JP2003143851A

JP2003143851A - スイッチング電源回路及び絶縁コンバータトランス

Info

Publication number: JP2003143851A
Application number: JP2001334899A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-10-31
Filing date: 2001-10-31
Publication date: 2003-05-16

Abstract

(57)【要約】【課題】絶縁コンバータトランスをできるだけシンプ
ルな構造とした上で、安定化特性の良好な電源回路を得
る。【解決手段】複合共振形としてのスイッチング電源回
路に備えられる絶縁コンバータトランスとして、中央磁
脚にギャップが形成されたＥＥ形コアと、一方のＥ形コ
ア側の中央磁脚に対して一次側巻線を巻装し、他方のＥ
形コア側の中央磁脚に対して二次側巻線を巻装すること
ができるように一体形成されたボビンを備える。また、
このボビンは、二次側巻装部における中央側と外側に対
して一対の副巻装部が形成されている。そして、一対の
副巻装部に対しては、安定化制御のための検出電圧とし
て利用されない二次側直流出力電圧に対応して設けられ
る二次巻線部を巻装するようにされる。この際には、二
次巻線部をセンタータップ位置にて二分割して一対の分
割巻線を得て、この一対の分割巻線を、上記一対の副巻
装部に対してそれぞれ巻装するようにされる。これによ
り、簡略な構成でありながらも、例えば結合係数ｋ＝
０．７以下の疎結合の状態が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路と、このスイ
ッチング電源回路に備えられる絶縁コンバータトランス
とに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図４の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチング
コンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路
によって、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）から、交
流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧
Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力してスイッチングを行う電圧共振形コンバータとし
ては、１石によるシングルエンド方式が採用される。ま
た駆動方式としては自励式の構成を採っている。この場
合、電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子
Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；
接合型トランジスタ）が選定される。このスイッチング
素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並
列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。また、ベー
ス−エミッタ間に対しては、クランプダイオードＤDが
接続される。ここで、並列共振コンデンサＣｒは、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリ
ーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側並列共振回
路を形成しており、これによって電圧共振形コンバータ
としての動作が得られるようになっている。そして、ス
イッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動巻線ＮB−
共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲBから成る自
励発振駆動回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1に
は、この自励発振駆動回路にて発生される発振信号を基
とするベース電流が供給されることでスイッチング駆動
される。なお、起動時においては整流平滑電圧Ｅｉのラ
インから起動抵抗Ｒｓ−ベース電流制限抵抗ＲBを介し
てベースに流れる起動電流によって起動される。

【０００６】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
される可飽和リアクトルであって、後述するようにして
一次側電圧共振形コンバータのスイッチング周波数を制
御するために設けられる。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られたスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられ、一次巻線Ｎ1及び
二次側巻線（Ｎ2，Ｎ4）を疎結合の状態により巻装して
いる。

【０００８】スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
は、上記した構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1に伝送され、更に二次側の二次巻線Ｎ2、三次
巻線Ｎ4に対して励起されるようにして伝達されること
になる。

【０００９】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、図示するように二次巻線Ｎ2の両
端に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2が接続
されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタン
スＬ2と共に二次側並列共振回路を形成する。このよう
な構成による電源回路では、一次側にはスイッチング動
作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、
二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備
えられることになる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１０】そして、この場合には、二次巻線Ｎ2に得
られる交番電圧を利用して、二次側直流出力電圧ＥO1
と、これよりも低圧とされる二次側直流出力電圧ＥO2と
を生成するようにされている。二次側直流出力電圧ＥO2
は、二次巻線Ｎ2の両端にそれぞれ接続した整流ダイオ
ードＤO1，ＤOと、平滑コンデンサＣO1から成る全波整
流回路によって得られる。また、二次側直流出力電圧Ｅ
O2は、図示するようにして二次巻線Ｎ2においてタップ
出力が設けられることで形成される巻線部Ｎ3A，Ｎ3Bに
対して、整流ダイオードＤO3，ＤO4のアノード、及び平
滑コンデンサＣO2から成る全波整流回路を接続すること
によって得られる。

【００１１】また、この場合には、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側に対して、センタータップを二次側
アースに接地した三次巻線Ｎ4をさらに巻装して、この
三次巻線Ｎ4に対して、整流ダイオードＤO5，ＤO6及び
平滑コンデンサＣO3から成る全波整流回路を設けること
で、二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにもしている。

【００１２】つまり、図４に示す複合共振形スイッチン
グコンバータとしての電源回路では、二次側において、
二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2，ＥO3の３つの二次側直
流出力電圧を得るようにしている。

【００１３】制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルに応じて可変の直流電流を、制御電流として、直
交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃに流すようにさ
れる。このように制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベル
が可変されることで、直交型制御トランスＰＲＴにおい
ては、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変するよう
に制御することになる。これによって、自励発振駆動回
路における駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共
振回路の共振周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ1の
スイッチング周波数が可変制御されることになる。スイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変されるこ
とによっては、一次側並列共振回路と二次側並列共振回
路との共振インピーダンスが変化することになるが、こ
のインピーダンス変化によって、一次側から二次側へ伝
送されるエネルギーも可変され、これによって二次側直
流出力電圧が一定となるように制御される。つまり、こ
の図に示す回路では、二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2，
ＥO3のうち、二次側直流出力電圧ＥO1を検出電圧として
利用して、定電圧制御を行うように構成している。

