KR20050085047A

KR20050085047A - 스위칭 전원회로

Info

Publication number: KR20050085047A
Application number: KR1020057008952A
Authority: KR
Inventors: 마사유키 야스무라
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2002-11-29
Filing date: 2003-11-28
Publication date: 2005-08-29
Also published as: JP2004242491A; US20060239039A1; US7158389B2; WO2004051833A1

Abstract

전력변환효율의 향상 및 회로의 소형 경량화를 도모할 수 있는 역률개선 기능을 갖추는 스위칭 전원회로이다. 복합 공진형 컨버터로서 적어도, 일차 측에 하프 브릿지 결합방식에 의한 전류 공진형 컨버터에 대하여, 부분 공진 전압회로를 조합한 구성으로 한다. 역률개선은, 역률개선용 트랜스(소결합 트랜스(VFT))에 의하여, 복합 공진형 컨버터의 스위칭 출력을 정류전류경로로 전압 귀환하고, 정류 다이오드에 의해 정류전류를 단속시켜, 이것에 의해 교류입력전류의 도통각을 확대시키는 것으로 행한다. 이것에 의해, 예를 들면 역률개선회로를 갖추는 전원회로로서는, 상용교류전원라인에 대하여 초크 코일을 삽입하는 구성을 채용할 필요는 없어진다.

Description

스위칭 전원회로{Switching power supply circuit}

본 발명은, 역률개선을 위한 회로를 갖춘 스위칭 전원회로에 관한 것이다.

근년, 고주파의 비교적 큰 전류 및 전압에 견딜 수 있는 스위칭 소자의 개발에 의하여, 상용 전원을 정류하여 소망한 직류전압을 얻는 전원회로로서는, 대부분이 스위칭 방식의 전원회로로 되어 있다.

스위칭 전원회로는 스위칭 주파수를 높게 함으로써 트랜스 그 외의 디바이스를 소형으로 하는 동시에, 대전력의 DC－DC컨버터로서 각종 전자기기의 전원으로서 사용된다.

그런데, 일반적으로 상용전원을 정류하면 평활회로에 흐르는 전류는 왜곡파형으로 되기 때문에, 전원의 이용효율을 나타내는 역률이 손상된다고 하는 문제가 생긴다.

또, 왜곡 전류파형으로 됨으로써 발생하는 고조파를 억압하기 위한 대책이 필요하게 되고 있다.

그래서, 역률개선을 위한 구성을 부가한 스위칭 전원회로가 각종 제안되고 있다. 이와 같은 스위칭 전원회로의 하나로서, 상용교류전원라인에 대하여 파워초크코일을 직렬로 삽입하는 것으로, 교류입력전류의 도통각을 확대하여 역률개선을 도모하도록 구성한, 이른바 초크인풋방식의 것이 알려져 있다(특개 평7－263262호 공보(도 19) 참조).

도 27은, 상기한 바와 같은 초크인풋방식에 의해 역률개선을 도모하도록 구성된 스위칭 전원회로의 일례가 나타나고 있다. 이 도면에 나타내는 전원회로는, 먼저 본 출원인이 제안하고 있는 복합 공진형 컨버터로서의 구성에 대하여, 초크인풋방식으로서의 역률개선의 구성을 부가하고 있다.

또한, 이 도면에 나타내는 전원회로는,［부하전력(Po)=150W이상, 교류입력전압(VAC)=100V계］의 조건에 대응한 구성으로 되어 있다.

이 도면에 나타내는 전원회로에 있어서, 먼저, 상용교류전원(AC)에 대하여, 코먼모드 초크코일(CMC)과 2개의 어크로스 콘덴서(CL)를 접속하여 형성되는, 코먼 모드 노이즈필터가 설치된다. 이 코먼 모드 노이즈필터에 의해, 예를 들면 스위칭 컨버터측으로부터 상용교류전원(AC)에 전해지는 노이즈를 억제한다.

또, 상용교류전원(AC)의 라인에 대해서는, 도시하는 바와 같이 하여 브릿지 정류회로(Di) 및 평활콘덴서(Ci)로부터 완성되는 정류평활회로가 갖추어진다. 이 정류평활회로가 상용교류전원(AC)를 입력하여 정류평활동작을 행하는 것으로, 평활콘덴서(Ci)의 양단에, 교류입력전압(VAC)의 등배에 대응하는 레벨의 정류평활전압(Ei)이 얻어진다. 이 정류평활전압(Ei)은, 후단의 스위칭 컨버터에 대하여 직류입력전압으로서 공급된다.

그리고, 역률개선을 위한 구성으로서 상용교류전원(AC)의 라인에 대하여 파워초크코일(PCH)을 직렬로 삽입한다. 이 경우에는, 파워초크코일(PCH)은, 상용교류전원(AC)의 음극 라인에 대하여 삽입되어 있다.

이와 같이 하여, 상용교류전원(AC)의 라인에 대하여 파워초크코일(PCH)을 삽입하는 것으로, 주지하는 바와 같이 하여, 파워초크코일(PCH)의 유도계수(Lpch)의 작용에 의하여, 상용교류전원(AC)으로부터 브릿지 정류회로(Di)를 형성하는 정류 다이오드에 유입하는 교류입력전류는, 그 고조파가 억제되게 된다. 즉, 교류입력전류(IAC)의 도통각이 확대되어 역률개선이 도모해진다.

이 도면에 나타내는 전원회로에 있어서는, 상기한 정류평활전압(Ei)을 입력하여 동작하는 스위칭 컨버터로서 복합 공진형 컨버터가 갖추어진다. 여기서의 복합 공진형 컨버터란, 스위칭 컨버터의 동작을 공진형으로 하기 위해서 갖추어지는 공진회로에 부가하여, 또한 1차측 또는 2차측에 대하여 공진회로를 부가하고, 이들 복수의 공진회로를 1스위칭 컨버터내에 있어서 복합적으로 동작시키는 구성의 스위칭 컨버터를 말한다.

이 도 27에 나타내는 전원회로에 있어서, 상기 복합 공진형 컨버터로서 갖추어지는 공진형 컨버터는 전류 공진형으로 된다. 그리고, 이 경우의 전류 공진형 컨버터로서는, 도시하도록 하고, MOS－FET에 의한 2개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 하프 브릿지 결합에 의해 접속하고 있다. 스위칭 소자(Q1, Q2)의 각 드레인-소스간에 대해서는, 도시하는 방향에 의해, 각각 덤퍼 다이오드(DD1, DD2)를 병렬로 접속하고 있다.

또, 스위칭 소자(Q2)의 드레인-소스간에 대해서는, 부분공진콘덴서(Cp)가 병렬로 접속된다. 이 부분공진콘덴서(Cp)의 캐패시턴스와 일차코일(N1)의 누설 유도계수(L1)에 의해서는 병렬 공진회로(부분 전압 공진회로)를 형성한다. 그리고, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 턴 오프시에만 전압 공진하는, 부분 전압 공진 동작이 얻어지도록 되어 있다.

이 전원회로에 있어서는, 스위칭 소자(Q1, Q2)를 스위칭 구동하는데 있어서, 제어IC(2)가 설치된다. 이 제어IC(2)는, 전류 공진형 컨버터를 타려식에 의해 구동하기 위한 발진회로, 제어회로 및 보호회로등을 갖추어 구성되는 것으로, 내부에 바이폴러 트랜지스터를 갖춘 범용의 아날로그 IC(Integrated Circuit)로 된다.

이 제어IC(2)는, 전원입력단자(Vcc)에 입력되는 직류전압에 의해 동작한다.또, 전원입력단자(Vcc)에는, 기동저항(Rs)을 거친 정류평활전압(Ei)dl 기동전압으로서 입력되어 있다. 제어IC(2)는, 전원 기동시에 있어서, 이 전원입력단자(Vcc)에 입력되는 기동 전압에 의하여 기동된다.

그리고, 제어IC(2)에 있어서는, 스위칭 소자에 대하여 드라이브 신호(게이트 전압)를 출력하기 위한 단자로서 2개의 드라이브 신호출력단자(VGH, VGL)가 갖추어진다.

드라이브 신호출력단자(VGH)에서는, 하이 사이드의 스위칭 소자를 스위칭 구동하기 위한 드라이브 신호가 출력되며, 드라이브 신호출력단자(VGL)에서는, 로우사이드의 스위칭 소자를 스위칭 구동하기 위한 드라이브 신호가 출력된다.

그리고, 이 경우에는, 드라이브 신호출력단자(VGH)는, 하이 사이드의 스위칭 소자(Q1)의 게이트와 접속된다. 또, 드라이브 신호출력단자(VGL)는, 로우 사이드의 스위칭 소자(Q2)의 게이트와 접속된다.

이것에 의해, 드라이브 신호출력단자(VGH)로부터 출력되는 하이 사이드용의 드라이브 신호는, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 대하여 인가되며, 드라이브 신호출력단자(VGL)로부터 출력되는 로우 사이드용의 드라이브 신호는, 스위칭 소자(Q2)의 게이트에 대하여 인가되게 된다.

또, 이 도면에서는 도시를 생략 하고 있지만, 제어IC(2)에 대해서는, 외부부착의 회로로서 1그룹의 부트스트랩(bootstrap)회로가 접속된다. 이 부트스트랩(bootstrap)회로에 의해 드라이브 신호출력단자(VGH)로부터 출력되는 하이 사이드용의 드라이브 신호는, 스위칭 소자(Q1)를 적정하게 드라이브 가능한 레벨이 되도록 레벨 시프트 된다.

제어IC(2)에서는, 내부의 발진회로에 의해 소요의 주파수의 발진신호를 생성한다. 그리고, 제어IC(2)에서는, 상기 발진회로에서 생성된 발진신호를 이용하고, 하이 사이드용의 드라이브 신호와 로우 사이드용의 드라이브 신호를 생성한다.여기서, 하이 사이드용의 드라이브 신호와 로우 사이드용의 드라이브 신호는, 서로 180°의 위상차이를 가지는 관계로 되도록 하여 생성된다. 그리고, 하이 사이드용의 드라이브 신호를 드라이브 신호출력단자(VGH)로부터 출력하고, 로우 사이드용의 드라이브 신호를 드라이브 신호출력단자(VGL)로부터 출력하도록 된다.

이와 같은 하이 사이드용의 드라이브 신호와 로우 사이드용의 드라이브 신호가, 스위칭 소자(Q1, Q2)에 대하여 각각 인가됨으로써, 드라이브 신호가 H레벨로 되는 기간에 따라서는, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 게이트 전압이 게이트 임계치 이상으로 되어 온 상태로 된다. 또 드라이브 신호가 L레벨로 되는 기간에서는, 게이트 전압이 게이트 임계치 이하로 되어 오프 상태로 된다. 이것에 의해, 스위칭 소자(Q1, Q2)는, 교대로 온／오프가 되는 타이밍에 의해서 소요의 스위칭 주파수에 의해 스위칭 구동되게 된다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는, 상기 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 일차측에서 2차측으로 전송하기 위해 설치된다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 한쪽 단부는, 일차측 직렬공진콘덴서(C1)를 거쳐서 스위칭 소자(Q1, Q2)의 접속점(스위칭 출력점)에 대하여 접속되며, 다른 쪽 단부는 일차측 어스에 접속된다. 여기서, 직렬공진콘덴서(C1)는, 자신의 캐패시턴스와 일차코일(N1)의 누설 유도계수(L1)에 의하여 일차측 직렬공진회로를 형성한다. 이 일차측 직렬공진회로는, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력이 공급되는 것으로 공진 동작을 일으키지만, 이것에 의하여, 스위칭 소자(Q1, Q2)로부터 이루어지는 스위칭 회로의 동작을 전류 공진형으로 한다.

이와 같이 하여, 도 27에 나타내는 회로에 있어서의 일차측 스위칭 컨버터에서는, 일차측 직렬공진회로(L1－C1)에 의한 전류 공진형으로서의 동작과, 상술한 부분 전압 공진회로(Cp//L1)에 의한 부분전압 공진동작이 얻어지게 된다.

즉, 이 도면에 나타내는 전원회로는, 일차측 스위칭 컨버터를 공진형으로 하기 때문에 공진회로에 대하여 다른 공진회로가 조합된 복합 공진형 컨버터로서의 형식을 채용하고 있다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 측에는 이차코일(N2)가 권장된다.

이 경우의 이차코일(N2)에 대해서는, 도시하는 바와 같이 하여 센터 탭을 설치하여 2차측 어스에 접속한 다음, 정류다이오드(DO1, DO2) 및 평활콘덴서(CO)로부터 이루어지는 양파 정류회로를 접속하고 있다. 이것에 의해, 평활콘덴서(CO)의 양단 전압으로서 2차측 직류 출력전압(EO)이 얻어진다. 이 2차측 직류 출력전압(EO)은, 도시하지 않는 부하측에 공급되는 동시에, 제어회로(1)를 위한 검출 전압으로서도 분기하여 입력된다.

제어회로(1)에서는, 입력되는 2차측 직류 출력전압(EO)의 레벨에 따라 그 레벨이 가변된 전압 또는 전류를 제어출력으로서 제어IC(2)의 제어입력단자(Vc)에 공급한다. 제어IC(2)에서는, 제어입력단자(Vc)에 입력된 제어출력에 따라서, 예를 들면 발진신호의 주파수를 가변하는 것으로, 드라이브 신호출력단자(VGH, VGL)에서 출력해야 할 드라이브 신호의 주파수를 가변한다. 이것에 의해, 스위칭 소자(Q1, Q2)는, 스위칭 주파수가 가변 제어되게 되지만, 이와 같이 하여 스위칭 주파수가 가변됨으로써는, 2차측 직류 출력전압(E01)의 레벨이 일정하게 되도록 제어된다. 즉, 스위칭 주파수 제어방식에 의한 안정화가 행해진다.

도 28은, 상기 도 27에 나타낸 전원회로에 대해서의, 교류입력전압(VAC)=100 V일 때, 부하전력(Po)=150W~0W의 부하변동범위에 있어서의 역률(PF), 전력변환효율(ηAC→DC) 및 정류평활전압(Ei)(직류입력전압)의 레벨의 각 특성을 실선에 의해 나타내고 있다.

또, 여기에서는, 비교로서 도 27에 나타낸 전원회로에 있어서 역률개선을 행하지 않는 경우의 구성을 채용한 경우의 특성을 파선에 의해 나타내고 있다. 즉, 파워초크코일(PCH)의 유도계수(Lpch)의 성분을, 상용교류전원(AC)의 라인에서 생략했을 경우의 특성이다.

또, 도 29에는, 도 27에 나타낸 전원회로에 대하여, 부하전력(Po)=150W일때, 교류입력전압(VAC)=80V~120V의 전압레벨 변동범위에 있어서의 역률(PF), 정류평활전압(Ei), 전력변환효율(ηAC→DC)의 각 특성을 나타내고 있다.

또한, 상기 도 28 및 도 29에 나타낸 실험결과를 얻는데 있어서, 도 27에 나타내는 전원회로에 있어서는, 각 부를 다음과 같이 선정하고 있다.

파워초크코일(PCH)　Lpch=10mH

절연 컨버터 트랜스(PIT)：EER35 페라이트 코어(페라이트 코어), 갭 길이 1 mm,

일차코일(N1)=25T

이차코일(N2)：센터 탭을 분할 위치로 하여 23T＋23T

일차측 직렬공진콘덴서(C1)=0.082μF

부분공진콘덴서(Cp)=680pF

또, 도 28에 있어서 파선으로 나타나는 특성을 나타내는, 도 27의 회로에서 파워초크코일(PCH)(유도계수(Lpch))을 생략한 구성의 전원회로에서는, 각 부는 다음과 같이 변경된다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)：EER35 페라이트 코어, 갭 길이 1mm,

일차코일(N1)=31T

이차코일(N2)：센터 탭을 분할 위치로 하여 23T＋23T

일차측 직렬공진콘덴서(C1)=0.068μF

부분공진콘덴서(Cp)=680 pF

도 28에 나타내는 바와 같이 하여, 실선 및 파선에 의해 나타내는 전력변환효율(ηAC→DC)으로서는, 함께, 부하전력이 중부하의 조건이 되는데 따라서 높게 되어 가는 경향을 가지고 있다. 그리고, 실선에 의한 유도계수(Lpch)가 삽입된 도 27에 나타내는 회로에 대해서는, 부하전력(Po)=150W일 때에 있어서, ηAC→DC=87.5％로 최대로 되는 특성이 나타나고 있다.

또, 실선 및 파선에 의해 나타내는 정류평활전압(Ei)에 대해서는, 중부하의 조건으로 되는데 따라서 완만하게 저하하는 특성이 얻어지고 있다. 실선에 의한 유도계수(Lpch)가 삽입되었을 경우의 특성은, 부하전력(Po)=0W→150W의 변동에 대하여, Ei=134V→115V라고 하는 변화를 나타낸다.

또, 역률(PF)의 특성은, 부하전력이 중부하의 조건으로 되는데 따라서 높게 되지만, 부하 전력Po=75W 이상에서는 거의 플랫(flat)한 특성으로 되어 있다. 그리고, 부하전력(Po)=150W일 때에 있어서는 역률(PF)=0.75이 얻어지고 있다.

또, 도 29에 의하면, 교류입력전압(VAC)의 변화에 대하여 역률(PF)은, 거의 0.75로 일정하게 된다. 또, 전력변환효율(ηAC→DC)은, 교류입력전압(VAC)이 상승하는데 따라서 완만하게 높아지는 경향으로 되어 있다. 또, 정류평활전압(Ei)은, 교류입력전압(VAC)에 거의 비례하도록 하여 상승하고 있다.

또, 초크인풋방식에 의해 역률개선을 도모하는 구성의 복합 공진형 컨버터로서의 다른 예를, 도 30에 나타낸다. 이 도면에 나타내는 전원회로는,［부하전력(Po)=250W이상, 교류입력전압(VAC)=100V계］의 조건에 대응 가능한 구성으로 되어 있다. 또한, 이 도면에 있어서, 도 27과 동일부분에는 동일부호를 붙여서 설명을 생략한다.

이 도면에 나타내는 전원회로는, 도 27의 전원회로보다 중부하의 조건에 대응하게 된다. 이 때문에, 정류평활전압(Ei)을 생성하는 정류평활회로로서는, 배전압 정류회로가 갖추어진다. 이 경우의 배전압 정류회로는, 도시하는 바와 같이 하여, 상용교류전원(AC)에 대하여, 2개의 정류다이오드(Dia, Dib) 및 직렬 접속된 2개의 평활콘덴서(Ci1, Ci2)를 접속하여 형성된다.

이 배전압 정류회로가 교류입력전압(VAC)을, 입력하여 정류평활동작을 행하는 것으로, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 직렬접속회로의 양단에는, 교류입력전압(VAC)의 2배의 레벨에 대응하는 정류평활전압(Ei)이 생성된다.

후단의 일차측 스위칭 컨버터는, 이와 같이 하여 생성되는 정류평활전압(Ei)을 직류전압으로서 입력하여 스위칭 동작을 행하게 된다.

도 31은, 상기 도 30에 나타낸 전원회로에 대해서의, 부하전력(Po)=300W~0W의 부하변동범위에 있어서의 역률(PF), 전력변환효율(ηAC→DC) 및 정류평활전압(Ei)(직류입력전압)의 레벨의 각 특성을 실선에 의해 나타내고 있다.

또, 이 도면에 있어서도, 비교로서 도 30에 나타낸 전원회로에 있어서 역률개선을 실시하지 않는 경우(파워초크코일(PCH)(유도계수(Lpch))이 없는 경우)의 구성을 채용했을 경우의 특성을 파선에 의해 나타내고 있다.

또, 도 32에는, 부하전력(Po)=300W, 교류입력전압(VAC=80V~120V)의 변동범위에 있어서의 역률(PF), 정류평활전압(Ei), 전력변환효율(ηAC→DC)의 각 특성을 나타내고 있다.

그리고, 상기 도 31 및 도 32에 나타낸 실험결과를 얻는데 있어서, 도 30에 나타내는 전원회로에 있어서는, 각부를 다음과 같이 선정하고 있다.

파워초크코일(PCH)　Lpch=5 mH

절연 컨버터 트랜스(PIT)：EER35 페라이트 코어, 갭 길이 1 mm,

일차코일(N1)=28T

이차코일(N2)：센터 탭을 분할 위치로 하여 25T＋25T

일차측 직렬공진콘덴서(C1)=0.039μF

부분공진콘덴서(Cp)=680 pF

또, 도 30의 회로에서 파워초크코일(PCH)(유도계수(Lpch))을 생략한 구성의 전원회로에서는, 다음과 같이 변경된다. 이 구성에 의한 전원회로가, 도 31에 있어서 파선으로 나타나는 특성을 나타낸다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)：EER42 페라이트 코어, 갭 길이 1mm

일차코일(N1)=32T

이차코일(N2)=25T

일차측 직렬공진콘덴서(C1)=0.033μF

부분공진콘덴서(Cp)=680 pF

도 31에 나타내는 바와 같이 하여, 실선 및 파선에 의해 나타내는 전력변환효율(ηAC→DC)로서는, 모두, 부하전력(Po)=100W정도 이상의 범위에서, 거의 일정하게 되는 특성을 가지고 있다. 실선에 의한 유도계수(Lpch)가 삽입된 도 30에 나타내는 회로에 대해서는, 부하전력(Po)=300W일 때에 있어서, ηAC→DC=91.1％로 되는 특성이 나타나고 있다.

