JP2001314079A

JP2001314079A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2001314079A
Application number: JP2000134281A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-04-28
Filing date: 2000-04-28
Publication date: 2001-11-09
Also published as: MY127184A; TW517442B; DE60135174D1; US20010036091A1; EP1150418A3; CN1173457C; EP1150418B1; EP1150418A2; US6356465B2; KR20010098594A; KR100741872B1; CN1322054A

Abstract

(57)【要約】【課題】電力変換効率の向上、及び回路の小型軽量化【解決手段】一次側に電圧共振形コンバータを備え、
二次側には並列共振回路又は直列共振回路を備える複合
共振形スイッチングコンバータの構成に対して、その一
次側にアクティブクランプ回路を設けることで一次側並
列共振コンデンサの両端に生じる並列共振電圧パルスを
クランプし、そのレベルを抑制する。これによって、電
源回路に備えられるスイッチング素子、及び一次側並列
共振コンデンサ等の各素子の耐圧について低耐圧品を選
定することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図９の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入
力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流
平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデ
ンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電
圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生
成するようにされる。

【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は他励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1に
は例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。スイッチング素
子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続
され、ソースは一次側アースに接続される。

【０００５】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側
並列共振回路を形成するものとされている。そして、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この
並列共振回路による共振動作が得られるようにされるこ
とで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として
は電圧共振形となる。

【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。さらにこの場合は、スイッチ
ング素子Ｑ1のドレインが、次に説明するスイッチング
駆動部１０Ｂ内の発振回路４１に対して接続されてい
る。この発振回路４１に対して入力されるドレインの出
力は、後述するようにしてスイッチング周波数制御時に
おける１スイッチング周期内のオン期間を可変制御する
ために利用される。

【０００７】上記スイッチング素子Ｑ1は、発振回路４
１及びドライブ回路４２を統合的に備えるスイッチング
駆動部１０Ｂによってスイッチング駆動されると共に、
定電圧制御のためにスイッチング周波数が可変制御され
る。なお、この場合のスイッチング駆動部１０Ｂは、例
えば１つの集積回路（ＩＣ）として備えられる。また、
このスイッチング駆動部１０Ｂは、起動抵抗Ｒｓを介し
て整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、例えば
電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して電源電
圧が印加されることで起動するようにされている。

【０００８】スイッチング駆動部１０Ｂ内の発振回路４
１では、発振動作を行って発振信号を生成して出力す
る。そして、ドライブ回路４２においてはこの発振信号
をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲー
トに対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ
1は、発振回路４１にて生成される発振信号に基づいた
スイッチング動作を行うようにされる。従って、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチ
ング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路
４１にて生成される発振信号に依存して決定される。

【０００９】ここで、上記発振回路４１では、後述する
ようにしてフォトカプラ２を介して入力される二次側直
流出力電圧ＥOのレベルに基づいて発振信号周波数（ス
イッチング周波数ｆｓ）を可変する動作を行うようにさ
れている。また、このスイッチング周波数ｆｓを可変す
ると同時に、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴO
FFは一定とした上で、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴON（導通角）が可変されるように、発振信号波
形の制御を行うようにされている。この期間ＴON（導通
角）の可変制御は、並列共振コンデンサＣｒの両端に得
られる並列共振電圧Ｖ1のピーク値に基づいて行うよう
にされる。このような発振回路４１の動作により、後述
するようにして二次側直流出力電圧ＥOについての安定
化が図られる。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１１に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれ
ぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に
対しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，
ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすること
で形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、
例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにし
ており、その分、飽和状態が得られにくいようにしてい
る。

【００１１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図９に示すようにスイッチ
ング素子Ｑ1のドレインと接続され、巻始め端部は平滑
コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続され
ている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、ス
イッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１３】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１４】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデ
ンサＣOから成る整流平滑回路を備えることで二次側直
流出力電圧ＥOを得るようにしている。つまり、この構
成では二次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全
波整流動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄ
BRは二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力
することで、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧とほぼ
等倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥOを生成す
る。また、二次側直流出力電圧ＥOは、フォトカプラ４
０を介することで一次側と二次側を直流的に絶縁した状
態で、一次側のスイッチング駆動部１０Ｂ内の発振回路
４１に対して入力されるようにもなっている。

【００１５】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の
接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性
変化によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次
巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭ
について、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図１２（ａ）に示す回路と等価となる場合に相
互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１２（ｂ）に示す回
路と等価となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとな
る。これを、図９に示す二次側の動作に対応させてみる
と、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときに
ブリッジ整流回路ＤBRに整流電流が流れる動作は＋Ｍの
動作モード（フォワード動作）と見ることができ、また
逆に二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときに
ブリッジ整流ダイオードＤBRに整流電流が流れる動作は
−Ｍの動作モード（フライバック動作）であると見るこ
とができる。二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正／負
となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモー
ドで動作することになる。

【００１６】このような構成では、一次側並列共振回路
と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が
負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も
増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。これは、
先に図１１にて説明したように、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数
による疎結合としたことによって、更に飽和状態となり
にくい状態を得たことで実現されるものである。例え
ば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧ
が設けられない場合には、フライバック動作時において
絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作
が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適
正に行われるのを望むのは難しい。

【００１７】また、この図９に示す回路における安定化
動作は次のようになる。一次側のスイッチング駆動部１
０Ｂ内の発振回路４１に対しては、前述したように、フ
ォトカプラ４０を介して二次側直流出力電圧ＥOが入力
される。そして、発振回路４１においては、この入力さ
れた二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じて、発
振信号の周波数を可変して出力するようにされる。これ
は即ち、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を
可変する動作となるが、これにより、一次側電圧共振形
コンバータと絶縁コンバータトランスＰＩＴとの共振イ
ンピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側に伝送されるエネルギーも変化することにな
る。この結果、二次側直流出力電圧ＥOとしては、所要
のレベルで一定となるように制御されることになる。即
ち、電源の安定化が図られる。

【００１８】また、この図９に示す電源回路において
は、発振回路４１においてスイッチング周波数を可変す
るのにあたり、先にも述べたように、スイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン
となる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、
この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチン
グ周波数を可変制御するように動作することで、スイッ
チング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、こ
れと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素
子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行うようにされている
ものである。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００１９】また、図１０に、本出願人が提案した内容
に基づいて構成される電源回路としての他の例を示す。
なお、この図において図９と同一部分には同一符号を付
して説明を省略する。図１０に示す電源回路の一次側に
は、１石のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド
動作を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の
構成が示される。この場合、スイッチング素子Ｑ1に
は、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型
トランジスタ）が採用されている。

【００２０】スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース
電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動
時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしてい
る。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アー
ス間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電
流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用
の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素子
Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アー
ス）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、ス
イッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経
路を形成するようにされており、また、スイッチング素
子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地され
る。

【００２１】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。

【００２２】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。

【００２３】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されること
で、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵
抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子
Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。そして、そのコレクタに得られるとされるスイッ
チング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1に伝達するようにされている。

【００２４】また、この図１０に示す回路に備えられる
絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、先に図１１に
より説明したのと同様の構造を有するものとされている
ことで、一次側と二次側は疎結合の状態が得られるよう
にされている。

【００２５】そして図１０に示す回路の絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側においても、二次巻線Ｎ2に対
して二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続される
ことで、二次側並列共振回路が形成されており、従っ
て、この電源回路としても複合共振形スイッチングコン
バータとしての構成を得ている。

【００２６】また、この電源回路の二次側では、二次巻
線Ｎ2に対して１本のダイオードＤOと平滑コンデンサＣ
Oから成る半波整流回路が備えられていることで、フォ
ワード動作のみの半波整流動作によって二次側直流出力
電圧ＥOを得るようにされている。この場合、二次側直
流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても分岐して入力さ
れ、制御回路１においては、直流出力電圧ＥOを検出電
圧として利用するようにしている。

