JPH0837778A

JPH0837778A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH0837778A
Application number: JP19273794A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-07-26
Filing date: 1994-07-26
Publication date: 1996-02-06

Abstract

(57)【要約】【目的】スイッチング電源回路の力率改善を行う。【構成】スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、共振コンデン
サＣ₁ 、絶縁トランスＰＩＴによって構成されているハ
ーフブリッジ型の電流共振型スイッチング電源におい
て、共振ドライブ電流が流れる回路に磁気結合トランス
ＭＣＴを配置し、その自己インダクタンスＬｉにスイッ
チング電圧を誘起する。スイッチング電圧は整流回路Ｄ
₁ の整流電圧と重畳して平滑コンデンサＣｉに充電さ
れ、その充電電流の導通角を広げることによって力率を
改善する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
係わり、特に電源の力率及び電圧変動率を改善したスイ
ッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
流に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣーＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。電源の力率を
改善するためには、例えばチョークインプット方式の整
流回路を使用することが最も簡単であり、電磁ノイズの
対策（ＥＭＩ）の上でも好ましいが、この方式はチョー
クコイルとして大きなインピーダンスを呈するインダク
タが必要になり、電子機器の小型化を阻害するすると共
に、コストアップを招くことになる。

【０００４】そこで整流回路の出力を直接断続してス
イッチング電源を動作させるコンデンサレス方式や、整
流回路の出力を高周波で断続して歪み電流波形を改善す
るアクティブフィルタ、又は部分整流方式の平滑回路が
使用されている。コンデンサレス方式はスイッチング電
源を駆動する電源用の平滑コンデンサが省略されたもの
であって、力率の改善効果は高いが商用電源の周波数の
２倍のリップル電圧が２次側の出力に重畳されレギュレ
ーションが悪くなると共に、入力電圧の瞬断に耐えるこ
とが困難で、大容量の電源装置として使用することがで
きない。

【０００５】アクティブフィルタ方式は入力電圧及び入
力電流を検出し、入力電流の波形が入力電圧の波形に近
づくようにスイッチング制御を行うもので、力率はほぼ
１に近くすることができるが、２コンバータ方式となる
ため回路が複雑であり、電源の利用効率が悪くなる。ま
た、スイッチングノイズが増加してその対策（ＥＭＩ）
を取るためにコストアップとなる。

【０００６】また、部分平滑回路はコンデンサの充電電
流をスイッチングして整流素子の導通角を広げるもので
あるが、スイッチングによるノイズ対策、効率低下の点
で問題があり、力率と効率の両者を同時に改善する点に
難点、前記したＥＭＩ対策の点でも優位性が認められな
い。そこでスイッチング電源の断続電圧を利用して、平
滑コンデンサの平均的な充電電圧を低下し、整流素子の
導通角を広げて力率の改善を計るＭａｇｎｅｔ−Ｓｗｉ
ｔｃｈ方式（以下、ＭＳ方式という）が考えられてい
る。

【０００７】図１８は上記したＭＳ方式のスイッチング
電源回路の一例を示したもので、スイッチング電源回路
に供給される電源は、商用電源ＡＣをブリッジ整流ダイ
オードＤ₁ で全波整流するとともに、この整流電圧をチ
ョークコイルＣＨ及び絶縁トランスＣＴの３次巻線Ｎ₃
を介して平滑用のコンデンサＣｉに供給するように構成
されている。Ｑ₁ は平滑コンデンサＣｉに充電されてい
る電圧を絶縁トランスＣＴの１次巻線Ｎ₁ を介して断続
するスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）であり、絶縁ト
ランスの２次巻線Ｎ₂ に誘導される交番電圧が整流ダイ
オードＤ₄ 、Ｄ₅ で整流されて、コイルＬ、コンデンサ
Ｃ₃ で平滑され直流出力電圧Ｅ₀ となる。そして、この
出力電圧Ｅ₀ がホトカプラを介してスイッチング素子Ｑ
₁ の駆動パルスを発生する制御回路をコントロールし、
駆動パルスのオン／オフ比、すなわちＰＷＭ変調を行う
ことによって定電圧特性が得られるようになされてい
る。

【０００８】このスイッチング電源回路は図１８（ｂ）
に示されているように、供給されている商用電源の電圧
波形Ｖａｃに対してコンデンサＣｉに充電される電流Ｉ
ａｃが流れるようになる。つまり、３次巻線Ｎ₃ のコイ
ルに発生するスイッチング電源回路のスイッチング電圧
によって平滑コンデンサＣｉに充電される電流が断続さ
れることになるため、その平均的な電流波形Ｉａｃは図
１８（ｂ）に示されているようにＶａｃの振幅が小さい
時にも流れることになり、電流波形ＩａｃはＶａｃに近
い波形になる。その結果、交流負荷としてのスイッチン
グ電源の力率が改善されることになる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このＭＳ方式
の電源方式は、商用電源の電圧、及びスイッチング電源
回路の負荷によって出力される直流出力電圧の変動が非
常に大きいという問題がある。図１８の（Ｃ）に示され
ているように、入力交流電圧が１００±１５Ｖであり、
例えばスイッチング電源回路の負荷が０〜１００Ｗ程度
変化すると、スイッチング周波数Ｆ_S が９８ＫＨから１
８８ＫＨ程度変化し、コンデンサＣｉの端子電圧Ｅｉは
１１８Ｖから２２８Ｖ程度変動することになり、出力さ
れる直流電圧のレギュレーションは極めて悪いものにな
る。そこで、スイッチング素子Ｑ₁ のスイッチング周波
数を平滑用のコンデンサＣｉの端子電圧を抵抗Ｒ₁ 、Ｒ
₂ で検出して、その検出値によって変化させるようにす
るとと共に、２次側の直流出力電圧Ｅ₀ を抵抗Ｒ₃ 、Ｒ
₄ で検出してホトカプラＰｃを介して帰還し、この電圧
でスイッチング素子の開閉周期（オン／オフ比）をコン
トロールすることによりレギュレーションをある程度改
善することが期待されるが、このような回路を付加する
ことによりコストアップを招くと共に、依然としてレギ
ュレーションを向上することが困難になるという問題が
ある。

