JP2004215376A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】電源回路の電力変換効率の向上、及び低コスト化。
【解決手段】一次側には、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータを備え、複数の二次側直流出力電圧を生成する構成とする。そして、これら複数の二次側直流出力電圧のうち、特定の１つの二次側直流出力電圧については、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を可変制御することによって定電圧化を図り、残る二次側直流出力電圧のそれぞれのについては、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、制御トランスの制御巻線に流す制御電流レベルを可変することで、整流電流経路に挿入した被制御巻線のインダクタンスを変化させ、これにより、定電圧化を図る。
【選択図】 図１
【解決手段】一次側には、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータを備え、複数の二次側直流出力電圧を生成する構成とする。そして、これら複数の二次側直流出力電圧のうち、特定の１つの二次側直流出力電圧については、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を可変制御することによって定電圧化を図り、残る二次側直流出力電圧のそれぞれのについては、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、制御トランスの制御巻線に流す制御電流レベルを可変することで、整流電流経路に挿入した被制御巻線のインダクタンスを変化させ、これにより、定電圧化を図る。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
そして、本出願人が先に特許出願した電源回路の１つとして、一次側スイッチングコンバータとして電圧共振形コンバータを備え、二次側においては複数の二次側直流出力電圧を生成して出力するように構成したものがある。
そして、二次側直流出力電圧の安定化は、例えばメインとなる二次側直流出力電圧については、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を制御することによるスイッチング周波数制御方式を採る。また、他の所要の二次側直流出力電圧については、その二次側直流出力電圧を生成するための整流電流経路に対して、直交型制御トランス（可飽和リアクトル）の被制御巻線を直列に挿入する。そして、二次側直流出力電圧のレベルに応じて直交型制御トランスの制御巻線に流す制御電流レベルを可変することで被制御巻線のインダクタンスを可変し、これにより、整流電流経路に流すべき電流レベルをコントロールして二次側直流出力電圧の定電圧化を行うようにしているものである（特許文献１参照）。
【０００４】
そして、上記した電源回路に基づいて構成される、先行技術としての電源回路を図１４に示す。この図１４に示す電源回路も、一次側スイッチングコンバータとして共振形コンバータを備え、二次側においては複数の二次側直流出力電圧を生成する構成とされている。ただし、上記した電源回路は、一次側スイッチングコンバータが電圧共振形コンバータであるのに対して、図１４に示す電源回路は電流共振形コンバータとされている。例えば二次側直流出力電圧を生成する整流回路系は、一次側スイッチングコンバータが電圧共振形コンバータである場合には、半波整流回路としての構成を採ることになるが、電流共振形コンバータとされる場合には全波整流回路を形成することが可能となる。これにより、スイッチング電源回路としての電流容量を増加させることができる。
【０００５】
この図１４に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、１つのコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣＬを接続して形成される、コモンモードノイズフィルタが設けられる。コモンモードノイズフィルタは、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わるノイズを抑制する。
【０００６】
そして、上記コモンモードノイズフィルタの後段における商用交流電源ＡＣのラインに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられる。この全波整流回路による整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【０００７】
上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成に対して少なくとも一次側に部分電圧共振回路を備えた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【０００８】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００９】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合の電源入力端子Ｖｃｃは、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されている。コントロールＩＣ２は、の起動抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉにより起動して動作することになる。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００１０】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されるようになっている。
そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、それぞれ上記ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力されるドライブ信号によって、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、この場合には、一次巻線Ｎ１と、２組の二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａが巻装される。
この場合、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して接続される。また、一次巻線Ｎ１の他端は、一次側アースに接続される。
【００１２】
上記した接続態様によると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力点に対して、直列共振コンデンサＣ１−一次巻線Ｎ１の直列回路が接続されていることになる。これにより、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１とによって、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００１３】
従って、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｌ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００１４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装される二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａの各々においては、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
先ず、二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１５】
制御回路１は、上記二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化することとなって、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御が図られることになる。
【００１６】
また、この場合には、二次側直流出力電圧Ｅｏに対して、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥのスイッチング素子Ｑ３、整流ダイオードＤ３、チョークコイルＬ１０、平滑コンデンサＣｏ３から成る降圧形コンバータが接続されている。
この降圧形コンバータは、二次側直流出力電圧Ｅｏを入力してスイッチング素子Ｑ３によりスイッチングを行って得られる交番電圧を、整流ダイオードＤ３及びチョークコイルＬ１０により半波整流して、平滑コンデンサＣｏ３に充電することで、二次側直流出力電圧Ｅｏから降圧された二次側直流出力電圧Ｅｏ２を生成する。
【００１７】
二次側直流出力電圧Ｅｏ２に対する定電圧制御は、制御回路３によって行われる。
制御回路３には二次側直流出力電圧Ｅｏ２が入力されており、この入力された二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ３のゲートに出力するドライブ信号について、例えばスイッチング周波数は一定としたうえで、１周期内のパルス幅を可変する。つまり、ＰＷＭ制御を行う。これにより、１スイッチング周期内におけるスイッチング素子Ｑ３の導通角が可変される結果、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルも変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ２を可変制御することによって、二次側直流出力電圧Ｅｏ２に対する安定化が図られることになる。
【００１８】
また、二次巻線Ｎ２Ａに対してもセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路が形成されており、平滑コンデンサＣｏ１の両端には直流電圧が得られるようになっている。
そして、この場合には、平滑コンデンサＣｏ１の出力である直流電圧に対して三端子レギュレータ４を接続することで、平滑コンデンサＣｏ２の両端電圧として、安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ１を得るようにされる。
【００１９】
ここで、上記のようにして二次側で得られる二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２についての負荷条件は次のようになっている。
Ｅｏ＝５．０Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１＝１２．０Ｖ／１Ａ〜０．２Ａ
Ｅｏ２＝３．３Ｖ／６Ａ〜２Ａ
上記した負荷条件によると、二次側直流出力電圧Ｅｏが最も負荷電力が大きい。このために、二次側直流出力電圧Ｅｏについては、定電圧制御として最も支配力が大きく、また、電力損失の少ないスイッチング周波数制御によって行うようにしている。
また、二次側直流出力電圧Ｅｏの次に負荷電力が大きいのは、二次側直流出力電圧Ｅｏ２となる。この二次側直流出力電圧Ｅｏ２においても負荷電流量は相応に大きなものとなるので、この場合には、スイッチング周波数制御以外の手段として、降圧形コンバータを備えることによって定電圧化することとしているものである。
残る二次側直流出力電圧Ｅｏ１は、負荷電流量が少ないことから、三端子レギュレータ４による簡易な安定化を図っている。
【００２０】
【特許文献１】
特開２０００−０６４９８１号公報
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記図１４に示す電源回路においては、次のような問題を有している。
図１４に示す電源回路のＤＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）は、二次側直流出力電圧Ｅｏについては９４％であるが、Ｅｏ１については８０％、Ｅｏ２については９２％であり、総合的には８８％程度にとどまる。
つまり、図１４に示す回路は、複数の二次側直流出力電圧を個々に安定化するために、三端子レギュレータ４等のシリーズレギュレータ、及び降圧形コンバータを付加する構成を採るのであるが、これらシリーズレギュレータ及び降圧形コンバータにおける電力損失がどうしても多くなる。このため、負荷側の条件として負荷電力変動が大きいような場合には、電力損失がさらに増加するので、シリーズレギュレータや降圧形コンバータに対して放熱板を設ける必要も生じ、例えば回路規模の拡大やコスト高にもつながってしまう。
【００２２】
また、図１４に示す電源回路では、一次側複合共振形コンバータのスイッチング周波数が７５ＫＨｚ〜１００ＫＨｚであるのに対して、二次側の降圧形コンバータ内のスイッチング素子Ｑ３のスイッチング周波数は例えば１００ＫＨｚで固定となる。このようにして、１つの電源回路内において複数種のスイッチング周波数が混在すると、互いのスイッチング周波数が干渉し合い、発生するノイズレベルも高くなってしまう。このために、各種ノイズフィルタや、シールド板などのノイズ対策が必要となり、この点でも、回路規模の拡大やコスト高を招く。
【００２３】
そこで、上記したようなシリーズレギュレータ及び降圧形コンバータ等に代わって二次側出力を安定化する手段として、磁気増幅器を採用することが知られている。
図１５は、図１４に示した電源回路の二次側において、上記のような磁気増幅器を採用した場合の構成例を示している。なお、この図において、図１４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２４】
この図１５において、安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ１を生成するための回路系は、次のようにして構成されている。
先ず、二次巻線Ｎ２Ａに対しては、二次側アースに接地されるセンタータップを設けた上で、図示するようにして整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、及び平滑コンデンサＣｏ１を接続することで両波整流回路を形成している。そして、平滑コンデンサＣｏ１の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏ１が生成される。
【００２５】
そのうえで、この二次巻線Ｎ２Ａの両波整流回路においては、磁気増幅器を備えることによる定電圧回路（磁気増幅器定電圧回路）が備えられ、この磁気増幅器定電圧回路により二次側直流出力電圧Ｅｏ１が安定化される。
この磁気増幅器定電圧回路は、先ず、二次巻線Ｎ２Ａの一端と整流ダイオードＤｏ３のアノードとの間に可飽和インダクタ（チョークコイル）ＳＲ１を挿入し、二次巻線Ｎ２Ａの他端と整流ダイオードＤｏ４のアノードとの間に可飽和インダクタＳＲ２を挿入する。また、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１のカソードを整流ダイオードＤｏ３のアノードに接続し、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ２のカソードを整流ダイオードＤｏ４のアノードに接続する。ダイオードＤＶ１，ＤＶ２の各アノードは、トランジスタＱ４のコレクタと接続される。トランジスタＱ４のエミッタは、抵抗Ｒｃを介して二次側直流出力電圧Ｅｏ１の正極ラインと接続される。この場合の制御回路３は、二次側直流出力電圧Ｅｏ１の安定化のために、可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２の磁束を制御する。
制御回路３は、シャントレギュレータ等を備えた誤差増幅器として形成され、入力された二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルに応じて、トランジスタＱ４のベース電流レベルを可変制御する。これに応じて、トランジスタＱ４のコレクタ電流レベルが可変されることになる。トランジスタＱ４のコレクタは、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１，ＤＶ２のアノードの接続点に接続されているから、コレクタ電流レベルが可変されることによっては、可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２における磁束のリセット電圧を可変するためのコントロール電圧が可変されることとなる。
【００２６】
ここで、上記した可飽和インダクタＳＲ（ＳＲ１，ＳＲ２）は、例えば図１６に示すようにして、円形のトロイダルコアＣＲに対して、単線の巻線Ｌｎを所要の巻数により巻装して構成される。
【００２７】
また、図１７は、上記のようにして構成される可飽和インダクタＳＲのコアの材質として、コバルト系アモルファスが選定されている場合のＢ−Ｈ曲線図を示している。この可飽和インダクタＳＲのＢ−Ｈ特性は、この図からもわかるように、ヒステリシス特性として、角形比がおおきいものとなっている。
そして、このよな可飽和インダクタＳＲを備えた磁気増幅器の動作としては、図１８に示すものとなる。図１８において、電圧Ｖ３は、可飽和インダクタＳＲ１と二次巻線Ｎ２Ａの端部の接続点と、二次巻線Ｎ２Ａのセンタータップとの間の電位を示す。また、電圧ＶＬ１は、可飽和インダクタＳＲ１の両端電圧を示す。電流ＩＤ１は、整流ダイオードＤｏ３に流入する整流電流を示す。
【００２８】
期間ｔ０〜ｔ１に対応しては電圧Ｖ３は正極性の状態となっているが、このとき、可飽和インダクタＳＲ１は、不飽和状態（Ｂ０＞Ｂ＞Ｂ１）である。このときには、電圧Ｖ３，ＶＬ１との関係は、Ｖ３≒ＶＬ１となるので、整流ダイオードＤｏ３には、整流電流ＩＤ１は流れていない。
次の期間ｔ１〜ｔ２においては、可飽和インダクタＳＲ１は、飽和状態（Ｂ＝Ｂ１）となるので、電圧ＶＬ１は、ほぼ０レベルとなる。これにより、電圧Ｖ３，ＶＬ１との関係は、Ｖ３＞ＶＬ１となるので、整流ダイオードＤｏ３に整流電流ＩＤ１が流れはじめることになる。
【００２９】
そして、次の期間ｔ２〜ｔ３では、図１９において等化的に示す出力電圧調整回路１１が動作する。この出力電圧調整回路１１は、図１５では、二次側直流出力電圧Ｅｏ２が入力される制御回路３となる。この図１９からも分かるように、制御回路３としては、誤差増幅器としての構成を採っていること分かる。つまり、分圧抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２により分圧した二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルを、基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、その誤差を、オペアンプＯＰ及び帰還回路（Ｃａ，Ｒａ）から成る増幅回路により増幅して、抵抗Ｒｂを介して出力しているものである。そして、上記のようにして得られる出力電圧調整回路１１からの出力に応じて、リセット回路１０が、可飽和インダクタＳＲ１に対してリセット電流を流すことになる。このリセット回路１０は、図１５における抵抗Ｒｃ、トランジスタＱ４、ダイオードＤＶ１，ＤＶ２、及び可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２から成るリセット回路としての機能を等化的に示している。
このときにおけるリセット回路１０におけるリセット電流の供給動作は、出力電圧調整回路１１からの出力レベルに応じたレベルの電流を、抵抗Ｒｃ→トランジスタＱ４→ダイオードＤＶ１を介して、可飽和インダクタＳＲ１に流すことで得られる。このリセット電流によって、可飽和インダクタＳＲ１では、磁束密度をＢ０に戻すようにしてリセットが行われる。