【００２７】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1の
ための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が
変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数を可変する動作となり、この動作によって二次
側の直流出力電圧を安定化する。また、このような直交
形制御トランスＰＲＴを備えた定電圧制御の構成にあっ
ても、一次側のスイッチングコンバータが電圧共振形と
されていることで、スイッチング周波数の可変制御と同
時にスイッチング周期におけるスイッチング素子の導通
角制御（ＰＷＭ制御）も行う、複合制御方式としての動
作が行われる。

【００２８】図１３は、上記図１０に示した電源回路の
動作を示す波形図である。図１３（ａ）（ｂ）（ｃ）
は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最大負荷
電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を示し、図１３（ｄ）
（ｅ）（ｆ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ
で、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗとされる無負荷時の動
作を示している。

【００２９】一次側においてスイッチング素子Ｑ1がス
イッチング動作を行うと、スイッチング素子Ｑ1がオフ
となる期間ＴOFFにおいては、一次側並列共振回路の共
振動作が得られる。これによって、並列共振コンデンサ
Ｃｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1としては、図１
３（ａ）（ｄ）に示すようにして、期間ＴOFFにおいて
正弦波状の共振パルスが現れる波形となる。ここで、複
合共振形として二次側共振回路が並列共振回路である場
合には、図示するように、スイッチング素子Ｑ1がオフ
となる期間ＴOFFは一定で、オンとなる期間ＴONが可変
される。

【００３０】また、上記したタイミングによって一次側
で電圧共振形コンバータがスイッチングを行うことで、
二次側においては、整流ダイオードＤOが二次巻線Ｎ2に
励起された交番電圧をスイッチングして整流する動作が
得られる。このとき、図１３（ｂ）（ｅ）に示すように
して、二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖｏとしては、整流ダイ
オードＤOがオンとなる期間ＤONにおいては、二次側直
流出力電圧ＥOのレベルによりクランプされ、オフとな
る期間ＤOFFにおいては、二次側並列共振回路の共振作
用によって、負極性の方向に正弦波状となるパルス波形
が得られる。そして、整流ダイオードＤOを介して平滑
コンデンサＣ0に充電される二次側整流電流Ｉ0として
は、図１３（ｃ）（ｆ）に示すようにして、期間ＤON開
始時において急峻に立ち上がり徐々にレベルがて低下し
ていく、略鋸歯状波となる波形が得られる。

【００３１】ここで、図１３（ａ）と図１３（ｄ）を比
較して分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるのに従
ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御され
ており、また、期間ＴOFFを一定として、スイッチング
素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONについて可変を行うこと
でスイッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変
するようにされている。即ち、前述した複合制御方式と
しての動作が示されているものである。

【００３２】また、図１０に示される電圧共振形コンバ
ータの構成では、上記並列共振電圧Ｖ1のレベルは負荷
電力変動に対応して変化し、例えば、最大負荷電力Ｐｏ
max＝２００Ｗ時には５５０Ｖｐとなり、最小負荷電力
Ｐｏmin＝０Ｗ時には、３００Ｖｐとなる。即ち、負荷
電力が重くなるのに従って、並列共振電圧Ｖ1は上昇す
る傾向を有する。同様に、期間ＤOFFにおいて得られる
二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖｏのピークレベルも負荷電力
が重くなるのに従って高くなる傾向を有しており、この
場合には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には４５
０Ｖｐとなり、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、２
２０Ｖｐとなっている。なお、上記図１３の波形図によ
り説明した動作は、図９に示した回路においてもほぼ同
様となるものである。

【００３３】続いて、図９及び図１０に示した電源回路
の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にお
ける、交流入力電圧ＶACに対するスイッチング周波数ｆ
ｓ、スイッチング周期内の期間ＴOFFと期間ＴON、及び
並列共振電圧Ｖ1の変動特性を、図１４に示す。

【００３４】図１４に示されるように、先ず、スイッチ
ング周波数ｆｓとしては、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜
１４０Ｖの変動範囲に対してｆｓ＝１１０ＫＨｚ〜１４
０ＫＨｚ程度の範囲で変化することが示されている。こ
れは即ち、直流入力電圧変動に応じて二次側直流出力電
圧ＥOの変動を安定化する動作が行われることを示して
いる。交流入力電圧ＶACの変動に対しては、この交流入
力電圧ＶACのレベルが高くなるのに応じてスイッチング
周波数を上昇させるように制御を行うようにされてい
る。

【００３５】そして、１スイッチング周期内における期
間ＴOFFと期間ＴONについてであるが、期間ＴOFFはスイ
ッチング周波数ｆｓに対して一定であり、期間ＴONがス
イッチング周波数ｆｓの上昇に応じて二次曲線的に低く
なっていくようにされており、スイッチング周波数制御
として複合制御方式の動作となっていることがここでも
示される。

【００３６】また、並列共振電圧Ｖ1も、商用交流電源
ＶACの変動に応じて変化するものとされ、図示するよう
に、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じてそのレベル
が上昇するように変動する。

【００３７】さらに図１５に、本出願人の発明に基づく
他の電源回路の構成を示す。この図に示す電源回路は、
複合共振形スイッチングコンバータとして、二次側に直
列共振回路を備えた構成を採る。なお、この図におい
て、図９及び図１０と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。

【００３８】この図に示す電源回路の二次側は、次のよ
うな構成を採っている。絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次巻線Ｎ2の巻始め端部は、直列共振コンデンサＣ
ｓの直列接続を介して、整流ダイオードＤO1のアノード
と整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続
され、巻終わり端部は二次側アースに対して接続され
る。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣ
Oの正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは
二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO
の負極側は二次側アースに対して接続される。

【００３９】このような接続形態では、［二次巻線Ｎ2
、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO
2、平滑コンデンサＣO］の組から成る倍電圧半波整流回
路が形成されることになる。ここで、直列共振コンデン
サＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩
インダクタンスＬ2 とによって、整流ダイオードＤO1，
ＤO2のオン／オフ動作に対応して共振動作を行う直列共
振回路を形成する。なお、直列共振コンデンサＣｓにつ
いては、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の並列共
振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振回路の直
列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２となる
ように、そのキャパシタンスが選定される。

【００４０】即ち、この電源回路では、「複合共振形ス
イッチングコンバータ」として、一次側にはスイッチン
グ動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、
二次側には電流共振動作を得るための直列共振回路が備
えられるものである。

【００４１】そして、上記した［二次巻線Ｎ2 、直列共
振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コ
ンデンサＣO］の組による倍電圧整流動作としては、例
えば次のようになる。一次側のスイッチング動作により
一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このス
イッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。倍電圧整
流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧を入力
して整流動作を行う。この場合、先ず、整流ダイオード
ＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期
間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が
−Ｍとなる減極性モードで動作して、整流ダイオードＤ
O2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓに
対して充電する動作が得られる。そして、整流ダイオー
ドＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなっ
て整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次
巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二
次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ
の電位が加わる状態で平滑コンデンサＣOに対して充電
が行われる動作となる。上記のようにして、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側において、二次側直列共振
回路の直列共振動作を伴って、加極性モードと減極性モ
ードを交互に繰り返すようにして整流動作が行われる結
果、平滑コンデンサＣOには、二次巻線Ｎ2 に発生する
誘起電圧のほぼ２倍のレベルに対応した二次側直流出力
電圧ＥOが得られる。なお、この場合には倍電圧整流動
作により二次側直流出力電圧ＥOを得るようにされてい
ることから、例えば二次側に等倍電圧整流回路を備える
構成と比較すれば、二次巻線Ｎ2の巻数としては約１／
２で済むことになる。

