JP2001119940A - 力率改善コンバータ回路 - Google Patents

力率改善コンバータ回路

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JP2001119940A
JP2001119940A JP29319799A JP29319799A JP2001119940A JP 2001119940 A JP2001119940 A JP 2001119940A JP 29319799 A JP29319799 A JP 29319799A JP 29319799 A JP29319799 A JP 29319799A JP 2001119940 A JP2001119940 A JP 2001119940A
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Masayuki Yasumura
昌之 安村
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Sony Corp
ソニー株式会社
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 低コスト、小型化の実現、及び電力変換効率
等の電気的特性が向上された力率改善コンバータの提
供。 【解決手段】 力率改善コンバータ回路として複合共振
形コンバータを構成し、その制御手段を低速応答として
二次側直流出力電圧の平均値が一定になるようにするこ
とで、低コスト及び小型化を図り、また、電力変換効率
等の電気的特性が向上された力率改善コンバータを実現
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【0001】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路の力率を改善するために設けられる力率改善コンバー
タ回路に関するものである。

【0002】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【0003】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【0004】そこで、スイッチング電源回路において力
率を改善する力率改善手段として、整流回路系において
PWM制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を1に
近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が
知られている。

【0005】図10は、上記アクティブフィルタを備え
て力率改善を図るように構成されたスイッチング電源回
路の一例を示す回路図とされる。この図に示す電源回路
においては、商用交流電源ACに対してコモンモードの
ノイズを除去するノイズフィルタとして、コモンモード
チョークコイルCMC−1、CMC−2とアクロスコン
デンサCL1、CL2が設けられている。また突入電流制限
抵抗Riが挿入される。

【0006】商用交流電源ACはブリッジ整流回路Di
により全波整流される。この場合には、ブリッジ整流回
路Diの整流出力ラインと、平滑回路である平滑コンデ
ンサCi間に対してアクティブフィルタ回路20が設け
られて、後述するようにして力率改善を図る。

【0007】スイッチング電源部5は、平滑コンデンサ
Ciの両端に得られる整流平滑電圧Eiを入力してスイ
ッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧E1、E
2、E3を出力するDC−DCコンバータとされ、例え
ばこの場合には、PWM方式により定電圧化制御を行う
フライバック式あるいはフォワード式のスイッチングコ
ンバータが備えられているものとされる。なお、この場
合のアクティブフィルタ回路20は昇圧型とされるが、
このアクティブフィルタ回路20により生成される直流
電圧(整流平滑電圧Ei)は、AC100V系〜AC2
00V系の交流入力電圧レベルの変化に対して例えば約
380Vで一定となるように制御される。

【0008】次に、アクティブフィルタ回路20の構成
について説明する。この図に示すアクティブフィルタ回
路20においては、ブリッジ整流回路Diの正極出力ラ
インに対してチョークコイルCHの巻線Liと高速リカ
バリ型ダイオードD12が直列に接続されている。また正
極出力ラインと一次側アース間にフィルタコンデンサC
N が接続され、フィルタコンデンサCN とチョークコイ
ルCHでノイズフィルタを形成する。このノイズフィル
タによって、商用交流電源ACに流れ込むスイッチング
ノイズなどの高調波ノイズを阻止するようにされてい
る。

【0009】ここで、チョークコイルCHの巻線Li
は、後述するスイッチング素子Q20のスイッチング期間
に電流を負荷側(スイッチング電源部5側)に流し込む
ために、整流平滑電圧よりも高いレベルの電圧源あるい
は電流源となるためのエネルギー蓄積手段として機能す
るインダクタンスとして挿入されている。また、高速リ
カバリ型ダイオードD12は、後述するようにしてスイッ
チング素子Q20のスイッチング動作によって、整流出力
ラインに高周波電流が流れることに対応して設けられる
ものとされる。

【0010】上記チョークコイルCHの巻線Li及び高
速リカバリ型ダイオードD12を介して整流出力ラインを
流れる整流電流は、平滑コンデンサCiに対して充電さ
れて、この平滑コンデンサCiの両端に後段のスイッチ
ング電源部5の動作電源となる整流平滑電圧Eoを生成
する。

【0011】また、アクティブフィルタを形成する部品
であるスイッチング素子Q20は、この場合には、例え
ば、MOS−FETトランジスタが用いられ、ドレイン
はチョークコイルCHの巻線Liと高速リカバリ型ダイ
オードD12のアノードの接続点に対して接続され、ソー
スは突入電流制限抵抗RD1を介して一次側アースに接地
されている。このスイッチング素子Q20は、制御用IC
(アクティブフィルタ制御回路)15内のドライブ回路
からゲートに対してスイッチング駆動信号が供給される
ことによって、スイッチング動作が行われる。

【0012】制御用IC15は、この場合には力率を1
に近付けるように力率改善を行うアクティブフィルタの
動作を制御するもので、例えば1石の集積回路(IC)
とされている。また、制御用IC15は起動回路3から
の入力に基づいて、電源投入時にスイッチング素子Q20
を駆動させる動作を開始する。なお、チョークコイルC
Hに巻装された巻線N5と整流ダイオードD7による半波
整流回路の出力が起動回路3の動作電源として供給され
ている。

