JP2794573B2

JP2794573B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2794573B2
Application number: JP63191465A
Authority: JP
Inventors: 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1988-07-30
Filing date: 1988-07-30
Publication date: 1998-09-10
Anticipated expiration: 2013-09-10
Also published as: JPH0241084A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、大電力供給用のスイッチング電源装置に関
し、特に、テレビジョン受像機に用いて好適なスイッチ
ング電源装置に関する。

〔発明の概要〕

本発明は、絶縁コンバータトランスの１次側に励磁電
流をスイッチング制御する発振駆動回路を接続し、２次
側出力電圧に応じて発振駆動回路の発振状態を制御して
２次側電圧を安定化するスイッチング電源装置におい
て、絶縁コンバータトランスの２次側に、回路電源供給
用のセンタタップ方式倍圧全波整流回路と、音声出力回
路への電源供給用の変形倍圧全波整流回路とを設けるこ
とにより、絶縁コンバータトランスの２次側のピン端子
数を低減すると共に整流ダイオードへの印加電圧を抑え
てショットキダイオードの使用を可能とするものであ
る。

〔従来の技術〕

直流入力電源をスイッチング制御し、電源トランス等
を介して所望の定電圧出力を得るようなスイッチング電
源装置には、種々のものが知られている。このようなス
イッチング電源装置の一例として、本件出願人は先に、
特開昭62−64266号公報や特開昭62−71382号公報等にお
いて、可飽和リアクタトランスを用い、電源トランスの
２次側からの出力電圧に応じて１次側直列共振インピー
ダンスを制御し、励磁電流を制御することによって出力
電圧を安定化するようなスイッチング電源装置を提案し
ている。

第９図はこのようなスイッチング電源装置の一例とし
て、特にテレビジョン受像機に用いて好適なスイッチン
グ電源装置を示している。この第９図において、電源装
置に対する直流入力電源としては、例えば商用交流入力
電源101をダイオードブリッジ形の全波整流器102および
平滑コンデンサ103にて整流し平滑することにより得て
いる。この直流入力電源は、可飽和リアクタトランス11
1の１次巻線N_Aを介し、絶縁コンバータトランス112の１
次巻線N₁及びコンデンサ113より成る直列共振回路に供
給されている。この直流入力電源の電流は、可飽和リア
クタトランス111の２次巻線N_B1とコンデンサC_B1との直
列共振回路がベースに接続されたスイッチングトランジ
スタQ₁および２次巻線N_B2とコンデンサC_B2との直列共振
回路がベースに接続されたスイッチングトランジスタQ₂
を用いた２石構成の自励式発振駆動回路114によってオ
ン、オフスイッチング制御されるようになっている。

可飽和リアクタトランス111は、例えば第10図に示す
ように、上記各巻線N_A,N_B1及びN_B2に対して直交する方
向に巻装された制御巻線N_Cを有し、この制御巻線N_Cを流
れる電流に応じて上記巻線N_B1及びN_B2のインダクタンス
が制御されることによって、発振駆動回路114の発振周
波数が制御されるようになっている。

絶縁コンバータトランス112の２次側には、巻線N₂、N
₃及びN₄が設けられており、これらの各巻線N₂、N₃及びN
₄に関連してそれぞれ整流平滑回路115、116及び117が設
けられている。整流平滑回路115からはテレビジョン映
像の偏向系等に用いられる135V1.2Aの直流高圧電源が取
り出され、整流平滑回路116からは信号処理回路系の15V
1.5A及び7V1A等の直流電源が取り出され、整流平滑回路
117からは音声信号系の30V1.2A及び26V1Aの直流電源が
取り出されるようになっている。整流平滑回路115から
の上記直流高圧出力電圧は、制御回路118により制御電
流に変換されて可飽和リアクタトランス111の制御巻線N
_Cに送られている。