【００４２】また、この場合にも、二次側直流出力電圧
ＥOは、フォトカプラ４０を介して一次側のスイッチン
グ駆動部１０Ｂ内の発振回路４１に対してフィードバッ
クされており、このフィードバックされた二次側直流出
力電圧レベルに基づいて、一次側において複合制御方式
としての定電圧動作が得られる。

【００４３】続いて、二次側に直列共振回路を備えた複
合共振形スイッチングコンバータとしての他の例を図１
６に示す。また、この図に示す電源回路は、一次側とし
ては、図１０に示したのと同様に、シングルエンド方式
で自励式の電圧共振形コンバータが備えられる。

【００４４】また、この電源回路の二次側においても、
二次巻線Ｎ2の巻始め端部に対して直列共振コンデンサ
Ｃｓが直列に接続されることで二次側直列共振回路を形
成するようにされている。そしてこの場合には、二次側
整流回路としてブリッジ整流回路ＤBRが備えられ、上記
直列共振コンデンサＣｓを介して二次巻線Ｎ2の巻始め
端部をブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子に接続し、
二次巻線Ｎ2の巻始め端部をブリッジ整流回路ＤBRの負
極入力端子に接続するようにして設けられる。この回路
構成では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧、即ち二次
側直列共振回路の共振出力をブリッジ整流回路ＤBRによ
り全波整流して平滑コンデンサＣOに充電することで、
二次側直流出力電圧ＥOを得るようにされる。この場合
にも、二次側直流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても
分岐して入力され、制御回路１においては、入力された
直流出力電圧ＥOを定電圧制御のための検出電圧として
利用するようにしている。

【００４５】図１７は、上記図１５及び図１６に示した
電源回路の動作を示す波形図である。ここでも、図１７
（ａ）（ｂ）（ｃ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１
００Ｖで、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を
示し、図１７（ｄ）（ｅ）（ｆ）は、それぞれ交流入力
電圧ＶAC＝１００Ｖで、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗと
される無負荷時の動作を示している。

【００４６】スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作
によって、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並
列共振電圧Ｖ1としては、図１７（ａ）（ｄ）に示すよ
うにして、期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスが
現れる波形となるが、ここでは、二次側共振回路が並列
共振回路とされていることで、スイッチング素子Ｑ1が
オフとなる期間ＴOFFとしては、図示するように可変と
なるものである。

【００４７】ここでも、図１７（ａ）及び図１７（ｄ）
の波形から分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるの
に従ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御
される。また、１周期内においては、スイッチング素子
Ｑ1がオンとなる期間ＴONについて可変を行うことでス
イッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変する
ようにしている。また、図１５及び図１６に示される回
路構成によっても、上記並列共振電圧Ｖ1のレベルは負
荷電力が重くなるのにしたがって並列共振電圧Ｖ1が上
昇する傾向を有する。ここでは、最大負荷電力Ｐｏmax
＝２００Ｗ時には５８０Ｖｐとなり、最小負荷電力Ｐｏ
min＝０Ｗ時には３８０Ｖｐとなっている。

【００４８】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン又
はコレクタに流れるスイッチング出力電流ＩQ1は、図１
７（ｂ）（ｅ）に示すようにして、期間ＴOFF、ＴONの
タイミングに同期したうえで、先の図１３（ｂ）（ｅ）
と略同様の波形パターンが得られる。つまり、期間ＴOF
Fには０レベルで、期間ＴONにおいて図示する波形によ
って流れるものである。そしてこの構成にあっても、ス
イッチング出力電流ＩQ1は、負荷電力Ｐｏが重くなるの
に応じて高くなる傾向を有しており、この場合には、最
大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には３．６Ａとなり、
最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、０．３Ａとなる。

【００４９】また、二次側の動作は、図１３（ｃ）
（ｆ）の二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ1として示される。こ
の図によれば、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時に
は、期間ＤON時において二次側直流出力電圧ＥOのレベ
ルでクランプされた矩形波状のパルスが得られ、最小負
荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、一次側のスイッチング周
期に応じた正弦波状で、そのピークレベルが二次側直流
出力電圧ＥOのレベルでクランプされた波形となる。

【００５０】図１８は、図１５及び図１６に示した電源
回路の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時
における、交流入力電圧ＶACに対するスイッチング周波
数ｆｓ、スイッチング周期内の期間ＴOFFと期間ＴON、
及び並列共振電圧Ｖ1の変動特性を示している。

【００５１】スイッチング周波数ｆｓとしては、交流入
力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動範囲に対してｆｓ
＝１１０ＫＨｚ〜１６０ＫＨｚ程度の範囲で変化するこ
とが示されており、ここでも、直流入力電圧変動に応じ
て二次側直流出力電圧ＥOの変動を安定化する動作が行
われることを示している。そしてこの場合にも、交流入
力電圧ＶACの変動に対しては、この交流入力電圧ＶACの
レベルが高くなるのに応じてスイッチング周波数を上昇
させるように制御を行うようにされる。

【００５２】また、この図によっても、１スイッチング
周期内における期間ＴOFFと期間ＴONについては、例え
ば負荷が同一とされる条件では、期間ＴOFFはスイッチ
ング周波数ｆｓに対して一定で、期間ＴONがスイッチン
グ周波数ｆｓの上昇に応じて低くなっていくようにされ
ている。即ち、スイッチング周波数制御として複合制御
方式の動作となっていることがここでも示される。

【００５３】商用交流電源ＶACの変動に応じて変化する
とされる並列共振電圧Ｖ1は、この場合には、図示する
ように、交流入力電圧ＶAC＝８０〜１００Ｖ程度の範囲
では、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じて、６００
付近の或るレベル範囲で低くなっていき、交流入力電圧
ＶAC＝１００Ｖ以上の範囲では上昇していく傾向とな
る。

【００５４】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図９、図１
０、図１５、図１６に示した電源回路では、次のような
課題を有している。例えば図６及び図７に示したよう
に、複合制御方式により二次側直流出力電圧を安定化す
る構成を採る電源回路では、上記図１０（ａ）（ｂ）及
び図１１にも示されるように、並列共振電圧Ｖ1のピー
クレベルは、負荷条件及び交流入力電圧ＶACの変動に応
じて変化する。そして、特に最大負荷電力に近い重負荷
の状態で、例えば１００Ｖ系の商用交流電源ＡＣとして
の交流入力電圧ＶACのレベルが１４０Ｖにまで上昇した
とされる場合には、並列共振電圧Ｖ1は最大で７００Ｖ
ｐにまで上昇する。

【００５５】このために、並列共振電圧Ｖ1が印加され
る並列共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1に
ついては、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系に対応する場合
には８００Ｖの耐圧品を選定し、また、商用交流電源Ａ
Ｃ２００Ｖ系に対応する場合には１２００Ｖの耐圧品を
選定する必要があることになる。これにより、並列共振
コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1としては共に
大型となり、またコストも高くなる。

【００５６】また、スイッチング素子としては、これを
高耐圧な構造とするほどその特性は低下するという特質
を有している。例えばＭＯＳ−ＦＥＴであればオン抵抗
が高くなり、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジ
スタ）であれば飽和電圧とターンオフ時のテール電流が
増加する。また、ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）で
あれば、飽和電圧、蓄積時間、下降時間等が増加する。
このため、上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1につ
いて高耐圧のものを選定することで、スイッチング動作
による電力損失は増加して電力変換効率の低下を招くこ
とにもなる。