또, 실선 및 파선에 의해 나타내는 정류평활전압(Ei)에 대해서는, 중부하의 조건이 되는데 따라서 완만하게 저하하는 특성이 얻어지고 있다. 실선에 의한 유도계수(Lpch)가 삽입되었을 경우의 특성은, 부하전력(Po)=0W→300W의 변동에 대하여, Ei=264V→244V라고 하는 변화를 나타낸다.

또, 역률(PF)의 특성은, 부하전력이 중부하의 조건으로 되는데 따라서 높게 되는 경향으로 되어 있다. 그리고, 부하전력(Po)=300W일 때에 있어서는 역률(PF)=0.75가 얻어지고 있다.

또, 도 32에 의하면, 역률(PF)은, 교류입력전압(VAC)이 높아지는데 따라서 완만하게 저하하고는 있지만, 이 정도의 기울기이면, 교류입력전압(VAC)의 변화에 대하여 거의 0.75로 일정하다고 말할 수 있다. 또, 전력변환효율(ηAC→DC)은, 교류입력전압(VAC)이 상승하는데 따라서 완만하게 높아지는 경향으로 되어 있다. 또, 정류평활전압(Ei)은, 교류입력전압(VAC)에 거의 비례하도록 하여 상승하고 있다.

지금까지의 설명과 같이 하여, 도 27 및 도 30에 나타낸 전원회로에서는, 초크인풋방식에 의하여 역률개선을 도모하고 있다. 이것에 의해, 예를 들면 컬러 텔레비전 수상기에 대해서의 전원 고조파 왜곡 규제치를 클리어 하는데는 충분한 정도의 역률(PF)의 값이 얻어지도록 하고 있다.

그렇지만, 상기 도 27 및 도 30에 나타낸 구성에 의한 전원회로에서는 다음과 같은 문제를 가지고 있다.

도 27 및 도 30의 전원회로에 있어서 역률개선을 위해 갖추어지는 파워초크코일(PCH)은, 예를 들면 규소강판의 코어와 동선에 의한 코일에 의하여 구성된다. 이 때문에, 코어의 철손실에 있어서의 동선의 저항에 의한 동손실이 생기고, 그 만큼, 이 파워초크코일(PCH)의 부분에서의 전력 손실이 증가하게 된다.

또, 초크 코일의 유도계수와 저항 성분에 의하여, 교류입력전압(VAC)의 전압강하도 생기게 되지만, 이것에 의해, 교류입력전압(VAC)을 정류하여 얻어지는 직류 입력전압(정류평활전압(Ei))도 저하하게 된다.

이와 같기 때문에, 직류입력전압을 입력하여 동작하는 복합공진형 컨버터로서의 전력변환효율은 저하하고, 교류입력전력도 증가하게 된다.

예를 들면 도 27에 나타내는 전원회로의 경우, 파워초크코일(PCH)의 삽입에 의하여, 역률(PF)은 0.55에서 0.75로 개선되지만, 종합적인 전력변환효율(ηAC→DC)은, 90.6％에서 87.5％로 되어 3.1％저하한다. 또, 교류입력전력(Pin)은, 165.5W에서 171.4 W로 되어 5.9 W증가한다. 덧붙여서, 정류평활전압(Ei)은, 134 V에서 115V로 되어 19V저하한다.

또, 도 30에 나타내는 전원회로의 경우에서는, 파워초크코일(PCH)의 삽입에 의해, 역률(PF)은 0.60에서 0.75로 개선된다. 그러나, 전력변환효율(ηAC→DC)은, 92.8％에서 91.1％로 되어 1.7％저하한다. 또, 교류입력전력(Pin)은, 320W에서 326.0W로 되어 6.0W 증가한다. 정류평활전압(Ei)은, 264V에서 244V로 되어 20V저하한다.

또, 파워초크코일(PCH)은, 전원회로를 구성하는 부품 중에서도 대형으로 중량이 있기 때문에, 기판에 있어서의 점유면적이 크고, 또, 회로기판도 중량화해 버린다고 하는 문제를 가지고 있다.

파워초크코일(PCH)에 대하여, 가능한 한 누설 자속을 적은 것으로 하는 경우, 코어를 눈목(目)자형(EE형 혹은 EI형)으로 하는 것이 행해진다. 그리고, 예로서 이와 같은 눈목자형 코어의 경우의 파워초크코일(PCH)의 중량 및 기판 점유 면적은, 도 27에 나타내는 전원회로에서는, 153g, 11평방 cm이며, 도 30에 나타내는 전원회로에서는, 240g, 19평방 cm로 된다.

또한, 상기도 하고 있는 바와 같이, 파워초크코일(PCH)은, 누설 자속의 발생도 비교적 큰 부품으로 되지만, 부품의 배치나, 누설 자속량등의 조건에 의해서는, 파워초크코일(PCH)의 누설 자속이 부하 측에 영향을 주는 경우가 있다. 이와 같은 경우에는, 파워초크코일(PCH)로부터 복사하는 누설 자속을 억제하는 대책으로서 자기 실드등의 부품을 추가하게 되며, 기판의 대형화, 중량화가 조장되어 버리는 일이 있다.

즉, 초크인풋방식에 의해 역률개선을 도모하는 구성의 전원회로에서는, 파워초크코일의 삽입에 기인하는 전력변환효율의 저하 및 전원회로의 대형 중량화, 또 고비용화를 피할 수 없다고 하는 문제를 가지고 있다

도 1은, 본 발명의 제 1의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 2는, 소결합 트랜스의 구조예를 나타내는 단면도이다.

도 3은, 제 1의 실시의 형태의 전원회로의 주요부의 동작을 상용교류전원 주기에 의해 나타내는 파형도이다.

도 4는, 제 1의 실시의 형태의 전원회로에 대해서의 부하변동에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성을 나타내는 도면이다.

도 5는, 제 1의 실시의 형태의 전원회로에 대해서의, 교류입력전압의 변화에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성을 나타내는 도면이다.

도 6은, 제 2의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 7은, 제 3의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 8은, 제 3의 실시의 형태의 전원회로의 주요부의 동작을 상용교류전원 주기에 의해 나타내는 파형도이다.

도 9는, 제 3의 실시의 형태의 전원회로에 대해서의, 부하변동에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성을 나타내는 도면이다.

도 10은, 제 3의 실시의 형태의 전원회로에 대해서의, 교류입력전압의 변화에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성을 나타내는 도면이다.

도 11은, 제 4의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 12는, 제 5의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 13은, 실시의 형태의 절연 컨버터 트랜스의 구조예를 나타내는 단면도이다.

도 14는, 도 12에 나타내는 회로의 등가 회로도(절연 컨버터 트랜스의 결합계수 0.8 이하의 경우)이다.

도 15는, 도 12에 나타내는 회로의 등가 회로도(절연 컨버터 트랜스의 결합계수 0.90이상의 경우)이다.

도 16은, 제 5의 실시의 형태의 전원회로에 대한, 부하변동에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성을 나타내는 도면이다.

도 17은, 제 6의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 18은, 제 6의 실시의 형태로서의 전원회로의 변형예를 나타내는 회로도이다.

도 19는, 제 6의 실시의 형태로서의 전원회로의 변형예를 나타내는 회로도이다.

도 20은, 도 17에 나타내는 회로의 등가 회로도(절연 컨버터 트랜스의 결합계수 0.8 이하의 경우)이다.

도 21은, 도 17에 나타내는 회로의 등가 회로도(절연 컨버터 트랜스의 결합계수 0.90이상의 경우)이다.

도 22는, 제 6의 실시의 형태의 전원회로에 대해서의, 부하변동에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성을 나타내는 도면이다.

도 23은, 제 7의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 24는, 제 7의 실시의 형태의 전원회로의 변형예를 나타내는 회로도이다.

도 25는, 제 7의 실시의 형태의 전원회로에 대해서의, 부하변동에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성(VAC=100V일 때)을 나타내는 도면이다.

도 26은, 제 7의 실시의 형태의 전원회로에 대해서의, 부하변동에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성(VAC=230V일 때)을 나타내는 도면이다.

도 27은, 선행기술로서의 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 28은, 도 27에 나타내는 전원회로에 대해서의, 부하변동에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성을 나타내는 도면이다.

도 29는, 도 27에 나타내는 전원회로에 대해서의, 교류입력전압의 변화에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성을 나타내는 도면이다.

도 30은, 선행기술로서의 전원회로의 다른 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 31은, 도 30에 나타내는 전원회로에 대해서의, 부하변동에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성을 나타내는 도면이다.

도 32는, 도 30에 나타내는 전원회로에 대한, 교류입력전압의 변화에 대한 역률, 전력변환효율, 정류평활전압 레벨의 특성을 나타내는 도면이다.

그래서 본 발명은 상기한 과제를 고려하여 스위칭 전원회로로서 다음과 같이 하여 구성한다.

즉, 교류입력전압을 정류하는 정류소자 및 이 정류소자에 의해 정류된 전압을 평활하는 평활콘덴서를 갖추어 정류평활전압을 생성하는 정류평활수단과, 이 정류평활수단에 의해 생성되는 정류평활전압의 공급을 받아 스위칭 동작을 헹하고, 하프 브릿지 결합된 2개의 스위칭 소자를 갖추어 형성되는 스위칭 수단과, 상기 2개의 스위칭 소자를 교대로 온／오프 하도록하여 스위칭 구동하는 스위칭 구동수단을 갖춘다.

또, 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 일차코일과 이 일차코일에 얻어진 스위칭 출력으로서의 교번전압(交番電壓)이 여기되는 이차코일을 적어도 권장하는 동시에, 소요의 결합계수에 의한 소결합으로 되는 상태가 얻어지도록, 소정 길이의 갭을 형성하여 형성되는 절연 컨버터 트랜스와 적어도, 일차코일의 누설 유도계수 성분과 일차코일에 직렬 접속된 일차측 직렬공진콘덴서의 캐패시턴스에 의해서 형성되며, 스위칭 수단으로부터의 스위칭 출력의 공급을 받아 스위칭 수단의 동작을 전류 공진형으로 하는 일차측 직렬공진회로를 갖춘다.

또, 이차코일에 얻어지는 교번전압을 입력하고, 정류동작을 실시하는 것으로 2차측 직류 출력전압을 생성하도록 구성된 직류 출력전압 생성 수단과 2차측 직류 출력전압의 레벨에 따라 스위칭 구동수단을 제어하고, 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변하는 것으로, 2차측 직류 출력전압에 대한 정전압 제어를 행하도록 구성된 정전압 제어수단을 갖춘다.

그리고, 이와 같이 하여 구성되는 스위칭 전원회로에 있어서, 일차측 직렬공진회로에 대하여 직렬로 삽입되는 역률개선용 일차코일과 정류평활수단으로서 형성되는 정류전류경로에 삽입되는 역률개선용 이차코일을 권장하는 역률개선용 트랜스를 한층 더 갖추는 것으로 했다. 그리고, 정류평활수단의 정류소자는, 역률개선용 일차코일에 의해서 역률개선용 이차코일에 여기되는 교번전압에 근거하여 스위칭 동작을 행하도록 구성하는 것으로 했다.

또, 스위칭 전원회로로서 다음과 같이도 구성하는 것으로 했다.

즉, 교류입력전압이 정(+)／부(-)의 각 기간에 있어서 각각 정류를 행하는 복수의 저주파 정류소자 및 이 저주파 정류소자에 의해 정류된 전압을 평활하는 평활콘덴서를 가지는 정류평활수단과, 이 정류평활수단에 의해 생성되는 정류평활전압의 공급을 받아 스위칭 동작을 행하고, 하프 브릿지 결합된 2개의 스위칭 소자를 갖추어 형성되는 스위칭 수단과, 상기 2개의 스위칭 소자를 교대로 온／오프 하도록 하고 스위칭 구동하는 스위칭 구동수단을 갖춘다.

또, 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 일차코일과 이 일차코일에 얻어진 스위칭 출력으로서의 교번전압이 여기되는 이차코일을 적어도 권장하는 동시에, 소요의 결합계수에 의한 소결합으로 되는 상태가 얻어지도록, 소정 길이의 갭을 형성하여 형성되는 절연 컨버터 트랜스를 갖춘다.

또, 적어도, 일차코일의 누설 유도계수 성분과 일차코일에 직렬 접속된 일차측 직렬공진콘덴서의 캐패시턴스에 의하여 형성되며, 스위칭 수단으로부터의 스위칭 출력의 공급을 받아 스위칭 수단의 동작을 전류 공진형으로 하는 일차측 직렬공진회로를 갖춘다.

또, 이차코일에 얻어지는 교번전압을 입력하고, 정류동작을 행하는 것으로 2차측 직류 출력전압을 생성하도록 구성된 직류 출력전압 생성수단과 2차측 직류출력전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 구동수단을 제어하고, 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변하는 것으로, 2차측 직류 출력전압에 대한 정전압 제어를 행하도록 구성된 정전압 제어수단을 갖춘다.

그리고, 이와 같이 하여 구성되는 스위칭 전원회로에 있어서, 일차측 직렬공진회로에 대하여 직렬에 삽입되는 역률개선용 일차코일과 정류평활수단으로서 형성되는 소정의 정류전류경로에 대하여 병렬로 접속되는 역률개선용 이차코일을 권장하는 역률개선용 트랜스와 역률개선용 이차코일에 대하여 직렬로 접속되는 것으로, 교류입력전압의 주파수와 비교해서는 고주파인, 역률개선용 일차코일에 의해서 역률개선용 이차코일에 여기되는 교번전압이 정(+)／부(-)의 각 기간에 있어서, 각각 스위칭 동작을 행하는 복수의 고주파 정류소자를, 한층 더 갖추어 구성하는 것으로 했다.

즉, 교류입력전압이 정(+)／부(-)의 각 기간에 있어서 각각 정류를 행하는 복수의 정류소자 및 이 정류소자에 의해 정류된 전압을 평활하는 평활콘덴서를 가지는 정류평활수단과, 이 정류평활수단에 의해 생성되는 정류평활전압의 공급을 받아 스위칭 동작을 행하고, 하프 브릿지 결합된 2개의 스위칭 소자를 갖추어 형성되는 스위칭 수단이라고 상기 2개의 스위칭 소자를 교대로 온／오프 하도록 하여 스위칭 구동하는 스위칭 구동수단을 갖춘다.

또, 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 일차코일과, 이 일차코일에 얻어진 스위칭 출력으로서의 교번전압이 여기되는 이차코일을 적어도 권장하는 동시에, 소요의 결합계수에 의한 소결합으로 되는 상태가 얻어지도록, 소정 길이의 갭을 형성하여 형성되는 절연컨버터 트랜스를 갖춘다.

또, 이차코일에 얻어지는 교번전압을 입력하고 정류동작을 행하는 것으로 2차측 직류 출력전압을 생성하도록 구성된 직류 출력전압 생성수단과, 2차측 직류 출력전압의 레벨에 따라 스위칭 구동수단을 제어하고, 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변하는 것으로, 2차측 직류 출력전압에 대한 정전압 제어를 실시하도록 구성된 정전압 제어수단을 갖춘다.

그리고, 상기 구성에 의한 스위칭 전원회로에 있어서, 일차측 직렬공진회로에 대해서 직렬에 삽입되는 역률개선용 일차코일과 정류평활수단으로서 형성되는 소정의 정류전류경로에 대하여 병렬로 접속되는 역률개선용 이차코일을 권장하는 역률개선용 트랜스를 한층 더 갖추고, 정류평활수단의 정류소자는, 역률개선용 일차코일에 의해서 역률개선용 이차코일에 여기되는 교번전압에 근거하여 스위칭 동작을 실시하도록 구성하는 것으로 했다.

상기 각 구성에 의한 본 발명의 스위칭 전원회로는, 복합 공진형 컨버터로서 일차측에 하프 브릿지 결합방식에 의한 전류 공진형 컨버터를 갖춘 구성을 채용하고 있게 된다. 또, 역률개선은, 역률개선용 트랜스에 의해서, 복합 공진형 컨버터의 스위칭 출력을 정류전류경로에 전압 귀환하고, 정류 다이오드에 의해 정류전류를 단속하고, 이것에 의해 교류입력전류의 도통각을 확대하여 역률개선을 도모하는 구성이 채용된다.

이 때문에 본 발명은, 역률개선 기능을 가지는 스위칭 전원회로로서 이른바 초크인풋방식이라고 하는, 상용교류전원라인에 대하여 파워초크코일을 삽입하는 구성을 채용할 필요는 없다고 하는 것이 된다. 이것에 의해서, 초크인풋방식에 의해 역률개선을 도모하는 경우보다 전력변환효율이 큰폭으로 향상된다고 하는 효과를 가지고 있다.

도 1은, 본 발명의 제 1의 실시의 형태로서의 스위칭 전원회로의 구성예를 나타내고 있다. 이 도면에 나타내는 전원회로는, 교류입력전압(VAC)=100V계의 이른바 단레인지로, 부하전력(Po)=150W이상의 조건에 대응한다. 즉, 대응하는 부하 조건으로서는, 먼저 도 27에 나타낸 전원회로와 동일하게 된다.

이 도면에 나타내는 전원회로에 있어서는, 먼저, 상용교류전원(AC)에 대하여, 코먼 모드 초크 코일(CMC)과 1개의 어크로스 콘덴서(CL)를 접속하여 형성되는, 코먼 모드 노이즈필터가 설치된다. 코먼 모드 노이즈필터는, 예를 들면 스위칭 컨버터측으로부터 상용교류전원(AC)에 전해지는 노이즈를 억제한다.

그리고, 본 실시의 형태의 전원회로에서는, 상용교류전원(AC)에 대하여, 정류회로계를 포함하여 형성되는 역률개선회로(3)가 접속되는 구성을 채용한다. 이 역률개선회로(3)는, 도시하는 바와 같이, 브릿지 정류회로(Di), 평활콘덴서(Ci), 필터 콘덴서(CN) 및 소결합 트랜스(VFT)(역률개선용 트랜스)를 갖추어 형성된다.

브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)의 직렬접속을 거쳐서, 상용교류전원(AC)의 양극라인과 접속된다. 또, 브릿지 정류회로(Di)의 음극입력단자는, 상용교류전원(AC)의 음극라인과 접속된다.

브릿지 정류회로(Di)의 양극출력단자는, 평활콘덴서(Ci)의 양극단자에 접속된다. 평활콘덴서(Ci)의 음극단자는, 일차측 어스에 접속된다. 또, 브릿지 정류회로(Di)의 양극출력단자는, 일차측 어스와 접속된다.

이와 같이 하여 형성되는 역률개선회로(3)의 정류회로계의 동작으로서는, 상용교류전원(AC)으로부터 공급되는 교류입력전압(VAC)이 정(+)／부(-)의 각 기간에 있어서, 브릿지 정류회로(Di)에 의해 정류된 정류출력에 의해서 평활콘덴서(Ci)에 대해서 충전이 행해지는 이른바 전파 정류동작이 얻어지게 된다. 즉, 정류회로계의 기본 구성으로서는, 각 1그룹의 브릿지 정류회로 및 평활콘덴서로부터 이루어지는 전파 정류회로로 된다. 그리고, 이 전파 정류회로의 정류동작에 의해, 평활콘덴서(Ci)의 양단에, 교류입력전압(VAC)의 등배에 대응하는 레벨의 정류평활전압(Ei)을 생성한다.

게다가, 역률개선회로(3)에 있어서는, 브릿지 정류회로(Di)를 형성하는 각 정류 다이오드(정류소자)(Da~Dd)에 대하여, 고속 리커버리형(고주파 정류소자)이 선정된다. 이것은, 후술하는 바와 같이, 역률개선을 위한 동작으로서 정류 다이오드(Da~Dd)가 정류전류를 스위칭하는 것에 대응하고 있다.

또, 상용교류전원(AC)의 양극라인에 대해서 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)을 삽입한 회로구성을 채용하고 있다. 이것은, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)이 정류회로계에 직렬에 삽입되어 있는 것을 의미한다. 그리고, 이것에 의해서, 결과적으로는, 정류회로계에 흐르는 정류전류의 도통각을 확대시키는 동작을 얻어지고, 역률개선이 도모된다. 또한 역률개선회로(3)에 의한 역률개선 동작에 대해서는 후술한다.

여기서, 소결합 트랜스(VFT)의 구조예를 도 2에 나타내 둔다.