したがって、この直流出力電圧の変動に応じて可飽和
リアクタトランス111のインダクタンスが変化し、絶縁
コンバータトランス112の１次側直列共振インピーダン
スが変化して励磁電流が変化することによって、直流出
力電圧を一定に制御することができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、このようなスイッチング電源装置において
は、絶縁コンバータトランス112の２次巻線から出力を
取り出すためのピン端子数が多くなり、例えば5mmピッ
チでは両端のピン間隔が6cm必要となり、コイルボビン
が大型化する。また、絶縁コンバータトランス112の２
次側整流平滑回路に低ノイズで逆回復時間の短いショッ
トキダイオードを使用するのが望ましいが、このショッ
トキダイオードは耐圧が40V程度であることより、僅か
に整流平滑回路116の直流7V出力用に使用し得るにすぎ
ない。ここで、整流平滑回路116の直流15V出力用にショ
ットキダイオードを使用できないのは、正負の各半サイ
クル毎にダイオードには＋15Vと−15Vとが交互に印加さ
れることから、ピーク−ピーク値で30Vの耐圧が最低必
要とされるのみならず、波形リップルによるピーク値の
上昇を考慮し、ある程度の余裕をもってダイオードの耐
圧を選ぶことが必要とされるからである。

また、同一の絶縁コンバータトランス112から直流高
圧電源、回路電源及び音声回路電源を取り出しているた
め、音声出力の変化により直流高圧電源や回路電源が変
動し、テレビジョン画面や回路動作に悪影響を与えるこ
とになる。また、画像の明暗により直流高圧電源が変化
すると、音声出力直流電圧が変動し音量が変動する虞れ
もある。これは、直流高圧電源と音声回路電源のトラン
スを個別に設ければ解決するわけであるが、部品点数や
組立工数が増加するのみならず、重量や設置スペースが
増大し、コストアップや大型化、大重量化の原因とな
り、好ましくない。

本発明は、このような従来の実情に鑑みてなされたも
のであり、絶縁コンバータトランスの２次側のピン端子
数を低減でき、整流平滑回路に特性の優れた40V耐圧の
ショットキダイオードを多く使用できると共に、２次側
の複数の整流平滑回路のうちの一の直流負荷が変化して
も、他の直流電源出力への悪影響を最小限に抑え得るよ
うなスイッチング電源装置の提供を目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上述の課題を解決するために、本発明に係るスイッチ
ング電源装置は、絶縁コンバータトランスの１次巻線に
該１次側の励磁電流をスイッチング制御する発振駆動回
路が接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次側出
力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御して
上記２次側出力電圧を一定電圧に制御するスイッチング
電源装置において、上記絶縁コンバータトランスの２次
側から回路電源供給用の直流電源を取り出すためのセン
タタップ方式の倍圧全波整流回路と、上記絶縁コンバー
タトランスの２次側から音声出力回路用の直流電源を取
り出すための変形倍圧全波整流回路とを少なくとも設け
て成ることを特徴としている。

また本発明の他の特徴は、このような特徴を有するス
イッチング電源装置において、上記絶縁コンバータトラ
ンスの２次巻線のうち、上記音声出力回路用の直流電源
を取り出すための巻線を１次巻線と密結合となるように
１次巻線に近接して巻装し、上記回路電源供給用の直流
電源を取り出すための巻線を１次巻線及び上記音声出力
回路用の直流電源を取り出すための巻線と疎結合となる
ように巻装することである。

〔作用〕

絶縁コンバータトランスの２次側の整流平滑回路とし
て、センタタップ方式の倍圧全波整流回路と、変形倍圧
全波整流回路を採用しているため、２次側のピン端子数
を低減できると共に、整流ダイオードに印加される電圧
を従来の略々半分に低減でき、特性の良好なショットキ
ダイオードを使用することが可能となる。また、音声出
力回路用の直流電源を取り出すための２次巻線を１次巻
線に近接して巻装し、上記回路電源供給用の直流電源を
取り出すための巻線を１次巻線及び上記音声出力回路電
源供給用２次巻線から離して巻装することにより、音声
出力の変化による回路電源への悪影響を軽減することが
できる。

〔実施例〕

第１図は本発明の第１の実施例となるスイッチング電
源装置を示す回路図である。

この第１図において、電源装置に対する直流入力電源
としては、例えば前述したような商用交流入力電源を整
流し平滑することにより得ている。この直流入力電源
は、後述する発振駆動回路24により電流がオン、オフス
イッチング制御され、可飽和リアクタトランス21の１次
巻線N_Aを介して絶縁コンバータトランス22の１次巻線N₁
とコンデンサ23とよりなる直列共振回路に供給される。