【００５７】さらに、複合制御方式により二次側直流出
力電圧を安定化する構成を採る場合、二次側の負荷が短
絡するという異常が発生したときには、スイッチング周
波数を低くするように制御系が動作することになる。ス
イッチング周波数が低くなる状態では、図１０に示した
波形図からも分かるように、スイッチング素子がオンと
なる期間ＴONが長くなり、従って例えばスイッチング素
子Ｑ1や並列共振コンデンサＣｒにかかる電圧（Ｖ1）や
電流（ＩQ1,Ｉｃｒ）のレベルが上昇することになる。
このため、負荷短絡発生時の対策として、このときに生
じる高レベルの電圧や電流を制限してスイッチング素子
を保護するための過電流保護回路や過電圧保護回路を設
ける必要があることになる。これら過電流保護回路や過
電圧保護回路を設けることによっても、回路の小型化及
び低コスト化の促進が妨げられるものである。

【００５８】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を解決するためにスイッチング電源回路として以
下のように構成する。即ち、入力された直流入力電圧を
断続して出力するためのメインスイッチング素子を備え
て形成されるスイッチング手段と、このスイッチング手
段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成
されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサ
とを備え、一次側と二次側とについて疎結合とされる所
要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一
次側に得られる上記スイッチング手段の出力を二次側に
伝送する絶縁コンバータトランスを備える。また、絶縁
コンバータトランスの二次巻線に対して二次側共振コン
デンサを接続することで形成される二次側共振回路と、
絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧
を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を
得るように構成される直流出力電圧生成手段と、二次側
直流出力電圧のレベルに応じて、上記メインスイッチン
グ素子のスイッチング周波数を可変制御すると共に、１
スイッチング周期内におけるオフ期間を一定としてオン
期間を可変制御するようにして、上記メインスイッチン
グ素子をスイッチング駆動することで、定電圧制御を行
うようにされるスイッチング駆動手段とを備えるもので
ある。そしてさらに、メインスイッチング素子のオン／
オフ期間に応じて可変される所定のオン／オフ期間を有
するようにしてスイッチングを行う補助スイッチング素
子を備えることで、一次側並列共振コンデンサの両端に
発生する一次側並列共振電圧をクランプするように設け
られるアクティブクランプ手段とを備えて構成するもの
である。

【００５９】上記構成によれば、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路
を備え、二次側には、二次巻線及び二次側共振コンデン
サとにより形成される二次側共振回路とが備えられた、
いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの構成が得
られる。また、定電圧制御としては、スイッチング素子
の１スイッチング周期内におけるオフ期間を一定として
オン期間を可変するようにしてスイッチング周波数を可
変制御することで行うようにされる。そして一次側にお
いては、メイン用のスイッチング素子のオフ時に発生す
る並列共振電圧をクランプするためのアクティブクラン
プ手段が備えられることで、この並列共振電圧レベルを
抑制するようにされる。

【００６０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示す回路図である。この図
に示す電源回路は、一次側に他励式の電圧共振形コンバ
ータを備えると共に、二次側には直列共振回路を備えた
複合共振形コンバータとしての構成を採っている。な
お、この図において図９、図１０、図１５、図１６と同
一部分には同一符号を付して説明を省略する。また、こ
の図１に示す電源回路も複合共振形スイッチングコンバ
ータとしての構成を採り、従ってこの場合にも先に図１
１に示した構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴを備え
ているものとされる。これについては、後述する他の実
施の形態としての電源回路についても同様とされる。

【００６１】図１に示す電源回路の一次側の全体構成と
しては、先ず、メインとなるメインスイッチング素子Ｑ
1を備え、基本的にはシングルエンド方式としてのスイ
ッチング動作を他励式により行う電圧共振形コンバータ
が設けられる。また、これに加えて、後述するようにし
て、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振
電圧Ｖ1をクランプするためのアクティブクランプ回路
２０が備えられる。このアクティブクランプ回路２０に
は、補助スイッチング素子Ｑ2が備えられる。そして、
上記メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング
素子Ｑ2のそれぞれについてスイッチング駆動するため
のスイッチング駆動部１０が備えられる。なお、この場
合、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング
素子Ｑ2には、共にＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。

【００６２】この場合、アクティブクランプ回路２０
は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣC
L，クランプダイオードＤD2を備えて形成される。補助
スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては
クランプダイオードＤD2が並列に接続される。ここで
は、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対し
て接続され、カソードがドレインに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプ
コンデンサＣCLの一方の端子と接続されて、その他方の
端子は、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻
始め端部との接続点に対して接続される。また、補助ス
イッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻終わり端
部に対して接続される。つまり、本実施の形態のアクテ
ィブクランプ回路２０としては、上記補助スイッチング
素子Ｑ2／／クランプダイオードＤD2の並列接続回路に
対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成る
ものとされる。そして、このようにして形成される回路
を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対し
て並列に接続して構成されるものである。なお、図１に
示すように、補助スイッチング素子Ｑ2がＭＯＳ−ＦＥ
Ｔとされる場合には、クランプダイオードＤD2にはいわ
ゆるボディダイオードが選定される。これは、メインス
イッチング素子Ｑ1についても同様で、クランプダイオ
ードＤD1にはボディダイオードを採用することができ
る。

【００６３】本実施の形態としてのスイッチング駆動部
１０は、図示するように、発振回路１１、第１ドライブ
回路１２、レベルシフト回路１３、第２ドライブ回路１
４を備えてなる。

【００６４】発振回路１１は、複合制御方式による定電
圧制御が行われるようにしてメインスイッチング素子Ｑ
1及び補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するために設けら
れる。この発振回路１１は、フォトカプラ４０を介して
入力される二次側出力電圧ＥO1のレベルに基づいて発信
信号の発振周波数が可変される。つまりスイッチング周
波数を可変するもので、スイッチング周波数は、この発
振周波数によって決定される。また、入力される一次側
の並列共振電圧Ｖ1に基づいて、発振周波数の１周期分
の波形のデューティを可変制御する。この波形のデュー
ティーは、スイッチング周期におけるオン期間とオフ期
間に対応するものであるが、ここでは、メインスイッチ
ング素子Ｑ1の１スイッチング周期内において、オフと
なる期間は一定で、オンとなる期間が可変されるように
波形のデューティ比を制御するようにされる。そして、
このようにして生成された発振周波数信号を、第１ドラ
イブ回路１３及びレベルシフト回路１３に対して出力す
る。

【００６５】第１ドライブ回路１２では、上記発振回路
１１から出力された発振信号を電圧信号に変換して、Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴであるメインスイッチング素子Ｑ1を駆動
するためのスイッチング駆動信号を生成し、メインスイ
ッチング素子Ｑ1のゲート端子に印加する。このスイッ
チング駆動信号に応じて、メインスイッチング素子Ｑ1
はスイッチング動作を行うことになる。

【００６６】また、メインスイッチング素子Ｑ1と補助
スイッチング素子Ｑ2とでは、後述するようにして同一
のスイッチング周波数で同期してスイッチングを行う
が、１スイッチング周期内におけるオン／オフタイミン
グは互いに異なるようにされる。このために、例えば上
記発振回路では、第１ドライブ回路１２に出力する発振
信号とは、例えば位相が１８０度シフトされた発振信号
をレベルシフト回路１３に対して出力する。この発振信
号の極性のタイミングが補助スイッチング素子Ｑ2のオ
ン／オフタイミングを決定することになる。レベルシフ
ト回路１３では、入力された発振信号について所定のレ
ベルシフト処理を行うことで、補助スイッチング素子Ｑ
2を駆動するのに適当とされる発振信号のレベルを設定
する。そして、この信号を第２ドライブ回路１４に対し
て供給する。第２ドライブ回路１４では、入力された信
号を電圧変換して補助スイッチング素子Ｑ2のためのス
イッチング駆動信号を生成し、ＭＯＳ−ＦＥＴである補
助スイッチング素子Ｑ2のゲート端子に対して印加す
る。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2が所要のオ
ン／オフタイミングで以てスイッチング動作を行うよう
にされる。なお、上記構成による本実施の形態のスイッ
チング駆動部１０としては、１つのＩＣとして構成され
るものとされる。

