JP2737934B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JP2737934B2 JP2737934B2 JP63172888A JP17288888A JP2737934B2 JP 2737934 B2 JP2737934 B2 JP 2737934B2 JP 63172888 A JP63172888 A JP 63172888A JP 17288888 A JP17288888 A JP 17288888A JP 2737934 B2 JP2737934 B2 JP 2737934B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、大電力供給用のスイッチング電源装置に関
し、特に、電流共振型磁束制御方式のスイッチング電源
装置に関する。
し、特に、電流共振型磁束制御方式のスイッチング電源
装置に関する。
本発明は、直流入力電源を発振駆動回路のスイッチン
グ素子によりオン、オフ制御して絶縁コンバータトラン
スの１次側に供給し、２次側より定電圧出力を得るよう
なスイッチング電源装置において、絶縁コンバータトラ
ンスの１次側あるいは２次側の巻線を２組以上に分割し
て卷装することにより、最大負荷電力を向上させ、発熱
を抑えて、大電力供給に好適な構成を実現する。
グ素子によりオン、オフ制御して絶縁コンバータトラン
スの１次側に供給し、２次側より定電圧出力を得るよう
なスイッチング電源装置において、絶縁コンバータトラ
ンスの１次側あるいは２次側の巻線を２組以上に分割し
て卷装することにより、最大負荷電力を向上させ、発熱
を抑えて、大電力供給に好適な構成を実現する。
直流入力電源をスイッチング制御し、電源トランス等
を介して所望の定電圧出力を得るようなスイッチング電
源装置には、種々のものが知られている。このようなス
イッチング電源装置の一例として、本件出願人は先に、
特開昭62−64266号公報や特開昭62−71382号公報等にお
いて、可飽和リアクタトランスを用い、電源トランスの
２次側からの出力電圧に応じて１次側直列共振インピー
ダンスを制御し、励磁電流を制御することによって出力
電圧を安定化するようなスイッチング電源装置を提案し
ている。
を介して所望の定電圧出力を得るようなスイッチング電
源装置には、種々のものが知られている。このようなス
イッチング電源装置の一例として、本件出願人は先に、
特開昭62−64266号公報や特開昭62−71382号公報等にお
いて、可飽和リアクタトランスを用い、電源トランスの
２次側からの出力電圧に応じて１次側直列共振インピー
ダンスを制御し、励磁電流を制御することによって出力
電圧を安定化するようなスイッチング電源装置を提案し
ている。
第７図はこのようなスイッチング電源装置の一例を示
しており、電源装置に対する直流入力電源としては、例
えば商用交流入力電源101をダイオードブリッジ形の全
波整流器102および平滑コンデンサ103にて整流し平滑す
ることにより得ている。この直流入力電源は、可飽和リ
アクタトランス111の１次巻線NAを介し、絶縁コンバー
タトランス112の１次巻線N1及びコンデンサ113より成る
直列共振回路に供給されている。この直流入力電源の電
流は、可飽和リアクタトランス111の２次巻線NB1とコン
デンサCB1との直列共振回路がベースに接続されたスイ
ッチングトランジスタQ1および２次巻線NB2とコンデン
サCB2との直列共振回路がベースに接続されたスイッチ
ングトランジスタQ2を用いた２石構成の自励式発振駆動
回路115によってオン、オフスイッチング制御されるよ
うになっている。
しており、電源装置に対する直流入力電源としては、例
えば商用交流入力電源101をダイオードブリッジ形の全
波整流器102および平滑コンデンサ103にて整流し平滑す
ることにより得ている。この直流入力電源は、可飽和リ
アクタトランス111の１次巻線NAを介し、絶縁コンバー
タトランス112の１次巻線N1及びコンデンサ113より成る
直列共振回路に供給されている。この直流入力電源の電
流は、可飽和リアクタトランス111の２次巻線NB1とコン
デンサCB1との直列共振回路がベースに接続されたスイ
ッチングトランジスタQ1および２次巻線NB2とコンデン
サCB2との直列共振回路がベースに接続されたスイッチ
ングトランジスタQ2を用いた２石構成の自励式発振駆動
回路115によってオン、オフスイッチング制御されるよ
うになっている。
可飽和リアクタトランス111は、例えば第８図に示す
ように、上記各巻線NA,NB1及びNB2に対して直交する方
向に卷装された制御巻線NCを有し、この制御巻線NCを流
れる電流に応じて上記巻線NB1及びNB2のインダクタンス
が制御されることによって、発振駆動回路115の発振周
波数が制御されるようになっている。
ように、上記各巻線NA,NB1及びNB2に対して直交する方
向に卷装された制御巻線NCを有し、この制御巻線NCを流
