JP2001136744A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 広範囲入力電圧対応とし、また負荷、交流入
力電圧変動に対して実使用条件に対応できるだけの力率
を維持する。 【解決手段】 プッシュプル形のスイッチング周波数制
御方式複合共振形コンバータといわれる電源回路に備え
られる力率改善回路に対して、一次側共振回路に得られ
るスイッチング出力電圧が静電結合方式もしくは磁気結
合方式により帰還するとともに、スイッチング動作切換
手段により交流入力電圧に応じてプッシュプル動作とシ
ングルエンド動作を切り換えるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より交流入力電圧が１００Ｖ系と２
００Ｖ系共用のワイドレンジ対応力率改善ソフトスイッ
チング電源は電流共振形コンバータと静電結合あるいは
磁気結合形力率改善回路を組み合わせて種々の回路が構
成されている。まず図９〜図１８により、各種のスイッ
チング電源回路の構成及び問題点を説明する。

【０００３】図９、図１０はそれぞれ従来の電流共振形
コンバータと電力帰還方式力率改善回路を組み合わせた
力率改善ソフトスイッチング電源を示しており、図９は
静電結合形の力率改善回路２０を採用した方式で、また
図１０は磁気結合形の力率改善回路２１を採用した方式
である。

【０００４】この図９、図１０に示す電源回路において
は、商用交流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路
Ｄｉが備えられている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄ
ｉにより整流された整流出力は、力率改善回路２０又は
２１を介して平滑コンデンサＣｉに充電され、平滑コン
デンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶACの１倍のレベ
ルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
また、この整流平滑回路（Ｄｉ，Ｃｉ）に対しては、そ
の整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入さ
れており、例えば電源投入時に平滑コンデンサに流入す
る突入電流を抑制するようにしている。

【０００５】また、この図９，図１０のスイッチング電
源回路では、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整流
平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形コン
バータが備えられる。そしてこの電流共振形コンバータ
においては、図のように２つのバイポーラトランジスタ
によるスイッチング素子Ｑ100、Ｑ200をハーフブリッジ
結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点
とアース間に対して挿入するようにして接続されてい
る。なおクランプダイオードＤD100，ＤD200が、それぞ
れスイッチング素子Ｑ100，Ｑ200のエミッタ−コレクタ
間に対して並列に接続される。そしてスイッチング素子
Ｑ100、Ｑ200は、それぞれ制御回路１からの信号に基づ
いて所要のスイッチング周波数でスイッチング動作を行
う。

【０００６】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ100、Ｑ2
00のスイッチング出力を二次側に伝送する。すなわち、
平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッ
チング素子Ｑ100、Ｑ200が交互に開閉を繰り返すことに
よって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線
Ｎ２に交番出力を得る。この絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ１ の一端は、スイッチング素子Ｑ10
0のエミッタとスイッチング素子Ｑ200のコレクタの接点
（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチ
ング出力が得られるようにされる。

【０００７】また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コ
ンデンサＣ100を介して、力率改善回路２０（又は２
１）に接続されている。この場合、上記直列共振コンデ
ンサＣ100及び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されている
が、この直列共振コンデンサＣ100のキャパシタンス及
び一次巻線Ｎ1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージイン
ダクタンス）成分により、スイッチングコンバータの動
作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成
している。

【０００８】また、この図９，図１０における絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対
してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤO
1，ＤO2及び平滑コンデンサＣOを図のように接続するこ
とで、全波整流回路が形成され、直流出力電圧ＥOが生
成される。制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力
ＥOのレベルに応じてそのレベルが可変されるように、
スイッチング素子Ｑ100、Ｑ200のスイッチング周波数を
制御することで、定電圧制御を行う。

【０００９】図９の場合における力率改善回路２０は、
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサ
Ｃｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコイルＬ
N −高速リカバリ型ダイオードＤ1 が直列接続されて挿
入される。ここで、フィルタコンデンサＣN はフィルタ
チョークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1の
直列接続回路に対して並列に設けられる。そして、この
ような接続形態によっても、フィルタコンデンサＣN は
フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモードのロ
ーパスフィルタを形成している。また、共振コンデンサ
Ｃ3 は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対して並列に
設けられる。ここでは詳しい説明は省略するが、例えば
共振コンデンサＣ3 は例えばフィルタチョークコイルＬ
N 等と共に並列共振回路を形成するようにされ、その共
振周波数は後述する直列共振回路の共振周波数とほぼ同
等となるように設定される。これにより、負荷が軽くな
ったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用を有
するものである。

【００１０】この力率改善回路２０に対しては、フィル
タチョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ1
のアノードとの接続点に対して一次側直列共振回路（Ｎ
1，Ｃ100）の端部が接続される。

【００１１】このような接続形態では、一次巻線Ｎ1 に
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、フィルタ
チョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ1 の
アノードとの接続点に対して、一次巻線Ｎ1に得られた
共振電流が流れるように帰還されて、スイッチング出力
が印加される。

【００１２】上記のようにしてスイッチング出力が帰還
されることで、整流電流経路にはスイッチング周期の交
番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周
期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動
作が得られることになり、この断続作用により見掛け上
のフィルタチョークコイルＬN のインダクタンスも上昇
することになる。また、共振コンデンサＣ3にはスイッ
チング周期の電流が流れることでその両端に電圧が発生
するが、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この共振コンデ
ンサＣ3の両端電圧だけ引き下げられることになる。こ
れにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの
両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流
入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付く
ようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、力率改
善が図られることになる。

【００１３】また図１０の場合における力率改善回路２
１は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コン
デンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコ
イルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコ
イルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデ
ンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側
と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入される
ことで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモ
ードのローパスフィルタを形成している。また共振コン
デンサＣ3 は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対して
直列に設けられる。

【００１４】この力率改善回路２１に対しては、高速リ
カバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイルＬ
Sの接続点に対して、一次側の直列共振回路（Ｎ1，Ｃ10
0）の端部が接続される。すなわち、直列共振回路（Ｎ
1，Ｃ100）に供給されたスイッチング出力をチョークコ
イルＬS 自体が有するとされる誘導性リアクタンス（磁
気結合）を介して整流電流経路に帰還するようにされ
る。

【００１５】上記のようにして帰還されたスイッチング
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルＬN，チョークコイルＬS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。

【００１６】ここで図１１は、これら図９、図１０のス
イッチング電源回路における交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖ時と、ＶAC＝２３０Ｖ時の交流入力電流の動作波形を
示し、また図１２は、力率ＰＦ−交流入力電圧ＶAC特性
を示している。これらの図から分かるように、交流入力
電圧ＶAC＝１００Ｖ時に力率ＰＦ＝０．８５に設定して
も、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの場合は、力率ＰＦ＝
０．６５に低下してしまう。これは例えば欧州の高調波
歪規制値を満足しないものであり、従って図９、図１０
のスイッチング電源回路は、１００Ｖ系と２００Ｖ系共
用のワイドレンジ対応力率改善ソフトスイッチング電源
としては適切ではない。

【００１７】これに対して、図１３は直列共振回路（Ｌ
30、Ｃ30）を追加して、チョークコイルＬ30と共振コン
デンサＣ30の直列共振電流Ｉ01を、力率改善回路２０の
高速リカバリ型ダイオードＤ1とコンデンサＣ3の並列接
続点に電力帰還するようにしたものである。なお、以降
各図の説明において、既に説明した図における電源回路
と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。

【００１８】この電源回路では、スイッチング素子Ｑ10
1，Ｑ102のスイッチング動作を電流共振形とするために
設けられる直列共振回路（Ｎ1，Ｃ100）は、その一次巻
線Ｎ１ の一端が共振コンデンサＣ100を介してスイッチ
ング素子Ｑ11，Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイ
ッチング出力点）に対して接続され、その他端は一次側
アースに接地されることにより、スイッチング出力が供
給されるようにされている。さらに上記のように直列共
振回路（Ｌ30、Ｃ30）が追加され、直列共振電流Ｉ01が
力率改善回路２０に電力帰還される。

