JP2004208340A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、コストダウン及び回路の小型軽量化を図る。
【解決手段】ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータにおいて、直流入力電圧（Ｅｉ）を生成する整流回路について、ＡＣ１５０Ｖ以下では倍電圧整流回路で、ＡＣ１５０Ｖ以上では等倍電圧整流回路となるように切り換え制御を行う構成とする。力率改善は、一次巻線より一次側スイッチング出力を入力するように構成された電圧帰還用トランスにおいて、二次巻線に励起されるスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続することにより、交流入力電流の導通角を拡大するようにして行う。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００５】
図１７の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。
この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣｏｕｔが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣｏｕｔに供給されることで、出力コンデンサＣｏｕｔの両端電圧として、直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ１は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬＩ及び波形入力ラインＬｗが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬＶが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬＩから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬＩから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬＩから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶＡＣと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ１からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図１８（ａ）は、上記図１７に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを示している。電圧Ｖｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉｉｎの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖｉｎ）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉｉｎと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図１８（ｂ）は、出力コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）Ｐｃｈｇの変化を示す。出力コンデンサＣｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１８（ｃ）は、上記出力コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。この充放電電流Ｉｃｈｇは、上記図１８（ｂ）の入出力エネルギーＰｃｈｇの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣｏｕｔにおけるエネルギーＰｃｈｇの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉｃｈｇは、入力電流Ｖｉｎとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣｏｕｔとの間のエネルギーの流れによって、図１８（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖｄが生じる。このリップル電圧Ｖｄは、無効なエネルギー保存のために、図１８（ｃ）に示す充放電電流Ｉｃｈｇに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣｏｕｔの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図１９には、図１７の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１７と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１７においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔを、分圧抵抗Ｒｖｏ−Ｒｖｄにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖｒｅｆに対する分圧された直流電圧Ｖｏｕｔの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒｖｌ、コンデンサＣｖｌによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖｖｅａとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖｆｆが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖｆｆは、入力電圧Ｖｉｎを平均化回路１６（Ｒｆ１１，Ｒｆ１２，Ｒｆ１３，Ｃｆ１１，Ｃｆ１２）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖｆｆを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖｖｅａについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖｖｅａは、乗算器１１で整流入力信号Ｉｖａｃにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖｆｆ）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖｖｅａを除算した出力と、抵抗Ｒｖａｃを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉａｃ）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉａｃ）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉｍｏを生成して出力する。これは、図１７にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖｏｕｔは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖｏｕｔのみではなく、入力電流Ｖｉｎも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
図２０は、上記図１９に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧（商用交流電源）に対応する、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）とされている。また、負荷電力３００Ｗ以上の条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２０】
この図２０に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬＮと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮ，ＣＮを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２１】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬＮと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１７，図１９における出力コンデンサＣｏｕｔに相当する。
また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃとダイオードＤ１０は、それぞれ、図１７に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ１０には、コンデンサＣｓｎ−抵抗Ｒｓｎから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２から成るスイッチング素子の組は、図１７におけるスイッチング素子Ｑ１０に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を、それぞれ、パワーチョークコイルＬｐｃと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００２３】
このようにして、２つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、例えば交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れるドレイン電流が総合で１４Ａｐ程度と非常に高くなる。そこで、２つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２，Ｒ５４が接続されている。
【００２４】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図＊＊に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２５】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５５，Ｒ５６，Ｒ５７により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２６】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ５８を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ６１との接続点から、抵抗Ｒ６０を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図２０における電流検出ラインＬＩに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２７】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬｐｃとトランス結合された巻線Ｎ５が巻装されている。この巻線Ｎ５に励起された交番電圧は、ダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ５９を介して、一次側アースと接続されている。
【００２８】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２に対しては、トランジスタＱ２１，Ｑ２１及びツェナーダイオードＺＤから成る、いわゆるトーテムポール回路が接続されている。この場合のトーテムポール回路は、１つのドライブ信号によって２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を駆動するのに必要な電力を得るためにドライブ信号を増幅することと、周知のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を安定して高速スイッチングすることを目的として設けられている。
このトーテムポール回路から出力されたドライブ信号は、分岐して、それぞれ抵抗Ｒ５１，Ｒ５３を介してスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ１１では、上記のようにして印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ１２も同様にして、ドライブ信号によってゲート−ドレイン抵抗Ｒ５４の両端電圧であるゲート電圧が閾値以上／以下で変化するのに応じて、上記スイッチング素子Ｑ１１と同じオン／オフタイミングでスイッチング動作を行う。
【００２９】
そして、上記したスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング駆動は、図１７及び図１９により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３０】
また、この図２０に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１９では、Ｖｏｕｔに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図２０に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路としても構成されている。
【００３１】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３２】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化を図るようにされる。
【００３３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ１を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯが得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥＯのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥＯが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【００３５】
図２１は、先に図１９に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成としての、他の例を示している。
この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応する。
つまり、この図に示す電源回路も、この図２０に示した回路と同様に、商用交流電源についてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。ただし、対応可能な負荷電力としては６００Ｗ以上とされている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
このような、より重負荷の条件に対応するものとされる図２１に示す電源回路は、例えばプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機、モニタ装置などに搭載される。
なお、図２０と同一部分には同一符号を付すこととして、ここでは、主として、図２０の電源回路との相違点について説明する。
【００３６】
この場合の商用交流電源ＡＣラインにも、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【００３７】
また、図２１の電源回路では、商用交流電源ＡＣを整流する整流回路として、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２が設けられる。これらブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各正極入力端子と負極入力端子は、商用交流電源ＡＣの正／負極ラインに対して共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子どうしと、負極出力端子どうしが接続されるようになっている。このようにして、商用交流電源ＡＣに対しては、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００３８】
また、この場合のノーマルモードノイズフィルタ４は、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子と負極出力端子間に、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮ，ＣＮ，ＣＮを図示するようにして接続して形成されている。つまり、図２０の電源回路におけるノーマルモードノイズフィルタ４が２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮ，ＣＮを備えるのに対して、この図２１におけるノーマルモードノイズフィルタ４では、フィルタコンデンサＣＮが１組追加されており、ノイズ抑制効果を強化するようにしている。後述するようにして、図２１に示す回路では、より重負荷の条件に対応するために、アクティブフィルタのスイッチング素子数を増加させている。これによって、スイッチングノイズの発生量は増加することになるが、上記のようにしてノーマルモードノイズフィルタ４としてのノイズ抑制効果を強化することで、スイッチングノイズの増加を解消しているものである。
【００３９】