次に可飽和リアクタトランス21は、前記第10図におい
て説明したように、１次巻線N_A、２つの２次巻線N_B1,N
_B2及び制御巻線N_Cを有し、上記巻線N_A,N_B1,N_B2の巻回方
向に対して直交する方向に上記制御巻線N_Cを巻回してい
る。このような可飽和リアクタトランス21の２次巻線N
_B1,N_B2に関連して、上記直流入力電源の電流をオン、オ
フスイッチング制御するための発振駆動回路24が設けら
れている。この発振駆動回路24は、スイッチングトラン
ジスタQ₁及びこのトランジスタQ₁のエミッタ・ベース間
に接続されたダイオードD_B1の組と、もう一組のトラン
ジスタQ₂とダイオードD_B2の組とが直列に接続され、ト
ランジスタQ₁は上記直流入力電源と可飽和リアクタトラ
ンス21の１次巻線N_Aとの間に挿入接続され、トランジス
タQ₂は可飽和リアクタトランス21の１次巻線N_Aと接地と
の間に挿入接続されている。トランジスタQ₁のエミッタ
・ベース間には、ダイオードD_B1と並列に、可飽和リア
クタトランス21の２次巻線N_B1とコンデンサC_B1との直列
共振回路が接続され、トランジスタQ₂のエミッタ・ベー
ス間には、ダイオードD_B2と並列に可飽和リアクタトラ
ンス21の２次巻線N_B2とコンデンサC_B2との直列共振回路
が接続されている。さらに、上記直流入力電源と各スイ
ッチングトランジスタQ₁,Q₂の各ベーストとの間には、
それぞれ起動用の抵抗R_S1,R_S2が挿入接続されている。

次に、絶縁コンバータトランス22の２次側には、巻線
N₂、N₃及びN₄が設けられており、これらの各巻線N₂、N₃
及びN₄に関連してそれぞれ整流平滑回路25、26及び27が
設けられている。ここで、例えば整流平滑回路25からは
テレビジョン映像の偏向系等に用いられる135V1.2Aの直
流高圧電源が取り出され、整流平滑回路26からは信号処
理回路系の15V1.5A及び7V1Aの直流電源が取り出され、
整流平滑回路27からは音声信号系の30V1.2A及び26V1Aの
直流電源が取り出されるようになっている。整流平滑回
路25からの上記直流高圧出力電圧は、制御回路28により
制御電流に変換されて可飽和リアクタトランス21の制御
巻線N_Cに送られており、制御回路28には回路電源として
上記整流平滑回路26からの7Vあるいは15Vの直流電源が
供給されている。

ここで、整流平滑回路25は従来の第９図に示す整流平
滑回路115と同様の構成となっているが、整流平滑回路2
6及び27はそれぞれセンタタップ方式の倍圧全波整流回
路及び変形倍圧全波整流回路の構成とし、絶縁コンバー
タトランス22の２次巻線N₃及びN₄のピン端子数をそれぞ
れ３本ずつに抑えている。従って、絶縁コンバータトラ
ンス22の２次側のピン端子数としては、２次巻線N₂のピ
ン端子p₁〜p₃、２次巻線N₃のピン端子p₄〜p₆及び２次巻
線N₄のピン端子p₇〜p₉の計９本で済み、トランスの小型
化が図れるようになっている。

すなわち、センタタップ方式の倍圧全波整流平滑回路
26は、絶縁コンバータトランス22の２次巻線N₃の中間タ
ップ（ピン端子p₅）がコンデンサC₁を介して接地され、
第２次巻線N₃の両端（ピン端子p₄及びp₆）からの交流出
力が全波整流器26、Ｄで整流され平滑コンデンサC₂で平
滑されて取り出されるようになっている。ここで全波整
流器26Dは、４個の耐圧40VのショットキダイオードD₁,D
₂,D₃,D₄より成るダイオードブリッジ構成を有し、２次
巻線N₃のピン端子p₄及びp₆が全波整流器26Dの一対の交
流入力端にそれぞれ接続され、全波整流器26Dの負側端
子は抵抗26Rを介して接地され、正側端子は平滑コンデ
ンサC₂に接続されている。

また変形倍圧全波整流平滑回路27は、絶縁コンバータ
トランス22の２次巻線N₄の両端（ピン端子p₇及びp₉）間
に、ダイオードD₅,D₆とコンデンサC₃,C₄から成る通常の
倍圧全波整流回路を接続し、２次巻線N₄の途中位置から
引き出されるピン端子p₈（例えば端子p₇,p₈間の巻数と
端子p₈,p₉間の巻数との比が1:4）にダイオードD₇及びコ
ンデンサC₅から成る整流平滑回路を接続して構成されて
いる。この場合の各整流用ダイオードD₅,D₆,D₇として
は、全て耐圧40Vのショットキダイオードを使用でき
る。