【００１０】図１９は上記したＭＳ方式のスイッチング
電源回路において、絶縁トランスの３次巻線Ｎ₃ の出力
側にフイルムコンデンサＣ₂ と高速リカバリダイオード
Ｄ₃を設けたたものである。なお、同一符号は同一の部
品を示す。このスイッチング電源回路はスイッチング素
子Ｑ₁ のオン時には、３次巻線Ｎ₃ のコイルＬ₃ に接続
されているダイオードＤ₃ が不導通となるように制御さ
れ、平滑コンデンサＣｉはチョークコイルＣＨ、コンデ
ンサＣ₂ 、及び３次巻線Ｎ₃ を介して断続的に充電され
る。スイッチング素子Ｑ₁ のオフ時には高速のリカバリ
ダイオードＤ₃ が導通するように制御され、３次巻線Ｎ
₃ とコンデンサＣ₂ との共振回路によってコンデンサＣ
₂ 側に遷移されたエネルギーがこの期間にはダイオード
Ｄ₃ を介してコンデンサＣｉが充電されるようにしてい
る。したがって、図１９の（ｂ）に示すようにコンデン
サＣｉは前記した図１８の場合に比較して交流電圧Ｖａ
ｃの各サイクルで連続した充電電流Ｉａｃによって充電
されることになり連続型の充電モードとなるものであ
る。

【００１１】上記した連続型のＭＳ方式のスイッチング
電源の場合は、前記図１８に示した不連続型のスイッチ
ング電源回路に比較して効率と力率が僅かに改善される
が、スイッチング電源回路の負荷変動による影響は、図
１９の（ｃ）に示すように上記図１８の場合よりもさら
に大きくなり、スイッチング周波数Ｆ_S が１００ＫＨｚ
から３０５ＫＨｚ、電圧Ｅｉは１３０Ｖから２７０Ｖに
および、平滑用のコンデンサＣｉとしても高い耐圧のも
のが必要になるため、制御回路として複雑な回路を使用
する必要がありコストアップを免れない。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明はかかる問題点を
解決するためになされたもので、商用電源を整流する整
流手段と、該整流手段の出力を平滑するチョークコイル
及び平滑コンデンサからなる平滑手段と、該平滑コンデ
ンサの出力電圧又は電流を断続して絶縁トランスの１次
側に供給するスイッチング素子とを備え、上記絶縁トラ
ンスの２次側から所定の交番電圧が得られるようにした
スイッチング電源回路において、上記チョークコイルが
上記絶縁トランスの１次側で断続されている交番電流が
供給されてるコイルと誘導結合された磁気結合トランス
（ＭＣＴ）によって構成されている点に特徴を有するも
のである。

【００１３】また、上記スイッチング素子は絶縁トラン
スに対して、例えばハーフブリッジの電流共振型で動作
するように構成することによって、電源の利用効率を高
くし、かつレギュレーションを改善するようにしてい
る。

【００１４】

【作用】スイッチング電源回路の絶縁トランスの１次側
に供給される電流に対応して電圧を出力する磁気結合ト
ランス（ＭＣＴ）によって整流電圧波形にスイッチング
周波数の電圧が重畳されるように構成されているから、
軽負荷の場合もこのＭＣＴの２次出力とされているチョ
ークコイルによって充電電流を低く抑圧することがで
き、平滑コンデンサを充電する電流は小さくなる。した
がって、特に軽負荷時にも平滑コンデンサＣｉの電圧が
上昇することを抑圧することができ、スイッチング電源
回路の出力側の電圧変動を小さくすることが可能にな
る。

【００１５】

【実施例】図１は本発明の実施例を示すスイッチング電
源回路であって、ＡＣは交流電源、ＬＮ、ＣＮはスイッ
チング周波数の信号を阻止するローパスフィルタ、Ｄ₁
はブリッジ型の整流素子を示す。Ｑ₁ 、Ｑ₂ はハーフブ
リッジ型のスイッチング回路を形成するスイッチング素
子であり、その出力は共振コンデンサＣ₁ 、磁気結合フ
エライトトランスＭＣＴの１次巻線Ｌ₃ を介して絶縁ト
ランスＰＩＴの１次巻線Ｎ₁ に供給されている。そし
て、絶縁トランスの２次巻線Ｎ₂ に誘起される誘起電圧
が整流素子Ｄ₀ を介して直流電圧に変換され出力電圧Ｅ
₀ とされる。

【００１６】上記ＭＣＴはチョークコイルＣＨとなる自
己インダクタンスＬｉ（２次巻線Ｎｉ）とコイルＬ₃ を
フエライトコアによって、例えば１：１の巻線比で密結
合したものであり、絶縁トランスＰＩＴに流れる共振電
流に対応するスイッチング電圧を自己インダクタンスＬ
ｉに重畳するようにしている。したがって整流された全
波整流電圧は、自己インダクタンスＬｉの巻線Ｎｉでス
イッチング電圧が重畳され平滑用のコンデンサＣｉに充
電されることになる。なお、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ には制御回路からスイッチング周波数を可変する制御
パルスが供給されており、スイッチング周波数が直流出
力Ｅ₀ によって変化することにより出力電圧の定電圧化
を計っている。