【００６７】また、この電源回路の二次側においては、
二次巻線Ｎ2及び並列共振コンデンサＣ2から成る並列共
振回路を備える。これにより電源回路全体としては、一
次側の電圧共振形コンバータと共に複合共振形スイッチ
ングコンバータを形成する。また、この場合には、二次
巻線Ｎ2の巻始め端部に対しては、整流ダイオードＤO1
及び平滑コンデンサＣO1から成る半波整流回路を接続す
ることで、二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしてい
る。この二次側直流出力電圧ＥO1は、前述もしたよう
に、安定化のための検出電圧として、フォトカプラ４０
を介して発振回路１１に対しても分岐して供給されるよ
うになっている。またこの場合には、二次巻線Ｎ2に対
してタップを設け、この二次巻線Ｎ2のタップ端子と二
次側アース間を整流電流経路とする、整流ダイオードＤ
O2及び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続
することで、低圧の二次側直流出力電圧ＥO2を得るよう
にもしている。

【００６８】図２の波形図は、上記図１に示した回路の
動作として、主として一次側のスイッチング動作を示し
ている。つまり、アクティブクランプ回路２０が設けら
れた電圧共振形コンバータとしての動作が示されている
ものである。この図２に示される動作は、図１に示す回
路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした場合に
得られるものとされ、図２（ａ）〜（ｇ）には、交流入
力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００
Ｗとされる条件での各部の動作が示され、図２（ｈ）〜
（ｎ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最小負荷電
力Ｐｏmin＝２０Ｗとされる条件での図２（ａ）〜
（ｇ）と同じ部位の動作が示される。

【００６９】先ず、図２（ａ）〜（ｇ）に示される最大
負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作から説明する。こ
の図においては、１スイッチング周期内の動作モードに
ついて、モード〜までの５段階の動作モードが示さ
れる。メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなるように
制御されるのは、図２（ｂ）に示すスイッチング出力電
流ＩQ1が流れる期間ｔon2においてであり、この期間ｔo
n2においてはモードとしての動作が得られる。なお、
補助スイッチング素子Ｑ2は、この期間ｔon2においては
オフ状態にあるように制御される。

【００７０】モード（期間ｔon2）においては、図２
（ｅ）に示す波形により、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1に一次巻線電流Ｉ1が流れるのである
が、この一次巻線電流Ｉ1は、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタ
ンスＬ1を介して上記スイッチング出力電流ＩQ1として
流れていく動作が得られる。このときのスイッチング出
力電流ＩQ1としては、図２（ｂ）の期間ｔon2に示すよ
うに、負の方向から正の方向に反転する波形となり、ほ
ぼ同期間の一次巻線電流Ｉ1の波形（図２（ｅ））に対
応する。ここで、スイッチング出力電流ＩQ1が負の方向
に流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共
振コンデンサＣｒにおける放電が終了することでクラン
プダイオードＤD1が導通し、クランプダイオードＤD1→
一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流す
ことで、電源側に電力を回生するモードとなる。そし
て、スイッチング出力電流ＩQ1（図２（ｂ））が負の方
向から正の方向に反転するタイミングにおいては、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switchin
g)及びＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオ
ンする。

【００７１】そして、次の期間ｔｄ１においては、モー
ドとしての動作となる。この期間では、メインスイッ
チング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に
流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れるこ
とになる。図示していないが、このときに、並列共振コ
ンデンサＣｒに流れる電流は、正極性によりパルス的に
現れる波形を示す。これは部分共振モードとしての動作
とされる。また、このときには、メインスイッチング素
子Ｑ1に対して並列に並列共振コンデンサＣｒが接続さ
れていることで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳ
によりターンオフされるものである。

【００７２】続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ン状態となるように制御されると共に、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間と
なり、これは、図２（ｃ）に示す補助スイッチング素子
Ｑ2の両端電圧Ｖ2が０レベルとなる期間ＴON2に相当す
る。この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路の動作
期間であり、先ずモードとしての動作を行った後にモ
ードとしての動作を行うようにされる。

【００７３】先のモードの動作では、一次巻線Ｎ1か
ら流れる電流によって並列共振コンデンサＣｒへの充電
が行われるが、これによりモードの動作としては、一
次巻線Ｎ1に得られている電圧が、図２（ｈ）に示され
ているクランプコンデンサＣCL1の両端電圧ＶCLの初期
時（期間ＴON2開始時）電圧レベルに対して同電位もし
くはそれ以上となる。これにより、補助スイッチング素
子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオードＤD2の導通
条件が満たされて導通することで、クランプダイオード
ＤD2→クランプコンデンサＣCL1の経路で電流が流れる
ようにされ、クランプ電流ＩQ2としては、図２（ｄ）の
期間ＴON2開始時以降において、負方向から時間経過に
従って０レベルに近づく鋸歯状波形が得られることにな
る。ここで、クランプコンデンサＣCL1のキャパシタン
スは並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの２５倍
以上となるように選定されている。このため、このモー
ドとしての動作によっては、大部分の電流がクランプ
電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣCL1に対して流れ
るようにされ、並列共振コンデンサＣｒに対してはほと
んど流れない。これにより、この期間ＴON2時にメイン
スイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1の傾きは
緩やかとなるようにされ、結果的には図２（ａ）に示す
ようにして、２７０Ｖｐにまで抑制されてその導通角は
広がることになる。即ち、並列共振電圧Ｖ1に対するク
ランプ動作が得られる。先行技術としての回路（図９及
び図１０の回路）において得られる並列共振電圧Ｖ1
は、５５０Ｖｐのレベルを有するパルス波形とされてい
たものである。

【００７４】そして、期間ＴON2において上記モード
が終了すると引き続いてモードとしての動作に移行す
る。このモード開始時は、図２（ｄ）に示すクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングと
される。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ
2は、このクランプ電流ＩQ2が負の方向から正方向に反
転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオ
ンする。このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振
回路の共振作用によって、補助スイッチング素子Ｑ2に
対しては、一次巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCLを介
して、正方向に増加していくクランプ電流ＩQ2が図２
（ｄ）に示すようにして流れる。

【００７５】上記モードの動作は、補助スイッチング
素子Ｑ2がターンオンすることで、期間ＴON1において０
レベルとされていた補助スイッチング素子Ｑ2の両端電
圧Ｖ2が立ち上がりを開始するタイミングを以て終了す
るようにされ、続いては、期間ｔｄ２におけるモード
としての動作に移行する。モードでは、並列共振コン
デンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対して放電電流を流す作が
得られる。つまり部分共振動作が得られる。このときに
メインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1
は、上述もしたように並列共振コンデンサＣｒのキャパ
シタンスが小さいことに因って、その傾きが大きいもの
となり、図２（ａ）に示すようにして、急速に０レベル
に向かって下降するようにして立ち下がっていく。そし
て、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記モードが終了
してモードが開始されるタイミングでターンオフを開
始するが、このときには、上記したようにして並列共振
電圧Ｖ1が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳ
によるターンオフ動作となる。また、補助スイッチング
素子Ｑ2がターンオフすることによって発生する電圧
は、上記したようにして並列共振コンデンサＣｒが放電
を行うことで、急峻には立ち上がらないようにされる。
この動作は、例えば図２（ｃ）の補助スイッチング素子
Ｑ2の両端電圧Ｖ2として示されるように、期間ｔｄ２
（モード時）を以て、或る傾きを有して０レベルから
ピークレベルに遷移する波形として示されている。な
お、この補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2として
は、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとされる期間ＴOFF
2において、例えば２４０Ｖｐを有すると共に、この期
間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モード時）を
以て２４０Ｖｐから０レベルに遷移し、終了期間である
期間ｔｄ２（モード時）を以て、上述のように０レベ
ルから２４０Ｖｐに遷移する波形となる。そして、以降
は、１スイッチング周期ごとにモード〜の動作が繰
り返される。