【0013】制御用IC15には、所要のスイッチング
周波数を発生させる発振回路、上記発振周波数の信号を
増幅してスイッチング素子Q20を駆動するためのゲート
信号を生成するドライブ回路、上記ドライブ回路より出
力されるスイッチング駆動信号についてPWM制御を行
うPWM制御回路、及び、次に説明するフィードフォワ
ード回路及びフィードバック回路の入力に基づいて乗算
を行って、上記PWM制御回路の制御入力信号を生成す
る乗算器、電流制限回路等によって構成される。

【0014】この場合、ブリッジ整流回路Diの正極出
力端子に得られる信号が制御用IC15に入力され、こ
れによって、交流入力電圧に対応するフィードフォワー
ド回路が形成されている。また、フィードバック回路は
平滑コンデンサCiの両端電圧(整流平滑電圧)が制御
用IC15にに入力するようにして形成される。

【0015】上記のように構成されるアクティブフィル
タによる力率改善動作の概略としては、次のようにな
る。例えば、制御用IC15ではフィードフォワード回
路より入力された電圧値に基づいて交流入力電圧レベル
を検出し、内部の乗算器に入力する。また、一方でフィ
ードバック回路から入力された電圧値に基づいて整流平
滑電圧の変動差分を検出する。制御用IC15では、こ
の整流平滑電圧の変動差分に基づいて整流平滑電圧Ei
の平均値を約360V〜380Vの範囲で一定となるよ
うに制御すると共に、この整流平滑電圧の変動差分を内
部の乗算器に入力する。そして、乗算器において、上記
交流入力電圧レベルと整流平滑電圧の変動差分を乗算す
るが、この乗算結果によって例えば交流入力電圧VACと
同一波形の電流指令値が生成される。そして、PWM制
御回路では上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル
を比較して、この差に応じたPWM信号を生成してドラ
イブ回路に供給する。スイッチング素子Q20は、このP
WM信号に基づくドライブ信号によってスイッチング駆
動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同
一波形となるように制御されて、力率がほぼ1に近付く
ようにして力率改善が図られることになる。この場合に
は、交流入力電圧変動あるいは負荷変動に対して、0.
95〜0.99程度の力率が得られるようにされる。ま
た、この場合には、乗算器によって生成される電流指令
値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化する
ように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制され
ることになる。

【0016】このようなアクティブフィルタ回路20の
電流連続モードの動作波形を図11に示す。主スイッチ
ング素子Q20と高速リカバリ型ダイオードD12は、図示
する電流IQ、電流IDから分かるようにPWM制御に
よるハードスイッチング動作である。交流入力電圧VAC
が低い領域では、Q20の導通角は拡大し、交流入力電圧
VACの上昇に伴って導通角は縮小してインダクタンスL
1に流れる電流I1を高周波でPWM制御することによ
って交流入力電流IACを正弦波化する。これにより、交
流入力電圧VACや負荷電力POの変動に対して力率を
0.95〜0.99の範囲内に向上している。電流連続
モードは入力電圧(Ei)、直流出力電圧(Eo)およ
びインダクタ電流を検出し、直流出力電圧の安定化と交
流入力電流IACの正弦波化の二つの制御を同時に行う必
要がある。固定周波数制御ではスイッチ素子Q20に流れ
る電流のピーク値を検出する方法とインダクタンスL1
に流れる平均電流を検出する方法がある。いづれの場合
も直流出力電圧Eoの安定化と交流入力電流IACの正弦
波化を図るためには乗算器を必要としている。この乗算
器は上述のように制御用IC15に内蔵されているが価
格が高いものとなるという欠点がある。

【0017】また、このような昇圧形チョッパーによる
アクティブフィルタ回路20は直流出力電圧Eoを入力
電圧Eiに比べて高くする程、制御範囲が拡大するため
直流出力電圧Eo=360〜380Vの範囲に選定され
るが、後段のスイッチング電源部5のスイッチング素子
の耐圧の向上を図らねばならない。また、スイッチング
素子からの高調波歪みレベルが高いため、スイッチング
素子Q20と高速リカバリ型ダイオードD12には、実際に
はフェライトビーズやRCスナバー回路の追加や交流入
力ラインのコモンモードチョーク(CMC−2)やアク
ロスコンデンサ(CL2)を追加して、2段のラインフィ
ルタ回路としなければならない。

【0018】そこで、これらの欠点を改善したソフトス
イッチング動作であるアクティブフィルタ回路がある。
例えば図12に示したような直交形トランス(PRT)
による自励発振形スイッチング周波数制御方式電流共振
形コンバータによるアクティブフィルタ回路21で構成
した力率改善コンバータである。この図の場合、商用交
流電源ACはブリッジ整流回路Diにより全波整流され
る。そして、ブリッジ整流回路Diの整流出力ライン
と、平滑コンデンサCi間に対してアクティブフィルタ
回路21が設けられて力率改善が図られる。

