JP2000236663A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング素子の特性のばらつきに対する
ドライブ条件のマージンの増加を図る。 【解決手段】 ダンパーダイオードを挿入すべきスイッ
チング素子Ｑ1のベース−エミッタ間に対して、２本の
ダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続して挿入す
る。ここでダンパーダイオードＤD1，ＤD2の定格は同一
のものを選定する。このようにすれば、ダンパーダイオ
ードＤD1／／ＤD2を流れる電流ＩDは分流されるので、
逆回復時間ｔｒｒを長くするように作用する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることが分かってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図５の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この電源
回路は、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えて、いわゆ
るシングルエンド方式で自励式によりスイッチング動作
を行う電圧共振形コンバータを備えて構成される。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、この整流平
滑回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流
制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平
滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにして
いる。

【０００５】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。

【０００６】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ1（整流平滑電圧２
Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整
流平滑ラインから得られるようにしている。また、スイ
ッチング素子Ｑ1 のベースと一時側アース間にはインダ
クタＬB，検出駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB ，ベー
ス電流制限抵抗ＲB の直列接続回路よりなる自励発振駆
動用の共振回路が接続される。また、スイッチング素子
Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アー
ス）間に挿入されるダンパーダイオードＤD により、ス
イッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるダンパー電流の経
路を形成するようにされており、また、スイッチング素
子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地される。

【０００７】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧Ｖｃｒは、実際には正弦波状のパルス波形となって電
圧共振形の動作が得られるようになっている。

【０００８】この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型トランス
ＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定
電圧制御のために設けられる。この直交型制御トランス
ＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚
を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部
を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、
この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回
方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻
線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交
する方向に巻装して構成される。

【０００９】この場合、直交型制御トランスＰＲＴの検
出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入
されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。
直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路
（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチン
グ周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００１０】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図６に示すように、
例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互
いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備
えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビ
ンＢを利用して一次巻線Ｎ1 と、二次巻線Ｎ2をそれぞ
れ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対
しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コア１０１，
１０２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成する
ことで形成することが出来る。また、結合係数ｋとして
は、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るよう
にしており、その分、飽和状態が得られにくいようにし
ている。

【００１１】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は図のように検出巻線ＮDの直列接続
を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）と接続されている。

【００１２】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１３】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には、全波整流動作（電圧共振動作）
を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細
書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路
が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータに
ついては、「複合共振形スイッチングコンバータ」とも
いうことにする。

【００１４】上記ようにして形成される二次側の並列共
振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータッ
プを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，Ｄ
O4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続する
ことで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサ
ＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コン
デンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設け
られる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサ
ＣO1］から成る全波整流回路は二次側並列共振回路から
供給される共振電圧を入力して直流出力電圧ＥO1を生成
し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO
2］から成る全波整流回路も同様に、二次側並列共振回
路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧ＥO2
を生成する。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及
び直流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入
力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を
検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１
の動作電源として利用する。

【００１５】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2／ＤO3，ＤO4）
の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互イ
ンダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる
場合とがある。例えば、図７（ａ）に示す接続形態を採
る場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図７（ｂ）
に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍ
となる。これを、二次側の動作に対応させてみると、例
えば二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときに
整流ダイオードＤO1（ＤO3）に整流電流が流れる動作は
＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみることがで
き、逆に、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性の
ときに整流ダイオードＤO2（ＤO4）に流れる整流電流は
−Ｍの動作モード（フライバック方式）であるとみるこ
とができる。即ち、この電源回路では、二次巻線に得ら
れる交番電圧が正／負となるごとに、相互インダクタン
スが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作することになる。

【００１６】このような構成では、二次側並列共振回路
の作用によって増加された負荷側に電力が供給される。
これと共に、この図に示す回路のようにして、二次側並
列共振回路に対して全波整流回路を接続した場合、前述
のように、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの両方の動
作モードで交互に整流電流が流れるようにされる。つま
り、交番電圧が正極と負極との両期間において整流出力
が得られるようにされる。このような動作によって、そ
れだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電
力の増加率も向上する。

【００１７】上記図７に示す全波整流動作を得るための
構成は、先に図６にて説明したように、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結
合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態
となりにくい状態を得たことで実現されるものである。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャッ
プＧが設けられない場合には、フライバック動作時にお
いて絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって
動作が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作
が適正に行われるのを望むのは難しい。

【００１８】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、次に図８にて説明するように、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動
作となるが、この動作によって二次側直流出力電圧を安
定化する作用を有する。

【００１９】図８は、図５に示す構成の電源回路の要部
の動作を示す波形図であり、図８（ａ）〜（ｆ）は、重
負荷時における各部の動作波形、図８（ｇ）〜（ｌ）
は、それぞれ、軽負荷時における図８（ａ）〜（ｆ）と
同一部の動作波形を示すものである。ここでは主として
一次側の動作が示されている。

