極
端子と接続されることで、平滑コンデンサＣO4−ＣO1の
直列接続回路が得られるようになっている。従ってこの
場合には、半波整流回路［整流ダイオードＤO4，平滑コ
ンデンサＣO4］を、倍電圧整流回路［整流ダイオードＤ
O1，ＤO6，平滑コンデンサＣO1］に対して積み上げるよ
うにして形成していることになる。そして、整流ダイオ
ードＤO4−平滑コンデンサＣO4−ＣO1の整流電流経路に
よって、半波整流動作が行われる結果、平滑コンデンサ
ＣO4−平滑コンデンサＣO1の直列接続回路の両端には、
２００Ｖの二次側直流出力電圧ＥO4が得られる。

【００６１】また、本実施の形態においては、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側に対して、二次巻線Ｎ2
とは独立して独立二次巻線Ｎ3及び独立二次巻線Ｎ4がそ
れぞれ巻装される。そして、この独立二次巻線Ｎ3に対
しては、図示するようにしてセンタータップを設けたう
えで、［整流ダイオードＤO2，平滑コンデンサＣO2］か
ら成る半波整流回路と、［整流ダイオードＤO3，平滑コ
ンデンサＣO3］から成る半波整流回路を図示するように
接続することで、半波整流回路［整流ダイオードＤO2，
平滑コンデンサＣO2］によっては、＋１５Ｖの二次側直
流出力電圧ＥO2を得て、半波整流回路［整流ダイオード
ＤO3，平滑コンデンサＣO3］によっては、−１５Ｖの二
次側直流出力電圧ＥO3を得るようにされる。

【００６２】また、独立二次巻線Ｎ4に対しては、図示
するように、整流ダイオードＤO5，平滑コンデンサＣO5
からなる半波整流回路を備えることで、２４Ｖの二次側
直流出力電圧ＥO5を得るようにしている。

【００６３】ここで、上記二次側直流出力電圧ＥO1〜Ｅ
O5の用途について例を挙げておく。二次側直流出力電圧
ＥO1（＝１３５Ｖ）は水平偏向回路系に供給され、二次
側直流出力電圧ＥO2，Ｅ03（＝±１５Ｖ）はアナログ信
号回路系、デジタル信号回路系に供給される。二次側直
流出力電圧ＥO4（＝２００Ｖ）は映像出力回路系に、二
次側直流出力電圧ＥO5（＝２４Ｖ）は音声出力回路系に
それぞれ供給される。

【００６４】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側にはアクティブクランプ回路２０が備えられる。ア
クティブクランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ
2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2
を備えている。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2に
ついてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、クランプ
ダイオードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴとしての補助スイ
ッチング素子Ｑ2が内蔵するボディダイオードを用いる
ようにされる。また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動
するための駆動回路系は、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次側において、一次巻線Ｎ1と密結合となるよう
にしてに巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、コンデンサ
Ｃｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直列共振回路を接続す
ることで形成される。

【００６５】補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の巻終わ
り端部と二次側直列共振コンデンサＣｓとの接続点に対
して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のド
レインは二次側アースに対して接地される。また、クラ
ンプダイオードＤD2は、そのアノードが補助スイッチン
グ素子Ｑ2のドレインに接続され、カソードが補助スイ
ッチング素子Ｑ2のソースに接続されることで、補助ス
イッチング素子Ｑ2がオフとなる期間に流れる電流経路
を形成するようにしている。このように、本実施の形態
のアクティブクランプ回路２０としては、上記補助スイ
ッチング素子Ｑ2及びクランプダイオードＤD2から成る
スイッチング回路に対して、クランプコンデンサＣCLを
直列に接続して成るものとされる。そして、このように
して形成される回路を、二次巻線Ｎ2//二次側並列共振
コンデンサＣ2からなる二次側並列共振回路に対して、
さらに並列に接続して構成されるものである。

【００６６】そして、本実施の形態の電源回路において
は、これまで説明してきた構成に対して高圧発生回路４
０が備えられる。この高圧発生回路４０は、所要の高圧
とされるレベルによる、ＣＲＴのアノード電圧を生成す
るために設けられる。

【００６７】高圧発生回路４０は、フライバックトラン
スＦＢＴと、その二次側に設けられる高圧整流回路とを
備えて形成され、上記スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング出力が、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ
oに対して伝達される。

【００６８】フライバックトランスＦＢＴにおいては、
図示するように、一次側には一次巻線Ｎoが巻装され
る。また、二次側には、二次巻線として、５組の昇圧巻
線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されてい
る。一次巻線Ｎoは、図示するようにその巻始め端部が
平滑コンデンサＣｉの正極端子（整流平滑電圧Ｅｉライ
ン）と接続され、巻終わり端部は、スイッチング素子Ｑ
1のコレクタに接続される。このような接続形態によっ
ては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に
対して、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎo
（インダクタンスＬo）が並列に接続されているものと
見ることができる。また、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、実
際には、分割されて各々独立した状態でコアに巻装され
ている。これら昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、一次巻線Ｎo
に対して逆極性となるように巻装されていることで、フ
ライバック動作が得られるようになっている。

【００６９】上記昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV
4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流ダ
イオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々と
直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に多段接続
されている。つまり、多段型整流回路を形成する。そし
て、これら５組の半波整流回路から成る多段型整流回路
に対して平滑コンデンサＣOHVが並列に接続されること
で、二次側整流平滑回路を形成することになる。

【００７０】但し、本実施の形態においては、図示する
ように、昇圧巻線ＮHV5の巻始め端部と、平滑コンデン
サＣOHVの負極端子間に対して、図示するように、高圧
整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5と同一の導通方向によっ
て、追加高圧整流ダイオードＤHV6を直列に接続してい
る。つまり、二次側整流平滑回路の整流電流経路内にお
ける、多段型整流回路の最下段に対して追加高圧整流ダ
イオードＤHV6を設けているものである。なお、追加高
圧整流ダイオードＤHV6を設けたことによる作用効果に
ついては後述する。