【００３０】
上記期間ｔ２〜ｔ３におけるリセット量（リセット電流レベル）によって、可飽和インダクタＳＲ１が不飽和状態となる期間ｔ０〜ｔ１の時間長が決定される。そこで、軽負荷の傾向となるのに応じて二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルが上昇するのに対応して、リセット量を増加させるようにする。これにより、図１７に示すようにして、残留磁束密度Ｂ０は、Ｂ０Ａとなるから、不飽和状態の期間である期間ｔ０〜ｔ１も、図１８に示すようにして、期間ｔ０Ａ〜ｔ１Ａとなるように長くすることができる。このようにして、不飽和状態の期間が長くなれば、整流電流ＩＤ１が流れないとされる期間も長くなるから、単位時間あたりの負荷への電力強九時間も短縮されて、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルもその分低下することになる。
そして、このような動作は、図１８に示す波形が１８０°の位相差を有するタイミングで以て、可飽和インダクタＳＲ２側においても行われることになる。
このようにして、図１５に示す回路では、両波整流によって得られる二次側直流出力電圧Ｅｏ１の安定化を図るようにされる。
【００３１】
また、図１５においては、二次巻線Ｎ２側において生成される二次側直流出力電圧Ｅｏ２についても、上記二次側直流出力電圧Ｅｏ１と同様にして、磁気増幅器定電圧回路によって、定電圧制御を行う構成が採られている。
つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ２を得るための基本構成としては、二次巻線Ｎ２に対して、整流ダイオードＤｏ５，Ｄｏ６及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路を接続する。
そのうえで、この両波整流回路に対して、可飽和インダクタ（チョークコイル）ＳＲ３，ＳＲ４、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１，ＤＶ２、リセット電流出力用のトランジスタＱ３、抵抗Ｒｃ、制御回路３を図示するようにして接続して、磁気増幅器定電圧回路を形成するものである。
【００３２】
上記図１５に示したような磁気増幅器定電圧回路を備えた構成とした場合、磁気増幅器定電圧回路による定電圧制御は、可飽和インダクタＳＲの飽和／不飽和状態となる期間を制御する方式であるが、この動作は、上記説明からも分かるように、二次巻線に得られる交番電圧（Ｖ３）の周期タイミングに応じたものとなっている。つまり、磁気増幅器定電圧回路を形成する可飽和インダクタＳＲ、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１，ＤＶ２、及びリセット電流出力用のトランジスタＱ３，Ｑ４などの動作は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数に同期したものとなっている。このことから、例えば図１４に示した電源回路におけるような、異なるスイッチング周波数間での干渉によるノイズ発生量増加の問題は解消される。
【００３３】
しかしながら、図１５に示した回路においても、可飽和インダクタＳＲを構成するトロイダルコアＣＲによる電力損失、及び磁気増幅器定電圧回路を形成する、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１，ＤＶ２、及びリセット電流出力用のトランジスタＱ３，Ｑ４などの半導体素子における電力損失が大きい。このため、電源回路としての総合的な電力変換効率が低下するという問題は残ることとなる。例えば、図１５に示した回路とした場合の総合的な電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）は、８６％程度であり、図１４に示した回路構成によりも低下してしまう。
【００３４】
また、磁気増幅器定電圧回路を形成するのにあたっては、可飽和インダクタＳＲとしてのトロイダルコアと、リセット電圧可変用のダイオード素子、及びリセット電流出力用のトランジスタなどの半導体素子が必要である。例えば実際においては、リセット電圧可変用のダイオード素子には、ショットキーダイオードが選定される。また、リセット電流出力用のトランジスタには、５０Ｖ／２Ａが選定される。これらの半導体素子は比較的高価でもあるから、コスト的には依然として不利である。
特に、図１４に示す電源回路の構成を基礎とする場合には、この問題が拡大する。つまり、前述もしたように、一次側スイッチングコンバータの基本構成を電流共振形とした場合においては、二次側直流出力電圧を生成する整流回路系を両波整流回路として、より多くの電流容量を得るように構成することができる。しかし、両波整流回路に対して磁気増幅器定電圧回路を付加する場合には、正／負の整流電流経路に対応して、可飽和インダクタＳＲ、及びリセット電圧可変用のダイオード素子については２組が必要となってしまう。
【００３５】
このようにして、例えば一次側に電流共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路において、二次側にて生成する複数の二次側直流出力電圧について、個々に定電圧制御を行う場合においては、この定電圧制御のための回路素子が付加されることに依る電力変換効率の低下、及びコストアップ等の問題が存在する。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、 少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された、複数の直流出力電圧生成手段と、複数の直流出力電圧生成手段により生成される複数の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段を備える。
また、複数の二次側直流出力電圧のうち、周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、制御対象である二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、制御対象である二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して被制御巻線のインダクタンスを可変することで、制御対象である二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段を備えることとした。
【００３７】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、電流共振形コンバータが採用される。そして、二次側においては、複数の二次側直流出力電圧を生成するようにされている。
そして、複数の二次側直流出力電圧のうち、特定の１つの二次側直流出力電圧については、その二次側直流出力電圧のレベルに応じて、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を可変制御することによって定電圧化を図るようにされる。
また、残る二次側直流出力電圧のそれぞれについては、インダクタンス制御型定電圧制御手段により行うこととしている。つまり、制御巻線と被制御巻線を備える可飽和リアクトルとしての制御トランスを備え、被制御巻線を、その制御対象である二次側直流出力電圧を生成するための整流電流経路に挿入するようにされる。そして、制御対象である二次側直流出力電圧のレベルに応じて、制御巻線に流す制御電流レベルを可変することで、被制御巻線のインダクタンスを変化させ、これにより、制御対象の二次側直流出力電圧が安定化される。
このような構成のインダクタンス制御型定電圧制御手段では、例えば被制御巻線における電力損失は少なく、制御巻線に制御電流を流すための制御電力も非常に少なくて済む。
【００３８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、１つのコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣＬを接続して形成される、コモンモードノイズフィルタが設けられる。コモンモードノイズフィルタは、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わるノイズを抑制する。
【００３９】
そして、上記コモンモードノイズフィルタの後段における商用交流電源ＡＣのラインに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられる。この全波整流回路による整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００４０】
上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作する一次側スイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成に対して少なくとも一次側に部分電圧共振回路を備えた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００４２】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合の電源入力端子Ｖｃｃは、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されている。コントロールＩＣ２は、の起動抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉにより起動して動作することになる。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００４３】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されるようになっている。
【００４４】
なお、ここでは図示していないが、実際には、コントロールＩＣ２には、周辺の外付け部品により形成されるブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１に対して印加されるドライブ信号について、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトするためのものである。
また、実際には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ゲート抵抗や、ゲート−ソース間抵抗などの部品素子も接続されるが、ここでも、これらの図示は省略している。
【００４５】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力する。
【００４６】
上記ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生するオン期間と、０Ｖとなるオフ期間が得られる波形を有する。そして、上記した波形を共に有するものとされた上で、互いに１８０°の位相差を有する出力タイミングを有する。
【００４７】
このような波形によるドライブ信号がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加されることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、発振回路の発振周波数により決まるスイッチング周波数によって、交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００４８】
なお、実際のスイッチング動作としては、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなる、短時間のデッドタイムが形成されるようにしてなっている。
このデッドタイムは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなる期間である。このデッドタイムは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐ１における充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このようなデッドタイムとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長によるデッドタイム期間が形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００４９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この場合、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して接続される。また、一次巻線Ｎ１の他端は、一次側アースに接続される。
【００５０】
上記した接続態様によると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力点に対して、直列共振コンデンサＣ１−一次巻線Ｎ１の直列回路が接続されていることになる。これにより、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１とによって、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００５１】
つまり、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｌ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。なお、本明細書でいう複合共振形コンバータにおいて、上記他の共振回路としては、一次側に備えられるものであってもよいし、二次側に備えられるものであってもよい。この図１に示す回路の場合には、他の共振回路として、部分電圧共振回路が備えられているものである。
【００５２】
また、ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１と、次に説明する二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては１．０ｍｍ〜１．５ｍｍのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００５３】
図１に示す電源回路の二次側では、複数の二次側直流出力電圧を生成して出力することとしており、この場合には、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２の３つを出力することとしている。
そして、このように３つの二次側直流出力電圧を得るために、図１に示す回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において、２組の二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａを巻装することとしている。二次巻線Ｎ２側からは二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ２を生成し、二次巻線Ｎ２Ａ側から二次側直流出力電圧Ｅｏ１を生成して出力するようにされる。また、本実施の形態では、このようにして得られる二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２の各々について、それぞれ個々に定電圧制御が行われるように構成される。
【００５４】
先ず、二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
この二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化は、制御回路１を備えた定電圧制御回路系がスイッチング周波数制御方式による定電圧制御を実行することによって行われるが、これについては後述する。
【００５５】
また、二次巻線Ｎ２に対しては、上記二次側直流出力電圧Ｅｏのための両波整流回路に対して、並列に二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するための両波整流回路が接続されている。
つまり、二次巻線Ｎ２の一方の端部に対しては、後述する直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮＲ１の直列接続を介して、整流ダイオードＤｏ５のアノードが接続される。また、二次巻線Ｎ２の他方の端部に対しては、直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮＲ１の直列接続を介して、整流ダイオードＤｏ６のアノードが接続される。整流ダイオードＤｏ５，Ｄｏ６の各カソードは、平滑コンデンサＣｏ２の正極端子と接続される。平滑コンデンサＣｏ２の負極端子は二次側アースに接続される。ここで、直交型制御トランスＰＲＴ−２における被制御巻線ＮＲ１については、巻終わり端部を二次巻線Ｎ２側と接続し，巻始め端部を整流ダイオードＤｏ５側に接続するようにしている。これに対して、被制御巻線ＮＲ２については、巻始め端部を二次巻線Ｎ２側と接続し，巻終わり端部を整流ダイオードＤｏ５側に接続するようにしている。
このようにして形成される両波整流回路によって、平滑コンデンサＣｏ２の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏ２が得られる。
【００５６】
後述するが、この二次側直流出力電圧Ｅｏ２に対する安定化は、制御回路３−２及び直交型制御トランスＰＲＴ−２から成る定電圧制御回路系によって行われる。
【００５７】
他方の二次巻線の組である二次巻線Ｎ２Ａに対しては、センタータップを設けて二次側アースに接続した上で、上記した二次側直流出力電圧Ｅｏ２と同様の接続態様によって、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路を接続している。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣｏ１の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ１が生成される。この場合にも、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４の各アノードと、二次巻線Ｎ２Ａの端部間には、それぞれ、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２が直列に挿入されている。
この二次側直流出力電圧Ｅｏ１に対する安定化は、制御回路３−１及び直交型制御トランスＰＲＴ−１から成る定電圧制御回路系によって行われる。
【００５８】
図１に示す電源回路における、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２についての負荷条件は次のようになっている。
Ｅｏ＝５．０Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１＝１２．０Ｖ／１Ａ〜０．２Ａ
Ｅｏ２＝３．３Ｖ／６Ａ〜２Ａ
【００５９】
続いては、上記二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２に対する安定化のための構成について説明する。
先ずは、最も負荷電力が大きいとされる、二次側直流出力電圧Ｅｏに対する安定化は次のようにして行われる。
この二次側直流出力電圧Ｅｏを定電圧化するために、制御回路１に対しては、検出電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが入力される。制御回路１では、二次側の直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。つまり、内部発振回路の発振周波数を可変する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化することとなって、この二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御が図られることになる。