【００２０】自励発振駆動回路としての直列共振回路
（ＮB，ＣB）では、駆動巻線ＮBに得られた交番電圧に
より共振動作を行うことで、図８（ｅ）（ｋ）に示すよ
うに、正弦波状の直列共振電流ＩOが得られる。そし
て、この直列共振電流ＩOがベース電流制限抵抗Ｒｉを
介することで、スイッチング素子Ｑ1のベースには図８
（ｄ）（ｊ）に示すように、ベース電流（駆動電流）Ｉ
Bが流れる。この駆動電流ＩBによって、スイッチング素
子Ｑ1は、スイッチング動作を行う。この際、スイッチ
ング素子Ｑ1のコレクタに流れるコレクタ電流Ｉｃｐ
は、図８（ｃ）（ｉ）に示す波形が得られる。また、ス
イッチング素子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列
接続回路の両端には、図８（ａ）（ｇ）に示すようにし
て、この並列共振回路の作用によって並列共振電圧Ｖｃ
ｒが発生する。この並列共振電圧Ｖｃｒは、図のよう
に、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは０レ
ベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパル
スとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対応
している。

【００２１】上記のような一次側のスイッチング動作に
より、一次巻線Ｎ1にはスイッチング出力が得られる。
この動作は、図８（ｂ）（ｈ）の一次巻線Ｎ1に得られ
るスイッチング出力電流Ｉ1として示され、電圧共振形
の動作により正弦波に近い滑らかな波形が得られてい
る。

【００２２】ここで、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴONにおいて、図８（ｅ）の直列共振電流ＩOの
正電流の領域（期間Ｔ１）は、図８（ｄ）の駆動電流Ｉ
Bの順方向バイアス電流の領域に対応する。また、同じ
期間ＴONにおいて、直列共振電流ＩOが負電流の領域
（Ｔ２）は、駆動電流ＩBの逆方向バイアス電流とな
る。そして、この期間ＴONにおける駆動電流ＩBの逆方
向バイアス電流の領域がスイッチング素子Ｑ1の蓄積時
間ｔstgである。

【００２３】スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ
間には、逆回復時間ｔｒｒが長い低速のダンパーダイオ
ードＤDが接続されている。スイッチング素子Ｑ1がオフ
となる期間ＴOFF（期間Ｔ３）では、負となる直列共振
電流ＩOが、ダンパーダイオードＤD→ベース電流制限抵
抗ＲB→共振コンデンサＣB→駆動巻線ＮBを介して流れ
るが、これが図８（ｆ）の電流ＩDにおいて斜線で示す
波形部分となる。そして次に、期間ＴONが開始される
と、期間Ｔ４において、並列共振コンデンサＣｒの充放
電エネルギーがダンパー電流（ＩD）として、ダンパー
ダイオードＤD→スイッチング素子Ｑ1のベース→コレク
タを介して流れる。上記ダンパー期間（期間Ｔ４）が終
了すると、期間ダンパーダイオードＤDは逆回復時間ｔ
ｒｒの領域となる。この逆回復時間ｔｒｒにおいては、
ダンパーダイオードＤDが導通の状態にある。このた
め、上記逆回復時間ｔｒｒにおいて図８（ｄ）の駆動電
流ＩB（ベース電流）が正の極性に反転しても、スイッ
チング素子Ｑ1のベースには実際には電流が供給されな
いため、スイッチング素子Ｑ1は直ちにはオンにはなら
ない。この動作は、ダンパーダイオードＤDの逆回復時
間ｔｒｒを利用し、スイッチング素子Ｑ1の蓄積時間ｔs
tgや電流増幅率ｈFEのばらつきに対してドライブのマー
ジンを増加させて、スイッチング素子の安定なドライブ
条件を確保することを意味している。即ち、ダンパーダ
イオードＤDは、自励方式によりスイッチングを行う場
合の安定したスイッチング動作及び定電圧動作等を得る
ために設けられるものである。

【００２４】なお、上記したダンパーダイオードＤDの
動作は、重負荷時（図８（ａ）〜（ｆ））を例に説明し
たが、ほぼ同様の動作が軽負荷時（図８（ｇ）〜
（ｌ））においても得られるものである。