また、この場合には、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子は、上記チョークコイルＬＮと、パワーチョークコイルＰＣＣ−１のインダクタＬｐｃ１と、パワーチョークコイルＰＣＣ−２のインダクタＬｐｃ２の直列接続を介して、並列接続された２本の高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］のアノードの接続点と接続される。整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの各正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢは、図示するようにして、２本で１組となるようにして並列に接続されている。平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの正極端子は、上記もしているように、整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］−インダクタＬｐｃ２−インダクタＬｐｃ１−チョークコイルＬＮの直列接続を介して、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各正極出力端子に対して接続される。また、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの負極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各負極出力端子（一次側アース）に対して接続される。
【００４０】
上記平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］の組は、図１７，図１９における出力コンデンサＣｏｕｔに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ−１、ＰＣＣ−２のインダクタＬｐｃ１，Ｌｐｃ２の直列接続は、図１７に示したインダクタＬに相当する。ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］は、図１７に示したダイオードＤに相当する。
また、この図におけるダイオードＤ１０／／Ｄ１０の並列回路に対しては、コンデンサＣｓｎ−抵抗Ｒｓｎから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００４１】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３から成るスイッチング素子の組は、図１７におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、３つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を、それぞれ、パワーチョークコイルＬｐｃ２と高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００４２】
このようにして、３つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上程度の重負荷の条件である場合、例えば交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる総合的なドレイン電流（スイッチング電流）がより高くなる。そこで、この場合には、３つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２，Ｒ５４，Ｒ６４が接続されている。
【００４３】
さらには、先に説明した整流回路系の接続態様を、図２０の電源回路と比較してみると、図２１に示した回路では、先ず、パワーチョークコイルを１組追加して２組（ＰＣＣ−１，ＰＣＣ−２）としていることが分かる。
また、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０についても、１本追加して２本備えることとして、これら２本の整流ダイオードＤ１０を並列接続している。
さらに、整流平滑電圧Ｅｉを供給する平滑コンデンサとしても、１本追加して２本（ＣｉＡ，ＣｉＢ）備えることとし、これらの平滑コンデンサを並列に設けるようにしている。
このような部品の追加も、負荷電力の条件が３００Ｗ以上から６００Ｗ以上にまで重くなったことに応じて、例えば回路に流れる電流が増加することに対応して行われるものである。
【００４４】
この図２１に示すアクティブフィルタコントロール回路２０も、力率をほぼ１に近づけるようにアクティブフィルタの動作を制御する。この場合には、例えば図２０と同様のＩＣにより構成されている。
なお、このアクティブフィルタコントロール回路２０の各端子（Ｔ１〜Ｔ６）と接続される周辺回路の構成は図２０と同様とされているので、ここでの説明は省略する。
【００４５】
そして、図２１に示す回路において、アクティブフィルタコントロール回路２０によりスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３をスイッチング駆動することによっては、図２０の場合と同様に、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じ導通角となるように制御され、結果的に、力率が１に近づくようにして力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００４６】
また、この図２１に示すアクティブフィルタとしても、整流平滑電圧Ｅｉ（図１９では、Ｖｏｕｔに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するように動作する。従って、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。つまり、図２１に示す電源回路も、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応を可能としている。
【００４７】
そして、この図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件（負荷電力６００Ｗ以上）に対応するために、平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］を直流入力電圧として動作電源とする複数の電流共振形コンバータが並列に設けられている。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥＯ１、ＥＯ２、ＥＯ３を出力可能とされている。
【００４８】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００４９】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗ＲＧ１，ＲＧ２が挿入されている。
【００５０】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。
【００５１】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００５２】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２の端子Ｖｓに対して、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるようにレベルシフトされる。
【００５３】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００５４】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００５５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００５６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅ０１のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００５７】
なお、第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ３，ＲＧ４、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ１，二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１、整流ダイオードＤＯ３，Ｄ０４、平滑コンデンサＣＯ２を備え、上記第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による構成を採る。
【００５８】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ５，ＲＧ６、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ１，二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１を備え、第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部２０３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして、二次巻線Ｎ２に対して整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６，Ｄ０７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ３，ＣＯ４を接続していることで、整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥＯ３が生成される。整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥＯ３よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ０４が生成される。
【００５９】
ここで、第１コンバータ部２０１の二次側直流出力電圧ＥＯ１が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部２０２の二次側直流出力電圧ＥＯ２が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部２０３の二次側直流出力電圧ＥＯ３，Ｅ０４により対応する負荷電力は１００Ｗとなっており、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成されているものである。
【００６０】
【特許文献１】
特開平６−３２７２４６（図１１）
【００６１】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図２０及び図２１に示した電源回路は、従来から知られている図１７及び図１９に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善が図っている。また、図２０及び図２１に示す電源回路は、それぞれ負荷電力３００Ｗ以上、負荷電力６００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００６２】
しかしながら、上記図２０及び図２１に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、図２０に示す電源回路についてみると、電力変換効率としては、図に示しているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）とを総合したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、ηＡＣ→ＤＣ＝９４％、ηＤＣ→ＤＣ＝９６％であり、総合効率は９０．２％となる。
これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶＡＣ＝２４０Ｖの条件では、ηＡＣ→ＤＣ＝９７％、ηＤＣ→ＤＣ＝９６％となり、総合効率は９３．１％となる。つまり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２４０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００６３】
上記した電力変換効率の低下という問題は、同じくアクティブフィルタを備える、図２１に示す電源回路においても同様である。
図２１に示す電源回路についても、電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）とを総合したものとなる。
そして、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）は、９６％程度である。
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの条件のもとで、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、９４％、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｗ時では９７％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、
９４％×９６％＝９０．２％
となる。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では、
９７％×９６％＝９３．１％
となる。
また、交流入力電力は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では６６５．２Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６４４．５Ｗとなる。
つまり、図２１に示す電源回路においても、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００６４】
また、図２０及び図２１に示す回路では、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）ついては、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ〜２３０Ｖ（又は２４０Ｖ）の範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
そして、図２０に示すアクティブフィルタであれば、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０がスイッチング動作を行うことになる。また、図２１に示すアクティブフィルタでは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０／／Ｄ１０の並列回路がスイッチング動作を行うことになる。
これらのスイッチング動作は、ｄｖ／ｄｉ，ｄｉ／ｄｔによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
【００６５】
この必要性から、先ず、図２０に示す電源回路のアクティブフィルタを例に挙げれば、スイッチングのための半導体素子については、２組のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を並列接続して、スイッチング素子に流れるドレイン電流（スイッチング出力電流）のピークレベルを抑制して信頼性を確保する必要が生じる。
しかしながら、これに対して、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０は、ドライブ信号の出力端子として、端子Ｔ２の１つしか備えていない。このために、アクティブフィルタコントロール回路２０からのドライブ信号出力を分岐して各スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に印加する必要があるが、そのままでは電力が不足して高い信頼性でもってスイッチング素子を駆動することが難しい。そこで、図２０にも示したように、トランジスタＱ２１，Ｑ２２を備えたトーテムポール回路が必要となるが、これによっても、部品点数が増加していることになる。
【００６６】
さらに、図２０に示す回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタートランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬＮと、２組のフィルタコンデンサＣＮ，ＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ１０の並列回路に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００６７】
そして、図２１に示す電源回路のアクティブフィルタでは、図２０の電源回路よりも重負荷の条件に対応するために回路に流れる電流量がさらに増加する。このために、スイッチングのための半導体素子は３組（スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３）に増加する。さらには、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０についても２本に増加する必要が生じてくる。
また、ノーマルモードノイズフィルタ４を形成する素子としては、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサＣＮとなり、ここでもフィルタコンデンサＣＮとしてのフィルムコンデンサが１つ増加する。
さらには、図２１の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗Ｒｓｎは、セメント抵抗などを採用することになって大型となる。
このように、図２１に示す回路では、重負荷の条件に対応するために、さらにコストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化が助長されることになる。
【００６８】