【００６０】
続いては、二次側直流出力電圧Ｅｏ２を安定化するための構成について説明する。
先の説明からも分かるように、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための定電圧制御回路系は、直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路３−２を備えて成る。
【００６１】
ここで、直交型制御トランスＰＲＴ−２の構造について、図２を参照して説明しておく。なお、二次側直流出力電圧Ｅｏ２側に備えられる直交型制御トランスＰＲＴ−１についても、同様の構造を有するものとされる。
この図に示すようにして、直交型制御トランスＰＲＴ（ＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２）は、例えばフェライトによる２つのダブルコの字形コア２１，２２を備える。各ダブルコの字形コア２１，２２は、図示するようにして、４本の磁脚を有して構成される。そして、これら２つのダブルコの字形コア２１，２２の互いの磁脚の端部を接合することで立体形コア２０が形成される。
この場合においては、ダブルコの字形コア２１，２２の互いの磁脚の接合部分については、ギャップは形成しないこととしている。
【００６２】
そして、図示するようにして、ダブルコの字形コア２１の２本の磁脚に対して被制御巻線ＮＲ（ＮＲ１，ＮＲ２）を巻回し、ダブルコの字形コア２１の２本の磁脚に対して制御巻線ＮＣを巻回する。この際、被制御巻線ＮＲと制御巻線ＮＣの巻回方向としては、図示するようにして、被制御巻線ＮＲに対して制御巻線ＮＣ が直交するようにされている。これにより、被制御巻線ＮＲと制御巻線ＮＣとの間でのトランス結合は無くなる。そして、制御巻線ＮＣに流れる直流電流のレベルに応じて、被制御巻線ＮＲのインダクタンスが可変する特性となる可飽和リアクトルとしての構成が得られる。
【００６３】
本実施の形態における直交型制御トランスＰＲＴにおいては、被制御巻線ＮＲ（ＮＲ１，ＮＲ２）は、６０μｍφ／８０束のポリウレタン被覆銅線により４Ｔ（ターン）巻回することとしている。また、制御巻線ＮＣとしては、例えば６０μｍφのポリウレタン被覆銅線により１０００Ｔ（ターン）巻回することとしている。そして、このような巻線仕様のもとでは、被制御巻線ＮＲのインダクタンスＬＲついての直流重畳特性は図３に示すものとなる。この図では、縦軸がインダクタンスＬＲで、横軸が被制御巻線ＮＲに流れる電流ＩＲとなっている。
この図から分かるように、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜４０ｍＡの可変範囲に対して、インダクタンスＬＲ＝２０μＨ〜１．５μＨの可変範囲となる。
【００６４】
制御回路３−２では検出電圧として入力された二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルの誤差に応じて、直交型制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎｃに流すべき制御電流としての直流電流レベルを可変して出力する。
このようにして、直交型制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可変されることに応じては、図３にも示したようにして、被制御巻線ＮＲのインダクタンスＬＲが変化することになる。
【００６５】
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏ２の基となる交番電圧が発生する二次巻線Ｎ２のインダクタンスをＬ２とし、二次巻線Ｎ２と直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮＲ２との接続点と、二次側アース間の電位をＶ２とした場合、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための整流回路系を形成する整流ダイオードＤｏ６のアノードと二次側アース間の電位Ｖ３は、次のように表される。
Ｖ３＝Ｖ２×（Ｌ２／（Ｌ２＋ＬＲ））＝Ｖ２×（１＋（ＬＲ／Ｌ２））・・・（式１）
上記式１からも分かるように、インダクタンスＬＲを可変することによって、Ｖ３のレベルが変化することが分かる。そして、Ｖ３のレベルが変化するということは、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルもこれに応じて変化することとなる。従って、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベル誤差に応じて被制御巻線ＮＲのインダクタンスＬＲを可変することによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルが安定化されるように制御されるものである。
【００６６】
ここで、図４に制御回路３−２の内部構成例を示しておく。
この図に示す制御回路３−２においては、検出電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ２が、分圧抵抗Ｒ１１−Ｒ１２によって分圧され、この分圧レベルがシャントレギュレータＱ３のコントロール端子に入力されるようになっている。シャントレギュレータＱ３では、このコントロール端子に入力された分圧レベル（二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベル）の誤差に応じたレベルの電流が、１２Ｖの電源ラインから抵抗Ｒ１３を介して流れることになる。なお、この１２Ｖの電源ラインは、例えば二次側直流出力電圧Ｅｏ１から引き出すようにすればよい。
そして、トランジスタＱ４のベースは、シャントレギュレータＱ３と並列に接続された抵抗Ｒ１４−Ｒ１５の直列回路の接続点に対して接続されている。また、コレクタは、直交型制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎｃの直列接続を介して、１２Ｖ電源ラインと接続されている。エミッタは二次側アースに接地されると共に、並列に抵抗Ｒ１６が接続される。
【００６７】
このような接続態様とされることで、トランジスタＱ４のコレクタには、シャントレギュレータＱ３に流れる電流レベルに応じて増幅されたレベルの直流電流が流れることになる。これが、制御巻線Ｎｃの制御電流となる。
このようにして、制御回路３−２では、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベル誤差をシャントレギュレータＱ３によって検出し、その検出された誤差に応じてレベルが可変されたトランジスタＱ４のコレクタ電流を、制御巻線Ｎｃに対して制御電流として流すようにしている。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベル誤差に応じてレベルが可変される直流電流を、制御電流として制御巻線Ｎｃに対して流すように構成されているものである。
なお、実際に図４に示す回路構成に基づいて形成される制御回路３−２としては、直交型制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎｃの抵抗値が２２０Ωであるとして、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜３０ｍＡの制御範囲となるように構成される。このような制御範囲を設定することで、実際における二次側直流出力電圧Ｅｏ２の負荷変動に対応した定電圧制御が実現できる。
【００６８】
図５の波形図は、上記した二次側直流出力電圧Ｅｏ２の定電圧制御回路系における動作を示している。この図に示す動作は、二次側直流出力電圧Ｅｏ２＝３．３Ｖ／６Ａ時の動作を示している。
先ず、電位Ｖ２は、図示するようにして、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧の周期に応じて、１周期ごとに正／負の極性で反転する波形が得られる。また、正／負の各極性におけるピークレベルは、それぞれ６Ｖｐとなっている。
また、電位Ｖ３としても、電位Ｖ２と同じ周期タイミングで正／負の極性で反転する波形とはなっているものの、整流ダイオードＤｏ６の導通期間である正極性の波形については、４Ｖにまで低下している。これは、先の式１によっても示したように、被制御巻線ＮＲ２のインダクタンスＬＲ２が可変制御された影響で、６Ｖから４Ｖとなるようにコントロールされていることに依る。つまり、この図における、電位Ｖ３と電位Ｖ２の比較により、制御回路３−２及び直交型制御トランスＰＲＴ−２による定電圧制御動作が得られていることが示される。
そして、電位Ｖ３が正極性となる期間において、整流ダイオードＤｏ６には整流電流Ｉ２が流れて平滑コンデンサＣｏ２における充電が行われる。
また、ここでは図示していないが、この図５において負極性となる期間においては、整流ダイオードＤｏ５側の整流電流経路系において、被制御巻線ＮＲ１のインダクタンスＬＲ１が可変制御されることで、同様の動作が得られていることになる。
そして、このような動作が得られる結果、図５において示すように、例えば３．３Ｖで一定となるように定電圧化された二次側直流出力電圧Ｅｏ２が得られることになる。
【００６９】
なお、二次巻線Ｎ２Ａに対して接続された、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のための定電圧制御回路系としても、直交型制御トランスＰＲＴ−１及び制御回路３−１が、上記した直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路３−２と同様の動作を行うことになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏ１についても、二次側直流出力電圧Ｅｏ２と同様にして安定化されることになる。
なお、制御回路３−１における制御電流Ｉｃの制御範囲等は、二次側直流出力電圧Ｅｏ１における実際の負荷変動などを考慮して任意に設定されればよい。
【００７０】
このようにして図１に示す電源回路では、複数の二次側直流出力電圧を生成して出力するようにされている。そして、最も負荷電力の重い二次側直流出力電圧Ｅｏについては、スイッチング周波数制御方式により定電圧制御を行うこととし、残る二次側直流出力電圧Ｅｏ１，Ｅｏ２については、直交型制御トランスＰＲＴを備えて、整流電流経路に挿入した直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲのインダクタンスを可変することで安定化を図ることとしている。
【００７１】
ここで、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲにおける電力損失は少なく、被制御巻線ＮＲのインダクタンス可変のために制御回路３−１，３−２等が必要とする制御電力は０．４Ｗ程度である。
この結果、図１に示す電源回路のＤＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）は、二次側直流出力電圧Ｅｏについては９４％、Ｅｏ１については９５％、Ｅｏ２については９４％程度となり、総合的には９０％程度となる。
これに対して、例えば図１４及び図１５に示した回路ＤＣ／ＤＣ電力変換効率は、８８％又は８６％程度であり、図１に示す回路では、電力変換効率が向上されていることがわかる。なお、図１の電源回路と、図１４及び図１５の電源回路の電力損失を比較してみると、図１の電源回路は、図１４の電源回路に対しては、１．５Ｗ低減している。また、図１５の電源回路に対しては、３．２Ｗ低減している。これにより、図１に示す回路では、二次側定電圧制御回路系に対する放熱板などは不要となる。放熱板が不要となれば、その分、回路の小型軽量化が図られることになる。
【００７２】
また、図１に示す二次側の定電圧制御回路系の場合には、整流回路が両波整流回路であっても、１組の可変インダクタンス素子である直交型制御トランスＰＲＴと、１組の制御回路３により構成することが可能である。
例えば、直交型制御トランスＰＲＴは、磁気増幅器を形成する可飽和インダクタと比較すれば、非常に低コストである。また、制御回路３に備えられる半導体素子も、図４に示したようにして、安価な５０Ｖ／０．１ＡのトランジスタＱ４とシャントレギュレータＱ３のみとなる。
この結果、例えば図１５に示した磁気増幅器定電圧回路を備える回路構成と比較した場合には、図１に示す回路では、コストをほぼ１／２にまで抑えることが可能になる。
【００７３】
このようにして、本実施の形態の電源回路は、図１４又は図１５に示した電源回路と比較して、電力変換効率が向上され、また、はるかに低コストとすることが可能となっている。また、本実施の形態の電源回路における二次側の定電圧制御回路は、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲのインダクタンス可変にあたって、制御巻線Ｎｃに流す制御電流（直流電流レベル）を可変するという直流的制御であって、スイッチング動作を伴わない。従って、図１４の回路で問題となった異なるスイッチング周波数による干渉の問題も生じない。
【００７４】
ところで、上記図１に示した二次側においては、各二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２は、それぞれ両波整流回路によって生成する構成を採っている。しかしながら、二次側における整流回路の構成としては両波整流回路に限定されることなく、実際に必要とされる二次側直流出力電圧レベルや負荷電流量等に応じて、他の形式の整流回路とされても構わない。
【００７５】
そこで続いては、１つの二次側直流出力電圧に対応した整流回路系の構成についての変形例として、４例について図６〜図９を参照して説明しておくこととする。なお、各図に示す整流回路によって得られる二次側直流出力電圧としては、図１の場合であれば、直交型制御トランスＰＲＴによって安定化される二次側直流出力電圧Ｅｏ１，又はＥｏ２となる。
【００７６】
先ず、図６に示す整流回路系は、二次巻線Ｎ２に対して、１本の整流ダイオードＤｏと、１本の平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路を接続している。
ここで、例えば、直交型制御トランスＰＲＴによる定電圧制御を行うのにあたって、図１に示した両波整流回路の場合には、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負となる各期間において形成される整流電流経路に対して、それぞれ、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲを挿入する必要があった。
【００７７】
これに対して、図６に示す半波整流回路の場合、整流動作が行われる半波の期間においては、整流電流は必ず二次巻線Ｎ２の端部と、整流ダイオードＤｏ５のアノードの接続点に流れる。換言すれば、両波整流回路の場合のように、１周期内において二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負となる各期間において、それぞれ異なる整流電流経路によって整流電流が流れることはない。
従って、図６に示すようにして半波整流回路を形成する場合においては、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲは１組として、この１組の被制御巻線ＮＲを、二次巻線Ｎ２の端部と整流ダイオードＤｏ５のアノードの接続点との間に対して直列に挿入すればよいことになる。つまり、図６に示す整流回路の構成に対応しては、直交型制御トランスＰＲＴに巻装すべき被制御巻線ＮＲの数を、両波整流回路の場合よりも削減することができる。このようにして、直交型制御トランスＰＲＴに巻装すべき巻線数の削減によって、例えば削減された巻線数分のコストダウンが図られ、また、直交型制御トランスＰＲＴの製造効率が向上する。また、直交型制御トランスＰＲＴをさらに小型なものとすることも可能となる。
【００７８】
また、図７には、二次巻線Ｎ２に対してブリッジ整流回路ＤＢＲと平滑コンデンサＣｏから成る全波整流回路を接続した例が示されている。
このような全波整流回路の場合、整流電流は、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負となる両期間において、例えば、ブリッジ整流回路ＤＢＲの正極入力端子と二次巻線Ｎ２の端部との間のラインを必ず流れることになる。
そこで、この場合にも、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲは１組として、この１組の被制御巻線ＮＲを、ブリッジ整流回路ＤＢＲの正極入力端子と二次巻線Ｎ２の端部との間のラインに挿入すればよいことになる。なお、例えば、ブリッジ整流回路ＤＢＲの負極入力端子と二次巻線Ｎ２のもう片方の端部との間のラインに対して被制御巻線ＮＲを挿入しても、定電圧制御動作としては同等になる。
【００７９】
図８は、二次巻線Ｎ２に対して倍電圧整流回路が接続されている場合を示している。
この場合の倍電圧整流回路は、２本の整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２と、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢを図示するようにして接続して形成される。
この場合も直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲは１組とされており、二次巻線Ｎ２の端部と、直列接続された平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢの接続点との間に対して直列に挿入されている。
【００８０】
ここで、図８に示す倍電圧整流回路の整流動作についてみると、先ず、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正となる期間では、二次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤｏ１→平滑コンデンサＣｏＡ→被制御巻線ＮＲ→二次巻線Ｎ２の経路により整流電流が流れて、平滑コンデンサＣｏＡに充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏＡには、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの整流平滑電圧が得られる。
また、二次巻線Ｎ２の交番電圧が負となる期間では、二次巻線Ｎ２→被制御巻線ＮＲ→平滑コンデンサＣｏＢ→整流ダイオードＤｏ２→二次巻線Ｎ２の経路により整流電流が流れて、平滑コンデンサＣｏＢに充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏＢにも、二次巻線Ｎ２の交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの整流平滑電圧が得られる。
このような整流動作が１周期ごとに繰り返されることで、平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢの直列回路の両端電圧としては、二次巻線Ｎ２の交番電圧レベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られることになり、この整流平滑電圧が二次側直流出力電圧となる。このようにして、倍電圧整流動作による二次側直流出力電圧が得られる。
【００８１】