【００２５】この電源回路においては、制御回路１及び
直交型制御トランスから成る定電圧制御回路系の動作に
よって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を
可変制御することで定電圧制御作用を有することは前に
述べたとおりである。この動作は図４にも示されてお
り、例えば図４（ａ）（ｃ）（ｄ）と、図４（ｇ）
（ｉ）（ｊ）の各波形（Ｖｃｒ，Ｉｃｐ，ＩB）を比較
して分かるように、スイッチング周波数を可変するのに
あたり、この回路では、スイッチング素子Ｑ1がオフと
なる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オンとなる期間
ＴONを可変制御するようにしている。つまり、この電源
回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数
を可変制御するように動作することで、スイッチング出
力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時
に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通
角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが出
来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路
系によって実現している。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】上記構成による電源回
路においては、ダンパーダイオードＤDを挿入すること
で、安定したドライブ条件を得るようにしている。そし
て、前述したダンパーダイオードＤDの動作によれば、
ダンパーダイオードＤDの逆回復時間ｔｒｒが長いほど
ドライブのマージンは増加して、より安定したスイッチ
ング動作及び定電圧動作を期待することができる。

【００２７】しかし実状として、ダンパーダイオードＤ
Dの逆回復時間ｔｒｒには限界があり、例えば、自励発
振駆動回路の直列共振電流ＩO＝±１ｍＡ時における逆
回復時間ｔｒｒとしてはｔｒｒ＝１０μｓ〜１５μｓの
ばらつき範囲が選別値とならざるをえない。

【００２８】従って、図８（ａ）〜（ｆ）に示す負荷条
件が１５０Ｗ（最大負荷電力時）として、このときに最
適なドライブ条件が得られるようにされているとする
と、図８（ｇ）〜（ｌ）に示す最小負荷電力時として
は、ダンパーダイオードＤDの逆回復時間ｔｒｒは１０
μｓと短くなり、商用交流電源ＡＣ１２０Ｖ時にスイッ
チング素子Ｑ1を安定してドライブすることが保証でき
る最小負荷電力は３７Ｗ程度にとどまる。つまり、現状
としては、例えば無負荷時にまで対応して安定したドラ
イブ条件を得ることが出来ない。

【００２９】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、自励式による共振形コンバータを備え
る電源回路として、より広い負荷変動範囲に対応して安
定したドライブ条件が得られるようにすることを目的と
するものである。

【００３０】このため、電流制御により駆動されるスイ
ッチング素子を備え、入力された直流入力電圧を断続し
て出力するスイッチング手段と、このスイッチング手段
の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、
上記スイッチング手段を形成し、スイッチング素子を自
励式によりスイッチング駆動するための自励発振駆動回
路と、スイッチング手段の動作を共振形とするようにし
て挿入される一次側共振回路と、二次側に得られる電圧
レベルに応じて上記スイッチング素子のスイッチング周
波数を可変することで定電圧制御を行うようにされる定
電圧制御手段と、スイッチング素子に対してダンパー電
流を流すために挿入され、並列に接続された複数のダン
パー用ダイオード素子とを備えてスイッチング電源回路
を構成する。

【００３１】上記構成によれば、スイッチング素子に対
してダンパー電流を流すために挿入されるダンパー用ダ
イオード素子は、複数が並列接続されて備えられること
になるが、これにより、並列に接続された複数のダンパ
ー用ダイオード素子により得られる逆回復時間は、例え
ば、ダンパー用ダイオード素子を１本だけ挿入した場合
よりも長くすることが可能になる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の第１の
実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示
している。この図に示す電源回路においては先に説明し
た図５の場合と同様に、一次側に対しては、１石のスイ
ッチング素子（バイポーラトランジスタ）によるシング
ルエンド方式で、かつ自励式の電圧共振形スイッチング
コンバータが備えられる。なお、この図において、図５
と同一部分については同一符号を付して説明を省略す
る。

【００３３】この図に示す電源回路においては、ダンパ
ーダイオードを挿入すべきスイッチング素子Ｑ1のベー
ス−エミッタ間に対して、２本のダンパーダイオードＤ
D1，ＤD2を並列に接続して挿入するようにしている。こ
こでダンパーダイオードＤD1，ＤD2の定格は同一のもの
が選定される。

【００３４】図２は、図１に示す電源回路の動作を示す
波形図である。なお、図２（ａ）〜（ｆ）は、最大負荷
電力時における図８（ａ）〜（ｆ）と同一部位の動作波
形を示しており、図２（ｇ）〜（ｌ）は、最小負荷電力
時における図８（ｇ）〜（ｌ）と同一部位の動作波形を
示している。また、この図において、図８とほぼ同様の
動作となる波形についてはその説明を省略する。

【００３５】上記のようにして同一定格のダンパーダイ
オードＤD1，ＤD2が並列接続されることで、ダンパーダ
イオードＤD1／／ＤD2の並列接続を流れる電流ＩDは、
ダンパーダイオードＤD1，ＤD2に対して分流されること
になる。つまり、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2の各々
に流れる順方向電流は、ダンパーダイオードＤDが１本
の場合と比較して半減することになる。このために、ダ
ンパーダイオードＤD1，ＤD2の各逆回復時間ｔｒｒは、
ダンパーダイオードＤDが１本の場合よりも長くなる。