【００７１】上記した二次側整流平滑回路の動作として
は次のようになる。つまり、フライバックトランスＦＢ
Ｔの二次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を、高圧整流ダイオード
ＤHV1〜ＤHV5（及び追加高圧整流ダイオードＤHV6）に
より整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電すると
いう動作が行われる。これによって、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。そ
して、この平滑コンデンサＣOHVの両端に得られた直流
電圧が直流高電圧ＥHVとして出力されることになる。こ
の直流高電圧ＥHVは、例えばＣＲＴのアノード電圧とし
て利用される。

【００７２】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。

【００７３】第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHVの変
化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）
レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに
巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御
する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを
含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発
振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。こ
れは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となり、この動作によってフライバックトラ
ンスＦＢＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネ
ルギーが変化する。これにより、直流高電圧ＥHVについ
て所要の一定レベルが保たれるように制御が行われる。
つまり、この図に示す回路においては、スイッチング周
波数制御方式によって直流高電圧ＥHVの安定化を図って
いる。

【００７４】ところで、図１に示したようにしてフライ
バックトランスＦＢＴを設けた構成とした場合には、そ
の一次巻線Ｎoのリーケージインダクタンス（Ｌｏ）と
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量Ｃｓとの成分によって
形成される共振回路の共振作用で、電源回路内に高次高
調波のリンギング電流が流れ、これが電力損失を増加さ
せている１要因となることが分かっている。そこで本実
施の形態にあっては、前述もしたように、フライバック
トランスＦＢＴの二次側整流平滑回路において、多段型
整流回路の整流電流経路に対して追加高圧整流ダイオー
ドＤHV6が設けるようにされる。これによっては、昇圧
巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量を小さくする作用を有して
いる。そして、この昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量が
小さくなると、高次高調波のリンギング電流の周波数ｆ
ｏが高くなることになる。

【００７５】このようにしてリンギング電流の周波数
（共振周波数）ｆｏが高くなることで、主としては、二
次側に備えられる高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5の空
乏層容量に対してはリンギング電流が流れにくくなる。
そして、例えば本実施の形態では、リンギング電流成分
について周波数ｆｏ≒８００ＫＨｚ程度にまで上昇させ
るようにされるが、この場合には、上記スイッチング素
子Ｑ1、及び高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5の空乏層
容量には、ほとんどリンギング電流が流れないようにさ
れる。

【００７６】また、図７及び図８の断面図により、本実
施の形態としてのフライバックトランスＦＢＴの構造例
を示しておく。先ず、図７に示すフライバックトランス
ＦＢＴでは、例えばフェライト材による２つのＵ型コア
ＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせる
ことでＵ−Ｕ型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ型コ
アＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ型コアＣＲ２の磁脚端部との
対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設ける
ようにされる。そして、図示するように、Ｕ−Ｕ型コア
ＣＲの一方の磁脚に対して、低圧巻線ボビンＬＢと高圧
巻線ボビンＨＢとを取付けることで、これら低圧巻線ボ
ビンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対して、それぞれ一
次巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）を分割して巻装するよ
うにしている。この場合、低圧巻線ボビンＬＢには一次
巻線Ｎoが巻装され、高圧巻線ボビンＨＢには昇圧巻線
ＮHVが巻装される。この時、高圧巻線ボビンＨＢには、
例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々を絶縁した状
態で巻装する必要があるため、昇圧巻線ＮHVの巻き方
は、各昇圧巻線ＮHVを所定回数巻装して得られる２つの
巻線層ごとに層間フィルムＦを挿入して巻き上げる、い
わゆる層間巻きとされている。そのうえで、上記Ｕ−Ｕ
型コアＣＲ、一次巻線Ｎo、及び昇圧巻線ＮHVとについ
て、例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填
することで、これらの絶縁を確保する。

【００７７】そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1
〜5）を巻装したうえで、回路的には図１に示した態様
が得られるように、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高
圧整流ダイオードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。ま
た、本実施の形態においては、上記高圧整流ダイオード
ＤHV(1〜5)と共に、図１に示した追加高圧整流ダイオー
ドＤHV6も接続して取り付けが行われることになる。

【００７８】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
７に示す構造のほか、図８に示すようにして、いわゆる
分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもでき
る。なお、図８において図７と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによっ
て巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨ
Ｂ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。こ
れにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であ
るスリットＳが形成されることになる。そして、この各
スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装することで昇
圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものである。

【００７９】図２の波形図は、上記図１に示す電源回路
における要部の動作を示している。ここで、一次側並列
共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1
は、図２（ａ）に示すようにして、一次側電圧共振形コ
ンバータのスイッチング素子Ｑ1のスイッチングタイミ
ングに対応した波形となる。即ち、スイッチング素子Ｑ
1がオフとなる期間ＴOFF1において電圧共振パルスが得
られ、オンとなる期間ＴON1においては０レベルとなる
波形が得られる。また、このときにスイッチング素子Ｑ
1に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図２（ｃ）に示すよう
にして、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオ
ードＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レ
ベルに反転してドレイン−ソースに流れる波形が得られ
る。また、このような一次側のスイッチング動作によっ
て一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力電流Ｉ1とし
ては図２（ｂ）に示すようにして１スイッチング周期ご
とにに対応して正／負に反転する略正弦波状が得られ
る。