【００１４】ここで、上記図４に示した回路において採
用される絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を、図５
の断面図により説明しておく。絶縁コンバータトランス
ＰＩＴは、図示するようにして、フェライト材によるＥ
形コアＣＲ１，ＣＲ２から成るＥＥ形コアを備える。ま
た、一次／二次分割ボビン１０を備える。一次／二次分
割ボビン１０は、例えば樹脂などにより形成される巻線
用ボビンであって、一次側に巻装されるべき一次側巻線
と、二次側に巻装されるべき二次側巻線とを巻装するた
めのものとされる。この場合の一次／二次分割ボビン１
０は、図示するようにして、ほぼ中央に仕切板１０ｃを
形成することで、一次側巻線を巻装すべき一次側巻装部
１０ａと、、二次側巻線を巻装すべき二次側巻装部１０
ｂとを分割した上で、一体形成しているものである。

【００１５】先ず、この場合に一次側巻装部１０ａに巻
装されるべき一次側巻線としては、一次巻線Ｎ1のみと
される。そこで、上記一次／二次分割ボビン１０の一次
側巻装部１０ａには、この一次巻線Ｎ1を巻装する。

【００１６】また、二次側巻装部１０ｂに巻装されるべ
き二次側巻線としては、二次巻線Ｎ2と三次巻線Ｎ4が設
けられる。二次巻線Ｎ2は、図４に示したようにして、
センタータップと、このセンタータップを対称として２
つのタップ出力が設けられることで、巻始め側から巻終
わり側にかけて、巻線部Ｎ2B，Ｎ3B，Ｎ3A，Ｎ2Aの４つ
の巻線部に分かれ、これらの巻線部から成っているとみ
ることができる。また、三次巻線Ｎ4としても、センタ
ータップが設けられることで、巻始め側から巻終わり側
にかけて、巻線部Ｎ4B，Ｎ4Aの２つの巻線部から成るも
のとみることができる。そこで、この場合には、一次／
二次分割ボビン１０における二次側巻装部１０ｂに対し
ては、巻線部単位の巻き順として、例えば、［Ｎ2B→Ｎ
3B→Ｎ3A→Ｎ2A→Ｎ4B→Ｎ4A］の順により巻装するよう
にされる。なお、巻線部Ｎ3B→Ｎ3Aと、巻線部Ｎ4B→Ｎ
4Aについては、それぞれ二次側巻装部１０ｃにおいて、
均等間隔で巻装するようにされる。なお、実際における
二次側巻線の各巻き数（ターン数）としては、Ｎ2A＝Ｎ
2B＝２２Ｔ、Ｎ3A＝Ｎ3B＝３Ｔ、Ｎ4A＋Ｎ4B＝６Ｔとさ
れている。

【００１７】そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては
図のようにギャップＧを形成するようにしている。この
ギャップＧのギャップ長によって絶縁コンバータトラン
スＰＩＴにおける漏洩インダクタンスが決定され、ま
た、所要の結合係数による疎結合が得られるようになっ
ている。ここでの結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．
８５程度による疎結合の状態を得るようにしており、そ
の分、飽和状態が得られにくいようにしている。そし
て、このような疎結合の状態を得ることによって、前述
した複合共振形スイッチングコンバータとしての動作が
得られるようにされている。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図４に
示した構成の電源回路について行った定電圧制御特性に
関する実験結果について説明しておく。なお、この実験
は、交流入力電圧レベルの範囲をＶAC＝９０Ｖ〜１２０
Ｖとし、また、二次側の負荷変動範囲としては、二次側
直流出力電圧ＥO1の負荷電流Ｉ1＝１．０〜０．５Ａ、
二次側直流出力電圧ＥO2の負荷電流Ｉ2＝１．０〜０
Ａ、二次側直流出力電圧ＥO3の負荷電流Ｉ3＝１．０〜
０Ａとした条件のもとで行ったものとする。先ず、二次
側直流出力電圧ＥO1については、制御回路１に対して検
出電圧として入力されることで直接的に安定化が図られ
るので、上記した条件の下で、１３５Ｖで常時一定とな
るようにして制御されるという結果が得られた。しかし
ながら、直接的に安定化されない二次側直流出力電圧Ｅ
O2，ＥO3については、同じ交流入力電圧レベル範囲、及
び負範囲の条件の下で相当のレベル変動が生じるという
結果が得られた。

【００１９】図６は、上記した条件における実験結果と
して、二次側直流出力電圧ＥO2，ＥO3についての定電圧
特性を示している。先ず、二次側直流出力電圧ＥO2につ
いては、二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2，ＥO3の各負荷
電流Ｉ0，Ｉ1，Ｉ2について、［Ｉ0＝１Ａ，Ｉ1＝０，
Ｉ2＝１Ａ]となる条件では、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ
〜１２０Ｖの変動に対して、１５Ｖ付近から図に示す傾
きによって上昇していくという特性が得られた。また、
負荷電流［Ｉ0＝０．５Ａ，Ｉ1＝１Ａ，Ｉ2＝０]となる
条件では、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖの変動
に対して、１３Ｖ付近で図示する傾きによって低下して
いくという特性が得られている。この場合、二次側直流
出力電圧ＥO2は、１４Ｖを中心値として±１．３Ｖの範
囲で変動していることになる。つまり、トータルでΔ
２．６Ｖの変動幅が生じていることになる。

【００２０】また、二次側直流出力電圧ＥO3について
は、負荷電流［Ｉ0＝１Ａ，Ｉ1＝１Ａ，Ｉ2＝０]となる
条件では、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖの変動
に対して、２８Ｖ付近から３０Ｖ付近まで上昇してい
る。また、負荷電流［Ｉ0＝０．５Ａ，Ｉ1＝０，Ｉ2＝
１Ａ]となる条件では、２６Ｖ付近から２４Ｖ付近まで
低下していく特性が得られている。つまり、二次側直流
出力電圧ＥO3は、２７Ｖを中心値として±３Ｖの範囲で
変動しており、トータルでΔ６Ｖの変動幅が生じている
ものである。