れる電流に応じて上記巻線NB1及びNB2のインダクタンス
が制御されることによって、発振駆動回路115の発振周
波数が制御されるようになっている。
絶縁コンバータトランス112の２次巻線N2には、並列
共振コンデンサCSおよび整流平滑回路116が接続されて
おり、この整流平滑回路116からの直流出力電圧は、制
御回路117により制御電流に変換されて可飽和リアクタ
トランス111の制御巻線NCに送られている。
共振コンデンサCSおよび整流平滑回路116が接続されて
おり、この整流平滑回路116からの直流出力電圧は、制
御回路117により制御電流に変換されて可飽和リアクタ
トランス111の制御巻線NCに送られている。
したがって、この直流出力電圧の変動に応じて可飽和
リアクタトランス111のインダクタンスが変化し、絶縁
コンバータトランス112の１次側直列共振インピーダン
スが変化して励磁電流が変化することによって、直流出
力電圧を一定に制御することができる。
リアクタトランス111のインダクタンスが変化し、絶縁
コンバータトランス112の１次側直列共振インピーダン
スが変化して励磁電流が変化することによって、直流出
力電圧を一定に制御することができる。
ところで、このようなスイッチング電源装置を大電力
供給用に適用する場合には、絶縁コンバータトランス11
2の巻線等での発熱の問題や、製造コストの高騰等の問
題が生じてくる。
供給用に適用する場合には、絶縁コンバータトランス11
2の巻線等での発熱の問題や、製造コストの高騰等の問
題が生じてくる。
すなわち、絶縁コンバータトランス112の巻線の線材
としては、高周波の表皮効果や渦電流損の銅損が少ない
リッツ線が用いられるが、このリッツ線は、径60μｍの
ポリウレタン被覆細銅線を例えば130本、108本あるいは
80本をそれぞれ束ねて撚ったものが現在入手可能であ
り、撚り本数が多い程製造単価が高くなっている。そし
て負荷電力が例えば240W程度と増大した場合には、上記
絶縁コンバータトランス112の１次巻線N1を流れる励磁
電流I1が8APPとなり、上記130本束ねて撚ったリッツ線
でも上記１次巻線N1（42ターン）の温度上昇が65℃にも
達する。
としては、高周波の表皮効果や渦電流損の銅損が少ない
リッツ線が用いられるが、このリッツ線は、径60μｍの
ポリウレタン被覆細銅線を例えば130本、108本あるいは
80本をそれぞれ束ねて撚ったものが現在入手可能であ
り、撚り本数が多い程製造単価が高くなっている。そし
て負荷電力が例えば240W程度と増大した場合には、上記
絶縁コンバータトランス112の１次巻線N1を流れる励磁
電流I1が8APPとなり、上記130本束ねて撚ったリッツ線
でも上記１次巻線N1（42ターン）の温度上昇が65℃にも
達する。
ここで絶縁コンバータトランス112のフェライトコア
の断面積を増大して巻線の巻数を減ずる方法も考えられ
るが、フェライトコアが大型化してトランスが大型大重
量化し、コストも嵩むため好ましくない。
の断面積を増大して巻線の巻数を減ずる方法も考えられ
るが、フェライトコアが大型化してトランスが大型大重
量化し、コストも嵩むため好ましくない。
次に、絶縁コンバータトランス112の２次巻線N2につ
いては、共振用のコンデンサCSとして高価な高周波用の
中高圧フィルムコンデンサが必要とされるのみならず、
巻線N2は接地点を中心として一方と他方の巻線部分がボ
ビンの内側と外側とに順次卷装されるため、これらの内
側、外側の各巻線部分の各リーケージインダクタンスが
互いに異なって表れ、フェライト磁心のヒステリシスカ
ーブにいわゆる偏磁が生じ、スイッチングトランジスタ
や整流ダイオードの電流が非対称となって、損失による
発熱が異なって表れるという欠点がある。また、上記内
側、外側の各巻線部分の巻付数がそれぞれ50〜60ターン
であっても、２次巻線N2全体としては100〜120ターンに
も達し、卷回時間が長くかかり、量産性に劣るという欠
点がある。
いては、共振用のコンデンサCSとして高価な高周波用の
中高圧フィルムコンデンサが必要とされるのみならず、
巻線N2は接地点を中心として一方と他方の巻線部分がボ
ビンの内側と外側とに順次卷装されるため、これらの内
側、外側の各巻線部分の各リーケージインダクタンスが
互いに異なって表れ、フェライト磁心のヒステリシスカ
ーブにいわゆる偏磁が生じ、スイッチングトランジスタ
や整流ダイオードの電流が非対称となって、損失による
発熱が異なって表れるという欠点がある。また、上記内
側、外側の各巻線部分の巻付数がそれぞれ50〜60ターン
であっても、２次巻線N2全体としては100〜120ターンに
も達し、卷回時間が長くかかり、量産性に劣るという欠
点がある。
本発明は、このような従来の実情に鑑みてなされたも
のであり、負荷電力が例えば200W以上と増大した場合に
も、絶縁コンバータトランスの１次巻線の発熱増加や２
次巻線での効率低下を有効に防止でき、最大負荷電力及
び電力変換効率を向上し得るようなスイッチング電源装