【００８０】また、アクティブクランプ回路２０を備え
る絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の動作として
は、図２（ｄ）〜図２（ｌ）に示される。ここで、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図２
（ｄ）に示すようにして、一次側のスイッチング周波数
に応じてやはり、１スイッチング周期内で正／負に反転
する略正弦波状の波形による二次巻線電流Ｉ2が流れ
る。

【００８１】また、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧に
よって駆動巻線Ｎｇに誘起される交番電圧ＶNｇとして
は、図２（ｋ）に示すようにして、その期間ＴOFF1にお
いて正極性による正弦波状のパルスが得られ、期間ＴON
1においては負極性による一定レベルを維持する波形と
なる。ここで、この図２（ｋ）に示される電圧ＶNｇ
と、図２（ａ）に示される一次側並列共振パルスとは、
同位相となっていることがわかる。そして、この電圧Ｖ
Nｇに基づいて、補助スイッチング素子Ｑ2のための自励
発振駆動回路が共振動作を行うことで、補助スイッチン
グ素子Ｑ2を駆動する駆動電圧ＶGSとしては、図２
（ｌ）に示すようにして、ほぼ電圧ＶNｇと同じタイミ
ングによって、正極性のパルスをゲートに対して印加す
ることになる。

【００８２】これにより、アクティブクランプ回路２０
のスイッチング回路（Ｑ2//ＤD2）のスイッチングタイ
ミングとしては、図２（ｇ）のクランプ電流ＩQ2として
示されることになる。つまり、スイッチング回路（Ｑ2/
/ＤD2）が導通してオンとなる期間ＴON2の前半期間にお
いては、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサ
ＣCL→二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、クラ
ンプ電流ＩQ2としては負極性による鋸歯状波が得られ、
後半期間においては、その電流の流れが反転して正極性
となって、二次巻線Ｎ2→Ｑ2ドレイン→Ｑ2ソースの経
路で流れるようにされる。そして、スイッチング回路
（Ｑ2//ＤD2）がオフとなる期間ＴOFF2においては、０
レベルが維持される波形となるものである。

【００８３】そして、二次側の整流動作であるが、先
ず、整流ダイオードＤO1がオフとなって、整流ダイオー
ドＤO2がオンとなる期間ＤOFFにおいては、図２（ｉ）
に示すようにして整流ダイオードＤO2には、整流電流Ｉ
D3が流れることになる。そして、この整流電流ＩD3は、
期間ＤOFF内において期間ＴON2の後半期間となるときに
は、クランプコンデンサＣCLと二次側直列共振コンデン
サＣｓとに分流して流れるようにされる。これによっ
て、期間ＤOFFにおいて二次側直列共振コンデンサＣｓ
に流れる共振電流ＩC2としては、図２（ｆ）に示す波形
が得られることになり、期間ＤOFFのほぼ後半期間にお
いて正極性レベルの電流によって充電される動作とな
る。また、整流ダイオードＤO2の両端電圧である整流電
圧Ｖ2は、図２（ｅ）に示されるようにして、期間ＤOFF
に対応しては０レベルで、期間ＴONにおいては、所定の
正レベル（ＥO1のレベル）が維持される波形となるもの
である。

【００８４】一方、整流ダイオードＤO1がオンとなって
整流ダイオードＤO2がオフとなる期間ＤONにおいては、
整流ダイオードＤO1には、図２（ｊ）に示すようにして
整流電流ＩD2が流れるようにされる。また、このときに
も、この期間ＤON内において、スイッチング回路（Ｑ2/
/ＤD2）が導通する期間ＴON2においては、整流電流ＩD3
は、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL
の経路と、二次側直列共振コンデンサＣｓとに対して分
流して流れることで、図２（ｆ）（ｇ）に示す波形の共
振電流ＩC2、クランプ電流ＩQ2が得られることになる。

【００８５】そして、上記のようにして共振電流ＩC2が
流れるようにされることで、二次側直列共振コンデンサ
Ｃｓの両端電圧ＶC2は、図２（ｈ）に示すようにして、
スイッチング周期に応じて充放電が繰り返されることで
緩やかに振幅する波形が得られるものである。

【００８６】ここで、前述した第１制御回路１Ａの動作
によっては、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じ
て、補助スイッチング素子Ｑ2が導通する期間ＴON2が可
変制御（ＰＷＭ制御）されることになる。図１に示す回
路構成の場合、期間ＴON2においてスイッチング回路
（Ｑ2//ＤD2）が導通してクランプコンデンサＣCLに電
流が流れるということは、クランプコンデンサＣCLと二
次側直列共振コンデンサＣｓとの並列接続回路が形成さ
れることを意味し、このときには、二次側直列共振コン
デンサＣｓのキャパシタンスを増加させていることにな
る。そして、第１制御回路１Ａの動作によって、期間Ｔ
ON2についてＰＷＭ制御されることで、二次側直列共振
コンデンサＣｓのキャパシタンスが増加する期間が可変
制御されることになる。これによって、例えば１スイッ
チング周期内において、平滑コンデンサＣO1に充電され
る充電電流量が変化することとなって、結果的には、二
次側直流出力電圧ＥO1のレベルを可変制御する動作が得
られる。そして、このような動作によって、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側直流出力電圧の安定化が図
られるものである。

【００８７】これまでの説明から分かるように、図１に
示した電源回路では、二次側に対して倍電圧整流回路が
備えられることになる。従って、二次側直流出力電圧Ｅ
O1について１３５Ｖのレベルを得る場合には、二次巻線
Ｎ2のターン数としては、図９に示した回路と比較すれ
ば１／２で済むことになる。これに伴い、二次巻線Ｎ2
に得られる交番電圧レベルとしても、そのターン数に応
じてほぼ１／２程度とすることができることになる。そ
して、さらに本実施の形態においては、二次側直列共振
回路（Ｎ2−Ｃｓ）を形成して電流共振動作を得るよう
にしていることで、二次側直列共振コンデンサＣｓにか
かる交番電圧レベルとしては、図２（ｈ）に示すように
して低レベルなものとすることができている。そしてさ
らに、二次側直列共振コンデンサＣｓに対してアクティ
ブクランプ回路２０のスイッチング回路を並列に設ける
ようにしていることで、整流電流がクランプコンデンサ
ＣCLと二次側直列共振コンデンサＣｓとに分流して流れ
るようにされるために、これによっても二次側共振回路
に発生する交番電圧レベルは低下されることになる。