이 도면에 나타내는 바와 같이, 소결합 트랜스(VFT)는, 페라이트재에 의한 E형 코어(CR1, CR2)를 서로의 자각이 대향하도록 조합한 EE형 코어를 갖춘다.

그리고, 일차측과 2차측의 권장부에 대하여 서로 독립하도록 하여 분할한 형상에 의해, 예를 들면 수지등에 의하여 형성되는, 보빈(B)이 갖추어진다. 이 보빈(B)의 한쪽 권장부에 대하여 일차코일(N11)이 권장된다. 또, 다른 한쪽 권장부에 대해서 이차코일(N12)이 권장된다. 이와 같이 하여 일차코일 및 이차코일이 권장된 보빈(B)을 상기 EE형 코어(CR1, CR2)에 부착하는 것으로, 일차측 코일 및 2차측 코일이 각각 다른 권장영역에 의해, EE형 코어의 중앙자각에 권장되는 상태로 된다. 이것에 의해 소결합 트랜스(VFT) 전체적으로의 구조가 얻어진다.

또, 중앙자각의 접합 부분에 대하여 소요의 갭 길이의 갭(G)을 형성하도록 하고 있고, 이것에 의해, 소요의 결합계수에 의한 소결합 상태가 얻어지도록 하고 있다. 이 제 1의 실시의 형태 및 후술하는 제 2, 제 3, 제 4의 실시의 형태에서는, 예를 들면 갭(G)의 갭 길이를 1.5 mm정도로 하고, 결합계수에 대해 0.75 이하가 되도록 하고 있다.

도 1에 있어서, 상기 정류평활전압(Ei)을 직류 입력 전압으로서 입력하여 동작하는 스위칭 컨버터로서는, 이 경우, 전류 공진형 컨버터로서의 기본 구성에 대하여 적어도 일차 측에 부분 전압 공진회로를 갖춘, 복합 공진형 컨버터로서의 구성을 채용한다.

그리고, 여기에서는, 도시하는 바와 같이 하여, MOS－FET에 의한 2개의 스위칭 소자(Q1(하이 사이드), Q2(로우 사이드))를 하프 브릿지 결합에 의해 접속하고 있다. 스위칭 소자(Q1, Q2)의 각 드레인-소스간에 대해서는, 도시할 방향에 의해, 각각 덤퍼 다이오드(DD1, DD2)를 병렬로 접속하고 있다.

또, 스위칭 소자(Q2)의 드레인-소스간에 대해서는, 부분공진콘덴서(Cp)가 병렬로 접속된다. 이 부분공진콘덴서(Cp)의 캐패시턴스와 일차코일(N1)의 누설 유도계수(L1)에 의해서는 병렬 공진회로(부분 전압 공진회로)를 형성한다. 그리고, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 턴 오프시에만 전압 공진하는, 부분 전압 공진 동작이 얻어지도록 되어 있다. 또한 이 경우에는, 실제에 있어서, 부분 전압 공진회로로서는, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)과 직렬 접속된 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 유도계수 성분(L11)도 포함되게 된다.

제어IC(2)는, 전류 공진형 컨버터를 타려식에 의해 구동하기 위한 발진회로, 제어회로 및 보호회로등을 갖추어 구성되는 것으로, 내부에 바이폴러 트랜지스터를 갖춘 범용의 아날로그 IC(Integrated Circuit)로 된다.

이 제어IC(2)는, 전원입력단자(Vcc)에 입력되는 직류전압(18V)에 의해 동작한다. 또, 전원입력단자(Vcc)는, 기동저항(Rs)을 거쳐서 정류평활전압(Ei)의 라인과도 접속되어 있다. 제어IC(2)는, 전원 기동시에 있어서는, 이 기동저항(Rs)을 거쳐서 입력되는 정류평활전압(Ei)에 의해 기동한다. 또, 이 제어IC(2)는, 어스 단자(E)에 의해 일차측 어스에 접지시키도록 하고 있다.

드라이브 신호출력단자(VGH)에서는, 하이 사이드의 스위칭 소자를 스위칭 구동하기 위한 드라이브 신호가 출력되어 드라이브 신호출력단자(VGL)에서는, 로우 사이드의 스위칭 소자를 스위칭 구동하기 위한 드라이브 신호가 출력된다.

그리고, 드라이브 신호출력단자(VGH)로부터 출력되는 하이 사이드용의 드라이브 신호는, 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 대하여 인가되며, 드라이브 신호출력단자(VGL)로부터 출력되는 로우 사이드용의 드라이브 신호는, 스위칭 소자(Q2)의 게이트에 대하여 인가되게 되어 있다.

또한, 여기에서는 도시하고 있지 않지만, 실제로는, 제어IC(2)에는, 주변의 외부부착 부품에 의해 형성되는 부트스트랩(bootstrap)회로가 접속된다. 이 부트스트랩회로는, 하이 사이드의 스위칭 소자(Q1)에 대하여 인가되는 드라이브 신호에 대하여, 스위칭 소자(Q1)를 적정하게 드라이브 가능한 레벨이 되도록, 레벨 시프트하기 위한의 것이다.

또, 실제로는, 스위칭 소자(Q1, Q2)에는, 게이트 저항이나, 게이트-소스간 저항등의 부품 소자도 접속되지만, 여기에서도, 이들의 도시는 생략하고 있다.

제어IC(2)에서는, 내부의 발진회로에 의해 소요의 주파수의 발진신호를 생성한다. 또한, 이 발진회로는, 후술하는 바와 같이 하여 제어회로(1)에서 단자(Vc)에 입력되는 제어출력의 레벨에 따르고, 발진신호의 주파수를 가변하도록 되어 있다.

그리고, 제어IC(2)에서는, 상기 발진회로에서 생성된 발진신호를 이용하고, 하이 사이드용의 드라이브 신호와 로우 사이드용의 드라이브 신호를 생성한다. 그리고, 하이 사이드용의 드라이브 신호를 드라이브 신호출력단자(VGH)로부터 출력하고, 로우 사이드용의 드라이브 신호를 드라이브 신호출력단자(VGL)로부터 출력한다.

상기 하이 사이드용의 드라이브 신호와 로우 사이드용의 드라이브 신호는, 1 스위칭 주기내에 있어서, 양극성에 의한 직사각형파의 펄스가 발생하는 온 기간과 0V로 되는 오프 기간이 얻어지는 파형을 가진다. 그리고, 상기한 파형을 모두 가지는 것으로 된 후, 서로 180°의 위상차이를 가지는 출력 타이밍을 가진다.

이와 같은 파형이 스위칭 소자(Q1, Q2)에 인가되는 것으로, 스위칭 소자(Q1, Q2)는, 교대로 온／오프 하도록 하여 스위칭 동작을 행하는 것으로 된다.

또한, 실제의 스위칭 동작으로서는, 스위칭 소자(Q1)가 턴 오프하고 스위칭 소자(Q2)가 턴온 할 때까지의 사이와 스위칭 소자(Q2)가 턴 오프하고, 스위칭 소자(Q1)가 턴온 할 때까지의 사이에, 스위칭 소자(Q1, Q2)가 모두 오프가 되는, 단시간의 데드 타임이 형성되게 되어 있다.

이 데드 타임은, 스위칭 소자(Q1, Q2)가 모두 오프가 되는 기간이다. 이 데드 타임은, 부분 전압 공진 동작으로서 스위칭 소자(Q1, Q2)가 턴온／턴 오프 하는 타이밍에서의 단시간에 있어서, 부분공진콘덴서(Cp)에 있어서의 충방전의 동작을 확실히 얻어지도록 하는 것을 목적으로 하여 형성하고 있다. 그리고, 이와 같은 데드 타임으로서의 시간 길이는, 예를 들면 제어IC(2)측에서 설정할 수 있도록 되어 있고, 제어IC(2)에서는, 설정된 시간 길이에 의한 기간(td)이 형성되도록 드라이브 신호출력단자(VGH, VGL)로부터 출력해야 할 드라이브 신호에 대해서의 펄스폭의 듀티비를 가변한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 2차측에 전송하는 것으로, 이 경우에는, 일차코일(N1)과 이차코일(N2)이 권장된다.

이 경우, 절연 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 일단은, 스위칭 소자(Q1)의 소스와 스위칭 소자(Q2)의 드레인과의 접속점(스위칭 출력점)에 대하여, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N1)1－직렬공진콘덴서(C1)의 직렬 접속을 거쳐서 접속된다. 또, 일차코일(N1)의 타단은, 일차측 어스에 접속된다.

상기한 접속 모양에 의하면, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력점에 대하여, 직렬공진콘덴서(C1)－소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)－절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 직렬회로가 접속되어 있는 것으로 된다.

따라서, 이 경우에는, 상기 직렬공진콘덴서(C1)의 캐패시턴스와 일차코일(N1)을 포함한 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 누설 유도계수(L1) 및 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 유도계수 성분(L11)에 의해서, 일차측 직렬공진회로가 형성된다. 그리고, 상기와 같이 하여, 이 일차측 직렬공진회로가 스위칭 출력점에 대하여 접속되어 있는 것으로, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력이 일차측 직렬공진회로에 전달되게 된다. 일차측 직렬공진회로에서는 전달된 스위칭 출력에 따라 공진 동작하지만, 이것에 의해서, 일차측 스위칭 컨버터의 동작을 전류 공진형으로 한다.

따라서, 이 도면에 나타내는 일차측 스위칭 컨버터로서는, 일차측 직렬공진회로(C1－L11－L1)에 의한 전류 공진형으로서의 동작과 상술한 부분 전압 공진회로(Cp//L1(-L11))에 의한 부분 전압 공진 동작이 얻어지게 된다.

즉, 이 도면에 나타내는 전원회로는, 일차측 스위칭 컨버터를 공진형으로 하기 때문에 공진회로에 대하여, 다른 공진회로가 조합된 형식을 채용하고 있는 것으로 된다. 즉, 복합 공진형 컨버터로서의 구성을 채용하고 있다.

여기서 도시에 의한 설명은 생략하지만, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조로서는, 예를 들면 페라이트재에 의한 E형 코어를 조합한 EE형 코어를 갖춘다. 그리고, 일차측과 2차측으로 권장부위를 분할한 후에, 일차코일(N1)과 다음에 설명하는 이차코일(N2)을, EE형 코어의 중앙자각에 대하여 권장하고 있다.

그리고, 이 제 1의 실시의 형태 및 후술하는 제 2, 제 3, 제 4의 실시의 형태로서는, EE형 코어의 중앙자각에 대해서는 1.0 mm~1.5 mm의 갭을 형성하도록 하고 있다. 이것에 의해서, 0.7~0.8 정도의 결합계수에 의한 소결합 상태를 얻도록 하고 있다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측에는, 이차코일(N2)이 권장되어 있다. 이 이차코일(N2)에는, 일차코일(N1)에 전달된 스위칭 출력에 따른 교번전압이 여기된다.

이차코일(N2)에 대해서는, 도시하는 바와 같이 하여 센터 탭을 설치하고 2차측 어스에 접속한 후에, 정류다이오드(DO1, DO2) 및 평활콘덴서(CO)로부터 이루어지는 양파 정류회로를 접속하고 있다. 이것에 의해, 평활콘덴서(CO)의 양단 전압으로서 2차측 직류 출력전압(EO)이 얻어진다. 이 2차측 직류 출력전압(EO)은 도시하지 않는 부하측에 공급되는 동시에, 다음에 설명하는 제어회로(1)를 위한 검출 전압으로서도 분기하여 입력된다.

제어회로(1)는, 예를 들면 2차측의 직류 출력전압(EO)의 레벨에 따라서, 그 레벨이 가변되는 전류 또는 전압을 제어출력으로서 얻는다. 이 제어출력은, 제어IC(2)의 제어단자(Vc)에 대해서 출력된다.

제어IC(2)에서는, 제어단자(Vc)에 입력된 제어출력 레벨에 따라서, 드라이브 신호출력단자(VGH, VGL)로부터 출력해야 할 하이 사이드용의 드라이브 신호와 로우 사이드용의 드라이브 신호에 대해서, 서로 교대로 온／오프 시키는 타이밍을 유지하게 한 후에, 각 드라이브 신호의 주파수를 동기시킨 상태에서 가변하도록 동작한다.

이것에 의해, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수는, 제어단자(Vc)에 입력된 제어출력 레벨(즉 2차측 직류 출력전압 레벨)에 따라서, 가변 제어되게 된다.

스위칭 주파수가 가변되는 것에 의해서는, 일차측 직렬공진회로에 있어서의 공진 임피던스가 변화하게 된다. 이와 같이 해 공진 임피던스가 변화하는 것에 의해서는, 일차측 직렬공진회로의 일차코일(N1)에 공급되는 전류량이 변화하여 2차 측에 전송되는 전력도 변화하게 된다. 이것에 의해, 2차측 직류 출력전압(E0)의 레벨이 변화하게 되고 정전압 제어가 도모되게 된다.

계속하여, 먼저 설명한 구성에 의한 역률개선회로(3)의 동작을 도 3의 파형도를 참조하여 설명한다.

예를 들면 도 3a에 나타내는 주기에 의해 교류입력전압(VAC)이 얻어지고 있는 것으로 하면, 상용교류전원(AC)으로부터 정류전류경로로 흐르려고 하는 교류입력전류(IAC)는, 도 3b에 나타내는 바와 같이 하여, 교류입력전압(VAC)이 정(+)／부(-)의 기간에 있어서, 각각 양극성／음극성이 되도록 하여 흐른다.

또, 상용교류전원(AC)의 라인에 있어서의 필터 콘덴서(CN)와 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)의 단부와의 접속점과, 일차측 어스와의 사이의 전위(V1)는, 도 3c에 의해 나타내는 파형이 얻어진다.

브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자와 일차측 어스간의 전위(V2)는, 도 3e에 나타내는 파형이 얻어진다.

여기서, 소결합 트랜스(VFT)에 있어서는, 일차코일(N11)에 대해서 일차측 스위칭 컨버터의 스위칭 출력이 전달된다. 이것에 따라서, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에는, 교번전압이 여기되게 된다. 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)은, 상술도 한 바와 같이, 정류전류경로에 삽입되어 있기 때문에, 소결합 트랜스(VFT)에 의해서는, 일차측 스위칭 컨버터의 스위칭 출력을 정류전류경로에 전압 귀환하는 동작이 얻어지게 된다.

상기 도 3c, 도 3e에 나타내는 전위(V1, V2)는, 도시하는 바와 같이 하여, 교류입력전압(IAC)의 도통 기간 이외의 기간에 있어서, 교번파형 성분이 중첩되어 있다. 이것은, 상기와 같이 하여, 일차측 스위칭 컨버터의 스위칭 출력이 전압 귀환되는 것으로 얻어진다.

그리고, 이것에 따라서, 상용교류전원(AC)의 라인으로부터 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)로 흐르려고 하는 전류(I2)는, 도 3f에 나타내는 바와 같이 하여, 정상적인 교번파형으로서 흐른다. 이 전류(I2)는, 0레벨을 중심으로 일정한 진폭으로 된 후에, 교류입력전류(IAC)의 도통기간에 대응하고, 양극성의 정류전류(I1)의 성분이 중첩된 파형으로서 얻어진다.

그리고, 교류입력전압(VAC)이 양극성／음극성으로 되는 기간의 각각에 있어서, 도 3c에 나타낸 전위(V1)가, 각각 최대／최소로 되는 근방의 타이밍으로는, 전위(V1)의 레벨이 정류평활전압(Ei)보다 높아지는 기간이 생겨 이 기간에 있어서, 브릿지 정류회로(Di)로부터 평활콘덴서(Ci)에 대하여, 도 3d에 나타내는 정류전류(I1)가 흐른다.

브릿지 정류회로(Di)를 형성하는 고속 리커버리형의 정류 다이오드(Da~Dd)에 정류전류가 흐를때, 이들의 정류 다이오드에서는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 여기된 교번전압에 따라서, 스위칭 동작을 행한다. 이것에 의해, 정류 다이오드에 흐르는 정류전류는 단속됨으로써, 정류전류(I1)로서는, 도 3d에 나타내는 바와 같이 하여 교번파형으로 된다.

정류전류(I1)는, 교류입력전압(VAC)이 양의 기간내에서는, 필터 콘덴서(CN)로부터 상용교류전원(AC)의 양극라인을 거쳐서, 이차코일(N12)→브릿지 정류회로(Di)의 정류다이오드(Da)→평활콘덴서(Ci)→일차측 어스→정류 다이오드(Dd)→상용교류전원(AC)의 음극라인에 의한 정류전류경로로 흐른다.

또, 교류입력전압(VAC)이 부(-)의 기간내에서는, 필터콘덴서(CN)로부터 상용교류전원(AC)의 음극라인을 거쳐서, 정류다이오드(Dc)→평활콘덴서(Ci)→일차측 어스→정류다이오드(Db)→이차코일(N12)에 의한 정류전류경로로 흐른다.

이와 같이 하여, 고속 리커버리형의 정류다이오드(Da~Dd)에 의해서, 정류전류가 스위칭되도록 하여 단속되는 것으로, 정류출력전압 레벨이 정류평활전압(Ei)의 레벨보다 낮게 되는 기간에도 평활콘덴서(Ci)로의 충전전류가 흐르게 된다.

이 결과, 교류입력전류의 평균적인 파형이 교류입력전압의 파형에 가까워지도록 되는 것으로, 도 3b에 나타내는 바와 같이 하여, 교류입력전류(IAC)의 도통각이 확대된다. 이와 같이 하여, 교류입력전류(IAC)의 도통각이 확대되는 결과, 역률개선이 도모되게 된다.

도 4에는, 도 1에 나타낸 구성에 의한 전원회로의 특성으로서 교류입력전압(VAC)=100V시에 있어서의, 부하전력(Po)=0~150W의 변동에 대한 전력변환효율(ηAC/DC), 역률(PF) 및 정류평활전압(Ei)의 변화를 나타내고 있다.

또, 도 5에는, 도 1에 나타낸 구성에 의한 전원회로의 특성으로서 부하전력(Po)=150W시에 있어서의, 교류입력전압(VAC)=85V~120V의 변동에 대한 전력변환효율(ηAC/DC), 역률(PF) 및 정류평활전압(Ei)의 변화를 나타내고 있다.

또, 참고로서 상기 도 4 및 도 5에 나타낸 실험결과를 얻는데에 있어서, 도 1에 나타낸 회로의 각부의 정수를 나타내 둔다.

필터콘덴서(CN)= 1μF

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)=32T

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차코일(N2)：센터 탭을 분할 위치로 하여 23T＋23T(턴)

일차측 직렬공진콘덴서(C1)=0.068μF

일차측 부분공진콘덴서(Cp)=680pF

소결합 트랜스(VFT)：EE－28의 페라이트코어, 갭 길이=1.5mm

일차코일(N11)의 유도계수(L1)1=75μH

이차코일(N12)의 유도계수(L1)2=50μH

이들 도 4 및 도 5에 근거하여, 부하전력(Po)=150W시에 있어서의, 도 1에 나타내는 전원회로와 먼저 도 27에 나타낸 선행기술로서의 전원회로를 비교해 보면 다음과 같이 되어 있다. 또한, 선행 기술로서는, 도 27 및 도 30의 2개의 전원회로를 나타내고 있지만, 여기에서는 도 1의 전원회로와 동등의 부하조건에 대응해야 할 구성을 채용하는 도 27의 회로를 비교대상으로 하고 있다.

먼저, 역률에 관해서는, 도 1에 나타내는 회로에서는 역률(PF)=0.78로 되어 있고, 먼저 도 27에 나타낸 전원회로의 역률(PF)=0.75보다 향상하고 있는 것을 알수 있다.

또, 도 1에 나타내는 회로의 전력변환효율은 (ηAC→DC), ηAC→DC=90.6％인것에 대하여, 도 27에 나타내는 회로에서는, ηAC→DC=87.5％였기 때문에, 3.1％향상하고 있게 된다. 따라서, 교류입력전력(Pin)에 대해서는, 도 27에 나타낸 회로가 171.4W인데에 대하여, 도 1에 나타내는 회로에서는 165.5W로 되어 있고, 5.9W 저하하고 있는 것으로 된다. 이것은, 도 27에 나타내는 회로구성에 있어서, 파워초크코일(PCH)를 삽입하지 않는(역률개선 없음) 구성과 동등의 전력변환효율로 되어 있다.

정류평활전압(Ei)의 레벨에 대해서는, 도 1에 나타내는 회로에서는, Ei=143 V로 되어 있다. 도 27에 나타내는 회로에 있어서, 파워초크코일(PCH)을 삽입하지 않는(역률개선 없음) 구성의 경우에는 Ei=134V이며, 본 실시의 형태에서는, 이것보다 높은 레벨의 정류평활전압(Ei)이 얻어지게 된다. 이와 같은 정류평활전압(Ei)의 상승은, 정류평활전압(Ei)으로서 스위칭 출력의 전압 귀환분이 중첩되는 것으로 얻어지는 것이다.