置の提供を目的とする。
のであり、負荷電力が例えば200W以上と増大した場合に
も、絶縁コンバータトランスの１次巻線の発熱増加や２
次巻線での効率低下を有効に防止でき、最大負荷電力及
び電力変換効率を向上し得るようなスイッチング電源装
置の提供を目的とする。
上述の課題を解決するために、本発明に係るスイッチ
ング電源装置は、絶縁コンバータトランスの１次巻線に
該１次側の励磁電流をスイッチング制御する発振駆動回
路が接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次側出
力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御して
上記２次側出力電圧を一定電圧に制御するスイッチング
電源装置において、上記絶縁コンバータトランスの１次
巻線と２次巻線とを疎結合とし、１次巻線のリーケージ
インダクタンスにより直列共振動作を、２次巻線のリー
ケージインダクタンスにより並列共振動作をそれぞれ行
わせ、上記絶縁コンバータトランスの１次巻線を２組以
上に分割して卷装し、それぞれを並列接続して上記絶縁
コンバータトランスの１次側励磁電流を分流させること
を特徴としている。
ング電源装置は、絶縁コンバータトランスの１次巻線に
該１次側の励磁電流をスイッチング制御する発振駆動回
路が接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次側出
力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御して
上記２次側出力電圧を一定電圧に制御するスイッチング
電源装置において、上記絶縁コンバータトランスの１次
巻線と２次巻線とを疎結合とし、１次巻線のリーケージ
インダクタンスにより直列共振動作を、２次巻線のリー
ケージインダクタンスにより並列共振動作をそれぞれ行
わせ、上記絶縁コンバータトランスの１次巻線を２組以
上に分割して卷装し、それぞれを並列接続して上記絶縁
コンバータトランスの１次側励磁電流を分流させること
を特徴としている。
また、本発明に係るスイッチング電源装置は、絶縁コ
ンバータトランスの１次巻線に該１次側の励磁電流をス
イッチング制御する発振駆動回路が接続され、上記絶縁
コンバータトランスの２次側出力電圧に応じて上記発振
駆動回路の発振状態を制御して上記２次側出力電圧を一
定電圧に制御するスイッチング電源装置において、上記
絶縁コンバータトランスの１次巻線を２組以上に分割し
卷装し、それぞれを並列接続して上記絶縁コンバータト
ランスの１次側励磁電流を分流させ、上記絶縁コンバー
タトランスの２次巻線を２組以上に分割し、一端を接続
して並行にす卷装することを特徴としている。
ンバータトランスの１次巻線に該１次側の励磁電流をス
イッチング制御する発振駆動回路が接続され、上記絶縁
コンバータトランスの２次側出力電圧に応じて上記発振
駆動回路の発振状態を制御して上記２次側出力電圧を一
定電圧に制御するスイッチング電源装置において、上記
絶縁コンバータトランスの１次巻線を２組以上に分割し
卷装し、それぞれを並列接続して上記絶縁コンバータト
ランスの１次側励磁電流を分流させ、上記絶縁コンバー
タトランスの２次巻線を２組以上に分割し、一端を接続
して並行にす卷装することを特徴としている。
絶縁コンバータトランスの１次側励磁電流を分流させ
ることにより、発熱を低下させ、トランスの信頼性を高
めることができる。また、２次側をいわゆるバイファイ
ラ巻きとすることにより、巻回作業を簡略化すると共に
２次側の共振コンデンサを省略してコストダウンが図
れ、接地点からの各巻線の偏磁による悪影響を防止でき
る。
ることにより、発熱を低下させ、トランスの信頼性を高
めることができる。また、２次側をいわゆるバイファイ
ラ巻きとすることにより、巻回作業を簡略化すると共に
２次側の共振コンデンサを省略してコストダウンが図
れ、接地点からの各巻線の偏磁による悪影響を防止でき
る。
第１図は本発明の第１の実施例となるスイッチング電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
この第１図において、電源装置に対する直流入力電源
としては、例えば前述したような商用交流入力電源を整
流し平滑することにより得ている。この直流入力電源
は、後述する発振駆動回路24により電流がオン、オフス
イッチング制御され、可飽和リアクタトランス21の１次
巻線NAを介し、互いに並列接続された絶縁コンバータト
ランス22の１次巻線N1a、N1bと、コンデンサ23とよりな
る直列共振回路に供給されている。絶縁コンバータトラ
ンス22の１次巻線N1a、N1bは、第２図に示すように、コ
イルボビン22Bの１次側卷装部の内側に巻線N1aが卷回さ
れ、その外側に、絶縁シート（層間フィルム）22Sを介
在して巻線N1bが卷回されて構成されている。この場
合、２次巻線短絡時の内側巻線N1aのリーケージインダ