【0019】この場合、ハーフブリッジ構成の2組のス
イッチング素子Q31、Q32が設けられ、スイッチング素
子Q31のコレクタ−エミッタが整流出力ラインに挿入さ
れる。またスイッチング素子Q32のコレクタが整流出力
ラインに接続される。

【0020】ドライブトランスPRT (Power Regulati
ng Transformer)はスイッチング素子Q31、Q32を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御する。この
ドライブトランスPRTの駆動巻線NB1は、スイッチン
グ素子Q31のベースに接続される。また、駆動巻線NB2
はスイッチング素子Q32のベースと接続されている。駆
動巻線NB1と駆動巻線NB2は互いに逆極性の電圧が発生
するように巻装されている。

【0021】絶縁コンバータトランスPIT (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Q31、Q32
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスPITの一次巻線N1 の一端は、共振電
流検出巻線ND を介してスイッチング素子Q1 のエミッ
タとスイッチング素子Q2 のコレクタの接点(スイッチ
ング出力点)に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。また、一次巻線N1 の他端は、
直列共振コンデンサC1に接続される。

【0022】この場合、上記直列共振コンデンサC1 及
び一次巻線N1 は直列に接続されているが、この直列共
振コンデンサC1 のキャパシタンス及び一次巻線N1
(直列共振巻線)を含む絶縁コンバータトランスPIT
の漏洩インダクタンス(リーケージインダクタンス)成
分により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形
とするための一次側直列共振回路を形成している。

【0023】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスPITの二次側では、二次巻線N2に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードDO1,DO2及び
平滑コンデンサCiを図のように接続することで全波整
流回路が形成される。なお、この全波整流回路による直
流出力電圧Eoは制御回路30に対しても入力される。
制御回路30は、二次側の直流電圧出力Eoのレベルに
応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流と
してドライブトランスPRTの制御巻線NC に供給する
ことにより定電圧制御を行う。

【0024】このような力率改善コンバータ回路によれ
ば、図13の動作波形に示す様に電流不連続モードであ
り、交流入力電圧VACが低い領域ではスイッチング周波
数(fs)が低く制御され、交流入力電圧VACの上昇に
伴ってスイッチング周波数fsが高く制御される。そし
て一次電流I1の平均値I1avが正弦波状の波形とな
り、交流入力電流IACが正弦波化され、同時に低速応答
の制御回路30によって直流出力電圧Eoの平均値が一
定に制御されることで、交流入力電圧VACや負荷電力P
oの変動に対して0.90〜0.98の力率が得られ
る。

【0025】次に図14もPRTによる自励発振形直列
共振周波数制御方式電流共振形コンバータによるアクテ
ィブフィルタ回路22を示している。詳細な回路説明は
省略するが、この場合はハーフブリッジ構成の2組のス
イッチング素子Q31、Q32は、小型のEI型フェライト
によるコンバータドライブトランスCDTからの高周波
の一定周期の自励発振周波数で交互にオン/オフのスイ
ッチング動作を繰り返すことになる。

【0026】ドライブトランスPRTはスイッチング素
子Q31、Q32のスイッチング出力を二次側に伝送する。
このドライブトランスPRTの一次巻線N1 の一端は、
コンバータドライブトランスCDTの共振電流検出巻線
ND を介してスイッチング素子Q1 のエミッタとスイッ
チング素子Q2 のコレクタの接点(スイッチング出力
点)に接続されることで、スイッチング出力が得られる
ようにされる。また、一次巻線N1 の他端は、直列共振
コンデンサC1に接続される。

【0027】この場合、上記直列共振コンデンサC1 及
び一次巻線N1 は直列に接続されているが、この直列共
振コンデンサC1 のキャパシタンス及び一次巻線N1
(直列共振巻線)を含むドライブトランスPRTの漏洩
インダクタンス(リーケージインダクタンス)成分によ
り、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする
ための一次側直列共振回路を形成している。また、ドラ
イブトランスPRTの二次側では、二次巻線N2に対し
てセンタータップを設けた上で、整流ダイオードDO1,
DO2及び平滑コンデンサCiを図のように接続すること
で全波整流回路が形成される。

【0028】ドライブトランスPRTは、制御巻線Nc
と一次巻線N1、二次巻線N2が直交結合でそれぞれ絶
縁距離を確保してフェライト磁芯に巻装されており、制
御巻線Ncへの直流制御電流は、二次巻線N2から得ら
れる直流出力電圧Eoの平均値が一定になるように制御
回路30を介して制御する。

【0029】このような力率改善コンバータ回路によれ
ば、図15の動作波形に示す様に、交流入力電圧VACが
低い領域では共振コンデンサC2とドライブトランスP
RTの一次巻線N1のインダクタンスによる直列共振周
波数を高く制御し、交流入力電圧VACが高い領域では直
列共振周波数を低く制御して力率を向上している。

【0030】これら図12、図14のようなソフトスイ
ッチング動作によるアクティブフィルタ回路では、直流
出力電圧Eoは一次巻線N1と二次巻線N2の巻数比の
選定によって任意の電圧値を設定できる。また電源1次
側とは絶縁されており、後段のスイッチング電源部は非
絶縁でよい。また、高調波歪みレベルが低く、低ノイズ
であり、コモンモードチョークコイルCMCとアクロス
コンデンサCLは1段で可能である。しかしながら、い
づれの方式もハーフブリッジ結合の電流共振形コンバー
タで構成されているため構成部品点数が多い。また2石
のスイッチングトランジスタQ31、Q32の高調波歪みは
図10の昇圧チョッパー方式より低レベルであるが、ノ
イズが増加する欠点がある。