【００２１】このようにして、二次側直流出力電圧ＥO
2，ＥO3についての電圧変動特性（クロスレギュレーシ
ョン特性）が大きくなるのは、次のような理由による。
前述もしたように、図４に示す電源回路は、一次側並列
共振回路と、二次側並列共振回路とを備えた複合共振形
スイッチングコンバータとしての構成を採る。ここで、
二次側並列共振回路は、二次巻線Ｎ2の両端に対して二
次側並列共振コンデンサＣ2を並列に接続して形成して
いるのであるが、このような構成では、三次巻線Ｎ4に
は、二次側並列共振コンデンサＣ2が接続されていない
ことになる。また、二次巻線Ｎ2における巻線部Ｎ3A，
Ｎ3Bについても、二次巻線Ｎ2を形成してはいるもの
の、二次巻線Ｎ2においてタップ出力されている巻線部
であるために、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパ
シタンスの影響が少ないといえる。

【００２２】このことから、二次側直流出力電圧ＥO1の
源となる二次側交番電圧は、一次側並列共振回路と二次
側並列共振回路との複合共振動作によって得られるのに
対して、二次側直流出力電圧ＥO2，ＥO3の源となる二次
側交番電圧は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける
一次巻線Ｎ1と二次側巻線とのトランス結合によって得
られるものであるといえる。前述した図４に示す回路の
安定化は、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路と
の並列共振インピーダンスの変化を利用するものなので
あるが、二次側直流出力電圧ＥO2，ＥO3の元となる交番
電圧についてはトランス結合によるものとなる。この場
合、一次側と二次側は疎結合であるとはいえ、結合係数
ｋ＝０．８５程度の比較的強い結合状態となっている。
このために、上記した並列共振インピーダンスの変化に
よっては、巻線部Ｎ3A，Ｎ3B及び三次巻線Ｎ4の交番電
圧レベルに変動を与えてしまうことになる。このため
に、クロスレギュレーションが大きくなってしまうもの
である。

【００２３】例えば二次側直流出力電圧ＥO2は、図４で
は図示していないが、三端子レギュレータなどのシリー
ズレギュレータを接続して安定化を図るようにする場合
がある。図４に示す回路の場合には、安定化出力が１２
Ｖのシリーズレギュレータを接続することになるのであ
るが、上記図６に示したようにして二次側直流出力電圧
ＥO2が変動するとすれば、交流入力電圧ＶAC＝１２０
Ｖ、負荷電流Ｉ1＝Ｉ2＝Ｉ3＝０Ａの条件では、３．５
Ｗの電力損失がシリーズレギュレータにおいて生じるこ
とになる。このため、このシリーズレギュレータに対し
ては、比較的大型の放熱板が必要となり、それだけ電源
回路の小型軽量化及び低コスト化に不利となる。

【００２４】また、図４に示した電源回路をテレビジョ
ン受像機などに搭載する場合には、二次側直流出力電圧
ＥO3に対してオーディオ信号を増幅するオーディオ増幅
回路を接続する場合があるが、このような場合には、次
のような不都合も生じる。例えばＡＣ＝１００Ｖ系にお
いては、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ程度が最大入力レ
ベルとなる。また、オーディオ増幅回路として最も負荷
の軽い状態は、音声出力が０レベルとなるときである。
従って、オーディオ増幅回路に対して最も高いレベルの
電源電圧がかかる状態とは、交流入力電圧ＶAC＝１２０
Ｖで、かつ、音声出力が０レベルとなるような状態であ
るといえる。そして、このような状態が生じ得るオーデ
ィオ増幅回路に対して供給すべき二次側直流出力電圧Ｅ
O3のクロスレギュレーションが大きいと、オーディオ増
幅回路を形成するアナログＩＣなどについては、相応の
耐圧品を選定しなければならないことになる。例えば具
体的には、３０Ｖ以上の耐圧品を選定する必要が生じ
る。これによっても、電源回路の小型軽量化及び低コス
ト化にとって不利となる。

【００２５】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、複合共振形スイッチングコンバータと
して形成されるスイッチング電源回路におけるクロスレ
ギュレーションの抑制を有効に図ることを目的とする。

【００２６】このため、スイッチング電源回路として次
のように構成することとした。つまり、入力された直流
入力電圧をスイッチングして出力するためのスイッチン
グ素子を備えて形成されるスイッチング手段と、このス
イッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共
振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共
振コンデンサとを備える。また、一次側巻線と、二次側
巻線として複数の二次巻線部とが巻装されると共に、一
次側と二次側とで疎結合とされる所要の結合係数が得ら
れる構造を有し、スイッチング手段のスイッチング出力
を一次側から二次側に伝送する絶縁コンバータトランス
を備える。また、上記複数の二次巻線部のうち、所要の
二次巻線部に対して二次側並列共振コンデンサを並列に
接続することで形成される二次側並列共振回路と、これ
ら複数の二次巻線部の各々に得られる交番電圧を入力し
て整流動作を行うことで、複数の二次側直流出力電圧を
得るように構成される直流出力電圧生成手段と、複数の
二次側直流出力電圧のうち、二次側並列共振回路を形成
する二次巻線部の交番電圧を整流して得られる二次側直
流出力電圧を検出用電圧として入力し、この検出用電圧
のレベルに応じて、スイッチング素子のスイッチング周
波数を可変制御することで定電圧制御を行うようにされ
る定電圧制御手段とを備える。そして、上記絶縁コンバ
ータトランスは、２つのＥ形コアの中央磁脚の対向部に
おいて所定長のギャップが形成されるようにして組み合
わされるＥＥ形コアを有する。また、一方のＥ形コア側
の中央磁脚に対して一次側巻線を巻装するための一次側
巻装部と、他方のＥ形コア側の中央磁脚に対して二次側
巻線を巻装するための二次側巻装部と、この二次側巻装
部における中央側と外側に対して形成される一対の副巻
装部とを一体的に備えるボビンとを有する。そして、上
記一対の副巻装部に対しては、定電圧制御のための検出
用電圧とされる以外の二次側直流出力電圧に対応して形
成される二次巻線部を二分割して得た一対の分割巻線部
を、それぞれ巻装することとした。