【００１９】なお、スイッチング素子Ｑ101，Ｑ102は、
そのゲートに対してスタート回路３からのトリガに基づ
いてドライブ・発振回路２から所要のスイッチング周波
数の駆動パルスが供給されることにより、交互にオン／
オフのスイッチングを行う。また制御回路１は、二次側
の直流電圧出力ＥOのレベルに応じてそのレベルが可変
されるように、ドライブ・発振回路２からスイッチング
素子Ｑ101、Ｑ201に供給されるパスル周波数（スイッチ
ング周波数）を制御することで、定電圧制御を行う。

【００２０】この図１３の電源回路についての力率ＰＦ
−交流入力電圧ＶAC特性、及び力率ＰＦ−負荷電力Ｐｏ
特性を図１４（ａ）（ｂ）に示す。図１４（ａ）（ｂ）
から分かるように、この電源回路の場合、負荷電力ＰＯ
＝１１３Ｗ〜４７Ｗの変動に対して交流入力電圧ＶAC＝
１００Ｖの場合と交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの場合
で、ともに力率ＰＦはほぼ０．７以上となり、十分なも
のとなっている。しかしながら、この電源回路では１次
側直列共振電流Ｉ02と電力帰還用直列共振電流Ｉ01が重
畳してスイッチング素子Ｑ101，Ｑ102に流れるため、ス
イッチング素子Ｑ101，Ｑ102Ｑ１のスイッチング損失が
増加し、電力変換効率が低下する。したがって、負荷電
力Ｐｏが１００Ｗ程度以下の軽負荷にしか適用できない
方式であるといえる。

【００２１】負荷電力Ｐｏが２００Ｗ以上の重負荷の場
合は図１５に示すように交流ラインに電力帰還方式力率
改善回路を挿入し、４組の整流ダイオード（Ｄ101〜Ｄ1
04）と２組の平滑用電解コンデンサ（Ｃｉ１、Ｃｉ２）
と電磁パワーリレーＲＹによる倍圧／全波整流回路切替
方式とすれば、交流入力電圧ＶACが１００Ｖ系と２００
Ｖ系のワイドレンジ対応が可能となる。

【００２２】すなわち図１５の電源回路は、力率改善回
路２２においては、商用交流電源ＡＣの正極入力ライン
に直列にフィルタチョークコイルＬＮ が挿入されてお
り、商用交流電源ＡＣに対して並列に接続されるフィル
タコンデンサＣＮ と共にノーマルモードのローパスフ
ィルタを形成して、高調波電流が商用交流電源ＡＣに流
れるのを阻止するようにしている。この場合には、力率
改善回路２０において２本の並列共振コンデンサＣ31，
Ｃ32が設けられており、並列共振コンデンサＣ31は、整
流ダイオードＤ101に並列に挿入され、並列共振コンデ
ンサＣ32は整流ダイオードＤ102に並列に挿入される。
これら並列共振コンデンサＣ31，Ｃ32は、例えばフィル
タチョークコイルＬＮ のインダクタンス等と共に並列
共振回路を形成するものとされ、この並列共振回路の共
振周波数は例えば後述する直列共振回路の共振周波数と
ほぼ同様となるように設定される。

【００２３】この場合、４本の整流ダイオードＤ101〜
Ｄ104によるブリッジ整流回路は、後述するようにして
力率改善動作に伴って整流電流経路にスイッチング周期
の高周波電流が流れることに対応して高速リカバリ型が
用いられている。整流ダイオードＤ101、Ｄ102の接続点
に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ１ が直列共振コンデンサＣ100を介して接続されてお
り、一次巻線Ｎ１ に得られたスイッチングコンバータ
（後述）のスイッチング出力が直列共振コンデンサＣ10
0の静電容量結合を介して、整流電流経路に帰還される
ようにしている。

【００２４】この電源回路では、２本の平滑コンデンサ
Ｃｉ１，Ｃｉ２が直列に接続されて、上記ブリッジ整流
回路の正極出力端子と一次側アース間に挿入するように
設けられる。そして平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の接
続点は、スイッチＳを介して、上記ブリッジ整流回路の
負極入力端子に対して接続される。直列接続された平滑
コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の両端に得られる整流平滑電
圧は、後段の他励式による電流共振形コンバータに入力
される。電流共振形コンバータでは、入力された整流平
滑電圧に基づいてスイッチング動作を行い、最終的に安
定化された二次側直流出力電圧Ｅｏを出力する。

【００２５】スイッチＳは、倍電圧整流平滑動作と通常
の整流平滑動作を切り換えるために設けられ、電磁リレ
ーＲＹによりオン／オフ制御される。電磁リレーＲＹ
は、リレー駆動回路４０によって駆動される。このリレ
ー駆動回路４０においては、商用交流電源ＡＣを半波整
流する整流ダイオードＤ105及び平滑コンデンサＣ33か
らなる半波整流回路が備えられ、この半波整流回路の出
力と一次側アース間に対して抵抗Ｒ１、Ｒ２が直列に接
続される。この抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点とトランジスタ
Ｑ300のベース間にはツェナーダイオードＺＤが挿入さ
れる。この場合、商用交流電源ＡＣに供給される交流入
力電圧ＶACがＡＣ１５０Ｖ以上の場合に、抵抗Ｒ１、Ｒ
２で分圧される電圧値によってツェナーダイオードＺＤ
が導通するように、上記各部品が選定されているものと
される。つまり、上記各部品によって交流入力電圧レベ
ルがＡＣ１５０Ｖ以上か否かを検出する電圧検出回路が
形成される。トランジスタＱ300は電磁リレーＲＹを駆
動する。このトランジスタＱ300のベースと一次側アー
ス間には、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ34がそれぞれ接続さ
れている。また、トランジスタＱ300のコレクタは一次
側アースに接地される。またエミッタは電磁リレーＲＹ
を介して、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの三
次巻線Ｎ3、整流ダイオードＤ300及び平滑コンデンサＣ
101により得られる低圧直流電圧のラインと接続されて
いる。電磁リレーＲＹに対しては逆方向電流を流すため
の保護用ダイオードＤ５が並列に接続されている。

【００２６】例えば、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０
Ｖ以下の交流入力電圧ＶACが供給されている場合、ツェ
ナーダイオードＺＤは導通しないことから、トランジス
タＱ300ではベース電流が抵抗Ｒ３を介して流れるよう
にされてオン状態となる。これにより電磁リレーＲＹに
は、エミッタ電流が導通する。そして、電磁リレーＲＹ
の励磁作用によってスイッチＳはオン状態とされること
になる。これにより、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の
接続点と上記ブリッジ整流回路の負極入力端子とがスイ
ッチＳを介して接続されることになる。このような接続
形態では、交流入力電圧ＶACが正の期間では整流ダイオ
ードＤ102で整流した商用交流電源ＡＣを平滑コンデン
サＣｉ１に充電する整流電流経路が形成されることで、
平滑コンデンサＣｉ１にはＡＣ１００Ｖ系の交流入力電
圧に相当するレベルの両端電圧が発生する。これに対し
て、交流入力電圧ＶACが負の期間では整流ダイオードＤ
101で整流した商用交流電源ＡＣを平滑コンデンサＣｉ
２に充電する整流電流経路が形成されることで、平滑コ
ンデンサＣｉ２にもＡＣ１００Ｖ系の交流入力電圧に相
当するレベルの両端電圧が発生する。従って、直列接続
された平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端には１００
Ｖ系のほぼ２倍に相当するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが
発生する倍電圧整流平滑動作となる。

【００２７】ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以上の
交流入力電圧ＶＡＣが供給されている場合では、ツェナ
ーダイオードＺＤが導通することにより、トランジスタ
Ｑ300のベース電位が所定以上に引き上げられてベース
電流が流れないようにされ、トランジスタＱ300はオフ
となる。このため、トランジスタＱ300のエミッタ電流
は電磁リレーＲＹを流れなくなり、スイッチＳはオフ状
態とされることになる。この場合には、商用交流電源Ａ
Ｃを上記ブリッジ整流回路（整流ダイオードＤ101〜Ｄ1
04）により全波整流して、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ
２の直列接続に対して充電をする全波整流平滑動作とな
り、交流入力電圧ＶACに対応するＡＣ２００Ｖ系の整流
平滑電圧Ｅｉが得られることになる。

