JP2001095252A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷、交流入力電圧変動に対して実使用条件
に対応できるだけの力率を維持する。また、リップル成
分の抑制を図る。 【解決手段】 複合共振形コンバータに対して力率改善
回路を備えたスイッチング電源回路として、一次側共振
回路に得られるスイッチング出力が一次側並列共振コン
デンサＣｒを介して静電結合方式により力率改善回路１
０に帰還されるようにする。
に対応できるだけの力率を維持する。また、リップル成
分の抑制を図る。 【解決手段】 複合共振形コンバータに対して力率改善
回路を備えたスイッチング電源回路として、一次側共振
回路に得られるスイッチング出力が一次側並列共振コン
デンサＣｒを介して静電結合方式により力率改善回路１
０に帰還されるようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。
えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
【０００３】図９は、先に本出願人により出願された発
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。この電源回路は自励式による電流共
振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のため
の力率改善回路が設けられた構成とされている。
明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。この電源回路は自励式による電流共
振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のため
の力率改善回路が設けられた構成とされている。
【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備え
られている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整
流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コ
ンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端に
は、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉが得られることになる。また、この整流平滑
回路（Ｄｉ，Ｃｉ）に対しては、その整流電流経路に対
して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電
源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制す
るようにしている。
流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備え
られている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整
流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コ
ンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端に
は、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉが得られることになる。また、この整流平滑
回路（Ｄｉ，Ｃｉ）に対しては、その整流電流経路に対
して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電
源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制す
るようにしている。
【０００５】この図に示す力率改善回路２０において
は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコイ
ルＬN−高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコイ
ルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデン
サＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と
平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されるこ
とで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモー
ドのローパスフィルタを形成している。
は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコイ
ルＬN−高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコイ
ルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデン
サＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と
平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されるこ
とで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモー
ドのローパスフィルタを形成している。
【０００６】また、力率改善回路２０に対しては、高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、後述する一次側の直列共振回路
の端部が接続されて、この直列共振回路に得られるスイ
ッチング出力が帰還されるようにしている。なお、力率
改善回路２０による力率改善動作については後述する。
リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、後述する一次側の直列共振回路
の端部が接続されて、この直列共振回路に得られるスイ
ッチング出力が帰還されるようにしている。なお、力率
改善回路２０による力率改善動作については後述する。
【０００７】この電源回路には、平滑コンデンサＣｉの
両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振
形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハー
フブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極
側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続
されている。これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コ
レクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が
挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
各ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、スイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電流）を
設定する。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベー
ス−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，
ＤD2が挿入される。クランプダイオードＤD1，ＤD2は、
それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされる期間
に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電
流経路を形成する。そして、共振用コンデンサＣB1，Ｃ
B2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ
B1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振
駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のスイッチング周波数を決定する。
両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振
形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハー
フブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極
側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続
されている。これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コ
レクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が
挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
各ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、スイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電流）を
設定する。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベー
ス−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，
ＤD2が挿入される。クランプダイオードＤD1，ＤD2は、
それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされる期間
に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電
流経路を形成する。そして、共振用コンデンサＣB1，Ｃ
B2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ
B1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振
駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のスイッチング周波数を決定する。
【０００８】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線Ｎ
D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ
C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクト
ルとされている。このドライブトランスＰＲＴの駆動巻
線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直
列接続を介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続さ
れ、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続され
る。また、駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると
共に、他端は抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接
続を介してスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されて
いる。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電
圧が発生するように巻装されている。
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線Ｎ
D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ
C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクト
ルとされている。このドライブトランスＰＲＴの駆動巻
線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直
列接続を介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続さ
れ、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続され
る。また、駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると
共に、他端は抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接
続を介してスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されて
いる。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電
圧が発生するように巻装されている。
【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電
流検出巻線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッ
タとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチ
ング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電
流検出巻線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッ
タとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチ
ング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。
【００１０】また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コ
ンデンサＣ1 を介するようにして、力率改善回路２０内
の高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョーク
コイルＬS の接続点に対して接続されている。
ンデンサＣ1 を介するようにして、力率改善回路２０内
の高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョーク
コイルＬS の接続点に対して接続されている。
【００１１】この場合、上記直列共振コンデンサＣ1 及
び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共
振コンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1
（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成
分により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形
とするための一次側直列共振回路を形成している。
び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共
振コンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1
（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成
分により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形
とするための一次側直列共振回路を形成している。
【００１２】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直
流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力さ
れる。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出
電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動
作電源として利用する。
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直
流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力さ
れる。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出
電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動
作電源として利用する。
【００１３】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。
【００１４】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ2に交
番出力を得る。
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ2に交
番出力を得る。
【００１５】また、ドライブトランスＰＲＴによる定電
圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力電
圧レベルや負荷変動等に伴って二次側出力電圧ＥO1 が
上昇するように変動したとすると、前述のように制御巻
線ＮC に流れる制御電流のレベルも二次側出力電圧ＥO1
の上昇に応じて高くなるように制御される。この制御
電流によりドライブトランスＰＲＴに発生する磁束の影
響で、ドライブトランスＰＲＴにおいては飽和状態に近
付く傾向となって、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタン
スを低下させるように作用するが、これにより自励発振
回路の条件が変化してスイッチング周波数は高くなるよ
うに制御される。この電源回路では、直列共振コンデン
サＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列共振回路の共振周波数よ
りも高い周波数領域でスイッチング周波数を設定してい
る（アッパーサイド制御）が、上記のようにしてスイッ
チング周波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数
に対してスイッチング周波数が離れていくことになる。
これにより、スイッチング出力に対する直列共振回路の
共振インピーダンスは高くなる。
圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力電
圧レベルや負荷変動等に伴って二次側出力電圧ＥO1 が
上昇するように変動したとすると、前述のように制御巻
線ＮC に流れる制御電流のレベルも二次側出力電圧ＥO1
の上昇に応じて高くなるように制御される。この制御
電流によりドライブトランスＰＲＴに発生する磁束の影
響で、ドライブトランスＰＲＴにおいては飽和状態に近
付く傾向となって、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタン
スを低下させるように作用するが、これにより自励発振
回路の条件が変化してスイッチング周波数は高くなるよ
うに制御される。この電源回路では、直列共振コンデン
サＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列共振回路の共振周波数よ
りも高い周波数領域でスイッチング周波数を設定してい
る（アッパーサイド制御）が、上記のようにしてスイッ
チング周波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数
に対してスイッチング周波数が離れていくことになる。
これにより、スイッチング出力に対する直列共振回路の
共振インピーダンスは高くなる。
【００１６】このようにして共振インピーダンスが高く
なることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給
されるドライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧
が抑制されることになって、定電圧制御が図られること
になる。なお、以降は上記のような方法による定電圧制
御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということに
する。
なることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給
されるドライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧
が抑制されることになって、定電圧制御が図られること
になる。なお、以降は上記のような方法による定電圧制
御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということに
する。
【００１７】また、力率改善回路２０による力率改善動
作は次のようになる。この図に示す力率改善回路２０の
構成では、直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）に供給されたスイ
ッチング出力をチョークコイルＬS 自体が有するとされ
る誘導性リアクタンス（磁気結合）を介して整流電流経
路に帰還するようにされる。
作は次のようになる。この図に示す力率改善回路２０の
構成では、直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）に供給されたスイ
ッチング出力をチョークコイルＬS 自体が有するとされ
る誘導性リアクタンス（磁気結合）を介して整流電流経
路に帰還するようにされる。
【００１８】上記のようにして帰還されたスイッチング
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルＬN，チョークコイルＬS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルＬN，チョークコイルＬS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。
【００１９】図１０は、先に本出願人により提案された
発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源
回路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も
２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電
流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式につ
いては他励式とされている。また、この場合にも力率改
善を図るための力率改善回路が備えられた構成とされて
いる。なお、図９と同一部分については同一符号を付し
て説明を省略する。
発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源
回路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も
２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電
流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式につ
いては他励式とされている。また、この場合にも力率改
善を図るための力率改善回路が備えられた構成とされて
いる。なお、図９と同一部分については同一符号を付し
て説明を省略する。
【００２０】この図に示す一次側の電流共振形コンバー
タとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイ
ッチング素子Ｑ11、Ｑ12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースとスイ
ッチング素子Ｑ１２のドレインを接続し、スイッチング
素子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで、他
励式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これら
スイッチング素子Ｑ11、Ｑ12は、発振ドライブ回路２に
よって交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイ
ッチング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイ
ッチング出力とする。また、この場合には、各スイッチ
ング素子Ｑ11、Ｑ12のドレイン−ソース間に対して、図
に示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD
1、ＤD2が設けられる。
タとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイ
ッチング素子Ｑ11、Ｑ12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースとスイ
ッチング素子Ｑ１２のドレインを接続し、スイッチング
素子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで、他
励式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これら
スイッチング素子Ｑ11、Ｑ12は、発振ドライブ回路２に
よって交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイ
ッチング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイ
ッチング出力とする。また、この場合には、各スイッチ
ング素子Ｑ11、Ｑ12のドレイン−ソース間に対して、図
に示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD
1、ＤD2が設けられる。
【００２１】また、この場合には、スイッチング素子Ｑ
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、次に
述べる力率改善回路２１のフィルタチョークコイルＬN
と高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点
に対して接続される。
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、次に
述べる力率改善回路２１のフィルタチョークコイルＬN
と高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点
に対して接続される。
【００２２】この場合にも、直列共振コンデンサＣ1 の
キャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分により、スイ
ッチング電源回路を電流共振形とするための直列共振回
路を形成している。
キャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分により、スイ
ッチング電源回路を電流共振形とするための直列共振回
路を形成している。
【００２３】この場合の制御回路１は、例えば直流出力
電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御
回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。そし
て、この図１０に示す電源回路においても、図９に示し
た電源回路と同様に、スイッチング周波数は直列共振周
波数よりも高い領域として設定されている。そして、例
えば直流出力電圧ＥO1 が上昇すると、そのレベルに応
じて、制御回路１はスイッチング周波数を高くするよう
に発振ドライブ回路２に対する制御を行う。これによ
り、図９にて説明したのと同様にして定電圧制御が行わ
れる。起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに
得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回
路２を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線を整流して
得られる低レベルの直流電圧を動作電源として入力して
いる。
電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御
回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。そし
て、この図１０に示す電源回路においても、図９に示し
た電源回路と同様に、スイッチング周波数は直列共振周
波数よりも高い領域として設定されている。そして、例
えば直流出力電圧ＥO1 が上昇すると、そのレベルに応
じて、制御回路１はスイッチング周波数を高くするよう
に発振ドライブ回路２に対する制御を行う。これによ
り、図９にて説明したのと同様にして定電圧制御が行わ
れる。起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに
得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回
路２を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線を整流して
得られる低レベルの直流電圧を動作電源として入力して
いる。
【００２４】この図に示す力率改善回路２１では、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉ
の正極端子間に対して、フィルタチョークコイルＬN −
高速リカバリ型ダイオードＤ1 が直列接続されて挿入さ
れる。ここで、フィルタコンデンサＣN はフィルタチョ
ークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 の直列
接続回路に対して並列に設けられる。そして、このよう
な接続形態によっても、フィルタコンデンサＣN はフィ
ルタチョークコイルＬN と共にノーマルモードのローパ
スフィルタを形成している。また、共振コンデンサＣ3
は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対して並列に設け
られる。ここでは詳しい説明は省略するが、例えば共振
コンデンサＣ3 は例えばフィルタチョークコイルＬN 等
と共に並列共振回路を形成するようにされ、その共振周
波数は後述する直列共振回路の共振周波数とほぼ同等と
なるように設定される。これにより、負荷が軽くなった
ときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用を有する
ものである。この力率改善回路２１に対しては、先にも
述べたようにして、フィルタチョークコイルＬN と高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点に対し
て直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）の端部が接続される。
ッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉ
の正極端子間に対して、フィルタチョークコイルＬN −
高速リカバリ型ダイオードＤ1 が直列接続されて挿入さ
れる。ここで、フィルタコンデンサＣN はフィルタチョ
ークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 の直列
接続回路に対して並列に設けられる。そして、このよう
な接続形態によっても、フィルタコンデンサＣN はフィ
ルタチョークコイルＬN と共にノーマルモードのローパ
スフィルタを形成している。また、共振コンデンサＣ3
は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対して並列に設け
られる。ここでは詳しい説明は省略するが、例えば共振
コンデンサＣ3 は例えばフィルタチョークコイルＬN 等
と共に並列共振回路を形成するようにされ、その共振周
波数は後述する直列共振回路の共振周波数とほぼ同等と
なるように設定される。これにより、負荷が軽くなった
ときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用を有する
ものである。この力率改善回路２１に対しては、先にも
述べたようにして、フィルタチョークコイルＬN と高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点に対し
て直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）の端部が接続される。
【００２５】このような接続形態では、一次巻線Ｎ1 に
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、フィルタ
チョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ1 の
アノードとの接続点に対して、一次巻線Ｎ1に得られた
共振電流が流れるように帰還されて、スイッチング出力
が印加されることになる。
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、フィルタ
チョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ1 の
アノードとの接続点に対して、一次巻線Ｎ1に得られた
共振電流が流れるように帰還されて、スイッチング出力
が印加されることになる。
【００２６】上記のようにしてスイッチング出力が帰還
されることで、整流電流経路にはスイッチング周期の交
番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周
期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動
作が得られることになり、この断続作用により見掛け上
のフィルタチョークコイルＬN のインダクタンスも上昇
することになる。また、共振コンデンサＣ3にはスイッ
チング周期の電流が流れることでその両端に電圧が発生
するが、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この共振コンデ
ンサＣ３の両端電圧だけ引き下げられることになる。こ
れにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの
両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流
入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付く
ようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、やはり
力率改善が図られることになる。
されることで、整流電流経路にはスイッチング周期の交
番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周
期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動
作が得られることになり、この断続作用により見掛け上
のフィルタチョークコイルＬN のインダクタンスも上昇
することになる。また、共振コンデンサＣ3にはスイッ
チング周期の電流が流れることでその両端に電圧が発生
するが、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この共振コンデ
ンサＣ３の両端電圧だけ引き下げられることになる。こ
れにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの
両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流
入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付く
ようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、やはり
力率改善が図られることになる。
【００２７】このように、上記図９及び図１０に示した
電源回路では力率改善回路（２０，２１）を備えること
で、力率改善を図ることが出来るが、これらの図に示し
た力率改善回路は、少ない部品点数によって形成されて
いるため、高効率、低ノイズ、小型軽量、低コストによ
り、力率改善を図ることができるというメリットを有し
ている。
電源回路では力率改善回路（２０，２１）を備えること
で、力率改善を図ることが出来るが、これらの図に示し
た力率改善回路は、少ない部品点数によって形成されて
いるため、高効率、低ノイズ、小型軽量、低コストによ
り、力率改善を図ることができるというメリットを有し
ている。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】ここで、図１１に、上
記図９及び図１０に示した電源回路についての、負荷電
力Ｐｏと力率ＰＦとの関係を示す。なお、ここでは、交
流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の条件が示されている。
この図によれば、力率ＰＦは、負荷電力Ｐｏが減少する
のに応じて、低下していくという特性が得られているこ
とが分かる。
記図９及び図１０に示した電源回路についての、負荷電
力Ｐｏと力率ＰＦとの関係を示す。なお、ここでは、交
流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の条件が示されている。
この図によれば、力率ＰＦは、負荷電力Ｐｏが減少する
のに応じて、低下していくという特性が得られているこ
とが分かる。
【００２９】また、図１２には、交流入力電圧ＶACと力
率ＰＦとの関係が示されている。ここでは、最大負荷電
力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時と、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０
Ｗ時の各条件での下での特性が示されている。この図に
示されるように、力率ＰＦは、交流入力電圧ＶACが上昇
するのに応じて、力率ＰＦは比例的に低下していくこと
が分かる。また、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時の条
件での力率ＰＦとしては、最大負荷電力Ｐｏmax＝１２
０Ｗよりも低い力率となっている。つまり、上記図１１
によっても述べたように、負荷電力が小さい場合のほう
が、力率ＰＦとしては低くなるという特性がここでも得
られている。
率ＰＦとの関係が示されている。ここでは、最大負荷電
力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時と、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０
Ｗ時の各条件での下での特性が示されている。この図に
示されるように、力率ＰＦは、交流入力電圧ＶACが上昇
するのに応じて、力率ＰＦは比例的に低下していくこと
が分かる。また、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時の条
件での力率ＰＦとしては、最大負荷電力Ｐｏmax＝１２
０Ｗよりも低い力率となっている。つまり、上記図１１
によっても述べたように、負荷電力が小さい場合のほう
が、力率ＰＦとしては低くなるという特性がここでも得
られている。
【００３０】また、上記図１２に示した特性は、動作波
形図としては図１３のようにして示される。ここで、図
１３（ａ）（ｂ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで
最大負荷電力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時の交流入力電圧ＶA
C、交流入力電流ＩACが示され、図１３（ｃ）（ｄ）に
は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最小負荷電力Ｐｏmi
n＝４０Ｗ時の交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩACが
示されている。ここで、交流入力電圧ＶACの半周期が１
０ｍｓであるとして、最大負荷電力Ｐｏmax＝１２０Ｗ
時には、交流入力電流ＩACの導通期間τは実際には５ｍ
ｓ程度とされて、力率としてはＰＦ＝０．８５となる。
これに対して、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時には、
交流入力電流ＩACの導通期間τは２．５ｍｓ程度にまで
短くなり、力率としてはＰＦ＝０．６５程度にまで低下
する。この最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時に得られる
力率ＰＦの値では、実用上要求される力率としての値を
満足しない場合がある。
形図としては図１３のようにして示される。ここで、図
１３（ａ）（ｂ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで
最大負荷電力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時の交流入力電圧ＶA
C、交流入力電流ＩACが示され、図１３（ｃ）（ｄ）に
は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最小負荷電力Ｐｏmi
n＝４０Ｗ時の交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩACが
示されている。ここで、交流入力電圧ＶACの半周期が１
０ｍｓであるとして、最大負荷電力Ｐｏmax＝１２０Ｗ
時には、交流入力電流ＩACの導通期間τは実際には５ｍ
ｓ程度とされて、力率としてはＰＦ＝０．８５となる。
これに対して、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時には、
交流入力電流ＩACの導通期間τは２．５ｍｓ程度にまで
短くなり、力率としてはＰＦ＝０．６５程度にまで低下
する。この最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時に得られる
力率ＰＦの値では、実用上要求される力率としての値を
満足しない場合がある。
【００３１】このように、交流入力電圧の変動や負荷電
力の変動によって力率が低下してしまうことは、逆に言
えば、これらの電源回路に対する交流入力電圧や負荷条
件が制限されてしまうことになる。つまり、電源回路と
して採用可能な機器が制限されるという問題がある。具
体的には、例えば交流入力電圧と負荷条件が指定されて
いるカラーテレビジョン受像機では採用可能であるが、
事務機器や情報機器では採用できないといったこととな
る。
力の変動によって力率が低下してしまうことは、逆に言
えば、これらの電源回路に対する交流入力電圧や負荷条
件が制限されてしまうことになる。つまり、電源回路と
して採用可能な機器が制限されるという問題がある。具
体的には、例えば交流入力電圧と負荷条件が指定されて
いるカラーテレビジョン受像機では採用可能であるが、
事務機器や情報機器では採用できないといったこととな
る。
【００３２】また、図９及び図１０に示した力率改善の
ための構成では、一次側の直列共振回路が商用交流電源
の整流電流経路と接続される形態を採るために、直列共
振回路に対して商用交流電源周期（５０Ｈｚ／６０Ｈ
ｚ）のリップルが重畳することが分かっている。このリ
ップル成分の重畳レベルは、負荷電力の増加に従って大
きくなる。そして、例えば、実用性に対応する所定の測
定条件のもとでＰＦ＝０．８程度の力率が維持できるよ
うに所要の部品の選定を行って構成したとすると、力率
改善回路が備えられない場合と比較して、最大負荷電力
時の二次側直流出力電圧に表れるリップル電圧レベルと
しては約３倍〜４倍程度にまで増加してしまうことが分
