JP2001275351A

JP2001275351A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2001275351A
Application number: JP2000088539A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-03-24
Filing date: 2000-03-24
Publication date: 2001-10-05
Also published as: EP1137157A2; CN1318896A; TW506184B; US20010036092A1; KR20010090539A; US6349046B2; EP1137157A3

Abstract

(57)【要約】【課題】電力変換効率の向上、及び回路の小型軽量化【解決手段】一次側に電圧共振形コンバータを備え、
二次側には並列共振回路又は直列共振回路を備える複合
共振形スイッチングコンバータの構成において、その二
次側にアクティブクランプ回路を設けることで、二次巻
線に得られる電圧の抑制と二次側での定電圧制御を実現
する。回路のスイッチング周波数としては一定である。
これによって、回路の二次側に備えられるスイッチング
素子、及び共振コンデンサ等の各素子の耐圧について低
耐圧品を選定することができる。また、定電圧制御のた
めの構成を簡略化することが可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図９の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入
力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流
平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデ
ンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電
圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生
成するようにされる。

【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は他励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1に
は例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。スイッチング素
子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続
され、ソースは一次側アースに接続される。

【０００５】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側
並列共振回路を形成するものとされている。そして、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この
並列共振回路による共振動作が得られるようにされるこ
とで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として
は電圧共振形となる。

【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。さらにこの場合は、スイッチ
ング素子Ｑ1のドレインが、次に説明するスイッチング
駆動部１０Ｂ内の発振回路４１に対して接続されてい
る。この発振回路４１に対して入力されるドレインの出
力は、後述するようにしてスイッチング周波数制御時に
おける１スイッチング周期内のオン期間を可変制御する
ために利用される。

【０００７】上記スイッチング素子Ｑ1は、発振回路４
１及びドライブ回路４２を統合的に備えるスイッチング
駆動部１０Ｂによってスイッチング駆動されると共に、
定電圧制御のためにスイッチング周波数が可変制御され
る。なお、この場合のスイッチング駆動部１０Ｂは、例
えば１つの集積回路（ＩＣ）として備えられる。また、
このスイッチング駆動部１０Ｂは、起動抵抗Ｒｓを介し
て整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、例えば
電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して電源電
圧が印加されることで起動するようにされている。

【０００８】スイッチング駆動部１０Ｂ内の発振回路４
１では、発振動作を行って発振信号を生成して出力す
る。そして、ドライブ回路４２においてはこの発振信号
をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲー
トに対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ
1は、発振回路４１にて生成される発振信号に基づいた
スイッチング動作を行うようにされる。従って、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチ
ング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路
４１にて生成される発振信号に依存して決定される。

【０００９】ここで、上記発振回路４１では、後述する
ようにしてフォトカプラ２を介して入力される二次側直
流出力電圧ＥOのレベルに基づいて発振信号周波数（ス
イッチング周波数ｆｓ）を可変する動作を行うようにさ
れている。また、このスイッチング周波数ｆｓを可変す
ると同時に、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴO
FFは一定とした上で、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴON（導通角）が可変されるように、発振信号波
形の制御を行うようにされている。この期間ＴON（導通
角）の可変制御は、並列共振コンデンサＣｒの両端に得
られる並列共振電圧Ｖ1のピーク値に基づいて行うよう
にされる。このような発振回路４１の動作により、後述
するようにして二次側直流出力電圧ＥOについての安定
化が図られる。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１１に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれ
ぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に
対しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，
ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすること
で形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、
例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにし
ており、その分、飽和状態が得られにくいようにしてい
る。

【００１１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図９に示すようにスイッチ
ング素子Ｑ1のドレインと接続され、巻始め端部は平滑
コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続され
ている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、ス
イッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１３】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１４】上記ようにして形成される電源回路の二次
側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデン
サＣOから成る整流平滑回路を備えることで二次側直流
出力電圧ＥOを得るようにしている。つまり、この構成
では二次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全波
整流動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBR
は二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力す
ることで、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧とほぼ等
倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥOを生成す
る。また、二次側直流出力電圧ＥOは、フォトカプラ４
０を介することで一次側と二次側を直流的に絶縁した状
態で、一次側のスイッチング駆動部１０Ｂ内の発振回路
４１に対して入力されるようにもなっている。

【００１５】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の
接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性
変化によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次
巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭ
について、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図１２（ａ）に示す回路と等価となる場合に相
互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１２（ｂ）に示す回
路と等価となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとな
る。これを、図９に示す二次側の動作に対応させてみる
と、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときに
ブリッジ整流回路ＤBRに整流電流が流れる動作は＋Ｍの
動作モード（フォワード動作）と見ることができ、また
逆に二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときに
ブリッジ整流ダイオードＤBRに整流電流が流れる動作は
−Ｍの動作モード（フライバック動作）であると見るこ
とができる。二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正／負
となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモー
ドで動作することになる。

【００１６】このような構成では、一次側並列共振回路
と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が
負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も
増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。これは、
先に図１１にて説明したように、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数
による疎結合としたことによって、更に飽和状態となり
にくい状態を得たことで実現されるものである。例え
ば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧ
が設けられない場合には、フライバック動作時において
絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作
が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適
正に行われるのを望むのは難しい。

【００１７】また、この図９に示す回路における安定化
動作は次のようになる。一次側のスイッチング駆動部１
０Ｂ内の発振回路４１に対しては、前述したように、フ
ォトカプラ４０を介して二次側直流出力電圧ＥOが入力
される。そして、発振回路４１においては、この入力さ
れた二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じて、発
振信号の周波数を可変して出力するようにされる。これ
は即ち、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を
可変する動作となるが、これにより、一次側電圧共振形
コンバータと絶縁コンバータトランスＰＩＴとの共振イ
ンピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側に伝送されるエネルギーも変化することにな
る。この結果、二次側直流出力電圧ＥOとしては、所要
のレベルで一定となるように制御されることになる。即
ち、電源の安定化が図られる。

【００１８】また、この図９に示す電源回路において
は、発振回路４１においてスイッチング周波数を可変す
るのにあたり、先にも述べたように、スイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン
となる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、
この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチン
グ周波数を可変制御するように動作することで、スイッ
チング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、こ
れと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素
子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行うようにされている
ものである。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００１９】また、図１０に、本出願人が提案した内容
に基づいて構成される電源回路としての他の例を示す。
なお、この図において図９と同一部分には同一符号を付
して説明を省略する。図１０に示す電源回路の一次側に
は、１石のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド
動作を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の
構成が示される。この場合、スイッチング素子Ｑ1に
は、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型
トランジスタ）が採用されている。

【００２０】スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース
電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動
時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしてい
る。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アー
ス間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電
流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用
の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素子
Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アー
ス）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、ス
イッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経
路を形成するようにされており、また、スイッチング素
子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地され
る。

【００２１】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。

【００２２】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。

【００２３】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されること
で、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵
抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子
Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。そして、そのコレクタに得られるとされるスイッ
チング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1に伝達するようにされている。

【００２４】また、この図１０に示す回路に備えられる
絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、先に図１１に
より説明したのと同様の構造を有するものとされている
ことで、一次側と二次側は疎結合の状態が得られるよう
にされている。

【００２５】そして図１０に示す回路の絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側においても、二次巻線Ｎ2に対
して二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続される
ことで、二次側並列共振回路が形成されており、従っ
て、この電源回路としても複合共振形スイッチングコン
バータとしての構成を得ている。

【００２６】また、この電源回路の二次側では、二次巻
線Ｎ2に対して１本のダイオードＤOと平滑コンデンサＣ
Oから成る半波整流回路が備えられていることで、フォ
ワード動作のみの半波整流動作によって二次側直流出力
電圧ＥOを得るようにされている。この場合、二次側直
流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても分岐して入力さ
れ、制御回路１においては、直流出力電圧ＥOを検出電
圧として利用するようにしている。