【００２７】また、絶縁コンバータトランスとしては次
のように構成することとした。つまり、一次側巻線と、
二次側巻線として複数の二次巻線部とが巻装されると共
に、上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側
から二次側に伝送する絶縁コンバータトランスとして、
先ず、２つのＥ形コアの中央磁脚の対向部において所定
長のギャップが形成されるようにして組み合わされるＥ
Ｅ形コアを設ける。また、一方のＥ形コア側の中央磁脚
に対して一次側巻線を巻装するための一次側巻装部と、
他方のＥ形コア側の中央磁脚に対して二次側巻線を巻装
するための二次側巻装部と、この二次側巻装部における
中央側と外側に対して形成される一対の副巻装部とを一
体的に備えるボビンとを備え、一対の副巻装部に対して
は、複数の二次巻線部のうち所要の二次巻線部を二分割
して得た一対の分割巻線部を、それぞれ巻装することと
した。

【００２８】上記各構成によれば、一次側においては電
圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回
路を備え、二次側には、二次側巻線及び二次側並列共振
コンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが
備えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバー
タの構成が得られる。また、定電圧制御としては、スイ
ッチング周波数を可変することで行うようにされる。こ
の構成を基として、絶縁コンバータトランスは、中央磁
脚にギャップが形成されたＥＥ形コアと、１つのボビン
を備える。このボビンは、一方のＥ形コア側の中央磁脚
に一次側巻線を巻装する一次側巻装部と、他方のＥ形コ
ア側の中央磁脚に対して二次側巻線を巻装する二次側巻
装部とが一体化されている。さらに、このボビンは、二
次側巻装部における中央側と外側に対して一対の副巻装
部が形成されている。そして、一対の副巻装部に対して
は、安定化制御のための検出電圧以外の二次側直流出力
電圧に対応して設けられる二次巻線部を巻装するが、こ
の際には、二次巻線部を二分割し、この分割された一対
の分割巻線を、上記一対の副巻装部に対してそれぞれ巻
装することとしている。このような絶縁コンバータトラ
ンスの構造であれば、一次側巻線と二次巻線との間で、
充分な疎結合の状態を得ることが可能となる。また、こ
のような構造を得るのにあたっては、巻線以外の部品と
して、２つのＥ形コアと、１つのボビンのみで良いこと
となる。

【００２９】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成例を示している。この
図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータ
を備えると共に二次側には直列共振回路を備えた複合共
振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。

【００３０】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの等倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。

【００３１】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。

【００３２】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗Ｒ
Sを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の
正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。

【００３３】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1
のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するように
されており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−Ａの一次巻線Ｎ1
の一端と接続され、エミッタは一次側アースに対して接
地される。

【００３４】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両
端電圧ＶQ1は、実際には正弦波状のパルス波形となって
電圧共振形の動作が得られるようになっている。

【００３５】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。

【００３６】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴ−Ａの一次巻線Ｎ1との間
に直列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ
1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流
検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴ
においては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチ
ング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起さ
れることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交
番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動
回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電
流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチ
ング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイ
ッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により
決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行
うことになる。

【００３７】絶縁コンバータトランスＰＩＴ−Ａは、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送
する。なお、本実施の形態としては、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴ−Ａの構造に特徴を有するが、これについ
ては後述する。

【００３８】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−Ａの
一次巻線Ｎ1の巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ1のコ
レクタと接続され、巻終わり端部は共振電流検出巻線Ｎ
Dの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流
平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００３９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ−Ａの二次
側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次
側巻線に発生する。この場合、二次側巻線としては、二
次巻線Ｎ2と、三次巻線Ｎ4とが巻装されている。また、
後述もするように、二次巻線Ｎ2については、巻始め方
向から、巻線部Ｎ2B，Ｎ3B，Ｎ3A，Ｎ2Aとから成るもの
とされる。また、三次巻線Ｎ4については、巻線部Ｎ4
A，Ｎ4Bとから成る。

【００４０】この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次
側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、
二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並
列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列
共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次
巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つま
り二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４１】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバ
ータ」としての構成を有する。

【００４２】また、二次巻線Ｎ2には、センタータップ
が設けられ、このセンタータップは二次側アースに対し
て接続される。そのうえで、二次巻線Ｎ2の巻終わり端
部には整流ダイオードＤO1のアノードが接続され、巻始
め端部には、整流ダイオードＤO2のアノードが接続され
る。そして、これら整流ダイオードＤO1，ＤO2のカソー
ドの接続点に対して平滑コンデンサＣO1の正極端子が接
続される。平滑コンデンサＣO1の負極端子は二次側アー
スに接続される。このようにして、並列共振回路を形成
する二次巻線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤO1，ＤO
2及び平滑コンデンサＣO1から成る全波整流回路が形成
されることで、平滑コンデンサＣO1の両端電圧として、
二次側直流出力電圧ＥO1が生成される。なお、この直流
出力電圧ＥO1は制御回路１に対して、検出電圧として分
岐して入力される。