かっている。
ための構成では、一次側の直列共振回路が商用交流電源
の整流電流経路と接続される形態を採るために、直列共
振回路に対して商用交流電源周期（５０Ｈｚ／６０Ｈ
ｚ）のリップルが重畳することが分かっている。このリ
ップル成分の重畳レベルは、負荷電力の増加に従って大
きくなる。そして、例えば、実用性に対応する所定の測
定条件のもとでＰＦ＝０．８程度の力率が維持できるよ
うに所要の部品の選定を行って構成したとすると、力率
改善回路が備えられない場合と比較して、最大負荷電力
時の二次側直流出力電圧に表れるリップル電圧レベルと
しては約３倍〜４倍程度にまで増加してしまうことが分
かっている。
【００３３】上記のようなリップル成分の増加を抑制す
るために、例えば図９及び図１０に示した電源回路の実
際においては、制御回路１の利得の向上や、一次側の平
滑コンデンサＣｉのキャパシタンスの増加などの対策を
とることになるのであるが、この場合には、部品素子の
コストアップを招くと共に、スイッチング動作が異常発
振しやすくなるという問題を招く。
るために、例えば図９及び図１０に示した電源回路の実
際においては、制御回路１の利得の向上や、一次側の平
滑コンデンサＣｉのキャパシタンスの増加などの対策を
とることになるのであるが、この場合には、部品素子の
コストアップを招くと共に、スイッチング動作が異常発
振しやすくなるという問題を招く。
【００３４】
【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生
成し直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、疎結
合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが
形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けら
れる絶縁コンバータトランスと、上記直流入力電圧をス
イッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手
段と、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻
線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コン
デンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記ス
イッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回
路と、整流電流経路に挿入されるとともに上記一次側共
振回路で得られるスイッチング出力電圧が上記一次側並
列共振コンデンサを介して帰還され、この帰還されたス
イッチング出力電圧に基づいて整流電流を断続すること
により力率を改善する力率改善手段と、上記絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二
次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側
において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振
回路を含んで形成され上記絶縁コンバータトランスの二
次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って
二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出
力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに
応じて二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよ
うに構成された定電圧制御手段とを備えたスイッチング
電源回路を構成する。
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。即ち、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生
成し直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、疎結
合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが
形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けら
れる絶縁コンバータトランスと、上記直流入力電圧をス
イッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手
段と、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの一次巻
線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コン
デンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記ス
イッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回
路と、整流電流経路に挿入されるとともに上記一次側共
振回路で得られるスイッチング出力電圧が上記一次側並
列共振コンデンサを介して帰還され、この帰還されたス
イッチング出力電圧に基づいて整流電流を断続すること
により力率を改善する力率改善手段と、上記絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二
次側共振コンデンサのキャパシタンスとによって二次側
において形成される二次側共振回路と、上記二次側共振
回路を含んで形成され上記絶縁コンバータトランスの二
次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って
二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出
力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに
応じて二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うよ
うに構成された定電圧制御手段とを備えたスイッチング
電源回路を構成する。
【００３５】また上記力率改善手段には、整流電流を断
続するための高速リカバリ型ダイオードが配されている
とともに、上記一次側並列共振コンデンサの接地側が、
上記高速リカバリ型ダイオードのアノードに接続される
ようにする。
続するための高速リカバリ型ダイオードが配されている
とともに、上記一次側並列共振コンデンサの接地側が、
上記高速リカバリ型ダイオードのアノードに接続される
ようにする。
【００３６】上記構成によれば、複合共振形コンバータ
といわれる電源回路に備えられる力率改善回路に対して
は、一次側共振回路に得られるスイッチング出力が一次
側並列共振コンデンサを介することで、静電結合方式に
より帰還されることになる。
といわれる電源回路に備えられる力率改善回路に対して
は、一次側共振回路に得られるスイッチング出力が一次
側並列共振コンデンサを介することで、静電結合方式に
より帰還されることになる。
【００３７】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
なお、この図において図９又は図１０と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
なお、この図において図９又は図１０と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。
【００３８】この図に示す電源回路の一次側には、電圧
共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振型コンバー
タ）が設けられる。そして、この電圧共振型コンバータ
に対して力率改善回路が備えられるものである。この図
に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣを全波整
流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。この場
合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力
は、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉに充
電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅ
ｉが得られることになる。
共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振型コンバー
タ）が設けられる。そして、この電圧共振型コンバータ
に対して力率改善回路が備えられるものである。この図
に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣを全波整
流するブリッジ整流回路Ｄｉが備えられている。この場
合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流された整流出力
は、力率改善回路１０を介して平滑コンデンサＣｉに充
電され、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅ
ｉが得られることになる。
【００３９】力率改善回路１０の構成については後述
し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明す
る。ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチ
ング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この
場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラ
トランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用さ
れている。
し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説明す
る。ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイッチ
ング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この
場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラ
トランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用さ
れている。
【００４０】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流
平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッ
チング素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には駆動巻線
ＮB，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB の
直列接続回路よりなる自励発振駆動用の共振回路（自励
発振駆動回路）が接続される。また、スイッチング素子
Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アー
ス）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、ス
イッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経
路を形成するようにされている。スイッチング素子Ｑ1
のコレクタは、検出巻線ＮD−一次巻線Ｎ1の直列接続を
介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。エ
ミッタは一次側アースに接地される。
抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流
平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッ
チング素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には駆動巻線
ＮB，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB の
直列接続回路よりなる自励発振駆動用の共振回路（自励
発振駆動回路）が接続される。また、スイッチング素子
Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アー
ス）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、ス
イッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経
路を形成するようにされている。スイッチング素子Ｑ1
のコレクタは、検出巻線ＮD−一次巻線Ｎ1の直列接続を
介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。エ
ミッタは一次側アースに接地される。
【００４１】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タに対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されてい
る。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタ
ンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧
共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そ
して、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング
素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によっ
て共振コンデンサＣｒの両端電圧は、実際には正弦波状
のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるよう
になっている。
タに対しては、並列共振コンデンサＣｒが接続されてい
る。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタ
ンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧
共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そ