【００２７】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1の
ための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が
変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数を可変する動作となり、この動作によって二次
側の直流出力電圧を安定化する。また、このような直交
形制御トランスＰＲＴを備えた定電圧制御の構成にあっ
ても、一次側のスイッチングコンバータが電圧共振形と
されていることで、スイッチング周波数の可変制御と同
時にスイッチング周期におけるスイッチング素子の導通
角制御（ＰＷＭ制御）も行う、複合制御方式としての動
作が行われる。

【００２８】図１３は、上記図１０に示した電源回路の
動作を示す波形図である。図１３（ａ）（ｂ）（ｃ）
は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最大負荷
電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を示し、図１３（ｄ）
（ｅ）（ｆ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ
で、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗとされる無負荷時の動
作を示している。

【００２９】一次側においてスイッチング素子Ｑ1がス
イッチング動作を行うと、スイッチング素子Ｑ1がオフ
となる期間ＴOFFにおいては、一次側並列共振回路の共
振動作が得られる。これによって、並列共振コンデンサ
Ｃｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1としては、図１
３（ａ）（ｄ）に示すようにして、期間ＴOFFにおいて
正弦波状の共振パルスが現れる波形となる。ここで、複
合共振形として二次側共振回路が並列共振回路である場
合には、図示するように、スイッチング素子Ｑ1がオフ
となる期間ＴOFFは一定で、オンとなる期間ＴONが可変
される。

【００３０】また、上記したタイミングによって一次側
で電圧共振形コンバータがスイッチングを行うことで、
二次側においては、整流ダイオードＤOが二次巻線Ｎ2に
励起された交番電圧をスイッチングして整流する動作が
得られる。このとき、図１３（ｂ）（ｅ）に示すように
して、二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖｏとしては、整流ダイ
オードＤOがオンとなる期間ＤONにおいては、二次側直
流出力電圧ＥOのレベルによりクランプされ、オフとな
る期間ＤOFFにおいては、二次側並列共振回路の共振作
用によって、負極性の方向に正弦波状となるパルス波形
が得られる。そして、整流ダイオードＤOを介して平滑
コンデンサＣ0に充電される二次側整流電流Ｉ0として
は、図１３（ｃ）（ｆ）に示すようにして、期間ＤON開
始時において急峻に立ち上がり徐々にレベルがて低下し
ていく、略鋸歯状波となる波形が得られる。

【００３１】ここで、図１３（ａ）と図１３（ｄ）を比
較して分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるのに従
ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御され
ており、また、期間ＴOFFを一定として、スイッチング
素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONについて可変を行うこと
でスイッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変
するようにされている。即ち、前述した複合制御方式と
しての動作が示されているものである。

【００３２】また、図１０に示される電圧共振形コンバ
ータの構成では、上記並列共振電圧Ｖ1のレベルは負荷
電力変動に対応して変化し、例えば、最大負荷電力Ｐｏ
max＝２００Ｗ時には５５０Ｖｐとなり、最小負荷電力
Ｐｏmin＝０Ｗ時には、３００Ｖｐとなる。即ち、負荷
電力が重くなるのに従って、並列共振電圧Ｖ1は上昇す
る傾向を有する。同様に、期間ＤOFFにおいて得られる
二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖｏのピークレベルも負荷電力
が重くなるのに従って高くなる傾向を有しており、この
場合には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には４５
０Ｖｐとなり、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、２
２０Ｖｐとなっている。なお、上記図１３の波形図によ
り説明した動作は、図９に示した回路においてもほぼ同
様となるものである。

【００３３】続いて、図９及び図１０に示した電源回路
の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にお
ける、交流入力電圧ＶACに対するスイッチング周波数ｆ
ｓ、スイッチング周期内の期間ＴOFFと期間ＴON、及び
並列共振電圧Ｖ1の変動特性を、図１４に示す。

【００３４】図１４に示されるように、先ず、スイッチ
ング周波数ｆｓとしては、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜
１４０Ｖの変動範囲に対してｆｓ＝１１０ＫＨｚ〜１４
０ＫＨｚ程度の範囲で変化することが示されている。こ
れは即ち、直流入力電圧変動に応じて二次側直流出力電
圧ＥOの変動を安定化する動作が行われることを示して
いる。交流入力電圧ＶACの変動に対しては、この交流入
力電圧ＶACのレベルが高くなるのに応じてスイッチング
周波数を上昇させるように制御を行うようにされてい
る。

【００３５】そして、１スイッチング周期内における期
間ＴOFFと期間ＴONについてであるが、期間ＴOFFはスイ
ッチング周波数ｆｓに対して一定であり、期間ＴONがス
イッチング周波数ｆｓの上昇に応じて二次曲線的に低く
なっていくようにされており、スイッチング周波数制御
として複合制御方式の動作となっていることがここでも
示される。

【００３６】また、並列共振電圧Ｖ1も、商用交流電源
ＶACの変動に応じて変化するものとされ、図示するよう
に、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じてそのレベル
が上昇するように変動する。

【００３７】さらに図１５に、本出願人の発明に基づく
他の電源回路の構成を示す。この図に示す電源回路は、
複合共振形スイッチングコンバータとして、二次側に直
列共振回路を備えた構成を採る。なお、この図におい
て、図９及び図１０と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。

【００３８】この図に示す電源回路の二次側は、次のよ
うな構成を採っている。絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次巻線Ｎ2の巻始め端部は、直列共振コンデンサＣ
ｓの直列接続を介して、整流ダイオードＤO1のアノード
と整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続
され、巻終わり端部は二次側アースに対して接続され
る。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣ
Oの正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは
二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO
の負極側は二次側アースに対して接続される。

【００３９】このような接続形態では、［二次巻線Ｎ2
、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO
2、平滑コンデンサＣO］の組から成る倍電圧半波整流回
路が形成されることになる。ここで、直列共振コンデン
サＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩
インダクタンスＬ2 とによって、整流ダイオードＤO1，
ＤO2のオン／オフ動作に対応して共振動作を行う直列共
振回路を形成する。なお、直列共振コンデンサＣｓにつ
いては、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の並列共
振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振回路の直
列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２となる
ように、そのキャパシタンスが選定される。

【００４０】即ち、この電源回路では、「複合共振形ス
イッチングコンバータ」として、一次側にはスイッチン
グ動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、
二次側には電流共振動作を得るための直列共振回路が備
えられるものである。

【００４１】そして、上記した［二次巻線Ｎ2 、直列共
振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コ
ンデンサＣO］の組による倍電圧整流動作としては、例
えば次のようになる。一次側のスイッチング動作により
一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このス
イッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。倍電圧整
流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧を入力
して整流動作を行う。この場合、先ず、整流ダイオード
ＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期
間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が
−Ｍとなる減極性モードで動作して、整流ダイオードＤ
O2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓに
対して充電する動作が得られる。そして、整流ダイオー
ドＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなっ
て整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次
巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二
次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ
の電位が加わる状態で平滑コンデンサＣOに対して充電
が行われる動作となる。上記のようにして、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側において、二次側直列共振
回路の直列共振動作を伴って、加極性モードと減極性モ
ードを交互に繰り返すようにして整流動作が行われる結
果、平滑コンデンサＣOには、二次巻線Ｎ2 に発生する
誘起電圧のほぼ２倍のレベルに対応した二次側直流出力
電圧ＥOが得られる。なお、この場合には倍電圧整流動
作により二次側直流出力電圧ＥOを得るようにされてい
ることから、例えば二次側に等倍電圧整流回路を備える
構成と比較すれば、二次巻線Ｎ2の巻数としては約１／
２で済むことになる。

【００４２】また、この場合にも、二次側直流出力電圧
ＥOは、フォトカプラ４０を介して一次側のスイッチン
グ駆動部１０Ｂ内の発振回路４１に対してフィードバッ
クされており、このフィードバックされた二次側直流出
力電圧レベルに基づいて、一次側において複合制御方式
としての定電圧動作が得られる。

【００４３】続いて、二次側に直列共振回路を備えた複
合共振形スイッチングコンバータとしての他の例を図１
６に示す。また、この図に示す電源回路は、一次側とし
ては、図１０に示したのと同様に、シングルエンド方式
で自励式の電圧共振形コンバータが備えられる。