【００４３】また、この場合の二次巻線Ｎ2において
は、センタータップ位置を対称に巻始め側と巻終わり側
とで対象となる巻数位置にタップ出力を設けて、巻線部
Ｎ3A，Ｎ3Bを形成している。そして、これら巻線部Ｎ3
A，Ｎ3Bのタップ出力に対して、図示するようにして、
整流ダイオードＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2から
成る全波整流回路を形成することで、平滑コンデンサＣ
O2の両端に、二次側直流出力電圧ＥO1よりも低圧となる
二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにしている。

【００４４】そしてさらに、三次巻線Ｎ4においても、
センタータップを設けて二次側アースに接続する。その
うえで、図示するようにして、三次巻線Ｎ4の両端に対
して整流ダイオードＤO5，ＤO6を接続するとともに、平
滑コンデンサＣO3を接続して全波整流回路を形成するこ
とで、平滑コンデンサＣO3の両端に二次側直流出力電圧
ＥO3を得るようにされる。

【００４５】制御回路１では、入力された二次側直流出
力電圧ＥO1のレベルを検出して、このレベル変化に応じ
て、制御巻線ＮCに流すべき直流電流である制御電流の
レベルを可変する。このようにして可変された制御電流
のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆
動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されることにな
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振
駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、こ
れは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となる。そして、上記のようにしてスイッチ
ング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側
並列共振回路（Ｎ1//Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ2
//Ｃ2）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴ−Ａの一次側から二次側に伝送され
る交番電圧レベルも変化することになる。この結果、二
次巻線Ｎ2に得られた交番電圧レベルを元として生成さ
れる二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可変されること
となる。このような動作によって二次側の直流出力電圧
を安定化する。

【００４６】そして、図１に示した本実施の形態の電源
回路においては、上述もしてきたように、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴ−Ａが備えられるのであるが、この絶
縁コンバータトランスＰＩＴ−Ａは、図２の断面図に示
す構造を有する。絶縁コンバータトランスＰＩＴ−Ａの
コアとしては、図示するようにして、２つのＥ形コアＣ
Ｒ１，ＣＲ２の互いの磁脚の端部を対向させるようにし
て組み合わせることで、ＥＥ形コアを形成する。また、
このようにしてＥＥ形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）を形成す
る際には、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向
する面に対してギャップＧを形成しておくようにされ
る。なお、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２には、例えばフェラ
イト材を用いるようにされる。

【００４７】そして本実施の形態では、上記のようにし
て形成されるＥＥ形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一
次側巻線及び二次側巻線を巻装するために、図２（ｂ）
に示す形状の一次／二次分割ボビン２０を用いるように
される。

【００４８】本実施の形態の一次／二次分割ボビン２０
は、例えばフェノール樹脂を材料とし、ＥＥ形コアの中
央磁脚を取り巻くような全体形状を有している。そし
て、この一次／二次分割ボビン２０の中央部分には、１
つの仕切板２０ｃが形成されており、この仕切板２０に
よって、一次側巻線を巻装すべき一次側巻装部２０ａ
と、二次側巻線を巻装する二次側巻装部２０ｂとに巻装
領域部分を分割するようにしている。つまり、本実施の
形態の一次／二次分割ボビン２０は、一次側巻線を巻装
する部位と、二次側巻線を巻装する部位とが一体化され
た構造を有しているものである。また、本実施の形態で
は、二次側巻装部２０ｂとしての空間内部において、図
示するようにして、その左右両側に対して、上記仕切板
２０よりも低く形成された一対のサブ仕切板２０ｄ，２
０ｅを設けるようにしている。この場合には、サブ仕切
板２０ｄがコア中央部側に位置し、サブ仕切板２０ｅが
コアの外側に位置していることになる。これにより、コ
ア中央の仕切板２０ｃと仕切板２０ｄとの間には、サブ
巻装部２０ｆとしての空間部が形成されることになる。
同様にして、コアの外側のサブ仕切板２０ｅと、図にお
いて一次／二次分割ボビン２０の最も左側にある側壁部
との間には、サブ巻装部２０ｇとしての空間部が形成さ
れることになる。

【００４９】そして、上記した形状を有する一次／二次
分割ボビン２０に対しては、次のようにして巻線を巻回
していくようにされる。図１に示す電源回路の場合、一
次側巻線としては一次巻線Ｎ1のみとされる。そこで、
一次側巻装部２０ａに対しは、一次巻線Ｎ1を巻装する
ようにされる。

【００５０】一方、二次側巻装部２０ｂに対して巻装す
べき二次側巻線としては、先ず大きくは、二次巻線Ｎ2
と、三次巻線Ｎ4との巻線部があることになる。そし
て、二次巻線Ｎ2については、センタータップ及び巻線
部Ｎ3A，Ｎ3Bを形成するための２つのタップ出力が形成
されていることで、巻始め側から巻終わり側にかけて、
巻線部Ｎ2B，Ｎ3B，Ｎ3A，Ｎ2Aの４つの巻線部によって
成っている。また、三次巻線Ｎ4については、センター
タップが形成されていることで、巻始め側から巻終わり
側にかけて、巻線部Ｎ4B、Ｎ4Aにより形成されているこ
とになる。また、二次側巻線の各巻線部のターン数は、
次のようにして選定されている。なお、上記各巻線に
は、所定の断面径の細線を所定本数束ねて形成されるリ
ッツ線を用いている。Ｎ2A＝Ｎ2B＝２２ＴＮ3A＝Ｎ3B＝３ＴＮ4A＝Ｎ4B＝６Ｔ