【００３６】上記逆回復時間ｔｒｒの差は、図２（ｆ）
の電流ＩDとして示されている。ここでは、実線が本実
施の形態の波形であり、破線が図５に示した先行技術と
しての電源回路の波形である。この図から、本実施の形
態の逆回復時間ｔｒｒは、先行技術よりも長くなってい
ることが分かる。また、期間ＴON開始時に流れるダンパ
ー電流のレベルも増加している。また、これに伴って、
自励発振駆動回路内の直列共振電流ＩOの振幅も変化し
ており、図２（ｅ）に示すようにして、先行技術に対し
て本実施の形態のほうが振幅が大きくなっている。上記
ダンパー電流と直列共振電流ＩOの増加は、ダンパーダ
イオードＤD1，ＤD2が並列接続されていることで、ダン
パーダイオードＤD1／／ＤD2の並列接続における順方向
電圧降下ＶFが低下したことに依る。そして、駆動電流
ＩBは、図２（ｄ）に示すようにして、先行技術に対し
て本実施の形態のほうが大きな振幅が得られている。こ
れは、上記ダンパー電流の振幅と、直列共振電流ＩOの
振幅が大きくなったことに起因している。

【００３７】このようにして、逆回復時間ｔｒｒが長く
なることで、本実施の形態では、ドライブ条件のマージ
ンを更に増加させることができる。そして、直列共振電
流ＩO及び駆動電流ＩBの増加を招くことによっても、ド
ライブ条件のマージンの範囲拡大に寄与している。

【００３８】ここで、図２（ｇ）〜（ｌ）に示す動作波
形は、最小負荷電力＝０Ｗ時の動作に対応する。つま
り、図２（ｌ）に示す電流ＩDとして示す逆回復時間ｔ
ｒｒも、実際には、図８（ｌ）に示す逆回復時間ｔｒｒ
よりも長くなっている。これにより、最小負荷電力＝０
Ｗ時であっても、安定したドライブ条件が得られている
ものである。つまり、本実施の形態では、例えば最大負
荷電力＝１５０Ｗ〜最小負荷電力＝０Ｗの範囲で安定し
たスイッチング動作が保証される。

【００３９】また、最小負荷電力時の動作の比較とし
て、図８（ｇ）〜（ｌ）に示した先行技術（図５）の電
源回路では、実際の期間ＴOFFと期間ＴONは、ＴOFF＝Ｔ
ON＝２μｓであり、直列共振電圧Ｖｃｒのパルス電圧は
７００Ｖｐとされていたのに対して、本実施の形態の電
源回路では、ＴOFF＝２μｓ，ＴON＝１μｓとなり、直
列共振電圧Ｖｃｒのパルス電圧は５００Ｖｐにまで低下
する。これは、最小負荷電力＝０Ｗ時においても、定電
圧制御動作（スイッチング周波数制御及びＰＷＭ制御）
が安定して行われていることを示している。つまり、定
電圧制御についても、最大負荷電力＝１５０Ｗ〜最小負
荷電力＝０Ｗの範囲で安定した動作が得られ、制御範囲
の拡大が図られているものである。このことから、本実
施の形態の電源回路は、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系と
ＡＣ１００Ｖ系との両者に対応する、いわゆるワイドレ
ンジ対応の電源回路として利用することも容易に実現さ
れるものである。

【００４０】また、上記のようにして最適ドライブ条件
が広範囲となることは、周囲の温度変化に対する最適ド
ライブ条件の範囲も相応に確保できることにもなる。従
って、低温時の間欠発振や起動不良なども生じない。ま
た、温度に対する耐性という観点から見れば、電流ＩD
がダンパーダイオードＤD1／／ＤD2の並列接続をそれぞ
れ１／２の電流量で分流するため、ダンパーダイオード
ＤD1／／ＤD2における温度上昇も、ダンパーダイオード
が１本とされている場合と比較してほぼ１／２に抑制さ
れ、それだけ温度変化の影響を避けることができる。こ
れは特に負荷が重くなるのにつれて有効となる。

【００４１】図３は、第２の実施の形態としての電源回
路の構成を示している。この図に示す電源回路は、後述
するようにして２石のスイッチング素子を備えてプッシ
ュプル動作を行う電圧共振形スイッチングコンバータが
備えられる。また、この場合にも、二次側に並列共振回
路が備えられることで複合共振型スイッチングコンバー
タの構成を採っている。なお、この図において、図１及
び図５と同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。