【００１７】本発明のスイッチング電源回路は上記した
ような構成とされているので、ＭＣＴの１次コイルＬ３
を除去し、その両端を短絡すると通常の電流共振型のス
イッチング電源回路として動作することになる。すなわ
ちこの場合は平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源
としてスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り
返すことによって、絶縁トランスＰＩＴの１次側コイル
Ｎ₁ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、２次
側のコイルＮ₂ に交番出力を得る。２次側の直流出力電
圧が低下した時は制御回路によってスイッチング周波数
が低くなるよう（共振周波数に近くなるように）に制御
され、１次コイルＮ₁ に流すドライブ電流が増加するよ
うに制御している。

【００１８】ＭＣＴが存在しないときは、平滑コンデン
サＣｉにはその端子電圧が整流電圧より低い時にのみ充
電電流が供給されるため、整流素子の導通角は小さく力
率が０．６程度になっている。しかしながら、本発明の
スイッチング電源回路の場合は、平滑用の自己インダク
タンスＬｉが共振電流が流れているコイルＬ₃ とＭＣＴ
によって磁気結合されているため、平滑用のチョークコ
イルとなる自己インダクタンスＬｉにスイッチング電流
に対応したスイッチング周波数（例えば、１００ＫＨ
ｚ）の電圧が重畳され、この信号が平滑コンデンサＣｉ
の端子電圧をスイッチング周期で引き下げる。

【００１９】すると、整流素子の整流電圧ｖａｃよりコ
ンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間に充電電流
が流れるようになり、この期間がゼロボルト近傍にまで
およぶように、上記ＭＣＴの巻線比を設定することによ
って力率が１に近い値を示すことになる。すなわち、図
１の（ｂ）に示すように半波期間では整流電圧Ｖａｃに
対して断続的に充電電流Ｉ₁ が流れ、その平均的な電流
Ｉａｃが整流電圧Ｖａｃの波形と同様になる。本発明の
スイッチング電源回路は軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴ
のドライブ電流が小さくなるから、このドライブ電流に
よってＭＣＴの２次側に誘起されるスイッチング信号も
小さいものになる。したがって、軽負荷時には上記充電
電流Ｉａｃのレベルが小さくなり、重負荷時には充電電
流が大きくなるため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣ
ｉの端子電圧が異状に上昇する現象を解消し、レギュレ
ーションの改善を行うことができる。

【００２０】また、後で述べる実施例で説明するよう
に、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ にダンパダイオードＤ
₁₀、Ｄ₁₁を設けておくと、変換効率を向上するために力
率を０．７５〜０．９程度にして充電電流の流れない休
止期間を形成した時に、この休止期間にダイオードＤ₁₀
を介して共振コンデンサＣ₁ より電流を供給することが
できるようになり、効率のアップとレギュレーションの
改善が行われることになる。

【００２１】図２には本発明のスイッチング電源回路を
１石型のスイッチング素子によって構成されているフラ
イバック方式の電源回路に適応したものである。このス
イッチング電源は良く知られているようにＭＯＳＦＥＴ
からなるスイッチング素子Ｑ₁ を断続することによって
絶縁トランスの１次巻線Ｎ₁ に電磁エネルギーを蓄積
し、スイッチング素子のオフ時にこのエネルギーを絶縁
トランスの２次側巻線Ｎ₂ に転送する。２次側巻線Ｎ₂
に転送された交番信号はダイオードＤ₄ によって整流さ
れ、その出力が制御回路に供給されている。そして、直
流出力電圧Ｅ₀ が高くなるとスイッチング素子Ｑ₁ のオ
ン時間が短くなるように駆動パルスを制御回路によって
ＰＷＭ変調して定電圧特性を得るようにしている。

【００２２】この方式の場合も、平滑整流側の回路に自
己インダクタンスＬｉと磁気結合されている３次コイル
Ｌ₃ を設け、この３次コイルＬ₃ に絶縁トランスのドラ
イブ電流を流すＭＣＴが設けられている。スイッチング
によって断続されたドライブ電流はＭＣＴの１次側を流
れることによってスイッチング電圧を自己インダクタン
スＬｉに誘起し、この誘起電圧によって平滑コンデンサ
Ｃｉの端子電圧がほぼ全サイクルで断続的に低下するよ
うに制御され、図１の（ｂ）に示すように整流電圧Ｖａ
ｃとほぼ同形の充電電流波形Ｉａｃを形成することがで
きる。この場合も、軽負荷時にはドライブ電流のパルス
幅が狭くなり、ＭＣＴの２次側に誘起されるスイッチン
グ電圧によってコンデンサＣｉの端子電圧を低下させる
期間の平均的な時間を小さくすることができるから、軽
負荷時に平滑電圧が異常に高くなることを防止するとい
う効果がある。

【００２３】図３は本発明をフイードフワード型のスイ
ッチング電源回路に適応したものであって、図２と同一
部分は同一の符号とされている。このスイッチング電源
回路はスイッチング素子Ｑ₁ がオンとなった時に２次側
の巻線Ｎ₂ に電圧が誘起され、この誘起電圧がダイオー
ドＤ₄ 及びチョークコイルＣＨを介してコンデンサＣ₇
に充電平滑される。また、スイッチング素子Ｑ₁のオフ
期間にダンパダイオードＤ₅ が導通して平滑作用が継続
している。整流電圧を平滑する平滑コンデンサＣｉには
上記ＭＣＴの自己インダクタンスＬｉを介して整流電圧
が供給されているから、図２の場合と同様にその充電電
流Ｉ₁ はほぼ全周期で断続してコンデンサＣｉを充電す
ることになり、ＭＣＴの巻線比を適当に設定すると力率
がほぼ１となるようにすることができる。

【００２４】図４は本発明を自励電流共振型スイッチン
グ電源回路に適応した場合の回路図である。この図にお
いて図１と同一部分は同一の符号が付け、その詳細な説
明を省略する。ＰＲＴは自励用のドライブトランスを示
し、１次側にドライブコイルＮＤ、２次側に２つの駆動
コイルＮＢ、ＮＢが設けられている。ドライブコイルＮ
Ｄには上記共振コンデンサＣ₁ に流れる共振電流が供給
されており、この共振電流によって誘起される電圧が駆
動コイルＮＢからコンデンサＣ₅ 及び抵抗Ｒ₅ を介して
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベースに供給されてい
る。

【００２５】また、ドライブトランスＰＲＴには制御用
の巻線ＮＣが設けられ、この制御巻線ＮＣに２次側から
出力される直流電圧Ｅ₀ に対応する電流が制御回路より
供給されるようになされている。

【００２６】図５の（ａ）は上記図４に示した入力交流
電圧Ｖａｃと、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の出力端子電圧Ｖ
₁ 、ＭＣＴの１次側に加わっているスイッチング電圧波
形Ｖ₃ 、平滑コンデンサＣｉの平滑電圧Ｖ₂ 、及び自己
インダクタンスＬｉに流れ込む断続電流Ｉ₁ が示されて
おり、この断続した入力電流Ｉ₁ によってブリッジ整流
回路Ｄ₁ に流れる電流の平均的な値がＩａｃで示されて
いる。

【００２７】また、図５の（ｂ）にはスイッチング周期
１０ｕｓで上記各電流及び電圧波形が示されており、特
にスイッチング素子Ｑ₁ に流れる共振電流波形がＩＱ₁
で示されている。この実施例は電源が投入されるとスイ
ッチング素子Ｑ₁ 、又はＱ₂ のいずれかがオン、及びオ
フになり、以後ドライブトランスＰＲＴによって交互に
オン／オフを繰り返すように自動発振動作となる。すな
わちＱ₁ がオンになると平滑コンデンサからスイッチン
グ素子Ｑ₁ 、ＭＣＴの１次巻線Ｌ₃ 、ドライブトランス
の１次巻線Ｎ_D 、共振コンデンサＣ₁ 、絶縁トランスの
１次巻線Ｎ₁ を介して共振電流（ＩＱ₁ ）が流れ、この
共振電流のほぼ半サイクルが終了する直前でＱ₂ が導
通、Ｑ₁ が遮断するような駆動信号がドライブトランス
ＰＲＴの駆動コイルＮＢより出力される。そして、共振
コンデンサＣ、絶縁トランスＰＩＴに貯蓄されていたエ
ネルギーが２次側に転送される。

【００２８】スイッチング周期はＰＲＴに巻き込まれて
いる制御巻線ＮＣによって、トランスＰＲＴの駆動コイ
ルＮＢのインダクタンスを変化させることによって制御
され、通常はアッパサイド制御とされている。つまり、
直流出力電圧が上昇するとスイッチング周波数が高くな
るように制御され、共振点からずれる方向にスイッチン
グ周波数が変化する。したがって、この時はコンデンサ
Ｃ₁ と絶縁トランスＰＩＴのリーケージインダクタンス
による共振インピーダンスが高くなり、ドライブ電流Ｉ
Ｑ₁ のレベルが低下する。

【００２９】また、直流出力電圧Ｅ₀ が下がると制御巻
線ＮＣに流れる電流が小さくなり、ドライブトランスの
駆動コイルＮＢが呈するインダクタンスの値が高くなる
ように制御される。その結果スイッチング周波数が低下
する方向、すなわち回路の共振周波数に近くなるように
コントロールされ、ドライブ電流ＩＱ₁ が増加する。

【００３０】本発明の場合は、上記したようなスイッチ
ング動作が行われると、ＭＣＴを介してこのスイッチン
グに伴う電圧が自己インダクタンスＬｉ側に誘導され、
この電圧が平滑コンデンサＣｉの端子電圧を下げる方向
に加えられる。その結果、図５の電流波形Ｉ₁ に示され
ているように、平滑コンデンサＣｉは交流のほぼ全周期
で断続（不連続）充電されることになり、ブリッジダイ
オードの導通角が広くなって力率を改善することにな
る。

【００３１】なお、本発明な場合はＭＣＴに結合されて
いるインダクタンスＬｉ、及びＬ₃の値を適当に設定す
ると、図５の（ａ）に示されているように動作期間ｔ１
〜ｔ２に対して休止期間ｔ２〜ｔ４を設定することがで
き、力率を下げることによって電源の変換効率をアップ
させることができる。すなわち、この休止期間には１次
側の共振電流Ｉ₀ のダンパー電流（Ｃｉを逆充電する電
流で図５（ｂ）のＩＱ₁ の負側に示されている電流）が
ダイオードＤｄ₁ 、トランジスタＱ₁ のベース・コレク
タ間を介して平滑コンデンサＣｉを充電するから、電圧
変動特性を改善するという効果がある。

【００３２】実験によればＬＮ＝１００μＨ、ＣＮ＝１
μＦ、Ｌｉ＝３０μＨ、ＰＩＴの磁心にＥＥ−２８を使
用し、Ｎ₁ ＝Ｎ₂ ＝２５Ｔ、Ｃ₁ ＝０．０１μＦ、のと
き交流入力電圧Ｖａｃ＝１００Ｖ±１５、負荷電力０〜
１００Ｗの変化に対して力率０．９０、変換効率８８％
が得られた。また、図５の（Ｃ）に示すようにＰ＝０の
時、Ｖ２＝１５１Ｖ、力率０．７４であり、Ｖ２＝１１
１Ｖ〜１７２Ｖで電圧変動率＝５５％に改善されてい
る。したがって、本発明では平滑コンデンサＣｉとして
特に高い耐圧のコンデンサとする必要がなく、平滑コン
デンサＣｉの電圧上昇を抑圧する制御回路を省略するこ
とができる。また、入力される商用電源の電圧が２００
Ｖの地区にも対応させることができるという利点があ
る。

【００３３】図６は上記図４に示した電流共振型スイッ
チング電源回路の変形例を示したもので、同一部分は同
一符号とされている。この実施例は絶縁トランスとして
直交型の制御巻線を備えている絶縁トランスＰＲＴが使
用されており、この制御巻線ＮＣに電流を供給すること
によって出力電圧Ｅ₀ の定電圧化を計っている。

【００３４】図７は上記図４に示した電流共振型のスイ
ッチング電源回路をフルブリッジ回路で構成したもので
あって、追加されたスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ はＱ₁
がオン時にＱ₄ がオン、Ｑ₂ がオン時にＱ₃ がオンとな
るように制御される。ドライブトランスＤＲＴは直交型
磁心で構成され、制御巻線ＮＣに出力電圧に対応する電
流を供給してスイッチング周波数を変化している。

【００３５】図８はスイッチング素子としてＭＯＳＦＥ
ＴＱ₁ 、Ｑ₂ を使用したものであって、制御回路内にパ
ルス発生器を備え、他励型のスイッチング電源回路とさ
れている。この実施例の場合も絶縁トランスの１次側に
供給するドライブ電流Ｉ_O がコンデンサＣ₁ によって共
振するようになされており、この共振電流がＭＣＴの１
次側に流れることによって自己インダクタンスＬｉに重
畳され、平滑コンデンサＣｉの充電時間が長くなるよう
に設定されている。前記したように休止期間に流れるダ
ンパー電流がダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ
ｉに充電電流として流し込まれ、この充電によってリッ
プルの少ない平滑電圧が得られるようにする。また、絶
縁トランスＰＩＴの１次巻線Ｎ₁ の電圧を検出するダイ
オードＤ４を設け、この検出された電圧とトランジスタ
Ｑ５のベース側に設定されている基準電圧を比較して制
御回路から出力される駆動パルスのパルス幅変調を行
い、ドライブ電圧のパルス極制御を行い、出力電圧の安
定化を計るようにしている。

【００３６】図４に示した電流共振型スイッチング電源
回路は、そのＭＣＴを図９に示すようにダイオードブリ
ッジ整流回路Ｄ₁ の負極側に設けても同様に力率の改善
効果を得ることができる。すなわち、ＭＣＴの１次側コ
イルＬ₃ にコンデンサＣ₁ 、絶縁トランスの１次巻線Ｎ
₁ に流す共振電流Ｉ₀ が供給され、ＭＣＴの自己インダ
クタンスＬｉに誘起されたスイッチングドライブ信号は
平滑コンデンサＣｉのアース点側の電位を引き下る。休
止期間を除いて交流のほぼ全サイクルでスイッチング周
期による充電を行わせるようにしている。

【００３７】図１０は前記図８に示した他励型の電流共
振型スイッチング電源回路に対してＭＣＴをダイオード
ブリッジ整流回路Ｄ₁ の交流ラインに挿入したものであ
る。この場合の動作も前記図８と特に異なる点はみられ
ない。

【００３８】図１１は本発明の第２番目の発明を示すス
イッチングで電源回路であって、図４に示したスイッチ
ング電源回路のＭＣＴに供給されている交番信号が、絶
縁トランスＰＩＴの２次コイルＮ₂ ’から供給されるよ
うにしたものである。なお、この２次巻線Ｎ₂ ’は電子
機器の比較的高圧側の出力を発生するために設けたもの
であって、２次巻線Ｎ₂ に発生する交番電圧をＭＣＴに
加えるようにすることもできる。

【００３９】図１２（ａ）は上記図１１に示した入力交
流電圧Ｖａｃと、ブリッジ整流回路Ｄ１の出力電圧Ｖ
₁ 、ＭＣＴの１次側に加わっているスイッチング電圧波
形Ｖ₃、平滑コンデンサＣｉの平滑電圧Ｖ₂ 、及びＭＣ
Ｔの自己インダクタンスＬｉに流れ込む断続電流Ｉ₁ が
示されており、この断続した入力電流Ｉ₁ によってブリ
ッジ整流回路Ｄ₁ に流れる電流の平均的な値がＩａｃで
示されている。

【００４０】また、図１２の（ｂ）にはスイッチング周
期１０ｕｓで上記各電流及び電圧波形が示されており、
特にスイッチング素子Ｑ₁ に流れる共振電流波形がＩＱ
₁ で示されている。しかしながら、ＭＣＴに供給される
２次巻線Ｎ₂ ’の出力Ｖ₃ はほぼ矩形波とされており。
ＭＣＴの１次巻線Ｌ₃ が電圧駆動となるため、その電流
は鋸歯状に変化することになる点で図４の場合と異なっ
ている。

【００４１】この回路の場合も図４の実施例と同様に、
電源が投入されるとスイッチング素子Ｑ₁ 、又はＱ₂ の
いずれかがオン及びオフになり、以後ドライブトランス
ＰＲＴによって交互にオン／オフを繰り返すように動作
する。すなわち、Ｑ₁ がオンになると平滑コンデンサか
らスイッチング素子Ｑ₁ 、共振コンデンサＣ₁ 、ＭＣＴ
の１次巻線、ドライブトランスの１次巻線、絶縁トラン
スの１次巻線Ｎ₁ を介して共振電流（ＩＱ₁ ）が流れ、
この共振電流のほぼ半サイクルが終了する直前でＱ₂ が
導通、Ｑ₁ が遮断するような駆動信号がドライブトラン
スＰＲＴの駆動コイルＬＢより出力される。

【００４２】スイッチング周期もＰＲＴに巻き込まれて
いる制御巻線ＮＣによってドライブトランスＰＲＴの駆
動コイルＬＢのインダクタンスを変化させることによっ
て制御され、通常はアッパサイド制御とされている。つ
まり、直流出力電圧が上昇するとスイッチング周波数が
高くなるように制御され、共振点からずれる方向にスイ
ッチング周波数が変化する。したがって、この時はコン
デンサＣ₁ と絶縁トランスのリーケージインダクタンス
による共振インピーダンスが高くなり、ドライブ電流の
レベルが低下する。

【００４３】また、直流出力電圧Ｅ₀ が下がると制御巻
線ＮＣに流れる電流が小さくなり、ドライブトランスの
駆動コイルＮＢが呈するインダクタンスの値が高くなる
ように制御される。その結果、スイッチング周波数が低
下する方向、すなわち回路の共振周波数に近くなるよう
にコントロールされ、ドライブ電流Ｉ₀ が増加する。

【００４４】本発明の場合は上記したようなスイッチン
グ動作が行われると、絶縁トランスの２次巻線Ｎ₂ ’の
出力がＭＣＴを介して自己インダクタンスＬｉ側に誘導
され、この電圧が平滑コンデンサの端子電圧を下げる方
向に加えられる。その結果、図１２の電流波形Ｉ₁ に示
されているように、平滑コンデンサＣｉはほぼ全周期で
平均的に断続（不連続）充電されることになり、ブリッ
ジダイオードの導通角が広くなって力率を改善すること
になる。

【００４５】本発明の場合もＭＣＴに結合されているイ
ンダクタンスＬｉ、及びその１次側に供給される電圧の
値を適当に設定すると、図１２の（ｂ）の波形に示され
ているように動作期間ｔ１〜ｔ２に対して、休止期間ｔ
２〜ｔ４を設定することができ、この休止期間にはブリ
ッジ整流回路Ｄ₁ のスイッチングが行われないから力率
を下げることになり、その代わりにロスが減少して電源
の変換効率をアップさせることができる。すなわち、こ
の休止期間には１次側の共振電流Ｉ₀ のダンパー電流
（Ｃｉを逆充電する電流で図５のＩＱ₁ の負側に示され
ている電流）がダイオードＤｄ、トランジスタＱ₁ のベ
ース・コレクタ間を介して平滑コンデンサＣｉを充電す
るから、電圧変動特性を改善するという効果がある。

【００４６】この実施例の場合は、ＬＮ＝１００μＨ、
ＣＮ＝１μＦ、Ｌｉ＝４７μＨ、Ｌ₃ ＝４７、ＰＩＴの
磁心にＥＥ−２８を使用し、Ｎ₁ ＝３５Ｔ、Ｎ₂ ＝２５
Ｔ、Ｎ₂ ’＝３Ｔ＋３Ｔ、Ｃ₁ ＝０．０１μＦ、のとき
交流入力電圧Ｖａｃ＝１００Ｖ±１５Ｖ、負荷電力０〜
１００Ｗの変化に対してＶａｃ＝１００Ｖの時に力率が
０．８９、Ｖ₂ ＝１３９Ｖ、変換効率８７％が得られ、
Ｐ＝０（Ｗ）の時に力率＝０．６９、Ｖ₂ ＝１６０Ｖ、
になり、図１２の（ｃ）に示すようにＶ₂ ＝１１５〜１
８２で電圧変動率が５８％して改善された。

【００４７】したがって、本発明の場合も平滑コンデン
サＣｉとして特に高い耐圧のコンデンサとする必要がな
く、平滑コンデンサＣｉの電圧上昇を抑圧する制御回路
を省略することができる。また、入力される商用電源の
電圧が２００Ｖの地区にも対応させることができるとい
う利点がある。

【００４８】図１３は上記図１１に示した電流共振型ス
イッチング電源回路の変形例を示したもので、同一部分
は同一符号とされている。この実施例はコンバータトラ
ンスとして直交型の制御巻線を備えている絶縁トランス
ＰＲＴが使用されており、この制御巻線ＮＣに電流を供
給することによって出力電圧Ｅ₀ の定電圧化を計ってい
る。

【００４９】図１４は上記図１１に示した電流共振型の
スイッチング電源回路をフルブリッジ回路で構成したも
のであって、追加されたスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ は
Ｑ₁がオン時にＱ₄ がオン、Ｑ₂ がオン時にＱ₃ がオン
となるように制御される。ドライブトランスＰＲＴは直
交型磁心で構成され、制御巻線ＮＣに出力電圧に対応す
る電流を供給してスイッチング周波数を変化している。