【0031】

【発明が解決しようとする課題】従って、これらの各種
の力率改善コンバータ回路では、次のような問題があげ
られる。上述のように 電子機器の力率改善の従来技術
としてはアクティブフィルタ回路によって交流入力電圧
や負荷の変動に対して力率を0.95〜0.99に保持
する手段があるが、この方式は図10のようにPWM制
御方式の昇圧形チョッパ回路が一般的であり、インダク
タ電流を高周波で制御することにより、交流入力電流を
正弦波化している。この制御にはインダクタ電流が連続
して流れる電流連続モードと電流が一旦0に戻る不連続
モードがあるが、いづれの場合も次の問題がある。

【0032】・リードスイッチング動作であるためスイ
ッチ素子からノイズが発生し、高調波歪みレベルが多い
ため家電機器では採用が不可能である。 ・直流出力電圧は50Hzのリップル成分が重畳した3
60〜380Vが選定されるが、後段のスイッチング電
源のスイッチ素子の耐圧アップをはからなければならな
い。 ・高調波歪み対策部品が増加し、構成部品点数が多く、
またそれに伴ってコストが上昇する。

【0033】そこで、上記図12、図14のようなソフ
トスイッチング動作である電流共振形コンバータによる
アクティブフィルタが開発され、スイッチング周波数制
御方式や直列共振周波数制御方式によって絶縁形、低ノ
イズの特長で構成されているが、これらについては次の
ような問題がある。 ・スイッチ素子が2石必要であり構成部品点数が多い。 ・高調波歪みレベルが昇圧形チョッパ回路より低いが、
ノイズが増加する。

【0034】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を考慮して、低コストで小型化を図ることが可
能とされ、また、電力変換効率等の電気的特性が向上さ
れた力率改善コンバータを提供することを目的とする。

【0035】このため、本発明の力率改善コンバータ回
路は、商用交流電源を整流する整流手段と、疎結合とさ
れる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成さ
れ、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶
縁コンバータトランスと、上記整流手段の出力をスイッ
チング素子により断続して上記絶縁コンバータトランス
の一次巻線に供給するようにされたスイッチング手段
と、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻線
を含む漏洩インダクタンス成分と一次側共振コンデンサ
のキャパシタンスとによって形成されて上記スイッチン
グ手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、上
記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタ
ンス成分と二次側共振コンデンサのキャパシタンスとに
よって二次側において形成される二次側共振回路と、上
記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバー
タトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整
流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構
成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力
電圧のレベルに応じて上記スイッチング手段のスイッチ
ング周波数を制御することで、二次側直流出力電圧の平
均値が一定になるようにする制御手段と、を設けるよう
にする。

【0036】この場合、上記制御手段が二次側直流出力
電圧のレベルに対して低速応答として上記スイッチング
手段のスイッチング周波数を制御することで、二次側直
流出力電圧の平均値が一定となるようにできるととも
に、電圧共振形コンバータによるスイッチング出力を整
流経路に帰還して力率改善を図るようにされるため回路
構成は簡略となる。

【0037】

【発明の実施の形態】図1は、本発明の一実施の形態と
しての力率改善コンバータ回路を備えて構成されるスイ
ッチング電源回路の構成を示す回路図とされる。この図
に示す電源回路においては、商用交流電源ACに対して
コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタとし
て、コモンモードチョークコイルCMCとアクロスコン
デンサCLが設けられている。

【0038】商用交流電源ACはブリッジ整流回路Di
により全波整流される。この場合には、ブリッジ整流回
路Diの整流出力ラインと、平滑回路である平滑コンデ
ンサCi間に対して力率改善コンバータ回路10が設け
られて力率改善が図られる。

【0039】スイッチング電源部5は、平滑コンデンサ
Ciの両端に得られる整流平滑電圧Eiを入力してスイ
ッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧E1、E
2、E3を出力するDC−DCコンバータとされ、例え
ばこの場合には、PWM方式により定電圧化制御を行う
フライバック式あるいはフォワード式のスイッチングコ
ンバータが備えられているものとされる。

【0040】力率改善コンバータ回路10においては、
ブリッジ整流回路Diの正極出力ラインに対してフィル
タチョークコイルLNが直列に接続されている。また正
極出力ラインと一次側アース間にフィルタコンデンサC
Nが接続され、フィルタコンデンサCNとフィルタチョー
クコイルLNでノーマルモードのノイズフィルタを形成
する。このノイズフィルタによって、商用交流電源AC
に流れ込むスイッチングノイズなどの高調波ノイズを阻
止するようにされている。