【００４４】また、この電源回路の二次側においても、
二次巻線Ｎ2の巻始め端部に対して直列共振コンデンサ
Ｃｓが直列に接続されることで二次側直列共振回路を形
成するようにされている。そしてこの場合には、二次側
整流回路としてブリッジ整流回路ＤBRが備えられ、上記
直列共振コンデンサＣｓを介して二次巻線Ｎ2の巻始め
端部をブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子に接続し、
二次巻線Ｎ2の巻始め端部をブリッジ整流回路ＤBRの負
極入力端子に接続するようにして設けられる。この回路
構成では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧、即ち二次
側直列共振回路の共振出力をブリッジ整流回路ＤBRによ
り全波整流して平滑コンデンサＣOに充電することで、
二次側直流出力電圧ＥOを得るようにされる。この場合
にも、二次側直流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても
分岐して入力され、制御回路１においては、入力された
直流出力電圧ＥOを定電圧制御のための検出電圧として
利用するようにしている。

【００４５】図１７は、上記図１５及び図１６に示した
電源回路の動作を示す波形図である。ここでも、図１７
（ａ）（ｂ）（ｃ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１
００Ｖで、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を
示し、図１７（ｄ）（ｅ）（ｆ）は、それぞれ交流入力
電圧ＶAC＝１００Ｖで、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗと
される無負荷時の動作を示している。

【００４６】スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作
によって、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並
列共振電圧Ｖ1としては、図１７（ａ）（ｄ）に示すよ
うにして、期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスが
現れる波形となるが、ここでは、二次側共振回路が並列
共振回路とされていることで、スイッチング素子Ｑ1が
オフとなる期間ＴOFFとしては、図示するように可変と
なるものである。

【００４７】ここでも、図１７（ａ）及び図１７（ｄ）
の波形から分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるの
に従ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御
される。また、１周期内においては、スイッチング素子
Ｑ1がオンとなる期間ＴONについて可変を行うことでス
イッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変する
ようにしている。また、図１５及び図１６に示される回
路構成によっても、上記並列共振電圧Ｖ1のレベルは負
荷電力が重くなるのにしたがって並列共振電圧Ｖ1が上
昇する傾向を有する。ここでは、最大負荷電力Ｐｏmax
＝２００Ｗ時には５８０Ｖｐとなり、最小負荷電力Ｐｏ
min＝０Ｗ時には３８０Ｖｐとなっている。

【００４８】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン又
はコレクタに流れるスイッチング出力電流ＩQ1は、図１
７（ｂ）（ｅ）に示すようにして、期間ＴOFF、ＴONの
タイミングに同期したうえで、先の図１３（ｂ）（ｅ）
と略同様の波形パターンが得られる。つまり、期間ＴOF
Fには０レベルで、期間ＴONにおいて図示する波形によ
って流れるものである。そしてこの構成にあっても、ス
イッチング出力電流ＩQ1は、負荷電力Ｐｏが重くなるの
に応じて高くなる傾向を有しており、この場合には、最
大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には３．６Ａとなり、
最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、０．３Ａとなる。

【００４９】また、二次側の動作は、図１３（ｃ）
（ｆ）の二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ1として示される。こ
の図によれば、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時に
は、期間ＤON時において二次側直流出力電圧ＥOのレベ
ルでクランプされた矩形波状のパルスが得られ、最小負
荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、一次側のスイッチング周
期に応じた正弦波状で、そのピークレベルが二次側直流
出力電圧ＥOのレベルでクランプされた波形となる。

【００５０】図１８は、図１５及び図１６に示した電源
回路の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時
における、交流入力電圧ＶACに対するスイッチング周波
数ｆｓ、スイッチング周期内の期間ＴOFFと期間ＴON、
及び並列共振電圧Ｖ1の変動特性を示している。

【００５１】スイッチング周波数ｆｓとしては、交流入
力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動範囲に対してｆｓ
＝１１０ＫＨｚ〜１６０ＫＨｚ程度の範囲で変化するこ
とが示されており、ここでも、直流入力電圧変動に応じ
て二次側直流出力電圧ＥOの変動を安定化する動作が行
われることを示している。そしてこの場合にも、交流入
力電圧ＶACの変動に対しては、この交流入力電圧ＶACの
レベルが高くなるのに応じてスイッチング周波数を上昇
させるように制御を行うようにされる。

【００５２】また、この図によっても、１スイッチング
周期内における期間ＴOFFと期間ＴONについては、例え
ば負荷が同一とされる条件では、期間ＴOFFはスイッチ
ング周波数ｆｓに対して一定で、期間ＴONがスイッチン
グ周波数ｆｓの上昇に応じて低くなっていくようにされ
ている。即ち、スイッチング周波数制御として複合制御
方式の動作となっていることがここでも示される。

【００５３】商用交流電源ＶACの変動に応じて変化する
とされる並列共振電圧Ｖ1は、この場合には、図示する
ように、交流入力電圧ＶAC＝８０〜１００Ｖ程度の範囲
では、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じて、６００
付近の或るレベル範囲で低くなっていき、交流入力電圧
ＶAC＝１００Ｖ以上の範囲では上昇していく傾向とな
る。

【００５４】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図９、図１
０、図１５、図１６に示した電源回路では、次のような
課題を有している。先ず、図９及び図１５に示したよう
な、定電圧制御方式として複合制御方式を採る他励式電
圧共振形コンバータでは、二次側直流出力電圧ＥOのレ
ベルの変動成分を一次側でのスイッチング周波数制御に
用いるため、例えば実際には、二次側において二次側直
流出力電圧ＥOレベルを検出、増幅して、これを一次側
のスイッチング駆動部に供給するようにしている。ま
た、この際には、フォトカプラなどを介在させることで
一次側と二次側を絶縁する必要がある。そして、さらに
一次側電圧共振形コンバータの導通角制御は、一次側の
並列共振電圧のピーク値を検出するようにしている。こ
のような構成を採るために、実際の回路としては、複雑
で規模の大きいものとなってしまう。

【００５５】また、図１０、図１６に示した自励式電圧
共振形コンバータとして複合制御方式を採る場合には、
定電圧制御に必要とされる直交型制御トランスＰＲＴに
巻装される電流検出巻線ＮDと駆動巻線ＮB、及びコア間
の絶縁距離を確保する必要があり、これによって、直交
型制御トランスＰＲＴとしては設計、製造が難しくな
り、また小型化の妨げにもなる。

【００５６】また、二次側並列共振回路を備える図９及
び図１０に示す回路では、二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖｏ
が最大で４５０Ｖｐ程度にまで上昇することから、二次
側並列共振コンデンサＣ2、及び整流ダイオードＤOとし
ては、例えば６００Ｖ程度の耐圧品を選定することにな
る。例えばこれらの素子としては、耐圧レベルが低いも
のほど小型となり、また、整流ダイオードのようなスイ
ッチングを行う素子であれば、そのスイッチング特性も
高くなって、例えばスイッチング損失の低下につなが
る。従って、例えば二次側に発生する電圧レベルを抑制
してこれらの耐圧が低くなれば素子のスイッチング特性
は向上する。これは即ち、電源回路としての特性の向上
につながる。

【００５７】さらに、図９及び図１０に示す回路では、
図１３（ｃ）（ｆ）に示すように、整流ダイオードＤO
のターンオン時において、二次側の整流電流ＩOに高周
波のリンギングが発生し、ノイズを輻射することにな
る。このため、回路の実際としては、例えば図１０の回
路の二次側に示すようにして、例えば整流ダイオードＤ
Oに対してコンデンサＣｓｎ、抵抗Ｒｓｎからなるスナ
バ回路を設ける必要が生じる。ただし、このスナバ回路
を設けることで電力損失は増加してしまうことになる。

【００５８】また、二次側に直列共振回路を備える図１
５、図１６に示す回路では、定電圧制御のために、負荷
変動に伴う二次側直流出力電圧ＥOの変動に応じてスイ
ッチング周波数が可変制御される際、中間負荷の状態
で、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)が行われないとい
う異常動作の発生することが分かっている。このような
動作は、図１０に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏが
減少してスイッチング周波数が高くなるのにともなっ
て、スイッチング素子Ｑ1 のオフとなる期間ＴOFF が拡
大することによって発生する。このような異常動作が発
生する期間Ｔ1 においては、スイッチング素子Ｑ1 が或
る電圧レベルと電流レベルを持った状態でスイッチング
動作が行われるため、スイッチング素子Ｑ1 における電
力損失が増加する。このため、スイッチング素子Ｑ1 の
発熱を抑えるための放熱板を拡大する必要が生じること
になる。