そして、上記した整流動作によれば、二次巻線Ｎ２の端部と、平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢの接続点との間に挿入された１組の被制御巻線ＮＲには、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負となる両期間において、整流電流が流れるようにされる。つまり、この場合にも、被制御巻線ＮＲは、正／負の両期間において整流電流が流れる経路に挿入されているものである。従って、この場合においても、被制御巻線ＮＲは１組でよいことになる。
【００８２】
図９に示す整流回路は、４倍電圧整流回路を形成している。この４倍電圧整流回路では、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏＡ，ＣｏＣから成る整流回路部によって倍電圧整流動作が行われ、平滑コンデンサＣｏＡの両端電圧として、二次巻線Ｎ２の交番電圧レベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られる。
また、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、平滑コンデンサＣｏＢ，ＣｏＤから成る整流回路部によっても倍電圧整流動作が行われ、平滑コンデンサＣｏＢの両端電圧として、二次巻線Ｎ２の交番電圧レベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られる。
この結果、直列接続された平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢの両端電圧である二次側直流出力電圧として、二次巻線Ｎ２の交番電圧レベルの４倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られることとなる。
また、この場合にも直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲは１組であり、この被制御巻線ＮＲは、二次巻線Ｎ２の端部と、平滑コンデンサ平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢの接続点との間に対して直列に挿入されている。
【００８３】
先ず、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏＡ，ＣｏＣから成る整流回路部における倍電圧整流動作は、次のようになる。
二次巻線Ｎ２の交番電圧が負の期間では、二次巻線Ｎ２→被制御巻線ＮＲ→整流ダイオードＤｏ２→平滑コンデンサＣｏＣ→二次巻線Ｎ２の経路で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｏＣに充電が行われることで、平滑コンデンサＣｏＣの両端電圧としては、二次巻線Ｎ２の交番電圧の等倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
また、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正の期間では、二次巻線Ｎ２→平滑コンデンサＣｏＣ→整流ダイオードＤｏ１→平滑コンデンサＣｏＡ→被制御巻線ＮＲ→二次巻線Ｎ２の経路で整流電流が流れる。このときには、平滑コンデンサＣｏＣに得られている両端電圧分が重畳されるようにして、平滑コンデンサＣｏＡへの充電が行われることになるから、平滑コンデンサＣｏＡの両端電圧としては、二次巻線Ｎ２の交番電圧の２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。このようにして、倍電圧整流動作が行われる。
【００８４】
また、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、平滑コンデンサＣｏＢ，ＣｏＤから成る整流回路部では、先ず、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正の期間において、二次巻線Ｎ２→平滑コンデンサＣｏＤ→整流ダイオードＤｏ３→被制御巻線ＮＲ→二次巻線Ｎ２の経路で整流電流が流れることにより、平滑コンデンサＣｏＤの両端電圧として、二次巻線Ｎ２の交番電圧の等倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
続く、二次巻線Ｎ２の交番電圧が負の期間においては、二次巻線Ｎ２→被制御巻線ＮＲ→平滑コンデンサＣｏＢ→整流ダイオードＤｏ４→平滑コンデンサＣｏＤ→二次巻線Ｎ２の経路で整流電流が流れる、このときは、平滑コンデンサＣｏＤに得られている両端電圧分が重畳されるようにして、平滑コンデンサＣｏＢへの充電が行われることになって、平滑コンデンサＣｏＡの両端には、二次巻線Ｎ２の交番電圧の２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。つまり、倍電圧整流動作が行われる。
【００８５】
このような整流動作によると、上記した２つの整流回路部の何れの整流動作についても、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負となる両期間において、被制御巻線ＮＲには整流電流が共通に流れていることになる。つまり、この場合にも、図示する位置に被制御巻線ＮＲを挿入することで、この被制御巻線ＮＲを１組で済むようにしているものである。
【００８６】
図１０は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
また、この図１０に示される直交型制御トランスＰＲＴ（直交型制御トランスＰＲＴ−１、ＰＲＴ−２）は、例えば先に示した図２の構成と同様でよい。
【００８７】
この図１０に示す電源回路としては、先ず、二次側において直交型制御トランスＰＲＴ（ＰＲＴ−１、ＰＲＴ−２）における被制御巻線ＮＲ（ＮＲ１，ＮＲ２）のインダクタンスを制御する二次側の制御回路３−２が、図１１に示すようにして構成される。なお、図１１において、図４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００８８】
図１１に示す制御回路３−２は、１２Ｖの電源ラインである二次側直流出力電圧Ｅｏ１と、直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃとの間に、コンデンサＣ２が図示する極性によって挿入される。この場合のコンデンサＣ２は電解コンデンサとされ、コンデンサＣ２の正極が二次側直流出力電圧Ｅｏ１のラインと接続され、負極が制御巻線Ｎｃの端部と接続される。
また、コンデンサＣ２の正極にはトランジスタＱ５のエミッタが接続され、負極にはトランジスタＱ５のコレクタが接続される。抵抗Ｒ１７は、トランジスタＱ５のベース−エミッタ間抵抗である。
また、トランジスタＱ５のベースは、抵抗Ｒ１８を介してトランジスタＱ６のコレクタと接続される。また、トランジスタＱ６のエミッタは二次側アースに接続される。トランジスタＱ６のベースは、抵抗Ｒ２０を介して二次側直流出力電圧Ｅｏ２のラインと接続される。抵抗Ｒ１９は、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間抵抗である。
【００８９】
このような制御回路３−２の構成では、例えば商用交流電源ＡＣが投入されて、二次側直流出力電圧Ｅｏ１が規定のレベルにまで立ち上がると、先ず、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のラインからコンデンサＣ２を介して、制御巻線Ｎｃに対して制御電流Ｉｃを流すことになる。
この際、二次側直流出力電圧Ｅｏ２も、商用交流電源ＡＣの投入に応じて立ち上がることになるが、二次側直流出力電圧Ｅｏ２が所定以上（例えば２Ｖ）のレベルに上昇すると、トランジスタＱ６を導通させるに足るベース−エミッタ間電圧が得られ、トランジスタＱ６をオン状態とする。これに応じて、トランジスタＱ５もオン状態となる。
トランジスタＱ５がオン状態となって以降は、制御電流Ｉｃは、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のラインから、トランジスタＱ５のエミッターコレクタを経由する経路に切り換わって流れることになる。そして、以降においては、図４にて説明したようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルに応じて、シャントレギュレータＱ３及びトランジスタＱ４から成る誤差増幅器の動作によって制御電流Ｉｃのレベルがコントロールされることとなって、二次側直流出力電圧Ｅｏ２は、例えば３．３Ｖで安定化されることになる。
【００９０】
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏ２について負荷短絡が生じたとする。この場合、二次側直流出力電圧Ｅｏ２は、０レベルに低下するのであるが、これに応じて、トランジスタＱ６は、これまでのオン状態からオフ状態となるように制御され、これに伴ってトランジスタＱ５もオフ状態に遷移する。
このようにして、トランジスタＱ５がオフ状態に遷移すると、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のラインから制御電流Ｉｃを供給する経路が遮断されることになるので、制御電流Ｉｃは０レベルとなるが、これにより、図３にも示したように、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスは増加することになる。
【００９１】
このときの、二次側直流出力電圧Ｅｏ２と、整流ダイオードＤｏ５，Ｄｏ６に流れる整流電流Ｉ２の波形を図１２に示す。
上記もしたように、負荷短絡が生じたことで、二次側直流出力電圧Ｅｏ２については、０レベルが継続する。
そして、整流電流Ｉ２は、本来であれば、負荷短絡したことによって、非常に高レベルとなるのであるが、上記したように、制御電流Ｉｃが０レベルとされて被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスが増加していることで、スイッチング周期に応じて高周波的に流れる整流電流Ｉ２のレベルは抑制されることになる。例えば整流電流Ｉ２は、定常時においても図５に示したようにして、１５Ａｐのレベルで流れるのであるが、負荷短絡時を示す図１２の波形図に依れば、１．２Ａｐにまで抑制されていることが分かる。
つまり、図１１に示す制御回路３−２は、二次側直流出力電圧Ｅｏ２の負荷短絡に対応した保護回路としての機能も与えられることになる。そして、このような負荷短絡保護機能を与えるのにあたっては、トランジスタＱ５，Ｑ６及び電解コンデンサＣ２を主として、他には数点の抵抗素子などから成る、簡単で低コストな回路によって実現することができている。
例えば、図１４及び図１５に示す構成においては、負荷短絡のための保護機能を与えようとすれば、より複雑な負荷短絡保護回路を形成して接続する必要があり、本実施の形態よりも回路規模が大型化し、また、コストアップを招くことにもなる。
【００９２】
また、図１０に示す第２の実施の形態としての電源回路では、例えば二次側直流出力電圧Ｅｏ１に対応する定電圧制御回路系に対して、抵抗Ｒ１を図示するようにして接続している。この抵抗Ｒ１は、２組の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２の、整流ダイオード側の端部間に対して挿入するようにされている。
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ２に対応する定電圧制御回路系に対しても、同様の接続態様によって、抵抗Ｒ２を接続している。
【００９３】
例えば、上記のようにして抵抗Ｒ１，Ｒ２を挿入しない場合、図５に示すようにして、整流ダイオードと被制御巻線ＮＲとの接続点と二次側アース間の電位Ｖ３には、整流ダイオードがターンオフするタイミングで寄生振動によるノイズが発生していた。
そこで、図１０に示すようにして、抵抗Ｒ１，Ｒ２を挿入することによっては、図１３の電位Ｖ３として示すように、上記した寄生振動としてのノイズが除去されることになる。なお、図１３において示される電流ＩＱ２は、スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング電流である。この電流ＩＱ２は、上記電位Ｖ３の変化がスイッチング周期に対応していることを示すために、この図に記載されている。
【００９４】
例えば、１２Ｖラインである二次側直流出力電圧Ｅｏ１において発生する寄生振動としての電圧のピークレベルは４５Ｖｐであり、これに対応して、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４には６０Ｖ耐圧品を選定する必要がある。
これに対して、本実施の形態のようにして、抵抗Ｒ１を接続して寄生振動を除去した場合には、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４の耐圧は４０Ｖで済むこととなり、それだけ、整流ダイオードについての低コストとすることができる。また、低耐圧品のほうが良好な特性が得られるので、回路の信頼性を高めることにもなる。
【００９５】
なお、第２の実施の形態として説明した、二次側の制御回路３−２における負荷短絡保護回路（図１１参照）と、寄生振動除去のための抵抗（Ｒ１，Ｒ２）は、必ずしも組み合わせて採用する必要はない。つまり、例えば、図１に示した第１の実施の形態としての電源回路をベースとして、図１１に示した負荷短絡保護回路を備える制御回路３−２のみを付加してもよいし、また、寄生振動除去のための抵抗のみを備える構成としてもよい。
また、この第２の実施の形態としての電源回路においても、先に図６〜図９に示した二次側直流出力電圧を生成するための整流回路系を適用することができる。
【００９６】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、各図に示した以外の構成が採られて構わない。
また、本発明に基づく電源回路により生成する二次側直流出力電圧の数としては、例えば対応すべき負荷電力や、必要とされる直流電源の数などに応じて適宜変更されてよい。また、二次側直流出力電圧数に応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装すべき二次巻線数も変更されてよい。
【００９７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータの基本構成として電流共振形コンバータを備える。そして、二次側においては、複数の二次側直流出力電圧を生成するようにされている。
そして、これら複数の二次側直流出力電圧のうち、特定の１つの二次側直流出力電圧については、その二次側直流出力電圧のレベルに応じて、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を可変制御することによって定電圧化を図るようにされる。
また、残る二次側直流出力電圧のうち、安定化が必要なものの定電圧化については、その二次側直流出力電圧ごとに対応して、制御巻線と被制御巻線を備える可飽和リアクトルとしての制御トランスを備えることとしている。そして、被制御巻線を、その制御対象である二次側直流出力電圧を生成するための整流電流経路に挿入する。そして、制御対象である二次側直流出力電圧のレベルに応じて、制御巻線に流す制御電流レベルを可変することで、被制御巻線のインダクタンスを変化させ、これにより、制御対象の二次側直流出力電圧の安定化を実現する。
【００９８】
このような構成であれば、例えばシリーズレギュレータや降圧形コンバータ、若しくは磁気増幅器により二次側直流出力電圧を安定化する場合と比較して、電力損失が低下することになるので、電源回路としての電力変換効率が向上されることになる。
また、回路の実際としては、可飽和リアクトルとしての制御トランスと、この制御トランスの制御巻線に流すべき直流電流（制御電流）レベルを、制御対象の二次側直流出力電圧レベルに応じて可変するための回路を備えればよいこととなる。これにより、同じくシリーズレギュレータや降圧形コンバータ、若しくは磁気増幅器により二次側直流出力電圧を安定化する場合と比較すれば、非常に低コストで、安定化のための構成を得ることが可能となる。
さらに、制御トランスを利用する定電圧制御動作は、制御トランスの制御巻線に流すべき直流電流（制御電流）レベルを可変制御するという制御であり、一次側スイッチングコンバータと独立したスイッチング動作は行われない。従って、降圧形コンバータを採用した場合のような、異なるスイッチング周波数の干渉が生じることが無く、それだけ、電源回路内に発生するノイズ量も低減されることとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】直交型制御トランスの構造例を示す回路図である。
【図３】被制御巻線のインダクタンス特性を示す特性図である。
【図４】第１の実施の形態に対応する、二次側の制御回路の構成例を示す回路図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路において、二次側の制御回路による定電圧制御動作を示す波形図である。
【図６】本実施の形態における、二次側整流回路の変形例と、被制御巻線の挿入位置との関係を示す回路図である。
【図７】本実施の形態における、二次側整流回路の変形例と、被制御巻線の挿入位置との関係を示す回路図である。
【図８】本実施の形態における、二次側整流回路の変形例と、被制御巻線の挿入位置との関係を示す回路図である。
【図９】本実施の形態における、二次側整流回路の変形例と、被制御巻線の挿入位置との関係を示す回路図である。
【図１０】第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】第２の実施の形態としての二次側の制御回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】第２の実施の形態において、二次側の制御回路による、負荷短絡保護動作を示す波形図である。
【図１３】第２の実施の形態において、寄生振動ノイズ除去のための抵抗を挿入した場合の二次側整流回路の動作を示す波形図である。
【図１４】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】先行技術の電源回路における二次側の他の構成例を示す回路図である。
【図１６】可飽和インダクタの構造例を示す図である。
【図１７】可飽和インダクタのＢ−Ｈ特性を示す特性図である。
【図１８】可飽和インダクタを備える磁気増幅器による定電圧制御動作を説明するための波形図である。
【図１９】図１５に示す磁気増幅器定電圧回路を等化的に示す回路図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、３−１，３−２ （二次側）制御回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ１ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ部分共振コンデンサ、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ２，Ｎ２Ａ 二次巻線、ＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２ 直交型制御トランス、ＮＲ、ＮＲ１，ＮＲ２ 被制御巻線、Ｎｃ 制御巻線、Ｄｏ１〜Ｄｏ６ 整流ダイオード、Ｑ３ シャントレギュレータ、Ｑ４〜Ｑ６ トランジスタ、Ｒ１，Ｒ２ （寄生振動ノイズ除去用）抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
