JP2001086749A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング素子の異常動作を防止する。 【解決手段】 クランプダイオードＤD と抵抗ＲD の直
列接続により自励式の共振形コンバータのクランプ回路
を形成する。これによって、スイッチング素子のターン
オン時におけるダンパー期間終了後、クランプダイオー
ドＤD の逆回復期間の拡大することが可能になり、この
逆回復時間ｔｒｒ内ではスイッチング素子をオンとする
駆動電流を得ることができるので、安定動作時において
も、また重負荷で低交流入力電圧の条件であっても、異
常なスイッチング動作の発生が防止される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることが分かってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図９の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この電源
回路は、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えて、いわゆ
るシングルエンド方式で自励式によりスイッチング動作
を行う電圧共振形コンバータを備えて構成される。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、この整流平
滑回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流
制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平
滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにして
いる。

【０００５】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1 には、高耐圧のバイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。

【０００６】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流
平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッ
チング素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には、検出駆
動巻線ＮB ，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗
ＲB の直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振
回路が接続される。また、スイッチング素子Ｑ1 のベー
スと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿
入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング
素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成す
るようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコ
レクタは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
の一端と接続され、エミッタは接地される。

【０００７】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1 とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧Ｖｃｒは、実際には正弦波状のパルス波形となって電
圧共振形の動作が得られるようになっている。

【０００８】この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、検出巻線ＮD ，駆動巻線ＮB ，及び制御巻線ＮC が
巻装された可飽和リアクトルである。この直交型トラン
スＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1 を駆動すると共に、
定電圧制御のために設けられる。この直交型制御トラン
スＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁
脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端
部を接合するようにして立体型コアを形成する。そし
て、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ
巻回方向に検出巻線ＮD ，駆動巻線ＮB を巻装し、更に
制御巻線ＮC を、上記検出巻線ＮD ，駆動巻線ＮB に対
して直交する方向に巻装して構成される。

【０００９】この場合、直交型制御トランスＰＲＴの検
出巻線ＮD は、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 との間に直列に挿入
されることで、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出
力は、一次巻線Ｎ1 を介して検出巻線ＮD に伝達され
る。直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線Ｎ
D に得られたスイッチング出力がトランス結合を介して
駆動巻線ＮB に励起されることで、駆動巻線ＮB にはド
ライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ
電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（Ｎ
B ，ＣB ）からベース電流制限抵抗ＲB を介して、ドラ
イブ電流としてスイッチング素子Ｑ1 のベースに出力さ
れる。これにより、スイッチング素子Ｑ1 は、直列共振
回路（ＮB，ＣB ）の共振周波数により決定されるスイ
ッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１０に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2 をそ
れぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚
に対しては図のようにギャップＧを形成するようにして
いる。これによって、所要の結合係数による疎結合が得
られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ
１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成
することで形成することが出来る。また、結合係数ｋと
しては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得る
ようにしており、その分、飽和状態が得られにくいよう
にしている。

【００１１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は図のように検出巻線ＮD の直列接続
を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）と接続されている。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2 に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2 に対しては、
二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2 のリーケージインダクタンスＬ2 と二
次側並列共振コンデンサＣ2 のキャパシタンスとによっ
て並列共振回路が形成される。この並列共振回路によ
り、二次巻線Ｎ2 に励起される交番電圧は共振電圧とな
る。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１３】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には半波整流動作（電圧共振動作）を
得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書
では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が
備えられて動作する構成のスイッチングコンバータにつ
いては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともい
うことにする。

【００１４】上記ようにして形成される二次側の並列共
振回路に対しては、二次巻線Ｎ2 に対してタップを設け
た上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデン
サＣO1，ＣO2を図のように接続することで、［整流ダイ
オードＤO1，平滑コンデンサＣO1］の組と、［整流ダイ
オードＤO2，平滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組
の半波整流回路が設けられる。［整流ダイオードＤO1，
平滑コンデンサＣO1］の組から成る半波整流回路は二次
側並列共振回路から供給される共振電圧を入力して直流
出力電圧ＥO1を生成し、［整流ダイオードＤO2，平滑コ
ンデンサＣO2］から成る半波整流回路も同様に、二次側
並列共振回路から供給される共振電圧を入力して直流出
力電圧ＥO2を生成する。なお、この場合には、直流出力
電圧ＥO1及び直流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても
分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力
電圧ＥO1を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を
制御回路１の動作電源として利用する。