【００５９】さらに、一次側のスイッチング周波数を可
変しての複合制御方式により二次側直流出力電圧を安定
化する構成を採る場合、二次側の負荷が短絡するという
異常が発生したときには、スイッチング周波数は低くす
るように制御系が動作することになる。スイッチング周
波数が低くなる状態では、スイッチング素子がオンとな
る期間ＴONが長くなり、従って例えばスイッチング素子
Ｑ1や並列共振コンデンサＣｒにかかる電圧（Ｖ1）や電
流（ＩQ1,Ｉｃｒ）のレベルが上昇することになる。こ
のため、負荷短絡発生時の対策として、このときに生じ
る高レベルの電圧や電流を制限してスイッチング素子を
保護するための過電流保護回路や過電圧保護回路を設け
る必要があることになる。これら過電流保護回路や過電
圧保護回路を設けることによっても、回路の小型化及び
低コスト化の促進が妨げられるものである。

【００６０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を解決するために電源回路として以下のように構
成する。即ち、入力された直流入力電圧を、固定のスイ
ッチング周波数によりスイッチングして出力するための
スイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段
と、このスイッチング手段の動作を電圧共振形とする一
次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一
次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて
疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
プが形成され、一次側に得られる上記スイッチング手段
の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスとを
備える。また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対
して二次側共振コンデンサを接続することで形成される
二次側共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線
に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二
次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧
生成手段と、この直流出力電圧生成手段を形成する二次
側整流スイッチング素子のオン／オフタイミングに同期
した所定のオン／オフタイミングを有するようにしてス
イッチングを行う補助スイッチング素子を備えること
で、少なくとも二次巻線に生じる交番電圧をクランプす
るように設けられる二次側アクティブクランプ手段とを
備える。そしてさらに、上記スイッチング手段に対応す
る固定のスイッチング周波数のもとで、上記二次側直流
出力電圧のレベルに応じて、スイッチング周期内のオン
／オフ期間の比を可変するようにして上記二次側整流ダ
イオード素子をスイッチング駆動することで定電圧制御
を行うようにされる定電圧制御手段とを備えて構成する
ものである。

【００６１】上記構成によれば、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路
を備え、二次側には、二次巻線及び二次側共振コンデン
サとにより形成される二次側共振回路とが備えられた、
いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの構成が得
られる。ここで、一次側電圧共振形コンバータのスイッ
チング周波数は所定周波数で固定とされている。この構
成を基として、二次側には、二次巻線に得られる電圧レ
ベルを抑制するためのアクティブクランプ手段を備え
る。そして、定電圧制御としては、スイッチング周波数
は一次側スイッチングコンバータに依存して一定で、二
次側整流ダイオードのオン／オフ期間のデューティ比を
可変制御することで行うようにされる。

【００６２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示す回路図である。この図
に示す電源回路は、一次側に自励式の電圧共振形コンバ
ータを備えると共に、二次側には直列共振回路を備えた
複合共振形コンバータとしての構成を採っている。な
お、この図において図９、図１０、図１５、図１６と同
一部分には同一符号を付して説明を省略する。

【００６３】図１に示す回路の一次側においては、例え
ば図１０に示す電源回路に設けられていた直交型制御ト
ランスＰＲＴは省略されている。そして、この場合には
一次側電圧共振形コンバータの自励発振駆動回路を形成
する駆動巻線ＮBは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次側に対して、例えば一次巻線Ｎ1とは独立して巻装
される。このような構成では、スイッチング素子Ｑ1
は、自励発振駆動回路における直列共振回路（ＮB，Ｃ
B）の共振周波数によって固定的に決定されるスイッチ
ング周波数によりスイッチング動作を行うことになる。

【００６４】また、この電源回路の二次側においては、
二次巻線Ｎ2及び並列共振コンデンサＣ2から成る並列共
振回路を備える。これにより電源回路全体としては、一
次側の電圧共振形コンバータと共に複合共振形スイッチ
ングコンバータを形成する。また、この場合には、二次
巻線Ｎ2の巻始め端部に対しては、整流ダイオードＤO1
及び平滑コンデンサＣO1から成る半波整流回路を接続す
ることで、二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしてい
る。この二次側直流出力電圧ＥO1は、後述する誤差増幅
回路２３に対しても分岐して供給されるようになってお
り、これにより二次側出力の安定化を図るようにしてい
る。またこの場合には、二次巻線Ｎ2に対してタップを
設け、この二次巻線Ｎ2のタップ端子と二次側アース間
を整流電流経路とする、整流ダイオードＤO2及び平滑コ
ンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続することで、
低圧の二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにもしてい
る。

【００６５】そして、この電源回路の二次側において
は、二次側アクティブクランプ回路３１と、これを駆動
する二次側スイッチング駆動部２０が設けられる。二次
側アクティブクランプ回路３１は、この場合には１石の
ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ3を備えて成
るものとされる。補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン
−ソース間には、図のようにして、クランプダイオード
ＤD3が接続される。そして、補助スイッチング素子Ｑ3
のドレインは、クランプコンデンサＣCLを介して、二次
巻線Ｎ2の巻始め端部に対して接続される。

【００６６】つまり、二次側アクティブクランプ回路３
１は、補助スイッチング素子Ｑ3／／クランプダイオー
ドＤD3の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ
CLを直列に接続して形成され、このようにして形成され
る回路を二次巻線Ｎ2に対して並列に接続して構成され
る。

【００６７】二次側スイッチング駆動部２０は、例えば
図示するように、ＰＷＭ制御回路２１、ドライブ回路２
２、及び誤差増幅回路２３を備えて構成される。なお、
これらの機能回路部のうちで、ＰＷＭ制御回路２１及び
ドライブ回路２２は、１つのＩＣによって構成すること
が可能とされる。また、このＩＣとしてのＰＷＭ制御回
路２１及びドライブ回路２２は、電源起動時の二次側直
流出力電圧ＥO2を起動抵抗Ｒｓ2を介して入力すること
で動作を開始するようにされている。

【００６８】誤差増幅回路２３では、入力された二次側
直流出力電圧ＥO1の変動に応じたレベルの電圧又は電流
をＰＷＭ制御回路２１に対して出力する。ＰＷＭ制御回
路２１には、二次巻線Ｎ2のタップ出力端子に得られる
交番電圧が検出抵抗Ｒtを介して源信号として入力され
ている。この源信号は一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2に励
起された交番電圧であり、従って、その周波数は一次側
のスイッチング周波数に対応している。誤差増幅回路２
３は、入力した二次巻線の交番電圧を基にして、一次側
のスイッチング周波数に同期した１００ＫＨｚのＰＷＭ
信号を出力する。このＰＷＭ信号は、誤差増幅回路２３
から入力された電圧又は電流レベルに応じてそのデュー
ティ比が可変される。ここで可変されるデューティ比
は、補助スイッチング素子Ｑ3の１スイッチング周期に
おけるオン期間とオフ期間のデューティ比に対応する。
ＰＷＭ制御回路２１は、このＰＷＭ信号をドライブ回路
２２に対して出力する。そしてドライブ回路２２では、
ＰＷＭ制御回路２１から出力されたＰＷＭ信号波形に基
づいてドライブ電圧を生成して補助スイッチング素子Ｑ
3のゲートに印加する。これによって補助スイッチング
素子Ｑ3は、ＰＷＭ制御回路２１によりそのオン期間と
オフ期間のデューティ比が可変制御されるようにしてス
イッチングを行う。つまり、補助スイッチング素子Ｑ3
はスイッチング周波数は固定で、そのオン期間（導通
角）が可変制御されるようにしてスイッチング動作を行
うものとされる。