【0041】この力率改善コンバータ回路10は直交型
制御トランスPRTによる自励発振形スイッチング周波
数制御方式複合共振形コンバータ回路によるアクティブ
フィルタとされるものである。すなわち絶縁コンバータ
トランスPITの一次側には、電圧共振形のスイッチン
グコンバータ(電圧共振型コンバータ)が設けられ、ま
た二次側にも、電圧共振動作を得るための並列共振回路
が備えられる。

【0042】まず一次側の電圧共振形コンバータは、1
石のスイッチング素子Q1 を備えた自励式の構成を採っ
ている。この場合、スイッチング素子Q1には、高耐圧
のバイポーラトランジスタ(BJT;接合型トランジス
タ)が採用されている。スイッチング素子Q1 のベース
は、起動抵抗RS を介してブリッジ整流回路Diの正極
出力ラインに接続されて、起動時のベース電流が整流ラ
インから得られるようにしている。また、スイッチング
素子Q1 のベースと一次側アース間には駆動巻線NB,
共振コンデンサCB ,ベース電流制限抵抗RB の直列接
続回路よりなる自励発振駆動用の共振回路(自励発振駆
動回路)が接続される。また、スイッチング素子Q1 の
ベースと1次側アース間に挿入されるクランプダイオー
ドDD により、スイッチング素子Q1 のオフ時に流れる
クランプ電流の経路を形成するようにされている。スイ
ッチング素子Q1 のコレクタは、絶縁コンバータトラン
スPITの一次巻線N1に接続される。スイッチング素
子Q1のエミッタは一次側アースに接地される。

【0043】また、上記スイッチング素子Q1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサCrが
接続されている。この並列共振コンデンサCrは、自身
のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスPITの
一次巻線N1側のリーケージインダクタンスL1とにより
電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成す
る。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッ
チング素子Q1 のオフ時には、この並列共振回路の作用
によって共振コンデンサCrの両端電圧は、実際には正
弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られ
るようになっている。

【0044】この図に示す直交型制御トランスPRT
は、検出巻線ND,駆動巻線NB,及び制御巻線NCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型トランス
PRTは、スイッチング素子Q1を駆動すると共に、後
述するように直流出力電圧Eoの平均値が一定になるよ
うにスイッチング周波数を可変制御するために設けられ
る。この直交型制御トランスPRTの構造としては、図
示は省略するが、4本の磁脚を有する2つのダブルコの
字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体
型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の2
本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線ND,駆動
巻線NBを巻装し、更に制御巻線NCを、上記検出巻線N
D,駆動巻線NBに対して直交する方向に巻装して構成さ
れる。

【0045】この場合、直交型制御トランスPRT(周
波数可変手段)の検出巻線NDは、絶縁コンバータトラ
ンスPITの一次巻線N1と直列に接続されていること
で、スイッチング素子Q1のスイッチング出力は、一次
巻線N1を介して検出巻線NDに伝達される。直交型制御
トランスPRTにおいては、検出巻線NDに得られたス
イッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線NBに
励起されることで、駆動巻線NBにはドライブ電圧とし
ての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発
振駆動回路を形成する直列共振回路(NB,CB)からベ
ース電流制限抵抗RBを介して、ドライブ電流としてス
イッチング素子Q1のベースに出力される。これによ
り、スイッチング素子Q1は、直列共振回路(NB,C
B)の共振周波数により決定されるスイッチング周波数
でスイッチング動作を行うことになる。

【0046】絶縁コンバータトランスPITは、図2に
示すように、例えばフェライト材によるE型コアCR
1、CR2を互いの磁脚が対向するように組み合わせた
EE型コアが備えられ、このEE型コアの中央磁脚に対
して、分割ボビンBを利用して一次巻線N1と二次巻線
N2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、
中央磁脚に対しては図のようにギャップGを形成するよ
うにしている。これによって、所要の結合係数による疎
結合が得られるようにしている。ギャップGは、E型コ
アCR1,CR2の中央磁脚を、2本の外磁脚よりも短
く形成することで形成することが出来る。また、結合係
数kとしては、例えばk≒0.85という疎結合の状態
を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにく
いようにしている。

【0047】上記絶縁コンバ−タトランスPITの一次
巻線N1の一端は、スイッチング素子Q1 のコレクタと
接続され、他端側は検出巻線NDと接続されている。

【0048】絶縁コンバ−タトランスPITの二次側で
は、一次巻線N1 により誘起された交番電圧が二次巻線
N2に発生する。この場合、二次巻線N2に対しては、二
次側並列共振コンデンサC2 が並列に接続されること
で、二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2と二次
側並列共振コンデンサC2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線N2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【0049】即ち、この力率改善コンバータ回路10で
は、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするた
めの並列共振回路が備えられ、二次側にも、電圧共振動
作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明
細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回
路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータ
については、「複合共振形スイッチングコンバータ」と
もいうことにする。

【0050】この場合、上記ようにして形成される二次
側の並列共振回路に対しては、二次巻線N2に対してタ
ップを設けた上で、整流ダイオードDO1,DO2及び平滑
コンデンサCiを図のように接続することで、全波整流
回路が形成される。この全波整流回路は直流出力電圧E
oを生成し、後段のスイッチング電源部5に供給する。
なお、この場合には、直流出力電圧Eoは制御回路1に
対しても分岐して入力される。制御回路1においては、
直流出力電圧Eoを検出電圧として利用し、例えば二次
側の直流電圧出力Eoのレベルに応じてそのレベルが可
変される直流電流を、制御電流としてドライブトランス
PRTの制御巻線NC に供給する。