【００７６】また、二次側の動作としては、図２（ｆ）
に二次巻線Ｎ2（二次側並列共振コンデンサＣ2）の両端
に得られる二次側交番電圧Ｖｏが示され、図２（ｇ）に
二次側整流ダイオードＤO1に流れる二次側整流電流Ｉｏ
が示される。二次側交番電圧Ｖｏは、二次側整流ダイオ
ードＤO1が導通してオンとなる期間ＤONにおいて、二次
側直流電圧ＥO1のレベルでクランプされ、オフとなる期
間ＤOFFにおいて、負極性の方向にピークとなる正弦波
上の波形が得られる。また、二次側整流電流Ｉｏは、期
間ＤOFFには０レベルで、期間ＤONにおいて図示する波
形により流れるものとなる。

【００７７】また、上記図２（ａ）〜（ｇ）に示した各
部の動作波形は、例えば最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗ
にまで負荷電力が小さくなった条件の下では、それぞ
れ、図２（ｈ）〜（ｎ）に示すようにして変化する。

【００７８】ここで、例えば図２（ａ）と図２（ｈ）の
一次側並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるように、メイ
ンスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF１は固定
とされた上で、図２（ｈ）に示す波形のほうが、オンと
なる期間ＴON1が短くなっており、これによってスイッ
チング周波数は図２（ａ）に示す最大負荷電力時よりも
高くなっている。これは、一次側のメインスイッチング
素子Ｑ1は、負荷電力が小さくなって二次側出力電圧ＥO
1が上昇するのに応じて、スイッチング周波数が高くな
るように制御され、このときには、オフ期間は一定で、
オン期間が可変制御されることを示している。即ち、複
合制御方式による定電圧動作が得られていることを示し
ている。また、このようにしてメインスイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作が制御されるのに同期するよう
にして、補助スイッチング素子Ｑ2は、オンとなる期間
ＴON2は一定で、オフとなる期間ＴOFF2が可変されるこ
とで、やはりスイッチング周波数が可変制御される。そ
して、このような軽負荷の条件の下でも、図２（ｈ）〜
（ｎ）側に示すタイミングでモード〜の動作が行わ
れることで、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルが
抑制され、また、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧
Ｖ2のピークレベルも例えば２４０Ｖｐ程度にまで抑制
される。特に一次側並列共振電圧Ｖ1は、最小負荷電力
時においては、１２０Ｖｐにまで抑制される。

【００７９】上記図２による説明から分かるように、図
１に示す回路では、メイン用スイッチング素子Ｑ1のオ
フ時に発生するとされる並列共振電圧Ｖ1に対するクラ
ンプが行われて、そのレベルが抑制されることになる。
そして、例えば最大負荷条件のもとでＡＣ１００Ｖ系と
してＶAC＝１４４Ｖ程度までに上昇したとしても、並列
共振電圧Ｖ1は２７０Ｖｐ程度に抑えられる。また、Ａ
Ｃ２００Ｖ系の場合でも、並列共振電圧Ｖ1のピークレ
ベルの最大値としては、６００Ｖ程度にで抑制すること
が可能になる。従って、図１に示す回路としては、メイ
ン用スイッチング素子Ｑ1について、ＡＶ１００Ｖ系に
対応する場合には４００Ｖの耐圧品を選定し、また、Ａ
Ｃ２００Ｖ系に対応する場合には、８００Ｖの耐圧品を
選定すればよいことになる。つまり、例えば図９，図１
０，図１５，図１６に示した回路の場合よりも定耐圧品
を選定することができる。また、補助スイッチング素子
Ｑ2についても同様の耐圧品を選定すればよい。

【００８０】これにより、図１に示す回路としては、図
９，図１０，図１５，図１６に示す回路よりもスイッチ
ング素子の特性が向上する。例えばスイッチング素子が
ＭＯＳ−ＦＥＴとされる場合には、オン抵抗が低下する
ものである。そしてこれにより電力変換効率の向上が図
られる。

【００８１】また、スイッチング素子について低耐圧品
が選定されることで、スイッチング素子の小型化も図ら
れることになる。例えば図９，図１０，図１５，図１６
に示す回路に使用されるスイッチング素子は、１０００
Ｖ以上の耐圧品が必要となることから、そのパッケージ
のサイズが比較的大型となるのに対して、図１に示す回
路における各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2としては、より
小さなパッケージ品を使用することが可能になるもので
ある。また、並列共振電圧Ｖ1のレベルが抑制されるこ
とで、図１に示す回路では、並列共振コンデンサＣｒに
ついても、図６及び図７の回路の場合より低耐圧品を採
用することが可能になり、従って、並列共振コンデンサ
Ｃｒの小型化も図られる。また、この図に示す電源回路
では、負荷電力（二次側出力電圧）の変動に応じて一次
側スイッチングコンバータのスイッチング周波数が可変
制御されるために、負荷短絡時においては、スイッチン
グ周波数を低下させるように動作する。しかし、この負
荷短絡時の動作モードでメインスイッチング素子Ｑ1と
補助スイッチング素子Ｑ2にかかる電圧とこれらの素子
に流れる電流量とが定格内となるスイッチング素子であ
れば、これらの素子の破壊は防止され、従って本実施の
形態としては負荷短絡時に対応する保護回路を省略する
ことが可能となる。

【００８２】参考のために、上記図２に示した実験結果
を得た際の、図１に示した電源回路における要部の素子
についての選定値を示しておく。並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦクランプコンデンサＣCL＝０．２７μＦ二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４３Ｔ

【００８３】図３は、本発明の第２の実施の形態として
の電源回路の構成を示す回路図である。この電源回路
は、一次側に電圧共振形コンバータを備え、二次側に並
列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータ
とされる。また、一次側電圧共振形コンバータは、１石
のスイッチング素子を備えたシングルエンド方式の構成
を採る。なお、この図に示す電源回路において、図１，
図９，図１０，図１５，図１６と同一部分には同一符号
を付して説明を省略する。

【００８４】図３に示す電源回路は、一次側の構成とし
ては、先に図１０又は図１６に示した自励シングルエン
ド方式の電圧共振形コンバータを備え、また、定電圧制
御方式としては複合制御方式を採るために、直交型制御
トランスＰＲＴを備える構成を採っている。そして、こ
の構成に対して、自励式により動作するアクティブクラ
ンプ回路２０Ａが備えられる。

【００８５】アクティブクランプ回路２０Ａは、この場
合にはＢＪＴである補助スイッチング素子Ｑ2を備えて
なる。この補助スイッチング素子Ｑ2のコレクタはクラ
ンプコンデンサＣCLを介して一次巻線Ｎ1の巻始め端部
と接続される。この場合、一次巻線Ｎ1の巻始め端部
は、電流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正
極端子に接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のエミ
ッタは、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに対して接続
される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のベースに
は、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB2−
駆動巻線ＬB２の直列接続回路から成る自励発振駆動回
路が接続される。駆動巻線ＬB２の端部は、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの検出巻線Ｎ1Aの巻終わり端部に接
続されている。この検出巻線Ｎ1Aは、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部から数ター
ン分巻き上げるようにして設けられているもので、一次
巻線Ｎ1によって励起された交番電圧を自励発振駆動回
路に出力する。また、検出巻線Ｎ1Aの巻終わり端部が自
励発振駆動回路と接続されることで、補助スイッチング
素子Ｑ2のベースには、メインスイッチング素子Ｑ1とは
逆極性の駆動電流が流されることになる。また、補助ス
イッチング素子Ｑ2のベース−エミッタ間にはターンオ
ン時のクランプ電流の経路を形成するクランプダイオー
ドが並列に接続される。