【００８８】この結果、本実施の形態においては、補助
スイッチング素子Ｑ2、整流ダイオード、クランプコン
デンサＣCL、及び二次側直列共振コンデンサＣｓについ
て、図９に示した回路の場合よりも低耐圧品を選定する
ことが可能となる。例えば実際には、上記各素子につい
て、２００Ｖ耐圧品を選定することが可能とされてい
る。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2については
オン抵抗を低いものとし、また、整流ダイオードについ
ては、順方向電圧降下ＶFと逆回復時間ｔｒｒを小さな
ものとすることができるので、それだけ電力損失が少な
いものとなって電力変換効率が向上されることになる。
また、電力損失が低減されることで、例えば放熱板など
を削除することも可能となるものである。また、クラン
プコンデンサＣCL及び二次側直列共振コンデンサＣｓ等
についても低耐圧品が選定されれば、これらの素子につ
いては小型となるものである。

【００８９】また、上述もしたように、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2については、その巻数が
１／２とされることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
についても小型化を図ることができ、更には巻線工程の
時間を短縮することが可能になる。

【００９０】さらに本実施の形態の電源回路の構成で
は、図２（ｉ）（ｊ）からも分かるように整流電流ＩD
3，ＩD2にはリンギング成分が重畳しておらず、また、
クランプ電流ＩQ2や二次側直列共振コンデンサＣｓに流
れる共振電流ＩC2（図２（ｆ））に発生する高周波の寄
生振動成分はほとんど無視できる程度に小さなものとな
っている。これは、二次側共振回路が直列共振回路とさ
れることによって、平滑コンデンサＣO1の浮遊インダク
タンス（等化インダクタンス）の成分が、二次側直列共
振コンデンサＣｓと直列に接続されるため、共振コンデ
ンサに重畳する寄生振動そのものが浮遊インダクタンス
を介して整流されることに依る。そして、これに伴って
整流電流のリンギングも抑制されるものである。これに
より、本実施の形態としては、例えばフェライトビーズ
やＲＣスナバ回路などのノイズ対策のための部品や回路
を追加する必要は無いことになる。

【００９１】また、参考までに、図１に示した回路にお
ける定電圧制御特性を図３に示しておく。この図に示す
ようにして、第１制御回路１Ａの動作によって、補助ス
イッチング素子Ｑ2のゲート閾値電圧ＶGSは２Ｖ〜５Ｖ
の範囲で制御可能となっており、ゲート閾値電圧ＶGSが
高くなるのに従って、期間ＴON2は４μｓ〜１０μｓの
範囲で長くなるように可変制御され、これに伴って、二
次側直流出力電圧ＥO1のレベルは１４０Ｖ〜４０Ｖの範
囲で低下するようにして制御される。

【００９２】また、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１２０
Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ、二次側直流出力電
圧ＥO1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖ、
スイッチング周波数ｆｓ＝５０ＫＨｚの仕様のもとで、
上記した実験結果を得るのにあたっては、各素子につい
ては次のように選定した。一次巻線Ｎ1＝６５Ｔ二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．２２μＦクランプコンデンサＣCL＝１μＦこれに対して、図９に示す回路では、各素子を次のよう
に選定している。一次巻線Ｎ1＝６５Ｔ二次巻線Ｎ2＝１００Ｔ二次側並列共振コンデンサＣ2＝４７００ｐＦクランプコンデンサＣCL＝０．１μＦ

【００９３】図４は、本発明の第２の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、
この図において図１と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。

【００９４】先ず、この図に示す電源回路においては、
交流入力電圧ＶACを入力して整流する整流回路として
は、ブリッジ整流回路Ｄｉが備えられることで、平滑コ
ンデンサＣｉの両端に交流入力電圧ＶACの等倍に対応す
る整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成するように
している。

【００９５】また、この図に示す電源回路において、メ
インスイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動する自励
発振駆動回路としては、駆動巻線ＮB−共振用コンデン
サＣB−インダクタＬ1−ベース電流制限抵抗ＲBの直列
接続回路より成るものとされる。そして、この場合の駆
動巻線ＮBは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側
に対して巻装されることで、一次巻線Ｎ1により交番電
圧が励起されるようになっている。そして、これに伴っ
て、図４に示す回路では直交型制御トランスＰＲＴが省
略されている。本実施の形態の場合、直流高電圧ＥHVの
安定化は、後述するようにして設けられるアクティブク
ランプ回路２１を動作制御することによっておこなわれ
るものとされる。

【００９６】また、この場合には、メインスイッチング
素子Ｑ1のベースに対して、絶縁コンデンサＣｔを介し
て、水平同期信号周波数ｆHとしての外部トリガパルス
が入力されるようになっている。上記外部トリガパルス
は、直流高電圧ＥHVの負荷とされる、水平偏向回路系か
ら取り出される。上記メインスイッチング素子の自励発
振駆動回路内に備えられる直列共振回路（ＮB，ＣB）と
しては、水平同期信号周波数ｆHよりも僅かに低いとさ
れる所定の共振周波数が設定されており、メインスイッ
チング素子Ｑ1としてはこの共振周波数による駆動信号
によりスイッチング駆動することになるのであるが、こ
こで、同時に外部トリガパルスが入力されることによっ
て、メインスイッチング素子Ｑ1は、この外部トリガパ
ルスのタイミングに同期するようにしてスイッチング動
作を行うようにされる。つまり、ＣＲＴを表示駆動して
いるビーム電流の水平偏向周波数に同期したスイッチン
グ動作を行うようにされる。具体的には、例えばＮＴＳ
Ｃ方式のＨＤＴＶに対応する場合には、水平同期信号周
波数ｆH＝３１．５ＫＨｚに同期したスイッチングタイ
ミングとなり、デジタルテレビジョン放送に対応する場
合には水平同期信号周波数ｆH＝３３．７５ＫＨｚに同
期したスイッチングタイミングとなる。