ここで上記耐圧40Vのショットキダイオードは、順方
向電圧が0.55Vと低く、逆回復時間が0.1μｓと短いこと
より、整流能率を大幅に改善することができる。

このような構成を有するスイッチング電源装置の発振
駆動回路24は、可飽和リアクタトランス21の２次巻線N
_B1とコンデンサC_B1との直列共振回路を流れる正弦波交
流電流によってスイッチングトランジスタQ₁が駆動さ
れ、また可飽和リアクタトランス21の２次巻線N_B2とコ
ンデンサC_B2との直列共振回路を流れる正弦波交流電流
によってスイッチングトランジスタQ₂が駆動されて、こ
れらのトランジスタQ₁、Q₂が交互に繰り返しオンするこ
とでスイッチング動作を継続するようになっている。

可飽和リアクタトランス21の制御巻線N_Cには、絶縁コ
ンバータトランス22の出力電圧を検出して得られる制御
回路28からの直流制御電流が供給されており、負荷変動
等に対して絶縁コンバータトランス22からの直流出力電
圧が常に一定となるように、制御回路28によって可飽和
リアクタトランス21の制御巻線N_Cを流れる制御電流が制
御され、２次巻線N_B1,N_B2のインダクタンスが制御され
て、発振駆動回路24の発振周波数が制御される。

ここで、絶縁コンバータトランス22の２次巻線N₃に接
続されたセンタタップ方式の倍圧全波整流平滑回路26お
いて、ピン端子p₄が正でピン端子p₆が負となるとき（正
の半サイクル）には、ダイオードD₂,D₃が導通し、ピン
端子p₅からコンデンサC₁、抵抗26R、ダイオードD₂を介
してピン端子p₆に電流が流れ、これがコンデンサC₁を充
電すると共に、ピン端子p₄からダイオードD₃、コンデン
サC₂を介し接地され、接地側から抵抗26R、ダイオードD
₂を介してピン端子p₆に電流が流れることにより、コン
デンサC₂を充電する。このときダイオードD₂には、7Vと
15Vの充電電流が重畳することになる。逆にピン端子p₄
が負でピン端子p₆が正となる負の半サイクルではダイオ
ードD₁,D₄が導通し、コンデンサC₁,C₂共に充電電流が流
れる。このような動作により、端子p₅と平滑コンデンサ
C₁との接続点から約7Vの直流出力電圧が得られ、全波整
流器26Dの正側出力端から平滑コンデンサC₂を介して約1
5Vの直流出力電圧が得られる。

次に、変形倍圧全波整流平滑回路27おいて、ピン端子
p₇が正でピン端子p₉が負となる正の半サイクルでは、ダ
イオードD₆（及びD₇）が導通し、ピン端子p₇からダイオ
ードD₆を介してコンデンサC₄に（またダイオードD₇を介
してコンデンサC₅に）充電電流が流れる。逆にピン端子
p₉が正でピン端子p₇が負となる負の半サイクルでは、ダ
イオードD₅が導通し、ピン端子p₉からコンデンサC₃を介
し、抵抗27R及びダイオードD₅を介してコンデンサC₃の
充電電流が流れる。ここで、ダイオードD₅には30Vと26V
の充電電流が重畳することになる。この構成において
は、音声出力系の負荷電流が最小値の0.1Aのときでも、
整流出力電圧35Vしかアノード、カソード間に印加され
ないため、耐圧40Vのショットキダイオードの使用が可
能となる。このショットキダイオードは、順方向電圧が
0.55Vで逆回復時間が0.1μｓであり、整流能率が極めて
良好であることは前述した通りである。