【００２８】この図に示すスイッチングコンバータは他
励式による電流共振形コンバータとされる。この電流共
振形コンバータでは、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによる２石
のスイッチング素子Ｑ101、Ｑ201がハーフブリッジ結合
されて備えられている。これらスイッチング素子Ｑ10
1、Ｑ201は、発振ドライブ回路２によって交互にオン／
オフ動作が繰り返されるようにスイッチング駆動され
て、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッチング出力とす
る。なお、各スイッチング素子Ｑ101、Ｑ201のドレイン
−ソース間に対して図に示す方向に対して並列にダンパ
ーダイオードＤ101、Ｄ201が備えられる。

【００２９】スイッチング素子Ｑ101、Ｑ201のソース−
ドレインの接続点（スイッチング出力点）に対しては、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ の一端
が接続されて、この一次巻線Ｎ１ に対してスイッチン
グ出力を供給するようにされる。また、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ は直列共振コンデンサ
Ｃ１ と直列に接続され、この直列共振コンデンサＣ１
のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１ を含む絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分により、
スイッチング電源回路を電流共振形とするための直列共
振回路を形成している。

【００３０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次巻
線Ｎ１ に供給されたスイッチング出力により得られる
交番電圧を二次側に転送する。絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側では、上記図９、図１０、図１３の場合
と同様に直流出力電圧Ｅｏを得る。

【００３１】起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラ
インに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドラ
イブ回路２を起動させるために設けられており、この起
動回路３には、動作電源として絶縁コンバータトランス
ＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ3と整流ダイオードＤ30
0、及び平滑コンデンサＣ101により供給される低圧直流
電圧が供給される。

【００３２】力率改善回路２２については、前述のよう
に絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得ら
れるスイッチング出力を、直列共振コンデンサＣ100の
静電容量結合を介して整流電流経路に帰還するようにさ
れている。このようにして帰還されたスイッチング出力
は、フィルタチョークコイルＬＮのインダクタンスを介
する整流出力電圧に対してスイッチング周期の交番電圧
（スイッチング電圧）を重畳するように作用し、この重
畳されたスイッチング電圧によって、整流ダイオードＤ
101、Ｄ102は整流電流をスイッチング周期で断続するよ
うに動作する。整流ダイオードＤ101、Ｄ102は、倍電圧
整流時及び全波整流時の何れの場合にも整流電流の経路
にあることから、上述の動作は、倍電圧整流時及び全波
整流時の何れにおいても行われることになる。

【００３３】この動作により、例えば倍電圧整流動作時
には、整流出力電圧はスイッチング電圧が重畳された状
態で平滑コンデンサＣｉ１及びＣｉ２に充電されること
になるが、このスイッチング電圧の重畳分によって、平
滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２の各両端電圧をスイッチン
グ周期で引き下げることになる。このため、整流出力電
圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２の各両端電圧
よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１、Ｃ
ｉ２への充電電流が流れるようにされる。また、全波整
流動作時では、整流出力電圧はスイッチング電圧が重畳
された整流出力電圧によって直列接続される平滑コンデ
ンサＣｉ１−Ｃｉ２に充電を行うようにされ、このスイ
ッチング電圧の重畳分によって、直列接続された平滑コ
ンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端電圧（整流平滑電圧）を
スイッチング周期で引き下げることになる。このため、
整流出力電圧レベルが直列接続された平滑コンデンサＣ
ｉ１−Ｃｉ２の両端電圧よりも低いとされる期間にも充
電電流が流れるようにされる。

【００３４】この結果、倍電圧整流動作又は全波整流動
作時の何れの場合においても、交流入力電流ＩACの平均
的な波形が交流入力電圧ＶACの波形に近付くようにさ
れ、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されることにな
る。このようにして、この図に示す電源回路では倍電圧
整流動作時と全波整流動作時の何れの場合にも力率が改
善されることになる。

【００３５】図１６（ａ）（ｂ）に、この図１５の電源
回路についての力率ＰＦ−交流入力電圧ＶAC特性、及び
力率ＰＦ−負荷電力Ｐｏ特性を示す。図１６（ａ）
（ｂ）から分かるように、この電源回路の場合、負荷電
力ＰＯ＝２５０Ｗ〜１５０Ｗの変動に対して交流入力電
圧ＶAC＝１００Ｖの場合と交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ
の場合で、ともに力率ＰＦは十分なものとなっている。
しかしながら、図１５に示した回路ではノーマルモード
のローパスフィルタ（ＬＮ ，ＣＮ ）や並列共振コンデ
ンサＣ31、Ｃ32などの力率改善用の部品素子が交流入力
ラインに設けられているため、例えば全世界対応の安全
規認定格品を採用する必要があって、コスト的に不利と
なる。また、交流入力電圧ＶACの検出回路が瞬時停電や
外乱ノイズによって誤動作する場合があるため誤動作防
止の対策を施さねばならない。

【００３６】図１７はスイッチング素子４石（Ｑ41〜Ｑ
44）によるフルブリッジ結合電流共振形コンバータと磁
気結合形電力帰還方式力率改善回路を組み合わせて、磁
気結合トランス（ＭＣＴ）の１次インダクタンスＬ30と
Ｃ100の直列共振回路を追加し、２次インダクタンスＬ
Ｒを介して電力帰還するようにしたものである。

【００３７】この電源回路ではスイッチングコンバータ
として、４本のスイッチング素子Ｑ41〜Ｑ44をフルブリ
ッジ結合した他励式の電流共振形コンバータが備えられ
る。このようなフルブリッジ結合による他励式の電流共
振形コンバータは、スイッチング素子Ｑ41，Ｑ42の組と
スイッチング素子Ｑ43，Ｑ44の組がプッシュプルにより
駆動されるように構成される。この際スイッチング素子
Ｑ41〜Ｑ44の各ドレイン−ソース間に対してもダンパー
ダイオードＤD41、ＤD44が備えられる。

【００３８】この場合、ドライブ回路２Ｂはスイッチン
グ素子Ｑ41，Ｑ42の各ゲートに対してスイッチング駆動
信号を出力し、またドライブ回路２Ｃはスイッチング素
子Ｑ43，Ｑ44の各ゲートに対してスイッチング駆動信号
を出力するように構成される。この場合、ドライブ回路
２Ｂ、２Ｃは、発振回路２Ａからの互いに逆相の発振出
力に基づいて、［スイッチング素子Ｑ41，Ｑ44］と［ス
イッチング素子Ｑ42，Ｑ43］の組が所要のスイッチング
周波数により交互にオン／オフするスイッチング動作を
行うようにスイッチング駆動信号を出力する。

【００３９】また、平滑コンデンサＣｉの充電電圧を検
出するＶAC検出回路２Ｄによって、交流入力電圧ＶACが
１５０Ｖ以上と検出された際には、このＶAC検出回路２
Ｄの制御によってスイッチング素子Ｑ43はオフ、Ｑ44は
オンの状態とすれば、ハーフブリッジ結合電流共振形コ
ンバータ動作となる。すなわちフルブリッジ、ハーフブ
リッジ結合切替方式とされてワイドレンジ対応を可能と
している。

【００４０】力率改善回路２３では、電流共振形コンバ
ータがフルブリッジ結合式の回路形態を採っていること
に対応して、磁気結合トランスＭＣＴを備えてその磁気
結合作用によって直列共振回路に供給されるスイッチン
グ出力を整流電流経路に帰還するようにされる。この力
率改善回路２３においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正
極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に、フィ
ルタチョークコイルＬＮ −高速リカバリ型ダイオード
Ｄ１ −巻線ＮRが直列接続されて挿入される。フィルタ
コンデンサＣＮ は、フィルタチョークコイルＬＮ −巻
線ＮRの直列接続回路に対して並列に設けられている
が、このような接続形態によってもフィルタチョークコ
イルＬＮ と共にローパスフィルタを形成する。

【００４１】磁気結合トランスはＭＣＴは、コアに対し
て巻線ＮR及び巻線Ｎ30を磁気的に密結合するようにし
て巻装して形成される。巻線Ｎ30の一端はスイッチング
素子Ｑ41，Ｑ42の接続点に対して接続され、他端は直列
共振コンデンサＣ100を介してスイッチング素子Ｑ43，
Ｑ44の接続点と接続される。またこの接続点は直列共振
コンデンサＣ1を介して一次巻線Ｎ1の一端と接続され
る。この接続形態により、スイッチング素子Ｑ41〜Ｑ44
のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ１側の直列共振回路
に供給されるようにされると共に、この直列共振回路に
対して直列に接続される巻線Ｎ30に対してもスイッチン
グ出力が得られることになる。