【００９７】また、この図に示す回路において、フライ
バックトランスＦＢＴの一次巻線ＮOの巻終わり端部
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻
終わり端部とメインスイッチング素子Ｑ1のコレクタの
接続点に対して接続される。また、一次巻線ＮOの巻始
め端部は、直列共振コンデンサＣ5の直列接続を介して
一次側アースに対して接地される。このようにして、一
次巻線ＮOと直列共振コンデンサＣ5とを直列接続するこ
とで、一次巻線ＮOのリーケージインダクタンスＬOと直
列共振コンデンサＣ5のキャパシタンスによっては一次
側直列共振回路が形成されることになる。また、この一
次側直列共振回路（ＮO−Ｃ5）は、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ1−平滑コンデンサＣｉの直列
接続回路に対して並列に接続されているものと見ること
ができる。

【００９８】また、本実施の形態においては、フライバ
ックトランスＦＢＴの一次側に対して一次側アクティブ
クランプ回路２１が備えられる。この一次側アクティブ
クランプ回路２１において、ＭＯＳ−ＦＥＴによる補助
スイッチング素子Ｑ3、クランプダイオードＤD3及びク
ランプコンデンサＣCL3から成る回路部は、図示するよ
うにして、直列共振コンデンサＣ5に対して並列に接続
される。また、補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに対
しては、自励発振駆動回路（Ｃｇ3−Ｒｇ3−Ｎｇ3）及
びバイアス抵抗Ｒ12が接続されており、この自励発振駆
動回路によって補助スイッチング素子Ｑ3はスイッチン
グ駆動される。ここで、上記自励発振駆動回路を形成す
る駆動巻線Ｎｇ2は、フライバックトランスＦＢＴの一
次側に巻装されることで、一次巻線ＮOに伝達されるス
イッチング出力電圧によって駆動電圧としての交番電圧
が励起されるようになっている。

【００９９】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
側には巻線Ｎ5が巻装され、この巻線Ｎ5に対しては、ダ
イオードＤ1及びコンデンサＣ1から成る半波整流回路が
備えられている。そして、コンデンサＣ1の両端に得ら
れる直流電圧に基づいては、フォトカプラＰＣのフォト
トランジスタを介してそのレベルが可変された電流が補
助スイッチング素子Ｑ3のゲートに対して与えられるよ
うになっており、これにより補助スイッチング素子Ｑ2
のゲート閾値電圧（バイアス）が可変されることにな
る。また、これに対応して、本実施の形態の第２制御回
路１Ｂは直流高電圧ＥHVのレベルに応じてフォトカプラ
ＰＣのフォトダイオードを導通させる電流量を可変する
ように構成されることになる。つまり、本実施の形態で
は、第２制御回路の動作によっては、直流高電圧ＥHVの
レベルに応じて、補助スイッチング素子Ｑ3のゲート閾
値電圧を可変制御することで、補助スイッチング素子Ｑ
3の導通角を可変制御するようにされる。

【０１００】上記図４に示す構成において、一次側電圧
共振形コンバータ及び絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側から成る複合共振形コンバータ、及び高圧発生回
路４０内における高圧整流ダイオードのスイッチング動
作は、直流高電圧ＥHVの負荷である水平偏向回路にて生
成される水平同期信号周波数ｆHに同期したものとな
る。そして、そのスイッチング周波数としては固定とさ
れており、例えば直流高電圧ＥHVの変動に応じて可変制
御されることはない。

【０１０１】これによって、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴ及びフライバックトランスＦＢＴから輻射される漏
洩磁束による水平偏向回路部品への干渉が発生すること
が無くなる。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴ及
びフライバックトランスＦＢＴに対して磁気シールドを
設ける必要は無くなるものである。

【０１０２】また、スイッチング周波数が固定されたう
えでの安定化が図られることで、直流高電圧ＥHVに重畳
される高周波のリップルも抑制されることになるため、
このリップル抑制のためのフィルタ回路等を設ける必要
もなくなるものである。そして、本実施の形態の形態と
しては、もちろんのこと、上記のようにして磁気シール
ドやフィルタ回路を省略しても、漏洩磁束やリップルに
起因するビートの問題は解消されるものである。

【０１０３】また、スイッチング周波数としては、例え
ば図９に示す回路が５０ＫＨｚ程度以上とされていたの
に対し、本実施の形態としての図１に示した回路では、
水平同期信号周波数ｆHとほぼ同一となるのであるか
ら、３１．５ＫＨｚ若しくは３３．７５ＫＨｚとされる
ことになり、大幅に低周波化されることになる。これに
よって、スイッチング損失が低減されて電力変換効率の
向上を図ることも可能となるものである。