さらに、図２０及び図２１に示す電源回路の構成では、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，及びＱ１３のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００６９】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備える。
また、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段を備える。
また、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
また、上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とによって形成される電圧帰還用トランスを備える。
また、上記電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたスイッチング用ダイオードにより整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路とを備えることとしている。
【００７０】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた構成を採っていることになる。また、力率改善は、電圧帰還用トランスにより伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そして、ワイドレンジ対応とするのにあたっては、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるように構成する。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
【００７１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図２０に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
【００７２】
この図１に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣのラインに対して、各１組のアクロスコンデンサＣＬ及びラインフィルタトランスＬＦＴとから成る、ラインノイズフィルタが接続される。つまり、この場合には、１段のラインノイズフィルタのみが設けられる。
そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいては、上記ラインノイズフィルタの後段に対して、１組のフィルタコンデンサＣＮが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣＮは、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
【００７３】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は同じキャパシタンスを有する。
上記ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、図示するようにして、力率改善回路３内における電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢを介して商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。また、負極入力端子は、後述するリレースイッチＳ１の端子ｔ３に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
なお、この第１の実施の形態の場合、後述する力率改善回路３の動作として、スイッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして整流電流Ｉ１を流すために、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成するそれぞれのダイオード（Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄ）としては、高速リカバリ型ダイオードが選定されているものとする。
【００７４】
平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と、平滑コンデンサＣｉ２の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子は、上記もしたように、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。平滑コンデンサＣｉ２側の負極端子は一次側アースに接続される。整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として得られる。
【００７５】
リレースイッチＳ１は、上記した整流平滑回路の整流動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。
このリレースイッチＳ１は、図のように端子ｔ１が、フィルタコンデンサＣＮにおける商用交流電源ＡＣの負極ライン側の端子に接続され、端子ｔ２が平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点に対して接続される。また、端子ｔ３が、上記したようにしてブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子に接続される。
【００７６】
リレースイッチＳ２は、後述するようにＡＣ１００Ｖ系時に対応して、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成するダイオードＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄを、［Ｄａ、Ｄｂ］、［Ｄｃ、Ｄｄ］の組に並列接続するために設けられる。
このリレースイッチＳ２としては、端子ｔ１が上記ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と上記リレースイッチＳ１の端子ｔ３との接続点に対して接続され、端子ｔ２がブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と接続される。また、端子ｔ３は、フィルタコンデンサＣＮにおける商用交流電源ＡＣの負極ライン側の端子に接続されている。
【００７７】
上記したリレースイッチＳ１、Ｓ２としては、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に接続されるようにして切り換えが行われる、いわゆる２接点となっている。また、これらリレースイッチＳ１、Ｓ２における端子ｔ２、ｔ３の切り換え動作は、次に説明するように、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて行われるものとなる。
【００７８】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記したリレースイッチＳ１、及びリレースイッチＳ２をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、整流回路切換モジュール５の検出端子Ｔ１１には、図のように整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになっている。
つまり、先ず、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次側アース間に対し、図のように抵抗Ｒ１と、さらにこの抵抗Ｒ１と直列に接続された分圧抵抗Ｒ２―Ｒ３の直列接続回路を挿入する。その上で、上記分圧抵抗Ｒ２―Ｒ３の直列接続回路の分圧点と、上記検出端子Ｔ１１を接続するものである。
これにより、上記検出端子Ｔ１１には、上記整流平滑電圧Ｅｉに応じたレベルの電圧が得られるようになる。そして、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じた変化を示すものとなることから、この整流回路切換モジュール５では、上記検出端子Ｔ１１に得られた電圧レベルに基づいて、商用交流電源ＡＣのレベルを検出することが可能となる。
【００７９】
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。このリレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１、及びリレースイッチＳ２の接点切り換え動作を制御するようにされる。
なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態（ＡＣ１００Ｖ系時）では、リレースイッチＳ１及びリレースイッチＳ２においては、共に端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態となるように切り換えが行われる。また、リレーＲＬが非導通状態（ＡＣ２００Ｖ系時）では、リレースイッチＳ１及びリレースイッチＳ２では、共に端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される状態となるように切り換えが行われるようにされている。
また、整流回路切換モジュール５の電源入力端子Ｔ１４には５Ｖの低圧直流電圧が入力されている。整流回路切換モジュール５は、この電源入力端子Ｔ１４に入力された直流電圧を入力電源として動作するようになっている。端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【００８０】
この整流回路切換モジュール５では、上記のようにして検出端子Ｔ１１に入力される整流平滑電圧Ｅｉに応じた電圧レベルと、所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５は、分圧レベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【００８１】
ここで、例えばＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合、上記整流回路切換モジュール５においては、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となることから、リレーＲＬがオンとされるように制御される。そして、これに伴い、リレースイッチＳ１、及びリレースイッチＳ２としては、共に端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されるように制御されるようになる。
【００８２】
このようにして、ＡＣ１００Ｖ系に対応する交流入力電圧が入力され、リレースイッチＳ１、リレースイッチＳ２にて、共に端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態において、整流平滑回路における電流の流れを次の図３及び図４を参照して説明する。なお、これらの図においては、図１に示した整流平滑回路における電流の流れを模式的に示している。
先ず、リレースイッチＳ１側において、上記のように端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態が得られると、これら図３及び図４を参照してもわかるように、商用交流電源ＡＣの負極ラインと、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点とが接続された状態となる。このため、この場合は交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、図３に示すようにブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ１のみに充電される整流電流経路が形成される。
これに対し、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、図４に示すようにブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ２のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００８３】
また、この場合（ＡＣ１００Ｖ系）、上記のようにリレースイッチＳ２側において端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されることによっては、図３及び図４を参照してわかるように、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子とが、この端子ｔ１−端子ｔ２の接続を介して接続されるようになる。そして、これにより、先に説明したように交流入力電圧ＶＡＣが正の期間（図３参照）では、ダイオードＤａ及びダイオードＤｂの組を介して整流電流が出力されるようになり、負の期間（図４参照）では、ダイオードＤｃ及びダイオードＤｄの組を介して出力される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成するダイオードが、［Ｄａ、Ｄｂ］，［Ｄｃ、Ｄｄ］の組に並列に接続されるものである。
【００８４】
このように図１に示す回路では、ＡＣ１００Ｖ系時において、リレースイッチＳ２の切り換え動作によりダイオードＤａ〜Ｄｄが［Ｄａ、Ｄｂ］，［Ｄｃ、Ｄｄ］の組に並列接続され、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる期間に整流電流が必ず２つのダイオードを介して出力されるようになる。
つまり、本実施の形態では、ＡＣ２００Ｖ系時よりも整流電流のレベルが大きいとされるＡＣ１００Ｖ系時に対応して、上記のようなリレースイッチＳ２の切り換えを行うことにより、高レベルの整流電流が流れる際に、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する１つのダイオードに負担が集中するのを防止するようにしているものである。
そして、これにより、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成するそれぞれのダイオードとして、耐電流容量の比較的低いダイオードを選定することを可能とし、部品コストの削減を図っているものである。
【００８５】
続いて、ＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じてリレースイッチＳ１、リレースイッチＳ２の双方では、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態が得られるようになる。
このようにして、リレースイッチＳ１及びリレースイッチＳ２において、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される状態では、図１にも示すように、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と商用交流電源ＡＣの負極ラインが接続されるのと同等の状態が得られるようになる。また、上述もしたように、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける正極入力端子は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと二次巻線ＮＢを介して接続されている。
これにより、この場合の整流平滑回路においては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。
従って、この場合は平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られるようになる。
【００８６】
このようにして、本実施の形態のスイッチング電源回路では、上記したような整流回路切換モジュール５、リレーＲＬ、及びリレースイッチＳ１の動作により、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが生成されるようになる。また、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが生成されるようになる。
つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。
これにより、本実施の形態のスイッチング電源回路では、ワイドレンジ対応とするにあたってアクティブフィルタを不要としているものである。
【００８７】