【００５１】そして、図１に示す回路の場合、二次側直
流出力電圧ＥO2に対応して設けられる巻線部は、二次巻
線Ｎ2において、センタータップを対称にした一対の巻
線部Ｎ3B(３Ｔ）→Ｎ3A(３Ｔ）から成る６Ｔの巻線部と
なる。なお、ここでは、説明の便宜上、この６Ｔの巻線
部分を巻線部Ｎ3ともいうことにする。また、二次側直
流出力電圧ＥO3に対応して設けられるのは、図１に示す
ようにして、二次巻線Ｎ2とは独立して巻装される三次
巻線Ｎ4であり、この三次巻線Ｎ4もまた、センタータッ
プを対称とした一対の巻線部Ｎ4B（６Ｔ）→Ｎ4A（６
Ｔ）の計１２Ｔの巻線部からなるといえる。

【００５２】そこで、二次側巻装部２０ｂに対して二次
側巻線を巻装するのにあたっては、例えば先ず、コア中
央側に形成されるサブ巻装部２０ｆに対して、巻線部Ｎ
3A（３Ｔ）と、巻線部Ｎ4A（６Ｔ）とを巻装するように
される。また、続いては、コア外側に形成されるサブ巻
装部２０ｇに対して、巻線部Ｎ3B（３Ｔ）と、巻線部Ｎ
4B（６Ｔ）とを巻装する。つまり、サブ巻装部２０ｆ，
２０ｇに対しては、巻線部Ｎ3を二等分した巻線部Ｎ3
A，Ｎ3Bをそれぞれ巻装すると共に、同じく、三次巻線
Ｎ4を二等分した巻線部Ｎ4A，Ｎ4Bをそれぞれ巻装する
ものである。

【００５３】そして、上記のようにして巻線部Ｎ3及び
三次巻線Ｎ4を巻装した後は、二次巻線Ｎ2の残る巻線部
Ｎ2A，Ｎ2Bを二次側巻装部２０ｂに対して巻装していく
ようにされる。なお、巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bは、それぞれ２
２Ｔであるから、ここでは、計４４Ｔ（２２Ｔ＋２２
Ｔ）を巻装することになる。

【００５４】このようにして二次側巻線が巻装されるこ
とによっては、コア中央側のサブ巻装部２０ｆに巻装さ
れる巻線部Ｎ3A及び巻線部Ｎ4Aは、その巻装位置が一次
巻線Ｎ1に近いので、この一次巻線Ｎ1と密結合によって
トランス結合することになる。これに対して、コア外側
のサブ巻装部２０ｇに巻装される巻線部Ｎ3B及び巻線部
Ｎ4Bは、二次巻線Ｎ2における巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bと密結
合によってトランス結合することとなる。つまり、巻線
部Ｎ3と、三次巻線Ｎ4はそれぞれ二等分され、等分され
た一方が一次側巻線と密結合し、他方が二次側巻線と密
結合した状態となるようにされる。

【００５５】このような巻線間の結合状態が得られるこ
とで、本実施の形態としては、先ず、一次巻線Ｎ1と二
次側巻線との間の結合状態が、より疎結合となるもので
ある。具体的には、結合係数ｋ＝０．７以下にまで低下
されている。

【００５６】そして、このような疎結合の状態を得てい
る構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−Ａによって
は、一次側と、二次側の巻線部Ｎ3A，Ｎ3B及び三次巻線
Ｎ4についてのトランス結合を、より小さなものとする
ことが可能となる。これによって、巻線部Ｎ3A，Ｎ3B及
び三次巻線Ｎ4に得られる交番電圧レベルは、定電圧制
御に伴う一次側と二次側の並列共振インピーダンスの変
化の影響を受けにくくなり、その変動幅も小さくなる。
この結果、巻線部Ｎ3A，Ｎ3B、及び三次巻線Ｎ4に得ら
れる交番電圧を元として生成される二次側直流出力電圧
ＥO2，ＥO3は、制御回路１による安定化制御に際して、
その変動幅が抑制されることになる。

【００５７】また、巻線部Ｎ3についていえば、センタ
ータップを対称として形成される巻線部Ｎ3A，Ｎ3Bが、
それぞれ一次側巻線、二次側巻と密結合した状態となる
ために、巻線部Ｎ3A，Ｎ3Bの各々に生じる誘起電圧レベ
ルの絶対値のばらつきが抑制されることになる。これに
よっては、二次側直流出力電圧ＥO2，ＥO3のレベルがよ
り均一化されることになるので、結果的に、変動幅の抑
制を助長することになる。

【００５８】ここで、本実施の形態における二次側直流
出力電圧ＥO2，ＥO3の安定化特性（レギュレーション特
性）についての実験結果を、図３に示す。なお、確認の
ために述べておくと、二次側直流出力電圧ＥO1について
は、例えば交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖの入力
変動範囲で、かつ、二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電流
Ｉ1＝１．０〜０．５Ａ、二次側直流出力電圧ＥO2の負
荷電流Ｉ1＝１．０〜０Ａ、二次側直流出力電圧ＥO3の
負荷電流Ｉ3＝１．０〜０Ａとなる負荷変動範囲の条件
の下で、１３５Ｖにより定常的に一定となるように安定
化制御されている。