【０１０４】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側の構成としては、図１に示した実施の形態の電源回
路と同様であり、その動作としても、各整流ダイオード
のスイッチング周波数が、一次側電圧共振形コンバータ
に対応して水平同期信号周波数ｆHに同期した固定のも
のとなる以外は、例えば図２（ｅ）〜（ｌ）により説明
したのと同様の動作が得られることになる。そして、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側直流出力電圧の安
定化については、先の第１の実施の形態と同様にして、
第１制御回路１Ａの制御によってアクティブクランプ回
路２０内の補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御を行
うことによって行われるものである。従って、この図４
に示す実施の形態についても、図１に示した第１の実施
の形態と同様に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻き
数を削減し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の
各素子について低耐圧品を選定することが可能になる。
さらに、二次側のコンデンサに流れる電流に重畳する寄
生振動成分、及び整流電流に重畳するリンギング成分の
抑制も図られるものである。

【０１０５】また、図４に示す回路において特徴とな
る、フライバックトランスＦＢＴの一次側に備えられる
アクティブクランプ回路２１の動作について、図５の波
形図を参照して説明する。この図５に示す波形図では、
メインスイッチング素子Ｑ1を備える一次側電圧共振形
コンバータの動作と共に、アクティブクランプ回路２１
側の動作が示されている。

【０１０６】図５（ａ）に示される、一次側並列共振コ
ンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1は、こ
の場合にも、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとなる
期間ＴOFF1においてパルス波形が得られ、オンとなる期
間ＴON1においては０レベルとなる波形が得られる。つ
まり、先の実施の形態に対応した図２（ａ）と同様の波
形となるものである。但し、図４に示す回路において
は、スイッチング周波数制御が行われないので、この期
間ＴON1，期間ＴOFF1は、高圧負荷変動等による高圧直
流電圧ＥHVの変動に関わらず一定であり、また、期間Ｔ
OFF1＋ＴON1による１スイッチング周期は、水平同期信
号周波数ｆHの１周期に同期したものとなっている。

【０１０７】そして、図５（ｄ）に示されるメインスイ
ッチング素子Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1も、先に図２
（ｃ）により説明したのと同様のタイミング及び波形に
よって流れることになる。また、このような一次側のス
イッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得られるスイッ
チング出力電流Ｉ1としては図５（ｂ）に示すようにし
て１スイッチング周期ごとにに対応して正／負に反転す
る略正弦波状が得られる。

【０１０８】また、上記のようにして一次側電圧共振形
コンバータがスイッチング動作を行うことで、このスイ
ッチング出力が伝送される、一次巻線ＮO−一次側直列
共振コンデンサＣ5に流入する直列共振電流Ｉ2は、図５
（ｃ）に示すようにして、期間ＴOFF1において正極性か
ら負極性に反転し、期間ＴON1において負極性から正極
性に反転する正弦波状の波形が得られる。

【０１０９】そして、アクティブクランプ回路２１にお
ける動作であるが、これは、図５（ｅ）のクランプ電流
ＩQ3として示される。このクランプ電流ＩQ3は、期間Ｔ
ON3において図示する鋸歯状波によって流れ、期間ＴOFF
3において０レベルとなる波形である。つまり、期間ＴO
N3において一次側アクティブクランプ回路２１における
スイッチング回路（Ｑ3//ＤD3）が導通し、期間ＴOFF3
において非道通となるスイッチング動作が行われるもの
である。また、この場合の期間ＴON3としては、図示す
るようにして、メインスイッチング素子Ｑ1がオフとな
る期間ＴOFF1を含んでこれより長い期間となっている。

【０１１０】ここで、期間ＴON3の前半期間において
は、クランプ電流ＩQ3はクランプダイオードＤD3→クラ
ンプコンデンサＣCL3を介してフライバックトランスＦ
ＢＴの一次巻線ＮOに対して共振電流Ｉ2として流れるこ
とで、図示するように負極性による鋸歯状波が得られ
る。また、期間ＴON3の後半期間におけるクランプ電流
ＩQ3としては、共振電流Ｉ2が、クランプコンデンサＣC
L3→Ｑ3ドレイン→Ｑ3ソースを解して流れることで、正
極性による鋸歯状波が得られることになる。

【０１１１】また、一次側直列共振コンデンサＣ5の両
端電圧Ｖ3は、図８（ｆ）に示すようにして、期間ＴON3
においては正極性による一定レベルが保たれ、期間ＴOF
F3においては、共振電流Ｉ2が流れることで、正弦波状
にピーク値を有する波形となる。ここで、両端電圧Ｖ3
として期間ＴON3においては正極性による一定レベルと
なるのは、この期間において、本来であれば一次側直列
共振コンデンサＣ5に充電されるべきスイッチング出力
電流Ｉ2のほとんどがクランプコンデンサＣCL3に対して
流れることによる。

【０１１２】ここで、第２制御回路１Ｂにおいては、直
流高電圧ＥHVのレベル変動に応じてフォトカプラＰＣに
おけるフォトトランジスタの導通を制御することで、前
述したように、補助スイッチング素子Ｑ3のゲート閾値
電圧を可変する。これによって、補助スイッチング素子
Ｑ3は、直流高電圧ＥHVのレベル変動に応じてその導通
角が制御されることになる。つまり、１スイッチング周
期内における期間ＴON3が可変制御される。これは、即
ち、図５（ｅ）に示す期間ＴON3が可変となることを意
味するが、これに伴っては、一次側直列共振コンデンサ
Ｃ5に対して流れる共振電流Ｉ2の電流量も可変されるこ
ととなる。そして、これによっては、一次側直列共振コ
ンデンサＣ5の充電電荷が変化することになり、一次側
直列共振回路（ＮO−Ｃ5）の共振条件を変化させること
となる。これによって、例えば一次側直列共振回路の共
振インピーダンスが可変され、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側に伝送されるエネルギーも可変されること
となる。これにより、結果的にはフライバックトランス
ＦＢＴの二次側で得られる直流高電圧ＥHVがコントロー
ルされることとなって安定化が図られるものである。