【００４２】このようにして形成される力率改善回路２
３では、巻線Ｎ30に得られるスイッチング出力が、磁気
結合トランスＭＣＴの磁気結合作用を介することによっ
て、巻線ＬRに伝送される。これにより、巻線ＮRにはス
イッチング周期の電圧（スイッチング電圧）が発生する
が、巻線ＮRは整流電流経路に挿入されていることか
ら、整流出力電圧に対してスイッチング電圧を重畳する
ように動作する。そして、このスイッチング出力電圧の
重畳分によって高速リカバリ型ダイオードＤ1が整流電
流をスイッチング周期で断続するように動作し、交流入
力電流の導通角の拡大が図られて力率が改善されること
になる。

【００４３】図１８に、この図１７の電源回路について
の力率ＰＦ−交流入力電圧ＶAC特性を示す。この図１７
から分かるように、この電源回路の場合、負荷電力ＰＯ
＝１９２Ｗ〜８４Ｗの変動に対して規制値をクリアする
力率ＰＦが得られる。ところが、回路構成が複雑とな
り、構成部品点数が増加し、プリント基板マウント面積
が拡大するという欠点がある。

【００４４】

【発明が解決しようとする課題】以上の図９〜図１８に
よって各種の電源回路例をあげたが、これら従来の電源
回路の問題点をまとめると、以下のようになる。

【００４５】・ハーフブリッジ結合電流共振形コンバー
タの直列共振回路と並列にＬＣの直列共振回路を設けて
電力帰還方式力率改善回路と組み合わせる場合、２組の
スイッチング素子のスイッチング電流が増加し電力変換
効率が低下する。また、高調波歪規制を満足する負荷電
力は１１３Ｗ〜４７Ｗ程度である。・ハーフブリッジ結
合電流共振形コンバータの交流入力電圧整流切替方式の
場合、最大負荷電力は２５０Ｗ程度に向上するが、ＡＣ
ラインに構成部品が接続されており安全規格承認品の選
定が必要であり、ＡＣ２００Ｖ系時に瞬間停電や外乱ノ
イズによる整流方式切り替え回路の誤動作対策が必要で
ある。・フルブリッジ結合電流共振形コンバータをＡＣ
１００Ｖ系、ハーフブリッジ結合電流共振形コンバータ
をＡＣ２００Ｖ系で動作するフルブリッジ、ハーフブリ
ッジ切替方式の場合、スイッチ素子のドライブ段が２組
となり回路構成が複雑である。したがって、構成部品点
数が多く基板面積が増加する。

【００４６】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち本発明のスイッチング電源回路は、商用交流
電源を入力して整流平滑電圧を生成して、直流入力電圧
として出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の
結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側
出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバー
タトランスと、上記直流入力電圧をプッシュプル動作に
より断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に
出力するようにされた第１及び第２のスイッチング手段
と、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻線
を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデ
ンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記第１
及び第２のスイッチング手段の動作を電圧共振形とする
第１及び第２の一次側共振回路と、整流電流経路に挿入
されるとともに、上記第１の一次側共振回路における上
記一次側並列共振コンデンサを介して帰還され、この帰
還されたスイッチング出力に基づいて整流電流を断続す
ることにより力率を改善する力率改善手段と、商用交流
電源電圧に応じて上記第２のスイッチング手段の動作を
停止させることで上記第１のスイッチング手段の動作に
より上記直流入力電圧がシングルエンド動作で断続され
て上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力される
ようにすることのできるスイッチング動作切換手段と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
タンス成分と二次側共振コンデンサのキャパシタンスと
によって二次側において形成される二次側共振回路と、
上記二次側共振回路を含んで形成され上記絶縁コンバー
タトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整
流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構
成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力
電圧のレベルに応じて二次側直流出力電圧に対する定電
圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備
えるようにする。

【００４７】また上記力率改善手段には、整流電流を断
続するための高速リカバリ型ダイオードとコンデンサが
並列に接続されているとともに、上記第１の一次側共振
回路の上記一次側並列共振コンデンサが、上記高速リカ
バリ型ダイオードと上記コンデンサの接続点に接続され
るようにする。或いは、上記力率改善手段には、整流電
流を断続するための高速リカバリ型ダイオードとインダ
クタンスが直列接続されて配されているとともに、上記
第１の一次側共振回路の上記一次側並列共振コンデンサ
が、上記高速リカバリ型ダイオードとインダクタンスの
接続点に接続されるようにする。

【００４８】また、上記第１の一次側共振回路の上記一
次側並列共振コンデンサは、第１及び第２のコンデンサ
の直列接続により形成され、上記第１のスイッチング手
段のスイッチング出力が、上記第１及び第２のコンデン
サの接続点を介して上記力率改善手段に帰還されるよう
にする。

【００４９】上記構成によれば、プッシュプル形のスイ
ッチング周波数制御方式複合共振形コンバータといわれ
る電源回路に備えられる力率改善回路に対して、一次側
共振回路に得られるスイッチング出力電圧が静電結合方
式もしくは磁気結合方式により帰還されることになると
ともに、上記スイッチング動作切換手段により、例えば
ＡＣ電圧が１５０Ｖ以上の場合に、シングルエンド動作
に切り換えることで、広範囲入力電圧対応となり、かつ
ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系で力率が一定に保持で
きる。

【００５０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図１のスイッチング電源回路は、２石のスイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2 を備えて、いわゆるプッシュプル方式
で自励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コン
バータを備えて構成される。そしてその電圧共振形コン
バータに対して力率改善回路１０が設けられる。

【００５１】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、この整流平
滑回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流
制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平
滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにして
いる。

【００５２】また、この図に示す電源回路としては、後
述する２組のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をプッシュプル
動作によりスイッチング駆動すると共に、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数を可変制御するため
に、直交型ドライブトランスＰＲＴが設けられる。直交
型ドライブトランスＰＲＴの構造としては、例えば４本
の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚
の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そ
して、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同
じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB1，ＮB2を巻装
し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線Ｎ
B1，ＮB2に対して直交する方向に巻装することで可飽和
リアクトルとして構成される。

【００５３】この場合、検出巻線ＮDの一端は、一次巻
線Ｎ1AとチョークコイルＣＨ（インダクタンスＬｃ）と
を介して平滑コンデンサＣｉの正極に接続されるととも
に、他端はスイッチング素子Ｑ１のコレクタに接続され
る。

【００５４】また、駆動巻線ＮB1,ＮB2は、１つの巻線
をアースに対してセンタータップさせて２分割すること
で形成されている。駆動巻線ＮB1の端部は、共振コンデ
ンサＣB1とベース電流制限抵抗ＲB1の直列接続を介して
スイッチング素子Ｑ1のベースに接続される。また、駆
動巻線ＮB2の端部は、共振コンデンサＣB2とベース電流
制限抵抗ＲB2を介してスイッチング素子Ｑ2のベースに
接続される。つまり、駆動巻線ＮB1と共振コンデンサＣ
B1とベース電流制限抵抗ＲB1によりスイッチング素子Ｑ
1のための自励発振駆動回路を形成し、駆動巻線ＮB2と
共振コンデンサＣB2とベース電流制限抵抗ＲB2によりス
イッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成す
る。検出巻線ＮDでは、後述するスイッチング動作によ
ってスイッチング出力に応じた交番電圧が検出される。
駆動巻線ＮB1,ＮB2では、上記共振電流検出巻線ＮDによ
り検出されたスイッチング出力に応じて、互いに１８０
°位相が異なる逆極性の交番電圧が得られるようになっ
ている。

【００５５】そしてこの電源回路では、プッシュプル動
作のために２本のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2が備えられ
る。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、高耐圧
のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジス
タ）が採用されている。