クタンスL1aと外側巻線N1bのリーケージインダクタンス
L1bとは、L1a＞L1bとなり、これらの巻線N1a、N1bを流
れる電流I1a、I1bは、第３図に示すようにI1a＜I1bとな
る。これらの電流I1a、I1bを等しくするには、第１図に
示すように、L1a＝L1b＋LNとなるようなインダクタンス
LNを有するチョークコイル22Lを巻線N1bに直列接続すれ
ばよい。なお、上記第２図は、絶縁コンバータトランス
22のコイルボビン22B断面の上半分を示すものであり、
コイルボビン22Bの全体の断面は第２図の構造を図中下
側に線対称に表したものとなる。
としては、例えば前述したような商用交流入力電源を整
流し平滑することにより得ている。この直流入力電源
は、後述する発振駆動回路24により電流がオン、オフス
イッチング制御され、可飽和リアクタトランス21の１次
巻線NAを介し、互いに並列接続された絶縁コンバータト
ランス22の１次巻線N1a、N1bと、コンデンサ23とよりな
る直列共振回路に供給されている。絶縁コンバータトラ
ンス22の１次巻線N1a、N1bは、第２図に示すように、コ
イルボビン22Bの１次側卷装部の内側に巻線N1aが卷回さ
れ、その外側に、絶縁シート（層間フィルム）22Sを介
在して巻線N1bが卷回されて構成されている。この場
合、２次巻線短絡時の内側巻線N1aのリーケージインダ
クタンスL1aと外側巻線N1bのリーケージインダクタンス
L1bとは、L1a＞L1bとなり、これらの巻線N1a、N1bを流
れる電流I1a、I1bは、第３図に示すようにI1a＜I1bとな
る。これらの電流I1a、I1bを等しくするには、第１図に
示すように、L1a＝L1b＋LNとなるようなインダクタンス
LNを有するチョークコイル22Lを巻線N1bに直列接続すれ
ばよい。なお、上記第２図は、絶縁コンバータトランス
22のコイルボビン22B断面の上半分を示すものであり、
コイルボビン22Bの全体の断面は第２図の構造を図中下
側に線対称に表したものとなる。
次に可飽和リアクタトランス21は、前記第８図におい
て説明したように、１次巻線NA、２つの２次巻線NB1,N
B2及び制御巻線NCを有し、上記巻線NA,NB1,NB2の巻回方
向に対して直交する方向に上記制御巻線NCを巻回してい
る。このような可飽和リアクタトランス21の２次巻線N
B1,NB2に関連して、上記直流入力電源の電流をオン、オ
フスイッチング制御するための発振駆動回路24が設けら
れている。この発振駆動回路24は、スイッチングトラン
ジスタQ1及びこのトランジスタQ1のエミッタ・ベース間
に接続されたダイオードDB1の組と、もう一組のトラン
ジスタQ2とダイオードDB2の組とが直列に接続され、ト
ランジスタQ1は上記直流入力電源と可飽和リアクタトラ
ンス21の１次巻線NAとの間に挿入接続され、トランジス
タQ2は可飽和リアクタトランス21の１次巻線NAと接地と
の間に挿入接続されている。トランジスタQ1のエミッタ
・ベース間には、ダイオードDB1の並列に、可飽和リア
クタトランス21の２次巻線NB1とコンデンサCB1との直列
共振回路が接続され、トランジスタQ2のエミッタ・ベー
ス間には、ダイオードDB1と並列に可飽和リアクタトラ
ンス21の２次巻線NB2とコンデンサCB2との直列共振回路
が接続されている。さらに、上記直流入力電源と各スイ
ッチングトランジスタQ1,Q2の各ベースとの間には、そ
れぞれ起動用の抵抗RS1,RS2が挿入接続されている。
て説明したように、１次巻線NA、２つの２次巻線NB1,N
B2及び制御巻線NCを有し、上記巻線NA,NB1,NB2の巻回方
向に対して直交する方向に上記制御巻線NCを巻回してい
る。このような可飽和リアクタトランス21の２次巻線N
B1,NB2に関連して、上記直流入力電源の電流をオン、オ
フスイッチング制御するための発振駆動回路24が設けら
れている。この発振駆動回路24は、スイッチングトラン
ジスタQ1及びこのトランジスタQ1のエミッタ・ベース間
に接続されたダイオードDB1の組と、もう一組のトラン
ジスタQ2とダイオードDB2の組とが直列に接続され、ト
ランジスタQ1は上記直流入力電源と可飽和リアクタトラ
ンス21の１次巻線NAとの間に挿入接続され、トランジス
タQ2は可飽和リアクタトランス21の１次巻線NAと接地と
の間に挿入接続されている。トランジスタQ1のエミッタ
・ベース間には、ダイオードDB1の並列に、可飽和リア
クタトランス21の２次巻線NB1とコンデンサCB1との直列
共振回路が接続され、トランジスタQ2のエミッタ・ベー
ス間には、ダイオードDB1と並列に可飽和リアクタトラ
ンス21の２次巻線NB2とコンデンサCB2との直列共振回路
が接続されている。さらに、上記直流入力電源と各スイ
ッチングトランジスタQ1,Q2の各ベースとの間には、そ
れぞれ起動用の抵抗RS1,RS2が挿入接続されている。
次に、絶縁コンバータトランスの２次側には、巻線
N2、N3、N4が設けられており、これらの各巻線N2、N3、