【0051】ところで、絶縁コンバータトランスPIT
においては、一次巻線N1 、二次巻線N2 の極性(巻方
向)と整流ダイオードDO (DO1、DO2)の接続との関
係によって、一次巻線N1 のインダクタンスL1と二次
巻線N2 のインダクタンスL2との相互インダクタンス
Mについて、+Mとなる場合と−Mとなる場合とがあ
る。例えば、図3(a)に示す接続形態を採る場合に相
互インダクタンスは+M(加極性:フォワード方式)と
なり、図3(b)に示す接続形態を採る場合に相互イン
ダクタンスは−M(減極性:フライバック方式)とな
る。これを、図1に示す力率改善コンバータ回路10の
二次側の動作に対応させてみると、例えば二次巻線N2
に得られる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードD
O1に整流電流が流れる動作は、+Mの動作モード(フォ
ワード方式)とみることができ、逆に、二次巻線N2 に
得られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードDO2
に整流電流が流れる動作は、−Mの動作モード(フライ
バック方式)であるとみることができる。即ち、この電
源回路では、二次巻線に得られる交番電圧が正/負とな
るごとに、相互インダクタンスが+M/−Mのモードで
動作することになる。

【0052】制御回路1では、二次側直流出力電圧レベ
ル(Eo)の変化に応じて、制御巻線NCに流す制御電
流(直流電流)レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスPRTに巻装された駆動巻線NBのインダクタン
スLBを可変制御する。これにより、駆動巻線NBのイン
ダクタンスLBを含んで形成されるスイッチング素子Q1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、スイッチング素子Q1のスイッチ
ング周波数を可変する動作となるが、この動作によって
二次側直流出力電圧Eoを安定化する作用を有する。

【0053】ここで制御回路1は、図示するように抵抗
R11、R12、R13、シャントレギュレータQ2、コンデ
ンサCfによるレギュレータ回路として構成されてい
る。

【0054】このような力率改善コンバータ回路10に
おいては、一次電流I1を電流連続モードでスイッチン
グ動作させるとともに二次側の平滑コンデンサCiの静
電容量を大容量化し、さらに制御回路1におけるコンデ
ンサCfの静電容量を増加して100Hz成分のリップ
ル電圧に対して応答しない低速応答とすれば、図4に示
すような動作波形が得られることになる。図4には交流
入力電圧VAC、交流入力電流IAC、整流ラインの電圧V
1、一次電流I1、直流出力電圧Eoが示されている。図
から分かるように直流出力電圧Eoはその平均値が一定
となる。

【0055】図5は交流入力電圧VACがピーク値となる
図4のa時点の交流入力電流IAC、共振電流Icp、共
振電圧Vcrの動作波形図であり、この場合スイッチン
グ素子Q1のスイッチング周波数fs=200KHzで
ある。また図6は交流入力電圧VACが低い図4のb時点
の交流入力電流IAC、共振電流Icp、共振電圧Vcr
の動作波形図であり、この場合スイッチング素子Q1の
スイッチング周波数fs=100KHzである。

【0056】本例の力率改善コンバータ回路10につい
て、フィルタチョークコイルLN=100μH、フィル
タコンデンサCN=1μF、平滑コンデンサCi=10
00μF、コンデンサCf=33μF、共振コンデンサ
Cr=3300pFとした場合の、交流入力電圧VACと
負荷電力Poの変動に対する力率PFの変化特性を図
7、図8に示した。交流入力電圧VAC=100Vの状態
では、図7に示すように、負荷電力PO=140W〜2
0Wという負荷変動に対して、力率PFはほぼ0.98
〜0.90の範囲となり、十分な力率が得られるものと
なった。また図8に示すように、交流入力電圧VAC=8
0V〜140Vの範囲に変動に対して、負荷電力PO=
140W〜20Wの各条件下で、それぞれほぼ一定の力
率が得られた。

【0057】このように、本実施の形態の力率改善コン
バータ回路10によれば、交流入力電圧、負荷の変動に
対しても高力率を維持できる。そしてスイッチング素子
が1石の電圧共振形コンバータによるアクティブフィル
タであるため、回路構成が簡単であり、部品点数の削
減、コストダウンを実現できる。また図12、図14に
示したような2石のハーフブリッジ結合電流共振形コン
バータの場合と比較してさらに高調波歪みレベルを低い
ものとすることができ、ノイズを低減できる。また図1
0のようなハードスイッチング動作のアクティブフィル
タは高調波歪みレベルが大きくまた構成部品点数が多く
て高価格となったが、本例の場合はこれらの点が解決さ
れることにより、事務機器や情報機器に限定されず、家
電機器、照明機器など、広い範囲で適用できるものとな
る。また本例では直流出力電圧が絶縁されているため、
後段のスイッチング電源部5は非絶縁でよいという利点
も得られる。