【００５６】スイッチング素子Ｑ1には、上記駆動回路
（駆動巻線ＮB1、ベース電流制限抵抗ＲB1、共振コンデ
ンサＣB1）、及びクランプダイオードＤD1、並列共振コ
ンデンサＣｒ1が図のように接続され、スイッチング素
子Ｑ2には、駆動回路（駆動巻線ＮB2、ベース電流制限
抵抗ＲB2、共振コンデンサＣB2）、及びクランプダイオ
ードＤD2、並列共振コンデンサＣｒ2が図のように接続
される。

【００５７】なお、スイッチング素子Ｑ2のベースに対
しては、スイッチＳを介して、上記駆動回路（駆動巻線
ＮB2、ベース電流制限抵抗ＲB2、共振コンデンサＣB2）
及びクランプダイオードＤD2が接続されるものとなって
いるが、このスイッチＳは後述する電磁リレーＲＹによ
り開閉される。スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2によりプッシ
ュプル動作が行われるのはスイッチＳがオンとされてい
る場合であり、ここでは、スイッチＳがオンとされてい
る場合として説明をしている。スイッチＳがオフとされ
ることで、この電源回路はプッシュプル動作からシング
ルエンド動作に切り替わるわけであるが、これについて
は後述する。

【００５８】クランプダイオードＤD1，ＤD2は、それぞ
れスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベース−コレクタ間に対
して並列に接続される。また並列共振コンデンサＣｒ２
はスイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対し
て接続される。但し、他方の並列共振コンデンサＣｒ１
はスイッチング素子Ｑ１のコレクタと、力率改善回路１
０における高速リカバリ型ダイオードのアノード側の間
に配されている。また、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のエ
ミッタは一次側アースに接続される。

【００５９】また、起動抵抗Ｒｓは平滑コンデンサＣｉ
の正極とスイッチング素子Ｑ１間に対して接続されるよ
うになっている。この起動抵抗Ｒｓは、起動時におい
て、スイッチング動作を起動させるための起動電流をス
イッチング素子Ｑ１に対して供給するために挿入される
ものである。

【００６０】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送
する絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（Ｎ1A，Ｎ1B） と、二
次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そ
して、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成
するようにしている。これによって、所要の結合係数に
よる疎結合が得られるようにしている。ギャップＧは、
Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よ
りも短く形成することで形成することが出来る。また、
結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合
の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得ら
れにくいようにしている。

【００６１】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
における一次側巻線は、一次巻線Ｎ1A，Ｎ1Bに分割され
ている。一次巻線Ｎ1Aの一端は検出巻線ＮDを介してス
イッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端はチョ
ークコイルＣＨのインダクタンス巻線Ｌｃの直列接続を
介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続される。一次巻
線Ｎ1Bの一端は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタに対
して接続され、他端はチョークコイルＣＨのインダクタ
ンス巻線Ｌｃの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの
正極と接続される。

【００６２】この場合、上記した並列共振コンデンサＣ
ｒ1は、一次巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1
A）とインダクタンス巻線Ｌｃとの合成インダクタンス
（Ｌ1A＋Ｌｃ）とによってスイッチング素子Ｑ1を電圧
共振形の動作とするための並列共振回路を形成する。同
様にして、並列共振コンデンサＣｒ2は、一次巻線Ｎ1B
の漏洩インダクタンス成分（Ｌ1B）とインダクタンス巻
線Ｌｃとの合成インダクタンス（Ｌ1B＋Ｌｃ）とによっ
てスイッチング素子Ｑ2を電圧共振形の動作とするため
の並列共振回路を形成する。

【００６３】このような一次側の構成では、駆動巻線Ｎ
B1，駆動巻線ＮB2において互いに逆極性の交番電圧が得
られることで、駆動巻線ＮB1を備える自励発振駆動回路
と、駆動巻線ＮB2を備える自励発振駆動回路のそれぞれ
によって、互いに逆極性の交番電流としての駆動電流
（ベース電流）が、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の各ベー
スに流される。これによって、スイッチング素子Ｑ1、
Ｑ2は、自励発振駆動回路の定数により決定されるスイ
ッチング周波数により交互にオン／オフを行う動作が得
られる。即ち、電圧共振形で、かつ、プッシュプルによ
るスイッチング動作が得られる。スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング出力は、検出巻線ＮDを介して一次巻線
Ｎ1Aに供給され、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング
出力は一次巻線Ｎ1Bに供給される。そして、チョークコ
イルＣＨのインダクタンス巻線Ｌｃを介して平滑コンデ
ンサＣｉに流れる。このようにしてプッシュプル動作を
行う電圧共振形コンバータを設けることで、例えば、２
００Ｗ以上の最大負荷電力に対応することが可能とな
る。

【００６４】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００６５】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このよう
に一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作
する構成のスイッチングコンバータについては、「複合
共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００６６】この場合、上記のようにして形成される二
次側の並列共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対して
タップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO
3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直
流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力さ
れる。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出
電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動
作電源として利用する。

【００６７】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより、後述のように定電圧制御
を行う。

【００６８】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1、ＤO2、ＤO3、ＤO4）
の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互イ
ンダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる
場合とがある。例えば、図３（ａ）に示す接続形態を採
る場合に相互インダクタンスは＋Ｍ（加極性：フォワー
ド方式）となり、図３（ｂ）に示す接続形態を採る場合
に相互インダクタンスは−Ｍ（減極性：フライバック方
式）となる。これを、図１に示す電源回路の二次側の動
作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる
交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1（ＤO3）
に整流電流が流れる動作は、＋Ｍの動作モード（フォワ
ード方式）とみることができ、逆に、二次巻線Ｎ2 に得
られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2
（ＤO4）に整流電流が流れる動作は、−Ｍの動作モード
（フライバック方式）であるとみることができる。即
ち、この電源回路では、二次巻線に得られる交番電圧が
正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍ
のモードで動作することになる。

【００６９】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB1、ＮB2のインダ
クタンスＬB1、ＬB2を可変制御する。これにより、駆動
巻線ＮB1、ＮB2のインダクタンスＬB1、ＬB2を含んで形
成されるスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のための自励発振駆
動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これ
は、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング周波数を
可変する動作となるが、この動作によって二次側直流出
力電圧を安定化する作用を有する。

【００７０】続いて、力率改善回路１０の構成について
説明する。力率改善回路１０においては、ブリッジ整流
回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端
子間に対して、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ１が直列接続されて挿入される。フィルタコ
ンデンサＣNはチョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ１の直列接続回路に対して並列に設けられる
ことで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのロ
ーパスフィルタを形成している。

【００７１】また、並列共振コンデンサＣ３は、高速リ
カバリ型ダイオードＤ1に対して並列に設けられる。こ
こでは詳しい説明は省略するが、例えば 並列共振コン
デンサＣ３は例えばチョークコイルＬｓ等と共に並列共
振回路を形成するようにされる。これにより、負荷が軽
くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用
を有するものである。また、力率改善回路１０に対して
は、チョークコイルＬｓと、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1のアノードと、並列共振コンデンサＣ３との接続点
に対して、上述した並列共振コンデンサＣｒ１が接続さ
れて、スイッチング素子Ｑ１側の一次側並列共振回路に
得られるスイッチング出力（電圧共振パルス電圧）が帰
還されるようにしている。

【００７２】このような力率改善回路１０による力率改
善動作は、基本的には次のようになる。この図に示す力
率改善回路１０の構成では、スイッチング素子Ｑ１側の
一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力を並列
共振コンデンサＣｒ１の静電容量結合を介して、整流電
流経路に帰還することになる。

【００７３】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電
圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の
交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が
得られることになり、この断続作用により見掛け上のチ
ョークコイルＬｓのインダクタンスも上昇することにな
る。また、並列共振コンデンサＣ３にはスイッチング周
期の電流が流れることでその両端に電圧が発生するが、
整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この並列共振コンデンサ
Ｃ３の両端電圧だけ引き下げられることになる。これに
より、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端
電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへ
の充電電流が流れるようにされる。この結果、交流入力
電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くよう
にされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率
改善が図られることになる。

【００７４】そして上述したように、並列共振コンデン
サＣｒ１は、力率改善回路１０の高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1のアノードに接続されている。これは、並列共
振コンデンサＣｒ１と並列共振コンデンサＣ３が直列接
続された状態となり、つまり並列共振コンデンサＣｒ１
の両端電圧としてあらわれる、電圧共振パルス電圧が、
並列共振コンデンサＣｒ１と並列共振コンデンサＣ３の
静電容量比によって分圧される。そして高速リカバリ型
ダイオードＤ1と並列接続されている並列共振コンデン
サＣ３を介して、平滑コンデンサＣｉに電圧帰還される
電圧帰還方式としての回路系が形成されている。

【００７５】並列共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の静電
容量は、Ｃｒ１＞Ｃｒ２であり、また並列共振コンデン
サＣ３の静電容量はＣｒ１よりも十分に大きいものとさ
れている。特にコンデンサＣ３の静電容量を増加させる
と力率ＰＦは向上することになる。即ち、交流入力電圧
ＶACが高い期間では、スイッチング周波数ｆｓは高く制
御され、また交流入力電圧ＶACが低い期間では、スイッ
チング周波数ｆｓは低く制御されるため、交流入力電圧
ＶACのピーク値近辺では、電圧共振パルス電圧は力率改
善回路１０に帰還されず、交流電源ＡＣからの交流入力
電流ＩACは、ブリッジ整流回路Ｄｉ→チョークコイルＬ
ｓ→高速リカバリ型ダイオードＤ1を介して平滑コンデ
ンサＣｉに充電される。そして交流入力電圧ＶACが低く
なるに伴って、電圧共振パルス電圧の力率改善回路１０
への帰還量が増加する。なおスイッチング素子Ｑ１、Ｑ
２の各コレクタに発生する電圧共振パルス電圧のピーク
値とオフ次のパルス幅は同等である。

【００７６】ここでさらに本例では、図示するようにリ
レー駆動回路４、電磁リレーＲＹ、及びスイッチＳによ
るスイッチング動作切換回路が設けられる。上述したよ
うにスイッチＳは、スイッチング素子Ｑ２のベースを断
接するように配され、つまりスイッチＳによりスイッチ
ング素子Ｑ２が動作状態と非動作状態に切り換えられ
る。そしてスイッチング素子Ｑ２が動作状態とされるこ
とで、上記したようなプッシュプル動作が実行される
が、スイッチング素子Ｑ２が非動作状態とされること
で、スイッチング素子Ｑ１のみによるシングルエンド動
作に切り換えられることになる。

【００７７】スイッチＳは、電磁リレーＲＹによりオン
／オフ制御される。電磁リレーＲＹは、リレー駆動回路
４によって駆動される。リレー駆動回路４は、抵抗Ｒ１
〜Ｒ５、サイリスタＱ11、ツェナーダイオードＺＤ、コ
ンデンサＣ５、トランジスタＱ10、ダイオードＤ５が図
のように接続されて構成される。このリレー駆動回路４
においては、平滑コンデンサＣｉの正極と一次側アース
間に対して抵抗Ｒ１、Ｒ２が直列に接続される。そして
この抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点とサイリスタＱ11間にツェ
ナーダイオードＺＤが挿入される。この場合、平滑コン
デンサＣｉにあらわれる整流平滑電圧がＡＣ１５０Ｖ以
上の場合に、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧される電圧値によっ
てツェナーダイオードＺＤが導通するように、上記各部
品が選定されているものとされる。つまり、上記各部品
によって交流入力電圧レベルがＡＣ１５０Ｖ以上か否か
を検出する電圧検出回路が形成される。またトランジス
タＱ10は電磁リレーＲＹを駆動する。電磁リレーＲＹに
対しては逆方向電流を流すための保護用ダイオードＤ５
が並列に接続されている。

【００７８】またリレー駆動回路４が動作するための動
作電源としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対し
て３次巻線Ｎ５を巻装し、この３次巻線Ｎ５に励起され
た交番電圧を、整流ダイオードＤ６とコンデンサＣ６か
ら成る半波整流回路によって整流して得られる直流電圧
が利用される。

【００７９】このようなリレー駆動回路４によって、例
えばＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以下の交流入力
電圧ＶACが供給されている場合、ツェナーダイオードＺ
Ｄは導通しないことから、トランジスタＱ10ではベース
電流が抵抗Ｒ３を介して流れるようにされてオン状態と
なる。これにより電磁リレーＲＹには、エミッタ電流が
導通する。そして、電磁リレーＲＹの励磁作用によって
スイッチＳはオン状態とされることになる。これによ
り、上記したようにスイッチング素子Ｑ２は動作状態と
なる。

【００８０】一方、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ
以上の交流入力電圧ＶACが供給されている場合では、ツ
ェナーダイオードＺＤが導通しサイリスタＱ11がオンと
なることにより、トランジスタＱ10はオフとなる。この
ため、トランジスタＱ10のエミッタ電流は電磁リレーＲ
Ｙを流れなくなり、スイッチＳはオフ状態とされること
になる。つまりスイッチング素子Ｑ２は非動作状態とな
る。そしてスイッチング素子Ｑ２が非動作状態となるこ
とで、このスイッチング電源回路は、スイッチング素子
Ｑ１によるスイッチング動作のみのシングルエンド動作
が行われることになる。

【００８１】図４（ａ）は、このようなスイッチング電
源回路における、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の交流
入力電流ＩACの、最大負荷電力時及び最小負荷電力時の
動作波形を示しており、また図４（ｂ）は、交流入力電
圧ＶAC＝２３０Ｖ時の交流入力電流ＩACの、最大負荷電
力時及び最小負荷電力時の動作波形を示している。

【００８２】本例のスイッチング電源回路について、フ
ィルタコンデンサＣN＝１μＦ、チョークコイルＬS＝６
８μＨ、並列共振コンデンサＣｒ１＝５６００ｐＦ、並
列共振コンデンサＣｒ２＝４７００ｐＦ、並列共振コン
デンサＣ３＝０．０３３μＦに設定し、最大負荷電力Ｐ
Ｏmax＝２５０Ｗ、最小負荷電力ＰＯmin＝０Ｗの範囲
で、さらに交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜２８８Ｖの範囲
という入出力条件下で実験した。その結果、図５、図６
に示す特性が得られた。図５は負荷電力ＰＯ＝０Ｗ〜２
５０Ｗという負荷変動に対する力率ＰＦの特性を示し、
また図６は交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜２８０Ｖの範囲
の変動に対する力率ＰＦの特性を示している。なお図６
に破線で示した１５０Ｖ近辺は、プッシュプル動作とシ
ングルエンド動作が切り替わる境界となる。

【００８３】図５、図６から分かるように、本例のスイ
ッチング電源回路では、負荷電力ＰＯの２５０Ｗ〜５０
Ｗという負荷変動に対して、力率ＰＦは０．８９〜０．
７８の変化であり、また交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜２
８０Ｖの範囲に変動に対しても、負荷電力ＰＯ＝２５０
Ｗ〜５０Ｗの各条件下で、十分な力率（ＰＦ＝０．７８
以上）が得られた。

【００８４】すなわち本例によれば、従来の電力帰還方
式に比較して、負荷電力ＰＯ及び交流入力電圧ＶACの変
化に対して力率ＰＦが非常に安定したものとなる。また
負荷電力ＰＯの変動範囲も大幅に拡大されている。この
ように交流入力電圧、負荷の変動に対しても高力率を維
持できることで、交流入力電圧や負荷条件が指定される
テレビジョン受像機などに限定されず、例えば負荷条件
が変動する事務機器やパーソナルコンピュータなどの事
務機器に対して本実施の形態の電源回路を搭載すること
が実用上充分に可能となるものである。またプッシュプ
ル動作／シングルエンド動作の切換のための交流入力電
圧ＶACの検出は、平滑コンデンサＣｉの正極にあらわれ
る直流入力電圧から行っているため、瞬時停電や外乱の
ノイズによる誤検出はなく、従ってプッシュプル動作／
シングルエンド動作の切換の誤動作のない信頼性の高い
ものとなる。

【００８５】続いて図７により本発明の第２の実施の形
態を説明する。この図７は、本発明の第２の実施の形態
としての電源回路の構成を示す回路図である。なお、こ
の図において図１と同一部分には同一符号を付して説明
を省略する。