N4に関連してそれぞれ整流平滑回路25、26、27が設けら
れている。ここで、例えば整流平滑回路25からはテレビ
ジョン映像の偏向系等に用いられる135V1.5Aの直流高圧
電源が取り出され、整流平滑回路26からは信号処理回路
系の15V2Aの直流電源が取り出され、整流平滑回路27か
らは音声信号系の30V2Aの直流電源が取り出されるよう
になっている。整流平滑回路25からの直流出力電圧は、
制御回路28により制御電流に変換されて可飽和リアクタ
トランス21の制御巻線NCに送られており、制御回路28に
は回路電源として上記整流平滑回路26からの直流電源が
供給されている。
N2、N3、N4が設けられており、これらの各巻線N2、N3、
N4に関連してそれぞれ整流平滑回路25、26、27が設けら
れている。ここで、例えば整流平滑回路25からはテレビ
ジョン映像の偏向系等に用いられる135V1.5Aの直流高圧
電源が取り出され、整流平滑回路26からは信号処理回路
系の15V2Aの直流電源が取り出され、整流平滑回路27か
らは音声信号系の30V2Aの直流電源が取り出されるよう
になっている。整流平滑回路25からの直流出力電圧は、
制御回路28により制御電流に変換されて可飽和リアクタ
トランス21の制御巻線NCに送られており、制御回路28に
は回路電源として上記整流平滑回路26からの直流電源が
供給されている。
このような構成を有するスイッチング電源装置の発振
駆動回路24において、可飽和リアクタトランス21の２次
巻線NB1とコンデンサCB1との直列共振回路を流れる正弦
波交流電流によってスイッチングトランジスタQ1が駆動
され、また可飽和アクタトランス21の２次巻線NB2とコ
ンデンサCB2との直列共振回路を流れる正弦波交流電流
によってスイッチングトランジスタQ2が駆動されて、こ
れらのトランジスタQ1、Q2が交互に繰り返しオンするこ
とでスイッチング動作が継続する。
駆動回路24において、可飽和リアクタトランス21の２次
巻線NB1とコンデンサCB1との直列共振回路を流れる正弦
波交流電流によってスイッチングトランジスタQ1が駆動
され、また可飽和アクタトランス21の２次巻線NB2とコ
ンデンサCB2との直列共振回路を流れる正弦波交流電流
によってスイッチングトランジスタQ2が駆動されて、こ
れらのトランジスタQ1、Q2が交互に繰り返しオンするこ
とでスイッチング動作が継続する。
可飽和リアクタトランス21の制御巻線NCには、絶縁コ
ンバータトランス22の出力電圧を検出して得られる制御
回路28からの直流制御電流が供給されており、負荷変動
等に対して絶縁コンバータトランス22からの直流出力電
圧が常に一定となるように、制御回路28によって可飽和
リアクタトランス21の制御巻線NCを流れる制御電流が制
御され、２次巻線NB1,NB2のインダクタンスが制御され
て、発振駆動回路24の発振周波数が制御される。
ンバータトランス22の出力電圧を検出して得られる制御
回路28からの直流制御電流が供給されており、負荷変動
等に対して絶縁コンバータトランス22からの直流出力電
圧が常に一定となるように、制御回路28によって可飽和
リアクタトランス21の制御巻線NCを流れる制御電流が制
御され、２次巻線NB1,NB2のインダクタンスが制御され
て、発振駆動回路24の発振周波数が制御される。
ここで、絶縁コンバータトランス22の１次側の全電流
I1が第３図のように8Appであるとき、前述した各１次巻
線N1a、N1bのリーケージインダクタンスの違いからこれ
らの巻線N1a、N1bをそれぞれ流れる電流I1a、I1bは例え
ば3.8App、4.2Appとなるが、巻線N1bにチョークコイル2
2Lを直列接続することでこれらの電流を互いに等しくす
ることができる。
I1が第３図のように8Appであるとき、前述した各１次巻
線N1a、N1bのリーケージインダクタンスの違いからこれ
らの巻線N1a、N1bをそれぞれ流れる電流I1a、I1bは例え
ば3.8App、4.2Appとなるが、巻線N1bにチョークコイル2
2Lを直列接続することでこれらの電流を互いに等しくす
ることができる。
このように、絶縁コンバータトランス22の１次巻線を
各巻線部分N1a、N1bに分割して１次側励磁電流I1を略々
半分ずつに分流させることにより、巻線の直流抵抗損
失、高周波損失共に大幅に減少して信頼性が向上する。
また、従来の１次巻線が１組の場合には、温度上昇を軽
減するために線材のリッツ線として例えば60μm200束程
度のものが必要となり、このような線材は特注品に近く
非常に高価となり、また卷装時の占積率が低下してコイ
ルボビンの寸法の大きくせざるを得ない状況であったの
に対し、本実施例によれば、例えば60μm108束のリッツ
線を２組並列接続することにより温度上昇を抑えること
が可能となり、しかも占積率が改善されて通常寸法のコ
イルボビンで必要な巻数（例えば42ターン）を実現する
ことが可能となる。また、１次巻線を３組以上に分割し
て、さらに小径のリッツ線（例えば60μm80束等）を用