또, 도 1에 나타내는 회로에서는, 파워초크코일(PCH)이 생략되는 대신에, 소결합 트랜스(VFT)가 설치되어 있다.

도 27에 나타내는 회로의 파워초크코일(PCH)은, 그 중량이 153g이며, 기판 점유 면적은 11평방 cm였다. 이것에 대하여, 도 1에 나타내는 회로에서는, 소결합 트랜스(VFT)와 필터콘덴서(CN)를 종합해도, 중량이 48g이며, 도 27에 나타내는 회로의 파워초크코일(PCH)의 약 31％에까지 경감되어 있다. 또, 기판점유면적은 9평방 cm이기 때문에, 약 82％정도로까지 축소가 도모되어 있는 것으로 된다.

이와 같이 하여, 도 1에 나타내는 전원회로는, 역률개선 기능을 가지는 부하전력(Po)=150W 이상으로 대응 가능한 전원회로로서 도 27에 나타내는 전원회로보다 소형, 경량화가 도모되는 것으로 된다.

또, 파워초크코일(PCH)이 생략되는 것으로, 이 파워초크코일(PCH)에서 발생하는 누설자속에 의한 부하측으로의 영향도 고려할 필요가 없다. 이 때문에, 예를 들면 파워초크코일(PCH)에 자기 실드판을 설치하도록 대책도 불필요해지기 때문에, 이 점에서도, 회로의 소형 경량화에 기여하게 된다.

도 6은, 본 발명의 제 2의 실시의 형태로서의 스위칭 전원회로의 구성예를 나타내고 있다. 이 도면에 나타내는 전원회로도, 교류입력전압(VAC)=100V계의 단레인지로, 부하전력(Po)=150W이상의 조건에 대응한다. 또한, 이 도면에 있어서, 도 1과 동일부분에는 동일부호를 붙여 설명을 생략한다.

이 도면에 나타내는 전원회로에 있어서는, 먼저, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차코일(N2)에 대하여, 병렬공진콘덴서(C2)를 병렬로 접속하고 있다.

이 병렬공진콘덴서(C2)는, 자신의 캐패시턴스와 이차코일(N2)의 누설 유도계수(L2)에 의해서, 2차측 병렬 공진회로를 형성하는 것으로 된다. 그리고, 병렬공진콘덴서(C2)의 캐패시턴스로서는, 1000pF~3300pF가 선정된다. 그리고, 실제로 선정되는 캐패시턴스의 값에 의해, 이 2차측 병렬 공진회로는, 2차측의 정류회로의 동작을 전압 공진형으로 하는 전압 공진회로, 또는, 부분전압 공진동작을 얻기 위한 부분전압 공진회로로서 형성되게 된다.

즉, 제 2의 실시의 형태의 전원회로는, 복합 공진형 컨버터로서 2차 측에도 공진회로를 갖추는 구성을 채용하고 있다. 이와 같이 하여, 2차 측에 공진회로를 갖추는 것에 따라서는, 보다 안정된 스위칭 동작을 얻거나 또, 보다 중부하의 조건에 대응하는 것이 가능하게 된다.

또, 이 도 6에 나타내는 전원회로의 역률개선회로(3)는, 도 1에 나타낸 역률개선회로(3)와 비교하면, 구성부품으로서 고속 리커버리형의 정류 다이오드(고주파 정류소자)(D1, D2, D3)가 추가되고 있다. 즉, 이 경우에는, 브릿지 정류회로(Di)의 정류 다이오드에 의해서는, 정류전류를 스위칭에 의해 단속하는 것은 행하지 않는다. 그리고, 정류전류경로내에 있어서, 정류전류를 스위칭하기 위한 다이오드로서 상기 정류 다이오드(D1, D2, D3)를 갖추는 것이다. 또, 이 경우의 브릿지 정류회로(Di)의 정류 다이오드(Da~Dd)는, 정류전류를 스위칭하지 않는 것에 대응하고, 저속 리커버리형(저주파 정류소자)으로 되는 것으로 된다.

그리고, 이 경우의 브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자는, 상용교류전원(AC)과 직접 접속된다. 또, 브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)의 직렬 접속으로부터, 정류 다이오드(D1)의 애노드→캐소드를 거쳐서 평활콘덴서(Ci)의 양극단자와 접속된다. 또, 정류 다이오드(D2)는, 캐소드가 정류 다이오드(D1)의 애노드와 접속되어 애노드가 일차측 어스와 접속된다.

또, 브릿지 정류회로(Di)의 양극출력단자는, 정류 다이오드(D3)의 애노드→캐소드를 거쳐서, 평활콘덴서(Ci)의 양극단자와 접속된다.

또, 이 경우의 필터콘덴서(CN)는, 브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자와 평활콘덴서(Ci)의 양극단자(정류 다이오드(D1, D3)의 각 애노드의 접속점)와의 사이에 삽입된다. 필터콘덴서(CN)는, 다음에 설명하는 바와 같이 하여 흐르는 정류전류가 스위칭되는 것으로 얻어지는 고주파 성분의 전류경로로 된다.

상기와 같이 하여 형성되는 역률개선회로(3)의 동작은 다음과 같이 된다.

역률개선회로(3)에 있어서, 교류입력전류(IAC)는, 상용교류전원(AC)의 양극 라인으로부터, 브릿지 정류회로(Di)를 형성하는 다이오드(Da)를 거쳐서 흐르는 제 1정류전류(I1)와, 상용교류전원(AC)의 양극 라인으로부터, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)을 흐르는 제 2정류전류(I2)에 분기하여 흐르게 된다.

먼저, 교류입력전압(VAC)이 정(+)의 기간에 있어서, 제 1정류전류(I1)는, 상용교류전원(AC)의 양극라인→정류 다이오드(Da)(브릿지 정류회로(Di))→정류 다이오드(D3)→평활콘덴서(Ci)→정류 다이오드(Dd)(브릿지 정류회로(Di))→상용교류전원(AC)의 음극라인의 경로로 흐른다.

또, 제 2정류전류(I2)는, 상용교류전원(AC)의 양극라인으로부터 분기하고, 이차코일(N12)(소결합 트랜스(VFT))→정류 다이오드(D1)의 경로에서 흘러 평활콘덴서(Ci)에 유입한다.

또, 교류입력전압(VAC)이 부(-)의 기간에서는, 제 1정류전류(I1)는, 상용교류전원(AC)의 음극라인→정류다이오드(Dc)(브릿지 정류회로(Di))→정류 다이오드(D3)→평활콘덴서(Ci)→정류다이오드(Db)(브릿지 정류회로(Di))→상용교류전원(AC)의 양극라인의 경로로 흐른다.

또, 제 2정류전류(I2)는, 상용교류전원(AC)의 음극라인→정류다이오드(Dc)(브릿지 정류회로(Di))→정류 다이오드(D1)→평활콘덴서(Ci)에 흐른 후에 분기하고, 정류 다이오드(D2)→이차코일(N12)(소결합 트랜스(VFT))→상용교류전원(AC)의 양극라인의 경로로 흐른다.

그리고, 역률개선회로(3)내에는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 여기된 교번전압에 의해서, 스위칭 출력이 전압 귀환되고 있다. 이 때문에, 상기와 같이 하여 정류전류가 흐르는 과정에 있어서, 제 1정류전류(I1)는, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D3)에 의해, 제 2정류전류(I2)는, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1, D2 및 D3)에 의해, 각각 스위칭되는 것으로 교번파형으로 된다.

또한 이와 같이 하여 스위칭 주기에 의해 교번파형으로서 얻어지는 고주파의 전류성분은, 필터콘덴서(CN)에서 충방전 되도록 하여 흡수되며, 노멀 모드 노이즈가 억제된다.

이와 같이 하여, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1, D2, D3)에 의해서, 정류전류가 스위칭되도록 하여 단속되는 결과, 교류입력전류(IAC)의 도통각이 확대되며, 역률개선이 도모된다.

그리고, 이와 같은 구성에 의한 도 6에 나타내는 전원회로에 있어서도, 도 1에 나타낸 전원회로와 동일하게, 도 27의 전원회로와 비교했을 경우에는, 전력변환효율의 향상, 회로기판의 소형 경량화가 도모되게 된다.

또, 브릿지 정류회로(Di)의 양극출력단자와 평활콘덴서(Ci)의 양극과의 사이에 삽입되는 정류 다이오드(D3)는, 예를 들면 교류입력전압(VAC)이 거의 피크 레벨로 되는 부근에 있어서만 정류전류를 스위칭하여 흐르도록 동작한다. 이것에 의해, 정류 다이오드(D1, D2)측에 흐르는 정류전류에 대해서의, 교류입력전압(VAC)의 피크에 따라 생기는 피크 레벨이 억제되게 되어, 정류 다이오드(D1, D2)에 있어서의 스위칭 손실과 이것에 수반하는 발열을 저감할 수 있다.

도 7은, 본 발명의 제 3의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내고 있다. 먼저 도 1 및 도 6에 나타낸, 제 1 및 제 2의 실시의 형태의 전원회로가, 교류입력전압(VAC)=100V계의 단레인지로, 부하전력(Po)=150W이상의 조건에 대응하는 것에 대해, 이 제 3실시의 형태로서의 전원회로는, 같은 교류입력전압(VAC)=100 V계의 단레인지여도, 부하전력(Po)=250W이상의 조건에 대응한다. 따라서, 대응 가능한 부하 조건으로서는, 도 30에 나타낸 전원회로와 동일하게 된다.

또한, 이 도면에 있어서, 도 1 또는 도 6과 동일부분에는 동일부호를 붙이고, 동일하게 되는 구성부위에 대해서의 설명은 생략한다.

이 도면에 나타내는 전원회로에 있어서는, 역률개선회로(3)내에 대비할 수 있는 정류회로계의 기본적인 구성으로서 배전압 정류회로가 형성된다.

즉, 2개의 직렬 접속한 평활콘덴서(Ci1, Ci2)를 갖추고, 이 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 직렬회로를, 브릿지 정류회로(Di)의 양극출력단자와 일차측 어스간에 대하여 병렬로 삽입한다.

그리고, 상용교류전원(AC)의 음극라인을, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 접속점에 대하여 접속한다. 대신에, 브릿지 정류회로(Di)의 음극입력단자는, 같은 브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자에 접속하고, 정류전류경로내에 있어서, 브릿지 정류회로(Di)를 형성하는 정류 다이오드(Da, Dc)가 병렬로 접속되도록 한다.

또, 이 경우의 브릿지 정류회로(Di)의 각 정류 다이오드(Da~Dd)는, 정류전류를 스위칭하는 것에 대응하고, 고속 리커버리형으로 되어 있다.

이와 같이 하여 형성되는 배전압 정류회로는, 후술하는 바와 같은 정류동작에 의해서, 교류입력전압(VAC)의 2배의 레벨에 대응하는 정류평활전압(Ei)(직류 입력 전압)을 생성한다. 배전압 정류회로에 의해서, 정류평활전압(Ei)의 레벨을 상승시키는 것으로, 예를 들면 도 1 및 도 6에 나타낸 회로보다도 중부하의 조건에 대응 가능한 구성으로 하고 있는 것이다.

상기한 역률개선회로(3)의 역률개선 동작에 대하여, 도 8의 파형도를 참조하여 설명한다. 또, 여기에서는 역률개선회로(3)의 역률개선 동작과 함께, 이 역률개선회로(3)에 포함되게 되는 배전압 정류회로의 정류동작에 대해서도 설명한다.

여기서, 도 8a에 나타내는 주기에 의해 교류입력전압(VAC)이 입력되고 있다고 하면, 도 8c에 나타내는 전위(V1)는, 도시하는 바와 같이 하여, 교류입력전압(VAC)이 정(+)으로 되는 기간에 최대치로 되고, 교류입력전압(VAC)이 부(-)가 되는 기간에 0V의 최소치가 되는 정현파가 된다. 이 전위(V1)는, 도시하는 바와 같이 하여, 제 2정류전류(I2)가 흐르는 경로인, 상용교류전원(AC)의 양극라인에 있어서의 필터콘덴서(CN)와 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)의 접속점과 일차측 어스와의 사이의 전위이다.

그리고, 이 제 2정류전류(I2)는, 교류입력전압(VAC)의 절대치가, 상기 도 8c에 나타내는 전위(V1)의 절대치보다 높게 되는 정(+)／부(-)의 각 기간에 있어서, 교류입력전류(IAC)를 기초로서 흐르게 된다. 제 2정류전류(I2)는, 도 8e에 나타내는 바와 같이 하여, 교류입력전압(VAC)이 양극성／음극성의 각 기간에 있어서, 각각 양극성／음극성에 의해, 도시하는 교번파형에 의해 흐른다.

먼저, 상용교류전원(VAC)이 양극성으로 되는 기간에 있어서는, 제 2정류전류(I2)는, 필터콘덴서(CN)로부터 상용교류전원(AC)의 양극라인을 거쳐서, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)을 흘러 또한, 브릿지 정류회로(Di)의 정류 다이오드(Da//Dc)의 병렬회로를 흐른다. 그리고, 정류 다이오드(Da//Dc)의 병렬회로를 경유한 전류는, 제 1정류전류(I1)로서 평활콘덴서(Ci1)의 양극단자→음극단자에 유입하고, 또한 상용교류전원(AC)의 음극라인으로부터 필터콘덴서(CN)에 유입한다.

또, 교류입력전압(VAC)이 부(-)로 되는 기간에 있어서는, 제 2정류전류는, 필터콘덴서(CN)로부터 상용교류전원(AC)의 음극라인을 경유하여, 평활콘덴서(Ci2)의 양극단자→음극단자에 유입해, 한층 더 일차측 어스를 거치도록 하여, 브릿지 정류회로(Di)의 정류다이오드(Db)에 흐른다. 그리고, 정류다이오드(Db)를 경유한 정류전류(I2)는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)을 거쳐서, 상용교류전원(AC)의 양극라인으로부터 필터콘덴서(CN)에 유입한다.

상기한 바와 같은 정류전류의 흐름에 의하면, 먼저, 정류동작으로서는, 교류입력전압(VAC)이 양극성의 기간에 있어서 평활콘덴서(Ci1)에 대한 충전이 행해지게 되며, 이 평활콘덴서(Ci1)에는, 교류입력전압(VAC)에 대하여 등배로 되는 레벨의 정류평활전압이 얻어진다. 동일하게 하여, 교류입력전압(VAC)이 음극성의 기간에 있어서는, 평활콘덴서(Ci2)에 대한 충전이 행해지므로, 이 평활콘덴서(Ci2)에도, 교류입력전압(VAC)에 대하여 등배레벨의 정류평활전압이 얻어진다.

이 결과, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 직렬접속회로의 양단 전압으로서는, 교류입력전압(VAC)의 2배의 레벨에 대응하는 정류평활전압(Ei)이 얻어지게 된다.

또한, 상기 제 2정류전류(I2)는, 교류입력전압(VAC)이 양극성으로 되는 기간에만 있지만, 정류 다이오드의 병렬회로(Da//Dc)로 흐르도록 하고 있다. 이것은, 도 7에 나타내는 전원회로가, 도 1 또는 도 6에 나타내는 실시의 형태의 전원회로보다 중부하의 조건인 것에 대응하고 있다. 즉, 중부하의 조건이 되는데 따라서 정류전류량은 증가하지만, 상기와 같이 정류전류를 정류 다이오드에 병렬로 흐르도록 하면, 정류 다이오드에 흐르는 전류량이 저감 되게 되므로, 그 만큼, 정류 다이오드에 걸리는 부담을 경감할 수 있는 것이다.

또, 이와 같은 회로구성에 의한 역률개선회로(3)에 있어서도, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 교번전압이 여기되어 정류전류경로에 스위칭 주기의 교번전압 성분이 중첩 되게 된다. 즉, 정류전류경로에 대하여 스위칭 출력이 전압 귀환된다. 그리고, 스위칭 주기의 교번전압 성분이 중첩됨으로써, 브릿지 정류회로(Di)의 정류 다이오드는, 정류전류를 스위칭하는 동작이 얻어진다.

즉, 상기한 정류전류경로에서도 알 수 있는 바와 같이, 교류입력전압(VAC)이 양극성의 기간에서는, 정류 다이오드(Da, Dc)에 있어서 정류전류를 스위칭하여 단속하는 동작이 얻어지며, 결과적으로, 도 8d, 도 8e에 나타내는 바와 같이 하여, 제 1정류전류(I1), 제 2정류전류(I2)는, 스위칭 주기에 의한 교번파형으로 되어 정류전류경로를 흐른다.

또, 교류입력전압(VAC)이 음극성의 기간에서는, 정류다이오드(Db)에 있어서 정류전류를 스위칭하여 단속하는 동작이 얻어지게 되며, 도 8e에 나타내는 바와 같이 하여, 음극성 방향에 의해 흐르는 교번파형으로 되는 것이다.

그리고, 이와 같이 하여, 브릿지 정류회로(Di)의 정류 다이오드에 의해서 정류전류가 스위칭됨으로써, 지금까지 설명해 온 바와 같이, 도 8b에 나타내는 바와 같이 교류입력전류(IAC)의 도통각이 확대되어 역률개선이 도모되게 된다.

도 9에, 도 7에 나타낸 구성에 의한 전원회로의 특성으로서 교류입력전압(VAC)=100V에 있어서의, 부하전력(Po)=0~300W의 변동에 대한 전력변환효율(ηAC/DC), 역률(PF) 및 정류평활전압(Ei)의 변화를 나타낸다.

또, 도 10에, 도 7에 나타낸 구성에 의한 전원회로의 특성으로서 부하전력(Po)=300W에 있어서의, 교류입력전압(VAC)=85V~120V의 변동에 대한 전력변환효율(ηAC/DC), 역률(PF) 및 정류평활전압(Ei)의 변화를 나타내고 있다.

또, 참고로서 상기 도 9 및 도 10에 나타낸 실험결과를 얻는데에 있어서의 도 7에 나타낸 회로의 각 부의 정수를 나타내 둔다.

필터콘덴서(CN)=1μF

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)=35T

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차코일(N2)：센터 탭을 분할 위치로서 25T＋25 T(턴)

일차측 직렬공진콘덴서(C1)=0.039μF

일차측 부분공진콘덴서(Cp)=680 pF

소결합 트랜스(VFT)：EE－28의 페라이트 코어, 갭 길이=1.5mm

일차코일(N11)의 유도계수(L1)1=130μH

이차코일(N12)의 유도계수(L1)2=100μH

이들 도 9 및 도 10에 나타내는 실험결과로부터, 도 7에 나타내는 전원회로와 선행 기술로서 나타낸 도 30에 나타내는 회로에 대해서, 부하전력(Po)=300W의 부하 조건에서의 비교를 행하면, 다음과 같이 된다.

먼저, 역률에 관해서는, 도 7에 나타내는 회로에서는 역률(PF)=0.80로 되어 있고, 도 30에 나타내는 전원회로의 역률(PF)=0.75보다도 향상하고 있는 것을 알 수 있다.

또, 도 7에 나타내는 회로의 전력변환효율(ηAC→DC)은, ηAC→DC=93.5％인것에 대하여, 도 30에 나타내는 회로에서는, ηAC→DC=91.1％이었기 때문에, 2.4％향상하고 있게 된다. 따라서, 교류입력전력(Pin)에 대해서는, 도 30에 나타낸 회로가 326.0W인것에 대하여, 도 7에 나타내는 회로에서는 317.5W로 되어 있고, 8.5 W 저하하고 있게 된다. 이것은, 도 30에 나타내는 회로구성에 있어서, 파워초크코일(PCH)을 삽입하지 않는(역률개선 없음)의 구성과 비교해도, 한층 더 전력변환효율이 향상되고 있다고 하는 결과가 얻어지고 있다.

정류평활전압(Ei)의 레벨에 대해서는, 도 7에 나타내는 회로에서는, Ei=269 V로 되어 있다. 도 30에 나타내는 회로에 있어서, 파워초크코일(PCH)을 삽입하지 않는(역률개선 없음) 구성의 경우에는 Ei=264V이며, 본 실시의 형태에서는, 이것보다 높은 레벨의 정류평활전압(Ei)이 얻어지게 된다.

그리고, 이 도 7에 나타내는 회로에 대해서도, 실장부품의 관점에서 도 30의 회로와 비교를 행했을 경우에는, 파워초크코일(PCH)이 생략 되는 대신에, 소결합 트랜스(VFT)가 설치되게 된다.

도 30에 나타내는 회로의 경우에는, 보다 중부하의 조건에 대응하기 위해서, 파워초크코일(PCH)의 중량은 240g이며, 기판 점유 면적은 19평방 cm였다. 이것에 대하여, 도 7에 나타내는 회로에 있어서는, 소결합 트랜스(VFT) 및 필터콘덴서(CN)의 총중량은 48g이며, 또, 소결합 트랜스(VFT)의 점유 면적은 9평방cm이기 때문에, 중량은 20％정도로까지 경감되어 점유면적은, 47％정도로 큰폭으로 축소되고 있다.