上記のような整流平滑回路の動作によって生成される、整流平滑電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００８８】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００８９】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００９０】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００９１】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００９２】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図２（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図２（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００９３】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図２（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図２（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図２（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００９４】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００９５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２が巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側並列共振コンデンサＣ１と、後述する力率改善回路３内における電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線ＮＡとを介して接続される。また、他端は一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００９６】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００９７】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１の組と、次に説明する二次巻線Ｎ２を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては１．０ｍｍ〜１．５ｍｍのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００９８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２が巻装されている。この二次巻線Ｎ２には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯが得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００９９】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅ０のレベルが変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【０１００】
そして、図１に示す電源回路においては、これまで説明した構成に対して、力率改善のための力率改善回路３が備えられる。
この図に示す力率改善回路３は、先に説明したようにして、高速リカバリ型ダイオード（Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄ）を備えて、整流電流Ｉ１を断続するようにされるブリッジ整流回路Ｄｉを含むものとされる。また、商用交流電源ＡＣのライン側において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子間に並列に挿入されるフィルタコンデンサＣＮを含むものとされる。
【０１０１】
このフィルタコンデンサＣＮにおける商用交流電源ＡＣの正極ライン側の一端と、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子との間には、図示するように電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢを挿入するようにしている。そして、この電圧帰還用トランスＶＦＴの一次側に対しては、一次巻線ＮＡが巻装され、この一次巻線ＮＡは、先にも説明したように一次側直列共振コンデンサＣ１と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１との間に挿入されている。
【０１０２】
この電圧帰還用トランスＶＦＴの構造としては、例えば図７に示すようにして、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線ＮＡと、二次巻線ＮＢをそれぞれの巻装領域に対して巻装している。
そして、この図に示すように、本実施の形態としての電圧帰還用トランスＶＦＴの中央磁脚に対してはギャップを形成するものとしている。この場合のギャップＧとしては、Ｇａｐ＝１．５ｍｍ程度を設け、これによって、結合係数が０．７〜０．８程度の疎結合の状態を得るようにしている。
【０１０３】
上記のように構成される力率改善回路３の動作を、次の図５及び図６の波形図を参照して説明する。
なお、これらの波形図として、図５では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件下での、また、図６では、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件下での測定結果をそれぞれ示している。
先ず、図５を参照して、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系とされる場合に対応して力率改善回路３において得られる動作を説明する。
図５において、先ず、ＡＣ１００Ｖ系に対応して、例えば図５（ａ）に示すような交流入力電圧ＶＡＣが入力されているとすると、商用交流電源ＡＣの正極ラインに得られる交流入力電流ＩＡＣとしては、図５（ｂ）に示す波形により、上記交流入力電圧ＶＡＣが正／負の期間において正極性／負極性となるようにして流れる。
そして、この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインに得られる整流電流Ｉ１としては、図５（ｄ）に示すようにして、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間において、正極性によって流れるようにされる。
【０１０４】
また、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ２には、一次巻線ＮＡに得られる交番電圧に基づいて、図５（ｅ）に示す波形の電圧Ｖ２が得られるが、この電圧Ｖ２は、正／負のピークとなる期間においてスイッチング周期に応じた交番電圧が生じている。この波形は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力としての、一次側直列共振電流が電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線ＮＡから二次巻線ＮＢに励起されることで得られる。つまり、一次側スイッチングコンバータの出力は、一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３の磁気結合を介して、力率改善回路３側に電圧帰還される構成となっている。そして、この図５（ｅ）に示した波形による電圧Ｖ２が得られることにより、力率改善回路３内においては、図５（ｆ）に示すスイッチング周期による交番電流Ｉ２が流れる。
また、この場合、フィルタコンデンサＣＮにおける、商用交流電源ＡＣの正極ライン側の一端と、電圧帰還用トランスＶＦＴにおける二次巻線ＮＢの一端との接続点の電位Ｖ１としては、図５（ｃ）に示すような波形が得られる。
【０１０５】
ここで、上記図５（ａ）に示した交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、交流入力電圧ＩＡＣは、正極性の交番電流Ｉ２となって電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢを介してブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子を流れるようになる。そして、この場合（ＡＣ１００Ｖ系時）は、先の図３、図４にも示したように、リレースイッチＳ１、及びリレースイッチＳ２では共に端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態が得られていることから、上記のようにブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に流れた正極性の交番電流Ｉ２は、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードＤａに流入する成分と、リレースイッチＳ２（端子ｔ２−端子ｔ１）を介して高速リカバリ型ダイオードＤｂに流入する成分とに分岐される。
このようにして交番電流Ｉ２が流れることにより、この場合は、上記高速リカバリ型ダイオードＤａ，Ｄｂの組が、交番電流Ｉ２を断続するようにしてスイッチング動作することとなる。
【０１０６】
これに対し、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、負極性の交流入力電流ＩＡＣは、図４にも示したように、平滑コンデンサＣｉ２を介した後、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤｃと、高速リカバリ型ダイオードＤｄの経路で流れる。すなわち、この場合はこれら高速リカバリ型ダイオードＤｃ，Ｄｄによってスイッチング（断続）が行われる。そして、このようにしてスイッチングされた成分は、負極性の交番電流Ｉ２として力率改善回路３内を流れた後、商用交流電源ＡＣの正極ラインを介してフィルタコンデンサＣＮに流れることになる。
【０１０７】
このようにして、本実施の形態では、電圧帰還されるスイッチング出力によって、整流ダイオードである高速リカバリ型ダイオード［Ｄａ，Ｄｂ］［Ｄｃ，Ｄｄ］の各組をスイッチング動作させている。つまり、交番電流Ｉ２を断続させている。これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流ＩＡＣの平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、図５（ｂ）に示すようにして交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【０１０８】
続いて、図６を参照し、商用交流電源がＡＣ２００Ｖ系とされる場合に対応して得られる動作について説明する。
先ず、ＡＣ２００Ｖ系に対応して、例えば図６（ａ）に示すような交流入力電圧ＶＡＣが入力されているとすると、この場合も交流入力電流ＩＡＣとしては、図６（ｂ）に示す波形により、上記交流入力電圧ＶＡＣが正／負の期間において正極性／負極性となるようにして流れる。
そして、この場合は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインに得られる整流電流Ｉ１としては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となるのに対応して図６（ｄ）に示すような波形により流れる。
【０１０９】
また、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢに得られる電圧Ｖ２としては、この場合も図６（ｅ）に示すようにスイッチング周期に応じた交番電圧が生じ、また、力率改善回路３内において流れる交番電流Ｉ２としても、図６（ｆ）に示すようにスイッチング周期による波形が得られる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と三次巻線Ｎ３の端部との接続点における電位Ｖ１としては、図６（ｃ）に示すような波形が得られている。
【０１１０】
この場合（ＡＣ２３０Ｖ）も、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩＡＣは、正極性の交番電流Ｉ２としてブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に流れる。そして、この場合は、図１を参照してもわかるようにリレースイッチＳ１、リレースイッチＳ２の状態としては、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることになる。このため、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に流れた交番電流Ｉ２としては、高速リカバリ型ダイオードＤａを流れた後に平滑コンデンサ（Ｃｉ１−Ｃｉ２）に流入するものとなる。そして、このように平滑コンデンサに流れた電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードＤｄを流れた後、リレースイッチＳ１（端子ｔ３−端子ｔ１）及びリレースイッチＳ２（端子ｔ１−端子ｔ３）を介してフィルタコンデンサＣＮに流れるようになる。つまり、この場合の交番電流Ｉ２としては、高速リカバリ型ダイオードＤａ、Ｄｄにより整流電流が断続されることで得られるものとなる。
一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間においては、負極性の交流入力電流ＩＡＣは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子から、高速リカバリ型ダイオードＤｂを流れた後、平滑コンデンサＣｉ１→Ｃｉ２に流れる。そして、平滑コンデンサを流れた電流は、この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子から高速リカバリ型ダイオードＤｃに流れた後に、負極性の交番電流Ｉ２として力率改善回路３内を流れて商用交流電源ＡＣの正極ライン側からフィルタコンデンサＣＮに流入するようになる。
従って、交番電流Ｉ２は、この場合、高速リカバリ型ダイオードＤｂ、Ｄｃにより整流電流が断続されることで得られるものとなる。
【０１１１】
このようにして、ＡＣ２００Ｖ系とされる場合は、交番電流Ｉ２（電圧帰還されるスイッチング出力）は、高速リカバリ型ダイオード ［Ｄａ、Ｄｄ］ ［Ｄｂ、Ｄｃ］によりスイッチング（断続）されることになる。そしてこれにより、この場合においても、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようになる。
【０１１２】
このようにして、図１に示した構成による力率改善回路３によっては、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶＡＣ＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶＡＣ＝２３０Ｖ）とで共に、整流電流成分が断続されるようになり、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大されて力率の改善が図られるものとなる。
【０１１３】
図８には、図１に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜３００Ｗの変動に対する力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
なお、この図においては、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧整流回路とした場合の特性を実線により示し、全波整流回路とした場合の特性を破線により示している。また、図５の実験結果を得るのにあたっては、倍電圧整流回路とした場合は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定の条件、全波整流動作とした場合は、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖで一定の条件としている。
【０１１４】
また、参考として、この図５に示す実験結果を得るにあたっての、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝３３Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ２：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ：ＥＥＲ−２８のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１．５ｍｍ、結合係数ｋ＝０．７３
一次巻線ＮＡのインダクタンスＬＡ＝１３０μＨ
二次巻線ＮＢのインダクタンスＬＢ＝１００μＨ
【０１１５】
この図５に示すように、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜３００Ｗの範囲で、力率ＰＦ＝０．７５〜０．８９となる。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜３００Ｗの範囲で力率ＰＦ＝０．７５〜０．７７となっている。
この結果から、図１に示す電源回路においては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電源高調波歪規制を満足する値が得られていることが分かる。
また、この際、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ〜２５Ｗに対する整流平滑電圧Ｅｉの変動幅ΔＥｉとしては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件でΔＥｉ＝６２Ｖ、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件ではΔＥｉ＝５０Ｖとなる特性が得られている。
【０１１６】
ここで、本実施の形態である図１の電源回路と、先行技術としての図２０の電源回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善改善回路３を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図２０による説明からも分かるように、実際には、２本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ、及びトーテムポール回路等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路３は、ブリッジ整流回路Ｄｉとして高速リカバリ型ダイオードを用いる構成とすることにより、追加部品としては電圧帰還用トランスＶＦＴと、フィルタコンデンサＣＮ、リレースイッチＳ１及びＳ２を備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数となっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図２０に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１１７】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２０に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、各１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣＬから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣＮのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１１８】