【００５０】図１５は図８の実施例と同様にスイッチン
グ素子としてＭＯＳＦＥＴＱ₁ 、Ｑ₂ を使用したもので
あって、制御回路内にパルス発生器を備え、他励型の電
流共振スイッチング電源回路とされている。この実施例
の場合は、絶縁トランスＰＩＴの２次側巻線Ｎ₂ ’から
ＭＣＴに交番電圧が供給され、磁気結合されている自己
インダクタンスＬｉで整流電圧に重畳され、平滑コンデ
ンサＣｉの充電時間が長くなるように設定されている。
前記したように休止期間に流れるダンパー電流がダイオ
ードＤ₂ を介して平滑コンデンサＣｉに充電電流として
流し込まれ、この充電によってリップルの少ない平滑電
圧が得られ利用にする。また、絶縁トランスの２次巻線
Ｎ₂ の電圧の出力電圧とトランジスタＱ₃ によって検出
した平滑コンデンサＣｉの側に設定されているツエナー
ダイオードＤＺの基準電圧を比較して制御回路から出力
される駆動パルスのパルス幅変調を行い、ドライブ電圧
の一定化を計るようにしている。

【００５１】図１１に示した電流共振型スイッチング電
源回路は、絶縁トランスＰＩＴの１次巻線Ｎ₁ を巻下げ
て３次巻線Ｎ₃ ’を構成し、その誘起電圧は図１６に示
すようにダイオードブリッジ整流回路Ｄ₁ の負極側に設
けたＭＣＴの１次コイルＬ₃に供給して力率の改善効果
を得ることができる。すなわち、ＭＣＴの自己インダク
タンスＬｉに誘起されたスイッチングドライブ信号は平
滑コンデンサＣｉのアース点側の電位を引き下げ、休止
期間を除いて交流のほぼ全サイクルでスイッチング周期
による充電を行わせるようにしている。

【００５２】図１７は前記図１３に示した電流共振型ス
イッチング電源回路の変形例であって、ＭＣＴをダイオ
ードブリッジ整流回路Ｄ₁ の交流ラインに挿入したもの
である。この回路も１次巻線Ｎ₁ を巻下げてＮ₃ ’を形
成し、この巻線Ｎ₃ ’の出力交番電圧がＭＣＴの巻線Ｌ
₃ を介して自己インダクタンスＬｉに結合される。そし
て、交流電圧に直接スイッチング電圧を重畳することに
よって平滑コンデンサＣｉの充電導通角を広げ、力率を
改善するものである。

【００５３】なお、上記した各種のスイッチング電源回
路は整流素子と平滑コンデンサの充電経路に対してＭＣ
Ｔを挿入し、このＭＣＴに印加されている共振電流又は
電圧によってスイッチング電圧が整流電圧に重畳される
ようにしているから、整流用のダイオードもこのスイッ
チング周期で断続されることになる。したがって、整流
回路を構成するダイオードはある程度の電流容量を有す
る高速のリカバリダイオードで構成することが好まし
い。また、小容量のダイオードを並列の接続して構成す
ることも可能である。

【００５４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の第１番目
の発明となるスイッチング電源回路は各種のスイッチン
グ電源方式において、１次側の絶縁トランスに入力され
るドライブ電流の経路にＭＣＴを設け、このＭＣＴに磁
気的に結合されている平滑用のインダクタンスに対して
スイッチング周期の電圧を重畳するようにしているか
ら、平滑コンデンサに充電される電流の充電期間が長く
なり、力率を改善することができる。

【００５５】また、スイッチング電源回路電源が共振型
とされている時は、ＭＣＴの結合コイルを所定のインダ
クタンスとなるように設定することによって充電の休止
期間を設けることができ、効率をアップさせる方向に設
定することができるとともに、この休止期間に共振電流
のダンパー電流を平滑コンデンサに流し込むようにする
ことによって電圧の変動を抑圧し効率を高くすることが
できるという効果がある。また、ワンコンバータ方式に
なるため、スイッチングノイズも交流入力側にノーマル
モードのローパスフイルタを設けることによってスイッ
チングノイズ及び高調波が簡単に外部に放出されないよ
うにすることができる。

【００５６】整流回路をスイッチングするために設けら
れているＭＣＴは、従来から使用されている高周波チョ
ークコイルに巻線を施すことによった簡単に作ることが
できるので、高調波歪み対策を低コストで実現できると
いう効果がある。また、電流共振型のスイッチング電源
とされている時はＭＣＴによって１次側のリーケージイ
ンダクタンスが増加するため、共振コンデンサの容量を
低下させることができ、制御範囲を拡大することも可能
である。

【００５７】また、第２番目の発明は絶縁トランスの２
次巻線側からスイッチング電圧を取出すようにしている
から、低電圧型のコンバータを使用することができると
いう利点がある。また、重負荷時に２％程度の効率低下
で力率が改善でき、軽負荷時には従来のＭＳ方式のもの
に比較して大幅に効率が向上し、力率の低下も少なくす
ることができるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチングで電源回路の基本的な概
要を示す回路図である。