して、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング
素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によっ
て共振コンデンサＣｒの両端電圧は、実際には正弦波状
のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるよう
になっている。
【００４２】この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型トランス
ＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定
電圧制御のために設けられる。この直交型制御トランス
ＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚
を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部
を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、
この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回
方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻
線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交
する方向に巻装して構成される。
は、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型トランス
ＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定
電圧制御のために設けられる。この直交型制御トランス
ＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚
を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部
を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、
この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回
方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻
線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交
する方向に巻装して構成される。
【００４３】この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周
波数可変手段）の検出巻線ＮDは、後述する、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続され
ていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。
直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路
（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチン
グ周波数でスイッチング動作を行うことになる。
波数可変手段）の検出巻線ＮDは、後述する、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続され
ていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出
力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。
直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路
（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイッチン
グ周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００４４】本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材による
Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装してい
る。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧ
を形成するようにしている。これによって、所要の結合
係数による疎結合が得られるようにしている。ギャップ
Ｇは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外
磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。
また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という
疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態
が得られにくいようにしている。
ＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材による
Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装してい
る。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧ
を形成するようにしている。これによって、所要の結合
係数による疎結合が得られるようにしている。ギャップ
Ｇは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外
磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。
また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という
疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態
が得られにくいようにしている。
【００４５】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は検出巻線ＮDの直列接続を介して平
滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続さ
れている。
巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと
接続され、他端側は検出巻線ＮDの直列接続を介して平
滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続さ
れている。
【００４６】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００４７】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このよう
に一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作
する構成のスイッチングコンバータについては、「複合
共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このよう
に一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作
する構成のスイッチングコンバータについては、「複合
共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００４８】この場合、上記ようにして形成される二次
側の並列共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してタ
ップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，
ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続す
ることで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデン
サＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コ
ンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設
けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデン
サＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生
成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣ
O2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成す
る。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出
力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力され
る。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電
圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作
電源として利用する。
側の並列共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してタ
ップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，
ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続す
ることで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデン
サＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コ
ンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設
けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデン
サＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生
成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣ
O2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成す
る。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流出
力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力され
る。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電
圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作
電源として利用する。
【００４９】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより、後述のように定電圧制御
を行う。
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより、後述のように定電圧制御
を行う。
【００５０】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1、ＤO2、ＤO3、ＤO4）
の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互イ
ンダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる
場合とがある。例えば、図３（ａ）に示す接続形態を採
る場合に相互インダクタンスは＋Ｍ（加極性：フォワー
ド方式）となり、図３（ｂ）に示す接続形態を採る場合
に相互インダクタンスは−Ｍ（減極性：フライバック方
式）となる。これを、図１に示す電源回路の二次側の動
作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる
交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1（ＤO3）
に整流電流が流れる動作は、＋Ｍの動作モード（フォワ
ード方式）とみることができ、逆に、二次巻線Ｎ2 に得
られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2
（ＤO4）に整流電流が流れる動作は、−Ｍの動作モード
（フライバック方式）であるとみることができる。即
ち、この電源回路では、二次巻線に得られる交番電圧が
正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍ
のモードで動作することになる。
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1、ＤO2、ＤO3、ＤO4）
の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互イ
ンダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる
場合とがある。例えば、図３（ａ）に示す接続形態を採
る場合に相互インダクタンスは＋Ｍ（加極性：フォワー
ド方式）となり、図３（ｂ）に示す接続形態を採る場合
に相互インダクタンスは−Ｍ（減極性：フライバック方
式）となる。これを、図１に示す電源回路の二次側の動
作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2 に得られる
交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1（ＤO3）
に整流電流が流れる動作は、＋Ｍの動作モード（フォワ
ード方式）とみることができ、逆に、二次巻線Ｎ2 に得
られる交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2
（ＤO4）に整流電流が流れる動作は、−Ｍの動作モード
（フライバック方式）であるとみることができる。即
ち、この電源回路では、二次巻線に得られる交番電圧が
正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍ
のモードで動作することになる。
【００５１】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数を可変する動作となるが、この動作によって
二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数を可変する動作となるが、この動作によって
二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。
【００５２】そしてこの図に示す回路においては、スイ
ッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御するようにしている。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。
ッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御するようにしている。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。
【００５３】続いて、力率改善回路１０の構成について
説明する。力率改善回路１０においては、ブリッジ整流
回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端
子間に対して、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ１が直列接続されて挿入される。フィルタコ
ンデンサＣNはチョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ１の直列接続回路に対して並列に設けられる
ことで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのロ
ーパスフィルタを形成している。
説明する。力率改善回路１０においては、ブリッジ整流
回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端
子間に対して、チョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ１が直列接続されて挿入される。フィルタコ
ンデンサＣNはチョークコイルＬｓ−高速リカバリ型ダ
イオードＤ１の直列接続回路に対して並列に設けられる
ことで、チョークコイルＬｓと共にノーマルモードのロ
ーパスフィルタを形成している。
【００５４】また、並列共振コンデンサＣ10は、高速リ
カバリ型ダイオードＤ1に対して並列に設けられる。こ
こでは詳しい説明は省略するが、例えば 並列共振コン
デンサＣ10は例えばチョークコイルＬｓ等と共に並列共
振回路を形成するようにされる。これにより、負荷が軽
くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用
を有するものである。また、力率改善回路１０に対して
は、チョークコイルＬｓと、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1のアノードと、並列共振コンデンサＣ10との接続点
に対して、上述した並列共振コンデンサＣｒが接続され
て、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力
（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。
カバリ型ダイオードＤ1に対して並列に設けられる。こ
こでは詳しい説明は省略するが、例えば 並列共振コン
デンサＣ10は例えばチョークコイルＬｓ等と共に並列共
振回路を形成するようにされる。これにより、負荷が軽
くなったときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用
を有するものである。また、力率改善回路１０に対して
は、チョークコイルＬｓと、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1のアノードと、並列共振コンデンサＣ10との接続点
に対して、上述した並列共振コンデンサＣｒが接続され
て、一次側並列共振回路に得られるスイッチング出力
（電圧共振パルス電圧）が帰還されるようにしている。
【００５５】このような力率改善回路１０による力率改
善動作は、基本的には次のようになる。この図に示す力
率改善回路１０の構成では、一次側並列共振回路に得ら
れるスイッチング出力を並列共振コンデンサＣｒの静電
容量結合を介して、整流電流経路に帰還している。
善動作は、基本的には次のようになる。この図に示す力
率改善回路１０の構成では、一次側並列共振回路に得ら
れるスイッチング出力を並列共振コンデンサＣｒの静電
容量結合を介して、整流電流経路に帰還している。
【００５６】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電
圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の
交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が
得られることになり、この断続作用により見掛け上のチ
ョークコイルＬｓのインダクタンスも上昇することにな
る。また、並列共振コンデンサＣ10にはスイッチング周
期の電流が流れることでその両端に電圧が発生するが、
整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この並列共振コンデンサ
Ｃ10の両端電圧だけ引き下げられることになる。これに
より、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端
電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへ
の充電電流が流れるようにされる。この結果、交流入力
電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くよう
にされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率
改善が図られることになる。
力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番電
圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期の
交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオード
Ｄ1では整流電流をスイッチング周期で断続する動作が
得られることになり、この断続作用により見掛け上のチ
ョークコイルＬｓのインダクタンスも上昇することにな
る。また、並列共振コンデンサＣ10にはスイッチング周
期の電流が流れることでその両端に電圧が発生するが、
整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この並列共振コンデンサ
Ｃ10の両端電圧だけ引き下げられることになる。これに
より、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端
電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへ
の充電電流が流れるようにされる。この結果、交流入力
電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くよう
にされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率
改善が図られることになる。
【００５７】ここで本例では、上述したように一次側の
電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する
並列共振コンデンサＣｒは、力率改善回路１０の高速リ
カバリ型ダイオードＤ1のカソードに接続されている。
これは、並列共振コンデンサＣｒと並列共振コンデンサ
Ｃ10が直列接続された状態となり、つまり並列共振コン
デンサＣｒの両端電圧としてあらわれる、電圧共振パル
ス電圧が、並列共振コンデンサＣｒと並列共振コンデン
サＣ10の静電容量比によって分圧される。そして高速リ
カバリ型ダイオードＤ1と並列接続されている並列共振
コンデンサＣ10を介して、平滑コンデンサＣｉに電圧帰
還される電圧帰還方式としての回路系が形成されてい
る。
電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する
並列共振コンデンサＣｒは、力率改善回路１０の高速リ
カバリ型ダイオードＤ1のカソードに接続されている。
これは、並列共振コンデンサＣｒと並列共振コンデンサ
Ｃ10が直列接続された状態となり、つまり並列共振コン
デンサＣｒの両端電圧としてあらわれる、電圧共振パル
ス電圧が、並列共振コンデンサＣｒと並列共振コンデン
サＣ10の静電容量比によって分圧される。そして高速リ
カバリ型ダイオードＤ1と並列接続されている並列共振
コンデンサＣ10を介して、平滑コンデンサＣｉに電圧帰
還される電圧帰還方式としての回路系が形成されてい
る。
【００５８】並列共振コンデンサＣｒ、Ｃ10の静電容量
は、Ｃｒ＜Ｃ10とされており、特にコンデンサＣ10の静
電容量を増加させると力率ＰＦは向上することになる。
即ち、交流入力電圧ＶACが高い期間では、スイッチング
周波数ｆｓは高く制御され、また交流入力電圧ＶACが低
い期間では、スイッチング周波数ｆｓは低く制御される
ため、交流入力電圧ＶACのピーク値近辺では、電圧共振
パルス電圧は力率改善回路１０に帰還されず、交流電源
ＡＣからの交流入力電流ＩACは、ブリッジ整流回路Ｄｉ
→チョークコイルＬｓ→高速リカバリ型ダイオードＤ1
を介して平滑コンデンサＣｉに充電される。そして交流
入力電圧ＶACが低くなるに伴って、電圧共振パルス電圧
の力率改善回路１０への帰還量が増加する。
は、Ｃｒ＜Ｃ10とされており、特にコンデンサＣ10の静
電容量を増加させると力率ＰＦは向上することになる。
即ち、交流入力電圧ＶACが高い期間では、スイッチング
周波数ｆｓは高く制御され、また交流入力電圧ＶACが低
い期間では、スイッチング周波数ｆｓは低く制御される
ため、交流入力電圧ＶACのピーク値近辺では、電圧共振
パルス電圧は力率改善回路１０に帰還されず、交流電源
ＡＣからの交流入力電流ＩACは、ブリッジ整流回路Ｄｉ
→チョークコイルＬｓ→高速リカバリ型ダイオードＤ1
を介して平滑コンデンサＣｉに充電される。そして交流
入力電圧ＶACが低くなるに伴って、電圧共振パルス電圧
の力率改善回路１０への帰還量が増加する。
【００５９】このことから、交流入力電圧ＶAC、交流入
力電流ＩAC、並列共振コンデンサＣｒ、Ｃ10による分圧
電圧Ｖ2、チョークコイルＬSを流れる電流ＩLS、並列共
振コンデンサＣ10に流れる電流ＩC10、高速リカバリ型
ダイオードＤ1に流れる電流ＩD1の各動作波形は図４に
示すようになる。また図５に、図４に示した交流入力電
圧ＶACが０となる時点でのスイッチング周期での、分圧
電圧Ｖ2、チョークコイルＬSを流れる電流ＩLS、電流Ｉ
C10、高速リカバリ型ダイオードＤ1に流れる電流ＩD1の
各動作波形を示している。このとき、並列共振コンデン
サＣ10とチョークコイルＬSとフィルタコンデンサＣNの
直列共振により、チョークコイルＬSを流れる電流ＩLS
の動作波形は正弦波となることが分かる。
力電流ＩAC、並列共振コンデンサＣｒ、Ｃ10による分圧
電圧Ｖ2、チョークコイルＬSを流れる電流ＩLS、並列共
振コンデンサＣ10に流れる電流ＩC10、高速リカバリ型
ダイオードＤ1に流れる電流ＩD1の各動作波形は図４に
示すようになる。また図５に、図４に示した交流入力電
圧ＶACが０となる時点でのスイッチング周期での、分圧
電圧Ｖ2、チョークコイルＬSを流れる電流ＩLS、電流Ｉ
C10、高速リカバリ型ダイオードＤ1に流れる電流ＩD1の
各動作波形を示している。このとき、並列共振コンデン
サＣ10とチョークコイルＬSとフィルタコンデンサＣNの
直列共振により、チョークコイルＬSを流れる電流ＩLS
の動作波形は正弦波となることが分かる。
【００６０】本例のスイッチング電源回路について、フ
ィルタコンデンサＣN＝１μＦ、チョークコイルＬS＝６
８μＨ、並列共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、並列
共振コンデンサＣ10＝０．０３３μＦに設定し、最大負
荷電力ＰＯmax＝１４０Ｗ、最小負荷電力ＰＯmin＝０Ｗ
の範囲で、さらに交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖ
の変動に対してスイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚ
〜２００ＫＨｚの制御範囲という条件下で実験した。そ
の結果、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの状態では、図６
に示すように、負荷電力ＰＯ＝１４０Ｗ〜２０Ｗという
負荷変動に対して、力率ＰＦはほぼ０．８２となり、一
定に維持されているものとなった。また図７に示すよう
に、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖの範囲に変動
に対して、負荷電力ＰＯ＝１４０Ｗ〜２０Ｗの各条件下
で、ほぼ同様の力率（ＰＦ＝０．８２程度）が得られ
た。
ィルタコンデンサＣN＝１μＦ、チョークコイルＬS＝６
８μＨ、並列共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦ、並列
共振コンデンサＣ10＝０．０３３μＦに設定し、最大負
荷電力ＰＯmax＝１４０Ｗ、最小負荷電力ＰＯmin＝０Ｗ
の範囲で、さらに交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖ
の変動に対してスイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚ
〜２００ＫＨｚの制御範囲という条件下で実験した。そ
の結果、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの状態では、図６
に示すように、負荷電力ＰＯ＝１４０Ｗ〜２０Ｗという
負荷変動に対して、力率ＰＦはほぼ０．８２となり、一
定に維持されているものとなった。また図７に示すよう
に、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖの範囲に変動
に対して、負荷電力ＰＯ＝１４０Ｗ〜２０Ｗの各条件下
で、ほぼ同様の力率（ＰＦ＝０．８２程度）が得られ
た。
【００６１】また二次側直流出力電圧レベルＥO1の５０
Ｈｚリップル電圧成分も、力率改善回路１０を備えない
場合の２倍程度の増加にとどまっており、例えばカラー
テレビジョン等に用いる電源回路としては実用上問題の
ない範囲となっている。
Ｈｚリップル電圧成分も、力率改善回路１０を備えない
場合の２倍程度の増加にとどまっており、例えばカラー