いて、２次側も含めて全て同じ線材で構成すること等に
より、トランスの製造、組立が容易となり、量産性やコ
ストダウンの面で有利となる。
各巻線部分N1a、N1bに分割して１次側励磁電流I1を略々
半分ずつに分流させることにより、巻線の直流抵抗損
失、高周波損失共に大幅に減少して信頼性が向上する。
また、従来の１次巻線が１組の場合には、温度上昇を軽
減するために線材のリッツ線として例えば60μm200束程
度のものが必要となり、このような線材は特注品に近く
非常に高価となり、また卷装時の占積率が低下してコイ
ルボビンの寸法の大きくせざるを得ない状況であったの
に対し、本実施例によれば、例えば60μm108束のリッツ
線を２組並列接続することにより温度上昇を抑えること
が可能となり、しかも占積率が改善されて通常寸法のコ
イルボビンで必要な巻数（例えば42ターン）を実現する
ことが可能となる。また、１次巻線を３組以上に分割し
て、さらに小径のリッツ線（例えば60μm80束等）を用
いて、２次側も含めて全て同じ線材で構成すること等に
より、トランスの製造、組立が容易となり、量産性やコ
ストダウンの面で有利となる。
ところで、絶縁コンバータトランス22の２次側巻線、
特に高圧取り出し用の巻線N2は、接地点を中心として一
方と他方の巻線部分がボビンの内側と外側とに順次卷装
されるため、これらの内側、外側の各巻線部分の各リー
ケージインダクタンスが互いに異なって表れ、フェライ
ト磁心のヒステリシスカーブにいわゆる偏磁が生じ、ス
イッチングトランジスタや整流ダイオードの電流が非対
称となって、損失による発熱が異なって表れる虞れがあ
る。そこで、第４図に示す第２の実施例のように、２次
巻線N2を上記接地点で区分して２組の巻線部分N2a、N2b
に分割し、これらの巻線部分N2a、N2bの各一端を接続し
て、第５図に示すように、並行にコイルボビン22Lに卷
装する、いわゆるバイファイラ巻きとすることにより、
各巻線部分N2a、N2bのリーケージインダクタンスを互い
に等しくしている。この第４図に示す第２の実施例の他
の構成は上述の第１図の実施例と同様であるため、説明
を省略する。
特に高圧取り出し用の巻線N2は、接地点を中心として一
方と他方の巻線部分がボビンの内側と外側とに順次卷装
されるため、これらの内側、外側の各巻線部分の各リー
ケージインダクタンスが互いに異なって表れ、フェライ
ト磁心のヒステリシスカーブにいわゆる偏磁が生じ、ス
イッチングトランジスタや整流ダイオードの電流が非対
称となって、損失による発熱が異なって表れる虞れがあ
る。そこで、第４図に示す第２の実施例のように、２次
巻線N2を上記接地点で区分して２組の巻線部分N2a、N2b
に分割し、これらの巻線部分N2a、N2bの各一端を接続し
て、第５図に示すように、並行にコイルボビン22Lに卷
装する、いわゆるバイファイラ巻きとすることにより、
各巻線部分N2a、N2bのリーケージインダクタンスを互い
に等しくしている。この第４図に示す第２の実施例の他
の構成は上述の第１図の実施例と同様であるため、説明
を省略する。
このような構成によって各巻線部分N2a、N2bについて
の上記偏磁を無くし、上記発振駆動回路24でのスイッチ
ング電流や整流ダイオードの電流を対称として、従来の
電流のアンバランスを解消し、これによる悪影響を防止
している。すなわち上記発振駆動回路24の各トランジス
タQ1、Q2のコレクタ電流IC1、IC2は、例えば第６図に示
すように互いに等しい波形の電流となる。また、２次巻
線の各巻線部分N2a、N2bから整流平滑回路25の各ダイオ
ードをそれぞれ流れる電流I2a、I2bを合成した波形は、
第６図に示すように正側及び負側に互いに等しいピーク
値を持つものとなり、２次巻線の接地点（各巻線部分N
2a、N2bの接続点）を流れる電流I0は、第６図に示すよ
うに常に同じピーク値となる。これらの波形は、従来の
偏磁によるアンバランスが生じていた場合に比べてピー
ク値が低下しており、その分部品の負担が軽くなり、部
品の信頼性の向上に貢献することになる。
の上記偏磁を無くし、上記発振駆動回路24でのスイッチ
ング電流や整流ダイオードの電流を対称として、従来の
電流のアンバランスを解消し、これによる悪影響を防止
している。すなわち上記発振駆動回路24の各トランジス
タQ1、Q2のコレクタ電流IC1、IC2は、例えば第６図に示
すように互いに等しい波形の電流となる。また、２次巻
線の各巻線部分N2a、N2bから整流平滑回路25の各ダイオ
ードをそれぞれ流れる電流I2a、I2bを合成した波形は、
第６図に示すように正側及び負側に互いに等しいピーク
値を持つものとなり、２次巻線の接地点（各巻線部分N
2a、N2bの接続点）を流れる電流I0は、第６図に示すよ
うに常に同じピーク値となる。これらの波形は、従来の
偏磁によるアンバランスが生じていた場合に比べてピー
ク値が低下しており、その分部品の負担が軽くなり、部
品の信頼性の向上に貢献することになる。