【００６９】図２は、図１に示す電源回路の動作を示す
波形図である。この図は、ＡＣ１００Ｖで、最大負荷電
力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ時の動作を示している。上述し
た二次側アクティブクランプ回路３１の動作は、この図
の説明の課程で行っていく。

【００７０】図２（ａ）の並列共振電圧Ｖ1は、一次側
電圧共振形コンバータのスイッチング素子Ｑ1のスイッ
チングタイミングに対応した波形となる。即ち、スイッ
チング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいて電圧共振
パルスが得られ、オンとなる期間ＴONにおいては０レベ
ルとなる波形が得られる。また、このときにスイッチン
グ素子Ｑ1に流れる電流ＩQ1は、図２（ｂ）に示すよう
にして、先ず、期間ＴON開始時においてクランプダイオ
ードＤDに負極性のクランプ電流が流れ、この後、正レ
ベルで上昇していく波形が得られる。また、自励式によ
り駆動されるスイッチング素子Ｑ1のベースに対して、
自励発振駆動回路から流されるベース電流は、図２
（ｃ）に示す波形となるものである。図２（ｄ）には並
列共振コンデンサＣ2に流れる並列共振電流Ｉｃｒが示
されており、このようにして、期間ＴOFFにおいて、共
振作用によって１周期分の共振波形が得られるものとな
る。また、このような一次側のスイッチング動作によっ
て一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力電流Ｉ1とし
ては図２（ｅ）に示すものとなる。

【００７１】二次側アクティブクランプ回路３１の動作
は、図２におけるモード〜の５段階の動作モードと
して得られる。モード〜の動作モードは１スイッチ
ング周期内の動作となる。

【００７２】モードとしての動作は、整流ダイオード
ＤO1がオンとなる期間Ｄonに行われる。この期間Ｄonに
おいては、図２（ｇ）のスイッチング電圧Ｖ3の波形が
正レベルとして現れていることからも分かるように、補
助スイッチング素子Ｑ3はオフ状態にある。このときに
は、整流ダイオードＤO1を流れる整流電流ＩOは、二次
巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスを介して、図２
（ｌ）に示すようにして流れる。このモードである期
間Ｄonにおいては、二次巻線Ｎ2の両端に得られる交番
電圧である二次巻線電圧Ｖｏは、図２（ｆ）に示すよう
にして、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプさ
れることになる。そして、整流ダイオードＤO1がターン
オフすることでモードが終了して期間ｔｄ３に至る
と、モードとしての動作が得られる。モードとなる
期間ｔｄ３では、これまで二次巻線Ｎ2から整流ダイオ
ードＤO1へと流れていた電流は反転して、並列共振コン
デンサＣ2を介して図２（ｉ）に示すように電流ＩC2と
して流れる。そして、モードの期間ｔｄ３が経過する
と、期間Ｔon3の前半期間においてモードの動作が開
始されることになる。このモードとしての期間では、
図２（ｆ）に示すように、二次巻線Ｎ2に得られる二次
巻線電圧Ｖｏが、平滑コンデンサＣO1の初期電圧とほぼ
同等レベル、もしくはそれ以上となる。これにより、補
助スイッチング素子Ｑ3に並列接続されるクランプダイ
オードＤD3が導通し、クランプコンデンサＣCLを介して
流れる。これは、期間Ｔon3の前半期間における、図２
（ｊ）の電流Ｉcoとして示されている。ここで、クラン
プコンデンサＣCLのキャパシタンスは、例えば並列共振
コンデンサＣ2のキャパシタンスの２５倍以上となるよ
うに選定していることで、このモードとしての動作時
にあっては、二次巻線Ｎ2に流れる電流I2（図２
（ｈ））のほとんどはクランプコンデンサＣCLを介して
流すことができる。これによって、図２（ｆ）に示され
る二次巻線電圧Ｖｏの波形の傾きとしては緩やかにな
り、結果的にはそのピークレベルを抑制する。

【００７３】上記した期間Ｔon3の前半期間が終了して
後半期間となると、モードとしての動作に移行する。
モードの期間では、補助スイッチング素子Ｑ3をター
ンオンさせてオン状態とする。この状態では、期間Ｔon
3の後半期間における図２（ｊ）の電流Ｉco、及び図２
（ｋ）の補助スイッチング素子Ｑ3のスイッチング出力
電流ＩQ3として示すようにして、補助スイッチング素子
Ｑ3に電流が流れる。このときには、二次巻線Ｎ2とクラ
ンプコンデンサＣCLとの共振作用を伴って、二次巻線Ｎ
2→クランプコンデンサＣCL→補助スイッチング素子Ｑ3
の電流経路が形成される。このようにして電流が流れる
ことにより、期間Ｔon3の後半期間においても、図２
（ｆ）に示される二次巻線電圧Ｖｏの波形の傾きを緩や
かなものとしている。

【００７４】そして、上記した期間Ｔon3におけるモー
ド,の動作によって、結果的には図２（ｆ）に示す
二次巻線電圧Ｖｏのピークレベルをクランプするように
される。そして、実際としては、例えば先に先行技術と
して各図に示した電源回路における二次巻線電圧が４４
０Ｖ程度であったのに対して、図１に示した回路では、
２２０Ｖ程度にまで抑制される。

【００７５】期間Ｔon3におけるモードの動作が終了
した後は、補助スイッチング素子Ｑ3をオフとするよう
に制御することで、モードとしての動作が得られる期
間ｔｄ４に移行する。このモードとしては、補助スイ
ッチング素子Ｑ3がターンオフしたことで、二次巻線Ｎ2
に流れる正極性の電流が、図２（ｉ）のＩC2として示す
ようにして並列共振コンデンサＣ2を介して流れる。こ
のとき、並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスが小
さいことで、二次巻線電圧Ｖｏは急峻な傾きを有して０
レベルに向かう。以降は、１スイッチング周期ごとにモ
ード〜の動作が繰り返される。

【００７６】ここで、整流ダイオードＤ01は、例えばモ
ードである期間ｔｄ３と、モードである期間ｔｄ４
の各期間で、ＺＶＳを行う。また、図２（ｋ）に示すス
イッチング電流ＩQ3と、図２（ｇ）に示すスイッチング
電圧Ｖ3との波形、及び、図２（ｆ）の二次巻線電圧Ｖ
ｏの波形の各タイミングから分かるように、補助スイッ
チング素子Ｑ3は、整流ダイオードＤO1がオンとなって
導通状態にあるときに、モード（ｔｄ３）の期間を利
用して、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンさせてい
る。また、補助スイッチング素子Ｑ3は、モードが開
始されるタイミングでターンオフを開始するが、このと
きには、先にも述べたようにして、図２（ｆ）の二次巻
線電圧Ｖｏが或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶ
Ｓによるターンオフ動作となる。

【００７７】また、上記図２（ａ）〜（ｌ）に示した各
部の動作波形として、最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗ時
の動作を図３（ａ）〜（ｌ）に示す。図３（ａ）と先の
図２（ａ）の並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるよう
に、一次側の電圧共振形コンバータとしては、負荷電力
の変化に関わらずスイッチング周波数及び１スイッチン
グ周期内のオン／オフ期間のデューティ比も同じで変化
しないものとなっている。

【００７８】これに対して二次側においては、例えば図
３（ｆ）〜図３（ｌ）の二次側各部の動作波形にも示さ
れるように、スイッチング周波数は一次側スイッチング
コンバータに依存して同じとなるように固定された上
で、１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューテ
ィ比が変化するようにされる。これは、負荷変動による
二次側直流出力電圧ＥO1の変化に応じて、補助スイッチ
ング素子Ｑ3を駆動するドライブ信号波形についてＰＷ
Ｍ制御が行われることによるものである。つまり、この
波形からも分かるように、本実施の形態の電源回路で
は、二次側直流出力電圧の変化に応じて、二次側アクテ
ィブクランプ回路３１の補助スイッチング素子Ｑ3のオ
ン期間（Ｔon3）を可変制御しているものである。ここ
で、二次側の整流回路系のスイッチング周波数は、上記
もしたように、一次側のスイッチング周波数に依存する
ために、一次側スイッチングコンバータのスイッチング
周波数と同じとなる。つまり、負荷変動に関わらず固定
される。したがって、上記のようにして、二次側におい
て補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間（Ｔon3）が可変
制御されることに伴って、二次側の整流ダイオードＤO1
の導通角も可変制御されることになり、これにより二次
側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変されて安定化が図ら
れるものである。例えば実際には、補助スイッチング素
子Ｑ3については、Ｔon3／（Ｄon＋Ｔon3）＝０．４〜０．９で表されるデューティ比となるようにＰＷＭ制御が行わ
れるようにされている。