【0058】続いて図9により本発明の第2の実施の形
態を説明する。この図9は、本発明の第2の実施の形態
としての力率改善コンバータ回路11の構成を示す回路
図である。なお、この図において図1と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。また、この図に示され
る絶縁コンバータトランスPITとしては、先に図2に
示したのと同様の構造を有しているものとされる。

【0059】この場合、スイッチング素子Q10として、
バイポーラトランジスタ(BJT)Q11,Q12、ダンパ
ーダイオードDD1,DD2、抵抗R11,R12を図のように
接続して形成されるダーリントン回路が備えられる。こ
のダーリントン回路の接続形態としては、トランジスタ
Q11のコレクタとトランジスタQ12のコレクタを接続
し、トランジスタQ11のエミッタをトランジスタQ12の
ベースと接続し、トランジスタQ12のエミッタをアース
に接地している。また、ダンパーダイオードDD1のアノ
ードをトランジスタQ11のエミッタと接続し、ダンパー
ダイオードDD1のカソードをトランジスタQ11のベース
に接続している。ダンパーダイオードDD2のアノード
は、トランジスタQ12のエミッタに接続され、カソード
はトランジスタQ12のコレクタに接続されている。抵抗
R12は、トランジスタQ12のベース−エミッタ間に対し
て並列に接続されている。

【0060】このようにして形成したダーリントン回路
においては、トランジスタQ11のベースが先の実施の形
態に示したスイッチング素子Q1のベースと等価とな
り、トランジスタQ11,Q12のコレクタ接点がスイッチ
ング素子Q1のコレクタと等価となる。また、トランジ
スタQ12のエミッタがスイッチング素子Q1のエミッタ
と等価となる。

【0061】また、この場合には、スイッチング素子を
自励式により駆動するための自励発振回路は省略され、
代わりに発振・ドライブ回路2を備えた、他励式による
スイッチング駆動が行われる構成を採る。このため、本
実施の形態においては、絶縁コンバータトランスPIT
において巻線N4が設けられる。そして、巻線N4,整流
ダイオードD2,コンデンサC3から成る半波整流回路
が形成される。この場合、起動回路3は、上記半波整流
回路により得られた起動時の電圧によって、発振・ドラ
イブ回路2を起動させるための動作を実行するようにさ
れている。

【0062】発振・ドライブ回路2は、所要のスイッチ
ング周波数fs(例えばfs=100KHz)を有する
周期の発振信号を生成する。そして上記発振信号をスイ
ッチング周期ごとに正(オン)/負(オフ)となるスイ
ッチング駆動電流に変換してスイッチング素子Q10のベ
ース端子に出力する。これによりスイッチング素子Q10
は所要のスイッチング周波数でもってスイッチング動作
を行うように駆動される。本実施の形態のように、スイ
ッチング素子Q10についてダーリントン回路を採用した
場合には、例えばスイッチング素子Q10が1石のバイポ
ーラトランジスタとされる場合よりも更に高い電力変換
効率が得られることになる。

【0063】またスイッチング素子Q10に対して並列共
振コンデンサCrが接続される。この並列共振コンデン
サCrのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスP
ITの一次巻線N1側のリーケージインダクタンスL1と
により電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路が形
成される。

【0064】絶縁コンバータトランスPITの二次側に
おいては、二次巻線N2の一端は二次側アースに接続さ
れ、他端は直列共振コンデンサCs1の直列接続を介し
て整流ダイオードDO1のアノードと整流ダイオードDO2
のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオー
ドDO1のカソードは平滑コンデンサCO1の正極と接続さ
れ、整流ダイオードDO2のアノードは二次側アースに対
して接続される。平滑コンデンサCiの負極側は二次側
アースに対して接続される。

【0065】このような接続形態では、直列共振コンデ
ンサCs1,整流ダイオードDO1,DO2、平滑コンデン
サCiから成る倍電圧全波整流回路が設けられることに
なる。ここで、直列共振コンデンサCs1は、自身のキ
ャパシタンスと二次巻線N2の漏洩インダクタンス成分
とによって、整流ダイオードDO1,DO2のオン/オフ動
作に対応する直列共振回路を形成する。即ち、この実施
の形態の力率改善コンバータ回路11も、一次側にはス
イッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路
が備えられ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るた
めの直列共振回路が備えられた複合共振形スイッチング
コンバータの構成を採る。

【0066】ここで、上記直列共振コンデンサCs1,
整流ダイオードDO1,DO2、平滑コンデンサCiによる
倍電圧全波整流動作としては次のようになる。一次側の
スイッチング動作により一次巻線N1にスイッチング出
力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線N2
に励起される。そして、整流ダイオードDO1がオフとな
り、整流ダイオードDO2がオンとなる期間においては、
一次巻線N1と二次巻線N2との極性(相互インダクタン
スM)が−Mとなる減極性モードで動作して、二次巻線
N2の漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサCs1に
よる直列共振作用によって、整流ダイオードDO2により
整流した整流電流IC2を直列共振コンデンサCs1に対
して充電する動作が得られる。そして、整流ダイオード
DO2がオフとなり、整流ダイオードDO1がオンとなって
整流動作を行う期間においては、一次巻線N1と二次巻
線N2との極性(相互インダクタンスM)が+Mとなる
加極性モードとなり、二次巻線N2に誘起された電圧に
直列共振コンデンサCs1の電位が加わるという直列共
振が生じる状態で平滑コンデンサCO1に対して充電が行
われる動作となる。上記のようにして、加極性モード
(+M;フォワード動作)と減極性モード(−M;フラ
イバック動作)との両者のモードを利用して整流動作が
行われることで、平滑コンデンサCO1においては、二次
巻線N2の誘起電圧のほぼ2倍に対応する直流出力電圧
EO1が得られる。