また、２次巻線の各巻線部分N2a、N2bの間に静電容量
C21、C22、・・・、C2nが生じ、各巻線部分N2a、N2bと
して、線径60μm43束のリッツ線を２組まとめて55ター
ン卷回して形成する場合には、約1500〜2000pFの合成容
量が得られる。これは、絶縁コンバータトランス22のフ
ェライトコアが零ギャップで構成される場合、起動のた
め２次側に約2200pF程度の弱電解スイッチングノイズ対
策用のコンデンサ（前記第７図のコンデンサCS1、CS2）
や並列共振用コンデンサ（前記第７図のコンデンサCS）
が必要とされていたわけであるが、上記バイファイラ巻
きの巻線N2a、N2b間の静電容量によりこの共振用コンデ
ンサを省略することが可能となり、部品点数の削減によ
るコストダウンが図れる。しかも各巻線部分N2a、N2bが
バイファイラ巻きのため、従来より占積率が向上し、さ
らに巻数を増加することが可能であり、トランスの磁束
密度が低下しトランスのコア損失が減少する。
C21、C22、・・・、C2nが生じ、各巻線部分N2a、N2bと
して、線径60μm43束のリッツ線を２組まとめて55ター
ン卷回して形成する場合には、約1500〜2000pFの合成容
量が得られる。これは、絶縁コンバータトランス22のフ
ェライトコアが零ギャップで構成される場合、起動のた
め２次側に約2200pF程度の弱電解スイッチングノイズ対
策用のコンデンサ（前記第７図のコンデンサCS1、CS2）
や並列共振用コンデンサ（前記第７図のコンデンサCS）
が必要とされていたわけであるが、上記バイファイラ巻
きの巻線N2a、N2b間の静電容量によりこの共振用コンデ
ンサを省略することが可能となり、部品点数の削減によ
るコストダウンが図れる。しかも各巻線部分N2a、N2bが
バイファイラ巻きのため、従来より占積率が向上し、さ
らに巻数を増加することが可能であり、トランスの磁束
密度が低下しトランスのコア損失が減少する。
なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものでは
なく、例えば絶縁コンバータトランスの２次側のみを上
記バイファイラ巻きとしてもよい。また、本発明が適用
されるスイッチング電源装置は磁束制御方式のものに限
定されず、直流出力電圧を検出してスイッチング駆動回
路の発振周波数やスイッチングパルスのデューティを変
化させることにより出力電圧を安定化させるような各種
スイッチング電源装置に本発明を適用可能であることは
勿論である。
なく、例えば絶縁コンバータトランスの２次側のみを上
記バイファイラ巻きとしてもよい。また、本発明が適用
されるスイッチング電源装置は磁束制御方式のものに限
定されず、直流出力電圧を検出してスイッチング駆動回
路の発振周波数やスイッチングパルスのデューティを変
化させることにより出力電圧を安定化させるような各種
スイッチング電源装置に本発明を適用可能であることは
勿論である。
本発明のスイッチング電源装置によれば、絶縁コンバ
ータトランスの１次異側電流を２組以上の巻線に分流さ
せているため、大負荷電力供給に用いた場合にも、通常
の径の巻線線材を用いて発熱を有効に抑えることが可能
となり、トランスの信頼性の向上が図れる。また、１次
側を分割して並列接続し１次側励磁電流を分流させると
共に、２次側をいわゆるバイファイラ巻きとすることに
より、１次側の巻線の電流増加を図って負荷電力の増大
を実現すると共に、２次巻線に流れる電流を正負の出力
電圧でバランスさせ、２次側の共振コンデンサを省略し
てコストダウンが図れ、接地点からの各巻線の偏磁によ
る悪影響を防止することができる。
ータトランスの１次異側電流を２組以上の巻線に分流さ
せているため、大負荷電力供給に用いた場合にも、通常
の径の巻線線材を用いて発熱を有効に抑えることが可能
となり、トランスの信頼性の向上が図れる。また、１次
側を分割して並列接続し１次側励磁電流を分流させると
共に、２次側をいわゆるバイファイラ巻きとすることに
より、１次側の巻線の電流増加を図って負荷電力の増大
を実現すると共に、２次巻線に流れる電流を正負の出力
電圧でバランスさせ、２次側の共振コンデンサを省略し
てコストダウンが図れ、接地点からの各巻線の偏磁によ
る悪影響を防止することができる。
第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図は
絶縁コンバータトランスの一例を示す概略断面図、第３
図は動作説明のための波形図、第４図は本発明の第２の
実施例の要部を示す回路図、第５図は該第２の実施例の
絶縁コンバータトランスの一例を示す概略断面図、第６
図は動作説明のための波形図、第７図は従来のスイッチ
ング電源装置の一例を示す回路図、第８図は可飽和リア
クタトランスの一例を示す概略斜視図である。 21……可飽和リアクタトランス 22……絶縁コンバータトランス 23……共振コンデンサ 24……発振駆動回路 25、26、27……整流平滑回路 N1a、N1b……１次巻線（２分割の各部） 22L……チョークコイル N2a、N2b……２次巻線（２分割の各部）