이와 같이, 도 7에 나타내는 전원회로로서도, 역률개선 기능을 가지는 부하전력(Po)=250W이상으로 대응 가능한 전원회로로서 도 30에 나타내는 전원회로와 비교하여 큰폭으로 소형, 경량화가 도모되게 된다.

또, 도 7도의 전원회로에 대해서도, 파워초크코일(PCH)에서 발생하는 누설 자속에 의한 부하측으로의 영향을 고려한, 자기 실드판등의 대책이 불필요해진다.

도 11은, 본 발명의 제 4의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내고 있다. 이 제4의 실시의 형태로서의 전원회로도, 도 7에 나타낸 제 3의 실시의 형태의 전원회로와 동일하게 하여, 교류입력전압(VAC)=100V계의 단레인지로, 부하전력(Po)=250W이상의 조건에 대응한 구성을 채용한다. 또한, 도 1, 도 6 및 도 7이 동일 부분에는 동일부호를 붙여서 설명을 생략한다.

먼저, 이 도면에 나타내는 전원회로에 있어서도, 부하전력(Po)=250W 이상의 조건에 대응하기 위해, 역률개선회로(3)내에 갖추어지는 정류회로계로서는, 배전압 정류회로가 형성되어 직렬 접속된 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 양단에 얻어지는 정류평활전압(Ei)로서는, 교류입력전압(VAC)의 2배에 대응한 레벨을 가진다.

단, 이 도 11에 나타내는 브릿지 정류회로(Di)를 형성하는 정류 다이오드(Da~Dd)에는, 저속 리커버리형이 선정된다. 즉, 이 경우에는, 브릿지 정류회로(Di)의 정류 다이오드에 의해서는, 정류전류를 스위칭에 의해 단속하는 것은 행하지 않는다. 그리고, 정류전류경로내에 있어서, 정류전류를 스위칭하기 위한 다이오드로서 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1, D2)가 갖추어진다.

이 경우의 브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자는, 상용교류전원(AC)의 양극라인과 필터콘덴서(CN)의 접속점에 대하여 접속된다. 또, 브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)－정류 다이오드(D1)(애노드→캐소드)를 거쳐서 평활콘덴서(Ci1)의 양극단자에 접속된다. 정류 다이오드(D2)는, 애노드를 일차측 어스에 접속하고, 캐소드를 정류 다이오드(D2)의 캐소드에 접속하도록 된다.

또, 이 경우의 브릿지 정류회로(Di)의 음극입력단자도, 같은 브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자와 접속하는 것으로, 후술 하도록 하여 형성되는 정류전류경로내에 있어서, 정류 다이오드(Da//Dc)의 병렬회로가 형성되도록 하고 있다.

상기와 같이 하여 형성되는 역률개선회로(3)에 있어서, 교류입력전압(VAC)이 양극성으로 되는 기간의 정류전류는, 상용교류전원(AC)의 라인으로부터, 정류 다이오드(Da)→평활콘덴서(Ci1)→상용교류전원(AC)의 음극라인의 경로에 의해 흐르는 제 1정류전류(I1)의 성분과, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→정류 다이오드(D1)→평활콘덴서(Ci1)→상용교류전원(AC)의 음극라인→필터콘덴서(CN)의 경로에 의해 흐르는 제 2정류전류(I2)의 성분에 분기하게 된다.

여기서, 정류 다이오드(Da)는 스위칭을 행하지 않으므로, 제 1정류전류(I1)는 교번파형으로는 이루어지지 않지만, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 여기된 교번파형에 의해서, 정류 다이오드(D1)가 스위칭을 행하는 것으로, 제 2정류전류(I2)는 교번파형으로 된다.

한편, 교류입력전압(VAC)이 음극성으로 되는 기간에서는, 정류전류는, 상용교류전원(AC)의 음극라인측으로부터, 먼저, 평활콘덴서(Ci2)에 흐른다. 그리고, 이 후에 있어서, 정류다이오드(Db)→상용교류전원(AC)의 양극라인의 경로와 정류 다이오드(D2)→소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→상용교류전원(AC)의 양극라인→필터콘덴서(CN)의 경로에 분기하여 흐른다. 후자의 경로에 의해 흐르는 정류전류가, 이 경우에는, 제 2정류전류(I2)로 된다.

또한, 이 경우에도, 정류다이오드(Db)는 스위칭을 행하지 않으므로, 전자의 경로에서 흐르는 정류전류는 교번파형으로는 이루어지지 않는다. 이것에 대하여, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 여기된 교번파형에 의해서, 정류 다이오드(D2)가 스위칭을 행하는 것으로, 후자의 경로로 흐르는 제 2정류전류(I2)는 교번 파형으로 된다.

이와 같이 하여, 도 11에 나타내는 역률개선 회로에서는, 교류입력전압(VAC)이 양극성／음극성으로 되는 각 기간에 있어서, 정류전류는, 브릿지 정류회로(Di)의 소요의 정류 다이오드를 흐르는 경로와, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1 또는 D2)를 흐르는 경로에 의해, 병렬적으로 분기하여 흐르는 경로 부분이 형성된다.

그리고, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1 또는 D2)측의 경로로 흐르는 정류전류가, 이들 정류 다이오드(D1 또는 D2)에 의해 스위칭되게 되지만, 이것에 의해서, 지금까지의 설명과 동일하게, 교류입력전류(IAC)의 도통각은 확대되어 역률개선이 도모되게 된다.

또, 상기한 정류전류경로에 의하면, 정류동작으로서는, 이 도 11에 나타내는 전원회로에 있어서도, 교류입력전압(VAC)이 양극성의 기간에 있어서 평활콘덴서(Ci1)에 대한 충전이 행해져, 교류입력전압(VAC)이 음극성의 기간에 있어서는, 평활콘덴서(Ci2)에 대한 충전이 행해진다. 따라서, 이 경우에도, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 직렬 접속 회로의 양단 전압으로서 교류입력전압(VAC)의 2배의 레벨에 대응하는 정류평활전압(Ei)을 생성하는 배전압 정류동작으로 되어 있는 것을 알 수 있다.

또, 도 11에 나타내는 전원회로에 있어서는, 도 6에 나타낸 제 2의 실시의 형태의 경우와 동일하게, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차코일(N2)에 대해서, 병렬공진콘덴서(C2)를 병렬로 접속하고 있다.

이 경우의 병렬공진콘덴서(C2)도, 자신의 캐패시턴스와 이차코일(N2)의 누설 유도계수(L2)에 의해서, 2차측의 정류회로의 동작을 전압 공진형으로 하는 전압 공진회로, 또는, 부분 전압 공진 동작을 얻기 위한 부분 전압 공진회로를 형성한다.

또한, 이와 같은 2차측 병렬 공진회로는, 도 1 및 도 7에 나타낸 제 1 및 제3의 실시의 형태의 전원회로에 갖추어도 상관없다. 또, 예를 들면 이차코일(N2)에 대해서 공진 콘덴서를 직렬적으로 접속하여 형성되는 2차측 직렬공진회로(전류 공진회로)를 갖추는 것도 생각할 수 있다.

도 12는, 본 발명의 제 5의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성을 나타내고 있다.

이 제 5의 실시의 형태로서의 전원회로는, 예를 들면 상용교류전원(AC)=200 V계의 단레인지로, 부하전력(Po)=250W이상의 조건에 대응한 구성을 채용한다. 또한, 도 1, 도 6, 도 7 및 도 11과 동일부분에는 동일 부호를 붙여서 설명을 생략 한다.

먼저, 이 도면에 나타내는 전원회로에 있어서는, 드라이브 제어회로(4)가 나타나고 있지만, 이것은, 예를 들면 먼저 설명한 각 실시의 형태의 전원회로의 회로도에 있어서 갖춰져 있던 제어회로(1)와 제어IC(2)를 일괄하여, 하나의 회로부로서 나타내고 있는 것이다.

또, 이 도면에 나타내는 역률개선회로(3)로서는, 브릿지 정류회로(Di)와 1개의 평활콘덴서(Ci)로부터 이루어지는 전파 정류회로가 형성되어 있고, 이 전파 정류회로에 대해서, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1, D2)와 소결합 트랜스(VFT)를 갖춘 역률개선을 위한 회로구성이 부가된다.

이 경우, 브릿지 정류회로(Di)를 형성하는 각 정류 다이오드(Da~Dd)에는 저속 리커버리형이 선정된다. 그리고, 이 경우에는, 브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자(Da-Db의 접속점)를 상용교류전원(AC)의 양극라인 측에 둘 수 있는 코먼 모드 초크 코일(CMC)과 필터콘덴서(CN)의 접속점에 대해서 접속하고 있다.

이 브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자는, 역률개선용의 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)－정류 다이오드(D1)(애노드→음극)의 직렬 접속을 거쳐서 평활콘덴서(Ci)의 양극단자(정류평활전압(Ei)의 양극라인)와도 접속된다. 이것은, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)－정류 다이오드(D1)의 직렬 접속이, 브릿지 정류회로(Di)의 정류 다이오드(Da)에 대하여 병렬로 접속되어 있는 것이라고 볼 수 있다.

또, 브릿지 정류회로(Di)의 양극출력단자(Da-Dc의 접속점)는, 평활콘덴서(Ci)의 양극단자와 접속된다.

또, 브릿지 정류회로(Di)의 음극입력단자(Dc-Dd의 접속점)는, 상용교류전원(AC)의 음극라인 측에 둘 수 있는 코먼 모드 초크 코일(CMC)과 필터콘덴서(CN)의 접속점에 대해서 접속된다. 브릿지 정류회로(Di)의 음극출력단자는 일차측 어스에 접속된다.

또, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)과 정류 다이오드(D1)의 애노드와의 접속점에 대해서는, 정류 다이오드(D2)의 캐소드가 접속된다. 정류 다이오드(D2)의 애노드는, 일차측 어스에 대하여 접속된다.

상기와 같이 하여 형성되는 역률개선회로(3)에 있어서, 교류입력전압(VAC)이 양극성으로 되는 기간에서는, 정류전류는, 상용교류전원(AC)의 양극라인→정류 다이오드(Da)→평활콘덴서(Ci)→정류 다이오드(Dd)→상용교류전원(AC)의 음극라인의 정류전류경로에 의해 흐르는 제 1정류전류의 성분과 상용교류전원(AC)의 양극라인→소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→정류 다이오드(D1)→평활콘덴서(Ci)→정류 다이오드(Dd)→상용교류전원(AC)의 음극라인→필터콘덴서(CN)의 정류전류경로에 의해 흐르는 제 2정류전류의 성분으로 분기한다.

여기서, 제 1정류전류가 흐르는 정류전류경로에 있어서 정류를 행하는 정류 다이오드(Da, Dd)는 저속 리커버리형이며, 스위칭 주기에 의한 스위칭 동작은 행하지 않는다. 따라서, 제 1정류전류는 교번파형으로는 이루어지지 않는다.

한편, 제 2정류전류가 흐르는 경로에 있어서는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 여기되는 교번전압에 의해서, 정류 다이오드(D1)에 있어서 정류전류를 스위칭하는 동작이 얻어지게 된다. 이것에 의해, 제 2정류전류는, 교번파형으로 되어 평활콘덴서(Ci)에 유입한다.

또, 교류입력전압(VAC)이 음극성으로 되는 기간에서는, 정류전류는, 상용교류전원(AC)의 음극라인→정류다이오드(Dc)→평활콘덴서(Ci)→정류다이오드(Db)→상용교류전원(AC)의 양극라인에 의한 정류전류경로에 의해 흐르는 제 1정류전류와 상용교류전원(AC)의 음극라인→정류다이오드(Dc)→평활콘덴서(Ci)→정류 다이오드(D2)→소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→상용교류전원(AC)의 음극라인→필터 콘덴서의 CN의 경로로 흐르는 제 2정류전류에 분기한다.

여기서, 교류입력전압(VAC)이 음극성으로 되는 기간에 있어서의 제 1정류전류를 정류하는 정류다이오드(Dc, Db)는 저속 리커버리형이며, 스위칭 동작은 행하지 않으므로, 제 1정류전류는 교번파형으로 되지 않는다.

이것에 대하여, 제 2정류전류는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 여기되는 교번전압에 의해서 스위칭 동작을 행하는 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D2)에 의해서 스위칭되게 되어, 교번파형으로 되는 것이다.

이와 같이 하여, 도 12에 나타내는 전원회로의 역률개선회로(3)로서도, 교류입력전압(VAC)이 양극성／음극성으로 되는 각 기간에 있어서, 소결합 트랜스(VFT)에 의해 전압 귀환된 스위칭 출력에 따라 정류전류가 스위칭되어 교번파형으로 된다. 이것에 의해서, 지금까지의 설명과 동일하게, 교류입력전류(IAC)의 도통각은 확대되어 역률개선이 도모되게 된다.

여기서, 도 12에 나타내는 제 5의 실시의 형태의 전원회로에 있어서 갖추어지는 소결합 트랜스(VFT)로서도, 먼저 도 2에 나타낸 구조를 취하면 좋은 것으로 된다. 다만, 이 도 12에 나타내는 전원회로의 경우에는, 소결합 트랜스(VFT)의 EE형 코어의 중앙자각에 형성하는 갭 길이로서는 1 mm정도로 하여 일차코일(N11)과 이차코일(N12)의 결합계수를 0.8정도로 되도록 설정하는 것으로 하고 있다. 예를 들면 앞의 각 제 1~ 제 4의 각 실시의 형태에 있어서는, 그 결합계수는, 0.75 이하로 되도록, 갭 길이는 1.5 mm정도로 설정되어 있었다.

이와 같은 본 실시의 형태에 있어서의 소결합 트랜스(VFT)의 결합계수의 변경은, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 있어서 설정하는 결합계수와 관련하고 있다. 이 점에 대하여 설명한다.

여기서, 도 12에 나타내는 전원회로로서 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)과 이차코일(N2)측과의 결합계수에 대하여, 앞의 각 실시의 형태의 경우와 동일하게, 0.7~0.8정도의 결합계수에 의한 소결합 상태를 설정하고 있다고 했을 경우의, 등가 회로를 도 14에 나타낸다.

도 12에 나타낸 회로의 경우, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 유도계수(LN11)는, 일차코일(N11)에 있어서의 여자 유도계수(Le11)와 누설 유도계수(Lk11)의 직렬 접속으로서 나타낼 수 있다.

또, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 유도계수(LN1)는, 이 일차코일(N1)에 있어서의 여자 유도계수(Le1)와 누설 유도계수(Lk1)의 직렬 접속으로서 나타낼 수 있다.

그리고, 도 12에서도 알 수 있는 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)과 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)은, 일차측 직렬공진회로내에 있어 직렬 접속되어 있는 관계에 있다.

따라서, 도 14에 나타내는 등가 회로에 의하면, 절연 컨버터 트랜스(PIT)를 일차측에서 본, 유도계수는, 일차코일(N11)에 있어서의 여자 유도계수(Le11)와 일차코일(N11)에 있어서의 누설 유도계수(Lk11)와 일차코일(N1)에 있어서의 누설 유도계수(Lk1)의 직렬 접속으로서 나타내지게 된다. 따라서 도 15에 나타내는 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)를 일차측에서 본 등가적인 누설 유도계수는,

Lk11＋Lk1

로서 나타내지게 된다. 이것은, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)에 대하여 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)이 직렬 접속되어 있는 것으로, 실제로는, 절연 컨버터 트랜스(PIT) 단체에서 얻어지는 누설 유도계수보다 큰 값의 누설 유도계수가, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차측에서 생기는 것을 의미한다.

이것에 의해, 전원회로 전체로 하여 보았을 경우의 일차측과 2차측의 결합계수는, 0.8이하로 되는 것을 알수 있다.

예를 들면 전원회로에 있어서의 결합계수가 0.8이하로 되는 상태에서는, 부하 전력이 큰폭으로 변동하는 경우에 있어서, 경부하의 조건이 되는데 따라서 직류 입력 전압이 상승하여 전압변동 특성이 커진다.

그래서, 예를 들면 교류입력전압의 정격 전압의 ±20％에서 부하 오픈까지의 정전압 제어 범위를 보증하는데에 있어서, 정류평활전압(Ei)(직류 입력 전압)을 생성하기 위한 평활콘덴서(Ci), 스위칭 소자(Q1, Q2) 및 일차측 직렬공진콘덴서(C1)등에 대해 상응의 고내압품을 선정할 필요가 생긴다. 이것은, 예를 들면 부품소자의 대형화에 수반하는 회로기판의 대형 중량화나 코스트 업을 초래하게 된다.

또, 경부하로 되는 것에 따라서 직류 입력 전압이 상승하는 것에 의해서는, 특히 경부하의 조건으로 되어 가는 것에 따라서, MOS－FET로서의 스위칭 소자에 있어서의 온 저항이 증가하고, 스위칭 손실도 증가한다. 이것에 의해, AC/DC전력변환효율이 저하되어 가게 된다.

또, 경부하로 되는 것에 따라서 직류 입력 전압이 상승한다고 하는 것은, 직류 입력 전압의 변동폭이 크게 되지만, 이것에 의해, 정전압화를 위한 스위칭 주파수 제어범위가 확대하여 제어 범위가 축소한다. 또, 이것과 동시에 안정화 제어되는 2차측 직류 출력전압에 대해서는, 최대 부하와 경부하의 사이에서의 과도 응답 특성이 저하하는 경우가 있다.

그래서 본 실시의 형태로서는, 절연 컨버터 트랜스(PIT) 단체에서, 0.90이상의 결합계수가 얻어지도록 구성하는 것으로 한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조로서는, 예를 들면 도 13에 나타내는 바와 같이, 페라이트재에 의한 E형 코어(CR11, CR12)를 서로의 자각이 대향하도록 조합한 EE형 코어를 갖춘다.

그리고, 일차측과 2차측의 권장부에 대하여 서로 독립하도록 하여 분할한 형상에 의해, 예를 들면 수지등에 의해서 형성되는, 보빈(B)을 갖춘다. 이 보빈(B)의 한쪽 권장부에 대해서 일차코일(N1)을 권장하고, 다른 쪽 권장부에 대해서 이차코일(N2)을 권장한다. 이와 같이 해 일차코일 및 이차코일이 권장된 보빈(B)을 상기 EE형 코어(CR11, CR12)에 부착하는 것으로, 일차측 코일 및 2차측 코일이 각각 다른 권장영역에 의해, EE형 코어의 중앙자각에 권장되는 상태로 된다. 이것에 의해, 절연 컨버터 트랜스(PIT) 전체적으로의 구조가 얻어진다.

그리고, 이 경우에 있어서는, 중앙자각의 접합부분에 형성되는 갭(G)의 갭 길이를 설정함으로써, 0.90이상의 결합계수를 얻게 된다. 여기서, 결합계수를 0.90이상으로 하기 위해서는, 예를 들면 갭 길이를 약 0.5 mm이하(갭 길이=0mm의 경우도 포함한다)의 범위에서 적당히 설정하면 좋다.

이와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합계수를 0.90이상으로 설정했을 경우에 있어서의, 도 12의 전원회로의 등가회로를 도 15에 나타낸다.

이 도면에 나타내는 바와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)과 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)과의 직렬 접속 회로의 부위에 대해서는, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 여자 유도계수(Le1)와 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 여자 유도계수(Le11)와의 사이에, 하나의 누설 유도계수 성분(Lk11＋LK1)이 직렬로 접속되는 것으로 해 볼 수 있다.

그리고, 상기 도 15에 나타내는 등가회로에 의해 나타나는 것을 전제로서 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 대해서는,

EER－40 코어

갭 길이=0.4mm

일차코일(N1)=22T

이차코일(N2)：센터 탭을 분할 위치로 하여 14T＋14T

으로 하는 것으로, 0.93의 결합계수로 했다. 이것에 의해,

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 유도계수(LN1)=319μH

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 누설 유도계수(Lk1)=49μH

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차코일(N2)의 유도계수(LN2)=111μH

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 누설 유도계수(LK2)=17μH

라고 하는 각 유도계수치가 얻어진다. 또, 소결합 트랜스(VFT)로서는 상술도 한 바와 같이 0.8 정도의 결합계수로 하는 것이지만, 실제로는, EE－28의 페라이트 코어로 한 뒤에, 갭 길이를 1 mm로 설정하고 결합계수는 0.79로 한바,

소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 유도계수(LN11)=70μH

소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)의 유도계수(LN12)=17μH

라고 하는 각 유도계수 값이 얻어졌다.

그리고 이 결과, 도 12에 나타내는 구성의 전원회로로서 도 15의 등가회로로서 나타나는 회로 전체의 결합계수는, 0.84로 되며, 0.80보다도 큰 결합계수가 얻어지는 것으로 되어 있다.