ところで、絶縁コンバータトランス22の２次側巻線と
しては、例えば第２図あるいは第３図に示すような構造
が好ましい。すなわち、これらの第２図及び第３図にお
いて、上記絶縁コンバータトランス22のコイルボビン22
Bに巻装された２次巻線N₂,N₃,N₄のうち、上記音声出力
回路用の直流電源を取り出すための巻線N₃を１次巻線N₁
と密結合となるように１次巻線N₁に近接して巻装してお
り、これに対して上記回路電源供給用の直流電源を取り
出すための巻線N₄は、１次巻線N₁と疎結合となり、上記
巻線N₃とも疎結合となるように、これら１次巻線N₁及び
巻線N₃から離して巻装している。ここで、第２図の例で
は、巻線N₃,N₄を共に２次巻線N₂の外側に巻装した状態
で、巻線N₃を１次巻線N₁に近接させ、巻線N₄を１次巻線
N₁から離間させて巻装しており、また第３図の例では、
巻線N₃を２次巻線N₂の外側で１次巻線N₁に近接する位置
に巻装し、巻線N₄を２次巻線N₂の内側で１次巻線N₁から
離間した位置に巻装している。

このような巻装構造とすることにより、通常の２次巻
線構造、例えば第４図に示すようなコイルボビン22Bの
内側から順に巻線N₃,N₂,N₄を積層する形態で巻装した構
造に比べ、各直流電源負荷の変動による悪影響を大幅に
軽減することが可能となる。

すなわち第５図及び第６図は、絶縁コンバータトラン
ス22の２次側直流電源出力の電流−電圧特性を本発明実
施例（実線）と従来例（破線）と比較して示すものであ
り、これらの第５図及び第６図において、整流平滑回路
25の135V直流出力の電流及び電圧をそれぞれI_L1及びE_L1
とし、整流平滑回路27の30V直流出力の電流及び電圧を
それぞれI_L2及びE_L2とし、整流平滑回路27の15V直流出
力電圧をE_L3としている。

これらの第５図及び第６図から明らかなように、従来
（破線）においては、音声負荷電流I_L2が2A〜0.1Aの間
で変化すると、135Vの偏向高圧系直流電源の電圧E_L1で
約0.2Vの変化が生じ、テレビジョン画面の水平振幅が変
化し画面揺れ等の悪影響が生じると共に、15Vの回路電
源電圧E_L3が約3V（7V電源では約1.5V）の変動が生じ、
結果として制御回路28による電圧安定化動作に影響を与
えて135Vラインの変動が大きくなる。また135Vラインの
電流I_L1の変化に応じた15Vラインの変動が大きい。さら
に、テレビ画面の明るさが暗くなったとき、音声出力電
源電圧が低下し、音量が低下する。これに対して本発明
実施例によれば、巻線N₄と巻線N₃との結合が疎となって
いるため、上記音声負荷電流I_L2が2A〜0.1Aと変化して
も15Vの回路電源電圧E_L3は何ら変化せず、結果として制
御回路28が安定に動作し、135Vラインの変動が全く無く
なる。また、音声変化による15Vラインの変動が無いた
め、15Vラインは135Vラインのみの負荷変化による影響
のみとなり、クロスレギュレーションが従来の約1/3に
減少する。同時に巻線N₂と巻線N₄との結合が従来より疎
結合となるため、135Vラインの負荷変化による30Vライ
ンの出力電圧の影響が改善され、従来の約1/2に変動特
性が減少する。実験によれば、例えば60W〜2.5Wの音声
負荷変化による135Vラインの変動は20mV程度であり、ま
た15Vラインの変動は50mV程度であった。また、整流平
滑回路26に接続されるシリーズレギュレータ回路から12
V、5Vの安定化直流電源を取り出す場合の該シリーズレ
ギュレータ回路への最小入力電圧は13.5V、6.5Vである
ので、従来においてはクロスレギュレーション特性から
約10.5Wの電力損失が生じていたが、本実施例では約6.0
Wであり、4.5Wの電力損失の低減を図ることが可能とな
る。

次に第７図は、上記整流平滑回路25に端子p₁から供給
される電流I₁、整流平滑回路26の全波整流器26Dの交流
入力端に端子p₄から供給される電流I₄、及び整流平滑回
路27に端子p₇から供給される電流I₇をそれぞれ示してお
り、巻線N₃を流れる電流I₄が従来の正弦波と異なって矩
形波状となっていることがわかる。なお、第７図の電流
I₁（実線）に対して、端子p₃から供給される電流I₃を破
線で示している。