【００８６】また、この電源回路の二次側は、図１と同
様の構成を採っている。この場合には、二次側直流出力
電圧Ｅ01を分岐して制御回路１の検出電圧として入力
し、これより低圧とされる二次側直流出力電圧Ｅ02を制
御回路１の動作電源として供給している。

【００８７】この図３に示す電源回路の要部の動作波形
を図４に示す。図４（ａ）〜（ｈ）には、交流入力電圧
ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗとさ
れる条件での各部の動作が示され、図４（ｉ）〜（ｐ）
には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最小負荷電力Ｐｏ
min＝２０Ｗとされる条件での図２（ａ）〜（ｈ）と同
じ部位の動作が示される。

【００８８】先ず、図４（ａ）〜（ｈ）に示される最大
負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作から説明する。メ
インスイッチング素子Ｑ1の自励発振駆動回路からベー
スに流されるベース電流ＩB1（スイッチング駆動信号）
は図４（ｃ）に示す波形により流れる。つまり、期間Ｔ
OFF1は０レベルで、期間ＴON1において図示する波形に
よる電流をメインスイッチング素子Ｑ1のベースに供給
するものである。これにより、メインスイッチング素子
Ｑ1は、１スイッチング周期内において、期間ＴONにて
オン状態となり、期間ＴOFF1においてオフ状態となるス
イッチング動作を繰り返すようにされる。

【００８９】このときにメインスイッチング素子Ｑ1の
コレクタに流れるコレクタ電流Ｉｃｐは、図４（ｂ）に
示すようにして、期間ＴOFF1においては０レベルで、期
間ＴON1において、初期時に負極正方向のクランプ電流
が流れた後にコレクタ→エミッタを介してスイッチング
電流が波形が得られる。また、並列共振電圧Ｖ1は、図
４（ａ）に示されるように、期間ＴON1は０レベルで期
間ＴOFF1において図示するパルス波形が得られるものと
なる。

【００９０】また、補助スイッチング素子Ｑ2のベース
には、その自励発振駆動回路から図４（ｆ）に示す波形
のベース電流ＩB2が流される。ここで、図４（ｃ）と図
４（ｅ）と比較して分かるように、ベース電流ＩB1，Ｉ
B2は、互いに逆極性となるタイミングで流れるようにさ
れる。従って、補助スイッチング素子Ｑ2は、メインス
イッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF1内の期間ＴO
N2においてオンとなり、残る１スイッチング周期内の期
間ＴOFF2においてオフとなるようにスイッチングを行
う。つまりは、メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイ
ッチング素子Ｑ2はほぼ交互となるタイミングでオン／
オフ動作を行う。この動作は、例えば図４（ｄ）の補助
スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2、及び補助スイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2の波形によっても示さ
れており、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2は、
期間ＴOFF2において０レベルで、期間ＴON2において図
示する波形によるパルスが得られるものとなる。また、
コレクタ電流ＩQ2は、期間ＴOFF2は０レベルで、期間Ｔ
ON2において、先ずクランプコンデンサＣCL→一次巻線
Ｎ1への放電電流が流れ、続いてクランプコンデンサＣC
Lからコレクタ→エミッタに流れる波形が得られる。

【００９１】そして、上記のようにして補助スイッチン
グ素子Ｑ2がスイッチング動作を行うことで、先に図２
にて説明したのと同様のモード〜の動作が各期間
（ｔon2，ｔｄ１，ｔon1，ｔｄ２）にて得られること
で、本実施の形態においても、図４（ａ）に示す並列共
振電圧Ｖ1、及び図４（ｄ）に示す補助スイッチング素
子Ｑ2の両端電圧Ｖ2のレベルがクランプされて、そのピ
ークレベルが抑制される。

【００９２】また、二次側の動作としては、ここでも図
４（ｇ）に二次側交番電圧Ｖｏを示し、図４（ｈ）に二
次側整流電流Ｉｏを示しているが、これらの波形は、例
えばこの第２の実施の形態と同じ二次側の構成を採る図
１に示した第１の実施の形態の回路の場合の動作（図２
（ｆ）（ｇ））と同様となる。

【００９３】また、上記図４（ａ）〜（ｈ）に示した各
部の波形は、最小負荷電力時においては図４（ｉ）〜
（ｎ）に示すように変化する。例えば図４（ａ）と図４
（ｉ）を比較して分かるように、この第２の実施の形態
の電源回路にあっても第１の電源回路と同様、複合制御
に対応したメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
動作の制御が行われている。つまり、負荷条件が軽くな
るのに従って、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数を高くするように制御し、これと共に、１ス
イッチング周期内の期間ＴOFF1は一定としたうえで、期
間ＴON1が短くなるように制御されるものである。ま
た、これに同期して、補助スイッチング素子Ｑ2は、期
間ＴON2は一定とされたうえでで、期間ＴOFF2が短くな
るようにして、スイッチング周波数を高めるように可変
制御される。そして、このような軽負荷時においては、
図４（ｉ）〜（ｐ）側に示すタイミングでモード〜
の動作が行われることになり、重負荷時の場合と同様に
一次側並列共振電圧Ｖ1及び補助スイッチング素子Ｑ2の
両端電圧Ｖ2のピークレベルが抑制される。

【００９４】続いて、第３の実施の形態について説明す
る。図５は、第３の実施の形態としての電源回路の構成
を示している。なお、この図において図１，図３，図
９，図１０，図１５，図１６と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。

【００９５】この図３に示す第３の実施の形態としての
電源回路における一次側の構成は、例えば図１に示した
第１の実施の形態の電源回路と同様とされるが、二次側
の構成が異なる。この第３の実施の形態の電源回路の二
次側においては、二次側直列共振コンデンサＣｓ、整流
ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1を図の
ように接続して成る整流回路系を二次側に備えるもので
ある。つまり、二次側直列共振コンデンサＣｓと二次巻
線Ｎ2から成る二次側直列共振回路を含む倍電圧整流回
路を形成しているものである。つまり図１５に示した二
次側と同様の構成を採る。そして、この倍電圧整流回路
によって二次側直流出力電圧ＥO1を得るもので或る。

【００９６】また、この図にあっては、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側において三次巻線Ｎ3が巻装さ
れており、低圧の二次側直流出力電圧ＥO2は、この三次
巻線Ｎ3に対して接続される、整流ダイオードＤO3、平
滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路によって得るよ
うにされている。

【００９７】このようにして構成される電源回路におけ
る要部の動作波形は、図６に示すものとなる。図６
（ａ）〜（ｎ）に示す各部の波形は、例えば先の図２
（ａ）〜（ｎ）と同じとされる部位の波形とされる。つ
まり、図６（ａ）〜（ｇ）には、交流入力電圧ＶAC＝１
００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗとされる条件
での各部（Ｖ1，ＩQ1，Ｖ2，ＩQ2，Ｉ1，Ｖｏ，Ｉｏ）
の動作が示され、図６（ｈ）〜（ｎ）には、交流入力電
圧ＶAC＝１００Ｖ、最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗとさ
れる条件での図６（ａ）〜（ｇ）と同じ部位の動作が示
されている。また、この図に示す実験結果を得た第３の
実施の形態としての電源回路の要部の素子についての選
定値は次のようになる。並列共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦクランプコンデンサＣCL＝０．２２μＦ二次側直列共振コンデンサＣｓ＝０．１μＦ一次巻線Ｎ1＝４３Ｔ二次巻線Ｎ2＝２３Ｔ