도 16은, 상기와 같이 하여, 도 15의 등가회로로서 0.84의 결합계수를 가지는, 도 12의 전원회로에 대해서의 실험결과로 하여, 교류입력전압(VAC)=230V시로, 부하전력(Po)=0W~250W의 변동에 대한, AC/DC전력변환효율(ηAC/DC), 역률(PF) 및 정류평활전압(Ei)의 변화를 나타내고 있다. 또한, 이 도면에 나타내는 실험결과를 얻는데에 있어서는, 일차측 직렬공진콘덴서(C1)에 대해서는, 0.039μF를 선정했다.

도 16에 의하면, 정류평활전압(Ei)의 레벨은, 부하전력(Po)=0W~250W의 변동에 대하여 336V~327V로 9V의 변동범위로 되어 있고, 그 변동폭이 충분히 억제되어 있다. 즉, 회로 전체로서의 결합계수에 대해 소요 이상(예를 들면 0.8이상)을 유지하고 있는 것으로, 경부하의 조건으로 되는 것에 따라서 정류평활전압(Ei)(직류 입력 전압)이 큰폭으로 상승하는 현상이 생기지 않게 되어 있는 것이다.

그리고, AC/DC전력변환효율은, 부하전력(Po)=0W로부터 중부하의 조건으로 되는 것에 따라서 높게 되어 가는 경향으로 되어 있다. 여기서, 부하변동 범위는 다르지만, 예를 들면 앞의 제 1의 실시형태의 전원회로의 특성으로서 나타낸 도 4와 비교해 보면, 경부하로 되는 부하변동 범위(예를 들면 도 16에서는, 부하전력(Po)이 약 100W이하의 범위)에 있어서의 곡선의 변화가, 보다 완만한 것으로 되어 있는 것을 확인할 수 있다. 즉, 경부하로 되는 부하조건에서의 전력변환효율의 저하가 억제되어 있다.

또, 역률로서는, 부하전력(Po)=100W~250W의 범위에서 PF＞0.75를 유지하고 있고, 전원 고조파 왜곡 규제를 클리어 한다.

상기 도 16에 나타낸 실험결과에 나타내는 바와 같이 하여, 정류평활전압(Ei)의 레벨 변동폭이 억제되는 것으로, 도 12에 나타내는 전원회로로서는, 예를 들면 교류입력전압의 정격 전압의 ±20％에서 부하 오픈까지의 정전압 제어범위를 보증하는데에 있어서, 평활콘덴서(Ci), 스위칭 소자(Q1, Q2) 및 일차측 직렬공진콘덴서(C1)등에 대해서의 내압을 높은 것으로 할 필요가 없게 된다. 이것에 의해, 회로기판의 소형 경량화 및 저비용화를 도모하는 것이 가능해진다.

또, 상기 도 16에 나타내고 있는 바와 같이, 경부하의 조건에 있어서의 AC/DC전력변환효율의 저하도 억제되어 있다. 또, 경부하의 조건에서의 직류 입력 전압의 변동폭이 억제되는 것으로, 상대적으로, 스위칭 주파수 제어 범위에 대한 정전압 제어 레벨폭이 작은 것으로 된다. 즉, 스위칭 주파수 제어범위는, 상대적으로 확대하는 것으로 되고, 이것에 의해, 규제범위도 확대하도록 하여 개선된다. 또, 이것에 수반하여, 2차측 직류 출력전압을 안정화 할 때에 있어서의, 최대 부하와 경부하의 사이에서의 과도응답 특성도 개선되게 된다.

또, 먼저 기술한 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 실제의 구성으로서는, 일차코일(N1)=22T로 설정되어 있지만, 이것은, 갭 길이를 짧게 하여 결합계수를 높임으로써, 예를 들면 결합계수가 0.8 이하의 경우와 비교하여, 그 턴수가 적게 되고 있는 것을 나타내고 있다.

예를 들면, 결합계수를 0.8 이하로서 구성하는 경우에는, 일차코일(N1)의 턴수에 대해서는 33T정도가 필요하게 된다.

이와 같이 하여 턴수가 삭감되는 것으로, 1개당의 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 대해서의, 코일으로서의 선재의 코스트가 삭감되게 된다. 선재로서는 예를 들면 60μφ／150다발의 릿트선이 선정된다. 또, 턴수가 적게 되는 만큼, 코일공정의 시간도 단축되며, 제조능률의 향상에도 연결되게 된다.

도 12에 나타낸 제 5의 실시의 형태의 전원회로에 대해서의 변형예에 대하여 설명해 둔다.

먼저 제 1예로서는, 도 12의 회로의 2차측에 있어서 파선으로 묶어 나타내는 바와 같이 하여, 이 제 5의 실시형태의 전원회로로 해도, 먼저 도 6에 나타낸 제 2의 실시의 형태와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차코일(N2)에 대하여, 병렬공진콘덴서(C2)를 병렬로 접속하여 구성한다.

이 경우의 병렬공진콘덴서(C2)도, 자신의 캐패시턴스와 이차코일(N2)의 누설 유도계수(L2)에 의하여, 2차측 병렬 공진회로를 형성하는 것으로 된다. 그리고, 실제로 선정되는 병렬공진콘덴서(C2)의 캐패시턴스의 값에 의해, 이 2차측 병렬 공진회로는, 2차측의 정류회로의 동작을 전압 공진형으로 하는 전압 공진회로, 또는, 부분 전압 공진 동작을 얻기 위한 부분 전압 공진회로로서 형성된다.

또, 변형 예의 제 2예로서는, 역률개선회로(3)로서 도 12에 나타내는 구성에 대신하여, 도 1에 나타낸 회로구성으로 하는 것이다. 이 경우, 회로구성적으로는, 도 1과 동일하게 되지만, 절연 컨버터 트랜스(PIT) 및 소결합 트랜스(VFT)의 결합계수에 대하여, 먼저 설명한 바와 같이 하여 설정하는 것으로, 제 5의 실시의 형태로서의 구성의 전원회로가 얻어지게 된다.

어느 쪽의 예를 채용하다고 해도, 제 5의 실시의 형태로서는, 회로 전체로서 소요의 결합계수가 얻어지도록 하고, 역률개선용 트랜스와 절연 컨버터 트랜스의 결합계수를 설정하는 것으로 하고, 특히 절연 컨버터 트랜스에 대해서는, 소결합은 아니다고 여겨지는 소요의 결합계수가 되도록 설정하는 것으로, 부하변동에 따른 직류 입력 전압(정류평활전압)의 변화폭을 억제하는 것으로 하고 있다. 이것에 의해, 스위칭 소자 및 직류 입력 전압 생성용의 평활콘덴서등에 대하여 고내압품을 선정할 필요가 없어져, 그 만큼, 코스트 다운이나 회로 기판의 소형 경량화를 도모하는 것을 가능하게 하고 있다. 또, 이것에 의해서도 전력변환효율에 대해서의 저하의 억제, 혹은 향상이 촉진되며 또한, 정전압 제어 범위의 확대도 도모된다.

계속하여, 제 6의 실시의 형태로서의 전원회로에 대하여 설명한다. 이 제 6의 실시형태의 전원회로는, 상기 제 5의 실시형태로서의 전원회로의 구성을 기본으로 하고 있다.

다만, 제 5의 실시의 형태의 전원회로가, 예를 들면 상용교류전원(AC)=200V계의 단레인지로, 부하전력(Po)=250W이상의 조건에 대응하고 있는 것에 대하여, 제 6의 실시형태로서의 전원회로는, 상용교류전원(AC)=100V계의 단레인지로, 부하전력(Po)=250W이상의 조건에 대응한다.

제 6의 실시의 형태의 전원회로는, 상용교류전원(AC)=100V계가 입력되는 것에 대응하고, 정류회로계를 포함하는 역률개선회로(3)로서의 구성이 변경되어 있다.

도 17은, 제 6의 실시의 형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내고 있다. 또한, 이 도면에 있어서, 제 1~ 제 5의 실시의 형태의 전원회로로서의 구성을 나타낸 각 도면(도 1, 도 6, 도 7, 도 11, 도 12등)과 동일부분에는 동일부호를 붙여서 설명은 생략한다.

이 도면에 나타내는 전원회로의 역률개선회로(3)에 있어서는, 상용교류전원(AC)이 100V계인 것에 대응하고, 배전압 정류회로가 갖추어진다.

먼저, 정류회로(Di)로서는 저속 리커버리형의 정류 다이오드(Da, Db)로부터 이루어진다. 정류 다이오드(Da)의 애노드는 상용교류전원(AC)의 양극라인측의 코먼 모드 초크 코일(CMC)과 필터콘덴서(CN)의 접속점에 대하여 접속되며, 캐소드는, 평활콘덴서(Ci1)의 양극단자(정류평활전압(Ei)의 양극라인)에 대하여 접속된다.

또, 정류다이오드(Db)의 애노드는 일차측 어스에 접속되며, 캐소드는, 정류 다이오드(Da)의 애노드와 접속된다.

또, 평활콘덴서는, 2개의 직렬 접속한 평활콘덴서(Ci1－Ci2)를 갖춘다. 평활콘덴서(Ci)1의 양극단자는, 상기한 바와 같이, 정류 다이오드(Da)의 캐소드와 접속된다. 평활콘덴서(Ci)2의 음극단자는 일차측 어스에 접속된다. 또, 평활콘덴서(Ci1)의 음극단자와 평활콘덴서(Ci2)의 양극단자의 접속점은, 상용교류전원(AC)의 음극라인측의 코먼 모드 초크 코일(CMC)과 필터콘덴서(CN)의 접속점에 대하여 접속된다.

또, 역률개선회로(3)에 있어서, 상용교류전원(AC)의 양극라인측의 코먼 모드 초크 코일(CMC)과 필터콘덴서(CN)의 접속점과 평활콘덴서(Ci1)의 양극단자(정류평활전압(Ei)의 양극라인)와의 사이에는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)과 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1)의 직렬회로가 접속된다. 이 경우, 정류 다이오드(D1)는, 애노드가 이차코일(N12)과 접속되며, 캐소드가 평활콘덴서(Ci1)의 양극단자와 접속된다.

또, 정류 다이오드(D1)의 애노드와 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)의 접속점에 대해서는, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D2)의 캐소드가 접속되며, 애노드는 일차측 어스와 접속된다.

이와 같이 하여 구성되는 역률개선회로(3)에 있어서, 교류입력전압(VAC)이 양극성으로 되는 기간의 정류전류로서는, 먼저, 상용교류전원(AC)의 양극라인으로부터, 정류 다이오드(Da)→평활콘덴서(Ci1)→상용교류전원(AC)의 음극라인의 경로에 의해 흐르는 제 1정류전류가 얻어진다. 또, 상용교류전원(AC)의 양극라인으로부터, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→정류 다이오드(D1)→평활콘덴서(Ci1)→상용교류전원(AC)의 음극라인→필터콘덴서(CN)의 경로에 의해 흐르는 제 2 정류전류가 얻어진다.

이 경우에 있어서도, 저속 리커버리형의 정류 다이오드(Da)는 스위칭 동작을 행하지 않으므로, 상기 제 1 정류전류는 교번파형으로는 이루어지지 않는다. 이것에 대해서, 제 2정류전류는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 얻어지는 교번전압에 의해서 스위칭 동작하는 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1)에 의해서 단속되어 교번파형으로 되어 평활콘덴서(Ci1)에 유입한다.

또, 교류입력전압(VAC)이 음극성으로 되는 기간에서는, 정류전류는, 상용교류전원(AC)의 음극라인으로부터, 평활콘덴서(Ci2)→정류다이오드(Db)→상용교류전원(AC)의 양극라인의 경로에 의해 흐르는 제 1정류전류와 상용교류전원(AC)의 음극라인측으로부터 평활콘덴서(Ci2)→정류 다이오드(D2)→소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→상용교류전원(AC)의 양극라인→필터콘덴서(CN)의 경로로 흐르는 제 2 정류전류에 분기한다.

그리고, 이 경우에 있어서도, 저속 리커버리형의 정류다이오드(Db)는 스위칭 동작을 행하지 않는 것으로, 제 1정류전류는 교번파형으로는 이루어지지 않는 것에 대하여, 제 2정류전류는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 얻어지는 교번전압의 인가에 의해 스위칭 동작하는 정류 다이오드(D2)에 의해서 단속되며, 교번파형으로 되어 평활콘덴서(Ci2)에 유입하게 된다.

따라서, 이 경우에 있어서도, 교류입력전압(VAC)이 양극성／음극성으로 되는 각 기간에 있어서, 정류전류는, 정류회로(Di)의 소요의 정류 다이오드를 흐르는 경로와 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1 또는 D2)를 흐르는 경로에 의해, 병렬적으로 분기하여 흐르는 경로부분이 형성된다.

그리고, 정류 다이오드(D1 또는 D2)측의 경로로 흐르는 정류전류가, 이들 정류 다이오드(D1 또는 D2)에 의해 스위칭되게 된다. 이것에 의해, 지금까지의 설명과 동일하게, 교류입력전류(IAC)의 도통각은 확대되어 역률개선이 도모되게 된다.

또, 상기한 정류전류경로에 의하면, 정류동작으로서는, 교류입력전압(VAC)이 양극성의 기간에 있어 평활콘덴서(Ci1)에 대한 충전이 행해지며, 교류입력전압(VAC)이 음극성의 기간에 있어서는, 평활콘덴서(Ci2)에 대한 충전이 행해진다. 따라서, 이 경우에도, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 직렬 접속 회로의 양단 전압으로서 교류입력전압(VAC)의 2배의 레벨에 대응하는 정류평활전압(Ei)을 생성하는 배전압 정류동작이 얻어지고 있다.

여기서, 도 17에 나타내는 제 6의 실시의 형태의 전원회로로서 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)과 이차코일(N2)측과의 결합계수에 대해서, 0.7~0.8정도의 결합계수에 의한 소결합 상태를 설정했을 경우의 등가 회로로서는, 도 20에 나타내는 것으로 된다.

이 도 20에 나타내는 회로에 있어서도, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 유도계수(LN11)는, 일차코일(N11)에 있어서의 여자 유도계수(Le11)와 누설 유도계수(Lk11)의 직렬 접속으로서 나타난다.

또, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 유도계수(LN1)는, 이 일차코일(N1)에 있어서의 여자 유도계수(Le1)와 누설 유도계수(Lk1)의 직렬 접속으로서 나타난다.

그리고, 이 경우에 있어서도, 도 17에 나타내는 바와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)과, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)은, 일차측 직렬공진회로내에 있어서 직렬 접속되어 있는 관계에 있다.

따라서, 도 21에 나타내는 등가회로와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)측에서 본, 일차코일(N1)의 누설 유도계수는, 일차코일(N11)에 있어서의 누설 유도계수(Lk11)와 일차코일(N1)에 있어서의 누설 유도계수(Lk1)의 직렬 접속으로서 나타내게 된다. 즉, 이 경우의 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 누설 유도계수의 실제로 해도, 도 15의 경우와 동일하게,

Lk11＋Lk1

으로서 나타내며, 결과적으로, 전원회로 전체로 하여 보았을 경우의 일차측과 2차측의 결합계수도, 0.8 이하로 된다.

그래서, 이 제 6의 실시형태의 전원회로로서도, 절연 컨버터 트랜스(PIT) 단체에서, 0.90이상의 결합계수가 얻어지도록 구성하는 것으로 한다. 이 때문에 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조는, 예를 들면 도 13에 나타낸 것으로 되기 때문에. 여기서의 설명은 생략한다.

이와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합계수를 0.90이상으로 설정했을 경우에 있어서의, 도 17의 전원회로의 등가회로는, 도 21에 나타내는 것으로 된다.

이 도면에 나타내는 바와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)과 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)과의 직렬접속회로 부위에 대해서는, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 여자 유도계수(Le1)와 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 여자 유도계수(Le11)와의 사이에, 하나의 누설 유도계수 성분(Lk11＋LK1)이 직렬로 접속되는 것으로 볼 수 있다.

그리고, 상기 도 21에 나타내는 등가회로에 의해 나타내는 것을 전제로서 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 실제로서는, 예를 들면

EER－40 코어

갭 길이=0.4mm

일차코일(N1)=22T

이차코일(N2)：센터 탭을 분할위치로 하여 14T＋14T

으로 하는 것으로, 0.93의 결합계수로 했다. 이것에 의해,

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 유도계수(LN1)=319μH

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차코일(N2)의 유도계수(LN2)=111μH

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차코일(N2)의 누설 유도계수(LK2)=17μH

라는 각 유도계수치가 얻어진다. 또, 소결합 트랜스(VFT)는, 결합계로서 약 0.8으로 하는데에 있어서, 실제로는, EE－28 페라이트 코어, 1.5 mm의 갭 길이로서 결합계수는 0.75를 얻었다. 이것에 의해,

소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 유도계수(LN11)=95μH

소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)의 유도계수(LN12)=43μH

라는 각 유도계수치가 얻어진다.

그리고 이 결과, 도 17에 나타내는 구성의 전원회로로서 도 21의 등가회로로서 나타나는 회로전체의 결합계수는, 0.84로 되며, 0.80보다 큰 결합계수가 얻어지는 것으로 되어 있다.

도 22는, 상기와 같이 하여, 도 21의 등가회로로서 0.84의 결합계수를 가지는, 도 17의 전원회로에 대해서 실험결과로서, 교류입력전압(VAC)=100V시에서, 부하전력(Po)=0W~250W의 변동에 대한, AC/DC전력변환효율(ηAC/DC), 역률(PF) 및 정류평활전압(Ei)의 변화를 나타내고 있다. 또한, 이 도면에 나타내는 실험결과를 얻는데에 있어서는, 일차측 직렬공진콘덴서(C1)에 대해서는, 0.022μF를 선정하고 있다.

도 22에 의하면, 이 경우에도, 정류평활전압(Ei)의 레벨은, 부하전력(Po)=0W~250W의 변동에 대하여 270V~312V에서 42V의 변동범위로 되어 있다. 이 실험결과는, 상용교류전원(AC)=100V계에서, 부하전력(Po)=250W이상으로 대응하는 배전압 정류회로를 갖추는 복합 공진형 컨버터로서 직류 입력 전압 레벨의 변동폭이 충분히 억제되고 있는 것을 나타내고 있다.

또, 이 도면에 나타나는 AC/DC전력변환효율의 특성이라고 해도, 경부하로 되는 부하변동 범위에 있어서의 곡선의 변화는 완만한 것으로 되어 있고 경부하로 되는 부하 조건에서의 전력변환효율의 저하가 억제되고 있는 것을 나타낸다.

또, 역률로서는, 부하전력(Po)=15W~250W의 범위에서 PF＞0.75를 유지하고 있어, 전원 고조파 왜곡 규제를 클리어 한다.

이와 같은 특성에서도 알 수 있는 바와 같이, 제 6의 실시형태의 전원회로라고 해도, 평활콘덴서(Ci), 스위칭 소자(Q1, Q2) 및 일차측 직렬공진콘덴서(C1)등에 대한 내압을 높은 것으로 할 필요가 없어져, 회로기판의 소형 경량화 및 저비용화가 도모된다.

또, 경부하의 조건에 있어서의 AC/DC전력변환효율의 저하도 억제되고 있다.또, 경부하의 조건에서의 직류 입력 전압의 상승이 억제되는 것으로, 스위칭 주파수 제어에 의한 정전압화를 위한 제어범위가 확대하여, 2차측 직류 출력전압의 안정화 제어할때의 최대 부하와 경부하의 사이에서의 과도응답 특성도 개선된다.

계속하여, 제 6의 실시형태로서의 전원회로에 대해서의 변형예로서 2예를 들어 두는 것으로 한다.

도 18에 제 1예로서의 변형예의 구성을 나타낸다.

이 제 1예의 변형예로서는, 먼저, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차코일(N2)에 대해서, 병렬공진콘덴서(C2)를 병렬로 접속하는 것으로, 2차측의 정류회로의 동작을 전압 공진형으로 하는 전압 공진회로, 또는, 부분 전압 공진 동작을 얻기 위한 부분 전압 공진회로로서의 2차측 병렬 공진회로를 형성하는 것으로 하고 있다.

또, 역률개선회로(3)내에 있어서는, 앞의 도 17에 있어서, 저속 리커버리형의 정류 다이오드(Da, Db)를 갖추어 형성되어 있던 정류회로(Di)를 생략하고 있다. 이 회로구성의 경우, 교류입력전압(VAC)이 정(+)의 기간의 정류전류의 모든 성분은, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1)에 의해 스위칭되어 교류입력전압(VAC)이 부(-)의 기간의 정류전류의 모든 성분은, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D2)에 의해 스위칭되어 교번파형으로 된다.

또, 도 19에, 제 2예로서의 변형 예의 구성을 나타낸다.

이 도면에 나타내는 역률개선회로(3)로서도, 도 18과 동일하게 하고, 2개의 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1, D2)와 2개의 평활콘덴서(Ci1, Ci2)를 갖추지만, 그 접속 형태가 차이가 난다.