【００４２】また、この図に示す電源回路においては、
後述する２組のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をプッシュプ
ル動作によりスイッチング駆動すると共に、スイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数を可変制御するた
めに、直交型ドライブトランスＰＲＴが設けられる。直
交型ドライブトランスＰＲＴの構造としては、例えば４
本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁
脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。
そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、
同じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB1，ＮB2を巻
装し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線
ＮB1，ＮB2に対して直交する方向に巻装することで可飽
和リアクトルとして構成される。

【００４３】この場合、検出巻線ＮDは、一次巻線Ｎ1A
の端部とスイッチング素子Ｑ1のコレクタ間に対して直
列に挿入される。

【００４４】また、駆動巻線ＮB1,ＮB2は、この場合に
は、１つの巻線をアースに対してセンタータップさせて
２分割することで形成されている。駆動巻線ＮB1の端部
は、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振コンデンサＣB1の直
列接続を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに接続さ
れる。また、駆動巻線ＮB2の端部は、ベース電流制限抵
抗ＲB2−共振コンデンサＣB2を介してスイッチング素子
Ｑ2のベースに接続される。つまり、駆動巻線ＮB1−ベ
ース電流制限抵抗ＲB1−共振コンデンサＣB1によりスイ
ッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路を形成し、
駆動巻線ＮB2−ベース電流制限抵抗ＲB2−共振コンデン
サＣB2によりスイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆
動回路を形成する。検出巻線ＮDでは、後述するスイッ
チング動作によってスイッチング出力に応じた交番電圧
が検出される。駆動巻線ＮB1,ＮB2では、上記共振電流
検出巻線ＮDにより検出されたスイッチング出力に応じ
て、互いに１８０°位相が異なる逆極性の交番電圧が得
られるようになっている。

【００４５】本実施の形態では、プッシュプル動作のた
めに２本のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2が備えられる。ス
イッチング素子Ｑ1には、上記自励発振駆動回路（駆動
巻線ＮB1−ベース電流制限抵抗ＲB1−共振コンデンサＣ
B1）、及びダンパーダイオードＤD1／／ＤD2、並列共振
コンデンサＣｒ1が図のように接続され、スイッチング
素子Ｑ2には、駆動回路（駆動巻線ＮB2−ベース電流制
限抵抗ＲB2−共振コンデンサＣB2）、及びダンパーダイ
オードＤD3／／ＤD4、並列共振コンデンサＣｒ2が図の
ように接続される。つまり、この実施の形態において
は、スイッチング素子Ｑ1に対してはダンパーダイオー
ドＤD1／／ＤD2の並列接続回路が挿入され、スイッチン
グ素子Ｑ2に対してはダンパーダイオードＤD3／／ＤD4
の並列接続回路が挿入される。そして、この場合にも、
ダンパーダイオードＤD1，ＤD2の組と、ダンパーダイオ
ードＤD3，ＤD4の組は、同一定格のものが選定される。

【００４６】この第２の実施の形態に採用される絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴもまた、図１及び図５に示した
回路と同様に、図６に示した疎結合とされたトランスが
採用される。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
における一次側巻線は、センタータップによって一次巻
線Ｎ1A，Ｎ1Bに分割され、一次巻線Ｎ1Aの端部はスイッ
チング素子Ｑ1のコレクタと接続される。一次巻線Ｎ1B
の端部は、前述のようにしてスイッチング素子Ｑ2のコ
レクタに対して接続される。一次巻線Ｎ1A，Ｎ1Bのタッ
プはチョークコイルＣＨのインダクタンス巻線Ｌｃの直
列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され
る。また、スイッチング素子Ｑ1及びスイッチング素子
Ｑ2のエミッタは一次側アースに接続される。

【００４７】この場合、上記した並列共振コンデンサＣ
ｒ1は、一次巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1
A）とインダクタンス巻線Ｌｃとの合成インダクタンス
（Ｌ1A＋Ｌｃ）とによってスイッチング素子Ｑ1を電圧
共振形の動作とするための並列共振回路を形成する。同
様にして、並列共振コンデンサＣｒ2は、一次巻線Ｎ1B
のの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1B）とインダクタンス
巻線Ｌｃとの合成インダクタンス（Ｌ1A＋Ｌｃ）とによ
ってスイッチング素子Ｑ2を電圧共振形の動作とするた
めの並列共振回路を形成する。