【００９８】この図６において、一次側の波形の動作
は、図２の場合とほぼ同様とされることになる。従っ
て、図５の電源回路にあっても、アクティブクランプ回
路２０が備えられることによって、並列共振電圧Ｖ1及
び補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2のピークレベ
ルが抑制される。なお、ここでの二次側の動作として、
図６（ｆ）（ｍ）には、整流ダイオードＤO1，ＤO2の接
続点と二次巻線Ｎ2の巻終わり端部（二次側アース）間
の電位としての二次側交番電圧Ｖｏのレベルが示され
る。また、図６（ｇ）（ｎ）には、整流ダイオードＤO1
を流れて平滑コンデンサＣO1に充電される電流をＩｏと
して示している。この場合の二次側交番電圧Ｖｏ（図６
（ｆ）（ｍ））は、整流ダイオードＤO1がオンとなる期
間ＤONには０レベルで、オフとなる期間ＤOFFに二次側
直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされる矩形波が得
られる。

【００９９】図７は、第４の実施の形態の電源回路の構
成を示す回路図である。この図において図１，図３，図
５，図９，図１０，図１５，図１６と同一部分には同一
符号を付して説明を省略する。

【０１００】この図に示す電源回路は、一次側に自励シ
ングルエンド方式の電圧共振形コンバータが備えられ、
さらにこの電圧共振形コンバータに対して、アクティブ
クランプ回路２０Ａが備えられる。この点では、先に図
３に示した電源回路と同様の構成を採る。また、この電
源回路も複合共振形スイッチングコンバータとしての構
成を採っているが、二次側には、二次側直列共振コンデ
ンサＣｓを含んで形成される倍電圧整流回路が備えられ
る。つまり、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、一次側には電圧共振形コンバータのための並列共振
回路を備え、二次側には直列共振回路を備えるもので、
この点では、先の図５に示した電源回路と同様となる。

【０１０１】この図７に示した構成の電源回路の動作波
形は図８に示される。図８（ａ）〜（ｐ）に示す各部の
波形は、例えば先の図４（ａ）〜（ｐ）と同じとされる
部位の波形とされる。つまり、図８（ａ）〜（ｈ）に
は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏma
x＝２００Ｗとされる条件での各部（Ｖ1，Ｉｃｐ，ＩB
1，Ｖ2，ＩQ2，ＩB2，Ｖｏ，Ｉｏ）の動作が示され、図
８（ｉ）〜（ｐ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、
最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗとされる条件での図８
（ａ）〜（ｈ）と同じ部位の動作が示されている。

【０１０２】この図８（ａ）〜（ｅ）、及び図８（ｉ）
〜（ｎ）に示される一次側の各部の動作波形は、図４
（ａ）〜（ｅ）、図４（ｉ）〜（ｎ）の場合とほぼ同様
となる。このことから、図７の電源回路にあっても、ア
クティブクランプ回路２０Ａが動作することで、並列共
振電圧Ｖ1及び補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2
のピークレベルが抑制される。また、図８（ｇ）
（ｈ）、及び図８（ｏ）（ｐ）に示される二次側の部位
の動作としては、先に図６（ｇ）（ｈ）、図６（ｏ）
（ｐ）に示した波形と同様となる。これは、二次側が直
列共振回路を備えた倍電圧整流回路を備えていることに
依る。

【０１０３】なお、本発明の実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、上記実施
の形態では、メインとなるスイッチング素子と補助スイ
ッチング素子とについては、ＭＯＳ−ＦＥＴ、あるいは
ＢＪＴを採用するものとしているが、ほかにも例えばＩ
ＧＢＴやＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）などの他の素子
を採用することも考えられるものであり、また、他励式
とするためのスイッチング駆動部の構成も各図に示した
ものに限定される必要はなく、適宜適切とされる回路構
成に変更されて構わない。また、二次側共振回路を含ん
で形成される二次側の整流回路としても、実施の形態と
しての各図に示した構成に限定されるものではなく、他
の回路構成が採用されて構わないものである。

【０１０４】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路では、一次側に電圧共振形コンバータを備
え、二次側には並列共振回路又は直列共振回路を備える
複合共振形スイッチングコンバータの構成に対して、そ
の一次側にアクティブクランプ回路を設けることで、一
次側並列共振コンデンサの両端に生じる並列共振電圧パ
ルスをクランプして、そのレベルを抑制するようにされ
る。これによって、電源回路に備えられるスイッチング
素子、及び一次側並列共振コンデンサ等の各素子の耐圧
については、これまでよりも低耐圧品を選定することが
できる。

【０１０５】そして、このようにして低耐圧品が選定さ
れることで、スイッチング素子のスイッチング特性が向
上するために、電力変換効率の向上も図られることにな
る。また、低耐圧品を選定した場合には、これら各部品
素子も小型となるため、電源回路としての基板サイズの
小型軽量化を促進することも可能となるものである。ま
た、本発明としての構成であれば、例えば負荷短絡時に
おいてスイッチング周波数が低下して不安定な動作にな
ったときの電圧、電流が定格内となるものを選定するこ
とができるのであるが、これによって、負荷短絡時にお
けるスイッチング素子の破壊を防止することができ、従
って、負荷短絡時に対応した保護回路を設ける必要もな
くなる。これによっても、回路の小型軽量化及び低コス
ト化を促進できるものである。

【０１０６】また、本発明のアクティブクランプ回路と
しては、例えば補助スイッチング素子、クランプ用コン
デンサ、クランプダイオードを接続して形成される回路
を絶縁コンバータトランスの一次巻線に並列接続するよ
うにして構成することができるため、追加すべき部品点
数としても少なくて済み、回路の小型軽量化の妨げには
ならないものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路にお
ける要部の動作を示す波形図である

【図３】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図４】第２の実施の形態のスイッチング電源回路にお
ける要部の動作を示す波形図である

【図５】本発明の第３の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図６】第３の実施の形態のスイッチング電源回路にお
ける要部の動作を示す波形図である

【図７】本発明の第４の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図８】第４の実施の形態のスイッチング電源回路にお
ける要部の動作を示す波形図である

【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図１０】先行技術としてのスイッチング電源回路の他
の構成例を示す回路図である。

【図１１】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図
である。

【図１２】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す等価回路図である。

【図１３】図１０及び図１１に示すスイッチング電源回
路の動作を示す波形図である。

【図１４】図１０及び図１１に示すスイッチング電源回
路についての、交流入力電圧に対する特性を示す説明図
である。

【図１５】先行技術としてのスイッチング電源回路の、
さらに他の構成例を示す回路図である。

【図１６】先行技術としてのスイッチング電源回路の、
さらに他の構成例を示す回路図である。

【図１７】図１５及び図１６に示すスイッチング電源回
路の動作を示す波形図である。

【図１８】図１５及び図１６に示すスイッチング電源回
路についての、交流入力電圧に対する特性を示す説明図
である。

【符号の説明】

１制御回路、１０スイッチング駆動部、１１発振回
路、１２第１ドライブ回路、１３レベルシフト回
路、１４第２ドライブ回路、２０，２０Ａアクティ
ブクランプ回路、４０フォトカプラ、Ｑ1 メインス
イッチング素子、Ｑ3 補助スイッチング素子、ＰＩＴ
絶縁コンバータトランス、Ｃｒ一次側並列共振コン
デンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ二次
側直列共振コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された直流入力電圧を断続して出力
するためのメインスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振
回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記メイン
スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御する
と共に、１スイッチング周期内におけるオフ期間を一定
としてオン期間を可変制御するようにして、上記メイン
スイッチング素子をスイッチング駆動することで、定電
圧制御を行うようにされるスイッチング駆動手段と、上記メインスイッチング素子のオン／オフ期間に応じて
可変される所定のオン／オフ期間を有するようにしてス
イッチングを行う補助スイッチング素子を備えること
で、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発生する一
次側並列共振電圧をクランプするように設けられるアク
ティブクランプ手段と、を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源
回路。