また、図２０に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのＡＣ−ＤＣ電力変換効率として見ればよいことになる。
これにより、図１に示す電源回路の総合電力変換効率としては、図２０に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
なお、図１に示す回路において、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での総合電力変換効率（ＡＣ−ＤＣ電力変換効率）は９２．７％であり、図２０に示した回路と比較して、交流入力電力は９．０Ｗ低減しているという結果が得られた。また、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件では、総合電力変換効率（ＡＣ−ＤＣ電力変換効率）は９５．５％であり、この場合の交流入力電力は８．１Ｗ低減する。
【０１１９】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶＡＣ及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図２０の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定することとなる。
【０１２０】
続いては、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成について、図９を参照して説明する。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【０１２１】
先ず、この図９に示す電源回路においても、整流平滑回路に対して、図示するように整流回路切り換えのためのリレースイッチＳ１を備えるようにしている。この場合のリレースイッチＳ１としても、図１に示したものと同様、端子ｔ１がフィルタコンデンサＣＮの商用交流電源ＡＣの負極ライン側の端部に対して接続され、端子ｔ２が平滑コンデンサＣｉ１とＣｉ２との接続点に対して接続されている。また、端子ｔ３がブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子に対して接続されている。
また、この場合もリレースイッチＳ１としては、リレーＲＬがオンとされる（ＡＣ１００系時）のに応じて、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されるようになり、リレーＲＬがオフとなる（ＡＣ２００Ｖ系時）のに応じては、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されるようになっている。
【０１２２】
また、第２の実施の形態では、上記したリレースイッチＳ１と共に、リレーＲＬにより切り換えが制御されるリレースイッチとして、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢの巻数を切り換えるためのリレースイッチＳ３を備えるようにしている。このリレースイッチＳ３としても、端子ｔ１に対して、端子ｔ２と端子ｔ３が択一的に切り換えられる２接点のものが採用される。
この場合、力率改善回路３を形成する電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢとしては、タップ出力が設けられることで、巻線部ＮＢ１と巻線部ＮＢ２とに分割される。そして、このタップ出力が上記リレースイッチＳ３の端子ｔ２に接続される。また、巻線部ＮＢ２側の端部がリレースイッチＳ３の端子ｔ３に接続される。さらに、リレースイッチＳ３の端子ｔ１は、後述する高速リカバリ型ダイオードＤ１を介してブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に対して接続されている。
なお、このリレースイッチＳ３としても、上記リレースイッチＳ１と同様、リレーＲＬがオンとされた場合（ＡＣ１００系時）には端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されるようになり、リレーＲＬがオフとなった場合（ＡＣ２００Ｖ系時）には、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されるようになっている。
【０１２３】
この場合の上記電圧帰還用トランスＶＦＴの構造例を図１０に示すが、この場合も先の図７において示したもの同様、Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２によるＥＥ型コアの巻装領域に対して、一次側が一次巻線ＮＡ、二次側が二次巻線ＮＢ（巻線部ＮＢ１＋巻線部ＮＢ２）となるように巻装している。そして、中央磁脚に対してはギャップＧ＝１．５ｍｍ程度を設けるようにし、これによって、結合係数が０．７〜０．８程度の疎結合の状態を得るようにしている点も、図７の場合と同様となる。
【０１２４】
また、この図９に示す電源回路においては、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する４つのダイオードとして、低速リカバリ型ダイオードを用いるようにしている。そして、第１の実施の形態ではブリッジ整流回路Ｄｉを形成していた高速リカバリ型ダイオードにより整流電流を断続するようにしていたものを、力率改善回路３内に設けた１組の高速リカバリ型ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）により行うようにしている。つまり、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２は、後述するようにして整流電流をスイッチングしながら導通させる、整流ダイオードとしての機能を有する。
上記高速リカバリ型ダイオードＤ１としては、図示するようにブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に対してカソードが接続される。そして、そのアノードにはもう１つの高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードが接続され、さらにこの高速リカバリ型ダイオードＤ２のアノードは一次側アースに接地されている。
【０１２５】
このように構成される第２の実施の形態としての電源回路においては、以下のような動作が得られることとなる。
先ず、商用交流電源ＡＣが、ＡＣ１００Ｖ系とされる場合に対応して得られる動作について説明する。
この場合、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、交番電流Ｉ２としての整流電流が、力率改善回路３を含む整流電流経路内を流れるようになる。そして、先にも説明したようにリレースイッチＳ３側では、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して端子ｔ１に対し端子ｔ２が接続されるようになるため、正極性の交番電流Ｉ２は、［電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢの巻線部ＮＢ１−リレースイッチＳ３の端子ｔ２−端子ｔ１］を介し、高速リカバリ型ダイオードＤ１を流れるようになる。交番電流Ｉ２の交番波形は、この高速リカバリ型ダイオードＤ１が、上記二次巻線ＮＢに発生する交番電圧によりスイッチング動作を行うことで得られるものである。
このように高速リカバリ型ダイオードＤ１を流れた交番電流Ｉ２は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に流入し、ダイオードＤａを介して流れることにより整流電流Ｉ１として平滑コンデンサＣｉ１に流れるようになる。
そして、この場合、リレースイッチＳ１側においても端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されていることから、平滑コンデンサＣｉ１に流れた電流はリレースイッチＳ１の端子ｔ２−端子ｔ１の接続を介してフィルタコンデンサＣＮに流入する。
【０１２６】
これに対し、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、整流電流は、上記したリレースイッチＳ１の端子ｔ１−端子ｔ２の接続を介し、平滑コンデンサＣｉ２に流れるようになる。そして、この平滑コンデンサＣｉ２に流れた電流は、この場合、一次側アースを介して高速リカバリ型ダイオードＤ２によりスイッチング（断続）されて流れるようになる。
高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れた電流は、上記したリレースイッチＳ３の端子ｔ１−端子ｔ２の接続を介し、電圧帰還用トランスＶＦＴの巻線部ＮＢ２を流れ、交番電流Ｉ２として力率改善回路３内を流れる。そして、この交番電流Ｉ２は、商用交流電源ＡＣの負極ラインに流れるようになる。
【０１２７】
このように、商用交流電源ＡＣとして１００Ｖ系が入力されている場合は、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、ブリッジ整流回路ＤｉにおけるダイオードＤａによる整流動作が行われて、整流電流が平滑コンデンサＣｉ１に対して充電される。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、力率改善回路３内に設けられた高速リカバリ型ダイオードＤ２によって整流動作が行われて、整流電流が平滑コンデンサＣｉ２に対して充電されるようになる。
そして、このように、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる期間において、それぞれ平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２において充電が行われることにより、ＡＣ１００Ｖ系時に対応した整流動作としては、倍電圧整流動作が行われるものとなる。
【０１２８】
また、上記説明によれば、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、力率改善回路３内において整流電流成分は高速リカバリ型ダイオードＤ１を介して流れるようにされる。また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、整流電流成分は高速リカバリ型ダイオードＤ２を介して流れるようにされている。
つまり、この場合は、力率改善回路３内において設けられた高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２により整流電流成分が断続されるようになるものであり、これにより図９に示す回路では力率改善が図られているものである。
【０１２９】
続いて、商用交流電源ＡＣとして２００Ｖ系が入力されている場合について説明すると、この場合も、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、整流電流は交番電流Ｉ２として力率改善回路３内を流れるようになる。そして、この場合（ＡＣ２００Ｖ系時）のリレースイッチＳ３側では、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されるようになるため、交番電流Ｉ２は、［電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢ（巻線部ＮＢ１＋巻線部ＮＢ２）−端子ｔ３−端子ｔ１］を介し、高速リカバリ型ダイオードＤ１を流れるようになる。
高速リカバリ型ダイオードＤ１を流れた交番電流Ｉ２は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子−ダイオードＤａを介して流れた後、整流電流Ｉ１として平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２に流れるようになる。そして、この場合はリレースイッチＳ１側でも端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されていることから、平滑コンデンサＣｉに流れた電流は、一次側アースを介してブリッジ整流回路ＤｉにおけるダイオードＤｄを流れた後、リレースイッチＳ１の端子ｔ３−端子ｔ１の接続を介してフィルタコンデンサＣＮに流入するようになる。
【０１３０】
また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、整流電流は上記したリレースイッチＳ１の端子ｔ１−端子ｔ３の接続を介し、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子からダイオードＤｄに流れるようになる。そして、ダイオードＤｄを流れた電流は、整流電流Ｉ１として平滑コンデンサ（Ｃｉ１−Ｃｉ２）に流れるようになる。
平滑コンデンサに流れた電流は、この場合も一次側アースを介して高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れるようになる。そして、高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れた電流は、上記したリレースイッチＳ３の端子ｔ１−端子ｔ３の接続を介し、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢを流れ、交番電流Ｉ２として力率改善回路３内を流れる。そして、この交番電流Ｉ２は、商用交流電源ＡＣの負極ラインに流れるようになる。
【０１３１】
このように、商用交流電源ＡＣとして２００Ｖ系が入力された場合も、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間はブリッジ整流回路ＤｉにおけるダイオードＤａのみにより整流動作が行われ、また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では高速リカバリ型ダイオードＤ２によってのみ整流動作が行われるもとなる。そして、この場合、上記のように整流電流は平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に対して充電される。
つまり、図９に示す回路においては、先の図１に示した回路とは異なり、ＡＣ２００Ｖ系に対応してはブリッジ整流回路Ｄｉにおける全波整流によらない整流動作により、等倍電圧整流動作が行われているものである。
【０１３２】
また、この場合の力率改善回路３においても、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる期間で、整流電流成分がそれぞれ高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を介して流れるようにされている。すなわち、この場合も、これら高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２により整流電流成分が断続（スイッチング）されるものとなる。
【０１３３】
このようにして、図９に示す電源回路においては、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで共に、力率改善回路３に設けられた２つの高速リカバリ型ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）により整流電流成分が断続され、力率の改善が図られている。
【０１３４】
なお、図９に示した回路における各部の動作波形としては、上記したような動作が行われる結果、先に図１に示した回路の場合とほぼ同等の動作波形が得られるものとなる。つまり、この図９に示した回路構成によっても、図１に示した回路と、結果的にほぼ同等の力率改善動作が得られるものとなる。
【０１３５】
ここで、上述もしたように、この図９に示す力率改善回路３に対しては、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢの巻数を切り換えるためのリレースイッチＳ３が備えられている。そして、上記説明によれば、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）である場合に対応しては、このリレースイッチＳ３では、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される。また、ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）となり、リレーＲＬがオフとなるのに応じては、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される。
【０１３６】
リレースイッチＳ３において、ＡＣ１００Ｖ系に対応し、上記のように端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されることによっては、電圧帰還用トランスＶＦＴを形成する二次巻線ＮＢとしては、巻線部ＮＢ１のみが有効とされることになる。
これに対し、上記のようにＡＣ２００Ｖ系に対応し、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、上記二次巻線ＮＢとしては、巻線部ＮＢ１と巻線部ＮＢ２とを直列接続した巻線が有効とされることになる。