【０１１３】なお、上記実施の形態においては、一次側
に自励式共振コンバータを備えた構成の下で定電圧制御
を行うのにあたって直交形制御トランスが用いられてい
るが、この直交形制御トランスの代わりに、先に本出願
人により提案された斜交形制御トランスを採用すること
ができる。上記斜交形制御トランスの構造としては、こ
こでの図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの
場合と同様に、４本の磁脚を有する２組のダブルコの字
形コアを組み合わせることで立体型コアを形成する。そ
して、この立体形コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線
ＮBを巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動
巻線の巻方向の関係が斜めに交差する関係となるように
される。具体的には、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れ
か一方の巻線を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位
置関係にある２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を
対角の位置関係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装
するものである。そして、このような斜交形制御トラン
スを備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の
電流レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻
線のインダクタンスが増加するという動作傾向が得られ
る。これにより、スイッチング素子をターンオフするた
めの負方向の電流レベルは増加して、スイッチング素子
の蓄積時間が短縮されることになるので、これに伴って
スイッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くな
り、スイッチング素子の電力損失をより低減することが
可能になるものである。

【０１１４】また、本実施の形態の回路においては、一
次側に備えられるべきスイッチングコンバータとして、
自励式とされて、シングルエンド方式を採る電圧共振形
コンバータを備えた場合を例に挙げたが、例えば他励式
の構成が採られても構わない。また、例えばスイッチン
グ素子を２組備える、いわゆるプッシュプル方式によ
る、自励式又は他励式の電圧共振形コンバータとされて
も構わないものである。

【０１１５】また、上記実施の形態では、メインとなる
スイッチング素子と補助スイッチング素子とについて
は、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳ−ＦＥＴを採用す
るものとしているが、ほかにも例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタ）やＳＩＴ（静電誘導サイ
リスタ）などの他の素子を採用することも考えられるも
のである。また、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動す
るスイッチング駆動部の構成も各図に示したものに限定
される必要はなく、適宜適切とされる回路構成に変更さ
れて構わない。また、メインスイッチング素子と各補助
スイッチング素子とについての素子の種類の組み合わせ
としても、上記各図に示した構成に限定されるものでは
ない。また、二次側共振回路を含んで形成される二次側
の整流回路としても、実施の形態としての各図に示した
構成に限定されるものではなく、他の回路構成が採用さ
れて構わないものである。

【０１１６】

【発明の効果】以上説明したように本発明の電源回路と
しては、絶縁コンバータトランスの一次側にスイッチン
グ周波数固定の電圧共振形コンバータを備え、その二次
側には二次巻線と二次側直列共振コンデンサから成る直
列共振回路を備えた複合共振形コンバータを基本構成と
し、これに対して一次側電圧共振形コンバータに対して
フライバックトランスを備える高圧発生回路を結合した
構成を採るものである。そして、上記構成の下で、絶縁
コンバータトランスの二次側には、直列共振回路に対し
て所定倍の二次側直流出力電圧が得られるようにされた
整流回路を形成し、さらに二次側直列共振コンデンサに
対して並列にアクティブクランプ回路を設けている。そ
して、絶縁コンバータトランスの二次側直流出力電圧の
安定化は、上記アクティブクランプ回路の導通角を制御
することによって行うようにされる。また、高圧発生回
路により得られる高圧直流電圧についても、一次側スイ
ッチングコンバータのスイッチング周波数制御、また
は、フライバックトランスの一次巻線と接続される直列
共振回路に対して並列に接続したアクティブクランプ回
路の導通角制御によって安定化を図るようにされる。

【０１１７】このような構成であれば、絶縁コンバータ
トランスの二次側に発生する交番電圧レベルを大幅に抑
制することが可能になるため、二次側に設けられる補助
スイッチング素子、整流ダイオード、二次側直列共振コ
ンデンサ及びクランプコンデンサ等について、低耐圧品
を選定することが可能となる。そして、これによって
は、電力変換効率の向上を図ることが可能となり、ひい
ては放熱板などを削除することも可能となるものであ
る。また、特にコンデンサ等の素子について顕著である
が、素子そのもののサイズが小型となる。

【０１１８】また、絶縁コンバータトランスの二次巻線
の巻数を、例えば１／２以上に削減することが可能にな
るため、絶縁コンバータトランスの小型化、及び製造時
における巻線工程の時間を短縮することが可能になる。

【０１１９】さらに本発明に基づく回路構成では、二次
側共振回路が直列共振回路とされていることで、整流電
流にはリンギング成分が重畳しないこととなり、さら
に、クランプコンデンサや二次側直列共振コンデンサＣ
ｓに流れる共振電流についても、高周波の寄生振動成分
はほとんど発生しないようにされる。これにより、ノイ
ズ対策のための部品や回路も省略することが可能にな
る。このようにして本発明によっては、電源回路の小型
軽量化、電力変換効率の向上、及びノイズの抑制が有効
に図られることとなる。

【０１２０】さらに本発明の構成の下、メインスイッチ
ング素子のスイッチング周波数ついて、外部からのトリ
ガ信号によって所定の固定による信号周波数に同期させ
るように構成すれば、絶縁コンバータトランスの漏洩磁
束の輻射が防止されることになり、例えばシールド板を
設けなくとも、本発明による電源回路が搭載される機器
への悪影響を解消することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図２】図１に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。

【図３】図１に示す電源回路の定電圧制御特性を示す説
明図である。

【図４】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図５】図４に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。

【図６】絶縁コンバータトランスの構造を示す平面図で
ある。

【図７】本実施の形態の電源回路に備えられるフライバ
ックトランスの構造例として、昇圧巻線が層間巻きされ
る場合を示す断面図である。

【図８】本実施の形態の電源回路に備えられるフライバ
ックトランスの構造例として、昇圧巻線が分割巻きされ
る場合を示す断面図である。

【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図１０】図９に示す回路における要部の動作を示す波
形図である。