【００１５】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関
係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 と二次
巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンス
Ｍについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがあ
る。例えば、図１１（ａ）に示す接続形態を採る場合に
相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１１（ｂ）に示す
接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとな
る。これを、図９に示す二次側の動作に対応させてみる
と、［整流ダイオードＤO1，平滑コンデンサＣO1］の組
による半波整流回路に関しては、例えば二次巻線Ｎ2 に
得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1
に整流電流が流れて＋Ｍの動作モード（フォワード方
式）を行い、逆に、二次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が
負極性のときには、整流ダイオードＤO1はオフとなっ
て、整流電流は流れないことになる。即ち、この電源回
路では、相互インダクタンスが＋Ｍのモードにより整流
動作を行っているものである。

【００１６】このような構成では、一次側の並列共振回
路と二次側並列共振回路の作用によって増加された負荷
側に電力が供給され、それだけ負荷側に供給される電力
も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。これ
は、先に図１１にて説明したように、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合
係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態と
なりにくい状態を得たことで実現されるものである。例
えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップ
Ｇが設けられない場合には、フライバック動作時におい
て絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動
作が異常となる可能性が高く、上述した半波整流動作が
適正に行われるのを望むのは難しい。

【００１７】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮC に流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB のインダクタン
スＬB を可変制御する。これにより、駆動巻線ＮB のイ
ンダクタンスＬB を含んで形成されるスイッチング素子
Ｑ1 のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振
条件が変化する。これは、次に図９にて説明するよう
に、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング周波数を可変
する動作となるが、この動作によって二次側直流出力電
圧を安定化する。

【００１８】ここで、図９に示したようにして駆動巻線
ＮB のインダクタンスＬB を可変制御構造の直交型制御
トランスＰＲＴが設けられる場合、スイッチング周波数
を可変するのにあたり、スイッチング素子Ｑ1 がオフと
なる期間ＴOFF は一定とされたうえで、オンとなる期間
ＴONを可変制御するようにされる。つまり、この電源回
路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を
可変制御するように動作することで、スイッチング出力
に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時
に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通
角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出
来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路
系によって実現している。

【００１９】図１３は、上記図９に示した回路のスイッ
チング周期での要部の動作を示す波形図であり、安定動
作時の波形とされる。自励発振駆動回路としての直列共
振回路（ＮB ，ＣB ）では、駆動巻線ＮB に得られた交
番電圧により共振動作を行うことで、ベース電流制限抵
抗ＲB を介した直列共振電流ＩO としては、図１３
（ｅ）に示すように、正弦波状が波形が得られる。そし
て、この直列共振電流ＩO が、例えばクランプダイオー
ドＤD から流れる図１３（ｆ）の電流ＩD と合成される
ことで、スイッチング素子Ｑ1 のベースには図１３
（ｄ）に示すようなベース電流（駆動電流）ＩB が流れ
る。この駆動電流ＩB によって、スイッチング素子Ｑ1
は、スイッチング動作を行う。この駆動電流ＩB によっ
て制御されるスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ電流Ｉｃ
ｐとしては、図１３（ｂ）に示す波形が得られる。ま
た、スイッチング素子Ｑ1 ／／並列共振コンデンサＣｒ
の並列接続回路の両端には、並列共振回路の作用によっ
て、図１３（ａ）に示すような並列共振電圧Ｖｃｐが発
生する。この並列共振電圧Ｖｃｐは、図のように、スイ
ッチング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONは０レベルで、
オフとなる期間ＴOFF において正弦波状のパルスとなる
波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応してい
る。また、並列共振コンデンサＣｒには、図１３（ｃ）
に示すようにして、期間ＴOFF において正弦波状の並列
共振電流Ｉｃｒが流れる。

【００２０】ここで、スイッチング素子Ｑ1 がオンとな
る期間ＴONにおいて、図１３（ｅ）の直列共振電流ＩO
の正電流の領域（期間Ｔ１）は、図１３（ｄ）の駆動電
流ＩB の順方向バイアス電流の領域に対応する。また、
同じ期間ＴONにおいて、直列共振電流ＩO が負電流の領
域（Ｔ２）は、駆動電流ＩB の逆方向バイアス電流とな
る。なお、この期間ＴONにおける駆動電流ＩB の逆方向
バイアス電流の領域はスイッチング素子Ｑ1 の蓄積時間
ｔstg となる。