【０１３７】
このようにして、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢとしての巻線数が変化すれば、この二次巻線ＮＢと一次巻線ＮＡとの巻線比が変化することになって、二次巻線ＮＢに励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
そして、上記のようにしてＡＣ２００Ｖ系時に二次巻線ＮＢの巻線数が増加することによっては、二次巻線ＮＢに励起される交番電圧レベルも上昇して、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路３において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
つまり、先の第１の実施の形態の電源回路では、ＡＣ１００Ｖ系時と比較した場合にＡＣ２００Ｖ系時の力率が低下していたものであるが、この第２の実施の形態ではこの特性を改善しているものである。
【０１３８】
図１１は、第２の実施の形態の電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜３００Ｗの変動に対する力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。なお、この図においても、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧整流回路とした場合の特性を実線により示し、全波整流回路とした場合の特性を破線により示している。
また、この場合にも、図１１の実験結果を得るのにあたっては、倍電圧整流回路としたときの特性は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定の条件とし、また、全波整流回路としたときの特性は、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖで一定の条件としている。
【０１３９】
また、参考として、この図１１に示す実験結果を得るにあたっての、図９に示した回路の各部の定数を示しておく。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝３３Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ２：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ：ＥＥＲ−２８のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１．５ｍｍ、結合係数ｋ＝０．７３
一次巻線ＮＡのインダクタンスＬＡ＝１００μＨ
二次巻線ＮＢの巻線部ＮＢ１のインダクタンスＬＢ１＝７２μＨ
二次巻線ＮＢの巻線部ＮＢ２のインダクタンスＬＢ２＝３３μＨ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
・フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ
【０１４０】
この図１１と、先に図８に示した第１の実施の形態の回路の測定結果とを比較してわかるように、図９に示した第２の実施の形態回路では、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件において、特に負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ近傍までの力率ＰＦが向上している。このことからも、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢの巻線数を増加させることによって、２００Ｖ系時における力率ＰＦがより改善していることがわかる。そして、この場合は、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件下では、図示するように負荷電力Ｐｏ＝７０Ｗ〜３００Ｗまでの範囲で力率ＰＦ＞０．７５となる。
また、この場合、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝１５Ｗ〜３００Ｗの範囲で力率ＰＦ＞０．７５となっている
この結果から、図９に示す電源回路においては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電源高調波歪規制を満足する値が得られていることが分かる。
【０１４１】
また、この際、整流平滑電圧Ｅｉの変動幅であるΔＥｉとしては、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ〜２５Ｗに対し、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件でΔＥｉ＝６３Ｖとなる特性が得られている。
また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件では、ΔＥｉ＝３２Ｖとなる特性が得られ、図１に示した第１の実施の形態の回路の場合のΔＥｉ＝５０Ｖと比較して、整流平滑電圧Ｅｉの変動幅が大幅に減少するものとなる。
これは、図９に示した回路では電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢの巻線数がＡＣ２００Ｖ系時に増加するようにされていることによる。つまり、このように二次巻線ＮＢとしての巻線数が増加することにより、二次巻線ＮＢのインダクタンスが増加するようにされ、整流電流経路に帰還される電流量が減少する。
そして、これにより平滑コンデンサＣｉに充電される電流量も減少し、整流平滑電圧Ｅｉのリップル成分が減少して変動幅ΔＥｉも減少するようになるものである。
このように、整流平滑電圧Ｅｉの変動幅が減少することによっては、図１に示した回路では平滑コンデンサＣｉとして２５０Ｖの耐圧品を選定していたものを、第２の実施の形態では２００Ｖの耐圧品を選定することが可能となり、部品コストの削減、回路面積の省スペース化が図られる。
【０１４２】
また、図９に示した回路において、実験によれば、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での総合電力変換効率（ＡＣ−ＤＣ電力変換効率）は９２．９％であり、図２０に示した回路と比較して、交流入力電力は９．４Ｗ低減しているという結果が得られた。また、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件では、総合電力変換効率（ＡＣ−ＤＣ電力変換効率）は９５．５％であり、この場合の交流入力電力は８．１Ｗ低減することとなる。
【０１４３】
図１２は、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
第３の実施の形態としての電源回路は、先に説明した第１の実施の形態の電源回路の構成を基本として、負荷電力６００Ｗ以上に対応可能な構成としたものである。この図１２に示す電源回路は、例えば、比較的重負荷の条件への対応が要求されるプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機や、モニタ装置などに搭載される。
なお、この図１２において、既に第１の実施の形態で説明した部分については同一の符号を付して説明を省略するものとし、図１に示す回路との相違点のみについて説明する。
【０１４４】
図１２において、先ずこの第３の実施の形態としての電源回路においては、商用交流電源ＡＣを整流する整流回路として、図示するように２つのブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２が設けられる。
【０１４５】
上記ブリッジ整流回路Ｄｉ１は、高速リカバリ型のダイオードＤａ１、Ｄｂ１、Ｄｃ１、Ｄｄ１を備え、これらが図１の場合と同様の接続形態により接続される。
この場合も、このブリッジ整流回路Ｄｉ１の負極入力端子と、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点との間には、図１の場合と同様にリレースイッチＳ１が挿入される。そして、このリレースイッチＳ１は、図１の場合と同様にして設けられた整流回路切り換えモジュール５とリレーＲＬによりその切り換えが制御される。つまり、商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系と２００Ｖ系とで動作可能なワイドレンジ対応の構成を採るものである。
また、この場合も、ブリッジ整流回路Ｄｉ１の正極入力端子は、図示する電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮＢａを介して商用交流電源ＡＣの正極ラインに接続されている。
【０１４６】
ブリッジ整流回路Ｄｉ２は、高速リカバリ型のダイオードＤａ２、Ｄｂ２、Ｄｃ２、Ｄｄ２を備え、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ１と同様の接続形態により構成される。
このブリッジ整流回路Ｄｉ２の負極入力端子は、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。つまりこの場合、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ１とこのブリッジ整流回路Ｄｉ２の負極入力端子は、図示するように商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して共通に接続されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉ２の正極入力端子は、図示する電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮＢｂと、この二次巻線ＮＢｂと並列に接続される電圧帰還用トランスＶＦＴ−３の二次巻線ＮＢｃとを介して商用交流電源ＡＣの正極ラインに接続されている。
また、このブリッジ整流回路Ｄｉ２の正極出力端子は、図示するように、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ１の正極出力端子と平滑コンデンサＣｉ１の接続点に対して接続され、負極出力端子は二次側アースに接地される。
【０１４７】
また、この場合、商用交流電源ＡＣのラインに挿入されるノーマルモードノイズ抑制用のフィルタコンデンサＣＮとしては、２つのフィルタコンデンサＣＮ、ＣＮが設けられ、ノイズ抑制効果を強化するようにしている。
【０１４８】
そして、この図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件（負荷電力６００Ｗ以上）に対応するために、平滑コンデンサ［Ｃｉ１−Ｃｉ２］を直流入力電圧として動作電源とする、複数の電流共振形コンバータが並列に設けられる。この図では、第１コンバータ部ＣＶＴ１、第２コンバータ部ＣＶＴ２、第３コンバータ部ＣＶＴ３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥＯ１、ＥＯ２、ＥＯ３を出力するようにされている。
【０１４９】
上記第１コンバータ部ＣＶＴ１の構成としては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、クランプダイオードＤＤ１、ＤＤ２、コントロールＩＣ２、一次側直列共振コンデンサＣ１、部分共振コンデンサＣｐ、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１（一次巻線Ｎ１，二次巻線Ｎ２）、整流ダイオードＤＯ１，Ｄ０２、平滑コンデンサＣＯ１、及び制御回路１のそれぞれが、図１に示した接続形態により接続されているものとなる。
但し、この場合、図１に示したコンバータ部とは異なり、スイッチング素子Ｑ１、及びスイッチング素子Ｑ２のゲートに対しては、それぞれ図のように抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５が挿入される。また、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗Ｒ６、Ｒ７が挿入されるものとなる。
【０１５０】
また、上記第２コンバータ部ＣＶＴ２としては、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３、ＤＤ４、抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ９ゲート−ソース間抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、コントロールＩＣ２、一次側直列共振コンデンサＣ１、部分共振コンデンサＣｐ、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２、整流ダイオードＤＯ３，Ｄ０４、平滑コンデンサＣＯ２、及び制御回路１を備え、上記第１コンバータ部ＣＶＴ１と同様の接続態様による構成を採る。
【０１５１】
第３コンバータ部ＣＶＴ３は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、ゲート−ソース間抵抗Ｒ１４，Ｒ１５、コントロールＩＣ２，一次側直列共振コンデンサＣ１、部分共振コンデンサＣｐ、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３を備え、第１コンバータ部ＣＶＴ１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部ＣＶＴ３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして二次巻線Ｎ２に対して整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６，Ｄ０７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ３，ＣＯ４を接続していることで、整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥＯ３が生成される。整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥＯ３よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ０４が生成される。
【０１５２】
なお、上記構成において、第１コンバータ部ＣＶＴ１の二次側直流出力電圧ＥＯ１が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部ＣＶＴ２の二次側直流出力電圧ＥＯ２が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部ＣＶＴ３の二次側直流出力電圧ＥＯ３，Ｅ０４により対応する負荷電力は１００Ｗとなっており、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能とされている。
また、上記コンバータ部ＣＶＴ１〜ＣＶＴ３に備えられる各コントロールＩＣ２としては、コンバータ部ＣＶＴ１〜ＣＶＴ３により生成される直流出力電圧ＥＯ１、ＥＯ２、ＥＯ３が、それぞれ２００Ｖ、９０Ｖ、２４Ｖとなるようにスイッチング周波数を制御するようにされている。
【０１５３】
ここで、この図に示す電源回路では、図示するように第１の力率改善回路３Ａ、第２の力率改善回路３Ｂ、第３の力率改善回路３Ｃの３つの力率改善回路が備えられるものとなる。
上記第１の力率改善回路３Ａは、ブリッジ整流回路Ｄｉ１、フィルタコンデンサＣＮ、ＣＮ、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１を含んで構成される。
この第１の力率改善回路３Ａにおける上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の一次巻線ＮＡａは、図示する第１コンバータ部ＣＶＴ１の一次側直列共振コンデンサＣ１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１との間に挿入される。これにより第１コンバータ部ＣＶＴ１のスイッチング出力がこの一次巻線ＮＡａに得られるようになっている。そして、このように電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の一次巻線ＮＡａに得られたスイッチング出力が、上記二次巻線ＮＢａに励起されてブリッジ整流回路Ｄｉ１側に電圧帰還されるようになっている。
つまり、この場合、この第１の力率改善回路３Ａは、第１コンバータ部ＣＶＴ−１のスイッチング出力を電圧帰還して力率の改善を図る構成を採る。
【０１５４】
また、上記第２の力率改善回路３Ｂは、ブリッジ整流回路Ｄｉ２、フィルタコンデンサＣＮ、ＣＮ、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２を含んで構成される。
この場合、上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の一次巻線ＮＡｂは、第２コンバータ部ＣＶＴ２における一次側直列共振コンデンサＣ１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１との間に挿入される。そして、これにより、一次巻線ＮＡｂに得られる第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力が、二次巻線ＮＢｂを介して上記ブリッジ整流回路Ｄｉ２側に帰還されるようになっている。
つまり、この第２の力率改善回路３Ｂは、第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力を電圧帰還して力率改善を図る構成とされている。
【０１５５】
上記第３の力率改善回路３Ｃは、ブリッジ整流回路Ｄｉ２、フィルタコンデンサＣＮ、ＣＮ、及び電圧帰還用トランスＶＦＴ−３を含むものとされる。