이 경우에는, 상용교류전원(AC)의 양극라인측의 코먼 모드 초크 코일(CMC)과 필터콘덴서(CN)의 접속점에 대하여, 평활콘덴서(Ci2)의 음극단자가 접속된다. 평활콘덴서(Ci2)의 양극단자는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)의 직렬접속을 거쳐서, 정류 다이오드(D1)의 애노드와 정류 다이오드(D2)의 캐소드와의 접속점에 대하여 접속된다.

정류 다이오드(D1)의 캐소드는 평활콘덴서(Ci1)의 양극단자와 접속되어, 정류 다이오드(D2)의 애노드는, 상용교류전원(AC)의 음극라인측의 코먼 모드 초크 코일(CMC)과 필터콘덴서(CN)의 접속점에 대하여 접속된다.

또, 이 경우에는, 상용교류전원(AC)의 음극라인측의 코먼 모드 초크 코일(CMC)과 필터콘덴서(CN)의 접속점은, 일차측 어스와 접속되는 것으로 어스전위로 되어 있고, 평활콘덴서(Ci2)의 음극단자는 일차측 어스와 접속되게 되어 있다.

그리고, 후단의 스위칭 소자(Q1, Q2)의 직렬 접속 회로는, 평활콘덴서(Ci1)에 대하여 병렬로 접속된다. 즉, 이 경우의 직류입력전압(정류평활전압(Ei))은, 평활콘덴서(Ci1)의 양단 전압으로서 얻어진다.

이와 같은 구성에 있어서의 역률개선회로(3)의 동작은 다음과 같이 된다.

먼저, 교류입력전압(VAC)이 음극성으로 되는 기간에 있어서는, 정류전류는, 상용교류전원(AC)의 음극라인으로부터, 정류 다이오드(D2)→소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→평활콘덴서(Ci2)→상용교류전원(AC)의 음극라인의 경로로 흐른다.

상기한 정류전류경로에 의해서 정류전류가 흐름으로써, 평활콘덴서(Ci2)에 대하여 충전이 행해지게 되지만, 이것에 의해, 평활콘덴서(Ci2)의 양단 전압으로서는, 교류입력전압(VAC)의 등배에 대응하는 레벨의 전위가 얻어지게 된다.

또, 이 때, 정류 다이오드(D2)에서는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 여기된 교번전압이 인가되는 것으로, 정류전류를 스위칭하여 단속하는 동작을 행하고, 이것에 의해, 정류전류는 스위칭 주기의 교번파형으로 된다. 또한, 이 스위칭 주기의 고주파 성분은, 상기한 정류전류경로내에 있어서, 필터콘덴서(CN)를 흐르도록 하여 흡수된다.

그리고, 다음의 교류입력전압(VAC)이 음극성으로 되는 기간에 있어서는, 정류전류는, 상용교류전원(AC)의 양극라인으로부터, 평활콘덴서(Ci2)→소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→정류 다이오드(D1)→평활콘덴서(Ci1)→상용교류전원(AC)의 음극라인(일차측 어스)의 경로로 흐르게 된다.

상기한 정류전류경로에 의해서 정류전류가 흐름으로써, 교류입력전압(VAC)의 레벨에 대해서, 평활콘덴서(Ci2)의 양단에 얻어지고 있는 전위가 중첩 되도록 하고, 평활콘덴서(Ci1)로의 충전이 행해지게 된다. 이것에 의해서, 평활콘덴서(Ci1)의 양단 전압으로서는, 교류입력전압(VAC)의 2배에 대응하는 레벨의 정류평활전압(Ei)이 얻어지게 된다. 즉, 배전압 정류동작이 얻어지고 있는 것이다.

또, 상기한 정류전류경로에 있어서는, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 여기된 교번전압이 정류 다이오드(D1)에 인가되게 되며, 정류 다이오드(D1)에서는, 정류전류를 스위칭하는 동작이 얻어지게 된다.

따라서, 이 경우에도, 교류입력전압(VAC)이 정(+)／부(-)의 각 기간에 있어서, 소결합 트랜스(VFT)에 의해 전압 귀환되는 스위칭 출력에 의해서, 정류전류가 스위칭되게 된다. 즉, 역률개선 동작이 얻어지고 있는 것이다.

또한 변형예로서 도 18에 나타낸 2차측 병렬 공진회로는, 예를 들면, 도 17 또는 도 19에 나타낸 역률개선회로(3)로서의 구성을 채용하는 제 6의 실시형태로서의 각 전원회로에 대하여 설치되어 좋은 것이다. 즉, 2차측 병렬 공진회로는, 역률개선회로(3)의 구성으로 한정되지 않고 부가할 수 있다.

계속해서는, 제 7의 실시형태로서의 전원회로에 대해 설명한다. 이 제7의 실시형태의 전원회로는, 상용교류전원(AC)=100V계와 AC=200V계에 대응하는, 이른바 와이드 레인지 대응의 전원회로로 된다. 또, 부하전력(Po)=250W이상으로 대응하는 점에서는, 제 5 및 제 6의 실시형태의 전원회로와 동일하게 된다.

도 23은, 제 7의 실시형태로서의 전원회로의 구성예를 나타내고 있다. 또한, 이 도면에 있어서, 제 1~ 제 5의 실시의 형태의 전원회로로서의 구성을 나타낸 각 도면과 동일부분에는 동일부호를 붙여 설명을 생략한다.

이 도면에 나타내는 역률개선회로(3)에 있어서는, 먼저 도 12에 나타낸 제 5의 실시형태의 전원회로의 역률개선(3)과 동일 접속모양에 의해서, 1개의 필터콘덴서(CN)와 저속 리커버리형의 정류 다이오드(Da~Dd)에 의해 이루어지는 브릿지 정류회로(Di) 및 2개의 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1, D2)가 접속된다.

그리고 이 경우에 있어서는, 정류평활전압(Ei)(직류 입력 전압)을 생성하는 평활콘덴서로서는 2개의 평활콘덴서(Ci1, Ci2)가 갖추어진다. 이들 평활콘덴서(Ci1, Ci2)는, 도시하는 바와 같이 직렬 접속한 뒤에, 평활콘덴서(Ci1)의 양극단자를 정류평활전압(Ei)의 브릿지 정류회로(Di)의 양극출력단자와 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1)의 접속점에 대하여 접속하고, 평활콘덴서(Ci2)의 음극단자를 일차측 어스에 대하여 접속하도록 된다.

또, 직렬 접속되는 평활콘덴서(Ci1)의 음극단자와 평활콘덴서(Ci2)의 양극단자의 접속점은, 스위치(S)를 거쳐서, 상용교류전원(AC)의 음극라인 측에 있어서는 코먼 모드 초크 코일(CMC)과 필터콘덴서(CN)의 접속점에 대하여 접속된다.

스위치(S)는, AC100V계에 대응하는 교류입력전압(VAC)=150V미만이 입력되어 있을 때 온으로 되며, AC200V계에 대응하는 교류입력전압(VAC)=150V이상이 입력되고 있을 때 오프가 되도록 전환이 행해진다. 이와 같은 스위치(S)의 전환제어를 위한 회로부는, 도 23에 있어서는 도시하고 있지 않지만, 예를 들면 스위치(S)에 대해서는 릴레이 스위치를 이용하는 것으로 한다. 그리고, 교류입력전압(VAC)의 레벨을 검출하고, 그 검출 결과에 따라 전자 릴레이를 구동하는 것으로, 상기 스위치(S)를 전환하도록 구성된 회로부를 설치하도록 하면 좋다.

상기와 같이 하여 구성되는 정류회로계를 갖추는 역률개선회로(3)의 동작은 다음과 같이 된다.

먼저, 상용교류전원(AC)=100V계에 대응하여 150V미만의 교류입력전압(VAC)이 입력되어 스위치(S)가 온이 되고 있는 경우에는, 다음과 같이 하여 배전압 정류회로가 형성된다.

즉, 교류입력전압(VAC)이 양극성 일 때에는, 상용교류전원(AC)의 양극라인→정류 다이오드(Da)→평활콘덴서(Ci1)→스위치(S)→상용교류전원(AC)의 음극라인의 경로 제 1정류전류가 흘러, 상용교류전원(AC)의 양극라인으로부터 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→정류 다이오드(D1)→평활콘덴서(Ci1)→스위치(S)→상용교류전원(AC)의 음극라인→필터콘덴서(CN)의 경로로 제 2정류전류가 흐른다.

그리고, 상기 제 1 정류전류 및 제 2정류전류에 의해서 평활콘덴서(Ci1)에 대한 충전이 행해지는 것으로, 평활콘덴서(Ci1)의 양단 전압으로서는, 교류입력전압(VAC)의 등배에 대응하는 레벨의 직류전압이 얻어지게 된다.

또, 제 2정류전류가 흐르는 정류전류경로에 있어서는, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1)가, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 여기된 교번전압에 의해서, 제 2정류전류를 스위칭하는 동작이 얻어진다. 즉, 제 2정류전류로서는 교번파형으로 된다.

또, 교류입력전압(VAC)이 음극성일 때에는, 정류전류는, 상용교류전원(AC)의 음극라인→→스위치(S)→평활콘덴서(Ci2)→정류다이오드(Db)→상용교류전원(AC)의 양극라인의 경로에서 제 1정류전류가 흐르고, 상용교류전원(AC)의 음극라인으로부터 스위치(S)를 거쳐서, 평활콘덴서(Ci2)→정류 다이오드(D2)→소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→상용교류전원(AC)의 양극라인→필터콘덴서(CN)의 경로에서 제 2 정류전류가 흐른다.

그리고, 상기 제 1정류전류 및 제 2정류전류에 의하여 평활콘덴서(Ci2)에 대한 충전이 행해지는 것으로, 평활콘덴서(Ci2)의 양단전압으로 해도, 교류입력전압(VAC)의 등배에 대응하는 레벨의 직류전압이 얻어진다.

이 결과, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 직렬 접속 회로의 양단 전압으로서는, 교류입력전압(VAC)의 2배에 대응하는 레벨의 직류전압인, 정류평활전압(Ei)이 얻어지게 된다. 즉, 배전압 정류동작이 얻어지고 있다.

또, 교류입력전압(VAC)이 음극성이 되는 기간에 있어서도, 제 2정류전류가 흐르는 정류전류경로에 있어서는, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D2)가, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 여기된 교번전압에 의하여, 제 2정류전류를 스위칭하므로, 제 2정류전류로서는 교번파형으로 된다.

따라서, 교류입력전압(VAC)이 정(+)／부(-)의 양기간에 있어서, 제 2정류전류는, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1 또는 D2)에 의해서 스위칭되어 교번파형이 되어 흐르도록 된다. 이와 같이 하여 정류전류 성분이 교번파형으로 되는 결과, 지금까지 설명한 바와 같이, 교류입력전류(IAC)의 도통각이 확대되어 역률개선이 도모되게 된다.

또, 상용교류전원(AC)=200V계에 대응하여 150V이상의 교류입력전압(VAC)이 입력되었을 경우, 스위치(S)는 오프로 된다. 스위치(S)가 오프가 되는 경우의 역률개선회로(3)의 회로구성으로서는, 먼저 도 12에 나타낸 제 5의 실시형태의 전원회로의 역률개선회로(3)와 동일하게 된다. 즉, 이 경우에 있어서는, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 직렬접속회로에 대하여, 전파 정류동작에 의한 정류전류의 충전이 행해진다. 이것에 의해, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 직렬 접속 회로의 양단 전압으로서, 교류입력전압(VAC)의 등배에 대응하는 레벨의 정류평활전압(Ei)(직류 입력 전압)이 얻어진다.

또, 이 경우에 있어서도, 먼저 도 12에 의해 설명한 바와 같이 하여, 교류입력전압(VAC)이 정(+)／부(-)의 양기간에 있어서 제 2정류전류를, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1, D2)에 의해 스위칭하는 동작이 얻어지며, 이것에 의해, 역률개선이 도모된다.

이 도 23에 나타내는 제 7의 실시형태의 전원회로로서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)과 이차코일(N2)측과의 결합계수에 대하여, 0.7~0.8정도의 결합계수에 의한 소결합 상태를 설정했을 경우의 등가 회로로서는, 먼저 설명한 도 20에 나타내는 것으로 된다. 따라서, 이 경우의 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 누설 유도계수의 실제로 해도,

Lk11＋Lk1

으로서 나타내며, 결과로서, 전원회로 전체로 하여 보았을 경우의 일차측과 2차측의 결합계수도, 0.8이하로 된다.

이 때문에, 제 7의 실시형태의 전원회로로 해도, 예를 들면 먼저 도 13에 의해 설명한 바와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스(PIT) 단체로, 0.90이상의 결합계수가 얻어지도록 구성하게 된다.

그리고, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합계수를 0.90이상으로 설정했을 경우에 있어서의, 도 23의 전원회로의 등가회로는, 도 21에 나타내는 것으로 된다.

따라서, 도 23에 나타내는 전원회로에 대해서도, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)과 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)과의 직렬 접속 회로의 부위에 대해서는, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 여자 유도계수(Le1)와, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 여자 유도계수(Le11)와의 사이에, 하나의 누설 유도계수 성분(Lk11＋LK1)이 직렬로 접속되는 것으로 볼 수 있다.

그리고, 상기 도 21에 나타내는 등가회로에 의해 나타내는 것을 전제로서 이 제 7의 실시형태의 전원회로에 있어서의 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 실제로서는, 앞의 제 6의 실시형태와 동일하게 구성하는 것으로, 0.93의 결합계수로 했다. 이것에 의해, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차코일(N1)의 유도계수(LN1), 누설 유도계수(Lk1), 이차코일(N2)의 유도계수(LN2), 누설 유도계수(LK2)에 대해서도, 제 6의 실시의 형태에 있어서 기술한 것과 같은 값이 얻어진다.

또, 소결합 트랜스(VFT)로 해도, 제 6의 실시형태의 경우와 같은 실제의 구성으로 하는 것으로, 0.75의 결합계수를 얻었다. 또, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 유도계수(LN11), 이차코일(N12)의 유도계수(LN12)에 대해서도, 제 6의 실시형태와 같은 값을 얻었다.

그리고 이 결과, 도 23에 나타내는 구성의 전원회로로서 도 21의 등가회로로서 나타나는 회로전체의 결합계수는, 0.84로 되며, 0.80보다 큰 결합계수가 얻어지는 것으로 되어 있다.

도 25 및 도 26은, 도 21의 등가회로로서 0.84의 결합계수를 가지는, 도 17의 전원회로에 대해서의 실험결과로서, 부하전력(Po)=0W~250W의 변동에 대한, AC/DC전력변환효율(ηAC/DC), 역률(PF) 및 정류평활전압(Ei)의 변화를 나타내고 있다. 도 25는, 교류입력전압(VAC)=100V일 때(AC100V계 일때)의 특성을 나타내고, 도 26은, 교류입력전압(VAC)=230V 일때(AC200V계 일때)의 특성을 나타내고 있다. 또, 이 도면에 나타내는 실험결과를 얻는데에 있어서는, 일차측 직렬공진콘덴서(C1)에 대해서는, 0.022μF를 선정하고 있다.

도 25 및 도 26에 의하면, 정류평활전압(Ei)의 레벨은, 부하전력(Po)=0W~250W의 변동에 대하여, 교류입력전압(VAC)=100V일 때에는 46V, 교류입력전압(VAC)=230V일 때에는 19V의 변동범위로 되어 있다. 이 실험결과로 해도, AC100V계 일때, AC200V계 일때 함께, 부하전력(Po)=250W이상에 대응하는 복합 공진형 컨버터로서, 직류 입력 전압 레벨의 변동폭이 충분히 억제되어 있는 것을 나타내고 있다.

또, 이들 도면에 나타나는 AC/DC전력변환효율의 특성으로 해도, 경부하로 되는 부하변동 범위에 있어서의 곡선의 변화는 완만한 것으로 되어 있고, 경부하로 되는 부하조건에서의 전력변환효율의 저하의 억제, 혹은 전력변환효율의 향상이 도모되어 있는 것을 나타낸다.

또, 역률로서는, 교류입력전압(VAC)=100V일때 에는, 부하전력(Po)=15W~250W의 범위에서 PF＞0.80을 유지하고 있고, 교류입력전압(VAC)=230V일때 에는, 부하전력(Po)=100W~250W의 범위에서 PF＞0.75를 유지하고 있어, 어느 쪽의 교류입력전압(VAC)의 입력조건의 경우에도 전원 고조파 왜곡 규제를 클리어 한다.

이와 같은 특성이 얻어지는 것으로, 제 7의 실시의 형태의 전원회로에 대해서도, 먼저 설명한 제 5, 제 6의 각 실시형태와 같은 효과가 얻어지는 것으로 된다.

도 24는, 제 7의 실시의 형태로서의 전원회로의 변형예에 대하여 나타내고 있다. 또한, 이 도면에 있어서, 도 23과 동일부분에는 동일부호를 붙이고 설명을 생략한다.

먼저, 이 도면에 나타내는 회로의 역률개선회로(3)에 있어서는, 도 23에 나타내고 있던 고속 리커버리형의 정류 다이오드(D1, D2)가 삭제되어 있다. 대신에, 이 경우에는 브릿지 정류회로(Di)를 형성하는 정류 다이오드(Da~Dd)에 대하여 고속 리커버리형이 선정된다.

또, 이 경우의 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 접속점은, 릴레이 스위치(S1)의 단자(t2)와 접속된다.

릴레이 스위치(S1)는, 이른바 2접점의 스위치이며, 후술하는 전자 릴레이(RL)에 의해, 단자(t1)가 단자(t2, t3)의 어느 쪽인가에 대해서 택일적으로 접속되도록 하여 전환이 행해진다.

이 경우, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)의 일단은, 정류평활전압(Ei)(직류 입력 전압)의 양극라인에 대하여 접속된다. 타단은, 상용교류전원(AC)의 양극라인과 브릿지 정류회로(Di)의 양극입력단자에 대하여 접속된다.

또, 이 경우의 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)은, 탭을 거쳐서 코일부(N11A, N11B)에 분할되도록 하여 형성된다. 코일부(N11A)의 단부는, 직렬공진콘덴서(C1)를 거쳐서 스위칭 출력점에 대해서 접속된다. 또, 코일부(N11A, N11B)의 접속점은 릴레이 스위치(S2)의 단자(t2)와 접속된다. 코일부(N11B)의 단부는, 릴레이 스위치(S2)의 단자(t3)와 접속된다.

릴레이 스위치(S2)도 2접점의 스위치이며, 전자 릴레이(RL)에 의하여, 단자 (t1)가 단자(t2, t3)의 어느 것인가에 대하여 택일적으로 접속되도록 하여 전환된다.

이 도면에서는, 릴레이(RL)를 구동하기 위한 회로부로서 정류회로 전환모듈(5)을 갖출 수 있다. 이 경우의 정류회로 전환모듈(5)의 단자(t14)에 대해서는, 다이오드(D10) 및 콘덴서(C10)로부터 이루어지는 반파 정류회로에 의해 얻어지는 직류전압이 검출전압으로서 입력된다. 이 반파 정류회로(D10, C10)는, 상용교류전원(AC)을 입력하여 정류동작을 행하도록 이루어져 있으므로, 정류회로 전환모듈(5)에서는 교류입력전압(VAC)의 레벨을 검출하게 된다.

또, 정류회로 전환모듈(5)의 단자(T12, T13)간에 대하여, 전자 릴레이가 접속되어 있다. 정류회로 전환모듈(5)에서는, 단자(T12, T13) 사이에 흘려야 할 전류의 온／오프를 제어하는 것으로, 전자 릴레이(RL)를 구동하고, 릴레이 스위치(S1, S2)의 전환을 행하게 된다.

여기서, 정류회로 전환모듈(5)에서는, 교류입력전압(VAC)의 검출 레벨이 150 V미만(AC100V계 일때)인 경우에는, 릴레이 스위치(S1, S2)에 대하여, 단자(t1－t2)가 접속되도록 전자 릴레이(RL)를 구동한다.

먼저, 릴레이 스위치(S1)에 있어서 단자(t1－t2)가 접속되는 것에 따라서는, 역률개선회로(3)에 있어서, 배전압 정류회로가 형성되게 된다.

즉, 교류입력전압(VAC)이 양극성으로 되는 기간에서는, 상용교류전원(AC)의 양극라인→정류 다이오드(Da)→평활콘덴서(Ci1)→(릴레이 스위치(S1))→상용교류전원(AC)의 음극라인(필터콘덴서(CN))의 경로에 의한 정류전류가 흐른다. 또, 이 때에는, 상용교류전원(AC)의 양극라인→소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)→평활콘덴서(Ci1)→(릴레이 스위치(S1))→상용교류전원(AC)의 음극라인(필터콘덴서(CN))의 경로에 의해서도 전류가 흐른다.