【００２１】スイッチング素子Ｑ1 のベース−エミッタ
間には、逆回復時間ｔｒｒを所定まで長くした低速のク
ランプダイオードＤD が接続されている。スイッチング
素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFF では、図１３（ｅ）に
示すようにして、直列共振電流ＩO が、クランプダイオ
ードＤD →ベース電流制限抵抗ＲB →共振コンデンサＣ
B →駆動巻線ＮB を介して流れる。そして次に、期間Ｔ
ONが開始されると、直ちにダンパー期間となり、並列共
振コンデンサＣｒの充放電エネルギーがダンパー電流Ｉ
D として、クランプダイオードＤD →スイッチング素子
Ｑ1 のベース→コレクタを介して流れる。この場合、ダ
ンパー電流ＩD のレベルは、図１３（ｆ）に示すように
２．３Ａp となる。上記ダンパー期間が終了すると、ク
ランプダイオードＤD は逆回復時間ｔｒｒの領域とな
る。この逆回復時間ｔｒｒにおいては、クランプダイオ
ードＤD が導通の状態にある。そして、この逆回復時間
ｔｒｒにおいて駆動電流ＩB が増加して、スイッチング
素子Ｑ1 をオンとするだけの電流量が得られるとスイッ
チング素子Ｑ1 がオンとなる。但し、この逆回復時間ｔ
ｒｒが開始された時点においては、図１３（ｄ）の駆動
電流ＩB （ベース電流）が正の極性に反転しても、スイ
ッチング素子Ｑ1 のベースには実際には電流が供給され
ないため、スイッチング素子Ｑ1 は直ちにはオンにはな
らず、この後、スイッチング素子Ｑ1 のベース電流レベ
ルが、スイッチング素子Ｑ1 を導通させるのに足るレベ
ルに達することで、或るタイミングでスイッチング素子
Ｑ1 がオン状態に遷移するものである。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図１２には、
一次側の並列共振電圧Ｖｃｐ、コレクタ電流Ｉｃｐ、駆
動電流ＩB の動作波形が示されている。図１２（ａ），
（ｂ），（ｃ）には、交流入力電圧ＶAC＝６０Ｖで最大
負荷電力時の条件での動作が示され、図１２（ｄ），
（ｅ），（ｆ）には交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖで最大負
荷電力時の条件での動作が示されている。

【００２３】先ず、交流入力電圧ＶAC＝６０Ｖ、最大負
荷電力時の条件下での動作として、図１２（ａ），
（ｂ），（ｃ）における期間Ｔ３はダンパー期間に対応
し、期間Ｔ４は逆回復時間ｔｒｒに対応しているのであ
るが、このように重負荷で交流入力電圧が低い条件で
は、図１２（ｃ）に示すように、駆動電流ＩB が期間Ｔ
４（逆回復時間ｔｒｒ）内において、正の極性に反転し
ていない。つまりクランプダイオードＤD の逆回復時間
ｔｒｒ内において、スイッチング素子Ｑ1 に対して順方
向の駆動電流ＩB が流れないために、スイッチング素子
Ｑ1 がオンとはならない。このためにスイッチング動作
としては異常動作となる。このような異常動作は、例え
ば図１２（ｂ）に示すようにして、期間Ｔ４直後のコレ
クタ電流Ｉｃｐに対して寄生振動としての高周波のノイ
ズが重畳し、これに伴って、図１２（ａ）の並列共振電
圧Ｖｃｐとして示すように、パルスノイズが発生する現
象として現れる。

【００２４】そして、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖで最大
負荷電力時の条件では、更にこの異常動作が拡大する。
これは図１２（ｆ）に示すように、期間Ｔ４（逆回復時
間ｔｒｒ）内において、駆動電流ＩB の逆方向電流レベ
ルが増加し、逆回復時間ｔｒｒが終了して、スイッチン
グ素子Ｑ1 に対して順方向の駆動電流ＩB が流れるべき
時に短期間ではあるが逆方向の駆動電流ＩB が流れるた
め、図１２（ｅ）に示すコレクタ電流Ｉｃｐに重畳する
ノイズの振幅が増大する。そして、これに伴って、図１
２（ｄ）に示される並列共振電圧Ｖｃｐのパルスノイズ
のレベルも大きくなる。

【００２５】上記した異常動作としての現象を軽減して
重負荷の条件に対応するため、図９に示した回路の実際
としては、二次側並列共振コンデンサＣ2 のキャパシタ
ンスは、所要の最大負荷電力値が得られるように、本来
最適とされる値よりも大きな値を選定するようにしてい
る。しかしこの場合には、本来最適とされるキャパシタ
ンスの二次側並列共振コンデンサＣ2 を選定した場合と
比較して、図９に示す回路において一次巻線Ｎ1 に流れ
る一次側共振電流Ｉ1 と二次巻線Ｎ2 に流れる二次側共
振電流Ｉ2 が増加することで電力損失が増加する。

【００２６】また、これまで述べた図９に示す回路の構
成の場合、定常動作時であっても、図１３（ｃ）に示す
ようにして、一次側並列共振電流Ｉｃｒには期間ＴON内
の開始期間において、寄生振動としてのノイズが発生し
てしまう。これに応じて、僅かではあるが、スイッチン
グパルスである並列共振電圧Ｖｃｐにも、ノイズが生じ
る。また、図１３（ｄ）に示す駆動電流ＩB について
も、期間ＴOFF 内の開始期間においてやはり寄生振動が
発生する。