テレビジョン等に用いる電源回路としては実用上問題の
ない範囲となっている。
【００６２】このように、本実施の形態の電源回路で
は、交流入力電圧、負荷の変動に対しても高力率を維持
できる。このために、交流入力電圧や負荷条件が指定さ
れるテレビジョン受像機などに限定されず、例えば負荷
条件が変動する事務機器やパーソナルコンピュータなど
の事務機器に対して本実施の形態の電源回路を搭載する
ことが実用上充分に可能となるものである。
は、交流入力電圧、負荷の変動に対しても高力率を維持
できる。このために、交流入力電圧や負荷条件が指定さ
れるテレビジョン受像機などに限定されず、例えば負荷
条件が変動する事務機器やパーソナルコンピュータなど
の事務機器に対して本実施の形態の電源回路を搭載する
ことが実用上充分に可能となるものである。
【００６３】続いて図８により本発明の第２の実施の形
態を説明する。この図８は、本発明の第２の実施の形態
としての電源回路の構成を示す回路図である。なお、こ
の図において図１、及び図９、図１０と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。また、この図に示され
る絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先に図１０
に示したのと同様の構造を有しているものとされる。
態を説明する。この図８は、本発明の第２の実施の形態
としての電源回路の構成を示す回路図である。なお、こ
の図において図１、及び図９、図１０と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。また、この図に示され
る絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先に図１０
に示したのと同様の構造を有しているものとされる。
【００６４】この図において、一次側に備えられる電圧
共振形コンバータは他励式の構成を採っており、例えば
１石のＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ21が備
えられる。スイッチング素子Ｑ21のドレインは、一次巻
線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、
ソースは一次側アースに接続される。またこの場合も並
列共振コンデンサＣｒは、スイッチング素子Ｑ21のドレ
インに接続され、他端は力率改善回路１０における高速
リカバリ型ダイオードＤ1と、チョークコイルＬSと、並
列共振コンデンサＣ10との接続点に接続されている。ま
た、スイッチング素子Ｑ21のドレイン−ソース間に対し
ては、クランプダイオードＤDが並列に接続されてい
る。
共振形コンバータは他励式の構成を採っており、例えば
１石のＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ21が備
えられる。スイッチング素子Ｑ21のドレインは、一次巻
線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、
ソースは一次側アースに接続される。またこの場合も並
列共振コンデンサＣｒは、スイッチング素子Ｑ21のドレ
インに接続され、他端は力率改善回路１０における高速
リカバリ型ダイオードＤ1と、チョークコイルＬSと、並
列共振コンデンサＣ10との接続点に接続されている。ま
た、スイッチング素子Ｑ21のドレイン−ソース間に対し
ては、クランプダイオードＤDが並列に接続されてい
る。
【００６５】上記スイッチング素子Ｑ21は、発振・ドラ
イブ回路２によって、先に図１にて説明したスイッチン
グ動作が得られるようにスイッチング駆動される。つま
り、制御回路１では二次側直流出力電圧Ｅ01の変動に応
じて変動したレベルの電流又は電圧を発振・ドライブ回
路２に対して供給する。発振・ドライブ回路２では、二
次側直流出力電圧Ｅ01の安定化が図られるように、制御
回路１からの出力レベルに応じて、その周期が可変され
たスイッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ
21のゲートに対して出力する。これによってスイッチン
グ素子Ｑ21のスイッチング周波数が可変されるのである
が、この際においては、図１にても述べたように、スイ
ッチング素子Ｑ21がオフとなる期間は一定として、オン
となる期間が可変されるべくして生成したスイッチング
駆動信号を出力するようにされる。
イブ回路２によって、先に図１にて説明したスイッチン
グ動作が得られるようにスイッチング駆動される。つま
り、制御回路１では二次側直流出力電圧Ｅ01の変動に応
じて変動したレベルの電流又は電圧を発振・ドライブ回
路２に対して供給する。発振・ドライブ回路２では、二
次側直流出力電圧Ｅ01の安定化が図られるように、制御
回路１からの出力レベルに応じて、その周期が可変され
たスイッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ
21のゲートに対して出力する。これによってスイッチン
グ素子Ｑ21のスイッチング周波数が可変されるのである
が、この際においては、図１にても述べたように、スイ
ッチング素子Ｑ21がオフとなる期間は一定として、オン
となる期間が可変されるべくして生成したスイッチング
駆動信号を出力するようにされる。
【００６６】この場合、起動回路３に対しては、平滑コ
ンデンサＣｉに得られる整流平滑電圧Ｅｉが動作電源と
して供給されており、また、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴに追加的に巻装された巻線Ｎ4に得られた起動時の
電圧によって、起動回路３は、発振・ドライブ回路２を
起動させるための動作を実行するようにされている。
ンデンサＣｉに得られる整流平滑電圧Ｅｉが動作電源と
して供給されており、また、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴに追加的に巻装された巻線Ｎ4に得られた起動時の
電圧によって、起動回路３は、発振・ドライブ回路２を
起動させるための動作を実行するようにされている。
【００６７】また、この図に示す力率改善回路１０は、
上記図１の力率改善回路１０と同様である。
上記図１の力率改善回路１０と同様である。
【００６８】このような構成によっても、上記図１の例
と同じく、一次側の電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する並列共振コンデンサＣｒは、力率改
善回路１０の高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード
に接続されている。従って並列共振コンデンサＣｒと並
列共振コンデンサＣ10が直列接続された状態となり、並
列共振コンデンサＣｒの両端電圧としてあらわれる、電
圧共振パルス電圧が、並列共振コンデンサＣｒと並列共
振コンデンサＣ10の静電容量比によって分圧される。そ
して高速リカバリ型ダイオードＤ1と並列接続されてい
る並列共振コンデンサＣ10を介して、平滑コンデンサＣ
ｉに電圧帰還される電圧帰還方式としての回路系が形成
されている。並列共振コンデンサＣｒ、Ｃ10の静電容量
は、Ｃｒ＜Ｃ10とされている。
と同じく、一次側の電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する並列共振コンデンサＣｒは、力率改
善回路１０の高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード
に接続されている。従って並列共振コンデンサＣｒと並
列共振コンデンサＣ10が直列接続された状態となり、並
列共振コンデンサＣｒの両端電圧としてあらわれる、電
圧共振パルス電圧が、並列共振コンデンサＣｒと並列共
振コンデンサＣ10の静電容量比によって分圧される。そ
して高速リカバリ型ダイオードＤ1と並列接続されてい
る並列共振コンデンサＣ10を介して、平滑コンデンサＣ
ｉに電圧帰還される電圧帰還方式としての回路系が形成
されている。並列共振コンデンサＣｒ、Ｃ10の静電容量
は、Ｃｒ＜Ｃ10とされている。
【００６９】これにより、図１で説明した例と同様に、
交流入力電圧、負荷の変動に対しても高力率を維持で
き、交流入力電圧や負荷条件が指定されるテレビジョン
受像機などに限定されず、例えば負荷条件が変動する事
務機器やパーソナルコンピュータなどの事務機器に対し
て実用上充分なものとなる。
交流入力電圧、負荷の変動に対しても高力率を維持で
き、交流入力電圧や負荷条件が指定されるテレビジョン
受像機などに限定されず、例えば負荷条件が変動する事
務機器やパーソナルコンピュータなどの事務機器に対し
て実用上充分なものとなる。
【００７０】ところで、この図８に示す電源回路の二次
側においては、二次巻線Ｎ2の一端は二次側アースに接
続され、他端は直列共振コンデンサＣｓ1の直列接続を
介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオード
ＤO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイ
オードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接
続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アース
に対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二
次側アースに対して接続される。
側においては、二次巻線Ｎ2の一端は二次側アースに接
続され、他端は直列共振コンデンサＣｓ1の直列接続を
介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオード
ＤO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイ
オードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接
続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アース
に対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二
次側アースに対して接続される。
【００７１】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平
滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧全波整流回路が
設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣ
ｓ1は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩イン
ダクタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2
のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチ
ング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備え
られ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るための直
列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバ
ータの構成を採る。
共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平
滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧全波整流回路が
設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣ
ｓ1は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩イン
ダクタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2
のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチ
ング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備え
られ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るための直
列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバ
ータの構成を採る。
【００７２】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ
1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］
の組による倍電圧全波整流動作としては次のようにな
る。一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にス
イッチング出力が得られると、このスイッチング出力は
二次巻線Ｎ2に励起される。そして、整流ダイオードＤO
1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間
においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性（相互
インダクタンスＭ）が−Ｍとなる減極性モードで動作し
て、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コン
デンサＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオ
ードＤO2により整流した整流電流ＩC2を直列共振コンデ
ンサＣｓ1に対して充電する動作が得られる。
1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］
の組による倍電圧全波整流動作としては次のようにな
る。一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にス
イッチング出力が得られると、このスイッチング出力は
二次巻線Ｎ2に励起される。そして、整流ダイオードＤO
1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間
においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性（相互
インダクタンスＭ）が−Ｍとなる減極性モードで動作し
て、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コン
デンサＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオ
ードＤO2により整流した整流電流ＩC2を直列共振コンデ
ンサＣｓ1に対して充電する動作が得られる。