絶縁コンバータトランスの一例を示す概略断面図、第３
図は動作説明のための波形図、第４図は本発明の第２の
実施例の要部を示す回路図、第５図は該第２の実施例の
絶縁コンバータトランスの一例を示す概略断面図、第６
図は動作説明のための波形図、第７図は従来のスイッチ
ング電源装置の一例を示す回路図、第８図は可飽和リア
クタトランスの一例を示す概略斜視図である。 21……可飽和リアクタトランス 22……絶縁コンバータトランス 23……共振コンデンサ 24……発振駆動回路 25、26、27……整流平滑回路 N1a、N1b……１次巻線（２分割の各部） 22L……チョークコイル N2a、N2b……２次巻線（２分割の各部）
Claims (2)
- 【請求項１】絶縁コンバータトランスの１次巻線に該１
次側の励磁電流をスイッチング制御する発振駆動回路が
接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次側出力電
圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御して上記
２次側出力電圧を一定電圧に制御する電流共振型コンバ
ータによるスイッチング電源装置において、 上記絶縁コンバータトランスの１次巻線と２次巻線とを
疎結合とし、１次巻線のリーケージインダクタンスによ
り直列共振動作を、２次巻線のリーケージインダクタン
スにより並列共振動作をそれぞれ行わせ、上記絶縁コン
バータトランスの１次巻線を２組以上に分割して卷装
し、それぞれを並列接続して上記絶縁コンバータトラン
スの１次側励磁電流を分流させること を特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】絶縁コンバータトランスの１次巻線に該１
次側の励磁電流をスイッチング制御する発振駆動回路が
接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次側出力電
圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御して上記
２次側出力電圧を一定電圧に制御するスイッチング電源
装置において、 上記絶縁コンバータトランスの１次巻線を２組以上に分
割して卷装し、それぞれを並列接続して上記絶縁コンバ
ータトランスの１次側励磁電流を分流させ、 上記絶縁コンバータトランスの２次巻線を２組以上に分
割し、一端を接続して並行に卷装すること を特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63172888A JP2737934B2 (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63172888A JP2737934B2 (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0223063A JPH0223063A (ja) | 1990-01-25 |
| JP2737934B2 true JP2737934B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=15950183
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63172888A Expired - Fee Related JP2737934B2 (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2737934B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7114103B2 (ja) * | 2020-09-25 | 2022-08-08 | 株式会社スーリヤ | 高圧トランス |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5765272A (en) * | 1980-10-07 | 1982-04-20 | Fuji Electric Co Ltd | Dc high voltage generator |
| JPS6151809A (ja) * | 1984-08-21 | 1986-03-14 | Tdk Corp | コイル装置 |
| JPS61202185U (ja) * | 1985-06-07 | 1986-12-18 |
-
1988
- 1988-07-12 JP JP63172888A patent/JP2737934B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0223063A (ja) | 1990-01-25 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |