JP2007236010A - スイッチング電源回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】力率改善機能を有し、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図るスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】交流電源ACから直流入力電圧Eiを生成し、チョークコイルPCCとコンバータトランスPITとスイッチング素子Q1との接続は、いわゆる、E級コンバータまたはこれの変形とされ、一次側は、電流共振回路と電圧共振回路とを有する多重共振コンバータとして作用する。二次側整流平滑回路、制御回路1、発振・ドライブ回路2を有し、二次側直流出力電圧Eoを得る。力率改善回路部は、電圧クランプ用コンデンサC3と、補助スイッチング素子Q2とで構成されるアクティブクランプ回路と、力率改善用第1ダイオードD1と、力率改善用インダクタLoと、力率改善用第2ダイオードD2と、を具備し、昇圧コンバータとして動作させ、一次側整流素子Diの導通角を拡大して力率の改善を図った。
【選択図】図1

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流および平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、商用電源から電源回路に流れ込む電流は、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている(例えば特許文献1参照)。
図22にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図22においては、商用の交流電源ACにブリッジ整流器として構成される一次側整流素子Diを接続している。この一次側整流素子Diの正極/負極ラインに対してはステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に平滑コンデンサCoutが接続され、その両端電圧として直流電圧Voutが得られる。この直流電圧Voutは、例えば後段のDC−DCコンバータなどの負荷110に入力電圧として供給される。
そして、力率改善のための構成としては、インダクタL、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD、スイッチング素子Qからなるステップアップ型のコンバータ、および乗算器111を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタL、高速スイッチングダイオードDは、一次側整流素子Diの正極出力端子と、平滑コンデンサCoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Riは、一次側整流素子Diの負極出力端子(一次側アース)と平滑コンデンサCoutの負極端子との間に挿入される。また、スイッチング素子Qは、例えば、MOS−FETとされ、インダクタLと高速スイッチングダイオードDの接続点と、一次側アース間に挿入される。
乗算器111に対しては、電流検出ラインLIおよび波形入力ラインLWが接続され、さらに電圧検出ラインLVが接続される。そして、乗算器111は、電流検出ラインLIから入力される、一次側整流素子Diの負極出力端子に流れる整流電流Iinに応じた信号を抵抗Riの両端から検出する。また、波形入力ラインLWから入力される、一次側整流素子Diの正極出力端子の整流電圧Vinに応じた信号を検出する。この整流電圧Vinは、商用の交流電源ACからの交流入力電圧VACの波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインLVから入力される、平滑コンデンサCoutの直流電圧Voutに基づいて、直流入力電圧の変動差分(所定の基準電圧と直流電圧Voutとの差分を増幅した信号を変動差分と称して以下においても同様に用いる)を検出する。そして、乗算器111からは、スイッチング素子Qを駆動するためのドライブ信号が出力される。
乗算器111(ステップアップ型のコンバータの制御部)、ステップアップ型のコンバータ、では、電流検出ラインLIから検出した整流電流Iinに応じた信号と、上記電圧検出ラインLVから検出した直流入力電圧の変動差分とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインLWから検出した整流電圧Vinに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、PWM(Pulse Width Modulation)変換を行い、ハイレベルとローレベルとの2値信号によって、スイッチング素子Qを制御する。このようにして、2入力フィードバック系が構成され、直流電圧Voutの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Vinに対して整流電流Iinを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ACから一次側整流素子Diに印加される交流電圧と、一次側整流素子Diに流れ込む交流電流の波形も相似形となって、力率がほぼ1に近付くようにして力率改善が図られることになる。
図23(a)は、図22に示したアクティブフィルタ回路が適切に動作する場合における整流電圧Vinと整流電流Iinとを示すものである。また、図23(b)は、平滑コンデンサCoutに入出力するエネルギー(電力)変化Pchgを示す。破線で示すラインは入出力するエネルギー(電力)平均値Pinを示すものである。すなわち、平滑コンデンサCoutは、整流電圧Vinが高いときにエネルギーを蓄え、整流電圧Vinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。図23(c)は、上記平滑コンデンサCoutに対する充放電電流Ichgの波形を示している。また、図23(d)には、平滑コンデンサCoutの両端の電圧である直流電圧Voutを示す。直流電圧Voutは整流電圧Vinの周期の第2高調波成分を主とするリップル電圧が直流電圧(例えば、375Vの直流電圧)に重畳している。
図24は、図22に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧VACの値が85Vから264Vの範囲において、負荷電力Poが300Wから0Wの範囲に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
この図24に示す電源回路を交流入力側から順に説明する。2個のラインフィルタトランスLFTと3個のアクロスコンデンサCLによるコモンモードノイズフィルタが設けられ、この後段に一次側整流素子Diが接続される。また、一次側整流素子Diの整流出力ラインには、インダクタLNと、フィルタコンデンサ(フィルタコンデンサ)CNとから成るパイ型構成のノーマルモードノイズフィルタ125が接続される。
一次側整流素子Diの正極出力端子は、上記インダクタLNとチョークコイルPCC(インダクタLpcとして機能する)と高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD20の直列接続とを介して、平滑コンデンサCiの正極端子と接続される。この平滑コンデンサCiは、図22における平滑コンデンサCoutと同様の機能を有するものである。また、チョークコイルPCCのインダクタLpcと、高速スイッチングダイオードD20は、それぞれ、図22に示したインダクタLと高速スイッチングダイオードDと同様の機能を有するものである。また、この図における高速スイッチングダイオードD20には、コンデンサCsn、抵抗Rsnの直列接続から成るRCスナバ回路が並列に接続される。
スイッチング素子Q103は、図22におけるスイッチング素子Qに相当する。力率・出力電圧制御用IC120は、この場合には力率を1に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路(IC)とされており、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、PWM制御回路、およびスイッチング素子Q103を駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。そして、平滑コンデンサCiの両端電圧(直流入力電圧Ei)を分圧抵抗R5、分圧抵抗R6により分圧した電圧を、力率・出力電圧制御用IC120の端子T1に入力するようにして直流入力電圧Eiを所定の値とする第1のフィードバック制御回路が形成される。
また、一次側整流素子Diの正極出力端子と一次側アース間に対して、分圧抵抗R101と分圧抵抗R102の直列接続を設け、この分圧抵抗R101と分圧抵抗R102との接続点を端子T5と接続するようにしている。これにより、端子T5には、一次側整流素子Diの整流電圧が分圧されて入力されることになる。また、端子T2には抵抗103の電圧、すなわち、スイッチング素子Q103のソース電流に応じた電圧が入力されている。ここで、スイッチング素子Q103のソース電流は、チョークコイルPCCに流れる電流I1のうち、磁気エネルギーを蓄えることに寄与する電流である。そして、力率・出力電圧制御用IC120の端子T5に入力される整流電圧に応じた信号と端子T2に入力される電圧の包絡線(すなわち電流I1の包絡線)に応じた信号とを相似形とする第2のフィードバック制御回路が形成される。
また、端子T4には、力率・出力電圧制御用IC120の動作電源が供給される。この端子T4には、チョークコイルPCCにおける、インダクタLpcとトランス結合された巻線N5に励起された交番電圧が、図示する整流ダイオードD11および直列共振コンデンサC11とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。また、端子T4は、起動抵抗Rsを介して、一次側整流素子Diの正極出力端子と接続される。商用の交流電源ACが投入された後、巻線N5に電圧が励起されるまでの立ち上がり時間においては、一次側整流素子Diの正極出力端子にて得られる整流出力が起動抵抗Rsを介して端子T4に供給される。力率・出力電圧制御用IC120は、このようにして供給される整流電圧を起動用電源として、動作を開始する。
また、端子T3からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号(ゲート電圧)がスイッチング素子Q103のゲートに対して出力される。すなわち、上述した分圧抵抗R5および分圧抵抗R6により分圧した電圧値を所定の値とする第1のフィードバック制御回路と、直流入力電圧Eiに対して電流I1の包絡線を相似形とする第2のフィードバック制御回路との二つのフィードバック制御回路を動作させるドライブ信号がスイッチング素子Q103のゲートに対して出力される。これによって、商用の交流電源ACから流入する交流入力電流IACの波形が、交流入力電圧VACの波形とほぼ同じとなり、力率がほぼ1となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。
ここで、図24に示すアクティブフィルタの力率改善動作について、各部の波形を図25および図26により示す。先ず、図25においては、負荷変動に応じたスイッチング素子Q103のスイッチング動作(オン:導通と、オフ:切断の動作)、チョークコイルPCCのインダクタLpcに流れる電流I1が示される。図25(a)は、軽負荷時の動作を示し、図25(b)は中間負荷時の動作を示し、図25(c)は重負荷時の動作を示す。図25(a)、図25(b)、図25(c)を比較して分かるように、スイッチング素子Q103は、スイッチング周期が一定とされたうえで、重負荷の傾向となるのにしたがってオン期間が長くなっていく。このようにして負荷条件に応じて、インダクタLpcを介して平滑コンデンサCiに流入する電流I1を調整することで、交流入力電圧VACの電圧変動と負荷変動とに対する直流入力電圧Eiの安定化が図られる。例えば、交流入力電圧VACの値が85Vから264Vの範囲に対して、直流入力電圧Eiの値は380Vで定電圧化するようにされる。直流入力電圧Eiは、平滑コンデンサCiの両端電圧であり、後段の電流共振形コンバータに対する直流入力電圧となる。
また、図26に、交流入力電流IACおよび直流入力電圧Eiの波形を、交流入力電圧VACとの対比により示す。なお、この図においては、交流入力電圧VACの値が100V時の実験結果を示している。この図に示されるように、交流入力電圧VACの波形と交流入力電流IACの波形とは時間の経過に対してほぼ相似形の波形となっている。つまり、力率の改善が図られている。また、このような力率の改善と共に、直流入力電圧Eiは、380Vの平均値で安定化されることが示されている。また、図示するように、380Vに対して10Vp−pのリップル変動を有している。
再び図24に戻って、アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータについて説明する。電流共振形コンバータは、直流入力電圧Eiを入力して電力変換のためのスイッチング動作を行うもので、スイッチング素子Q101、Q102によるハーフブリッジ接続したスイッチング回路を備える電流共振形コンバータを形成している。この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102には、MOS−FETが用いられている。これらのMOS−FETには、それぞれ並列にボディダイオードDD101、ボディダイオードDD102が接続されている。スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102は、発振・ドライブ回路102によって、交互にオン/オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、発振・ドライブ回路2は、制御回路1からの信号で制御され、制御回路1は、二次側直流出力電圧Eoのレベルに応じて、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Eoの安定化を図るようにされる。
コンバータトランスPITは、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。コンバータトランスPITの一次巻線N1の一方の端部は、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102の接続点(スイッチング出力点)に一次側直列共振コンデンサC101を介して接続され、一次巻線N1の他方の端部は接地される。ここで、一次側直列共振コンデンサC101と一次側の漏れインダクタンスL1とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102によって、スイッチング出力が供給されることで共振動作を生じる。
コンバータトランスPITの二次側には二次巻線N2が巻装される。この場合の二次巻線N2は、図示するようにしてセンタータップを施した二次巻線部N2Aと二次巻線部N2Bとを有し、このセンタータップを二次側アースに接続した上で、二次巻線部N2Aと二次巻線部N2Bの各々を整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2の各々のアノードに接続し、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2の各々のカソードを平滑コンデンサCoに接続することで両波整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサCoの両端電圧として二次側直流出力電圧Eoが得られる。この二次側直流出力電圧Eoは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上述した制御回路1に入力される。
図27は、負荷変動に対するAC電力からDC電力への電力変換効率ηAC→DC(総合効率)、力率PF、および直流入力電圧Eiの各特性を示している。この図では、交流入力電圧VACの値が100Vにおける負荷電力Poの値が300Wから0Wの変動に対する特性が示されている。また、図28は、交流入力電圧VACの変動に対する電力変換効率ηAC→DC(総合効率)、力率PF、および直流入力電圧Eiの各特性を示している。この図では、負荷電力Poの値が300Wで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧VACの値が85Vから264Vの変動に対する特性が示される。
先ず、電力変換効率(総合効率)は、図27に示すようにして、負荷電力Poが重負荷の条件となるのにしたがって低下していく。また、交流入力電圧VACの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図28に示されるように、交流入力電圧VACのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。例えば、負荷電力Poが300Wの負荷条件で、交流入力電圧VACが100V時には、電力変換効率(総合効率)は、83.0%程度となり、交流入力電圧VACが230V時には電力変換効率(総合効率)は、89.0%程度となり、さらに、交流入力電圧VACが85V時には電力変換効率(総合効率)は、80.0%程度となる結果が得られている。
また、力率PFについては、図27に示すように、負荷電力Poの変動に対してほぼ一定となる特性が得られている。また、交流入力電圧VACの変動に対する力率PFの変動特性も、図28に示すように、交流入力電圧VACの上昇に応じて低下する傾向ではあるものの、ほぼ一定とみてよい特性となっていることが分かる。例えば、負荷電力Poが300Wの負荷条件で、交流入力電圧VACが100V時には力率PFの値は、0.96程度、交流入力電圧VACが230V時には力率PFの値は、0.94程度が得られる。
また、直流入力電圧Eiについては、図27、図28に示されるように、負荷電力Po、交流入力電圧VACの変動に対してほぼ一定となる結果が得られている。
特開平6−327246号公報
これまでの説明から分かるように、図24に示した電源回路は、従来から知られている図22に示したアクティブフィルタを実装して構成され、このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。
しかしながら、図24に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。先ず、図24に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するAC電力からDC電力への変換効率と、後段の電流共振形コンバータのDC電力からDC電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図24に示される回路の総合的な電力変換効率(総合効率)としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々1以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図24に示した回路では、商用の交流電源ACのラインに対して、2個のラインフィルタトランスと、3個のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。また、整流出力ラインに対しては、1個のインダクタLNと、2個のフィルタコンデンサCNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD20に対しては、RCスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップおよび電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
さらに、汎用ICとしての力率・出力電圧制御用IC120によって動作するスイッチング素子Q103のスイッチング周波数は60kHzで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は80kHz〜200kHzの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミング(クロック)は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。
また、さらに、交流入力電圧の範囲を広くする場合には、スイッチング素子の耐圧が高くなり、素子の選定が困難となる場合も生じた。
第1発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、前記一次巻線の他端に一端が接続されるスイッチング素子と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記スイッチング素子の一端と前記チョークコイルの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、前記一次側整流素子の出力側の一端に一端が接続される力率改善用第1ダイオードと、前記力率改善用第1ダイオードの一端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続されるフィルタコンデンサと、を具備する。
第2発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、前記一次巻線の一端に一端が接続されるスイッチング素子と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、前記一次側整流素子の出力側の一端に一端が接続される力率改善用第1ダイオードと、前記力率改善用第1ダイオードの一端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続されるフィルタコンデンサと、を具備する。
第1発明および第2発明に係るスイッチング電源回路は、整流平滑部と、コンバータ部と、力率改善部と、を備える。コンバータ部は、一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、を有する多重共振コンバータとして構成されている。ここで、スイッチング素子は、第1発明では、一次巻線の他端にスイッチング素子の一端が接続され、第2発明では、一次巻線の一端とチョークコイルの他端との接続点にスイッチング素子の一端が接続されている。このスイッチング素子は、発振・ドライブ回路によって駆動され、この発振・ドライブ回路には、二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号が制御回路から供給される。
また、力率改善部は、電圧クランプ用コンデンおよびスイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、一次側整流素子の出力側の一端に一端が接続される力率改善用第1ダイオードと、力率改善用第1ダイオードの一端と平滑コンデンサの一端との間に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、整流平滑部によって得られた直流電圧と電圧クランプ用コンデンサの電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して力率を改善する。ここで、少なくとも一次巻線に発生する漏れインダクタンスが、昇圧コンバータの昇圧インダクタとして機能し、補助スイッチ素子が、整流素子として機能する。また、相補的にオンとされるとは、スイッチング素子または補助スイッチング素子のいずれか一方がオンである場合には、他方はオンとはならないことを言うものである。また、アクティブクランプ回路は、第1発明においては、スイッチング素子の一端とチョークコイルの一端との間に接続され、第2発明においては、チョークコイルと並列に接続されている。そして、アクティブクランプ回路は、さらに、スイッチング素子に発生する電圧をクランプする。
第3発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、前記一次巻線の他端に一端が接続されるスイッチング素子と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記スイッチング素子の一端と前記チョークコイルの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、前記一次側整流素子の入力側に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、前記一次側直列共振回路の共振周波数および前記一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子によって前記一次側整流素子が形成されることを特徴とする。
第4発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、前記一次巻線の一端に一端が接続されるスイッチング素子と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、前記一次側整流素子の入力側に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、前記一次側直列共振回路の共振周波数および前記一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子によって前記一次側整流素子が形成されることを特徴とする。
第3発明および第4発明に係るスイッチング電源回路は、整流平滑部と、コンバータ部と、力率改善部と、を備える。コンバータ部は、一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、を有する多重共振コンバータとして構成されている。ここで、スイッチング素子は、第1発明では、一次巻線の他端にスイッチング素子の一端が接続され、第2発明では、一次巻線の一端とチョークコイルの他端との接続点にスイッチング素子の一端が接続されている。このスイッチング素子は、発振・ドライブ回路によって駆動され、この発振・ドライブ回路には、二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号が制御回路から供給される。
また、力率改善部は、電圧クランプ用コンデンおよびスイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、一次側整流素子の入力側に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、一次側整流素子は、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子によって形成されることを特徴とする。そして、整流平滑部によって得られた直流電圧と電圧クランプ用コンデンサの電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して力率を改善する。ここで、少なくとも一次巻線に発生する漏れインダクタンスが、昇圧コンバータの昇圧インダクタとして機能し、補助スイッチ素子が、整流素子として機能する。また、相補的にオンとされるとは、スイッチング素子または補助スイッチング素子のいずれか一方がオンである場合には、他方はオンとはならないことを言うものである。また、アクティブクランプ回路は、第1発明においては、スイッチング素子の一端とチョークコイルの一端との間に接続され、第2発明においては、チョークコイルと並列に接続されている。そして、アクティブクランプ回路は、さらに、スイッチング素子に発生する電圧をクランプする。
本発明のスイッチング電源回路によれば、アクティブフィルタを省略して力率改善機能を備えることができる。アクティブフィルタが省略されることで、スイッチング電源回路の電力変換効率特性が向上する。そして、放熱板などの省略、縮小ができる。また、アクティブフィルタを備える構成と比較すると部品点数も大幅に削減されることとなり、回路の小型軽量化、および低コスト化が図られる。また、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であるのに対して、本発明のスイッチングコンバータは、共振形コンバータを基としていることで、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタの小型軽量化および低コスト化に寄与することになる。さらに、異なる周波数の複数クロックが存在することはないために、複数のクロック周波数による相互干渉の問題も発生せず、信頼性も向上し、また、回路基板のパターン設計なども容易となる。さらに、スイッチング素子の耐圧も低いものとできる。
本発明を実施するための最良の形態(以下、実施の形態という)について説明するのに先立ち、まず、E級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ(以下、E級スイッチングコンバータともいう)の基本構成について、図20および図21を参照して説明しておく。
図20は、E級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すE級スイッチングコンバータは、E級共振形で動作するDC−ACインバータとしての構成を採る。
この図に示すE級スイッチングコンバータは、スイッチング素子Q1を備える。この場合のスイッチング素子Q1は、例えば、MOS−FETである。このMOS−FETとしてのスイッチング素子Q1には、ボディダイオードDDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。また、同じくスイッチング素子Q1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサCrが並列に接続される。
スイッチング素子Q1のドレインは、チョークコイルL10の直列接続を介して、直流入力電圧Einの正極と接続される。スイッチング素子Q1のソースは、直流入力電圧Einの負極と接続される。また、スイッチング素子Q1のドレインに対しては、チョークコイルL11の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサC11が直列に接続される。直列共振コンデンサC11と直流入力電圧Einの負極との間には、負荷となるインピーダンスZが挿入される。ここでのインピーダンスZは、二次側の負荷を一次側に換算したものである。
このような構成のE級スイッチングコンバータは、チョークコイルL10のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサCrの容量(キャパシタンス)とにより形成される並列共振回路と、チョークコイルL11のインダクタンスと直列共振コンデンサC11の容量とにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。
図21は、図20に示した構成のE級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。
スイッチング電圧V1は、スイッチング素子Q1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Q1がオンとなるオン期間TONにおいて0レベルで、オフとなるオフ期間TOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作(電圧共振動作)により得られる。
スイッチング電流IQ1は、スイッチング素子Q1(およびボディダイオードDD)に流れる電流であり、オフ期間TOFFでは0レベルで、オン期間TONにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードDDを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Q1のドレインからソースに流れる。
また、E級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流I2は、スイッチング素子Q1(およびボディダイオードDD)に流れるスイッチング電流IQ1と、一次側並列共振コンデンサCrに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
また、上記スイッチング電流IQ1とスイッチング電圧V1との関係によっては、スイッチング素子Q1のターンオフタイミングにおいてZVS動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてZVSおよびZCS動作が得られていることも示される。
また、直流入力電圧Einの正極端子からチョークコイルL10を流れるようにしてE級スイッチングコンバータに流入する電流I1は、チョークコイルL10,L11のインダクタンスについて、L10>L11の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。
(第1実施形態)
本実施の形態としては、上述したE級スイッチングコンバータを変形して、電源回路に適用する。図1の回路図に示す、第1実施形態のスイッチング電源回路の概要を以下に述べる。すなわち、第1実施形態のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路である。整流平滑部の概要、コンバータ部の概要、さらに、力率改善部の概要、二次側整流回路の概要を順に説明する。
整流平滑部は交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子Diと平滑コンデンサCiとを有して形成されている。交流電源からの入力交流電力を一次側整流素子Diの入力側に入力して、一次側整流素子Diの出力側の一端と平滑コンデンサCiとが接続されて、直流電力を生成する一次側整流平滑回路を具備する。
一次側は、E級スイッチング動作の電圧・電流共振コンバータとしての構成を有するが、図20に示すE級スイッチングコンバータとは、異なる接続を有している。すなわち、図20に示すE級スイッチングコンバータにおいては、チョークコイルL10とチョークコイルL11との接続点からスイッチング素子Q1に直流電力が供給されていたが、本実施形態のコンバータでは、チョークコイルL10に対応するチョークコイルPCCとチョークコイルL11に対応する一次巻線に生じる漏れインダクタンスL1との直列接続回路からスイッチング素子Q1に直流電力が供給されている。このように、E級コンバータとは異なる構成を有しながら、E級コンバータが有する、コンバータ回路への入力電流が直流電流にちかいものとなる効果を得ることができる。本実施形態の回路構成を変形E級コンバータと称するものである。このようにして、一次側は、電流・電圧共振回路を有し、また、二次側は、電流共振回路を有し、多重共振形のコンバータ部を構成している。
より具体的には、この多重共振形のコンバータ部は、共振コンバータとして見た場合には、平滑コンデンサCiの一端に一端が接続されるチョークコイルPCCと、チョークコイルPCCの他端に一次巻線N1の一端が接続される、一次巻線N1と二次巻線N2とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスPITとを具備している。また、コンバータトランスPITの一次巻線N1(単に一次巻線N1との省略も以下では用いる)の他端がスイッチング素子Q1の一端に接続され、これによってコンバータトランスPITに交流電力を供給する。そして、一次巻線N1に発生する漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCの有するインダクタンスL3と一次巻線N1の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサC2の容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、一次巻線N1に発生する漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCの有するインダクタンスL3とスイッチング素子Q1に並列に接続される一次側並列共振コンデンサCrとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、を具備する。ここで、一次側整流素子Diの出力側の他端、平滑コンデンサCiの他端、スイッチング素子Q1の他端、一次側直列共振コンデンサC2の他端は相互に接続され、一次側の接地電位とされている。
また、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路2と、コンバータトランスPITの二次巻線N2(単に二次巻線N2との省略も以下では用いる)に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Eoの値を所定の値とするような制御信号を上記発振・ドライブ回路2に供給する制御回路1と、を具備しており、二次巻線N2に接続される二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサC4を有して二次側直列共振回路を形成している。
ここで、制御回路1は、入力された二次側直流出力電圧Eoと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Q1を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Q1のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。
このようにしてスイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスPITの一次巻線N1から二次巻線N2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Eoの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Eoの安定化が図られるようになされている。
さらに、本実施形態のスイッチング電源回路は、力率改善部を備え、力率改善部は、アクティブクランプ回路と、力率改善用第1ダイオードD1、力率改善用第2ダイオードD2、力率改善用インダクタLoおよびフィルタコンデンサCNと、を具備するものである。ここで、アクティブクランプ回路は、スイッチング素子Q1の一端およびチョークコイルPCCの一端との間に接続されている。そして、アクティブクランプ回路は、電圧クランプ用コンデンサC3と、スイッチング素子Q1と相補的にオンとされるように作用する補助スイッチング素子Q2との直列接続回路を有している。
また、力率改善用第1ダイオードD1の一端は、一次側整流素子Diの出力側の一端に接続され、力率改善用第1ダイオードD1の他端は、力率改善用第2ダイオードD2の一端および力率改善用インダクタLoの一端に接続されている。ここで、力率改善用第1ダイオードD1の他端と、力率改善用第2ダイオードD2の一端とは異なる極性とされている。すなわち、力率改善用第2ダイオードは、力率改善用第1ダイオードD1の他端と、電圧クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2との接続点との間に接続され、力率改善用第1ダイオードD1からの電流を分流する。また、力率改善用インダクタLoは、力率改善用第1ダイオードD1の他端と、チョークコイルPCCの他端およびコンバータトランスPITの一端との間に接続され、力率改善用第1ダイオードD1からの電流を分流する。
また、フィルタコンデンサCNが、力率改善用第1ダイオードD1の一端と平滑コンデンサCiの一端との間に接続されている。また、力率改善用第2ダイオードD2の他端は、電圧クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2との接続点に接続され、力率改善用インダクタLoの他端は、チョークコイルPCCの他端と一次巻線N1の一端との接続点に接続されている。
また、本実施形態のスイッチング電源回路の二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサC4が直列接続された二次巻線N2に対して、高速で働く、二次側整流素子Doおよび平滑コンデンサCoを接続することで、全波整流回路として形成される。すなわち、二次側直列共振コンデンサC4には正負の電流がスイッチング周期で流れ、どちらの極性に電荷がチャージされることもなく、共振回路の一部として機能する。すなわち、二次側整流回路は、二次巻線N2の有する漏れインダクタンスL2と二次側直列共振コンデンサC4とで直列共振周波数が支配される二次側直列共振回路を構成する。なお、二次側の整流回路は、二次巻線N2に生じる電圧の等倍となる整流回路のみならず、その2倍の電圧を発生させる倍電圧整流回路とするものであっても良く、さらには、二次側の共振回路については、直列共振回路を形成して多重形のコンバータとするのみではなく、部分電圧共振回路を形成して多重形のコンバータとするものであっても良いものである。
次に、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路について、商用の交流電源AC側から、順に、以下において、その作用を中心として、より詳細に説明する。商用の交流電源ACの2相の入力ラインは、コモンモードチョークコイルCMCと2個のアクロスコンデンサCLとからなるコモンモードノイズフィルタを介して一次側整流素子Diに接続される。ここで、コモンモードノイズフィルタは、商用の交流電源ACのラインとスイッチング電源回路の二次側との間に発生するコモンモードノイズを除去する機能を有している。
コモンモードノイズフィルタを通過した交流電力は、4本の低速型の整流素子(ダイオード)をブリッジ接続して形成した一次側整流素子Diの入力側に加えられて、一次側整流素子Diによって整流され、脈流電圧を発生させる。脈流電圧は、フィルタコンデンサCNと平滑コンデンサCiとの直列回路に供給されており、力率改善用第1ダイオードD1を流れる高周波電流によって発生するスイッチング電圧はフィルタコンデンサCNで平滑され、交流電源AC側にノイズが漏れない。また、力率改善用第1ダイオードD1と力率改善用インダクタLoとの直列接続回路、さらに、チョークコイルPCCを介して平滑コンデンサCiが接続され、平滑コンデンサCiの両端は脈流電圧のピーク値付近の電圧値の直流電圧である直流入力電圧Eiを維持する。
ここで、直流入力電圧Eiは、交流入力電圧VACの等倍に対応したレベルとなる。この直流入力電圧Eiが、後段のE級スイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
多重共振形のコンバータ部は、変形E級スイッチングコンバータとして、E級スイッチングコンバータと略同様に機能するものである。チョークコイルPCC、コンバータトランスPIT、一次側直列共振コンデンサC2、一次側並列共振コンデンサCrおよびスイッチング素子Q1を主要部として形成される。図20を引用して原理説明をしたE級スイッチングコンバータの各部と図1における各部との対応関係を以下に示す。チョークコイルL10がチョークコイルPCCに、チョークコイルL11がコンバータトランスPITの一次巻線N1に生じる漏れインダクタンスL1に、一次側直列共振コンデンサC11が一次側直列共振コンデンサC2に、一次側並列共振コンデンサCrが一次側並列共振コンデンサCrに、スイッチング素子Q1がスイッチング素子Q1に、負荷となるインピーダンスZが二次側のインピーダンスを一次側に換算したインピーダンスに、各々、相当するものである。
すなわち、図1に示す第1実施形態においては、以下のようにして変形E級スイッチングコンバータを構成する。平滑コンデンサCiの一端にチョークコイルPCCの一方の端子(一端)が接続され、チョークコイルPCCの他方の端子(他端)がコンバータトランスPITの一次巻線N1の一端および一次側直列共振コンデンサC2に接続される。そして、コンバータトランスPITの一次巻線N1の他端とスイッチング素子Q1の一端とが接続される。また、一次側並列共振コンデンサCrがスイッチング素子Q1に並列に接続される。このような構成を採用する場合においても、電流I1が脈流となり、交流電流を平滑コンデンサCiから供給することがなく、平滑コンデンサCiの負担が軽減されるという益を享受できるものとなっている。
コンバータトランスPITの一次巻線N1と二次巻線N2とは、結合係数が0.8以下の疎結合とされているので、一次巻線N1は漏れインダクタンスL1を有し、漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCのインダクタンスL3と一次側直列共振コンデンサC2の容量とによって一次側直列共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路が形成される。また、漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCのインダクタンスL3と一次側並列共振コンデンサCrの容量とによって一次側並列共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路が形成される。
ここで、共振周波数が「支配を受ける」とは、主としてこれらの要素によって共振周波数が定まることを言うものである。例えば、一次側直列共振周波数、一次側並列共振周波数は、力率改善用インダクタLoのインダクタンス成分、平滑コンデンサCi等によっても影響されるが、これらが一次側直列共振周波数、一次側並列共振周波数に与える影響は、より、少ないものである。
また、上述したように、コンバータトランスの二次巻線N2が二次側直列共振コンデンサC4と接続され、二次側の漏れインダクタンス成分(図1において、インダクタンスL2で表す)と二次側直列共振コンデンサC4の容量とによって共振周波数が支配を受ける二次側直列共振回路を形成する。なお、本実施形態においては、二次側直列共振回路を構成する回路としては、全波整流回路としたが、この他に回路としては、後述する倍電圧半波整流回路または倍電圧全波整流回路として構成しても良く、さらには、二次側としては、二次側直列共振回路のみならず、部分共振回路を用いるものとしても良いものである。なお、二次側の各種の整流回路に用いられるダイオードは、二次側巻線N2に流れる高周波電流に対応して、高周波のスイッチング特性が良好なる高速のダイオードが採用される。
そして、一次側直列共振回路および一次側並列共振回路に交流電力を供給するスイッチング素子Q1が一次巻線N1の他端に接続される。ここで、発振・ドライブ回路2がスイッチング素子Q1を駆動するようになされている。このようにして、一次側は、変形E級スイッチング動作のコンバータとして動作するとともに、電圧・電流共振コンバータとしての構成を有し、また、二次側は、電流共振回路を有して、全体として、二次側直流出力電圧Eoの値を一定とする多重共振形コンバータを構成する。すなわち、本実施形態のスイッチング電源回路は、交流的な観点から見ると一次側直列共振回路、一次側並列共振回路および二次側直列共振回路を備えてなる多重共振形のコンバータ部を具備するものとして構成されている。
次に、力率改善回路について、その作用を説明する。力率改善用第1ダイオードD1および力率改善用インダクタLoの直列接続回路が、チョークコイルPCCの他端とコンバータトランスPITの一端との接続点に接続されることによって、力率の改善の効果を生じる。スイッチング素子Q1に接続されることによって、力率改善用第1ダイオードD1は、交流入力電圧VACの周期の電流を流すのみではなく、E級スイッチングコンバータによって生じる共振周波数の周期の電流を整流して一方向に流す。これによって、交流入力電流IACが流れている時間を拡大して、力率の改善を図る。
すなわち、力率改善用第1ダイオードD1および力率改善用インダクタLoの直列接続回路を一次側直列共振コンデンサC2に接続することによって、力率改善用インダクタLoとコンバータトランスPITの漏れインダクタンスL1を昇圧インダクタ、補助スイッチング素子Q2を整流素子とする昇圧コンバータを構成する。これによって、共振電流を力率改善用第1ダイオードD1に流し、導通角の拡大を図ることができるものである。なお、フィルタコンデンサCNは、このような力率改善作用において流れる高周波電流を平滑し、ノーマルノイズを抑制する作用を有するものである。ここで、電圧クランプ用コンデンサC3の値は0.068μF(マイクロファラッド)とし、力率改善用インダクタLoの値は43μHとし、フィルタコンデンサCNの値は1μFとした。
また、力率改善用第1ダイオードD1と力率改善用インダクタLoの接続点には、力率改善用第2ダイオードD2の一端、すなわち、力率改善用第1ダイオードD1とは異なる極性端が接続され、力率改善用第2ダイオードD2の他端は、補助スイッチング素子Q2と電圧クランプ用コンデンサC3との接続点に接続されている。力率改善用第1ダイオードD1がオフ(非導通)の場合に力率改善用第1ダイオードD1の寄生容量と力率改善用インダクタLoとのインダクタンスとによって、電圧共振が生じ、電圧V2には、高圧のピーク電圧が生じるが、このように接続することによって、力率改善用第1ダイオードD1の電圧をクランプして、力率改善用第1ダイオードD1の耐電圧を低いものとすることができる。また、力率改善用第1ダイオードD1と力率改善用インダクタLoによって負荷電力Poの変動に対してスイッチング素子Q1のオフとなる期間は変化する。すなわち、スイッチング素子Q1のオンとなる期間は負荷電力Poの減少と交流入力電圧VACの上昇に伴って減少して、スイッチング周波数が上昇することによって、二次側直流出力電圧Eoは定電圧化される。
上述した力率改善用第2ダイオードD2の作用をより詳しく説明する。力率改善用第1ダイオードD1のオフ時においては、力率改善用第1ダイオードD1の寄生容量と力率改善用インダクタLoのインダクタンスとによって電圧共振が生じ、電圧V2に共振電圧が生じる。ここで、力率改善用第2ダイオードD2がある場合には、補助スイッチング素子Q2のオン時、電流I1が零となる場合には、力率改善用第2ダイオードD2と補助スイッチング素子Q2とによって力率改善用インダクタLoは短絡されて、このような共振電圧は発生しないこととなる。この結果、力率改善用第1ダイオードD1に印加される逆方向電圧の大きさは、力率改善用第2ダイオードD2と補助スイッチング素子Q2で短絡しない場合の略1/2に低下させることができる。これによって、結果的に、力率改善用第1ダイオードD1のスイッチング損失を低減することができ、電力変換効率ηAC→DCの向上が図れることとなる。
具体的な、力率改善用第1ダイオードD1の仕様は3A/600Vとし、力率改善用第2ダイオードD2の仕様は1A/600Vとし、スイッチング素子Q1および補助スイッチング素子Q2の仕様は10A/900Vとした。
補助スイッチング素子Q2についてより詳細に説明する。補助スイッチング素子Q2は、MOS―FETで形成され、コンバータトランスPITに巻装された制御巻線Ngによってゲートが駆動される。このときに、制御巻線Ngの巻方向を定めることによって、スイッチング素子Q1と補助スイッチング素子Q2とが同時にオンとならない相補的な動作をさせることができる。このようにして、力率改善回路と多重共振コンバータのいずれもが、自励モードで動作し、その周波数は、完全に一致するものとなる。
ここで、相補的な動作とは、スイッチング素子Q1と補助スイッチング素子Q2とが同時にオンとなることはなく、スイッチング素子Q1がオンである場合には、補助スイッチング素子Q2は必ずオフとなり、補助スイッチング素子Q2がオンである場合には、スイッチング素子Q1は必ずオフとなるものである。この場合において、抵抗Rg1の値は220Ω(オーム)、抵抗Rg2の値は100Ωとした。抵抗Rg1と抵抗Rg2との比率を適宜定めることによって、補助スイッチング素子Q2のオンとなる時間の長さを制御でき、スイッチング電源回路の効率等の最適化が図れるものである。
このような、電圧クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2とを有するアクティブクランプ回路は、力率改善回路の一部を構成するとともに、チョークコイルPCCの巻線および一次巻線N1の直列接続回路に並列に挿入されるために、スイッチング素子Q1がオフ時に印加される電圧をクランプして、スイッチング素子Q1の耐電圧を低下させる効果も有する。
このような、力率改善回路を付加したために、スイッチング素子Q1と補助スイッチング素子Q2には、共振による鋸歯状電流である電流I1と、共振による電流I2とが重畳して流れるので、スイッチング動作におけるスイッチング損失は増加し、電力変換効率ηAC→DCが低下する傾向がある。この点から、本実施形態は、交流入力電圧VACの範囲が広範囲で、比較的に出力が小さい場合、例えば、交流入力電圧VACが100Vから230Vの範囲で、出力直流電力が150W程度において使用するのが、好適である。
さらに、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路の重要部分の細部の構成について説明をする。
まず、コンバータトランスPITの詳細について説明する。コンバータトランスPITは、一次側と二次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、多重共振方式の変形E級スイッチングコンバータを機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタンスL1としても機能する。ここで、インダクタンスL1は、コンバータトランスPITによって形成される漏れインダクタンス成分である。図2に示すコンバータトランスPITの断面図に沿って、具体的な構造を説明する。
コンバータトランスPITは、フェライト材によるE型コアCR1とE型コアCR2とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コア(EE字形コア)を備える。そして、一次側と二次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンBが備えられる。そして、一次巻線N1および二次巻線N2が巻装されたボビンBをEE字形コアに取り付けることで、一次巻線N1と制御巻線Ngとが同一の巻装領域に、二次巻線N2が異なる巻装領域に分離され、EE字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスPIT全体としての構造が得られる。
このEE字形コアの中央磁脚に対しては、1.6mmのギャップGを形成する。これによって、一次側と二次側との結合係数kの値としては、0.8以下を得ている。このようにして、大きなインダクタンス値の漏れインダクタンスL1を得るようにしている。なお、ギャップGは、E型コアCR1およびE型コアCR2の中央磁脚を、2本の外磁脚よりも短くすることで形成している。また、一次巻線N1の巻数は45T(ターン)、二次巻線N2の巻数は30T(ターン)、制御巻線Ngは1T(ターン)とし、コア材は、EER―35(コア材名称)とした。このときの、一次巻線N1に生じる漏れインダクタンスL1の値は238μH(マイクロ・ヘンリー)、二次巻線N2に生じる漏れインダクタンスL2の値は142μH(マイクロ・ヘンリー)であった。なお、一次側並列共振コンデンサCrの値は1000pFとし、一次側直列共振コンデンサC2の値は0.056μFとし、二次側直列共振コンデンサC4の値は0.068μFとした。
チョークコイルPCCはチョークコイル巻線がコアに巻装されて形成されるものであり、チョークコイルPCCのインダクタンスL3の値は0.5mHとした。チョークコイルPCCもコンバータトランスPITと略同様の構成を採用することができる。また、力率改善用インダクタLoも同様な構成によることができる。
コンバータトランスPITの二次側では、一次巻線N1により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が二次巻線N2に発生する。この二次巻線N2に対しては、二次側直列共振コンデンサC4を直列に接続している。これにより、二次巻線N2側から見た漏れインダクタンスL2と二次側直列共振コンデンサC4とによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路の共振周波数は、上述した一次側直列共振コンデンサC2と漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCのインダクタンスL3とによって支配を受ける一次側直列共振周波数の周波数とほぼ等しくなるように本実施形態では設定されているが、二次側直列共振回路の共振周波数は、一次側直列共振周波数との関係では適宜、定め得るものである。また、二次側直列共振回路を設けることなく、部分電圧共振回路を二次側に設けるものとしても良いものである。
スイッチング素子Q1は、上述したようにMOS−FETが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードDD1を内蔵する。
制御回路1は、入力された二次側直流出力電圧Eoと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Q1を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Q1のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。
このようにしてスイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスPITの一次巻線N1から二次巻線N2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Eoの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Eoの安定化が図られる。ここで、二次側直流出力電圧Eoの値は175Vとしている。
(第1実施形態の要部の動作波形と測定データ)
以上、本実施形態のスイッチング電源回路の構成および作用の説明をおこなって来たが、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路の要部の動作波形を図3および図4に示し、測定データを図5に示す。
図3は、交流入力電圧100V、最大負荷電力の150Wにおける回路の主要部の動作波形をスイッチング周期により示している。上段より下段に向かって、電圧V1(図1を参照)、電流IQ1(図1を参照)、電流IQ2(図1を参照)、電圧V2(図1を参照)、電流I1(図1を参照)、電流I2(図1を参照)、電流I3(図1を参照)の各々を示す。ここで、力率改善用インダクタLoの値を不連続電流モードが生じる程度に小さくして、電流Iが零となる期間を設けている(図1を参照)。
また、図4は、交流入力電圧100V、最大負荷電力の150Wにおける力率改善回路の主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧VAC(図1を参照)、交流入力電流IAC(図1を参照)、電圧V3(図1を参照)、電圧V2(図1を参照)、電流I1(図1を参照)、電流IQ1(図1を参照)、電流IQ2(図1を参照)の各々を示す。図4の電圧V2、電流I1、電流IQ1および電流IQ2の斜線を施した部分の各々は、スイッチング素子Q1のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。ここで、上述したように、力率改善用インダクタLoの値を不連続電流モードが生じる程度に小さくして、電圧V3と電流Iの包絡線とが一致するようにして、力率を良好なものとしている。
図5は、交流入力電圧VACの値が100Vおよび230Vの入力電圧条件下において負荷電力Poの値が、0W(無負荷)から150Wの範囲での負荷変動に対する直流入力電圧Ei、力率PF、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηAC→DCおよびスイッチング素子Q1のオン期間TONとオフ期間TOFFとの比TON/TOFFを示している。図5における、実線は交流入力電圧VACの値が100Vの場合を示し、破線は交流入力電圧VACの値が230Vの場合を示すものである。
図5から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、交流入力電圧VACが100V、負荷電力Poが150Wのときの力率PFの値は0.95、交流入力電圧VACが230V、負荷電力Poが150Wのときの力率PFの値は0.91の高力率となっている。
また、E級スイッチング電源回路にアクティブクランプ回路を接続することによって交流入力電圧が広範囲に変化しても、例えば、電力変換効率ηAC→DCの値は、交流入力電圧VACが100Vで、負荷電力Poが150Wのときの電力変換効率ηAC→DCの値は90%、交流入力電圧VACが230Vで、負荷電力Poが150Wのときの電力変換効率ηAC→DCの値は92.3%である。スイッチング素子Q1の耐電圧の面等から見て対応可能とする、いわゆる、ワイドレンジ化が図れることが分かる。
また、負荷電力Poが25Wの場合においても、交流入力電圧VACが100Vの場合には、力率PFの値は0.80であり、交流入力電圧VACが230Vの場合には、力率PFの値は0.74である。
また、直流入力電圧Eiに発生する変動値ΔEiは、負荷電力Poの減少にともなって、スイッチング素子Q1のオン期間とオフ期間とが減少するために、変動値ΔEiは低下する。負荷電力Poの値が150Wから0Wまでの変動に対して、交流入力電圧VACが100Vの場合には、直流入力電圧Eiの範囲は150Vから164Vが得られ、変動値ΔEiは14Vとなる。また、負荷電力Poの値が150Wから0Wまでの変動に対して、交流入力電圧VACが230Vの場合には、直流入力電圧Eiの範囲は348Vから363Vが得られ、変動値ΔEiは15Vとなる。
このような実施形態のスイッチング電源回路では、図24に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηAC→DCが向上している。また、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図24を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Q103と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用IC120等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサCN、力率改善用第1ダイオードD1、力率改善用第2ダイオードD2、力率改善用インダクタLoおよびアクティブクランプ回路を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図24に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。ここで、力率改善用インダクタLoのインダクタンス値は43μHと小さなものであり、小型軽量化が図れる。
また、実施形態のスイッチング電源回路では、多重共振形のコンバータ部および力率改善回路部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図24に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。特に、E級スイッチングコンバータに入力される電流を直流電流にちかづけることができるのでスイッチングノイズのレベルは非常に小さなものとできる。
さらに加えて、実施形態のスイッチング回路においては、一次側の直列共振回路および一次側の並列共振回路とともに二次側の直列共振回路を備えるので極めて僅かな周波数の変化によって二次側直流出力電圧Eoを所定電圧に維持することができ、ノイズフィルタの設計も容易なものとできる。このような理由から、1個のコモンモードチョークコイルCMCと2個のアクロスコンデンサCLから成る1段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、1個のフィルタコンデンサCNのみにより十分な対策が可能である。
また、スイッチング素子Q1と二次側の整流ダイオードDo1および整流ダイオードDo2、さらに、力率改善用ダイオードD1などもスイッチング素子Q1に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図24の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。
(第2実施形態)
図6に示す第2実施形態のスイッチング電源回路は、第1実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第1実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第1実施形態と異なる点は、コンバータ部については、スイッチング素子Q1は、第1実施形態では、一次巻線N1の他端にスイッチング素子Q1の一端が接続され、第2実施形態では、一次巻線N1の一端とチョークコイルPCCの他端との接続点にスイッチング素子Q1の一端が接続されて、E級スイッチングコンバータを構成する点であり、他の部分の構成は異なる点はない。このような接続回路によっても、第1実施形態と略同様の作用と効果を奏することができるものである。
また、力率改善部については、第1実施形態においては、アクティブクランプ回路は、スイッチング素子Q1の一端とチョークコイルPCCの一端との間に接続され、第2実施形態においては、チョークコイルPCCと並列に接続されている。そして、アクティブクランプ回路は、いずれにおいても、スイッチング素子Q1に発生する電圧をクランプするとともに、昇圧コンバータの一部を構成して力率改善に寄与する。
すなわち、第2実施形態においては、コンバータ部は、平滑コンデンサCiの一端に一端が接続されるチョークコイルPCCと、チョークコイルPCCの他端が一次巻線N1の一端に接続される、一次巻線N1と二次巻線N2とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスPITと、一次巻線N1の一端が一端に接続されるスイッチング素子Q1と、一次巻線N1に発生する漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCの有するインダクタンスL3と、一次巻線N1の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサC2の容量とによって、共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、一次巻線N1に発生する漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCの有するインダクタンスL3とスイッチング素子Q1に並列に接続される一次側並列共振コンデンサCrとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、スイッチング素子Q1をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路2と、二次巻線N2に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Eoの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路2に供給する制御回路1と、を具備するものである。
また、力率改善部は、第1実施形態と共通する構成を採用するものであり、チョークコイルPCCと並列に接続される電圧クランプ用コンデンサC3およびスイッチング素子Q1と相補的にオンとされるように作用する補助スイッチング素子Q2の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、一次側整流素子Diの出力側の一端に、一端が接続される力率改善用第1ダイオードD1と、力率改善用第1ダイオードD1の他端と、コンバータトランスPITの他端との間に接続される力率改善用インダクタLoと、力率改善用第1ダイオードD1の他端と、力率改善用第1ダイオードD1の他端と、電圧クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2の接続点との間に接続される力率改善用第2ダイオードと、力率改善用第1ダイオードD1の一端と平滑コンデンサCiの一端との間に接続されるフィルタコンデンサCNと、を具備するものである。
上述した第2実施形態における要部の作用および奏する効果と、上述した第1実施形態の要部の作用および奏する効果とは共通するので、その説明は省略する。
(第3実施形態)
図7に示す第3実施形態のスイッチング電源回路は、第1実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第1実施形態におけると共通の構成を採用するものである。第1実施形態と異なる点は、力率改善用インダクタLoと、力率改善用第2ダイオードとを具備することなく、力率改善の効果を得ることができる点にある。
すなわち、第3実施形態の採用する構成は、交流電源ACからの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、以下の構成を具備するものである。
まず、整流平滑部は、交流電源ACからの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子Diと平滑コンデンサCiとを具備する。そして、コンバータ部は、平滑コンデンサCiの一端に一端が接続されるチョークコイルとPCCと、チョークコイルPCCの他端に一次巻線N1の一端が接続される、一次巻線N1と二次巻線N2とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスPITと、一次巻線N1の他端に一端であるドレインが接続されるスイッチング素子Q1と、一次巻線N1に発生する漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCの有するインダクタンスL3と、一次巻線N1の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサC2の容量と、によって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、漏れインダクタンスL1およびインダクタンスL3とスイッチング素子Q1に並列に接続される一次側並列共振コンデンサCrとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、スイッチング素子Q1をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路2と、二次巻線N2に接続される、二次側直列共振コンデンサC4、二次側整流素子Doおよび平滑コンデンサCoによって形成される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Eoの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路2に供給する制御回路1と、を具備する。
また、力率改善部は、スイッチング素子Q1の一端およびチョークコイルPCCの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンサC3およびスイッチング素子Q1と相補的にオンとされる補助スイッチング素子Q2の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、一次側整流素子Diの出力側の一端に一端が接続される力率改善用第1ダイオードD1と、力率改善用第1ダイオードD1の一端と平滑コンデンサCiの一端との間に接続されるフィルタコンデンサCNと、を具備するものである。
第3実施形態に示すスイッチング電源回路においては、力率改善用インダクタLoを備えていないが、一次巻線N1に生じる漏れインダクタンスL1が昇圧インダクタとして機能するので、力率改善用インダクタLoを省略して、回路の簡略化を図っている。また、力率改善用第2ダイオードD2を省略してさらに回路の簡略化を図っている。このようにしても、スイッチング素子Q1を共用し、直流入力電圧Eiと電圧クランプ用コンデンサC3に発生する電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して、力率を改善する作用を果たすことができるものである。この場合においても、第1実施形態および第2実施形態におけると同様に補助スイッチは、昇圧コンバータの整流素子として作用する。
また、この場合においても、スイッチング素子Q1がオフのときに発生する電圧をクランプする機能をアクティブクランプ回路は有しおり、スイッチング素子Q1の耐圧を低いものとできる。
第3実施形態における各部の具体的な定数は以下のように定められている。まず、二次側直流出力電圧Eoは、175Vとされ、負荷電力Poの変動に応じてスイッチング素子Q1のTOFF期間は変化し、TON期間は負荷電力Poの減少と交流入力電圧VACの上昇に伴って減少して、スイッチング周波数が上昇することによって、二次側直流出力電圧Eoの値は定電圧化されている。
コンバータトランスのフェライト材は、EER―35とされ、ギャップは1.6mm、一次巻線N1は36T、二次巻線N2は30T、制御巻線Ngは1T、漏れインダクタンスL1の値は165μH、漏れインダクタンスL2の値は142μH、一次側並列共振コンデンサCrの値は1000pF、一次側直列共振コンデンサC2の値は0.047μF、電圧クランプ用コンデンサC3の値は0.068μF、二次側直列共振コンデンサC4の値は0.068μF、抵抗Rg1の値は220Ω、抵抗Rg2の値は100Ω、フィルタコンデンサCNの値は1μF、力率改善用第1ダイオードD1の仕様は3A/600V、チョークコイルPCCのインダクタンスL3の値は0.5mH、スイッチング素子Q1および補助スイッチング素子Q2の仕様は10A/900Vとした。
図8は、交流入力電圧100V、最大負荷電力の150Wにおける回路の主要部の動作波形をスイッチング周期により示している。上段より下段に向かって、電圧V1(図7を参照)、電流IQ1(図7を参照)、電流IQ2(図7を参照)、電圧V2(図7を参照)、電流I1(図7を参照)、電流I2(図7を参照)、電流I3(図7を参照)の各々を示す。
また、図9は、交流入力電圧100V、最大負荷電力の150Wにおける力率改善回路の主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧VAC(図7を参照)、交流入力電流IAC(図7を参照)、電圧V3(図7を参照)、電圧V2(図7を参照)、電流I1(図7を参照)、電流IQ1(図7を参照)、電流IQ2(図7を参照)の各々を示す。図9の電圧V2、電流I1、電流IQ1および電流IQ2の斜線を施した部分の各々は、スイッチング素子Q1のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。
図10は、交流入力電圧VACの値が100Vおよび230Vの入力電圧条件下において負荷電力Poの値が、0W(無負荷)から150Wの範囲での負荷変動に対する直流入力電圧Ei、力率PF、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηAC→DCおよびスイッチング素子Q1のオン期間TONとオフ期間TOFFとの比TON/TOFFを示している。図10における、実線は交流入力電圧VACの値が100Vの場合を示し、破線は交流入力電圧VACの値が230Vの場合を示すものである。
図10から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、交流入力電圧VACが100V、負荷電力Poが150Wのときの力率PFの値は0.98、交流入力電圧VACが230V、負荷電力Poが150Wのときの力率PFの値は0.94の高力率となっている。
また、交流入力電圧が広範囲に変化しても、例えば、電力変換効率ηAC→DCの値は、交流入力電圧VACが100Vで、負荷電力Poが150Wのときの電力変換効率ηAC→DCの値は88.2%、交流入力電圧VACが230Vで、負荷電力Poが150Wのときの電力変換効率ηAC→DCの値は90.2%である。スイッチング素子Q1の耐電圧の面等から見て対応可能とする、いわゆる、ワイドレンジ化が図れることが分かる。
また、負荷電力Poが25Wの場合においても、交流入力電圧VACが100Vの場合には、力率PFの値は0.80である。
また、直流入力電圧Eiに発生する変動値ΔEiは、負荷電力Poの減少にともなって、スイッチング素子Q1のオン期間とオフ期間とが減少するために、変動値ΔEiは低下する。負荷電力Poの値が150Wから0Wまでの変動に対して、交流入力電圧VACが100Vの場合には、直流入力電圧Eiの範囲は137Vから165Vが得られ、変動値ΔEiは28Vとなる。また、負荷電力Poの値が150Wから0Wまでの変動に対して、交流入力電圧VACが230Vの場合には、直流入力電圧Eiの範囲は325Vから355Vが得られ、変動値ΔEiは30Vとなる。
このような実施形態のスイッチング電源回路では、図24に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηAC→DCが向上している。また、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図24を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Q103と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用IC120等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサCN、力率改善用第1ダイオードD1およびアクティブクランプ回路を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図24に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
(第4実施形態)
図11に示す第4実施形態のスイッチング電源回路は、第2実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第2実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第2実施形態と異なる点は、力率改善用インダクタLoと、力率改善用第2ダイオードとを具備することなく、力率改善の効果を得ることができる点にある。
すなわち、第4実施形態の採用する構成は、交流電源ACからの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、整流平滑部は、交流電源ACからの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子Diと平滑コンデンサCiとを具備する。
また、コンバータ部は、平滑コンデンサCiの一端に一端が接続されるチョークコイルPCCと、チョークコイルPCCの他端に一次巻線N1の一端が接続される、一次巻線N1と二次巻線N2とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスPITと、一次巻線N1の一端に一端が接続されるスイッチング素子Q1と、一次巻線N1に発生する漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCの有するインダクタンスL3と、一次巻線N1の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサC2の容量と、によって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、漏れインダクタンスL1およびインダクタンスL3とスイッチング素子Q1に並列に接続される一次側並列共振コンデンサCrとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、スイッチング素子Q1をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路2と、二次巻線N2に接続される二次側直列共振コンデンサC4、二次側整流素子Doおよび平滑コンデンサCoによって形成される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Eoの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路2に供給する制御回路1と、を具備する。
また、力率改善部は、第3実施形態と同様の構成を採用するものであり、チョークコイルPCCと並列に接続される電圧クランプ用コンデンサC3およびスイッチング素子Q1と相補的にオンとされる補助スイッチング素子Q2の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、一次側整流素子Diの出力側の一端に一端が接続される力率改善用第1ダイオードD1と、力率改善用第1ダイオードD1の一端と平滑コンデンサCiの一端との間に接続されるフィルタコンデンサCNと、を具備するものである。
第4実施形態に示すスイッチング電源回路においては、力率改善用インダクタLoを備えていないが、一次巻線N1に生じる漏れインダクタンスL1が昇圧インダクタとして機能するので、力率改善用インダクタLoを省略して、回路の簡略化を図っている。また、力率改善用第2ダイオードD2を省略してさらに回路の簡略化を図っている。このようにしても、スイッチング素子Q1を共用し、直流入力電圧Eiと電圧クランプ用コンデンサC3に発生する電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して、力率を改善する作用を果たすことができるものである。この場合においても、第1実施形態および第2実施形態におけると同様に補助スイッチは、昇圧コンバータの整流素子として作用する。
また、この場合においても、スイッチング素子Q1がオフのときに発生する電圧をクランプする機能をアクティブクランプ回路は有しており、スイッチング素子Q1の耐圧を低いものとできる。
上述した第4実施形態における要部の作用および奏する効果と、上述した第1実施形態ないし第3実施形態の要部の作用および奏する効果とは共通するので、その説明は省略する。
(第5実施形態)
図12に示す第5実施形態のスイッチング電源回路は、第3実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第3実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第3実施形態と異なる点は、力率改善用第1ダイオードD1と力率改善用第1ダイオードD1の一端と平滑コンデンサCiの一端との間に接続されるフィルタコンデンサCNとを具備することなく、力率改善の効果を得ることができる点にある。一方、力率改善用第1ダイオードD1と、フィルタコンデンサCNとを省略したために高周波の電流が一次側整流素子Diに流れることとなるので、これに対応するために、一次側整流素子Diは高周波特性が良好なる高速のダイオードで構成するようにするものである。また、フィルタコンデンサCNに替えて一次側整流素子の入力側に接続されるアクロスコンデンサCLが同様な機能を奏するものとしている。
すなわち、第5実施形態の採用する構成は、交流電源ACからの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子Diと平滑コンデンサCiとを具備する。ここで、一次側整流素子Diは高速のダイオードで構成され、後述する力率改善部の一部としても動作するものである。
また、コンバータ部は、平滑コンデンサCiの一端に一端が接続されるチョークコイルPCCと、チョークコイルPCCの他端に一次巻線N1の一端が接続される、一次巻線N1と二次巻線N2とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスPITと、一次巻線N1の他端に一端であるドレインが接続されるスイッチング素子Q1と、一次巻線N1に発生する漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCの有するインダクタンスL3と、一次巻線N1の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサC2の容量と、によって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、漏れインダクタンスL1およびインダクタンスL3とスイッチング素子Q1に並列に接続される一次側並列共振コンデンサCrとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、スイッチング素子Q1をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路2と、二次巻線N2に接続される二次側直列共振コンデンサC4、二次側整流素子Doおよび平滑コンデンサCoによって形成される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Eoの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路2に供給する制御回路1と、を具備する。
また、力率改善部は、アクティブクランプ回路と、一次側整流素子の入力側に接続されるアクロスコンデンサCLと、を具備しており、アクティブクランプ回路は、スイッチング素子Q1の一端であるドレインと、チョークコイルの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンサC3およびスイッチング素子Q1と相補的にオンとされる補助スイッチング素子Q2の直列接続回路を有する。また、アクロスコンデンサCLは、一次側整流素子Diの入力側に接続されている。さらに、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子である高速のダイオードによって上述した一次側整流素子Diが形成されることを特徴とする。
第5実施形態に示すスイッチング電源回路においては、力率改善用インダクタLoを備えていないが、一次巻線N1に生じる漏れインダクタンスL1が昇圧インダクタとして機能するので、力率改善用インダクタLoを省略して、回路の簡略化を図っている。また、力率改善用第2ダイオードD2を省略してさらに回路の簡略化を図っている。このようにしても、スイッチング素子Q1を共用し、直流入力電圧Eiと電圧クランプ用コンデンサC3に発生する電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して、力率を改善する作用を果たすことができるものである。この場合においても、第1実施形態および第2実施形態におけると同様に補助スイッチは、昇圧コンバータの整流素子として作用する。
また、この場合においても、スイッチング素子Q1がオフのときに発生する電圧をクランプする機能をアクティブクランプ回路は有して、スイッチング素子Q1の耐圧を低いものとできる。
第5実施形態に示すスイッチング電源回路においては、例えば、第3実施形態において採用した力率改善用第1ダイオードD1もまた備えていないが、一次側整流素子Diが、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子である高速のダイオードによって形成されることを特徴とするので、この一次側整流素子Diが、力率改善用第1ダイオードD1と同様に作用して、力率を改善する。この場合に、フィルタコンデンサCNに替えて一次側整流素子Diの入力側に接続されるアクロスコンデンサCLが、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数に対してフィルタとして機能して、交流電源AC側に高周波が漏れ出すことを防止している。
第5実施形態における各部の具体的な定数は以下のように定められている。まず、二次側直流出力電圧Eoは、175Vとされ、負荷電力Poの変動に応じてスイッチング素子Q1のTOFF期間は変化し、TON期間は負荷電力Poの減少と交流入力電圧VACの上昇に伴って減少して、スイッチング周波数が上昇することによって、二次側直流出力電圧Eoの値は定電圧化されている。
コンバータトランスのフェライト材は、EER―35とされ、ギャップは1.6mm、一次巻線N1は36T、二次巻線N2は30T、制御巻線Ngは1T、漏れインダクタンスL1の値は165μH、漏れインダクタンスL2の値は142μH、一次側並列共振コンデンサCrの値は1000pF、一次側直列共振コンデンサC2の値は0.047μF、電圧クランプ用コンデンサC3の値は0.068μF、二次側直列共振コンデンサC4の値は0.068μF、抵抗Rg1の値は220Ω、抵抗Rg2の値は100Ω、アクロスコンデンサCLの値は1μF、一次側整流素子Diの各々のダイオードの仕様は3A/600V、チョークコイルPCCのインダクタンスL3の値は0.5mH、スイッチング素子Q1および補助スイッチング素子Q2の仕様は10A/900Vとした。
ここで、一次側整流素子Diの各々のダイオードは、通常の商用電力に用いる低周波用途、例えば、100Hz程度の周波数に対応した用途のものである場合には、一次側に流れる共振電流の整流は困難であるのみならず、スイッチング損失によって破壊に至るので、例えば、数100kHzの周波数において損失が少なく、良好にスイッチングができる高周波特性の良好なるダイオードが用いられている。
図13は、交流入力電圧100V、最大負荷電力の150Wにおける回路の主要部の動作波形をスイッチング周期により示している。上段より下段に向かって、電圧V1(図12を参照)、電流IQ1(図12を参照)、電流IQ2(図12を参照)、電圧V2(図12を参照)、電流I1(図12を参照)、電流I2(図12を参照)、電流I3(図12を参照)の各々を示す。
また、図14は、交流入力電圧100V、最大負荷電力の150Wにおける力率改善回路の主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧VAC(図12を参照)、交流入力電流IAC(図12を参照)、電圧V3(図12を参照)、電圧V2(図12を参照)、電流I1(図12を参照)、電流IQ1(図12を参照)、電流IQ2(図12を参照)の各々を示す。図14の電圧V2、電流I1、電流IQ1および電流IQ2の斜線を施した部分の各々は、スイッチング素子Q1のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。
図15は、交流入力電圧VACの値が100Vおよび230Vの入力電圧条件下において負荷電力Poの値が、0W(無負荷)から150Wの範囲での負荷変動に対する直流入力電圧Ei、力率PF、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηAC→DCおよびスイッチング素子Q1のオン期間TONとオフ期間TOFFとの比TON/TOFFを示している。図15における、実線は交流入力電圧VACの値が100Vの場合を示し、破線は交流入力電圧VACの値が230Vの場合を示すものである。
図15から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、交流入力電圧VACが100V、負荷電力Poが150Wのときの力率PFの値は0.985、交流入力電圧VACが230V、負荷電力Poが150Wのときの力率PFの値は0.95の高力率となっている。
また、交流入力電圧が広範囲に変化しても、例えば、電力変換効率ηAC→DCの値は、交流入力電圧VACが100Vで、負荷電力Poが150Wのときの電力変換効率ηAC→DCの値は88.5%、交流入力電圧VACが230Vで、負荷電力Poが150Wのときの電力変換効率ηAC→DCの値は90.6%である。スイッチング素子Q1の耐電圧の面等から見て対応可能とする、いわゆる、ワイドレンジ化が図れることが分かる。
また、負荷電力Poが25Wの場合においても、交流入力電圧VACが100Vの場合には、力率PFの値は0.80である。
また、直流入力電圧Eiに発生する変動値ΔEiは、負荷電力Poの減少にともなって、スイッチング素子Q1のオン期間とオフ期間とが減少するために、変動値ΔEiは低下する。負荷電力Poの値が150Wから0Wまでの変動に対して、交流入力電圧VACが100Vの場合には、直流入力電圧Eiの範囲は139Vから163Vが得られ、変動値ΔEiは24Vとなる。また、負荷電力Poの値が150Wから0Wまでの変動に対して、交流入力電圧VACが230Vの場合には、直流入力電圧Eiの範囲は327Vから359Vが得られ、変動値ΔEiは32Vとなる。
このような実施形態のスイッチング電源回路では、図24に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηAC→DCが向上している。また、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図24を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Q103と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用IC120等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために、一次側整流素子Diを高速なものと変更し、アクティブクランプ回路を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図24に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
(第6実施形態)
図16に示す第6実施形態のスイッチング電源回路は、第5実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第4実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第4実施形態と異なる点は、力率改善用第1ダイオードD1と力率改善用第1ダイオードD1の一端と平滑コンデンサCiの一端との間に接続されるフィルタコンデンサCNとを具備することなく、力率改善の効果を得ることができる点にある。一方、力率改善用第1ダイオードD1と、フィルタコンデンサCNとを省略したために高周波の電流が一次側整流素子Diに流れることとなるので、これに対応するために、一次側整流素子Diは高周波特性が良好なる高速のダイオードで構成するようにするものである。
すなわち、第6実施形態の採用する構成は、交流電源ACからの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子Diと平滑コンデンサCiとを具備する。ここで、一次側整流素子Diは高速のダイオードで構成され、後述する力率改善部の一部としても動作するものである。
また、コンバータ部は、平滑コンデンサCiの一端に一端が接続されるチョークコイルPCCと、チョークコイルPCCの他端に一次巻線N1の一端が接続される、一次巻線N1と二次巻線N2とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスPITと、一次巻線N1の一端に一端が接続されるスイッチング素子Q1と、一次巻線N1に発生する漏れインダクタンスL1およびチョークコイルPCCの有するインダクタンスL3と、一次巻線N1の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサC2の容量と、によって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、漏れインダクタンスL1およびインダクタンスL3とスイッチング素子Q1に並列に接続される一次側並列共振コンデンサCrとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、スイッチング素子Q1をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路2と、二次巻線に接続される二次側直列共振コンデンサC4、二次側整流素子Doおよび平滑コンデンサCoによって形成される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Eoの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路2に供給する制御回路1と、を具備する。
また、力率改善部は、アクティブクランプ回路と、一次側整流素子の入力側に接続されるアクロスコンデンサCLと、を具備しており、アクティブクランプ回路はチョークコイルPCCと並列に接続される電圧クランプ用コンデンサC3およびスイッチング素子Q1と相補的にオンとされる補助スイッチング素子Q2の直列接続回路を有する。また、アクロスコンデンサCLは、一次側整流素子Diの入力側に接続されている。さらに、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子である高速のダイオードによって上述した一次側整流素子Diが形成されることを特徴とする。
第6実施形態に示すスイッチング電源回路においては、力率改善用インダクタLoを備えていないが、一次巻線N1に生じる漏れインダクタンスL1が昇圧インダクタとして機能するので、力率改善用インダクタLoを省略して、回路の簡略化を図っている。また、力率改善用第2ダイオードD2を省略してさらに回路の簡略化を図っている。このようにしても、スイッチング素子Q1を共用し、直流入力電圧Eiと電圧クランプ用コンデンサC3に発生する電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して、力率を改善する作用を果たすことができるものである。この場合においても、第1実施形態および第2実施形態におけると同様に補助スイッチは、昇圧コンバータの整流素子として作用する。
また、この場合においても、スイッチング素子Q1がオフのときに発生する電圧をクランプする機能をクランプ回路は有して、スイッチング素子Q1の耐圧を低いものとできる。
第6実施形態に示すスイッチング電源回路においては、力率改善用第1ダイオードD1もまた備えていないが、一次側整流素子Diが、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子である高速のダイオードによって形成されることを特徴とするので、この一次側整流素子Diが、力率改善用第1ダイオードD1と同様に作用して、力率を改善する。この場合に、フィルタコンデンサCNに替えて一次側整流素子Diの入力側に接続されるアクロスコンデンサCLが、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数に対してフィルタとして機能して、交流電源AC側に高周波が漏れ出すことを防止している。
上述した第6実施形態における要部の作用および奏する効果と、上述した第5実施形態の要部の作用および奏する効果とは共通するので、その説明は省略する。
(二次側回路の変形例)
第1実施形態および第6実施形態において置き換え可能な二次側回路の変形例を図17ないし図19に示す。
図17に示す二次側整流回路は、倍電圧全波整流回路を構成する。すなわち、二次巻線についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部N2A、二次巻線部N2Bに2分割する。二次巻線部N2A、二次巻線部N2Bには、同じ巻数(ターン数)が設定される。二次巻線N2のセンタータップは、二次側アースに接続される。また、二次巻線N2における二次巻線部N2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサC4Aを直列に接続し、二次巻線N2における二次巻線部N2B側の端部に対しても同一容量の二次側直列共振コンデンサC4Bを直列に接続する。これにより、二次巻線部N2Aの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC4Aの容量から成る第1の二次側直列共振回路と、二次巻線部N2Bの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC4Bの容量から成る第1の二次側直列共振回路と略等しい共振周波数を有する第2の二次側直列共振回路とが形成される。
そして、二次巻線N2における二次巻線部N2A側の端部を、二次側直列共振コンデンサC4Aの直列接続を介して整流ダイオードDo1のアノードと整流ダイオードDo2のカソードとの接続点に対して接続する。また、二次巻線N2における二次巻線部N2B側の端部を、二次側直列共振コンデンサC4Bの直列接続を介して、整流ダイオードDo3のアノードと整流ダイオードDo4のカソードとの接続点に対して接続する。そして、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo3の各カソードは、平滑コンデンサCoの正極端子に接続する。平滑コンデンサCoの負極端子は二次側アースに接続される。また、整流ダイオードDo2、整流ダイオードDo4の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。
このようにして、二次巻線部N2A,二次側直列共振コンデンサC4A、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2、および平滑コンデンサCoから成る、第1の二次側直列共振回路を備える第1の倍電圧半波整流回路と、二次巻線部N2B,二次側直列共振コンデンサC4B、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2、および平滑コンデンサCoから成る、第2の二次側直列共振回路を備える第2の倍電圧半波整流回路とが形成されることになる。このようにして平滑コンデンサCoに対しては、二次巻線N2の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部N2Bの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサC4Bの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部N2Aの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサC4Aの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサCoの両端電圧である二次側直流出力電圧Eoとしては、二次巻線部N2A、二次巻線部N2Bの誘起電圧レベルの2倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。
図18に示す二次側整流回路は、倍電圧半波整流回路を構成する。すなわち、二次巻線N2の漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC4の容量から成る二次側直列共振回路とが形成される。そして、二次巻線N2に発生される一方の極性の電圧は、整流ダイオードDo2を介して二次側直列共振コンデンサC4を充電し、他方の極性の電圧は、整流ダイオードDo1を介して平滑コンデンサCoを充電する。二次側直列共振コンデンサC4に充電された電圧と平滑コンデンサCoに充電された電圧とは加算されるので、二次巻線N2の誘起電圧レベルの2倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。
図19に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサC5と二次巻線部N2Aおよび二次巻線部N2Bの漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードDo1および整流ダイオードDo2で構成されるセンタータップ両波整流回路である。
なお、これまでに説明した実施形態の電源回路の具体的設計例は、交流入力電圧VACは、100Vの商用の交流電源が入力されることを前提としているのであるが、本発明は、交流入力電圧VACの値として、特に限定があるものではない、例えば、200Vの商用の交流電源入力に対応した設計として場合にも、本願発明に基づいた構成とすることで同様の効果が得られる。また、例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。また、スイッチング素子については、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、MOS−FET以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のコンバータトランスの構造例である。 実施形態の電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路における要部の動作を交流入力電圧周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率およびTON/TOFFの特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路における要部の動作を交流入力電圧周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率およびTON/TOFFの特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路における要部の動作を交流入力電圧周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率およびTON/TOFFの特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態のE級スイッチングコンバータの基本原理を示す図である。 実施形態のE級スイッチングコンバータの動作原理に基づく波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの構成図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路における交流入力電圧、交入力電流および平滑電圧を商用の交流電源周期により示す波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。
符号の説明
1 制御回路、2 発振・ドライブ回路、AC 商用の交流電源、Cr 一次側並列共振コンデンサ、C2 一次側直列共振コンデンサ、C3 電圧クランプ用コンデンサ、C4、C4A、C4B 二次側直列共振コンデンサ、C5 部分共振コンデンサ、CL アクロスコンデンサ、CMC コモンモードチョークコイル、CN フィルタコンデンサ、Ci、Co 平滑コンデンサ、CR1、CR2 コア、D1 力率改善用第1ダイオード、D2 力率改善用第2ダイオード、Do1、Do2、Do3,Do4 整流ダイオード、DD、DD1、DD2 ボディダイオード、Di 一次側整流素子、Do 二次側整流素子、Ei 整流平滑電圧、Eo 二次側直流出力電圧、G、 ギャップ、IAC 交流入力電流、PCC チョークコイル、LFT ラインフィルタトランス、Lo 力率改善用インダクタ、N1 一次巻線(コンバータトランス一次巻線)、N2 二次巻線(コンバータトランス二次巻線)、N2A、N2B 二次巻線部、Ng 制御巻線、PIT コンバータトランス、PCC チョークコイル、Q1 スイッチング素子、Q2 補助スイッチング素子、Rg1、Rg2 抵抗

Claims (7)

  1. 交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記整流平滑部は、
    交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、
    前記コンバータ部は、
    前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、
    前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、
    前記一次巻線の他端に一端が接続されるスイッチング素子と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
    前記力率改善部は、
    前記スイッチング素子の一端と前記チョークコイルの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、
    前記一次側整流素子の出力側の一端に一端が接続される力率改善用第1ダイオードと、
    前記力率改善用第1ダイオードの一端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続されるフィルタコンデンサと、を具備する、
    スイッチング電源回路。
  2. 交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、
    前記コンバータ部は、
    前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、
    前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、
    前記一次巻線の一端に一端が接続されるスイッチング素子と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
    前記力率改善部は、
    前記チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、
    前記一次側整流素子の出力側の一端に一端が接続される力率改善用第1ダイオードと、
    前記力率改善用第1ダイオードの一端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続されるフィルタコンデンサと、を具備する、
    スイッチング電源回路。
  3. 交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記整流平滑部は、
    交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、
    前記コンバータ部は、
    前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、
    前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、
    前記一次巻線の他端に一端が接続されるスイッチング素子と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
    前記力率改善部は、
    前記スイッチング素子の一端と前記チョークコイルの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、
    前記一次側整流素子の入力側に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、
    前記一次側直列共振回路の共振周波数および前記一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子によって前記一次側整流素子が形成されることを特徴とする、
    スイッチング電源回路。
  4. 交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、
    前記コンバータ部は、
    前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、
    前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、
    前記一次巻線の一端に一端が接続されるスイッチング素子と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
    前記力率改善部は、
    前記チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、
    前記一次側整流素子の入力側に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、
    前記一次側直列共振回路の共振周波数および前記一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子によって前記一次側整流素子が形成されることを特徴とする、
    スイッチング電源回路。
  5. 前記力率改善回路は、さらに、
    前記力率改善用第1ダイオードの他端と、前記電圧クランプ用コンデンと前記補助スイッチング素子との接続点との間に接続され、前記力率改善用第1ダイオードからの電流を分流する力率改善用第2ダイオードと、
    前記力率改善用第1ダイオードの他端と、前記コンバータトランスの他端との間に接続され、前記力率改善用第1ダイオードからの電流を分流する力率改善用インダクタと、
    を具備することを特徴とする請求項1または請求項2に記載のスイッチング電源回路。
  6. 前記コンバータトランスの前記二次巻線に接続される二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサを有し、前記二次巻線に生じる漏れインダクタンスと前記二次側直列共振コンデンサとによって二次側直列共振回路を形成する請求項1ないし請求項4の一項に記載のスイッチング電源回路。
  7. 前記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサを有して二次側部分電圧共振回路を形成する請求項1ないし請求項4の一項に記載のスイッチング電源回路。
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