【００７９】そして、例えば図３に示すようにして軽負
荷の条件となったような場合でも、図示するようにし
て、１スイッチング周期内においてモード〜として
の二次側の動作を行うものであり、これによって、例え
ば二次巻線電圧Ｖｏがクランプされる。

【００８０】上記図２，図３による説明から分かるよう
に、図１に示す回路では、二次側に対してアクティブク
ランプ回路３１が備えられることで、二次巻線Ｎ2に得
られる交番電圧（二次巻線電圧Ｖｏ）をクランプして抑
制するようにされている。例えば図９及び図１０に示し
た回路において得られる二次巻線電圧Ｖｏが、最大負荷
電力時において４５０Ｖｐであるのに対して、本実施の
形態では、その約１／２程度の２２０Ｖｐ程度にまで抑
制される。したがって、二次側に備えられる整流ダイオ
ードＤ0については、３００Ｖの低耐圧品を選定するこ
とができる。また、二次巻線電圧Ｖｏのレベルが抑制さ
れることに伴って、補助スイッチング素子Ｑ3の両端電
圧Ｖ3のレベルも例えば２００Ｖｐ程度にまで抑制され
ることから、補助スイッチング素子Ｑ3についても、こ
れと同等の低耐圧品を選定すればよいものである。

【００８１】これにより、図１に示す回路としては、例
えば先行技術として各図（図９、図１０、図１５、図１
６）に示した各電源回路よりも各スイッチング素子の特
性が向上する。例えば整流ダイオードＤO及び補助スイ
ッチング素子Ｑ3のオン抵抗等が低下するものである。
そしてこれにより電力変換効率の向上が図られる。例え
ば実際としては、図９及び図１０に示す回路の電力変換
効率が９２％であるのに対して、図１に示す回路では９
３％となり、結果的には約２．３Ｗの電力損失の低減が
図られる。また、二次巻線電圧Ｖｏが加わる二次側並列
共振コンデンサＣ2についても低耐圧品を選定できるこ
とになる。そしてこれらの素子について低耐圧品が選定
されることで、各素子のサイズも小型かつ安価になるた
め、電源回路としてのサイズの小型化及び低コスト化を
図ることも可能になる。

【００８２】また、図１に示す回路では、図２（ｌ）及
び図３（l）に示されるように、二次巻線Ｎ2から整流ダ
イオードＤOに流れる整流電流ＩOに重畳されるリンギン
グ成分は、例えば図９及び図１０に示した回路と比較し
て僅かなものとなる。これによって、本実施の形態とし
ては、二次側の整流ダイオードＤOに対してスナバ回路
を設ける必要が無くなり、これによっても上記した電力
損失の低減に寄与しているものである。

【００８３】また、図１に示す回路では、一次側に自励
式の電圧共振形コンバータを備えているのであるが、こ
の電圧共振形コンバータは、スイッチング周波数固定で
あり。従って直交型制御トランスＰＲＴは省略される。
これにより、回路の小型化、及び製造工程の簡略化を図
ることができる。

【００８４】さらに、図１の電源回路では、一次側のス
イッチング周波数は固定であるため、二次側負荷が短絡
した場合であっても、先行技術の回路の場合のように、
スイッチング周波数が低くなるように制御されて過電
流、過電圧の状態になるということは無い。従って、本
実施の形態の電源回路にあっては、このための保護回路
を設ける必要も無くなる。

【００８５】参考のために、上記図２、図３に示した実
験結果を得た際の、図１に示した電源回路における要部
の素子についての選定値を示しておく。二次巻線Ｎ2＝４３Ｔ二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦクランプコンデンサＣCL＝０．２７μＦ

【００８６】図４は、第２の実施の形態としての電源回
路の構成を示している。この図に示す電源回路も、第１
の電源回路と同様に、複合共振形コンバータとして、一
次側に電圧共振形コンバータを備え、二次側に並列共振
回路を備えた構成を採っている。なお、この図において
図１、図９、図１０、図１５、図１６と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。

【００８７】図４に示す電源回路にあっては、一次側に
対して、１石のＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング素子Ｑ1
として採用した他励式の電圧共振形コンバータが備えら
れる。スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング駆動部１
０によりスイッチング駆動されるのであるが、このスイ
ッチング駆動部１０は、発振回路１１とドライブ回路１
２により構成される。発振回路１１では、例えば１００
ＫＨｚで固定となる周波数の発振信号を発生させてドラ
イブ回路１２に対して出力する。ドライブ回路１２で
は、この発振信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ1を
駆動するためのドライブ電圧を生成して、スイッチング
素子Ｑ1に対して出力する。これにより、例えば一次側
においては、先に図２（ａ）〜図２（ｅ）、及び図３
（ａ）〜図３（ｅ）に示した各波形により示されるスイ
ッチング動作を行う。また、二次側の構成は図１に示し
た電源回路と同様となるため、ここでの説明は省略す
る。つまり、定電圧制御としては、二次側直流出力電圧
ＥOの変動に応じ、二次側のアクティブクランプ回路３
１を形成する補助スイッチング素子Ｑ3の導通角を制御
することで行うようにされる。

【００８８】このような構成においても、二次側整流ダ
イオードＤO、補助スイッチング素子Ｑ3、二次側並列共
振コンデンサＣ2の各耐圧を低いものにできることと、
二次側整流電流ＩOに重畳するリンギング成分の低減に
よるスナバ回路の省略などの効果が得られる。また、こ
の場合には、一次側電圧共振形コンバータを駆動するた
めのスイッチング駆動部１０の構成として、定電圧制御
のための複雑な構成は不要となり、また、一次側と二次
側を絶縁するためのフォトカプラなども不要となる。従
って、電圧共振形コンバータのドライブ回路系を簡略な
ものとすることができる。

【００８９】図５は、第３の実施の形態としての電源回
路の構成を示している。なお、この図において、なお、
この図において図１、図４、図９、図１０、図１５、図
１６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

【００９０】この図に示す電源回路の一次側の構成は、
例えば図１に示した第１の実施の形態としての電源回路
の一次側と同様となる。

【００９１】そして、この図に示す電源回路の二次側と
しては、図１に示した電源回路における二次側の構成で
ある二次側並列共振回路と半波整流回路の組み合わせに
代えて、二次側直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオー
ドＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1を図のように接
続して成る整流回路系を二次側に備えるものである。つ
まり、二次側直列共振コンデンサＣｓと二次巻線Ｎ2か
ら成る二次側直列共振回路を含む倍電圧整流回路を形成
しているものである。

【００９２】また、この図にあっては、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側において三次巻線Ｎ3が巻装さ
れており、低圧の二次側直流出力電圧ＥO2は、この三次
巻線Ｎ3に対して接続される、整流ダイオードＤO3、平
滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路によって得るよ
うにされている。この場合、ＰＷＭ制御回路２１に対し
て供給すべき源信号は、この三次巻線Ｎ3から抵抗Ｒｔ
を介して入力されるようになっている。

【００９３】このようにして構成される図５の電源回路
における要部の動作は、図６及び図７の波形図に示され
る。図６は商用交流電源ＡＣ１００Ｖで最大負荷電力Ｐ
ｏmax＝２００Ｗ時の動作が示され、図７は商用交流電
源ＡＣ１００Ｖで最大負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗ時の動
作が示される。