【００４８】このような一次側の構成では、駆動巻線Ｎ
B1，駆動巻線ＮB2において互いに逆極性の交番電圧が得
られることで、駆動巻線ＮB1を備える自励発振駆動回路
と、駆動巻線ＮB2を備える自励発振駆動回路のそれぞれ
によって、互いに逆極性の交番電流としての駆動電流
（ベース電流）が、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の各ベー
スに流される。これによって、スイッチング素子Ｑ1、
Ｑ2は、自励発振駆動回路の定数により決定されるスイ
ッチング周波数により交互にオン／オフを行う動作が得
られる。即ち、電圧共振形で、かつ、プッシュプルによ
るスイッチング動作が得られる。スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング出力は、検出巻線ＮDを介して一次巻線
Ｎ1Aに供給され、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング
出力は一次巻線Ｎ1Bに供給される。そして、チョークコ
イルＣＨのインダクタンス巻線Ｌｃを介して平滑コンデ
ンサＣｉに流れる。このようにしてプッシュプル動作を
行う電圧共振形コンバータを設けることで、本実施の形
態としては、例えば、２００Ｗ以上の最大負荷電力に対
応することが可能となる。

【００４９】そして、図３のようにして、直交型ドライ
ブトランスＰＲＴを備えた場合には、次のような動作が
得られる。この場合にも、制御回路１は、負荷電力や一
次側直流入力電圧の変動に起因する二次側直流出力電圧
レベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直
流電流）レベルを可変するように動作することで、直交
型ドライブトランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB1，
ＮB2の各インダクタンスＬB1，ＬB2が可変制御されるこ
とになる。従って、この場合には、駆動巻線ＮB1のイン
ダクタンスＬB1を含んで形成されるスイッチング素子Ｑ
1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条
件と、駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2を含んで形成
されるスイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路
内の直列共振回路の共振条件が共に変化する。この結
果、プッシュプル動作によるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
のスイッチング周波数を可変する動作が得られる。そし
て、先の実施の形態と同様に、スイッチング周波数の制
御と、スイッチング素子Ｑ1のオン期間に対するＰＷＭ
制御の複合制御によって二次側直流出力電圧を安定化す
るものである。

【００５０】このようなプッシュプル方式とされる電圧
共振形コンバータの構成においても、スイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2の各々に対して、ダンパーダイオードを２本並
列接続して設けることで、先に図２にて説明したのと同
様の動作が得られ、最適なドライブ条件のマージンが拡
大される。また、最大負荷電力（例えばこの場合は２０
０Ｗ）程度から最小負荷電力（０Ｗ）時の範囲で安定し
たスイッチング動作と定電圧制御動作が保証される。更
には、温度変化に対する安定性の向上も図られる。

【００５１】なお、一次側に電圧共振形コンバータを備
えた本実施の形態の構成としては、他にも各種考えられ
る。例えばプッシュプル方式にあっては、図示は省略す
るが、一次側平滑コンデンサをＣｉ1，Ｃｉ2の２本とし
て、これら平滑コンデンサをＣｉ1，Ｃｉ2を直列に接続
して整流平滑電圧を得るようにした上で、スイッチング
素子Ｑ1の動作電源には平滑コンデンサＣｉ1の両端電圧
を供給し、スイッチング素子Ｑ2の動作電源には平滑コ
ンデンサＣｉ2の両端電圧を供給するようにした構成
（ここでは分電圧プッシュプル方式ということにする）
を考えることができるが、このような構成に対しても本
発明の構成が適用される。また、ＡＣ２００Ｖ系が入力
されているときには、上記分電圧プッシュプル方式によ
る回路形態とし、ＡＣ１００Ｖ系が入力されているとき
には、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続の両端電
圧をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の動作電源とする常のプ
ッシュプル方式の回路形態に切り換えを行う、分電圧プ
ッシュプル／プッシュプル切り換え方式も考えられる
が、このこのような構成に対しても本発明の構成が適用
される。

【００５２】上記各実施の形態は、一次側に電圧共振形
コンバータを備えた複合共振形コンバータを例に挙げて
いるが、本実施の形態としては、次に説明するように、
自励式の電流共振形コンバータに対しても適用が可能で
ある。

【００５３】図４は、第３の実施の形態としての電源回
路の構成を示している。この電源回路には自励式の電流
共振形コンバータが採用されている。また、この電源回
路は、商用交流電源（交流入力電圧）が例えば日本や米
国などのＡＣ１００Ｖ系で、負荷電力１５０Ｗ以上の条
件に対応する構成を採っている。なお、この図において
図１、図３及び図５と同一部分には、同一符号を付して
説明を省略する。