そして、本出願人が先に特許出願した電源回路の１つとして、一次側スイッチングコンバータとして電圧共振形コンバータを備え、二次側においては複数の二次側直流出力電圧を生成して出力するように構成したものがある。
そして、二次側直流出力電圧の安定化は、例えばメインとなる二次側直流出力電圧については、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を制御することによるスイッチング周波数制御方式を採る。また、他の所要の二次側直流出力電圧については、その二次側直流出力電圧を生成するための整流電流経路に対して、直交型制御トランス（可飽和リアクトル）の被制御巻線を直列に挿入する。そして、二次側直流出力電圧のレベルに応じて直交型制御トランスの制御巻線に流す制御電流レベルを可変することで被制御巻線のインダクタンスを可変し、これにより、整流電流経路に流すべき電流レベルをコントロールして二次側直流出力電圧の定電圧化を行うようにしているものである（特許文献１参照）。
【０００４】
そして、上記した電源回路に基づいて構成される、先行技術としての電源回路を図１４に示す。この図１４に示す電源回路も、一次側スイッチングコンバータとして共振形コンバータを備え、二次側においては複数の二次側直流出力電圧を生成する構成とされている。ただし、上記した電源回路は、一次側スイッチングコンバータが電圧共振形コンバータであるのに対して、図１４に示す電源回路は電流共振形コンバータとされている。例えば二次側直流出力電圧を生成する整流回路系は、一次側スイッチングコンバータが電圧共振形コンバータである場合には、半波整流回路としての構成を採ることになるが、電流共振形コンバータとされる場合には全波整流回路を形成することが可能となる。これにより、スイッチング電源回路としての電流容量を増加させることができる。
【０００５】
この図１４に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、１つのコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣＬを接続して形成される、コモンモードノイズフィルタが設けられる。コモンモードノイズフィルタは、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わるノイズを抑制する。
【０００６】
そして、上記コモンモードノイズフィルタの後段における商用交流電源ＡＣのラインに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられる。この全波整流回路による整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【０００７】
上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成に対して少なくとも一次側に部分電圧共振回路を備えた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【０００８】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００９】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合の電源入力端子Ｖｃｃは、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されている。コントロールＩＣ２は、の起動抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉにより起動して動作することになる。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００１０】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されるようになっている。
そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、それぞれ上記ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力されるドライブ信号によって、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、この場合には、一次巻線Ｎ１と、２組の二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａが巻装される。
この場合、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して接続される。また、一次巻線Ｎ１の他端は、一次側アースに接続される。
【００１２】
上記した接続態様によると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力点に対して、直列共振コンデンサＣ１−一次巻線Ｎ１の直列回路が接続されていることになる。これにより、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１とによって、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００１３】
従って、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｌ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００１４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装される二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａの各々においては、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
先ず、二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１５】
制御回路１は、上記二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化することとなって、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御が図られることになる。
【００１６】
また、この場合には、二次側直流出力電圧Ｅｏに対して、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥのスイッチング素子Ｑ３、整流ダイオードＤ３、チョークコイルＬ１０、平滑コンデンサＣｏ３から成る降圧形コンバータが接続されている。
この降圧形コンバータは、二次側直流出力電圧Ｅｏを入力してスイッチング素子Ｑ３によりスイッチングを行って得られる交番電圧を、整流ダイオードＤ３及びチョークコイルＬ１０により半波整流して、平滑コンデンサＣｏ３に充電することで、二次側直流出力電圧Ｅｏから降圧された二次側直流出力電圧Ｅｏ２を生成する。
【００１７】
二次側直流出力電圧Ｅｏ２に対する定電圧制御は、制御回路３によって行われる。
制御回路３には二次側直流出力電圧Ｅｏ２が入力されており、この入力された二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ３のゲートに出力するドライブ信号について、例えばスイッチング周波数は一定としたうえで、１周期内のパルス幅を可変する。つまり、ＰＷＭ制御を行う。これにより、１スイッチング周期内におけるスイッチング素子Ｑ３の導通角が可変される結果、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルも変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ２を可変制御することによって、二次側直流出力電圧Ｅｏ２に対する安定化が図られることになる。
【００１８】
また、二次巻線Ｎ２Ａに対してもセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路が形成されており、平滑コンデンサＣｏ１の両端には直流電圧が得られるようになっている。
そして、この場合には、平滑コンデンサＣｏ１の出力である直流電圧に対して三端子レギュレータ４を接続することで、平滑コンデンサＣｏ２の両端電圧として、安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ１を得るようにされる。
【００１９】
ここで、上記のようにして二次側で得られる二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２についての負荷条件は次のようになっている。
Ｅｏ＝５．０Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１＝１２．０Ｖ／１Ａ〜０．２Ａ
Ｅｏ２＝３．３Ｖ／６Ａ〜２Ａ
上記した負荷条件によると、二次側直流出力電圧Ｅｏが最も負荷電力が大きい。このために、二次側直流出力電圧Ｅｏについては、定電圧制御として最も支配力が大きく、また、電力損失の少ないスイッチング周波数制御によって行うようにしている。
また、二次側直流出力電圧Ｅｏの次に負荷電力が大きいのは、二次側直流出力電圧Ｅｏ２となる。この二次側直流出力電圧Ｅｏ２においても負荷電流量は相応に大きなものとなるので、この場合には、スイッチング周波数制御以外の手段として、降圧形コンバータを備えることによって定電圧化することとしているものである。
残る二次側直流出力電圧Ｅｏ１は、負荷電流量が少ないことから、三端子レギュレータ４による簡易な安定化を図っている。
【００２０】
【特許文献１】
特開２０００−０６４９８１号公報
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記図１４に示す電源回路においては、次のような問題を有している。
図１４に示す電源回路のＤＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）は、二次側直流出力電圧Ｅｏについては９４％であるが、Ｅｏ１については８０％、Ｅｏ２については９２％であり、総合的には８８％程度にとどまる。
つまり、図１４に示す回路は、複数の二次側直流出力電圧を個々に安定化するために、三端子レギュレータ４等のシリーズレギュレータ、及び降圧形コンバータを付加する構成を採るのであるが、これらシリーズレギュレータ及び降圧形コンバータにおける電力損失がどうしても多くなる。このため、負荷側の条件として負荷電力変動が大きいような場合には、電力損失がさらに増加するので、シリーズレギュレータや降圧形コンバータに対して放熱板を設ける必要も生じ、例えば回路規模の拡大やコスト高にもつながってしまう。
【００２２】
また、図１４に示す電源回路では、一次側複合共振形コンバータのスイッチング周波数が７５ＫＨｚ〜１００ＫＨｚであるのに対して、二次側の降圧形コンバータ内のスイッチング素子Ｑ３のスイッチング周波数は例えば１００ＫＨｚで固定となる。このようにして、１つの電源回路内において複数種のスイッチング周波数が混在すると、互いのスイッチング周波数が干渉し合い、発生するノイズレベルも高くなってしまう。このために、各種ノイズフィルタや、シールド板などのノイズ対策が必要となり、この点でも、回路規模の拡大やコスト高を招く。
【００２３】
そこで、上記したようなシリーズレギュレータ及び降圧形コンバータ等に代わって二次側出力を安定化する手段として、磁気増幅器を採用することが知られている。
図１５は、図１４に示した電源回路の二次側において、上記のような磁気増幅器を採用した場合の構成例を示している。なお、この図において、図１４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２４】
この図１５において、安定化された二次側直流出力電圧Ｅｏ１を生成するための回路系は、次のようにして構成されている。
先ず、二次巻線Ｎ２Ａに対しては、二次側アースに接地されるセンタータップを設けた上で、図示するようにして整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、及び平滑コンデンサＣｏ１を接続することで両波整流回路を形成している。そして、平滑コンデンサＣｏ１の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏ１が生成される。
【００２５】
そのうえで、この二次巻線Ｎ２Ａの両波整流回路においては、磁気増幅器を備えることによる定電圧回路（磁気増幅器定電圧回路）が備えられ、この磁気増幅器定電圧回路により二次側直流出力電圧Ｅｏ１が安定化される。
この磁気増幅器定電圧回路は、先ず、二次巻線Ｎ２Ａの一端と整流ダイオードＤｏ３のアノードとの間に可飽和インダクタ（チョークコイル）ＳＲ１を挿入し、二次巻線Ｎ２Ａの他端と整流ダイオードＤｏ４のアノードとの間に可飽和インダクタＳＲ２を挿入する。また、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１のカソードを整流ダイオードＤｏ３のアノードに接続し、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ２のカソードを整流ダイオードＤｏ４のアノードに接続する。ダイオードＤＶ１，ＤＶ２の各アノードは、トランジスタＱ４のコレクタと接続される。トランジスタＱ４のエミッタは、抵抗Ｒｃを介して二次側直流出力電圧Ｅｏ１の正極ラインと接続される。この場合の制御回路３は、二次側直流出力電圧Ｅｏ１の安定化のために、可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２の磁束を制御する。
制御回路３は、シャントレギュレータ等を備えた誤差増幅器として形成され、入力された二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルに応じて、トランジスタＱ４のベース電流レベルを可変制御する。これに応じて、トランジスタＱ４のコレクタ電流レベルが可変されることになる。トランジスタＱ４のコレクタは、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１，ＤＶ２のアノードの接続点に接続されているから、コレクタ電流レベルが可変されることによっては、可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２における磁束のリセット電圧を可変するためのコントロール電圧が可変されることとなる。
【００２６】
ここで、上記した可飽和インダクタＳＲ（ＳＲ１，ＳＲ２）は、例えば図１６に示すようにして、円形のトロイダルコアＣＲに対して、単線の巻線Ｌｎを所要の巻数により巻装して構成される。
【００２７】
また、図１７は、上記のようにして構成される可飽和インダクタＳＲのコアの材質として、コバルト系アモルファスが選定されている場合のＢ−Ｈ曲線図を示している。この可飽和インダクタＳＲのＢ−Ｈ特性は、この図からもわかるように、ヒステリシス特性として、角形比がおおきいものとなっている。
そして、このよな可飽和インダクタＳＲを備えた磁気増幅器の動作としては、図１８に示すものとなる。図１８において、電圧Ｖ３は、可飽和インダクタＳＲ１と二次巻線Ｎ２Ａの端部の接続点と、二次巻線Ｎ２Ａのセンタータップとの間の電位を示す。また、電圧ＶＬ１は、可飽和インダクタＳＲ１の両端電圧を示す。電流ＩＤ１は、整流ダイオードＤｏ３に流入する整流電流を示す。
【００２８】
期間ｔ０〜ｔ１に対応しては電圧Ｖ３は正極性の状態となっているが、このとき、可飽和インダクタＳＲ１は、不飽和状態（Ｂ０＞Ｂ＞Ｂ１）である。このときには、電圧Ｖ３，ＶＬ１との関係は、Ｖ３≒ＶＬ１となるので、整流ダイオードＤｏ３には、整流電流ＩＤ１は流れていない。
次の期間ｔ１〜ｔ２においては、可飽和インダクタＳＲ１は、飽和状態（Ｂ＝Ｂ１）となるので、電圧ＶＬ１は、ほぼ０レベルとなる。これにより、電圧Ｖ３，ＶＬ１との関係は、Ｖ３＞ＶＬ１となるので、整流ダイオードＤｏ３に整流電流ＩＤ１が流れはじめることになる。
【００２９】
そして、次の期間ｔ２〜ｔ３では、図１９において等化的に示す出力電圧調整回路１１が動作する。この出力電圧調整回路１１は、図１５では、二次側直流出力電圧Ｅｏ２が入力される制御回路３となる。この図１９からも分かるように、制御回路３としては、誤差増幅器としての構成を採っていること分かる。つまり、分圧抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２により分圧した二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルを、基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、その誤差を、オペアンプＯＰ及び帰還回路（Ｃａ，Ｒａ）から成る増幅回路により増幅して、抵抗Ｒｂを介して出力しているものである。そして、上記のようにして得られる出力電圧調整回路１１からの出力に応じて、リセット回路１０が、可飽和インダクタＳＲ１に対してリセット電流を流すことになる。このリセット回路１０は、図１５における抵抗Ｒｃ、トランジスタＱ４、ダイオードＤＶ１，ＤＶ２、及び可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２から成るリセット回路としての機能を等化的に示している。
このときにおけるリセット回路１０におけるリセット電流の供給動作は、出力電圧調整回路１１からの出力レベルに応じたレベルの電流を、抵抗Ｒｃ→トランジスタＱ４→ダイオードＤＶ１を介して、可飽和インダクタＳＲ１に流すことで得られる。このリセット電流によって、可飽和インダクタＳＲ１では、磁束密度をＢ０に戻すようにしてリセットが行われる。
【００３０】
上記期間ｔ２〜ｔ３におけるリセット量（リセット電流レベル）によって、可飽和インダクタＳＲ１が不飽和状態となる期間ｔ０〜ｔ１の時間長が決定される。そこで、軽負荷の傾向となるのに応じて二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルが上昇するのに対応して、リセット量を増加させるようにする。これにより、図１７に示すようにして、残留磁束密度Ｂ０は、Ｂ０Ａとなるから、不飽和状態の期間である期間ｔ０〜ｔ１も、図１８に示すようにして、期間ｔ０Ａ〜ｔ１Ａとなるように長くすることができる。このようにして、不飽和状態の期間が長くなれば、整流電流ＩＤ１が流れないとされる期間も長くなるから、単位時間あたりの負荷への電力強九時間も短縮されて、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルもその分低下することになる。
そして、このような動作は、図１８に示す波形が１８０°の位相差を有するタイミングで以て、可飽和インダクタＳＲ２側においても行われることになる。
このようにして、図１５に示す回路では、両波整流によって得られる二次側直流出力電圧Ｅｏ１の安定化を図るようにされる。
【００３１】
また、図１５においては、二次巻線Ｎ２側において生成される二次側直流出力電圧Ｅｏ２についても、上記二次側直流出力電圧Ｅｏ１と同様にして、磁気増幅器定電圧回路によって、定電圧制御を行う構成が採られている。
つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ２を得るための基本構成としては、二次巻線Ｎ２に対して、整流ダイオードＤｏ５，Ｄｏ６及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路を接続する。
そのうえで、この両波整流回路に対して、可飽和インダクタ（チョークコイル）ＳＲ３，ＳＲ４、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１，ＤＶ２、リセット電流出力用のトランジスタＱ３、抵抗Ｒｃ、制御回路３を図示するようにして接続して、磁気増幅器定電圧回路を形成するものである。