【符号の説明】

１Ａ第１制御回路、１Ｂ第２制御回路、２０，２１
アクティブクランプ回路、４０高圧発生回路、Ｑ1
メインスイッチング素子、Ｃｒ一次側並列共振コン
デンサ、ＤD，ＤD2，ＤD3 クランプダイオード、Ｃｓ
二次側直列共振コンデンサ、Ｃ5 一次側直列共振コ
ンデンサ、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ
直交型制御トランス、ＣCL，ＣCL3 クランプコンデン
サ、Ｑ2，Ｑ3 補助スイッチング素子、ＤO1〜ＤO6 整
流ダイオード、Ｎｇ駆動巻線、ＰＣフォトカプラ、
Ｎ1，ＮO 一次巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０２Ｍ 7/06 Ｈ０２Ｍ 7/06 ＫＦターム(参考） 5H006 AA01 BB04 BB06 CA01 CA07 CA12 CB04 CC02 DA04 DC05 HA05 HA08 HA09 5H730 AA02 AA14 AA15 AS01 AS04 AS15 BB42 BB52 BB66 BB67 BB82 CC01 DD02 DD41 EE02 EE03 EE06 EE19 EE21 EE39 EE59 EE73 EE74 EE76 FD01 FF01 FG02 FG07 ZZ11 ZZ16

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧についてスイッチングを行
うようにしてスイッチング駆動されるメインスイッチン
グ素子を備えて形成されるスイッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次
巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共
振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段
の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列
共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
て二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形
成される二次側直列共振回路と、上記二次側直列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで、入力された交番電圧レベルの所
定倍に対応するレベルの直流出力電圧を得るように構成
される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と密結合になる
ようにして絶縁コンバータトランスに巻装される駆動巻
線と、この駆動巻線と直列に共振用コンデンサを接続す
ることで形成される補助スイッチング素子駆動用共振回
路と、上記二次側直列共振コンデンサに対して並列に接続され
ると共にクランプコンデンサと補助スイッチング素子と
による直列接続回路を備え、上記補助スイッチング素子
駆動用共振回路によりスイッチング駆動されることで、
上記二次側直列共振コンデンサに発生する電圧のピーク
レベルをクランプするように設けられるアクティブクラ
ンプ手段と、上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
のレベルに応じて上記補助スイッチング素子の導通角を
制御することで、上記直流出力電圧についての定電圧制
御を行うようにされる第１の定電圧制御手段と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と並列に接続さ
れる一次巻線を備えて、一次側に入力されるスイッチン
グ電圧を二次側に伝送することで、二次側から所定レベ
ルに昇圧された高圧電圧を得るように形成された高圧発
生トランスと、上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
いて整流動作を行うことで、直流高電圧を得るように構
成された直流高電圧生成手段と、上記直流高電圧のレベルに応じて、上記メインスイッチ
ング素子のスイッチング周波数制御を行うことで、定電
圧制御を行うようにされる第２の定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】直流入力電圧についてスイッチングを行
うようにしてスイッチング駆動されるメインスイッチン
グ素子を備えて形成されるスイッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次
巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共
振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段
の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列
共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
て二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで形
成される二次側直列共振回路と、上記二次側直列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで、入力された交番電圧レベルの所
定倍に対応するレベルの直流出力電圧を得るように構成
される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と密結合になる
ようにして絶縁コンバータトランスに巻装される駆動巻
線と、この駆動巻線と直列に共振用コンデンサを接続す
ることで形成される第１の補助スイッチング素子駆動用
共振回路と、上記二次側直列共振コンデンサに対して並列に接続され
ると共に第１のクランプコンデンサと第１の補助スイッ
チング素子とによる直列接続回路を備え、上記第１の補
助スイッチング素子駆動用共振回路によりスイッチング
駆動されることで、上記二次側直列共振コンデンサに発
生する電圧のピークレベルをクランプするように設けら
れる第１のアクティブクランプ手段と、上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
のレベルに応じて上記補助スイッチング素子の導通角を
制御することで、上記直流出力電圧についての定電圧制
御を行うようにされる第１の定電圧制御手段と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と並列に接続さ
れる一次巻線を備えて、一次側に入力されるスイッチン
グ電圧を二次側に伝送することで、二次側から所定レベ
ルに昇圧された高圧電圧を得るように形成された高圧発
生トランスと、上記高圧発生トランスの二次側に得られる高圧電圧につ
いて整流動作を行うことで、直流高電圧を得るように構
成された直流高電圧生成手段と、上記高圧発生トランスの一次側動作を共振動作とするた
めに、少なくとも上記高圧発生トランスの一次巻線に対
して直列共振コンデンサを直列に接続して形成される直
列共振回路と、上記高圧発生トランスの一次巻線と密結合になるように
して高圧発生トランスに巻装される駆動巻線と、この駆
動巻線と直列に共振用コンデンサを接続することで形成
される第２の補助スイッチング素子駆動用共振回路と、上記直列共振コンデンサに対して並列に接続されると共
に第２のクランプコンデンサと第２の補助スイッチング
素子とによる直列接続回路を備え、上記第２の補助スイ
ッチング素子駆動用共振回路によりスイッチング駆動さ
れることで、上記直列共振コンデンサに発生する電圧の
ピークレベルをクランプするように設けられる第２のア
クティブクランプ手段と、上記直流高電圧のレベルに応じて、上記第２の補助スイ
ッチング素子の導通角制御を行うことで、定電圧制御を
行うようにされる第２の定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項３】上記メインスイッチング素子について、
外部から入力される所定周波数の信号に同期したスイッ
チング動作を実行させる同期手段、を設けたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載
のスイッチング電源回路。