【００５９】図３において、先ず、二次側直流出力電圧
ＥO2を見てみると、二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2，Ｅ
O3の各負荷電流Ｉ0，Ｉ1，Ｉ2について、［Ｉ0＝１Ａ，
Ｉ1＝０，Ｉ2＝１Ａ]となる条件では、交流入力電圧ＶA
C＝９０Ｖ〜１２０Ｖの変動に対して、約１４Ｖでほぼ
維持されていることが分かる。また、負荷電流［Ｉ0＝
０．５Ａ，Ｉ1＝１Ａ，Ｉ2＝０]となる条件では、交流
入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖの変動に対して、１３
Ｖ付近で図示する傾きによって低下しているが、例えば
先に図６に示した場合と比較すれば、その傾きはより小
さくなっている。この結果、二次側直流出力電圧ＥO2
は、１３．５Ｖ付近を中心にΔ１．４Ｖの変動幅となっ
ている。つまり、図６に示した場合と比較して変動幅が
抑制されていると共に、その変動幅の中心値も約１３．
５Ｖにまで低下されている。

【００６０】また、二次側直流出力電圧ＥO3について
は、負荷電流［Ｉ0＝１Ａ，Ｉ1＝１Ａ，Ｉ2＝０]となる
条件では、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖの変動
に対して、２６Ｖ付近から２７Ｖ付近まで上昇し、負荷
電流［Ｉ0＝０．５Ａ，Ｉ1＝０，Ｉ2＝１Ａ]となる条件
では、２５．５Ｖ付近から２４Ｖ付近の範囲で低下して
いく特性が得られているが、これらの傾きも、図６に示
した場合よりも小さいものとなっており、結果的には、
約２５Ｖを中心値としてΔ２．９Ｖ程度の変動幅となっ
ている。つまり、二次側直流出力電圧ＥO3としても、変
動幅が抑制されていると共に、その変動幅の中心値も低
いものとなっている。

【００６１】このようにして、二次側直流出力電圧ＥO
2，ＥO3の変動幅が抑制されることによって、例えば、
二次側直流出力電圧ＥO2の後段に対して１２Ｖ出力のシ
リーズレギュレータを接続したとしても、交流入力電圧
ＶAC＝１２０Ｖ、負荷電流Ｉ1＝Ｉ2＝Ｉ3＝０Ａの条件
における電力損失は約２Ｗとなる。従って、図５に示し
た絶縁コンバータトランスＰＩＴを採用した場合と比較
して、電力損失は約１．５Ｗ低減されることになる。こ
れによって、シリーズレギュレータに設けるべき放熱板
を、より小型とすることができるので、それだけ、回路
の小型軽量化、及び低コスト化が促進されることにな
る。また、発熱量が少なくなることで、回路としての信
頼性も向上されることになる。また、二次側直流出力電
圧ＥO3の負荷として、オーディオ信号を増幅するオーデ
ィオ増幅回路を接続したとしても、例えば交流入力電圧
ＶAC＝１２０で音声出力が０レベルとなるような状態時
における最大電源電圧値も低下することとなるので、オ
ーディオ増幅回路を形成する部品としては、これまでよ
りも低耐圧品を選定することができる。具体的には、オ
ーディオ増幅回路を形成するアナログＩＣなどについて
は、３０Ｖの耐圧品を選定すればよいこととなる。

【００６２】そして、図２に示した絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴ−Ａの構造であれば、巻線以外の部品として
は、２つのＥ形コアＣＲ１，２と、一次側巻装部２０ａ
と二次側巻装部２０ｂ、さらにはサブ巻装部２０ｆ、２
０ｇとが一体化された１つの一次／二次分割ボビン２０
とされる。そして、一次／二次分割ボビン２０に対し
て、前述したように、一次側巻線と二次側巻線とを巻装
した上で、コの字形コアＣＲ１０，ＣＲ１０とにより組
み立てればよいものとされる。つまり、この図２に示し
た絶縁コンバータトランスＰＩＴ−Ａは、先に図５に示
した絶縁コンバータトランスＰＩＴと比較しても、特に
複雑な構造にはならないといえる。従って、製造工程等
も特に増加したり煩雑化することは無く、ほぼこれまで
どおりでよいこととなる。

【００６３】このように本実施の形態では、二次側直流
出力電圧ＥO2，ＥO3についてのレベル変動幅を抑制して
回路の小型軽量化を図るのにあたって、絶縁コンバータ
トランスの製造効率が低下せず、また、コストアップす
ることが無いようにされているものである。

【００６４】また、図２に示した絶縁コンバータトラン
スＰＩＴ−Ａの構造では、図５に示した絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの場合と異なり、巻線部Ｎ3A，Ｎ3Bと、
三次巻線Ｎ4の巻回位置が、サブ巻装部２０ｆ，２０ｇ
という比較的狭い領域で固定されることになる。これに
よっては、巻線部Ｎ3及び三次巻線Ｎ4の交番電圧を元に
生成される二次側直流出力電圧ＥO2，ＥO3のレベルのば
らつきが少なくなる。そして、例えば絶縁コンバータト
ランスＰＩＴを量産する場合にも、高い信頼性を与える
ことができる。

【００６５】なお、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成の下で
定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制御
トランスが用いられているが、この直交形制御トランス
の代わりに、先に本出願人により提案された斜交形制御
トランスを採用することができる。上記斜交形制御トラ
ンスの構造としては、ここでの図示は省略するが、例え
ば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚を有
する２組のダブルコの字形コアを組み合わせることで立
体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対して
制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、この
際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに交差
する関係となるようにされる。具体的には、制御巻線Ｎ
Cと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚のう
ちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対して
巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされる２
本の磁脚に対して巻装するものである。そして、このよ
うな斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻線を
流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベルと
なった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加すると
いう動作傾向が得られる。これにより、スイッチング素
子をターンオフするための負方向の電流レベルは増加し
て、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されることにな
るので、これに伴ってスイッチング素子のターンオフ時
の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損失を
より低減することが可能になるものである。また、本発
明の電源回路として、例えば一次側電圧共振形コンバー
タの方式と二次側整流回路の組み合わせなども、各図に
示したもの以外に各種考えられるものである。