【００２７】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように
構成する。つまり、スイッチング素子を備え、入力され
た直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段
と、このスイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
縁コンバータトランスと、上記スイッチング手段を形成
し、スイッチング素子を自励式によりスイッチング駆動
する自励発振駆動回路と、スイッチング手段の動作を共
振形とするようにして挿入される一次側共振回路と、絶
縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側共振コ
ンデンサを接続することで、絶縁コンバータトランスの
二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二次側共振コンデ
ンサのキャパシタンスとによって共振回路を形成する二
次側共振回路と、二次巻線に得られる交番電圧を入力し
て半波整流動作又は全波整流動作を行って二次側直流出
力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段
と、二次側に得られる電圧レベルに応じてスイッチング
素子のスイッチング周波数を可変することで定電圧制御
を行うようにされる定電圧制御手段と、少なくとも、ダ
イオード素子と抵抗素子との直列接続よって形成され、
上記ダイオード素子の逆回復時間を長くされたクランプ
回路とを備えて構成する。

【００２８】上記構成によれば、クランプ回路として
は、ダイオード素子に対して抵抗素子を直列接続して形
成されることになる。このような構成とすることで、ク
ランプ回路を構成しているダイオード素子の逆回復時間
を拡大することができるので、この逆回復時間内におい
て、スイッチング素子をオンするための順方向の駆動電
流を得ることが可能になる。

【００２９】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としての電源回路の構成を示している。なお、この
図において図９と同一部分には、同一符号を付して説明
を省略する。この図１に示す本実施の形態の電源回路と
しては、スイッチング素子Ｑ1 のベースに接続されてい
るクランプダイオードＤD のアノード側に抵抗ＲD が接
続された構成とされる。即ち、クランプダイオードＤD
のアノードが抵抗ＲD の直列接続を介して一次側アース
と接続されるように、抵抗ＲD を回路内に挿入する。

【００３０】このような構成による図１の電源回路のス
イッチング周期による動作波形を図３に示す。この図に
示す動作波形は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最大負
荷電力時の条件での安定動作時に得られたものである。

【００３１】ここで、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチ
ング動作に伴って得られる、図３（ａ）に示す一次側並
列共振電圧Ｖｃｐ、及び図３（ｂ）に示すコレクタ電流
Ｉｃｐとしては、先に図１３（ａ），（ｂ）に示した波
形とほぼ同様となるものである。

【００３２】この場合も、自励発振駆動回路としての直
列共振回路（ＮB ，ＣB ）では、駆動巻線ＮB に得られ
た交番電圧により共振動作を行うことで、ベース電流制
限抵抗ＲB を介して、図３（ｅ）に示すような、正弦波
状の直列共振電流ＩO が得られ、スイッチング素子Ｑ1
がオフとなる期間ＴOFF では、負の方向（自励発振駆動
回路の方向）に流れる。次に期間ＴONが開始されると、
直ちにダンパー期間となり、スイッチング素子Ｑ1 のベ
ース−コレクタを介して、図３（ｆ）に示すようなダン
パー電流ＩD が流れるが、本実施の形態の回路はクラン
プダイオードＤD のアノードと一次側アースとの間には
抵抗ＲD が直列接続されていることから、ダンパー電流
ＩD としては、そのレベルが１．５Ａp となり、図１３
（ｆ）に示したダンパー電流ＩDのレベル２．３Ａp に
比べて低下する。

【００３３】そして、ダンパー期間が終了した後、クラ
ンプダイオードＤD は逆回復時間ｔｒｒとなるが、この
場合はクランプダイオードＤD に直列接続されている抵
抗ＲD によって、クランプダイオードＤD を流れる逆電
流が抑制され、クランプダイオードＤD が遮断されるま
での期間である逆回復時間ｔｒｒは見掛け上拡大された
ものとなる。例えば、図９に示した回路と図１に示した
回路を、同一の逆回復時間特性を有するクランプダイオ
ードＤD によって構成した場合、図９に示す回路では逆
回復時間ｔｒｒが１．２μｓとなるのに対して、図１示
した回路では逆回復時間ｔｒｒが３μｓとなる。つま
り、図１に示す回路のクランプダイオードＤD の逆回復
時間ｔｒｒは、見掛け上は１．８μｓだけ拡大されて長
くなっている。

【００３４】このようにしてクランプダイオードＤD の
逆回復時間ｔｒｒを長くすることによって、本実施の形
態では、図３（ｄ）に示すように、駆動電流ＩB が負の
領域をとることなく、クランプダイオードＤD の逆回復
期間ｔｒｒ内において、スイッチング素子Ｑ1 に対して
順方向に駆動電流ＩB を流すことが可能になる。