【００５４】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 （バ
イポーラトランジスタ）をハーフブリッジ結合したうえ
で、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に
対して挿入するようにして接続されている。このスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ−ベース間には、そ
れぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿入される。また、スイッ
チング素子Ｑ1のベースとスイッチング素子Ｑ2のコレク
タ間に対しては、共振用コンデンサＣB1，ベース電流制
限用抵抗ＲB1，駆動巻線ＮB1から成る直列接続回路が挿
入される。共振用コンデンサＣB1は自身のキャパシタン
スと、次に説明する駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1
と共に自励発振用の直列共振回路を形成し、これにより
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を決定す
る。同様に、スイッチング素子Ｑ2のベースと一次側ア
ース間に対しては、共振用コンデンサＣB2，ベース電流
制限用抵抗ＲB2，駆動巻線ＮB2から成る直列接続回路が
挿入されており、共振用コンデンサＣB2と駆動巻線ＮB2
のインダクタンスＬB2と共に自励発振用の直列共振回路
を形成して、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング周波
数を決定している。

【００５５】そして、本実施の形態おいても、スイッチ
ング素子Ｑ1のベース−エミッタ間にはダンパーダイオ
ードＤD1／／ＤD2の並列接続回路が挿入されることで、
スイッチング素子Ｑ1のダンパー期間においてダンパー
電流を流すように動作する。同様にして、スイッチング
素子Ｑ2 のベース−エミッタ間に対してダンパーダイオ
ードＤD3／／ＤD4の並列接続回路が挿入され、スイッチ
ング素子Ｑ2のダンパー期間においてダンパー電流を流
す。

【００５６】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）が設けられる。このドライブトランス
ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動すると共
に、後述するようにして定電圧制御を行う。この図にお
けるドライブトランスＰＲＴは、例えば、図１の直交型
制御トランスＰＲＴと同様のコア構造を有するものとさ
れ、駆動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線ＮD が巻
回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮC が直
交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとし
て構成される。また、この場合にも、駆動巻線ＮB1と駆
動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装
されている。

【００５７】ドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1の
一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直列接続を
介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続され、他端
はスイッチング素子Ｑ2 のコレクタに接続される。駆動
巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は抵
抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接続を介してスイ
ッチング素子Ｑ2 のベースと接続されている。駆動巻線
ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するよ
うに巻装されている。また、共振電流検出巻線ＮDの一
端はスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素
子Ｑ2のコレクタとの接続点（スイッチング出力点）に
対して接続され、他端は、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1の一端に対して接続される。

【００５８】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスの一次側巻線Ｎ1 に共振電流波
形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2に交
番出力を励起させる。

【００５９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、上記のようにして、スイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力を二次側に伝送
する。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端は、被制御巻線ＮR−共振電流検出巻線
ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッ
チング素子Ｑ2 のコレクタの接点に接続されることで、
スイッチング出力が得られるようにされる。また、一次
巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1 を介して一
次側アースに接地されている。この場合、上記直列共振
コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されてい
るが、この直列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンス、
及び一次巻線Ｎ1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージイ
ンダクタンス）Ｌ1の成分とにより、スイッチングコン
バータの動作を電流共振形とするための直列共振回路を
形成している。なお、この場合の絶縁コンバータトラン
スＰＩＴとしては、例えば図６に示したようなギャップ
Ｇは設けられておらず、例えば、図６に示す絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴよりも低い所定の結合係数を有して
いる。

【００６０】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、二次巻線Ｎ2,N2Aがそれぞれ独立
して巻装された形態を採っている。そして、二次巻線Ｎ
2に対しては、ブリッジ整流回路ＤBRが設けられてブリ
ッジ整流方式によって直流出力電圧ＥO1を得るようにし
ている。また、二次巻線Ｎ2Aに対しては、整流ダイオー
ドＤO3，ＤO4による全波整流回路が備えられて、直流出
力電圧ＥO2を得るようにしている。

【００６１】ドライブトランスＰＲＴによる定電圧制御
は次のようにして行われる。例えば、交流入力電圧や負
荷電力の変動によって二次側出力電圧ＥO1 が変動した
とすると、制御回路１では、二次側出力電圧ＥO1 の変
動に応じて制御巻線ＮC に流れる制御電流のレベルを可
変制御する。この制御電流によりドライブトランスＰＲ
Ｔに発生する磁束の影響で、ドライブトランスＰＲＴに
おいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2
のインダクタンスを変化させるように作用するが、これ
により自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波
数が変化するように制御される。この図に示す電源回路
では、直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列
共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチ
ング周波数を設定しているが、例えばスイッチング周波
数が高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してス
イッチング周波数が離れていくようにされる。これによ
り、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共
振インピーダンスは高くなる。このようにして共振イン
ピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一
次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電流が抑制される結
果、二次側出力電圧が抑制されることになって、定電圧
制御が図られることになる。