【００８６】この図７に示す電源回路も、図１と同様に
２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて、いわゆるプ
ッシュプル方式で自励式によりスイッチング動作を行う
電圧共振形コンバータを備えて構成される。そしてさら
に、図１と同様に、リレー駆動回路４、電磁リレーＲ
Ｙ、スイッチＳによるスイッチング動作切換回路の動作
により、スイッチング素子Ｑ２が動作状態と非動作状態
に切り換えられ、これによってスイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2によるプッシュプル動作と、スイッチング素子Ｑ１
のみによるシングルエンド動作が切り換えられる。

【００８７】この図７の場合は、スイッチング素子Ｑ１
のエミッタ・コレクタ間には、コンデンサＣｒ１１、Ｃ
ｒ１２が直列接続され、この直列接続されたコンデンサ
Ｃｒ１１、Ｃｒ１２が並列共振コンデンサとして機能す
る。

【００８８】またこの図に示す力率改善回路１１におい
ては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コン
デンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコ
イルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコ
イルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデ
ンサＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側
と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入される
ことで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモ
ードのローパスフィルタを形成している。

【００８９】そしてこの力率改善回路１１に対しては、
高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコ
イルＬSの接続点に対して、上述した並列共振コンデン
サを構成する直列接続されたコンデンサＣｒ１１、Ｃｒ
１２の接続点が接続されて、一次側並列共振回路に得ら
れるスイッチング出力（電圧共振パルス電圧）が帰還さ
れるようにしている。

【００９０】このような力率改善回路１１による力率改
善動作は、基本的には次のようになる。この図に示す力
率改善回路１１の構成では、一次側並列共振回路に供給
されたスイッチング出力をチョークコイルＬS 自体が有
するとされる誘導性リアクタンス（磁気結合）を介して
整流電流経路に帰還するようにされる。

【００９１】上記のようにして帰還されたスイッチング
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルＬN，チョークコイルＬS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。

【００９２】ここで本例では、上述したように並列共振
コンデンサは、コンデンサＣｒ１１、Ｃｒ１２の直列接
続により形成されており、コンデンサＣｒ１１、Ｃｒ１
２の接続点が力率改善回路１１の高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1のカソードに接続されている。従って、共振コ
ンデンサ（Ｃｒ１１、Ｃｒ１２）の両端電圧としてあら
われる電圧共振パルス電圧が、コンデンサＣｒ１１、Ｃ
ｒ１２の静電容量比によって分圧され、高速リカバリ型
ダイオードＤ1とチョークコイルＬSの接続点に帰還され
る電圧帰還方式としての回路系が形成されている。

【００９３】コンデンサＣｒ１１、Ｃｒ１２の静電容量
は、Ｃｒ１１＜Ｃｒ１２とされており、特にコンデンサ
Ｃｒ１２の静電容量を増加させると力率ＰＦは向上する
ことになる。即ち、交流入力電圧ＶACが高い期間では、
スイッチング周波数ｆｓは高く制御され、また交流入力
電圧ＶACが低い期間では、スイッチング周波数ｆｓは低
く制御されるため、交流入力電圧ＶACのピーク値近辺で
は、電圧共振パルス電圧は力率改善回路１１に帰還され
ず、交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩACは、ブリッジ
整流回路Ｄｉ→フィルタチョークコイルＬN→高速リカ
バリ型ダイオードＤ1→チョークコイルＬSを介して平滑
コンデンサＣｉに充電される。そして交流入力電圧ＶAC
が低くなるに伴って、電圧共振パルス電圧の力率改善回
路１１への帰還量が増加する。

【００９４】このような電源回路においても、図１で説
明した例と同様に、交流入力電圧、負荷の変動に対して
も高力率を維持できる。

【００９５】ところで、この図７に示す電源回路の二次
側においては、二次巻線Ｎ2の一端は二次側アースに接
続され、他端は直列共振コンデンサＣｓの直列接続を介
して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤ
O2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオ
ードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続
され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに
対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次
側アースに対して接続される。

【００９６】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑
コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧半波整流回路が設
けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓ
は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩インダ
クタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2の
オン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。即
ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチン
グ動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には、倍電圧半波整流動作を得るための直列
共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバー
タの構成を採る。

【００９７】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ，
整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組
による倍電圧半波整流動作としては次のようになる。一
次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にスイッチ
ング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻
線Ｎ2に励起される。倍電圧整流回路は、この二次巻線
Ｎ2に得られた交番電圧を入力して整流動作を行う。こ
の場合まず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダ
イオードＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2との極性（相互インダクタンスＭ）が−
Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2の漏洩
インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓによる直列共
振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整
流電流を直列共振コンデンサＣｓに対して充電する動作
が得られる。

【００９８】そして、整流ダイオードＤO2がオフとな
り、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う
期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性
（相互インダクタンスＭ）が＋Ｍとなる加極性モードと
なり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデ
ンサＣｓの電位が加わるという直列共振が生じる状態で
平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作とな
る。上記のように絶縁コンバータトランスＰＩＴが加極
性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−
Ｍ；フライバック動作）を交互に繰り返すことで、平滑
コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2の誘起電圧の
ほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1（整流平滑電圧）
が得られる。このように倍電圧半波整流を行うことで二
次側直流出力電圧Ｅo1を得るようにしている。

【００９９】なお本例では、二次巻線Ｎ2とは独立して
二次巻線Ｎ2Aを巻装し、この二次巻線Ｎ2Aに対してはセ
ンタータップをアースに接地したうえで、整流ダイオー
ドＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2からなる全波整流
回路が接続されることで、直流出力電圧ＥO2を生成する
ようにしている。

【０１００】続いて図８により本発明の第３の実施の形
態を説明する。なお、この図８において図１、図７と同
一部分には同一符号を付して説明を省略する。

【０１０１】この図８に示す電源回路は、一次側に備え
られる電圧共振形コンバータは他励式の構成を採ってお
り、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ2
1、Ｑ22が備えられる。すなわちプッシュプル方式で他
励式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバー
タを備えている。また図１、図７におけるリレー駆動回
路４と概略同様の構成とされるスイッチング動作切換回
路４Ａが設けられる。このスイッチング動作切換回路４
Ａは抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４、サイリスタＱ11、ツェナー
ダイオードＺＤ、コンデンサＣ５が図のように接続され
て構成される。そしてこのスイッチング動作切換回路４
Ａの動作により、スイッチング素子Ｑ22が動作状態と非
動作状態に切り換えられ、これによってスイッチング素
子Ｑ21，Ｑ22によるプッシュプル動作と、スイッチング
素子Ｑ21のみによるシングルエンド動作が切り換えられ
る。

【０１０２】なお、この場合は、スイッチング動作切換
回路４ＡにおけるサイリスタＱ11がオンとなることでス
イッチング素子Ｑ22のゲート電圧が１次側アース電位と
なり、スイッチング素子Ｑ22が非動作状態となるため、
図１、図７のような電磁リレーＲＹ、スイッチＳは不要
となる。すなわちこの図８の電源回路の場合は、ＡＣ１
００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以下の交流入力電圧ＶACが
供給されている場合は、ツェナーダイオードＺＤ、サイ
リスタＱ11が導通しないことから、スイッチング素子Ｑ
22の動作状態となり、スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22によ
るプッシュプル動作が行われる。そしてＡＣ２００Ｖ系
としてＡＣ１５０Ｖ以上の交流入力電圧ＶACが供給され
ている場合では、ツェナーダイオードＺＤが導通しサイ
リスタＱ11がオンとなることにより、スイッチング素子
Ｑ22が非動作状態となることで、スイッチング素子Ｑ21
によるスイッチング動作のみのシングルエンド動作が行
われることになる。

【０１０３】この図８の電源回路において、スイッチン
グ素子Ｑ21のドレインは、一次巻線Ｎ1A、チョークコイ
ルＣＨを介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、
ソースは一次側アースに接続されている。また並列共振
コンデンサＣｒ１は、スイッチング素子Ｑ21のドレイン
・ソース間に接続されているとともに、この並列共振コ
ンデンサＣｒ１に直列に並列共振コンデンサＣｒ20が接
続されている。さらにスイッチング素子Ｑ21のドレイン
−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD1が並列
に接続されている。またこの場合、スイッチング素子Ｑ
21のドレインは、並列共振コンデンサＣｒ20を介して、
力率改善回路１０における高速リカバリ型ダイオードＤ
1と、チョークコイルＬSとの接続点に接続されている。
なお、並列共振コンデンサＣｒ１の静電容量は、並列共
振コンデンサＣｒ20に比べて十分に大きいものとされ
て、力率改善回路１０に対して電圧帰還方式とされる。