【００３５】これにより、一次側並列共振電流Ｉｃｒの
波形は図３（ｃ）に示すものとなり、定常動作時におい
ては、期間ＴON内の開始時点では、０．５Ａp レベルの
出力が僅かに発生するだけで、一次側並列共振電流Ｉｃ
ｒに図１３（ｃ）に示したような寄生振動によるノイズ
は発生することなく、このため並列共振電圧Ｖｃｐにノ
イズが発生するといったこともない。また、図３（ｄ）
に示す駆動電流ＩB にも、期間ＴOFF の開始時点におい
て、図１３（ｄ）に示した寄生振動によるノイズが発生
しないものとなる。

【００３６】また、図２（ａ），（ｂ），（ｃ）と、図
２（ｄ），（ｅ），（ｆ）に、一次側の並列共振電圧Ｖ
ｃｐ、コレクタ電流Ｉｃｐ、駆動電流ＩB の動作波形を
示す。ここで、図２（ａ），（ｂ），（ｃ）には、交流
入力電圧ＶAC＝８０Ｖで最大負荷電力時の動作が示され
ており、図２（ｄ），（ｅ），（ｆ）には交流入力電圧
ＶAC＝６０Ｖで最大負荷電力時の動作が示されている。

【００３７】このような重負荷で低入力電圧時となる条
件であっても、例えば図２（ｃ）又は図２（ｆ）に示す
ように、ダンパー期間Ｔ３が終了した時点でも、駆動電
流ＩB が負の電流領域をとることはないので、逆回復時
間ｔｒｒとされる期間Ｔ４内において、駆動電流ＩB は
スイッチング素子Ｑ1 をオンすることが可能なレベルと
なる。即ち、スイッチング素子Ｑ1 は正常動作となって
レギュレーション範囲に入ることになる。これにより、
スイッチング素子Ｑ1 では安定したスイッチング動作が
得られるものである。このようにしてクランプダイオー
ドＤD の逆回復時間ｔｒｒ内において、正レベルの駆動
電流ＩB が得られるにすると、例えば図２（ｂ），
（ｅ）に示すコレクタ電流Ｉｃｐには、図１２（ｂ），
（ｅ）に示したコレクタ電流Ｉｃｐのノイズは発生せ
ず、これに伴って、期間ＴONに現れていた並列共振電圧
Ｖｃｐのノイズパルスも図２（ａ），（ｄ）に示すよう
にして発生しない。

【００３８】この結果、例えば図９に示した電源回路で
は、図１２により説明した異常動作や図１３に示したノ
イズの発生などを回避するために、クランプダイオード
ＤDについて逆回復時間ｔｒｒの選別を行っていたが、
本実施の形態によれば、その逆回復時間ｔｒｒの選別範
囲の拡大することが可能になる。これにより、例えば部
品管理などの製造能率の向上が図られるものである。

【００３９】また、本実施の形態としての図１に示した
回路と図９に示した回路との比較として、図９に示す回
路構成の下で、ベース電流制限抵抗ＲB ＝１Ω、二次側
並列共振コンデンサＣ2 ＝０．０１９μＦを選定した場
合、一次側共振電流Ｉ1 ＝５．８Ａp-p 、コレクタ電流
Ｉｃｐ＝３．３Ａp 、二次側共振電流Ｉ2 ＝８Ａp-pと
なり、入力電力Ｐｉｎ＝１６６．５Ｗという結果が得ら
れた。これに対して、図１に示した構成の下では、ベー
ス電流制限抵抗ＲB ＝０．６８Ω、抵抗ＲD ＝４．７
Ω、二次側並列共振コンデンサＣ2 ＝０．０１４μＦを
選定することができる。ここで、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2 ＝０．０１４μＦとしての値は、二次側並列共
振コンデンサＣ2 として本来適正とされる値である。こ
のように部品を選定した場合、上記図２及び図３にて説
明した動作の下で、一次側共振電流Ｉ1＝４．７Ａp-p
、コレクタ電流Ｉｃｐ＝３．０Ａp-p 、二次側共振電
流Ｉ2 ＝７．０Ａp-p となり、入力電力Ｐｉｎ＝１６
５．５Ｗという結果が得られた。

【００４０】つまり、図９に示した回路の場合と比較し
て本実施の形態では、一次側共振電流Ｉ1 及び二次側共
振電流Ｉ2 の電流レベルが抑制され、結果として１Ｗ程
度の電力損失の低減が図られているものである。また、
これと共に対応可能な最大負荷電力は、交流入力電圧Ｖ
AC＝８０Ｖの時に１５０Ｗ程度であったのに対して、本
実施の形態の回路では二次側並列共振コンデンサＣ2 を
適正な静電容量とすることで、交流入力電圧ＶAC＝８０
Ｖで３５Ｗ程度拡大されて約１８５Ｗにまで引き上げる
ことが可能となり、約２３％の最大負荷電力の増加が図
られるものである。