【００３２】
上記図１５に示したような磁気増幅器定電圧回路を備えた構成とした場合、磁気増幅器定電圧回路による定電圧制御は、可飽和インダクタＳＲの飽和／不飽和状態となる期間を制御する方式であるが、この動作は、上記説明からも分かるように、二次巻線に得られる交番電圧（Ｖ３）の周期タイミングに応じたものとなっている。つまり、磁気増幅器定電圧回路を形成する可飽和インダクタＳＲ、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１，ＤＶ２、及びリセット電流出力用のトランジスタＱ３，Ｑ４などの動作は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数に同期したものとなっている。このことから、例えば図１４に示した電源回路におけるような、異なるスイッチング周波数間での干渉によるノイズ発生量増加の問題は解消される。
【００３３】
しかしながら、図１５に示した回路においても、可飽和インダクタＳＲを構成するトロイダルコアＣＲによる電力損失、及び磁気増幅器定電圧回路を形成する、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１，ＤＶ２、及びリセット電流出力用のトランジスタＱ３，Ｑ４などの半導体素子における電力損失が大きい。このため、電源回路としての総合的な電力変換効率が低下するという問題は残ることとなる。例えば、図１５に示した回路とした場合の総合的な電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）は、８６％程度であり、図１４に示した回路構成によりも低下してしまう。
【００３４】
また、磁気増幅器定電圧回路を形成するのにあたっては、可飽和インダクタＳＲとしてのトロイダルコアと、リセット電圧可変用のダイオード素子、及びリセット電流出力用のトランジスタなどの半導体素子が必要である。例えば実際においては、リセット電圧可変用のダイオード素子には、ショットキーダイオードが選定される。また、リセット電流出力用のトランジスタには、５０Ｖ／２Ａが選定される。これらの半導体素子は比較的高価でもあるから、コスト的には依然として不利である。
特に、図１４に示す電源回路の構成を基礎とする場合には、この問題が拡大する。つまり、前述もしたように、一次側スイッチングコンバータの基本構成を電流共振形とした場合においては、二次側直流出力電圧を生成する整流回路系を両波整流回路として、より多くの電流容量を得るように構成することができる。しかし、両波整流回路に対して磁気増幅器定電圧回路を付加する場合には、正／負の整流電流経路に対応して、可飽和インダクタＳＲ、及びリセット電圧可変用のダイオード素子については２組が必要となってしまう。
【００３５】
このようにして、例えば一次側に電流共振形コンバータを備えたスイッチング電源回路において、二次側にて生成する複数の二次側直流出力電圧について、個々に定電圧制御を行う場合においては、この定電圧制御のための回路素子が付加されることに依る電力変換効率の低下、及びコストアップ等の問題が存在する。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、 少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された、複数の直流出力電圧生成手段と、複数の直流出力電圧生成手段により生成される複数の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段を備える。
また、複数の二次側直流出力電圧のうち、周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、制御対象である二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、制御対象である二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して被制御巻線のインダクタンスを可変することで、制御対象である二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段を備えることとした。
【００３７】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、電流共振形コンバータが採用される。そして、二次側においては、複数の二次側直流出力電圧を生成するようにされている。
そして、複数の二次側直流出力電圧のうち、特定の１つの二次側直流出力電圧については、その二次側直流出力電圧のレベルに応じて、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を可変制御することによって定電圧化を図るようにされる。
また、残る二次側直流出力電圧のそれぞれについては、インダクタンス制御型定電圧制御手段により行うこととしている。つまり、制御巻線と被制御巻線を備える可飽和リアクトルとしての制御トランスを備え、被制御巻線を、その制御対象である二次側直流出力電圧を生成するための整流電流経路に挿入するようにされる。そして、制御対象である二次側直流出力電圧のレベルに応じて、制御巻線に流す制御電流レベルを可変することで、被制御巻線のインダクタンスを変化させ、これにより、制御対象の二次側直流出力電圧が安定化される。
このような構成のインダクタンス制御型定電圧制御手段では、例えば被制御巻線における電力損失は少なく、制御巻線に制御電流を流すための制御電力も非常に少なくて済む。
【００３８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、１つのコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣＬを接続して形成される、コモンモードノイズフィルタが設けられる。コモンモードノイズフィルタは、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わるノイズを抑制する。
【００３９】
そして、上記コモンモードノイズフィルタの後段における商用交流電源ＡＣのラインに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられる。この全波整流回路による整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００４０】
上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作する一次側スイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成に対して少なくとも一次側に部分電圧共振回路を備えた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００４２】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合の電源入力端子Ｖｃｃは、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されている。コントロールＩＣ２は、の起動抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉにより起動して動作することになる。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００４３】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されるようになっている。
【００４４】
なお、ここでは図示していないが、実際には、コントロールＩＣ２には、周辺の外付け部品により形成されるブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１に対して印加されるドライブ信号について、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトするためのものである。
また、実際には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ゲート抵抗や、ゲート−ソース間抵抗などの部品素子も接続されるが、ここでも、これらの図示は省略している。
【００４５】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力する。
【００４６】
上記ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生するオン期間と、０Ｖとなるオフ期間が得られる波形を有する。そして、上記した波形を共に有するものとされた上で、互いに１８０°の位相差を有する出力タイミングを有する。
【００４７】
このような波形によるドライブ信号がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加されることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、発振回路の発振周波数により決まるスイッチング周波数によって、交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００４８】
なお、実際のスイッチング動作としては、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなる、短時間のデッドタイムが形成されるようにしてなっている。
このデッドタイムは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなる期間である。このデッドタイムは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐ１における充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このようなデッドタイムとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長によるデッドタイム期間が形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００４９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この場合、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して接続される。また、一次巻線Ｎ１の他端は、一次側アースに接続される。
【００５０】
上記した接続態様によると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力点に対して、直列共振コンデンサＣ１−一次巻線Ｎ１の直列回路が接続されていることになる。これにより、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１とによって、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００５１】
つまり、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｌ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。なお、本明細書でいう複合共振形コンバータにおいて、上記他の共振回路としては、一次側に備えられるものであってもよいし、二次側に備えられるものであってもよい。この図１に示す回路の場合には、他の共振回路として、部分電圧共振回路が備えられているものである。
【００５２】
また、ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１と、次に説明する二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては１．０ｍｍ〜１．５ｍｍのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００５３】
図１に示す電源回路の二次側では、複数の二次側直流出力電圧を生成して出力することとしており、この場合には、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２の３つを出力することとしている。
そして、このように３つの二次側直流出力電圧を得るために、図１に示す回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において、２組の二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａを巻装することとしている。二次巻線Ｎ２側からは二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ２を生成し、二次巻線Ｎ２Ａ側から二次側直流出力電圧Ｅｏ１を生成して出力するようにされる。また、本実施の形態では、このようにして得られる二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２の各々について、それぞれ個々に定電圧制御が行われるように構成される。
【００５４】
先ず、二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
この二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化は、制御回路１を備えた定電圧制御回路系がスイッチング周波数制御方式による定電圧制御を実行することによって行われるが、これについては後述する。
【００５５】
また、二次巻線Ｎ２に対しては、上記二次側直流出力電圧Ｅｏのための両波整流回路に対して、並列に二次側直流出力電圧Ｅｏを生成するための両波整流回路が接続されている。
つまり、二次巻線Ｎ２の一方の端部に対しては、後述する直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮＲ１の直列接続を介して、整流ダイオードＤｏ５のアノードが接続される。また、二次巻線Ｎ２の他方の端部に対しては、直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮＲ１の直列接続を介して、整流ダイオードＤｏ６のアノードが接続される。整流ダイオードＤｏ５，Ｄｏ６の各カソードは、平滑コンデンサＣｏ２の正極端子と接続される。平滑コンデンサＣｏ２の負極端子は二次側アースに接続される。ここで、直交型制御トランスＰＲＴ−２における被制御巻線ＮＲ１については、巻終わり端部を二次巻線Ｎ２側と接続し，巻始め端部を整流ダイオードＤｏ５側に接続するようにしている。これに対して、被制御巻線ＮＲ２については、巻始め端部を二次巻線Ｎ２側と接続し，巻終わり端部を整流ダイオードＤｏ５側に接続するようにしている。
このようにして形成される両波整流回路によって、平滑コンデンサＣｏ２の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅｏ２が得られる。
【００５６】
後述するが、この二次側直流出力電圧Ｅｏ２に対する安定化は、制御回路３−２及び直交型制御トランスＰＲＴ−２から成る定電圧制御回路系によって行われる。
【００５７】
他方の二次巻線の組である二次巻線Ｎ２Ａに対しては、センタータップを設けて二次側アースに接続した上で、上記した二次側直流出力電圧Ｅｏ２と同様の接続態様によって、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路を接続している。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣｏ１の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ１が生成される。この場合にも、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４の各アノードと、二次巻線Ｎ２Ａの端部間には、それぞれ、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２が直列に挿入されている。
この二次側直流出力電圧Ｅｏ１に対する安定化は、制御回路３−１及び直交型制御トランスＰＲＴ−１から成る定電圧制御回路系によって行われる。
【００５８】
図１に示す電源回路における、二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２についての負荷条件は次のようになっている。
Ｅｏ＝５．０Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅｏ１＝１２．０Ｖ／１Ａ〜０．２Ａ
Ｅｏ２＝３．３Ｖ／６Ａ〜２Ａ
【００５９】
続いては、上記二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２に対する安定化のための構成について説明する。
先ずは、最も負荷電力が大きいとされる、二次側直流出力電圧Ｅｏに対する安定化は次のようにして行われる。
この二次側直流出力電圧Ｅｏを定電圧化するために、制御回路１に対しては、検出電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが入力される。制御回路１では、二次側の直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。つまり、内部発振回路の発振周波数を可変する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化することとなって、この二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御が図られることになる。
【００６０】
続いては、二次側直流出力電圧Ｅｏ２を安定化するための構成について説明する。
先の説明からも分かるように、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための定電圧制御回路系は、直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路３−２を備えて成る。
【００６１】
ここで、直交型制御トランスＰＲＴ−２の構造について、図２を参照して説明しておく。なお、二次側直流出力電圧Ｅｏ２側に備えられる直交型制御トランスＰＲＴ−１についても、同様の構造を有するものとされる。
この図に示すようにして、直交型制御トランスＰＲＴ（ＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２）は、例えばフェライトによる２つのダブルコの字形コア２１，２２を備える。各ダブルコの字形コア２１，２２は、図示するようにして、４本の磁脚を有して構成される。そして、これら２つのダブルコの字形コア２１，２２の互いの磁脚の端部を接合することで立体形コア２０が形成される。
この場合においては、ダブルコの字形コア２１，２２の互いの磁脚の接合部分については、ギャップは形成しないこととしている。
【００６２】
そして、図示するようにして、ダブルコの字形コア２１の２本の磁脚に対して被制御巻線ＮＲ（ＮＲ１，ＮＲ２）を巻回し、ダブルコの字形コア２１の２本の磁脚に対して制御巻線ＮＣを巻回する。この際、被制御巻線ＮＲと制御巻線ＮＣの巻回方向としては、図示するようにして、被制御巻線ＮＲに対して制御巻線ＮＣ が直交するようにされている。これにより、被制御巻線ＮＲと制御巻線ＮＣとの間でのトランス結合は無くなる。そして、制御巻線ＮＣに流れる直流電流のレベルに応じて、被制御巻線ＮＲのインダクタンスが可変する特性となる可飽和リアクトルとしての構成が得られる。
【００６３】