【０１０４】スイッチング素子Ｑ22のドレインは、一次
巻線Ｎ1B、チョークコイルＣＨを介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極と接続され、ソースは一次側アースに接続さ
れている。また並列共振コンデンサＣｒ２は、スイッチ
ング素子Ｑ22のドレイン・ソース間に接続されている。
さらにスイッチング素子Ｑ22のドレイン−ソース間に対
しては、クランプダイオードＤD2が並列に接続されてい
る。

【０１０５】上記スイッチング素子Ｑ21、Ｑ22は、発振
・ドライブ回路２によって、先に図１にて説明したプッ
シュプル方式のスイッチング動作が得られるようにスイ
ッチング駆動される。制御回路１では二次側直流出力電
圧Ｅ01の変動に応じて変動したレベルの電流又は電圧を
発振・ドライブ回路２に対して供給する。発振・ドライ
ブ回路２では、二次側直流出力電圧Ｅ01の安定化が図ら
れるように、制御回路１からの出力レベルに応じて、そ
の周期が可変されたスイッチング駆動信号（電圧）をス
イッチング素子Ｑ21及びＱ22のゲートに対して出力す
る。

【０１０６】この場合、起動回路３に対しては、平滑コ
ンデンサＣｉに得られる整流平滑電圧Ｅｉが動作電源と
して供給されており、また、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴに追加的に巻装された巻線Ｎ4に得られた起動時の
電圧によって、起動回路３は、発振・ドライブ回路２を
起動させるための動作を実行するようにされている。

【０１０７】また力率改善回路１０については、上述し
たように、スイッチング素子Ｑ21のドレインが、並列共
振コンデンサＣｒ20を介して、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1とチョークコイルＬSとの接続点に接続されている
ことで、スイッチング素子Ｑ21側の一次側並列共振回路
に得られるスイッチング出力（電圧共振パルス電圧）が
静電結合方式で帰還されるようにしている。

【０１０８】このような構成によっても、図１、図７で
説明した例と同様に、交流入力電圧、負荷の変動に対し
ても高力率を維持できる。

【０１０９】ところで、この図８の電源回路の二次側と
しては、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデン
サＣ2 が備えられることで二次側並列共振回路が形成さ
れるものとしたうえで、二次側巻線Ｎ2に対してはブリ
ッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る整流
平滑回路が備えられることで、二次側出力電圧ＥO1を得
るようにしている。つまり、この構成では二次側におい
てブリッジ整流回路ＤBRによって全波整流動作を得てい
る。

【０１１０】なお、この場合には、二次側において、上
記二次巻線Ｎ2とは独立して、もう１つの二次巻線Ｎ2A
を巻装してセンタータップを施した上で、整流ダイオー
ドＤO3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO2を図のように接続
することで、全波整流動作によって二次側出力電圧ＥO2
を得るようにしている。但し、二次巻線Ｎ2Aに対して
は、並列共振コンデンサは設けられない。

【０１１１】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。例えば
本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、二次側直列共振回路を利用した４倍電圧整流回路を
備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本
実施の形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施
の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成と
して特に限定されるものではない。

【０１１２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、プッシュ
プル形のスイッチング周波数制御方式複合共振形コンバ
ータといわれる電源回路に備えられる力率改善回路に対
して、一次側共振回路に得られるスイッチング出力電圧
が静電結合方式もしくは磁気結合方式により帰還すると
ともに、スイッチング動作切換手段により交流入力電圧
に応じてプッシュプル動作とシングルエンド動作を切り
換えるようにしている。これにより広範囲入力電圧対応
となり、また交流入力電圧や負荷電力の変動に対して広
範囲に渡って十分な力率が保持されるという効果があ
る。例えばＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系共用で負荷電力
が２００Ｗ以上の重負荷時に、２５０Ｗ〜５０Ｗの広範
囲の負荷変動に対して、高調波歪み規制値を満足するた
め、負荷変動が大きい事務機器、情報機器用の力率改善
電源回路として好適なものとなる。

【０１１３】また、直流出力電圧の５０Ｈｚリップル電
圧成分の増加が少ないため、特別なリップル対策を必要
とせず、これにより、制御回路のゲイン向上や電解コン
デンサの容量増加等は不要であるという利点がある。

【０１１４】さらに電源回路として対応可能な最大負荷
電力は低下しないため、複合共振形コンバータの再設計
は不要である。また力率改善前より電力変換効率が多少
向上しており、動作波形が電圧、電流ともに正弦波とな
ることで発生ノイズが低レベルであるという効果もあ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す側断面図である。

【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動
作を示す波形図である。

【図５】第１の実施の形態のスイッチング電源回路につ
いての負荷電力と力率との関係を示す特性図である。

【図６】第１の実施の形態のスイッチング電源回路につ
いての交流入力電圧と力率との関係を示す特性図であ
る。

【図７】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図８】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１０】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１１】図９、図１０の電源回路の動作を示す波形図
である。

【図１２】図９、図１０の電源回路の交流入力電圧と力
率との関係を示す特性図である。

【図１３】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１４】図１３の電源回路について負荷電力と力率と
の関係、及びを交流入力電圧と力率との関係を示す特性
図である。

【図１５】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１６】図１５の電源回路について負荷電力と力率と
の関係、及びを交流入力電圧と力率との関係を示す特性
図である。

【図１７】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１８】図１７の電源回路について交流入力電圧と力
率との関係を示す特性図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、４ リレー駆動回路、４Ａ スイッチン
グ動作切換回路、１０，１１ 力率改善回路、Ｄｉ ブ
リッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｄ1高速リカ
バリ型ダイオード、Ｃｒ１，Ｃｒ２ 並列共振コンデン
サ、Ｃ３ 並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振
コンデンサ、Ｃｓ 二次側直列共振コンデンサ、ＰＲＴ
直交型制御トランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトラン
ス、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ21，Ｑ22 スイッチング素子、ＲＹ
電磁リレー、Ｓ スイッチ

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Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
   生成して、直流入力電圧として出力する整流平滑手段
   と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 上記直流入力電圧をプッシュプル動作により断続して上
   記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
   された第１及び第２のスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデン
   サのキャパシタンスとによって形成されて、上記第１及
   び第２のスイッチング手段の動作を電圧共振形とする第
   １及び第２の一次側共振回路と、 整流電流経路に挿入されるとともに、上記第１の一次側
   共振回路における上記一次側並列共振コンデンサを介し
   て帰還され、この帰還されたスイッチング出力に基づい
   て整流電流を断続することにより力率を改善する力率改
   善手段と、 商用交流電源電圧に応じて上記第２のスイッチング手段
   の動作を停止させることで、上記第１のスイッチング手
   段の動作により上記直流入力電圧がシングルエンド動作
   で断続されて上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に
   出力されるようにすることのできるスイッチング動作切
   換手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記力率改善手段には、整流電流を断続
   するための高速リカバリ型ダイオードとコンデンサが並
   列に接続されているとともに、上記第１の一次側共振回
   路の上記一次側並列共振コンデンサが、上記高速リカバ
   リ型ダイオードと上記コンデンサの接続点に接続される
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
   路。
3. 【請求項３】 上記力率改善手段には、整流電流を断続
   するための高速リカバリ型ダイオードとインダクタンス
   が直列接続されて配されているとともに、上記第１の一
   次側共振回路の上記一次側並列共振コンデンサが、上記
   高速リカバリ型ダイオードとインダクタンスの接続点に
   接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
   ング電源回路。
4. 【請求項４】 上記第１の一次側共振回路の上記一次側
   並列共振コンデンサは、第１及び第２のコンデンサの直
   列接続により形成され、上記第１のスイッチング手段の
   スイッチング出力が、上記第１及び第２のコンデンサの
   接続点を介して上記力率改善手段に帰還されることを特
   徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。