【００４１】続いて、本実施の形態の電源回路の変形例
について以降説明していくこととして、先ず、図４に第
１の変形例としての本実施の形態の電源回路の構成を示
す。なお、この図において図１及び図９と同一部分には
同一符号を付して説明を省略する。この図に示す電源回
路はクランプダイオードＤD のアノードと一次側アース
ととの間に挿入されている抵抗ＲD に対して、フェライ
トビーズインダクタＬD を並列に接続した点が図１に示
した電源回路とは異なる。この場合、クランプダイオー
ドＤD のアノードと一次側アースとの間に挿入されてい
る抵抗ＲD は、一次側並列共振電流Ｉｃｒの寄生振動を
抑制するように機能し、この抵抗ＲD と並列接続された
フェライトビーズインダクタＬD がクランプダイオード
ＤD の逆回復時間ｔｒｒの拡大を図るようにされる。な
お、フェライトビーズダイオードＬD は、比較的小型サ
イズの部品とされ、そのインダクタンス値も小さいもの
とされる。

【００４２】このような電源回路のスイッチング周期に
よる動作波形を図５に示す。なお、この図に示す動作波
形は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最大負荷電力時の
条件での安定動作時に得られたものである。この場合も
スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング動作に伴って得ら
れる、図５（ａ）の一次側の並列共振電圧Ｖｃｐ、及び
図５（ｂ）のコレクタ電流Ｉｃｐとしては、先に図１に
示した波形とほぼ同様となる。また、直列共振電流ＩO
は図５（ｅ）に示すような波形となる。そして、スイッ
チング素子Ｑ1 がオンとなる期間ＴONが開始されると、
スイッチング素子Ｑ1 のベース−コレクタを介して図５
（ｇ）に示すようなダンパー電流ＩD が流れることにな
るが、この場合はクランプダイオードＤD のアノードと
一次側アースとの間に抵抗ＲD と並列にフェライトビー
ズインダクタＬD が接続されていることで、このフェラ
イトビーズインダクタＬD のインダクタンスによって、
ダンパー電流ＩD は徐々に低減される。

【００４３】このようにしてフェライトビーズインダク
タＬD によりダンパー電流ＩD を徐々に低減するように
した場合、ダンパー期間を含むクランプダイオードＤD
の見掛け上の逆回復時間ｔｒｒは、図５（ｇ）に示すよ
うに３．５μｓにまで拡大されて長くすることが可能に
なる。

【００４４】このようにしてクランプダイオードＤD の
逆回復時間ｔｒｒとしての期間を長くすることによっ
て、逆回復時間ｔｒｒ内における駆動電流ＩB の波形と
しては図５（ｄ）に示すように、負の領域をとることが
ないので、この場合もクランプダイオードＤD の逆回復
時間ｔｒｒ内において、スイッチング素子Ｑ1 に対して
順方向の駆動電流ＩB を流すことが可能なものとなる。

【００４５】また、抵抗ＲD を流れる電流ＩR は、図５
（ｆ）に示す波形となり、この抵抗ＲD によって、図５
（ｃ）に示す一次側並列共振電流Ｉｃｒに発生する寄生
振動にノイズが、図１３（ｃ）に示した寄生振動による
ノイズに比べて抑制されると共に、図５（ｄ）に示すよ
うに、駆動電流ＩB に発生する寄生振動によるノイズの
抑制が図られている。

【００４６】また、重負荷時の低入力電圧時となる条件
とされる場合の、図４に示す回路の動作としては、先に
図２に示したものとほぼ同一の動作となるため、図示は
省略するが、この場合もコレクタ電流Ｉｃｐにノイズが
発生することはなく、これに伴って、期間ＴONに現れて
いた並列共振電圧Ｖｃｐのノイズパルスも発生しないも
のとなる。

【００４７】このような図４に示した構成の下では、ベ
ース電流制限抵抗ＲB ＝０．６８Ω、抵抗ＲD ＝４．７
Ω、フェライトビーズインダクタＬD ＝１．１μＨを選
定すると、入力電力Ｐｉｎ＝１６４．５Ｗという結果が
得られ、先に説明した図９に示す回路と比べて２Ｗ程度
の電力損失の低減が可能となる。これは、図１に示した
回路が、抵抗ＲD によってクランプダイオードＤD の逆
回復時間ｔｒｒの拡大を図るための機能と、一次側並列
共振電流Ｉｃｒ、及び駆動電流ＩB に寄生振動が発生し
ないようにしていたのに対して、図４に示す回路では、
電力損失の小さいフェライトビーズインダクタＬD によ
ってクランプダイオードＤD の逆回復時間ｔｒｒの拡大
を図るようにしているため、図１に示した回路と比較し
ても、その分だけ電力損失の低下が図られている。