【００７３】そして、整流ダイオードＤO2がオフとな
り、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う
期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性
（相互インダクタンスＭ）が＋Ｍとなる加極性モードと
なり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデ
ンサＣｓ1の電位が加わるという直列共振が生じる状態
で平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作とな
る。上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワー
ド動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）と
の両者のモードを利用して整流動作が行われることで、
平滑コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2の誘起電
圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1が得られる。
り、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う
期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性
（相互インダクタンスＭ）が＋Ｍとなる加極性モードと
なり、二次巻線Ｎ2に誘起された電圧に直列共振コンデ
ンサＣｓ1の電位が加わるという直列共振が生じる状態
で平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作とな
る。上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワー
ド動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）と
の両者のモードを利用して整流動作が行われることで、
平滑コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2の誘起電
圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1が得られる。
【００７４】上記構成によると、図８に示す回路の二次
側では相互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードと
なる状態を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次
側直流出力電圧を得るようにしている。つまり、一次側
の電流共振作用と二次側の電流共振作用とによる電磁エ
ネルギーが同時に負荷側に供給されるようにしているた
め、それだけ負荷側に供給される電力も更に増加して、
最大負荷電力の大幅な増加が図られることになる。
側では相互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードと
なる状態を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次
側直流出力電圧を得るようにしている。つまり、一次側
の電流共振作用と二次側の電流共振作用とによる電磁エ
ネルギーが同時に負荷側に供給されるようにしているた
め、それだけ負荷側に供給される電力も更に増加して、
最大負荷電力の大幅な増加が図られることになる。
【００７５】また、倍電圧全波整流回路によって二次側
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線
Ｎ2としては、従来の１／２の巻数で済むことになる。
この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小
型軽量化、及び低コスト化につながる。なお、この場合
には、二次巻線Ｎ2とは独立して二次巻線Ｎ2Aを巻装
し、この二次巻線Ｎ2Aに対してはセンタータップをアー
スに接地したうえで、整流ダイオードＤO3，ＤO4及び平
滑コンデンサＣO2からなる全波整流回路が接続されるこ
とで、直流出力電圧ＥO2を生成するようにしている。
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線
Ｎ2としては、従来の１／２の巻数で済むことになる。
この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小
型軽量化、及び低コスト化につながる。なお、この場合
には、二次巻線Ｎ2とは独立して二次巻線Ｎ2Aを巻装
し、この二次巻線Ｎ2Aに対してはセンタータップをアー
スに接地したうえで、整流ダイオードＤO3，ＤO4及び平
滑コンデンサＣO2からなる全波整流回路が接続されるこ
とで、直流出力電圧ＥO2を生成するようにしている。
【００７６】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。例えば
本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、二次側直列共振回路を利用した４倍電圧整流回路を
備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本
実施の形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施
の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成と
して特に限定されるものではない。
が、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。例えば
本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータとし
て、二次側直列共振回路を利用した４倍電圧整流回路を
備えた構成も既に提案しているが、このような構成も本
実施の形態の変形例として成立し得る。つまり、本実施
の形態としては二次側の共振回路及び整流回路の構成と
して特に限定されるものではない。
【００７７】また、上記各実施の形態にあっては、一次
側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイッチング
素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成が採ら
れているが、２石のスイッチング素子を交互にスイッチ
ングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用
できるものである。
側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイッチング
素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成が採ら
れているが、２石のスイッチング素子を交互にスイッチ
ングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用
できるものである。
【００７８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、複合共
振形コンバータに対して力率改善回路を備えたスイッチ
ング電源回路として、一次側共振回路に得られるスイッ
チング出力が一次側並列共振コンデンサを介して静電結
合方式により力率改善回路に帰還されるようにしてい
る。これにより、交流入力電圧や負荷電力の変動に対し
て広範囲に渡って力率が一定に保持されるという効果が
ある。このため交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ
系共用のワイドレンジ対応、或いは負荷変動が大きい事
務機器、情報機器用の力率改善電源回路として好適なも
のとなる。
振形コンバータに対して力率改善回路を備えたスイッチ
ング電源回路として、一次側共振回路に得られるスイッ
チング出力が一次側並列共振コンデンサを介して静電結
合方式により力率改善回路に帰還されるようにしてい
る。これにより、交流入力電圧や負荷電力の変動に対し
て広範囲に渡って力率が一定に保持されるという効果が
ある。このため交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ
系共用のワイドレンジ対応、或いは負荷変動が大きい事
務機器、情報機器用の力率改善電源回路として好適なも
のとなる。
【００７９】また、直流出力電圧の５０Ｈｚリップル電
圧成分の増加が少ない（或いは増加がほとんどない）た
め、特別なリップル対策を必要とせず、これにより、制
御回路のゲイン向上や電解コンデンサの容量増加等は不
要であるという利点がある。
圧成分の増加が少ない（或いは増加がほとんどない）た
め、特別なリップル対策を必要とせず、これにより、制
御回路のゲイン向上や電解コンデンサの容量増加等は不
要であるという利点がある。
【００８０】さらに、重負荷時に直流入力電圧が上昇す
るため、力率改善前より効率が向上し、動作波形が電
圧、電流ともに正弦波となることで発生ノイズが低レベ
ルであるという効果もある。
るため、力率改善前より効率が向上し、動作波形が電
圧、電流ともに正弦波となることで発生ノイズが低レベ
ルであるという効果もある。
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。
グ電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す側断面図である。
バータトランスの構造を示す側断面図である。
【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。
作を示す説明図である。
【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動
作を示す波形図である。
作を示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動
作を示す波形図である。
作を示す波形図である。
【図６】第１の実施の形態のスイッチング電源回路につ
いての負荷電力と力率との関係を示す特性図である。
いての負荷電力と力率との関係を示す特性図である。
【図７】第１の実施の形態のスイッチング電源回路につ
いての交流入力電圧と力率との関係を示す特性図であ
る。
いての交流入力電圧と力率との関係を示す特性図であ
る。
【図８】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。
である。
【図１０】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。
図である。
【図１１】先行技術の電源回路について、負荷電力と力
率との関係を示す特性図である。
率との関係を示す特性図である。
【図１２】先行技術の電源回路について、交流入力電圧
と力率との関係を示す特性図である。
と力率との関係を示す特性図である。
【図１３】先行技術の電源回路について、負荷電力に応
じた商用交流電源の入力に対する動作を示す波形図であ
る。
じた商用交流電源の入力に対する動作を示す波形図であ
る。
１ 制御回路、１０ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整
流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｄ1 高速リカバリ型
ダイオード、Ｃｒ 並列共振コンデンサ、Ｃ10並列共振
コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ1
二次側直列共振コンデンサ、ＰＲＴ 直交型制御トラン
ス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1，Ｑ21 ス
イッチング素子
流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｄ1 高速リカバリ型
ダイオード、Ｃｒ 並列共振コンデンサ、Ｃ10並列共振
コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ1
二次側直列共振コンデンサ、ＰＲＴ 直交型制御トラン
ス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1，Ｑ21 ス
イッチング素子
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 AA07 CA01 CB01 CB05 CC08 DA04 DC05 5H730 AA00 AA02 AA14 AA18 AS00 AS01 BB23 BB55 BB76 BB77 CC01 CC03 CC04 DD02 DD22 DD35 EE08 EE73 FD01 FG03 FG07 ZZ16 ZZ18
Claims (2)
- 【請求項１】 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
生成し、直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
けられる絶縁コンバータトランスと、 上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上
記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデン
サのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッ
チング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路
と、 整流電流経路に挿入されるとともに、上記一次側共振回
路で得られるスイッチング出力電圧が上記一次側並列共
振コンデンサを介して帰還され、この帰還されたスイッ
チング出力電圧に基づいて整流電流を断続することによ
り力率を改善する力率改善手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
とによって二次側において形成される二次側共振回路
と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
電圧制御手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 上記力率改善手段には、整流電流を断続
するための高速リカバリ型ダイオードが配されていると
ともに、上記一次側並列共振コンデンサの接地側が、上
記高速リカバリ型ダイオードのアノードに接続されるこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
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