つまり、この場合、この第３の力率改善回路３Ｃと、上記した第２の力率改善回路３Ｂとは、図中に２点鎖線で囲んだようにブリッジ整流回路Ｄｉ２とフィルタコンデンサＣＮ、ＣＮを共有するものとされている。
そして、この第３の力率改善回路３Ｃにおいては、上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−３の一次巻線ＮＡｃが、第３コンバータ部ＣＶＴ３における一次側直列共振コンデンサＣ１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の一次巻線Ｎ１との間に挿入される。つまり、上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−３によって第３コンバータ部ＣＶＴ３のスイッチング出力が上記ブリッジ整流回路Ｄｉ２側に帰還されるものとなる。
従ってこの場合、この第３の力率改善回路３Ｃは、第３コンバータ部ＣＶＴ３のスイッチング出力を電圧帰還して力率改善を図る構成とされている。
【０１５６】
上記構成による第３の実施の形態の電源回路における動作を、図１４、図１５に示す波形図を参照して説明する。
これらの図において、図１４では交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件下での、また、図１５では交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件下での測定結果をそれぞれ示している。
先ず、図１４を参照して、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系とされる場合に対応して力率改善回路３Ａ、３Ｂにおいて得られる動作を説明する。
図１４において、この場合も、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては、例えば図１４（ａ）に示すような交流入力電圧ＶＡＣと、図１４（ｂ）に示す交流入力電流ＩＡＣの波形が得られる。そして、この場合も、ブリッジ整流回路Ｄｉ１の正極出力ラインに得られる整流電流Ｉ１としては、図１４（ｄ）に示すようにして交流入力電圧ＶＡＣが正の期間において正極性によって流れるようにされる。
また、第１の力率改善回路３Ａ内には、図１４（ｆ）に示すようなスイッチング周期による交番電流Ｉ２が流れる。
【０１５７】
また、フィルタコンデンサＣＮの正極端子と一次側アース間の電位Ｖ１は、図１４（ｃ）に示すように、交流入力電圧ＶＡＣに応じた正弦波が得られている。そして、第２、第３の力率改善回路（３Ｂ、３Ｃ）を構成するブリッジ整流回路Ｄｉ２の正極入力端子と一次側アース間の電位Ｖ２としては、図１４（ｅ）に示すように正／負のピークとなる期間においてスイッチング周期に応じた交番電圧が生じている。
このことからも、これら第２、第３の力率改善回路（３Ｂ、３Ｃ）では、それぞれ第２コンバータ部ＣＶＴ２、第３コンバータ部ＣＶＴ３のスイッチング出力が、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２、ＶＦＴ−３を介して電圧帰還されていることがわかる。
【０１５８】
ここで、第３の実施の形態の電源回路において、商用交流電源ＡＣ＝１００Ｖ系時、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩＡＣは、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮＢ１を介して第１の力率改善回路３Ａ内を流れる交番電流Ｉ２となる成分と、商用交流電源の正極ラインから分岐して第２、第３の力率改善回路（３Ｂ、３Ｃ）を流れる成分とに分流する。
上記交番電流Ｉ２として流れた成分は、第１の実施の形態の場合と同様、［ブリッジ整流回路Ｄｉ１の高速リカバリ型ダイオードＤａ１−平滑コンデンサＣｉ１−リレースイッチＳ１］の経路でフィルタコンデンサＣＮに流入する。これにより、第１の力率改善回路３Ａ側においては、ブリッジ整流回路Ｄｉ１の高速リカバリ型ダイオードＤａ１が、上記交番電流Ｉ２を断続するようにしてスイッチング動作することとなる。
【０１５９】
また、上記のように第２、第３の力率改善回路（３Ｂ、３Ｃ）側に分流した成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２と電圧帰還用トランスＶＦＴ−３とに分岐して流れる。そして、これら電圧帰還用トランスＶＦＴ−２、ＶＦＴ−３に流れた成分は、共にブリッジ整流回路Ｄｉ２の正極入力端子から高速リカバリ型ダイオードＤａ２に流入するようになる。
これにより、第２の力率改善回路３Ｂ、及び第３の力率改善回路３Ｃ側では、上記高速リカバリ型ダイオードＤａ２により整流電流成分がスイッチングされるようになる。
【０１６０】
これに対し、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、負極性の交流入力電流ＩＡＣの成分は、リレースイッチＳ１を介して平滑コンデンサＣｉ２に流れた後、第１の力率改善回路３Ａを構成するブリッジ整流回路Ｄｉ１の高速リカバリ型ダイオードＤｃ１に流れる。そして、この高速リカバリ型ダイオードＤｃ１を流れた電流は、第１の力率改善回路３Ａ内を交番電流Ｉ２として流れ、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮＢａを介してフィルタコンデンサＣＮに流入する。
これにより、第１の力率改善回路３Ａ側では、この場合、上記高速リカバリ型ダイオードＤｃ１により整流電流成分がスイッチングされるようになる。
【０１６１】
また、この場合、上記のように平滑コンデンサＣｉ２を流れた電流は、第２、第３の力率改善回路（３Ｂ、３Ｃ）を構成するブリッジ整流回路Ｄｉ２の高速リカバリ型ダイオードＤｃ２にも分岐して流れる。そして、このように高速リカバリ型ダイオードＤｃ２を流れた電流は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮＢｂ（第２の力率改善回路３Ｂ）、ＶＦＴ−３の二次巻線ＮＢｃ（第３の力率改善回路３Ｃ）に分岐して流れた後、それぞれフィルタコンデンサＣＮに流入する。
すなわち、この場合、第２の力率改善回路３Ｂ、及び第３の力率改善回路３Ｃ側では、上記高速リカバリ型ダイオードＤｃ２により整流電流成分がスイッチングされるようになる。
【０１６２】
このようにして、図１２に示した回路では、第１の力率改善回路３Ａにおいて、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１により電圧帰還される第１コンバータ部ＣＶＴ１のスイッチング出力によって、高速リカバリ型ダイオードＤａ１，Ｄｃ１をスイッチング動作させている。
また、これと共に、第２の力率改善回路３Ｂにおいては、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２により電圧帰還される第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力によって高速リカバリ型ダイオードＤａ２，Ｄｃ２をスイッチング動作させている。さらに、第３の力率改善回路３Ｃにおいては、電圧帰還用トランスＶＦＴ−３により電圧帰還される第３コンバータ部ＣＶＴ３のスイッチング出力によって、同様に高速リカバリ型ダイオードＤａ２，Ｄｃ２をスイッチング動作させている。
これにより、図１２に示す電源回路においては、これら３つの力率改善回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃによって力率の改善を図るようにされている。
【０１６３】
続いて、図１５に示す交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時の場合においては、交流入力電圧ＶＡＣの波形は例えば図１５（ａ）に示すようになり、また、交流入力電流ＩＡＣとしては、図１５（ｂ）に示す波形により流れる。
そして、この場合のブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインに得られる整流電流Ｉ１としては、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となるのに対応して図１５（ｄ）に示すような波形により流れる。また、第１の力率改善回路３Ａ内において流れる交番電流Ｉ２としては、この場合も図１５（ｆ）に示すようにスイッチング周期による波形が得られる。
【０１６４】
また、この場合のフィルタコンデンサＣＮの正極端子と一次側アース間の電位Ｖ１としても、図１５（ｃ）に示すように交流入力電圧ＶＡＣに応じた正弦波が得られ、また、第２、第３の力率改善回路（３Ｂ、３Ｃ）を構成するブリッジ整流回路Ｄｉ２の正極入力端子と一次側アース間の電位Ｖ２としても、図１５（ｅ）に示すように正／負のピークとなる期間においてスイッチング周期に応じた交番電圧が生じるものとなる。
【０１６５】
この場合（ＡＣ２３０Ｖ時）も、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩＡＣは、正極性の交番電流Ｉ２としてブリッジ整流回路Ｄｉ１の正極入力端子から高速リカバリ型ダイオードＤａ１に流入する。そして、この場合、高速リカバリ型ダイオードＤａ１を流れた電流は、平滑コンデンサ（Ｃｉ１−Ｃｉ２）に流れる。
さらに、上記平滑コンデンサＣｉを流れた電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１の高速リカバリ型ダイオードＤｄ１を流れた後、商用交流電源ＡＣの負極ラインを介してフィルタコンデンサＣＮに流れるようになる。
これにより、この場合の第１の力率改善回路３Ａ側では、上記高速リカバリ型ダイオードＤａ１とＤｄ１とにより整流電流成分がスイッチングされるようになる。
【０１６６】
また、この場合も、上記正極性の交流入力電流ＩＡＣの成分は、商用交流電源ＡＣの正極ラインから分岐して第２、第３の力率改善回路（３Ｂ、３Ｃ）側にも分流する。そして、このようにして分流した電流は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮＢｂ（第２の力率改善回路３Ｂ）、ＶＦＴ−３の二次巻線ＮＢｃ（第３の力率改善回路３Ｃ）に分岐して流れた後、それぞれブリッジ整流回路Ｄｉ２の高速リカバリ型ダイオードＤａ２に流入する。
さらに、この場合、先に説明したようにして平滑コンデンサ（Ｃｉ１−Ｃｉ２）に流れた電流が、ブリッジ整流回路Ｄｉ２の高速リカバリ型ダイオードＤｄ２にも分岐して流れるものとなる。そして、この電流は商用交流電源ＡＣの負極ラインを介してフィルタコンデンサＣＮに流入するようになる。
すなわち、この場合、第２、第３の力率改善回路（３Ｂ、３Ｃ）側では、高速リカバリ型ダイオードＤａ２、Ｄｄ２の組により整流電流成分がスイッチングされることになる。
【０１６７】
一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間においては、負極性の交流入力電流ＩＡＣの成分は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１の負極入力端子から高速リカバリ型ダイオードＤｂ１を流れた後、平滑コンデンサ（Ｃｉ１−Ｃｉ２）に流れる。そして、平滑コンデンサを流れた電流は、この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉ１の負極出力端子から高速リカバリ型ダイオードＤｃ１に流れた後に、負極性の交番電流Ｉ２として第１の力率改善回路３Ａ内を流れて商用交流電源ＡＣの正極ライン側からフィルタコンデンサＣＮに流入するようになる。
従って、この場合、第１の力率改善回路３Ａ側では高速リカバリ型ダイオードＤｂ１、Ｄｃ１により整流電流がスイッチングされるものとなる。
【０１６８】
また、この場合、上記交流入力電流ＩＡＣの成分は、第２、第３の力率改善回路（３Ｂ、３Ｃ）を構成するブリッジ整流回路Ｄｉ２の高速リカバリ型ダイオードＤｂ２にも分岐して流れるようになる。
また、さらにこの場合、上記のように平滑コンデンサに流れた電流は、一次側アースを介し、ブリッジ整流回路Ｄｉ２の高速リカバリ型ダイオードＤｃ２にも流れるようになる。そして、このようにダイオードＤｃ２を流れた電流は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮＢｂ（第２の力率改善回路３Ｂ）、電圧帰還用トランスＶＦＴ−３の二次巻線ＮＢｃ（第３の力率改善回路３Ｃ）をそれぞれ介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインからフィルタコンデンサＣＮに流入する。
つまり、この場合の第２、第３の力率改善回路（３Ｂ、３Ｃ）側においては、上記高速リカバリ型ダイオードＤｂ２、Ｄｃ２により整流電流成分がスイッチングされる。
【０１６９】
このようにして、図１２に示した構成による電源回路においては、第１の力率改善回路３Ａ、及び第２の力率改善回路３Ｂ、第３の力率改善回路３Ｃによって、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶＡＣ＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶＡＣ＝２３０Ｖ）とで共に整流電流成分が断続されるようになる。そして、これにより、先にも説明したように交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大されて力率の改善が図られるものとなる。
【０１７０】
図１６には、図１２に示した第３の実施の形態としての電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜６００Ｗの変動に対する力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの総合特性を示している。
なお、この図においても、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧整流回路とした場合の特性を実線により示し、全波整流回路とした場合の特性を破線により示している。また、図１６の実験結果を得るのにあたっては、倍電圧整流回路とした場合は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定の条件、全波整流動作とした場合は、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖで一定の条件としている。
【０１７１】
また、参考として、この図１６に示す実験結果を得るにあたっての、図１２に示した回路の各部の定数を示しておく。
・第１コンバータ部ＣＶＴ１
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝３５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ２：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・第２コンバータ部ＣＶＴ２
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝４０Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ２：センタータップを分割位置として１８Ｔ＋１８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・第３コンバータ部ＣＶＴ３
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３：ＥＥＲ−３５のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝３０Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ２：各巻線部５Ｔ×４＝２０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０６８μＦ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−１：ＥＥ−２８のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１．５ｍｍ、結合係数ｋ＝０．７３
一次巻線ＮＡａのインダクタンスＬＡ＝１２０μＨ
二次巻線ＮＢａのインダクタンスＬＢ＝８０μＨ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−２：ＥＥ−２８のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１．５ｍｍ、結合係数ｋ＝０．７３
一次巻線ＮＡｂのインダクタンスＬＡ＝１２０μＨ
二次巻線ＮＢｂのインダクタンスＬＢ＝８０μＨ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−３：ＥＥ−２２のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１．５ｍｍ、結合係数ｋ＝０．７２
一次巻線ＮＡｃのインダクタンスＬＡ＝１００μＨ
二次巻線ＮＢｃのインダクタンスＬＢ＝１３０μＨ
【０１７２】
この図１６に示すように、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜６００Ｗの範囲で、力率ＰＦ＞０．７５となり、我が国（日本）の高調波歪規制をクリアする。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ〜６００の範囲での力率の値であれば、欧州の高調波歪規制を満足する。
このように、力率特性としては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電源高調波歪規制を満足する値が得られていることが分かる。
【０１７３】