【００４８】また、本実施の形態の電源回路の二次側と
しては、図１に示したように、二次側並列共振回路と半
波整流回路との構成に限定されるものではない。そこ
で、第２〜第４の変形例としての二次側の構成を図６〜
図８に示す。なお、これら図６〜図８において、一次側
の構成は図１と同様でよいものとされる。また、図１、
図４及び図９と同一部分には同一符号を付して説明を省
略する。

【００４９】図６には、第２の変形例としての二次側の
構成が示されている。この図に示す二次側においても、
二次巻線Ｎ2 に対して二次側並列共振コンデンサＣ2 が
備えられることで、二次側には並列共振回路が形成され
る。そしてこの場合には、二次巻線Ｎ2 に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は二次側並列共振回
路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路も同様に、二次側並列共
振回路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧
ＥO2を生成する。

【００５０】このような構成を先に図１１により説明し
た二次側の整流動作と照らし合わせてみると、例えば二
次巻線Ｎ2 に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダ
イオードＤO1（ＤO3）に整流電流が流れる動作は、図１
１（ａ）としての＋Ｍの動作モード（フォワード方式）
とみることができ、逆に、二次巻線Ｎ2 に得られる交番
電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2（ＤO4）に整
流電流が流れる動作は、図１１（ｂ）に示した−Ｍの動
作モード（フライバック方式）であるとみることができ
る。即ち、この電源回路では、二次巻線に得られる交番
電圧が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ
／−Ｍのモードで動作することになる。

【００５１】図７に、第３の変形例としての二次側の構
成を示す。この図に示す二次側においても、二次巻線Ｎ
2 に対して二次側並列共振コンデンサＣ2 が備えられる
ことで二次側並列共振回路が形成されるものとしたうえ
で、二次側巻線Ｎ2 に対してはブリッジ整流回路ＤBR及
び平滑コンデンサＣO1から成る整流平滑回路が備えられ
ることで、二次側出力電圧ＥO1を得るようにしている。
つまり、この構成では二次側においてブリッジ整流回路
ＤBRによって全波整流動作を得ている。

【００５２】なお、この場合には、二次側において、上
記二次巻線Ｎ2 とは独立して、もう１つの二次巻線Ｎ2A
を巻装してセンタータップを施した上で、整流ダイオー
ドＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2を図のように接続
することで、全波整流動作によって二次側出力電圧ＥO2
を得るようにしている。但し、二次巻線Ｎ2Aに対して
は、並列共振コンデンサは設けられない。

【００５３】図８は、第４の変形例としての電源回路の
構成を示す回路図である。この図に示す二次側の構成と
して、二次巻線Ｎ2 の一端は二次側アースに接続され、
他端は直列共振コンデンサＣｓ1 の直列接続を介して整
流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカ
ソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードＤ
O1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続され、
整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対して
接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側アー
スに対して接続される。

【００５４】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣｓ1 ，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平
滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧全波整流回路が
設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣ
ｓ1 は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩イ
ンダクタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，Ｄ
O2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成す
る。即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電流共振形とするための直列共振回路が
備えられ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るため
の直列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコ
ンバータの構成を採る。

【００５５】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ1
，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］
の組による倍電圧全波整流動作としては次のようにな
る。一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1 にス
イッチング出力が得られると、このスイッチング出力は
二次巻線Ｎ2 に励起される。そして、整流ダイオードＤ
O1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間
においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性（相
互インダクタンスＭ）が−Ｍとなる減極性モードで動作
して、二次巻線Ｎ2 の漏洩インダクタンスと直列共振コ
ンデンサＣｓ1 による直列共振作用によって、整流ダイ
オードＤO2により整流した整流電流ＩC2を直列共振コン
デンサＣｓ1 に対して充電する動作が得られる。そし
て、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオード
ＤO1がオンとなって整流動作を行う期間においては、一
次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性（相互インダクタン
スＭ）が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2
に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1 の電位が
加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣ
O1に対して充電が行われる動作となる。上記のようにし
て、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モ
ード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利
用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO1
においては、二次巻線Ｎ2 の誘起電圧のほぼ２倍に対応
する直流出力電圧ＥO1が得られる。

【００５６】上記構成によると、本実施の形態では、相
互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードとなる状態
を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次側直流出
力電圧を得るようにしている。つまり、一次側の電流共
振作用と二次側の電流共振作用とによる電磁エネルギー
が同時に負荷側に供給されるようにしているため、それ
だけ負荷側に供給される電力も更に増加して、最大負荷
電力の大幅な増加が図られることになる。

【００５７】また、倍電圧全波整流回路によって二次側
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線
Ｎ2 としては、従来の１／２の巻数で済むことになる。
この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小
型軽量化、及び低コスト化につながる。なお、この場合
にも、二次巻線Ｎ2 とは独立して二次巻線Ｎ2 を巻装
し、この二次巻線Ｎ2Aに対してはセンタータップをアー
スに接地したうえで、整流ダイオードＤO3，ＤO4及び平
滑コンデンサＣO2からなる全波整流回路が接続されるこ
とで、直流出力電圧ＥO2を生成するようにしている。