【0067】上記構成によると、二次側では相互インダ
クタンスが+Mと−Mの動作モードとなる状態を利用し
て、倍電圧全波整流を行うことで二次側直流出力電圧を
得るようにしており、つまり、一次側の共振作用と二次
側の共振作用とによる電磁エネルギーが同時に負荷側に
供給されるようにしているため、それだけ負荷側に供給
される電力も更に増加して、最大負荷電力の大幅な増加
が図られることになる。

【0068】また、倍電圧全波整流回路によって二次側
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線
N2としては、従来の1/2の巻数で済むことになる。
この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスPITの小
型軽量化、及び低コスト化につながる。

【0069】この図9のような構成の力率改善コンバー
タ回路11によっても、制御回路1を低速応答とすれ
ば、上記図1の例と同じく、交流入力電圧、負荷の変動
に対しても高力率を維持できる。そして同時に、簡単な
回路構成であることによる部品点数の削減、コストダウ
ンを実現でき、さらに高調波歪みレベルを低いものとす
ることができる。またこの場合も、直流出力電圧が絶縁
されているため、後段のスイッチング電源部5は非絶縁
でよいという利点も得られる。

【0070】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。例えば
本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、二次側直列共振回路を利用した4倍電圧整流回路を
備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本
実施の形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施
の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成と
して特に限定されるものではない。

【0071】

【発明の効果】以上の説明から分かるように本発明で
は、複合共振形コンバータを構成し、その制御手段を低
速応答として二次側直流出力電圧の平均値が一定になる
ようにすることで、低コスト及び小型化を図ることが可
能とされ、また、電力変換効率等の電気的特性が向上さ
れた力率改善コンバータを実現できるという効果があ
る。そしてこれによって実用上、多様な機器に搭載でき
ることになる。また高調波歪みレベルを低いものとする
ことができ、ノイズを低減できる。さらに、力率改善コ
ンバータ回路の二次側の直流出力電圧が絶縁されている
ため、後段のスイッチング電源部は非絶縁でよいという
利点も得られる。

【図面の簡単な説明】

【図1】本発明の第1の実施の形態の力率改善コンバー
タ回路の構成を示す回路図である。

【図2】本実施の形態に採用される絶縁コンバータトラ
ンスの構造を示す側断面図である。

【図3】相互インダクタンスが+M/−Mの場合の各動
作を示す説明図である。

【図4】第1の実施の形態の力率改善コンバータ回路の
動作を示す波形図である。

【図5】第1の実施の形態の力率改善コンバータ回路の
動作を示す波形図である。

【図6】第1の実施の形態の力率改善コンバータ回路の
動作を示す波形図である。

【図7】第1の実施の形態のスイッチング電源回路につ
いての負荷電力と力率との関係を示す特性図である。

【図8】第1の実施の形態のスイッチング電源回路につ
いての交流入力電圧と力率との関係を示す特性図であ
る。

【図9】第2の実施の形態の力率改善コンバータ回路の
構成を示す回路図である。

【図10】先行技術の力率改善アクティブフィルタを示
す回路図である。

【図11】先行技術の力率改善アクティブフィルタの動
作波形の説明図である。

【図12】先行技術の力率改善アクティブフィルタを示
す回路図である。

【図13】先行技術の力率改善アクティブフィルタの動
作波形の説明図である。

【図14】先行技術の力率改善アクティブフィルタを示
す回路図である。

【図15】先行技術の力率改善アクティブフィルタの動
作波形の説明図である。

【符号の説明】

1 制御回路、10,11 力率改善コンバータ回路、
Di ブリッジ整流回路、Ci 平滑コンデンサ、Cr
共振コンデンサ、C2 二次側並列共振コンデンサ、
PRT 直交型制御トランス、PIT 絶縁コンバータ
トランス、MCT 磁気結合トランス、Q1,Q10 ス
イッチング素子

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 商用交流電源を整流する整流手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
    プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
    けられる絶縁コンバータトランスと、 上記整流手段の出力をスイッチング素子により断続して
    上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に供給するよう
    にされたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
    含む漏洩インダクタンス成分と一次側共振コンデンサの
    キャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチン
    グ手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
    タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
    とによって二次側において形成される二次側共振回路
    と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
    ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
    て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
    うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチ
    ング手段のスイッチング周波数を制御することで、二次
    側直流出力電圧の平均値が一定になるようにする制御手
    段と、 を備えることを特徴とする力率改善コンバータ回路。
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