【００９４】最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におい
て、先ず、図６（ａ）に示される並列共振電圧Ｖ1とし
ては、この場合にもスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グタイミングに応じたものとなる。つまり、スイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいて電圧共振パル
スが得られ、オンとなる期間ＴONにおいては０レベルと
なる波形が得られており、電圧共振形としての動作に対
応する。また、このときにスイッチング素子Ｑ1に流れ
る電流ＩQ1は、図６（ｂ）に示すようにして、先ず、期
間ＴON開始時においてクランプダイオードＤDに負極性
のクランプ電流が流れ、この後、正レベルで上昇してい
く波形が得られる。また、自励式により駆動されるスイ
ッチング素子Ｑ1のベースに対して、自励発振駆動回路
から流されるベース電流は、図６（ｃ）に示す波形とな
るものである。図６（ｄ）には並列共振コンデンサＣ2
に流れる並列共振電流Ｉｃｒが示されており、このよう
にして、期間ＴOFFにおいて、共振作用によって１周期
分の共振波形が得られるものとなる。また、このような
一次側のスイッチング動作によって一次巻線Ｎ1に得ら
れるスイッチング出力電流Ｉ1としては図６（ｅ）に示
すものとなる。

【００９５】この場合の二次側アクティブクランプ回路
３１としても、モード〜の５段階の動作モードを１
スイッチング周期ごとに繰り返すようにされる。モード
としての動作は、整流ダイオードＤO1がオンとなる期
間Ｄonに行われる。この期間Ｄonにおいては、補助スイ
ッチング素子Ｑ3はオフ状態にあるものとされ、補助ス
イッチング素子Ｑ3の両端電圧Ｖ3は、図６（ｉ）に示す
ようにして或る正レベルが得られている。また、このと
きには、図６（ｈ）に示すようにして、正レベルの正弦
波状に二次巻線Ｎ2を流れる二次巻線電流Ｉ2は、そのリ
ーケージインダクタンスを介するようにして、整流ダイ
オードＤO1に対して整流電流ＩO（図６（ｋ））として
流れて平滑コンデンサＣO1に対して充電を行う。また、
このモードである期間Ｄonにおいては、二次巻線Ｎ2
の両端に得られる交番電圧である二次巻線電圧Ｖｏは、
図６（ｆ）に示すようにして、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルでクランプされることになる。そして、整流ダ
イオードＤO1がターンオフすることでモードが終了し
て期間ｔｄ３に至ると、モードとしての動作が得られ
る。

【００９６】モードとなる期間ｔｄ３では、これまで
二次巻線Ｎ2に流れていた電流Ｉ2は図６（ｈ）に示すよ
うに反転して、並列共振コンデンサＣ2→二次側アース
→整流ダイオードＤO2の経路で流れる。そして、モード
の期間ｔｄ３が経過すると、期間Ｔon3の前半期間に
おいてモードの動作が開始されることになる。このモ
ードとしての期間では、図６（ｇ）に示すように、二
次側直列共振コンデンサＣｓの両端電圧Ｖ2が、平滑コ
ンデンサＣO1の初期電圧とほぼ同等レベル、もしくはそ
れ以上となる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ3
に並列接続されるクランプダイオードＤD3が導通し、ク
ランプコンデンサＣCLを介して流れる。これは、期間Ｔ
on3の前半期間における、図６（ｊ）の電流Ｉcoとして
示されている。

【００９７】本実施の形態の場合、クランプコンデンサ
ＣCLのキャパシタンスは、例えば二次側直列共振コンデ
ンサＣｓのキャパシタンスとほぼ同等となるように選定
している。この期間ｔｄ３を含む期間Ｔon3としては短
時間なものとなるため、このときに生じるわずかな電流
は、クランプコンデンサＣCLに流すようにして、二次側
直列共振コンデンサＣｓにはほとんど流れないようにさ
れる。このために、補助スイッチング素子Ｑ3の両端電
圧Ｖ3は、図６（ｉ）に示すようにして、期間Ｔon3の前
後の期間ｔｄ３，ｔｄ４において緩やかな傾きを有する
ようになる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ3の
両端電圧Ｖ3の両端電圧Ｖ3のピークを抑制することが可
能となるものである。

【００９８】上記した期間Ｔon3の前半期間が終了して
後半期間となると、モードとしての動作に移行する。
モードの期間では、補助スイッチング素子Ｑ3をター
ンオンさせてオン状態とする。この状態では、期間Ｔon
3の後半期間における図６（ｊ）の電流Ｉco、のスイッ
チング出力電流ＩQ3として示すようにして、補助スイッ
チング素子Ｑ3に電流が流れる。このときには、二次巻
線Ｎ2とクランプコンデンサＣCLとの共振作用を伴っ
て、二次巻線Ｎ2→クランプコンデンサＣCL→補助スイ
ッチング素子Ｑ3の電流経路が形成される。また、この
モード、の期間では、補助スイッチング素子Ｑ3は
ＺＶＳの動作となりスイッチング損失もわずかなものと
なる。

【００９９】期間Ｔon3におけるモードの動作が終了
した後は、補助スイッチング素子Ｑ3をオフとするよう
に制御することで、モードとしての動作が得られる期
間ｔｄ４に移行する。このモードとしては、補助スイ
ッチング素子Ｑ3がターンオフしたことで、二次巻線Ｎ2
に流れる正極性の電流が、図６（ｈ）の電流Ｉ2として
示すようにして二次側直列共振コンデンサＣｓを介して
流れる。このとき、二次側直列共振コンデンサＣｓのキ
ャパシタンスが小さいことで、二次巻線電圧Ｖｏは急峻
な傾きを有して０レベルに向かう。以降は、１スイッチ
ング周期ごとにモード〜の動作が繰り返される。

【０１００】このようにしてモード〜としての動作
が行われることで、実際としては、図６（ｉ）に示す補
助スイッチング素子Ｑ3の両端電圧Ｖ3は或るレベルにま
でクランプされることになる。これによって、補助スイ
ッチング素子Ｑ3については、低耐圧品を選定すること
ができる。

【０１０１】また、上記図６（ａ）〜（ｋ）に示した各
部の動作波形として、最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗ時
の動作を図７（ａ）〜（ｋ）に示す。図６（ａ）と先の
図７（ａ）の並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるよう
に、一次側の電圧共振形コンバータとしては、負荷電力
の変化に関わらずスイッチング周波数及び１スイッチン
グ周期内のオン／オフ期間のデューティ比は変化しな
い。

【０１０２】これに対して二次側においては、例えば図
７（ｆ）〜図７（ｉ）の二次側各部の動作波形にも示さ
れるように、スイッチング周波数は一次側スイッチング
コンバータと同じとなるように固定された上で、１スイ
ッチング周期内のオン／オフ期間のデューティ比が変化
するようにされる。これは、負荷変動による二次側直流
出力電圧ＥO1の変化に応じて、補助スイッチング素子Ｑ
3を駆動するドライブ信号波形についてＰＷＭ制御が行
われることによるものである。つまり、この波形からも
分かるように、本実施の形態の電源回路では、二次側直
流出力電圧の変化に応じて、二次側アクティブクランプ
回路３１の補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間（Ｔon
3）を可変制御するものである。ここで、二次側の整流
回路系のスイッチング周波数は、上記もしたように、一
次側のスイッチング周波数に依存するために、一次側ス
イッチングコンバータのスイッチング周波数と同じとな
る。つまり、負荷変動に関わらず固定される。したがっ
て、上記のようにして、二次側において補助スイッチン
グ素子Ｑ3のオン期間（Ｔon3）が可変制御されることに
伴って、二次側の整流ダイオードＤO1の導通角も可変制
御されることになる。この場合、このような可変制御に
よって、図６（ｇ）、図７（ｇ）の二次側直列共振コン
デンサＣｓの両端電圧（共振電圧）Ｖ2の正負のクラン
プレベルが可変制御されることになって、二次側直流出
力電圧ＥO1の安定化が図られる。例えば実際には、補助
スイッチング素子Ｑ3については、Ｔon3／（Ｄon＋Ｔon3）＝０．１〜０．５で表されるデューティ比となるようにＰＷＭ制御が行わ
れるようにされている。そして、例えば図７に示すよう
にして軽負荷の条件となったような場合でも、図示する
ようにして、１スイッチング周期内においてモード〜
としての二次側の動作を行うものであり、これによっ
て、例えば二次巻線電圧Ｖｏがクランプされる。