【００６２】また、図４に示す電源回路においては、ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−エミッタ間に対
して、それぞれ小容量のセラミックコンデンサＣｃ1，
Ｃｃ2が並列に接続される。このセラミックコンデンサ
Ｃｃ1，Ｃｃ2もまた、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイ
ッチングノイズを吸収するために設けられるものである
が、ここでは、上記定電圧制御動作によって比較的広範
囲に変化するスイッチング周波数に対応して、スイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にゼロ電圧スイッチン
グ動作を得るための作用も有する。

【００６３】このように、自励式による電流共振形コン
バータのスイッチング素子に対して備えられるダンパー
ダイオードを複数並列接続した構成とした場合にも、こ
れまで説明した実施の形態と同様に、ダンパーダイオー
ドの逆回復時間が長くなって、最適ドライブ条件のマー
ジン及び定電圧制御範囲が拡大される。また、温度変化
等に対する安定性も向上される。

【００６４】なお、電流共振形コンバータには、４本の
スイッチング素子を備えたいわゆるフルブリッジ結合タ
イプが知られているが、このフルブリッジ結合タイプの
場合にも本発明は適用が可能である。

【００６５】また、複合共振形スイッチングコンバータ
としては、図１及び図３に示した並列共振回路の他、直
列共振回路を利用した倍電圧整流回路、又は４倍電圧整
流回路の構成も先に本出願人から提案されているが、こ
れらの複合共振形スイッチングコンバータに対しても本
発明は適用され、また有効に機能するものである。

【００６６】また、上記各実施の形態では、自励式の共
振形コンバータとして、定電圧化のためにスイッチング
周波数を制御する方式を採用しているが、スイッチング
周波数は固定で、一次側の共振回路の共振条件を変化さ
せることで共振インピーダンスを可変制御し、これによ
って定電圧制御を行うようにした構成（インピーダンス
制御方式又は直列共振周波数制御方式）も知られてい
る。本発明は、定電圧化に際してスイッチング周波数が
高くなるように制御される軽負荷時のドライブ条件を最
適化するのに有用なのであるが、上記インピーダンス制
御方式又は直列共振周波数制御方式に対して適用するこ
とも考えられるものである。

【００６７】また、ここでは、１つのスイッチング素子
に対してダンパーダイオードを２本並列接続した回路を
挿入するものとしているが、場合によっては、３本以上
のダンパーダイオードによる並列接続回路を挿入するこ
とも考えられなくはない。

【００６８】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、自励式で
スイッチング周波数制御方式による定電圧化を行う共振
形コンバータにおいて、ダンパーダイオードを複数本並
列接続して挿入するようにしている。これによって、ダ
ンパーダイオードの並列接続回路としての逆回復時間が
長くなるため、その分、例えば蓄積時間や電流増幅率な
どのスイッチング素子の特性のばらつきに対するドライ
ブ条件のマージンが増加するという効果が得られる。ド
ライブ条件のマージンが増加することで、例えば負荷変
動や温度変化に対するスイッチング動作や定電圧制御動
作の安定性が確保される。例えば定電圧制御に関して
は、負荷電力が軽くなってスイッチング周波数が高くな
ったときにも安定した動作が得られる、つまり、軽負荷
の傾向に対する制御範囲が拡大されるものである。特に
本発明によっては、最小負荷電力時として無負荷となっ
た状態でも安定した定電圧制御が保証されるものであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】図１に示す電源回路の要部の動作を示す波形図
である。

【図３】第２の実施の形態としての電源回路の構成例を
示す回路図である。

【図４】第３の実施の形態としての電源回路の構成例を
示す回路図である。

【図５】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図６】図１、図３及び図５に示す電源回路の絶縁コン
バータトランスの構成を示す断面図である。

【図７】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図８】先行技術としての電源回路の要部の動作を示す
波形図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ
3，Ｑ4 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータト
ランス、ＰＲＴ 直交型制御（ドライブ）トランス、Ｃ
ｒ 並列共振コンデンサ、Ｃ1 直列共振コンデンサ、
Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＮC 制御巻線、ＤD
1，ＤD2，ＤD3，ＤD4 ダンパーダイオード

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電流制御により駆動されるスイッチング
   素子を備え、入力された直流入力電圧を断続して出力す
   るスイッチング手段と、 上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コ
   ンバータトランスと、 上記スイッチング手段を形成し、スイッチング素子を自
   励式によりスイッチング駆動するための自励発振駆動回
   路と、 上記スイッチング手段の動作を共振形とするようにして
   挿入される一次側共振回路と、 二次側に得られる電圧レベルに応じて上記スイッチング
   素子のスイッチング周波数を可変することで定電圧制御
   を行うようにされる定電圧制御手段と、 上記スイッチング素子に対してダンパー電流を流すため
   に挿入され、並列に接続された複数のダンパー用ダイオ
   ード素子と、 を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源
   回路。