本実施の形態における直交型制御トランスＰＲＴにおいては、被制御巻線ＮＲ（ＮＲ１，ＮＲ２）は、６０μｍφ／８０束のポリウレタン被覆銅線により４Ｔ（ターン）巻回することとしている。また、制御巻線ＮＣとしては、例えば６０μｍφのポリウレタン被覆銅線により１０００Ｔ（ターン）巻回することとしている。そして、このような巻線仕様のもとでは、被制御巻線ＮＲのインダクタンスＬＲついての直流重畳特性は図３に示すものとなる。この図では、縦軸がインダクタンスＬＲで、横軸が被制御巻線ＮＲに流れる電流ＩＲとなっている。
この図から分かるように、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜４０ｍＡの可変範囲に対して、インダクタンスＬＲ＝２０μＨ〜１．５μＨの可変範囲となる。
【００６４】
制御回路３−２では検出電圧として入力された二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルの誤差に応じて、直交型制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎｃに流すべき制御電流としての直流電流レベルを可変して出力する。
このようにして、直交型制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可変されることに応じては、図３にも示したようにして、被制御巻線ＮＲのインダクタンスＬＲが変化することになる。
【００６５】
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏ２の基となる交番電圧が発生する二次巻線Ｎ２のインダクタンスをＬ２とし、二次巻線Ｎ２と直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮＲ２との接続点と、二次側アース間の電位をＶ２とした場合、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のための整流回路系を形成する整流ダイオードＤｏ６のアノードと二次側アース間の電位Ｖ３は、次のように表される。
Ｖ３＝Ｖ２×（Ｌ２／（Ｌ２＋ＬＲ））＝Ｖ２×（１＋（ＬＲ／Ｌ２））・・・（式１）
上記式１からも分かるように、インダクタンスＬＲを可変することによって、Ｖ３のレベルが変化することが分かる。そして、Ｖ３のレベルが変化するということは、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルもこれに応じて変化することとなる。従って、上記のようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベル誤差に応じて被制御巻線ＮＲのインダクタンスＬＲを可変することによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルが安定化されるように制御されるものである。
【００６６】
ここで、図４に制御回路３−２の内部構成例を示しておく。
この図に示す制御回路３−２においては、検出電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏ２が、分圧抵抗Ｒ１１−Ｒ１２によって分圧され、この分圧レベルがシャントレギュレータＱ３のコントロール端子に入力されるようになっている。シャントレギュレータＱ３では、このコントロール端子に入力された分圧レベル（二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベル）の誤差に応じたレベルの電流が、１２Ｖの電源ラインから抵抗Ｒ１３を介して流れることになる。なお、この１２Ｖの電源ラインは、例えば二次側直流出力電圧Ｅｏ１から引き出すようにすればよい。
そして、トランジスタＱ４のベースは、シャントレギュレータＱ３と並列に接続された抵抗Ｒ１４−Ｒ１５の直列回路の接続点に対して接続されている。また、コレクタは、直交型制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎｃの直列接続を介して、１２Ｖ電源ラインと接続されている。エミッタは二次側アースに接地されると共に、並列に抵抗Ｒ１６が接続される。
【００６７】
このような接続態様とされることで、トランジスタＱ４のコレクタには、シャントレギュレータＱ３に流れる電流レベルに応じて増幅されたレベルの直流電流が流れることになる。これが、制御巻線Ｎｃの制御電流となる。
このようにして、制御回路３−２では、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベル誤差をシャントレギュレータＱ３によって検出し、その検出された誤差に応じてレベルが可変されたトランジスタＱ４のコレクタ電流を、制御巻線Ｎｃに対して制御電流として流すようにしている。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベル誤差に応じてレベルが可変される直流電流を、制御電流として制御巻線Ｎｃに対して流すように構成されているものである。
なお、実際に図４に示す回路構成に基づいて形成される制御回路３−２としては、直交型制御トランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎｃの抵抗値が２２０Ωであるとして、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜３０ｍＡの制御範囲となるように構成される。このような制御範囲を設定することで、実際における二次側直流出力電圧Ｅｏ２の負荷変動に対応した定電圧制御が実現できる。
【００６８】
図５の波形図は、上記した二次側直流出力電圧Ｅｏ２の定電圧制御回路系における動作を示している。この図に示す動作は、二次側直流出力電圧Ｅｏ２＝３．３Ｖ／６Ａ時の動作を示している。
先ず、電位Ｖ２は、図示するようにして、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧の周期に応じて、１周期ごとに正／負の極性で反転する波形が得られる。また、正／負の各極性におけるピークレベルは、それぞれ６Ｖｐとなっている。
また、電位Ｖ３としても、電位Ｖ２と同じ周期タイミングで正／負の極性で反転する波形とはなっているものの、整流ダイオードＤｏ６の導通期間である正極性の波形については、４Ｖにまで低下している。これは、先の式１によっても示したように、被制御巻線ＮＲ２のインダクタンスＬＲ２が可変制御された影響で、６Ｖから４Ｖとなるようにコントロールされていることに依る。つまり、この図における、電位Ｖ３と電位Ｖ２の比較により、制御回路３−２及び直交型制御トランスＰＲＴ−２による定電圧制御動作が得られていることが示される。
そして、電位Ｖ３が正極性となる期間において、整流ダイオードＤｏ６には整流電流Ｉ２が流れて平滑コンデンサＣｏ２における充電が行われる。
また、ここでは図示していないが、この図５において負極性となる期間においては、整流ダイオードＤｏ５側の整流電流経路系において、被制御巻線ＮＲ１のインダクタンスＬＲ１が可変制御されることで、同様の動作が得られていることになる。
そして、このような動作が得られる結果、図５において示すように、例えば３．３Ｖで一定となるように定電圧化された二次側直流出力電圧Ｅｏ２が得られることになる。
【００６９】
なお、二次巻線Ｎ２Ａに対して接続された、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のための定電圧制御回路系としても、直交型制御トランスＰＲＴ−１及び制御回路３−１が、上記した直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路３−２と同様の動作を行うことになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏ１についても、二次側直流出力電圧Ｅｏ２と同様にして安定化されることになる。
なお、制御回路３−１における制御電流Ｉｃの制御範囲等は、二次側直流出力電圧Ｅｏ１における実際の負荷変動などを考慮して任意に設定されればよい。
【００７０】
このようにして図１に示す電源回路では、複数の二次側直流出力電圧を生成して出力するようにされている。そして、最も負荷電力の重い二次側直流出力電圧Ｅｏについては、スイッチング周波数制御方式により定電圧制御を行うこととし、残る二次側直流出力電圧Ｅｏ１，Ｅｏ２については、直交型制御トランスＰＲＴを備えて、整流電流経路に挿入した直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲのインダクタンスを可変することで安定化を図ることとしている。
【００７１】
ここで、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲにおける電力損失は少なく、被制御巻線ＮＲのインダクタンス可変のために制御回路３−１，３−２等が必要とする制御電力は０．４Ｗ程度である。
この結果、図１に示す電源回路のＤＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）は、二次側直流出力電圧Ｅｏについては９４％、Ｅｏ１については９５％、Ｅｏ２については９４％程度となり、総合的には９０％程度となる。
これに対して、例えば図１４及び図１５に示した回路ＤＣ／ＤＣ電力変換効率は、８８％又は８６％程度であり、図１に示す回路では、電力変換効率が向上されていることがわかる。なお、図１の電源回路と、図１４及び図１５の電源回路の電力損失を比較してみると、図１の電源回路は、図１４の電源回路に対しては、１．５Ｗ低減している。また、図１５の電源回路に対しては、３．２Ｗ低減している。これにより、図１に示す回路では、二次側定電圧制御回路系に対する放熱板などは不要となる。放熱板が不要となれば、その分、回路の小型軽量化が図られることになる。
【００７２】
また、図１に示す二次側の定電圧制御回路系の場合には、整流回路が両波整流回路であっても、１組の可変インダクタンス素子である直交型制御トランスＰＲＴと、１組の制御回路３により構成することが可能である。
例えば、直交型制御トランスＰＲＴは、磁気増幅器を形成する可飽和インダクタと比較すれば、非常に低コストである。また、制御回路３に備えられる半導体素子も、図４に示したようにして、安価な５０Ｖ／０．１ＡのトランジスタＱ４とシャントレギュレータＱ３のみとなる。
この結果、例えば図１５に示した磁気増幅器定電圧回路を備える回路構成と比較した場合には、図１に示す回路では、コストをほぼ１／２にまで抑えることが可能になる。
【００７３】
このようにして、本実施の形態の電源回路は、図１４又は図１５に示した電源回路と比較して、電力変換効率が向上され、また、はるかに低コストとすることが可能となっている。また、本実施の形態の電源回路における二次側の定電圧制御回路は、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲのインダクタンス可変にあたって、制御巻線Ｎｃに流す制御電流（直流電流レベル）を可変するという直流的制御であって、スイッチング動作を伴わない。従って、図１４の回路で問題となった異なるスイッチング周波数による干渉の問題も生じない。
【００７４】
ところで、上記図１に示した二次側においては、各二次側直流出力電圧Ｅｏ，Ｅｏ１，Ｅｏ２は、それぞれ両波整流回路によって生成する構成を採っている。しかしながら、二次側における整流回路の構成としては両波整流回路に限定されることなく、実際に必要とされる二次側直流出力電圧レベルや負荷電流量等に応じて、他の形式の整流回路とされても構わない。
【００７５】
そこで続いては、１つの二次側直流出力電圧に対応した整流回路系の構成についての変形例として、４例について図６〜図９を参照して説明しておくこととする。なお、各図に示す整流回路によって得られる二次側直流出力電圧としては、図１の場合であれば、直交型制御トランスＰＲＴによって安定化される二次側直流出力電圧Ｅｏ１，又はＥｏ２となる。
【００７６】
先ず、図６に示す整流回路系は、二次巻線Ｎ２に対して、１本の整流ダイオードＤｏと、１本の平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路を接続している。
ここで、例えば、直交型制御トランスＰＲＴによる定電圧制御を行うのにあたって、図１に示した両波整流回路の場合には、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負となる各期間において形成される整流電流経路に対して、それぞれ、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲを挿入する必要があった。
【００７７】
これに対して、図６に示す半波整流回路の場合、整流動作が行われる半波の期間においては、整流電流は必ず二次巻線Ｎ２の端部と、整流ダイオードＤｏ５のアノードの接続点に流れる。換言すれば、両波整流回路の場合のように、１周期内において二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負となる各期間において、それぞれ異なる整流電流経路によって整流電流が流れることはない。
従って、図６に示すようにして半波整流回路を形成する場合においては、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲは１組として、この１組の被制御巻線ＮＲを、二次巻線Ｎ２の端部と整流ダイオードＤｏ５のアノードの接続点との間に対して直列に挿入すればよいことになる。つまり、図６に示す整流回路の構成に対応しては、直交型制御トランスＰＲＴに巻装すべき被制御巻線ＮＲの数を、両波整流回路の場合よりも削減することができる。このようにして、直交型制御トランスＰＲＴに巻装すべき巻線数の削減によって、例えば削減された巻線数分のコストダウンが図られ、また、直交型制御トランスＰＲＴの製造効率が向上する。また、直交型制御トランスＰＲＴをさらに小型なものとすることも可能となる。
【００７８】
また、図７には、二次巻線Ｎ２に対してブリッジ整流回路ＤＢＲと平滑コンデンサＣｏから成る全波整流回路を接続した例が示されている。
このような全波整流回路の場合、整流電流は、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負となる両期間において、例えば、ブリッジ整流回路ＤＢＲの正極入力端子と二次巻線Ｎ２の端部との間のラインを必ず流れることになる。
そこで、この場合にも、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲは１組として、この１組の被制御巻線ＮＲを、ブリッジ整流回路ＤＢＲの正極入力端子と二次巻線Ｎ２の端部との間のラインに挿入すればよいことになる。なお、例えば、ブリッジ整流回路ＤＢＲの負極入力端子と二次巻線Ｎ２のもう片方の端部との間のラインに対して被制御巻線ＮＲを挿入しても、定電圧制御動作としては同等になる。
【００７９】
図８は、二次巻線Ｎ２に対して倍電圧整流回路が接続されている場合を示している。
この場合の倍電圧整流回路は、２本の整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２と、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢを図示するようにして接続して形成される。
この場合も直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲは１組とされており、二次巻線Ｎ２の端部と、直列接続された平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢの接続点との間に対して直列に挿入されている。
【００８０】
ここで、図８に示す倍電圧整流回路の整流動作についてみると、先ず、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正となる期間では、二次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤｏ１→平滑コンデンサＣｏＡ→被制御巻線ＮＲ→二次巻線Ｎ２の経路により整流電流が流れて、平滑コンデンサＣｏＡに充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏＡには、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの整流平滑電圧が得られる。
また、二次巻線Ｎ２の交番電圧が負となる期間では、二次巻線Ｎ２→被制御巻線ＮＲ→平滑コンデンサＣｏＢ→整流ダイオードＤｏ２→二次巻線Ｎ２の経路により整流電流が流れて、平滑コンデンサＣｏＢに充電が行われる。これにより、平滑コンデンサＣｏＢにも、二次巻線Ｎ２の交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの整流平滑電圧が得られる。
このような整流動作が１周期ごとに繰り返されることで、平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢの直列回路の両端電圧としては、二次巻線Ｎ２の交番電圧レベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られることになり、この整流平滑電圧が二次側直流出力電圧となる。このようにして、倍電圧整流動作による二次側直流出力電圧が得られる。
【００８１】
そして、上記した整流動作によれば、二次巻線Ｎ２の端部と、平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢの接続点との間に挿入された１組の被制御巻線ＮＲには、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負となる両期間において、整流電流が流れるようにされる。つまり、この場合にも、被制御巻線ＮＲは、正／負の両期間において整流電流が流れる経路に挿入されているものである。従って、この場合においても、被制御巻線ＮＲは１組でよいことになる。
【００８２】
図９に示す整流回路は、４倍電圧整流回路を形成している。この４倍電圧整流回路では、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏＡ，ＣｏＣから成る整流回路部によって倍電圧整流動作が行われ、平滑コンデンサＣｏＡの両端電圧として、二次巻線Ｎ２の交番電圧レベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られる。
また、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、平滑コンデンサＣｏＢ，ＣｏＤから成る整流回路部によっても倍電圧整流動作が行われ、平滑コンデンサＣｏＢの両端電圧として、二次巻線Ｎ２の交番電圧レベルの２倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られる。
この結果、直列接続された平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢの両端電圧である二次側直流出力電圧として、二次巻線Ｎ２の交番電圧レベルの４倍に対応するレベルの整流平滑電圧が得られることとなる。
また、この場合にも直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮＲは１組であり、この被制御巻線ＮＲは、二次巻線Ｎ２の端部と、平滑コンデンサ平滑コンデンサＣｏＡ−ＣｏＢの接続点との間に対して直列に挿入されている。
【００８３】
先ず、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、平滑コンデンサＣｏＡ，ＣｏＣから成る整流回路部における倍電圧整流動作は、次のようになる。