また、実験によれば、図１２に示した回路における総合的な電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時にηＡＣ→ＤＣ＝９２．３％であり、交流入力電力は先に図２１に示した従来の回路よりも１５．４Ｗ低減する結果が得られた。
また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時には、総合的な電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９４．１％となり、交流入力電力は従来よりも６．９Ｗ低減する結果が得られた。
このようにして、同じ負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件に対応し、力率改善を図る電源回路として、図１２に示した実施の形態と図２１に示した先行技術としての電源回路とを比較すると、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電力変換効率が大幅に向上していることがわかる。
【０１７４】
なお、図１２に示した回路における、各コンバータ部ごとの特性としては、以下のような結果が得られた。
先ず、第１コンバータ部ＣＶＴ１では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．８０、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９３．４％となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時では、力率ＰＦ＝０．７８、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９５．１％となる。
第２コンバータ部ＣＶＴ２では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．８２、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９２．４％となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時では、力率ＰＦ＝０．７５、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９３．０％となる。
また、第３コンバータ部ＣＶＴ３では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．８１、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９１．５％となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時では、力率ＰＦ＝０．７８、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９４．１％となった。
【０１７５】
また、この図１２に示した電源回路についても、同等の負荷条件に対応する図２１の回路と比較すれば、力率改善のための回路構成としては、アクティブフィルタから、より少ない部品点数の力率改善回路（３Ａ、３Ｂ、３Ｃ）となる。また、ノイズ抑制のための各種部品も削減される。これにより、部品点数の削減による低コスト化及び電源回路の小型軽量化が図られることになる。
【０１７６】
そして、この図１２に示す回路としても、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することは無いから、一次側アース電位は安定する。
【０１７７】
なお、図１２に示す第３の実施の形態としての電源回路に対しても、図９に示した第２の実施の形態としての構成を付加することができる。つまり、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢについて、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで巻線数が変更されるようにして切り換えを行い、これによって、ＡＣ２００Ｖ系時における力率の値を高めることが可能となる。
図１２に示す回路の場合、この二次巻線ＮＢの巻線数切り換えの構成を適用するのにあたっては、それぞれの電圧帰還用トランスＶＦＴ（ＶＦＴ−１〜３）に備えるようにすることが考えられる。また、例えばメインとなる第１コンバータ部ＣＶＴ１の電圧帰還用トランスＶＦＴ−１においてのみ、二次巻線ＮＢａの巻線数切り換えの構成を備えるようにしても、ＡＣ２００Ｖ系時における力率の改善効果は充分に得ることが可能である。
【０１７８】
続いては、図１３の回路図を用いて第４の実施の形態としての電源回路について説明する。
この第４の実施の形態の電源回路としては、先に図９に示した第２の実施の形態としての電源回路の構成を基本として、先の図１２の回路のように例えば負荷電力６００Ｗ以上の重負荷の条件に対応可能に構成したものである。
なお、この図においても先の図９、図１２にて既に説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１７９】
図１３において、この場合も商用交流電源ＡＣに対しては、先の図１２に示した回路と同等の接続形態により、２つのブリッジ整流回路（Ｄｉ１、Ｄｉ２）が備えられる。但し、この場合は図９に示した第２の実施の形態の場合と同様、上記ブリッジ整流回路を形成するそれぞれのダイオード（Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄ）としては、低速リカバリ型が選定される。
【０１８０】
また、この場合の力率改善回路３としては、直流出力電圧ＥＯ１を生成する第１コンバータ部ＣＶＴ１に対して設けられた第１の力率改善回路３Ａと、直流出力電圧ＥＯ２を生成する第２コンバータ部ＣＶＴ２に対して設けられた第２の力率改善回路３Ｂとの２つの回路が形成される。
【０１８１】
また、この図において、各コンバータ部（ＣＶＴ１、ＣＶＴ２）の二次側には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に対して、図示するように二次側並列共振コンデンサＣ２を並列に挿入するようにしている。
つまり、この図１３に示す回路では、一次側と二次側とで共に共振動作が得られるように構成されているものである。
【０１８２】
また、さらにこの場合、第２コンバータ部ＣＶＴ２の二次側における、整流ダイオードＤＯ３と平滑コンデンサＣＯ２との接続点に対しては、図のように［ＤＣ−ＤＣコンバータ６／／ＤＣ−ＤＣコンバータ７］の並列接続回路が接続される。
これらＤＣ−ＤＣコンバータ６、７は、それぞれ図示する平滑コンデンサＣＯ３、平滑コンデンサＣＯ４を備え、所定の電圧レベルに安定化された直流出力電圧ＥＯ３、直流出力電圧ＥＯ４をそれぞれ生成するように構成される。
つまり、この図１３に示す回路においては、上記第１コンバータ部ＣＶＴ１、及び第２コンバータ部ＣＶＴ２によりそれぞれ生成される直流出力電圧Ｅ０１、ＥＯ２と共に、これらＤＣ−ＤＣコンバータ６、７により生成される直流出力電圧ＥＯ３、ＥＯ４を出力するように構成されているものである。
【０１８３】
そして、この第４の実施の形態においては、上記した２つの力率改善回路（３Ａ、３Ｂ）に対し、高速リカバリ型ダイオードＤ１、高速リカバリ型ダイオードＤ２を、それぞれ図９の場合と同様に挿入する。
すなわち、図示するようにブリッジ整流回路Ｄｉ１、Ｄｉ２の正極入力端子に対して、それぞれの高速リカバリ型ダイオードＤ１のカソードを接続し、そのアノードに対して、それぞれの高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードを接続する。そして、さらにこれら高速リカバリ型ダイオードＤ２のアノードをそれぞれ一次側アースに接地するものである。
【０１８４】
このように構成される第４の実施の形態としての電源回路においては、先の図９にて説明したように、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では各高速リカバリ型ダイオードＤ１により整流電流成分が断続されるようになる。
また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間においても、先の図９におい説明した場合と同様、各高速リカバリ型ダイオードＤ２により整流電流成分が断続されるようになる。
このようにして、この図１３に示す電源回路においても、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで共に、２つの力率改善回路（３Ａ、３Ｂ）に設けられた高速リカバリ型ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）のそれぞれの組により、整流電流成分が断続され力率の改善が図られるものとなる。
【０１８５】
そして、このような動作が行われる結果、この図１３に示した回路における各部の動作波形としても、先に図１２に示した回路の場合とほぼ同等の動作波形が得られるものとなる。つまり、この図１３に示した回路構成によっても、図１２に示した回路と結果的にほぼ同等の力率改善動作が得られており、この図１３に示した回路構成によっても、上記図１２に示した回路と同等の効果が得られるものである。
【０１８６】
なお、この場合も、図１３に示す第４の実施の形態としての電源回路に対しては、図９に示した第２の実施の形態としての構成を付加することができる。つまり、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮＢについて、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで巻線数が変更されるようにして切り換えを行い、これによって、ＡＣ２００Ｖ系時における力率の値を高めることが可能となる。
この場合、先にも説明したようにこの二次巻線ＮＢの巻線数切り換えの構成を、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１、ＶＦＴ−２の双方に備えるようにしてもよいし、例えば実用上充分な力率が得られるのであればメインとなる第１コンバータ部ＣＶＴ１の電圧帰還用トランスＶＦＴ−１においてのみ備えるようにしてもよい。
【０１８７】
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１８８】
また、力率改善回路３の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成として、倍電圧整流回路に適用可能なものを採用することも可能である。
【０１８９】
また、第１の実施の形態として図１に示した回路においても、第２の実施の形態として図９に示したようにしてリレースイッチＳ３を設けるようにし、電圧帰還用トランスＶＦＴにおける二次巻線ＮＢの巻き線数が切り換えられるように構成されてもよい。
【０１９０】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
【０１９１】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
【０１９２】
さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図３】第１の実施の形態の電源回路において、ＡＣ１００Ｖ系に対応した整流平滑回路の電流の流れを模式的に示す図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路において、ＡＣ１００Ｖ系に対応した整流平滑回路の電流の流れを模式的に示す図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図７】第１の実施の形態の電源回路における力率改善回路内に備えられる電圧帰還用トランスの構造例を示す断面図である。
【図８】第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図９】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】第２の実施の形態の電源回路における力率改善回路内に備えられる電圧帰還用トランスの構造例を示す断面図である。
【図１１】第２の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図１２】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】第３の実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図１５】第３の実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図１６】第３の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図１７】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１８】図１７に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１９】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図２０】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２１】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、３ 力率改善回路、３Ａ 第１の力率改善回路、３Ｂ 第２の力率改善回路、５ 整流回路切換モジュール、Ｄｉ（Ｄｉ１、Ｄｉ２） ブリッジ整流回路、Ｃｉ１，Ｃｉ２ 平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子、ＰＩＴ（ＰＩＴ−１〜３） 絶縁コンバータトランス、Ｃ１一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ１ 一次巻線、ＲＬ リレー、Ｓ１，Ｓ２、Ｓ３ リレースイッチ、Ｄ１，Ｄ２ 高速リカバリ型ダイオード、ＣＮ フィルタコンデンサ、Ｃ２ 二次側並列共振コンデンサ、ＶＦＴ（ＶＦＴ−１〜３） 電圧帰還用トランス、ＮＡ（ＮＡａ〜ＮＡｃ） 一次巻線、ＮＢ（ＮＢａ〜ＮＢｃ） 二次巻線、ＮＢ１、ＮＢ２ 巻線部、ＬＦＴ ラインフィルタトランス、ＣＬ アクロスコンデンサ

Claims (6)

1. 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
   上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
   上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
   上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とによって形成される電圧帰還用トランスと、
   上記電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたスイッチング用ダイオードにより整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路と、を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
   上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
   から成るコンバータ部をさらに１以上備えると共に、上記コンバータ部に対しては、
   上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とによって形成される電圧帰還用トランスと、
   上記電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられるスイッチング用ダイオードにより整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路とが備えられている、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 上記整流平滑手段は、上記スイッチング用ダイオードとしての高速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路を備え、
   上記力率改善回路は、上記整流平滑手段に備えられる上記高速リカバリ型ダイオードにより整流電流成分を断続して力率を改善するように構成されている、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 上記整流平滑手段における整流動作が商用交流電源のレベルに応じて倍電圧整流動作に切り換えられるのに対応して、上記ブリッジ整流回路を形成する高速リカバリ型ダイオードが、２つ１組に並列接続されるように切り換える整流電流経路切換手段をさらに備える、ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
5. 上記力率改善回路は、上記商用交流電源が正の期間に形成される整流電流経路に挿入される上記スイッチング用ダイオードとしての第１の高速リカバリ型ダイオードと、上記商用交流電源が負の期間に形成される整流電流経路に挿入される上記スイッチング用ダイオードとしての第２の高速リカバリ型ダイオードとを備えることにより、上記正の期間における整流電流を上記第１の高速リカバリ型ダイオードにより断続し、上記負の期間における整流電流を上記第２の高速リカバリ型ダイオードにより断続して力率を改善するように構成されている、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 上記商用交流電源のレベルに応じて、上記電圧帰還用トランスの二次巻線としての巻数を切り換える巻線切換手段を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。

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