이와 같이 하여, 상기 정류전류에 의해서 평활콘덴서(Ci1)로의 충전이 행해지는 것으로, 평활콘덴서(Ci1)의 양단 전압으로서는, 교류입력전압(VAC)의 등배레벨의 직류전압이 얻어진다.

또, 상기와 같이 하여 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)이 삽입되어 있는 것으로, 이 정류전류경로에는 스위칭 주기의 교번전압이 중첩되며, 제 1정류전류는, 고속 리커버리형의 정류 다이오드(Da)에 의해 스위칭되어 교번파형으로 된다.

또, 교류입력전압(VAC)이 음극성으로 되는 기간에서는, 상용교류전원(AC)의 음극라인→(릴레이 스위치(S1))→평활콘덴서(Ci2)→정류다이오드(Dc)→상용교류전원(AC)의 양극라인(필터콘덴서(CN))의 경로에 의한 정류전류가 흐른다.

이 때에는, 정류전류에 의해서 평활콘덴서(Ci2)로의 충전이 행해지는 것으로, 평활콘덴서(Ci2)의 양단 전압으로 해도, 교류입력전압(VAC)의 등배레벨의 직류전압이 얻어진다. 이것에 의해, 직렬 접속된 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 양단 전압으로서는, 교류입력전압(VAC)의 2배에 대응하는 레벨의 직류전압인 정류평활전압(Ei)(직류 입력 전압)이 얻어지는 것으로 된다. 즉, 배전압 정류동작이 얻어지고 있는 것이다.

또, 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)은, 정류다이오드(Dc)의 캐소드측과 접속되어 있고, 따라서, 상기의 경로로 흐르는 정류전류는, 고속 리커버리형의 정류다이오드(Dc)에 의해 스위칭되어 교번파형으로 된다.

또, 릴레이 스위치(S2)측에 있어서, 단자(t1－t2)가 접속되는 것에 따라서는, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)으로서 코일부(N11A)만이 유효하게 되게 된다.

계속하여, 교류입력전압(VAC)의 검출 레벨이 150V이상(AC200V계 일때)인 경우에는, 정류회로 전환모듈(5)에서는, 릴레이 스위치(S1, S2)에 대하여, 단자(t1－t3)가 접속되도록 전자 릴레이(RL)를 구동한다.

릴레이 스위치(S1)에서 단자(t1－t3)가 접속되는 경우, 단자(t2)는 오픈으로 되어 있기 때문에, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 접속점과 상용교류전원(AC)의 음극라인은 접속되지 않게 되고, 정류회로로서는 전파 정류회로가 형성된다.

즉, 교류입력전압(VAC)이 양극성의 경우에는, 상용교류전원(AC)의 양극라인→평활콘덴서(Ci1－Ci2)→정류 다이오드(Dd)→상용교류전원(AC)의 음극라인(필터콘덴서(CN))의 경로에 의해 정류전류가 흐른다. 또, 이 때에는, 분기하여, 상용교류전원(AC)의 양극라인에서 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)를 거쳐서, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)로의 충전전류가 흐른다.

또, 교류입력전압(VAC)이 음극성의 경우에는, 상용교류전원(AC)의 음극라인→정류다이오드(Db)→평활콘덴서(Ci1－Ci2)→정류다이오드(Dc)→상용교류전원(AC)의 양극라인(필터콘덴서(CN))의 경로에서 정류전류가 흐른다.

이와 같이 하여, 교류입력전압(VAC)이 정(+)／부(-)의 각 기간에 있어서, 직렬 접속된 평활콘덴서(Ci1－Ci2)에 대하여 정류전류가 충전되게 되므로, 평활콘덴서(Ci1－Ci2)의 양단 전압으로서는, 교류입력전압(VAC)의 등배에 대응하는 레벨의 정류평활전압(Ei)(직류 입력 전압)이 얻어지게 된다. 즉, 전파 정류동작이 얻어지고 있는 것이다.

또 릴레이 스위치(S2)측에 있어서, 단자(t1－t3)가 접속되는 것에 따라서는, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)로서 코일부(N11A－N11B)의 직렬 접속이 유효하게 되게된다.

지금까지의 설명에서, 도 24에 나타내는 전원회로라고 해도, 도 23에 나타낸 전원회로와 동일하게 하고, 정류평활전압(Ei)을 생성하는 정류회로계로서는, AC100V계 일때에는 배전압 정류동작으로 되고, AC200V계 일 때에는 전파 정류동작으로 되도록 하여 전환이 행해지는 구성을 채용하는 것으로, 와이드 레인지 대응으로 하고 있는 것을 알 수 있다.

또, AC100V계 일때와 AC200V계일 때의 어느 것에 있어서도, 교류입력전압(VAC)이 정(+)／부(-)로 되는 각 기간에 있어서, 브릿지 정류회로(Di)를 형성하는 정류 다이오드(Da~Dd)의 어느 쪽에 의해서 정류전류를 스위칭하고 있기 때문에, 역률개선 동작도 얻어지게 된다.

또, 도 24에 나타내는 회로에 있어서는, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)에 대하여, 교류입력전압(VAC)이 150V미만(AC100V계 일때)으로 되는 경우에는, 코일부(N11A)에만 유효하게 되며, 교류입력전압(VAC)이 150V이상(AC200V계 일때)으로 되는 경우에는, 코일부(N11A－N11B)의 직렬 접속이 유효하게 되도록 전환이 행해지게 된다. 즉, AC200V계 일때 에는, AC100V계 일때 보다, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 코일수가 증가하도록 하여 전환이 행해지도록 된다.

소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)의 코일수가 변화하면, 이차코일(N12)과의 코일비가 변화하게 되고, 이차코일(N12)에 여기되어 정류전류경로에 귀환되어야 할 교번전압 레벨도 변화하게 된다.

이 결과, 본 실시의 형태에서는, 예를 들면 AC100V계 일때에 있어서, 부하전력(Po)=250W정도의 조건 아래에서, 역률에 대하여, 0.75정도가 되도록 되어, 전력변환효율이 향상되게 된다.

또, 예를 들면 지금까지 설명해 온 각 실시의 형태로서의 전원회로와 같이 하여, 소결합 트랜스(VFT)에 의해 스위칭 출력을 정류전류경로에 전압 귀환하여 역률개선을 도모하는 구성에서는, 직류 입력 전압(정류평활전압)(Ei)에 고주파 성분의 리플 전압이 중첩하는 것을 알고 있다.

그래서, 도 24에 나타내는 회로에서는, 일차코일(N1)의 일단을, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)에서 일차측 직렬공진콘덴서(C1)를 거쳐서, 스위칭 출력점에 대하여 접속하는 한편으로, 다른 한편의 일차코일(N1)의 단부를 평활콘덴서(Ci1)의 양극단자에 접속하는 것으로 하고 있다. 즉, 일차측 직렬공진회로의 일단을, 일차측 어스에 접지시키는 것이 아니라, 정류평활전압(Ei)의 양극라인에 접속하는 구성으로 하고 있다.

이와 같은 구성으로 했을 경우에는, 예를 들면, 소결합 트랜스(VFT)의 일차코일(N11)에 흐르는 일차측 공진 전류와 소결합 트랜스(VFT)의 이차코일(N12)에 흐르는 교번파형의 정류전류에 대하여 역위상으로 되도록 설정할 수 있다.

이와 같이 하여, 일차코일(N1)의 한편의 단부가 평활콘덴서(Ci1)의 양극단자에 대하여 접속된 후에, 일차측 공진 전류와 역률개선회로(3)내에 흐르는 전류가 역위상으로 되는 것으로, 스위칭 출력으로서의 일차측 공진 전류의 고주파 성분은, 역률개선회로(3)에 있어서 전압귀환되는 역위상의 스위칭 출력성분에 의해 서로 지우게 된다.

그리고, 이 결과, 직류입력전압(Ei)의 리플 전압 성분이 억제되게 된다.

또한, 상기와 같이 일차측 공진 전류와 역률개선회로(3)내에 흐르는 전류를 역위상으로 하는 설정은, 예를 들면 소결합 트랜스(VFT)의 각 코일(N11, N12)의 감는 방향에 의해 행하는 것이 가능하다.

또, 이 그 밖에도, 예를 들면 소결합 트랜스(VFT)의 각 코일(N11, N12)과 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 각 코일(N1, N2)의 감는 방향과의 상대 관계에 의해 설정하는 것도 가능하다.

또, 도 24에 나타내는 전원회로에 있어서도, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차코일(N2)에 대하여, 병렬공진콘덴서(C2)를 병렬로 접속하는 것으로, 2차측의 정류회로의 동작을 전압 공진형으로 하는 전압 공진회로, 또는, 부분 전압 공진 동작을 얻기 위한 부분 전압 공진회로로서의 2차측 병렬 공진회로를 형성하고 있다.

또한 이 제 7의 실시형태로서도, 2차측 병렬 공진회로는, 예를 들면, 도 23에 나타낸 회로구성에 대하여 부가되어도 좋은 것이다.

또, 본 발명으로서는, 지금까지 설명한 전원회로의 구성에 한정되는 것은 아니다.

예를 들면 스위칭 소자로서는, 예를 들면 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)등, 타려식에 사용 가능한 소자이면, MOS－FET 이외의 소자가 채용되어 상관없다. 또, 먼저 설명한 각부품 소자의 정수등도, 실제의 조건등에 따라 변경되어 상관없다.

또, 본 발명으로서는, 자려식으로 하프 브릿지 결합방식에 의한 전류 공진형 컨버터를 갖추어 구성하는 일도 가능하게 된다. 이 경우에는, 스위칭 소자로서 예를 들면 바이폴러 트랜지스터를 선정할 수 있다.

또한, 예를 들면 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 측에 있어서 2차측 직류 출력전압을 생성하기 위한 회로구성이라고 해도, 적당히 변경되어 상관없다.

또, 역률개선회로(3)의 구성이라고 해도, 상기 각 실시의 형태로서 나타낸 것 이외로 한정되는 것이 아니고, 지금까지 본 출원인이 제안해 온 각종 전압 귀환 방식에 의한 회로구성 중에서, 적용 가능한 것을 채용해도 좋다.

Claims

교류입력전압을 정류하는 정류소자 및 이 정류소자에 의해 정류된 전압을 평활하는 평활콘덴서를 갖추고 정류평활전압을 생성하는 정류평활수단과,

상기 정류평활수단에 의해 생성되는 정류평활전압의 공급을 받아 스위칭 동작을 행하고, 하프 브릿지 결합된 2개의 스위칭 소자를 갖추어 형성되는 스위칭 수단과,

상기 2개의 스위칭 소자를 교대로 온／오프 하도록 하여 스위칭 구동하는 스위칭 구동수단과,

상기 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 일차코일과 이 일차코일에 얻어진 스위칭 출력으로서의 상호 전압이 여기되는 이차코일을 적어도 권장하는 동시에, 소요의 결합계수에 의한 소결합으로 되는 상태가 얻어지도록, 소정 길이의 갭을 형성하여 형성되는 절연컨버터 트랜스와,

적어도, 상기 일차코일의 누설 유도계수 성분과 상기 일차코일에 직렬 접속된 일차측 직렬공진콘덴서의 캐패시턴스에 의하여 형성되며, 상기 스위칭 수단으로부터의 스위칭 출력의 공급을 받아 상기 스위칭 수단의 동작을 전류공진형으로 하는 일차측 직렬공진회로와,

상기 이차코일에 얻어지는 교번전압을 입력하고, 정류동작을 행하는 것으로 2차측 직류 출력전압을 생성하도록 구성된 직류 출력전압 생성수단과,

상기 2차측 직류 출력전압의 레벨에 따라서 상기 스위칭 구동수단을 제어하고, 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변하는 것으로, 상기 2차측 직류 출력전압에 대한 정전압제어를 행하도록 구성된 정전압 제어수단을 갖추는 스위칭 전원회로에 있어서,

상기 일차측 직렬공진회로에 대하여 직렬로 삽입되는 역률개선용 일차코일과, 상기 정류평활수단으로서 형성되는 정류전류경로에 삽입되는 역률개선용 이차코일을 권장하는 역률개선용 트랜스를 또한 갖추고,

상기 정류평활수단의 정류소자는, 상기 역률개선용 일차코일에 의해서 상기 역률개선용 이차코일에 여기되는 교번전압에 근거하여 스위칭 동작을 행하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 정류평활수단은,

상기 교류입력전압이 정(+)의 기간에 있어 정류소자에 의해 교류입력전압을 정류한 전압을 평활화하는 평활콘덴서와, 상기 교류입력전압이 부(-)의 기간에 있어 정류소자에 의해 교류입력전압을 정류한 전압을 평활화하는 평활콘덴서와의 2개의 평활콘덴서를 갖추고,

상기 2개의 평활콘덴서의 양단전압을 쌓아 올리도록 하여 얻어지는 전압이 상기 정류평활전압이 되도록 하여 형성되는 배전압 정류평활수단으로 이루어지도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
교류입력전압이 정(+)／부(-)의 각 기간에 있어서 각각 정류를 행하는 복수의 저주파 정류소자 및 이 저주파 정류소자에 의해 정류된 전압을 평활하는 평활콘덴서를 가지는 정류평활수단과,

상기 정류평활수단에 의해 생성되는 정류평활전압의 공급을 받아 스위칭 동작을 행하고, 하프 브릿지 결합된 2개의 스위칭 소자를 갖추어 형성되는 스위칭 수단과,

상기 2개의 스위칭 소자를 교대로 온／오프하도록 하여 스위칭 구동하는 스위칭 구동수단과,

상기 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 일차코일과 이 일차코일에 얻어진 스위칭 출력으로서의 교번전압이 여기되는 이차코일을 적어도 권장하는 동시에, 소요의 결합계수에 의한 소결합으로 되는 상태가 얻어지도록, 소정 길이의 갭을 형성하여 형성되는 절연 컨버터 트랜스와,

적어도, 상기 일차코일의 누설 유도계수 성분과 상기 일차코일에 직렬 접속된 일차측 직렬공진콘덴서의 캐패시턴스에 의하여 형성되며, 상기 스위칭 수단으로부터의 스위칭 출력의 공급을 받아 상기 스위칭 수단의 동작을 전류 공진형으로 하는 일차측 직렬공진회로와,

상기 이차코일에 얻어지는 교번전압을 입력하고, 정류동작을 행하는 것으로 2차측 직류 출력전압을 생성하도록 구성된 직류 출력전압 생성수단과,

상기 2차측 직류 출력전압의 레벨에 따라서 상기 스위칭 구동수단을 제어하고, 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변하는 것으로, 상기 2차측 직류 출력전압에 대한 정전압제어를 행하도록 구성된 정전압 제어수단을 갖추는 스위칭 전원회로에 있어서,

상기 일차측 직렬공진회로에 대하여 직렬로 삽입되는 역률개선용 일차코일과, 상기 정류평활수단으로서 형성되는 소정의 정류전류경로에 대하여 병렬로 접속되는 역률개선용 이차코일을 권장하는 역률개선용 트랜스와,

상기 역률개선용 이차코일에 대하여 직렬로 접속되는 것으로, 상기 교류입력전압의 주파수와 비교해서는 고주파인, 상기 역률개선용 일차코일에 의하여 역률개선용 이차코일에 여기되는 교번전압이 정(+)／부(-)의 각 기간에 있어서, 각각 스위칭 동작을 행하는 복수의 고주파 정류소자를, 또한 갖추도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 3항에 있어서,

상기 정류평활수단은,

상기 교류입력전압이 정(+)의 기간에 있어서 정류소자에 의해 교류입력전압을 정류한 전압을 평활화하는 평활콘덴서와, 상기 교류입력전압이 부(-)의 기간에 있어서 정류소자에 의해 교류입력전압을 정류한 전압을 평활화하는 평활콘덴서와의 2개의 평활콘덴서를 갖추고,

상기 2개의 평활콘덴서의 양단 전압을 쌓아 올리도록 하여 얻어지는 전압이 상기 정류평활전압으로 되도록 하여 형성되는 배전압 정류평활수단이도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
교류입력전압이 정(+)／부(-)의 각 기간에 있어서 각각 정류를 행하는 복수의 정류소자 및 이 정류소자에 의해 정류된 전압을 평활하는 평활콘덴서를 가지는 정류평활수단과,

상기 정류평활수단에 의해 생성되는 정류평활전압의 공급을 받아 스위칭 동작을 행하고, 하프 브릿지 결합된 2개의 스위칭 소자를 갖추어 형성되는 스위칭 수단과,

상기 2개의 스위칭 소자를 교대로 온／오프 하도록 하여 스위칭 구동하는 스위칭 구동수단과,

상기 스위칭 수단의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되는 일차코일과, 이 일차코일에 얻어진 스위칭 출력으로서의 교번전압이 여기되는 이차코일을 적어도 권장하는 동시에, 소요의 결합계수에 의한 소결합으로 되는 상태가 얻어지도록, 소정 길이의 갭을 형성하여 형성되는 절연 컨버터 트랜스와,

적어도, 상기 일차코일의 누설 유도계수 성분과 상기 일차코일에 직렬 접속된 일차측 직렬공진콘덴서의 캐패시턴스에 의하여 형성되며, 상기 스위칭 수단으로부터의 스위칭 출력의 공급을 받아 상기 스위칭 수단의 동작을 전류 공진형으로 하는 일차측 직렬공진회로와,

상기 이차코일에 얻어지는 교번전압을 입력하고, 정류동작을 행하는 것으로 2차측 직류 출력전압을 생성하도록 구성된 직류 출력전압 생성수단과,

상기 2차측 직류 출력전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 구동수단을 제어하고, 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 가변하는 것으로, 상기 2차측 직류 출력전압에 대한 정전압 제어를 행하도록 구성된 정전압 제어수단을 갖추는 스위칭 전원회로에 있어서,

상기 일차측 직렬공진회로에 대하여 직렬에 삽입되는 역률개선용 일차코일과, 상기 정류평활수단으로서 형성되는 소정의 정류전류경로에 대하여 병렬로 접속되는 역률개선용 이차코일을 권장하는 역률개선용 트랜스를 또한 갖추고,

상기 정류평활수단의 정류소자는, 상기 역률개선용 일차코일에 의하여 상기 역률개선용 이차코일에 여기되는 교번전압에 근거하여 스위칭 동작을 행하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항, 제 3항 및 제 5항의 어느 한 항에 있어서,

상기 역률개선용 일차코일과 상기 역률개선용 이차코일에 대하여, 소요의 결합계수에 의한 소결합으로서의 상태가 얻어지도록 되어 있는 동시에,

상기 스위칭 전원회로 전체로서의 결합계수에 대하여 소요의 결합계수를 얻는 것에 대응하여, 상기 절연 컨버터 트랜스에 대해서는 소요 이상의 결합계수를 얻기 위해서, 상기 절연 컨버터 트랜스의 갭을 소정 이내의 길이로 설정하고 있도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항, 제 3항 및 제 5항의 어느 한 항에 있어서,

상기 2개의 스위칭 소자중, 적어도 한쪽의 스위칭 소자에 대하여 병렬 접속된 부분 전압 공진 콘덴서의 캐패시턴스와, 상기 일차코일의 누설 유도계수 성분을 적어도 포함함으로써 형성되며, 상기 각 스위칭 소자가 턴온 또는 턴 오프 하는 타이밍에 따라서만 전압 공진 동작이 얻어지는 일차측 부분 전압 공진회로를 또한 갖추도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 5항에 있어서,

상기 정류평활수단은, 브릿지 접속된 4개의 정류소자와 직렬 접속되는 2개의 평활콘덴서를 갖추고, 상기 브릿지 접속된 4개의 정류소자에 의해, 상기 2개의 평활콘덴서의 직렬 접속에 대하여 전파 정류에 의한 정류전류의 충전이 행하도록 하여 회로가 형성되어 있는 동시에,

상기 2개의 평활콘덴서와 교류라인과의 사이를 온／오프 하도록 하여 삽입되는 스위치 수단과,

상기 교류의 레벨이 기준치 이상일 때에 상기 스위치 수단을 오프로 하고, 상기 교류의 레벨이 기준치 미만일 때에 상기 스위치 수단을 온으로 하도록 하여 제어하는 스위치 제어수단을 또한 갖추도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 5항에 있어서,

상기 역률개선용 일차코일은, 탭을 거쳐서 2개로 분할한 후에, 분할한 한쪽의 역률개선용 일차코일의 단부를 상기 일차측 직렬공진콘덴서와 접속하는 동시에,

절연 컨버터 트랜스의 일차코일의 단부에 접속해야 할 부위로서, 분할한 다른 쪽의 역률개선용 일차코일의 단부와, 상기 탭의 단자를 선택하여 전환하는 전환 수단과,

상기 교류의 레벨이 기준치 이상일 때에 상기 전환수단에 의해 상기 다른 쪽의 역률개선용 일차코일의 단부를 선택시켜, 상기 교류의 레벨이 기준치 미만일 때에 상기 전환수단에 의해 상기 탭의 단자를 선택시키도록 제어하는 전환제어수단을 또한 갖추도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.