【００５８】なお、本出願人は、複合共振形スイッチン
グコンバータとして、二次側直列共振回路を利用した４
倍電圧整流回路を備えた構成も既に提案しているが、こ
のような構成も本実施の形態の変形例として成立し得
る。つまり、本実施の形態としては二次側共振回路の構
成として特に限定されるものではない。

【００５９】また、上記実施の形態にあっては、複合共
振形スイッチングコンバータとして一次側に自励式の電
圧共振形コンバータを備えた構成を挙げているが、例え
ば電流共振形コンバータを一次側に備え、二次側に対し
て並列又は直列共振回路を備えた電源回路に対しても本
発明の適用は可能とされる。また、同じ電圧共振形コン
バータを一次側に備えるとしても、例えば図１の場合の
ように、１石のスイッチング素子を備えたいわゆるシン
グルエンド方式の構成のみでなく、２石のスイッチング
素子を交互にスイッチングさせるいわゆるプッシュプル
方式にも本発明が適用できるものである。

【００６０】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、クランプ
回路をダイオード素子に対して抵抗素子を直列接続して
形成することで、ダイオード素子の逆回復時間内におい
て、スイッチング素子をオンするための順方向の駆動電
流を得るようにしている。従って、安定動作時において
も、また重負荷で低交流入力電圧の条件であっても、異
常なスイッチング動作の発生が防止される。また、これ
により、例えば電源起動時などの条件でもスイッチング
素子に対してかかるストレスを無いようにすることがで
きる。更には、電源動作時における寄生振動によるノイ
ズの発生等も解消される。

【００６１】また、上記のようにして異常動作の発生が
解消されることで、二次側並列共振コンデンサとして
は、本来の適正なキャパシタンスのものを選定できるこ
とになるが、これによって、一次側共振電流と二次側共
振電流のレベルを小さくして電力変換効率の向上を図る
こともできる。

【００６２】更には、本発明の構成によって、ダイオー
ド素子の逆回復時間の拡大を図ることで、クランプダイ
オードについて逆回復時間についての選別範囲の拡大を
図ることが可能になる。

【００６３】また、本発明としてのクランプ回路におい
て、例えば抵抗素子に対して並列にフェライトビーズイ
ンダクタを挿入すれば、例えば逆回復時間の拡大は電力
損失の小さいフェライトビーズインダクタによって行う
ことができるため、フェライトビーズインダクタを用い
ることで、さらなる電力損失の低下を図ることが可能に
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図３】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図４】第１の変形例としての電源回路の構成例を示す
回路図である。

【図５】第１の変形例としての電源回路の要部の動作を
示す波形図である。

【図６】第２の変形例としての電源回路の構成例を示す
回路図である。

【図７】第３の変形例としての電源回路の構成例を示す
回路図である。

【図８】第４の変形例としての電源回路の構成例を示す
回路図である。

【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１０】本実施の形態の絶縁コンバータトランスの構
造を示す断面図である。

【図１１】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【図１２】先行技術としての電源回路の要部の動作を示
す波形図である。

【図１３】先行技術としての電源回路の要部の動作を示
す波形図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッ
チング素子、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ
直交型制御（ドライブ）トランス、Ｃｒ 一次側並列共
振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ
１ 二次側直列共振コンデンサ、ＮC 制御巻線、ＮB
駆動巻線、ＮD 検出巻線、ＣB 共振用コンデンサ、
ＤD クランプダイオード、ＲD 抵抗、ＬD フェラ
イトビーズインダクタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子を備え、入力された直
   流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、 上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コ
   ンバータトランスと、 上記スイッチング手段を形成し、スイッチング素子を自
   励式によりスイッチング駆動する自励発振駆動回路と、 上記スイッチング手段の動作を共振形とするようにして
   挿入される一次側共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   共振コンデンサを接続することで、上記絶縁コンバータ
   トランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記
   二次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって共振
   回路を形成する二次側共振回路と、 上記二次巻線に得られる交番電圧を入力して半波整流動
   作又は全波整流動作を行って二次側直流出力電圧を得る
   ように構成された直流出力電圧生成手段と、 二次側に得られる電圧レベルに応じて、上記スイッチン
   グ素子のスイッチング周波数を可変することで定電圧制
   御を行うようにされる定電圧制御手段と、 少なくとも、ダイオード素子と抵抗素子との直列接続に
   よって形成され、上記ダイオード素子の逆回復時間が長
   くされたクランプ回路と、 を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源
   回路。
2. 【請求項２】 上記クランプ回路の抵抗素子に対してフ
   ェライトビーズインダクタが並列に接続されることを特
   徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。