【図２】本発明のフライバック方式のスイッチングで電
源回路に適用した回路図である。

【図３】本発明をフイードホワード型のスイッチングで
電源回路とした回路図である。

【図４】本発明を電流共振型のスイッチングで電源回路
に適応した回路図である

【図５】図４の回路における各部の動作波形と動作特性
を示す図である。

【図６】本発明の変形例を示すスイッチング電源回路図
である。

【図７】本発明を電流共振型のスイッチングで電源回路
に適応した回路図である。

【図８】本発明を他励型のスイッチング電源回路の適応
した回路図である。

【図９】スイッチング電圧を重畳するＭＣＴを整流回路
に設けた時の実施例を示す回路図である。

【図１０】ＭＣＴが交流電源回路に挿入されている時の
実施例を示す回路図である。

【図１１】本発明の第２の発明を示すスイッチング電源
回路の回路図である。

【図１２】図１１の回路図の各部の動作波形及び動作特
性示す図である。

【図１３】図１３の変形例を示す回路図である。

【図１４】本発明のスイッチング電源回路をフルブリッ
ジ型とした時の回路図を示す。

【図１５】本発明のスイッチング電源回路を他励型で構
成した時の回路図である。

【図１６】スイッチング電圧を重畳するＭＣＴを整流ブ
リッジの陰極側に設けた実施例の回路図である。

【図１７】スイッチング電圧を重畳するＭＣＴを交流回
路に挿入した実施例を示す回路図である。

【図１８】従来の不連続型のＭＣ方式力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路である。

【図１９】従来の連続型のＭＣ方式力率改善回路を備え
たスイッチング電源回路である。

【符号の説明】

ＬＮ、ＣＮ高調波抑圧用のローパスフイルタＤ１ブリッジ型整流回路Ｑ₁ 、Ｑ₂ スイッチング素子ＭＣＴ磁気結合トランスＣｉ平滑コンデンサＣ１共振コンデンサＰＩＴ絶縁トランスＰＲＴ直交型のドライブトランス

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【手続補正書】

【提出日】平成６年１０月２４日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３２】実験によればＬＮ＝１００μＨ、ＣＮ＝１
μＦ、Ｌｉ＝３０μＨ、ＰＩＴの磁心にＥＥ−２８を使
用し、Ｎ₁ ＝Ｎ₂ ＝２５Ｔ、Ｃ₁ ＝０．０１μＦ、のと
き交流入力電圧Ｖａｃ＝１００Ｖ±１５、負荷電力０〜
１００Ｗの変化に対して力率０．９０、変換効率８８％
が得られた。また、図５の（Ｃ）に示すようにＰ＝０の
時、Ｖ２＝１５１Ｖ、力率０．７４であり、Ｖ２＝１１
１Ｖ〜１７２Ｖで電圧変動率＝５５％に改善されてい
る。したがって、本発明では平滑コンデンサＣｉとして
特に高い耐圧のコンデンサとする必要がなく、平滑コン
デンサＣｉの電圧上昇を抑圧する制御回路を省略するこ
とができる。また、入力される商用電源の電圧が２００
Ｖの地域にも対応させることができるという利点があ
る。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４７

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４７】したがって、本発明の場合も平滑コンデン
サＣｉとして特に高い耐圧のコンデンサとする必要がな
く、平滑コンデンサＣｉの電圧上昇を抑圧する制御回路
を省略することができる。また、入力される商用電源の
電圧が２００Ｖの地域にも対応させることができるとい
う利点がある。

【手続補正３】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【手続補正４】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図４

【補正方法】変更

【補正内容】

【図４】

【手続補正５】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図８

【補正方法】変更

【補正内容】

【図８】

【手続補正６】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図９】

【手続補正７】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１１】

【手続補正８】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１２

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１２】

【手続補正９】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１６

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１６】

【手続補正１０】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１７

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１７】

【手続補正１１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１８

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１８】

【手続補正１２】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１９】

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、該整流
手段の整流出力を平滑するチョークコイル及び平滑コン
デンサからなる平滑手段と、該平滑手段より出力される
電圧又は電流を断続して絶縁トランスの１次側に供給す
るスイッチング素子とを備え、上記絶縁トランスの２次
側から所定の交番電圧が得られるようにしたスイッチン
グ電源回路において、上記チョークコイルが上記絶縁トランスの１次側で断続
されている交番電流が供給されてるコイルと磁気結合さ
れていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記スイッチング素子は絶縁トランスに
対してハーフブリッジ接続とされていることを特徴とす
る請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記スイッチング電源は電流共振型の回
路とされていることを特徴とする請求項１、又は２に記
載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記磁気結合による平滑コンデンサの断
続充電に対して休止期間が設けられていることを特徴と
する請求項１、２、又は３に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項５】上記スイッチング周波数は出力される直
流電圧によって変化するように構成されていることを特
徴とする請求項１、２、３、又は４に記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項６】商用電源を整流する整流手段と、該整流
手段の整流出力を平滑するチョークコイル及び平滑コン
デンサからなる平滑手段と、該平滑手段より出力される
電圧又は電流を断続して絶縁トランスの１次側に供給す
るスイッチング素子とを備え、上記絶縁トランスの２次
側から所定の交番電圧が得られるようにしたスイッチン
グ電源回路において、上記チョークコイルが上記絶縁トランスの２次側に設け
られている２次巻線の電圧と結合された磁気結合トラン
ス（ＭＣＴ）によって構成されていることを特徴とする
スイッチング電源回路。
【請求項７】上記スイッチング素子は絶縁トランスに
対してハーフブリッジ接続とされていることを特徴とす
る請求項６に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】上記スイッチング電源は電流共振型の回
路とされていることを特徴とする請求項６、又は７に記
載のスイッチング電源回路。
【請求項９】上記磁気結合トランスによる平滑コンデ
ンサの断続充電に対して休止期間が設けられていること
を特徴とする請求項６、７、又は８に記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項１０】上記スイッチング周波数は出力される
直流電圧によって変化するように構成されていることを
特徴とする請求項６、７、８、又は９に記載されている
スイッチング電源回路。