ところで、絶縁コンバータトランスの２次巻線からの
タップ数を低減するためには、例えば第８図に示すよう
に、絶縁コンバータトランス32の各２次巻線N₂,N₃,N₄に
それぞれ接続される整流回路35、36、37のうち、回路36
のチョークコイル36Lで電圧を降下して7V出力を得、回
路37のチョークコイル37Lで電圧を降下して26V出力を得
るようにすることも考えられるが、この場合の各巻線
N₂,N₃,N₄の巻数は従来の第９図の絶縁コンバータトラン
ス112の各巻線N₂,N₃,N₄の巻数と同じであり、ショット
キダイオードの使用が不可能であると共に、大容量のチ
ョークコイル36L、37Lが必要となって部品点数が増大す
る欠点がある。

これに対して、本発明実施例によれば、絶縁コンバー
タトランス22の各２次巻線N₂,N₃,N₄のうち巻線N₃,N₄の
巻数は従来の略々半分で済み、整流平滑回路26、27の整
流用に整流特性の良好なショットキダイオードを全て用
いることができ、しかも大容量チョークコイルが不要と
なっている。

なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものでは
なく、例えば絶縁コンバータトランスの１次側の励磁電
流をスイッチング制御する発振駆動回路や、該発振駆動
回路の発振状態の制御方式等は、上記実施例の他にも種
々の構成が可能である。この他、本発明の要旨を逸脱し
ない範囲において種々の偏向が可能であることは勿論で
ある。

〔発明の効果〕

本発明のスイッチング電源装置によれば、絶縁コンバ
ータトランスの２次側の整流平滑回路として、センタタ
ップ方式の倍圧全波整流回路と、変形倍圧全波整流回路
を採用しているため、２次側巻線のピン端子数を低減で
き、整流ダイオードに印加される電圧が従来の略々半分
となって特性の良好なショットキダイオードを使用でき
る。また、音声出力回路用の直流電源を取り出すための
２次巻線を１次巻線と密結合状態とし、上記回路電源供
給用の直流電源を取り出すための巻線を１次巻線及び上
記音声出力回路電源供給用２次巻線に対して疎結合する
ことにより、音声出力が変化したときの回路電源やテレ
ビジョン画面等への悪影響を軽減することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２図及び第３
図は該実施例の絶縁コンバータトランスの２次巻線構造
のそれぞれ異なる具体例を示す要部断面図、第４図は従
来の絶縁コンバータトランスの２次巻線構造を示す要部
断面図、第５図及び第６図は絶縁コンバータトランスの
２次側の直流電源出力の電流−電圧特性を示す特性図、
第７図は絶縁コンバータトランスの２次側の電流波形を
示す波形図、第８図は本発明の説明に供する絶縁コンバ
ータトランスの２次側の回路構成の比較例を示す回路
図、第９図は従来のスイッチング電源装置の一例を示す
回路図、第10図は可飽和リアクタトランスの一例を示す
概略斜視図である。 21……可飽和リアクタトランス 22……絶縁コンバータトランス 23……共振コンデンサ 24……発振駆動回路 25……直流高圧電源用整流平滑回路 26……センタタップ方式全波整流平滑回路 27……変形倍圧全波整流平滑回路 28……制御回路 N₂……直流高圧電源供給用２次巻線 N₃……回路電源供給用２次巻線 N₄……音声出力回路電源供給用２次巻線 D₁〜D₇……ショットキダイオード p₁〜p₉……ショットキダイオード

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】絶縁コンバータトランスの１次巻線に該１
次側の励磁電流をスイッチング制御する発振駆動回路が
接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次側出力電
圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御して上記
２次側出力電圧を一定電圧に制御するスイッチング電源
装置において、上記絶縁コンバータトランスの２次側から回路電源供給
用の直流電源を取り出すためのセンタタップ方式の倍圧
全波整流回路と、上記絶縁コンバータトランスの２次側から音声出力回路
用の直流電源を取り出すための変形倍圧全波整流回路とを少なくとも設けて成ることを特徴とするスイッチング
電源装置。
【請求項２】上記絶縁コンバータトランスの２次巻線の
うち、上記音声出力回路用の直流電源を取り出すための
巻線を１次巻線と密結合となるように１次巻線に近接し
て巻装し、上記回路電源供給用の直流電源を取り出すた
めの巻線を１次巻線及び上記音声出力回路用の直流電源
を取り出すための巻線と疎結合となるように巻装するこ
とを特徴とする請求項（１）記載のスイッチング電源装
置。