【０１０３】ここでも参考として、上記図６及び図７に
示した実験結果を得た際の、図５に示した電源回路にお
ける要部の素子についての選定値を示しておく。二次巻線Ｎ2＝２３Ｔ二次側直列共振コンデンサＣｓ＝クランプコンデンサＣ
CL＝０．１μＦ

【０１０４】例えば先に図１５及び図１６に示した回路
では、中間負荷の状態においてはＺＶＳが得られない異
常動作となるのであるが、この第３の実施の形態の電源
回路では、スイッチング周波数は固定であり、負荷条件
に依存して可変されることはないために、負荷変動に関
わらずＺＶＳが行われる安定した動作を得ることが可能
となる。これにより、例えば中間負荷時において電力損
失が増加することがないようにされる。

【０１０５】また、例えばこの実施の形態においても、
直交形制御トランスＰＲＴは省略されることで、小型化
及び製造能率の向上が図られ、また、負荷短絡時に対応
した保護回路も不要となる。

【０１０６】図８は第４の実施の形態としての電源回路
の構成を示している。なお、この図において、図１、図
４、図５及び先行技術として示した各図（図９、図１
０、図１１、図１２）と同一部分には同一符号を付して
説明を省略する。

【０１０７】この図８に示す回路は、先に図５に示した
電源回路と比較した場合には、二次側の構成は同様とな
る。つまり、二次側の整流回路系として、二次側直列共
振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平
滑コンデンサＣO1から成る、二次側直列共振回路を含む
倍電圧整流回路を形成しており、この整流回路に対して
二次側アクティブクランプ回路３１が設けられる。ま
た、一次側の構成としては、１石のＭＯＳ−ＦＥＴとし
てのスイッチング素子Ｑ1を備えた、他励式による電圧
共振形コンバータが設けられる。つまり、一次側の構成
としては、図４に示した第２の実施の形態としての電源
回路と同様の構成を採るものである。

【０１０８】このような構成とされても、二次側では、
図６及び図７により説明した動作によって、定電圧制
御、及び二次側直列共振コンデンサＣｓの両端電圧Ｖ
2、補助スイッチング素子Ｑ3の両端電圧Ｖ3をクランプ
してピークレベルを抑制するようにされる。

【０１０９】なお、本発明の実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、メインと
なるスイッチング素子と補助スイッチング素子とについ
ては、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）などの他の素子を
採用することも考えられるものであり、また、他励式と
するためのスイッチング駆動部の構成も各図に示したも
のに限定される必要はなく、適宜適切とされる回路構成
に変更されて構わない。また、二次側共振回路を含んで
形成される二次側の整流回路としても、実施の形態とし
ての各図に示した構成に限定されるものではなく、他の
回路構成が採用されて構わないものである。

【０１１０】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路では、一次側に電圧共振形コンバータを備
え、二次側には並列共振回路又は直列共振回路を備える
複合共振形スイッチングコンバータとして、一次側の電
圧共振形コンバータはスイッチング周波数固定でスイッ
チング駆動させる。そして二次側に対しては、アクティ
ブクランプ回路を設ける。このアクティブクランプ回路
は、二次側直流出力電圧レベルに応じて１スイッチング
周期内の導通角が制御されるようになっており、これに
よって二次側出力の安定化を図り、また、二次側に生じ
る交番電圧レベルを抑制する。

【０１１１】このような構成では、定電圧制御は二次側
で行われるため、例えば他励式スイッチングコンバータ
の場合であれば一次側と二次側を絶縁する必要はなくな
り、また、一次側のスイッチング素子についてスイッチ
ング周波数と導通角を同時制御する必要もなくなるもの
である。また、自励式スイッチングコンバータの場合に
は、例えば一次側において備えられる制御トランスを省
略することができる。これにより、定電圧制御のための
回路構成は簡略で小規模なものとなり、電源回路として
の小型化及び低コスト化を促進することができる。

【０１１２】また、本発明としては、電源回路の二次側
に備えられるスイッチング素子、整流ダイオード素子等
の各素子については、耐圧の低いものを選定することが
できる。また二次側の並列／直列共振コンデンサに流れ
る電流量は少ないものとすることができるので、これら
の素子についてもキャパシタンスを小容量とし、かつ、
耐圧の低いものを採用することが可能となる。

【０１１３】そして、このようにして、より耐圧の低い
ものが選定されることで、スイッチング素子のスイッチ
ング特性が向上するために、電力変換効率の向上も図ら
れることになる。また、耐圧の低いものを選定した場合
には、これら各部品素子も小型となるため、電源回路と
しての基板サイズの小型軽量化を促進することも可能と
なるものである。

【０１１４】さらに、本発明としてのスイッチング駆動
の構成によれば、例えばスイッチング周波数可変により
定電圧制御を行う場合のように負荷短絡時にスイッチン
グ周波数は低下することなく一定となるようにされ、例
えば二次側の補助スイッチング素子は安定したＺＶＳ、
ＺＣＳによりスイッチング動作を行うようにされる。こ
れによって、負荷短絡時に対応して過電圧保護回路や過
電流保護回路を設ける必要はなくなり、この点でも回路
の小型軽量化が大幅に促進される。また、中間負荷状態
でＺＶＳが行われなくなるという異常動作の発生も抑え
ることが可能になる。

【０１１５】また、本発明の構成では、二次側整流ダイ
オードのターンオン時に生じる二次側整流電流のリンギ
ングも僅かなレベルに抑えることが可能になる。これに
より、スナバ回路の付加も不要となってここでも電力変
換効率の向上が図られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路にお
ける要部の動作（最大負荷電力時）を示す波形図であ
る。

【図３】第１の実施の形態のスイッチング電源回路にお
ける要部の動作（最小負荷電力時）を示す波形図であ
る。

【図４】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図５】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図６】第３の実施の形態のスイッチング電源回路にお
ける要部の動作（最大負荷電力時）を示す波形図であ
る。

【図７】第３の実施の形態のスイッチング電源回路にお
ける要部の動作（最小負荷電力時）を示す波形図であ
る。

【図８】第４の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図１０】先行技術としてのスイッチング電源回路の他
の構成例を示す回路図である。

【図１１】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図
である。

【図１２】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す等価回路図である。

【図１３】図１０及び図１１に示すスイッチング電源回
路の動作を示す波形図である。

【図１４】図１０及び図１１に示すスイッチング電源回
路についての、交流入力電圧に対する特性を示す説明図
である。

【図１５】先行技術としてのスイッチング電源回路の、
さらに他の構成例を示す回路図である。

【図１６】先行技術としてのスイッチング電源回路の、
さらに他の構成例を示す回路図である。

【図１７】図１５及び図１６に示すスイッチング電源回
路の動作を示す波形図である。

【図１８】図１５及び図１６に示すスイッチング電源回
路についての、交流入力電圧に対する特性を示す説明図
である。

【符号の説明】

１０スイッチング駆動部、１１発振回路、１２ド
ライブ回路、２０二次側スイッチング駆動部、２１
ＰＷＭ制御回路、２２ドライブ回路、２３誤差増幅
器、３１二次側アクティブクランプ回路、Ｑ1 スイ
ッチング素子、Ｑ3 補助スイッチング素子、ＰＩＴ
絶縁コンバータトランス、Ｃｒ一次側並列共振コンデ
ンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ二次側
直列共振コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された直流入力電圧を、固定のスイ
ッチング周波数によりスイッチングして出力するための
スイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段
と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振
回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記直流出力電圧生成手段を形成する二次側整流スイッ
チング素子のオン／オフタイミングに同期した所定のオ
ン／オフタイミングを有するようにしてスイッチングを
行う補助スイッチング素子を備えることで、少なくとも
二次巻線に生じる交番電圧をクランプするように設けら
れる二次側アクティブクランプ手段と、上記スイッチング手段に対応する固定のスイッチング周
波数のもとで、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じ
て、スイッチング周期内のオン／オフ期間の比を可変す
るようにして上記二次側整流ダイオード素子をスイッチ
ング駆動することで定電圧制御を行うようにされる定電
圧制御手段と、を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源
回路。