二次巻線Ｎ２の交番電圧が負の期間では、二次巻線Ｎ２→被制御巻線ＮＲ→整流ダイオードＤｏ２→平滑コンデンサＣｏＣ→二次巻線Ｎ２の経路で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｏＣに充電が行われることで、平滑コンデンサＣｏＣの両端電圧としては、二次巻線Ｎ２の交番電圧の等倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
また、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正の期間では、二次巻線Ｎ２→平滑コンデンサＣｏＣ→整流ダイオードＤｏ１→平滑コンデンサＣｏＡ→被制御巻線ＮＲ→二次巻線Ｎ２の経路で整流電流が流れる。このときには、平滑コンデンサＣｏＣに得られている両端電圧分が重畳されるようにして、平滑コンデンサＣｏＡへの充電が行われることになるから、平滑コンデンサＣｏＡの両端電圧としては、二次巻線Ｎ２の交番電圧の２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。このようにして、倍電圧整流動作が行われる。
【００８４】
また、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、平滑コンデンサＣｏＢ，ＣｏＤから成る整流回路部では、先ず、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正の期間において、二次巻線Ｎ２→平滑コンデンサＣｏＤ→整流ダイオードＤｏ３→被制御巻線ＮＲ→二次巻線Ｎ２の経路で整流電流が流れることにより、平滑コンデンサＣｏＤの両端電圧として、二次巻線Ｎ２の交番電圧の等倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
続く、二次巻線Ｎ２の交番電圧が負の期間においては、二次巻線Ｎ２→被制御巻線ＮＲ→平滑コンデンサＣｏＢ→整流ダイオードＤｏ４→平滑コンデンサＣｏＤ→二次巻線Ｎ２の経路で整流電流が流れる、このときは、平滑コンデンサＣｏＤに得られている両端電圧分が重畳されるようにして、平滑コンデンサＣｏＢへの充電が行われることになって、平滑コンデンサＣｏＡの両端には、二次巻線Ｎ２の交番電圧の２倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。つまり、倍電圧整流動作が行われる。
【００８５】
このような整流動作によると、上記した２つの整流回路部の何れの整流動作についても、二次巻線Ｎ２の交番電圧が正／負となる両期間において、被制御巻線ＮＲには整流電流が共通に流れていることになる。つまり、この場合にも、図示する位置に被制御巻線ＮＲを挿入することで、この被制御巻線ＮＲを１組で済むようにしているものである。
【００８６】
図１０は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
また、この図１０に示される直交型制御トランスＰＲＴ（直交型制御トランスＰＲＴ−１、ＰＲＴ−２）は、例えば先に示した図２の構成と同様でよい。
【００８７】
この図１０に示す電源回路としては、先ず、二次側において直交型制御トランスＰＲＴ（ＰＲＴ−１、ＰＲＴ−２）における被制御巻線ＮＲ（ＮＲ１，ＮＲ２）のインダクタンスを制御する二次側の制御回路３−２が、図１１に示すようにして構成される。なお、図１１において、図４と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００８８】
図１１に示す制御回路３−２は、１２Ｖの電源ラインである二次側直流出力電圧Ｅｏ１と、直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃとの間に、コンデンサＣ２が図示する極性によって挿入される。この場合のコンデンサＣ２は電解コンデンサとされ、コンデンサＣ２の正極が二次側直流出力電圧Ｅｏ１のラインと接続され、負極が制御巻線Ｎｃの端部と接続される。
また、コンデンサＣ２の正極にはトランジスタＱ５のエミッタが接続され、負極にはトランジスタＱ５のコレクタが接続される。抵抗Ｒ１７は、トランジスタＱ５のベース−エミッタ間抵抗である。
また、トランジスタＱ５のベースは、抵抗Ｒ１８を介してトランジスタＱ６のコレクタと接続される。また、トランジスタＱ６のエミッタは二次側アースに接続される。トランジスタＱ６のベースは、抵抗Ｒ２０を介して二次側直流出力電圧Ｅｏ２のラインと接続される。抵抗Ｒ１９は、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間抵抗である。
【００８９】
このような制御回路３−２の構成では、例えば商用交流電源ＡＣが投入されて、二次側直流出力電圧Ｅｏ１が規定のレベルにまで立ち上がると、先ず、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のラインからコンデンサＣ２を介して、制御巻線Ｎｃに対して制御電流Ｉｃを流すことになる。
この際、二次側直流出力電圧Ｅｏ２も、商用交流電源ＡＣの投入に応じて立ち上がることになるが、二次側直流出力電圧Ｅｏ２が所定以上（例えば２Ｖ）のレベルに上昇すると、トランジスタＱ６を導通させるに足るベース−エミッタ間電圧が得られ、トランジスタＱ６をオン状態とする。これに応じて、トランジスタＱ５もオン状態となる。
トランジスタＱ５がオン状態となって以降は、制御電流Ｉｃは、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のラインから、トランジスタＱ５のエミッターコレクタを経由する経路に切り換わって流れることになる。そして、以降においては、図４にて説明したようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルに応じて、シャントレギュレータＱ３及びトランジスタＱ４から成る誤差増幅器の動作によって制御電流Ｉｃのレベルがコントロールされることとなって、二次側直流出力電圧Ｅｏ２は、例えば３．３Ｖで安定化されることになる。
【００９０】
ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏ２について負荷短絡が生じたとする。この場合、二次側直流出力電圧Ｅｏ２は、０レベルに低下するのであるが、これに応じて、トランジスタＱ６は、これまでのオン状態からオフ状態となるように制御され、これに伴ってトランジスタＱ５もオフ状態に遷移する。
このようにして、トランジスタＱ５がオフ状態に遷移すると、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のラインから制御電流Ｉｃを供給する経路が遮断されることになるので、制御電流Ｉｃは０レベルとなるが、これにより、図３にも示したように、被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスは増加することになる。
【００９１】
このときの、二次側直流出力電圧Ｅｏ２と、整流ダイオードＤｏ５，Ｄｏ６に流れる整流電流Ｉ２の波形を図１２に示す。
上記もしたように、負荷短絡が生じたことで、二次側直流出力電圧Ｅｏ２については、０レベルが継続する。
そして、整流電流Ｉ２は、本来であれば、負荷短絡したことによって、非常に高レベルとなるのであるが、上記したように、制御電流Ｉｃが０レベルとされて被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２のインダクタンスが増加していることで、スイッチング周期に応じて高周波的に流れる整流電流Ｉ２のレベルは抑制されることになる。例えば整流電流Ｉ２は、定常時においても図５に示したようにして、１５Ａｐのレベルで流れるのであるが、負荷短絡時を示す図１２の波形図に依れば、１．２Ａｐにまで抑制されていることが分かる。
つまり、図１１に示す制御回路３−２は、二次側直流出力電圧Ｅｏ２の負荷短絡に対応した保護回路としての機能も与えられることになる。そして、このような負荷短絡保護機能を与えるのにあたっては、トランジスタＱ５，Ｑ６及び電解コンデンサＣ２を主として、他には数点の抵抗素子などから成る、簡単で低コストな回路によって実現することができている。
例えば、図１４及び図１５に示す構成においては、負荷短絡のための保護機能を与えようとすれば、より複雑な負荷短絡保護回路を形成して接続する必要があり、本実施の形態よりも回路規模が大型化し、また、コストアップを招くことにもなる。
【００９２】
また、図１０に示す第２の実施の形態としての電源回路では、例えば二次側直流出力電圧Ｅｏ１に対応する定電圧制御回路系に対して、抵抗Ｒ１を図示するようにして接続している。この抵抗Ｒ１は、２組の被制御巻線ＮＲ１，ＮＲ２の、整流ダイオード側の端部間に対して挿入するようにされている。
また、二次側直流出力電圧Ｅｏ２に対応する定電圧制御回路系に対しても、同様の接続態様によって、抵抗Ｒ２を接続している。
【００９３】
例えば、上記のようにして抵抗Ｒ１，Ｒ２を挿入しない場合、図５に示すようにして、整流ダイオードと被制御巻線ＮＲとの接続点と二次側アース間の電位Ｖ３には、整流ダイオードがターンオフするタイミングで寄生振動によるノイズが発生していた。
そこで、図１０に示すようにして、抵抗Ｒ１，Ｒ２を挿入することによっては、図１３の電位Ｖ３として示すように、上記した寄生振動としてのノイズが除去されることになる。なお、図１３において示される電流ＩＱ２は、スイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング電流である。この電流ＩＱ２は、上記電位Ｖ３の変化がスイッチング周期に対応していることを示すために、この図に記載されている。
【００９４】
例えば、１２Ｖラインである二次側直流出力電圧Ｅｏ１において発生する寄生振動としての電圧のピークレベルは４５Ｖｐであり、これに対応して、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４には６０Ｖ耐圧品を選定する必要がある。
これに対して、本実施の形態のようにして、抵抗Ｒ１を接続して寄生振動を除去した場合には、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４の耐圧は４０Ｖで済むこととなり、それだけ、整流ダイオードについての低コストとすることができる。また、低耐圧品のほうが良好な特性が得られるので、回路の信頼性を高めることにもなる。
【００９５】
なお、第２の実施の形態として説明した、二次側の制御回路３−２における負荷短絡保護回路（図１１参照）と、寄生振動除去のための抵抗（Ｒ１，Ｒ２）は、必ずしも組み合わせて採用する必要はない。つまり、例えば、図１に示した第１の実施の形態としての電源回路をベースとして、図１１に示した負荷短絡保護回路を備える制御回路３−２のみを付加してもよいし、また、寄生振動除去のための抵抗のみを備える構成としてもよい。
また、この第２の実施の形態としての電源回路においても、先に図６〜図９に示した二次側直流出力電圧を生成するための整流回路系を適用することができる。
【００９６】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、各図に示した以外の構成が採られて構わない。
また、本発明に基づく電源回路により生成する二次側直流出力電圧の数としては、例えば対応すべき負荷電力や、必要とされる直流電源の数などに応じて適宜変更されてよい。また、二次側直流出力電圧数に応じて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装すべき二次巻線数も変更されてよい。
【００９７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータの基本構成として電流共振形コンバータを備える。そして、二次側においては、複数の二次側直流出力電圧を生成するようにされている。
そして、これら複数の二次側直流出力電圧のうち、特定の１つの二次側直流出力電圧については、その二次側直流出力電圧のレベルに応じて、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数を可変制御することによって定電圧化を図るようにされる。
また、残る二次側直流出力電圧のうち、安定化が必要なものの定電圧化については、その二次側直流出力電圧ごとに対応して、制御巻線と被制御巻線を備える可飽和リアクトルとしての制御トランスを備えることとしている。そして、被制御巻線を、その制御対象である二次側直流出力電圧を生成するための整流電流経路に挿入する。そして、制御対象である二次側直流出力電圧のレベルに応じて、制御巻線に流す制御電流レベルを可変することで、被制御巻線のインダクタンスを変化させ、これにより、制御対象の二次側直流出力電圧の安定化を実現する。
【００９８】
このような構成であれば、例えばシリーズレギュレータや降圧形コンバータ、若しくは磁気増幅器により二次側直流出力電圧を安定化する場合と比較して、電力損失が低下することになるので、電源回路としての電力変換効率が向上されることになる。
また、回路の実際としては、可飽和リアクトルとしての制御トランスと、この制御トランスの制御巻線に流すべき直流電流（制御電流）レベルを、制御対象の二次側直流出力電圧レベルに応じて可変するための回路を備えればよいこととなる。これにより、同じくシリーズレギュレータや降圧形コンバータ、若しくは磁気増幅器により二次側直流出力電圧を安定化する場合と比較すれば、非常に低コストで、安定化のための構成を得ることが可能となる。
さらに、制御トランスを利用する定電圧制御動作は、制御トランスの制御巻線に流すべき直流電流（制御電流）レベルを可変制御するという制御であり、一次側スイッチングコンバータと独立したスイッチング動作は行われない。従って、降圧形コンバータを採用した場合のような、異なるスイッチング周波数の干渉が生じることが無く、それだけ、電源回路内に発生するノイズ量も低減されることとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】直交型制御トランスの構造例を示す回路図である。
【図３】被制御巻線のインダクタンス特性を示す特性図である。
【図４】第１の実施の形態に対応する、二次側の制御回路の構成例を示す回路図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路において、二次側の制御回路による定電圧制御動作を示す波形図である。
【図６】本実施の形態における、二次側整流回路の変形例と、被制御巻線の挿入位置との関係を示す回路図である。
【図７】本実施の形態における、二次側整流回路の変形例と、被制御巻線の挿入位置との関係を示す回路図である。
【図８】本実施の形態における、二次側整流回路の変形例と、被制御巻線の挿入位置との関係を示す回路図である。
【図９】本実施の形態における、二次側整流回路の変形例と、被制御巻線の挿入位置との関係を示す回路図である。
【図１０】第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】第２の実施の形態としての二次側の制御回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】第２の実施の形態において、二次側の制御回路による、負荷短絡保護動作を示す波形図である。
【図１３】第２の実施の形態において、寄生振動ノイズ除去のための抵抗を挿入した場合の二次側整流回路の動作を示す波形図である。
【図１４】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】先行技術の電源回路における二次側の他の構成例を示す回路図である。
【図１６】可飽和インダクタの構造例を示す図である。
【図１７】可飽和インダクタのＢ−Ｈ特性を示す特性図である。
【図１８】可飽和インダクタを備える磁気増幅器による定電圧制御動作を説明するための波形図である。
【図１９】図１５に示す磁気増幅器定電圧回路を等化的に示す回路図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、３−１，３−２ （二次側）制御回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ１ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ部分共振コンデンサ、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ２，Ｎ２Ａ 二次巻線、ＰＲＴ−１，ＰＲＴ−２ 直交型制御トランス、ＮＲ、ＮＲ１，ＮＲ２ 被制御巻線、Ｎｃ 制御巻線、Ｄｏ１〜Ｄｏ６ 整流ダイオード、Ｑ３ シャントレギュレータ、Ｑ４〜Ｑ６ トランジスタ、Ｒ１，Ｒ２ （寄生振動ノイズ除去用）抵抗
Claims (4)
- 直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された、複数の直流出力電圧生成手段と、
上記複数の直流出力電圧生成手段により生成される複数の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段と、
上記複数の二次側直流出力電圧のうち、上記周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、制御対象である二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、制御対象である二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、制御対象である二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記インダクタンス制御型定電圧制御手段は、
制御対象である二次側直流出力電圧レベルの誤差に応じたレベルの出力を生成するシャントレギュレータと、
他の二次側直流出力電圧が電源として供給されることで動作し、上記シャントレギュレータの出力を増幅して上記制御電流として出力する増幅回路と、
上記制御対象である二次側直流出力電圧について負荷短絡が生じたのに応じて、上記増幅回路への電源供給を停止させるように構成され、所要数のトランジスタ素子を備えて形成されるスイッチ回路と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記インダクタンス制御型定電圧制御手段において、
制御対象の二次側直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段が両波整流回路を形成するのに対応して、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧が正／負となる期間に形成される各整流電流経路に、上記制御トランスが備える２つの上記被制御巻線の各々を挿入した場合に、上記両波整流回路を形成する２本の整流ダイオードと、これら２つの上記被制御巻線の各々との接続点間に対して抵抗素子を挿入する、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 上記インダクタンス制御型定電圧制御手段において、
制御対象の二次側直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段が、両波整流回路以外の整流回路系を形成する場合に、上記制御トランスが備える被制御巻線を１つとし、
この１つの被制御巻線を、上記整流回路系において、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧が正／負となる期間において共通となる整流電流経路のラインに対して挿入する、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
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