【００６６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形スイッチングコンバータに設けるべき絶縁コンバータ
トランスとして、中央磁脚にギャップが形成されたＥＥ
形コアと、一方のＥ形コア側の中央磁脚に対して一次側
巻線を巻装し、他方のＥ形コア側の中央磁脚に対して二
次側巻線を巻装することができるように一体形成された
ボビンを備える。また、このボビンは、二次側巻装部に
おける中央側と外側に対して一対の副巻装部が形成され
ている。そして、一対の副巻装部に対しては、安定化制
御のための検出電圧として利用されない二次側直流出力
電圧に対応して設けられる二次巻線部を巻装するように
される。この際には、上記二次巻線部を二分割して一対
の分割巻線を得て、この一対の分割巻線の各々を、上記
一対の副巻装部に対してそれぞれ巻装するようにされ
る。

【００６７】このような構成であれば、絶縁コンバータ
トランスとしては、充分な疎結合の状態を得ることが容
易となる。この結果、安定化制御の検出電圧として利用
されない二次側直流出力電圧のクロスレギュレーション
を有効に抑制することが可能となる。これにより、例え
ば二次側直流出力電圧を安定化するシリーズレギュレー
タにおける発熱が低下するので、放熱板を小さくするこ
とが可能になる。また、負荷として接続される回路部品
の耐圧も低下することになる。この結果、電源回路とし
ての小型軽量化及び低コスト化が図られることになる。

【００６８】また、本発明による絶縁コンバータトラン
スの構造としては、特に部品点数が増加して複雑になる
ことが無いため、絶縁コンバータトランスの製造に関す
る能率低下やコストアップなども招かない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】本実施の形態としての絶縁コンバータトランス
の構成例を示す斜視図及び断面図である。

【図３】本実施の形態の電源回路における定電圧制御特
性を示す説明図である。

【図４】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図５】先行技術のスイッチング電源回路に備えられる
絶縁コンバータトランスの構成例を示す断面図である。

【図６】先行技術のスイッチング電源回路における定電
圧制御特性を示す説明図である。

【符号の説明】

１制御回路、Ｑ1 スイッチング素子、Ｃｒ一次側
並列共振コンデンサ、ＤD クランプダイオード、Ｃ2
二次側並列共振コンデンサ、ＰＩＴ−Ａ絶縁コンバー
タトランス、ＰＲＴ直交型制御トランス、Ｎ1 一次
巻線、Ｎ2 二次巻線、２０一次／二次分割ボビン、
２０ａ一次側巻装部、２０ｂ二次側巻装部、２０ｃ
仕切板、２０ｄ，２０ｅサブ仕切板、２０ｆ，２０
ｇサブ巻装部、ＣＲ１，ＣＲ２Ｅ形コア

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された直流入力電圧をスイッチング
して出力するためのスイッチング素子を備えて形成され
るスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、一次側巻線と、二次側巻線として複数の二次巻線部とが
巻装されると共に、一次側と二次側とで疎結合とされる
所要の結合係数が得られる構造を有し、上記スイッチン
グ手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送す
る絶縁コンバータトランスと、上記複数の二次巻線部のうち、所要の二次巻線部に対し
て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
成される二次側並列共振回路と、上記複数の二次巻線部の各々に得られる交番電圧を入力
して整流動作を行うことで、複数の二次側直流出力電圧
を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記複数の二次側直流出力電圧のうち、上記二次側並列
共振回路を形成する二次巻線部の交番電圧を整流して得
られる二次側直流出力電圧を検出用電圧として入力し、
この検出用電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素
子のスイッチング周波数を可変制御することで定電圧制
御を行うようにされる定電圧制御手段とを備え、上記絶縁コンバータトランスは、２つのＥ形コアの中央磁脚の対向部において所定長のギ
ャップが形成されるようにして組み合わされるＥＥ形コ
アと、一方の上記Ｅ形コア側の中央磁脚に対して上記一次側巻
線を巻装するための一次側巻装部と、他方の上記Ｅ形コ
ア側の中央磁脚に対して上記二次側巻線を巻装するため
の二次側巻装部と、該二次側巻装部における中央側と外
側に対して形成される一対の副巻装部とを一体的に備え
るボビンとを有し、上記一対の副巻装部に対しては、上記検出用電圧とされ
る以外の上記二次側直流出力電圧に対応して形成される
二次巻線部を二分割して得た一対の分割巻線部を、それ
ぞれ巻装するようにされている、ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】一次側巻線と、二次側巻線として複数の
二次巻線部とが巻装されると共に、上記スイッチング手
段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送する絶
縁コンバータトランスであって、２つのＥ形コアの中央磁脚の対向部において所定長のギ
ャップが形成されるようにして組み合わされるＥＥ形コ
アと、一方の上記Ｅ形コア側の中央磁脚に対して上記一次側巻
線を巻装するための一次側巻装部と、他方の上記Ｅ形コ
ア側の中央磁脚に対して上記二次側巻線を巻装するため
の二次側巻装部と、該二次側巻装部における中央側と外
側に対して形成される一対の副巻装部とを一体的に備え
るボビンとを備え、上記一対の副巻装部に対しては、上記複数の二次巻線部
のうち所要の二次巻線部を二分割して得た一対の分割巻
線部を、それぞれ巻装するようにして構成される、ことを特徴とする絶縁コンバータトランス。