KR20010050629A - 스위칭 전원 회로 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 상용 AC 전원을 입력해서 정류 및 평활화된 전압을 발생하며, 상기 정류 및 평활화된 전압을 직류 입력 전압으로 출력하는 정류 및 평활화 수단과, 느슨한 결합(loose coupling)을 제공하는데 요구되는 결합 계수를 제공하도록 갭이 형성되며, 1차측 출력을 2차 측으로 전송하는 절연 컨버터 변압기와, 상기 직류 입력 전압을 상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선 (winding)에 간헐적으로 전송하기 위해 스위칭 장치를 포함하는 스위칭 수단과, 상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선을 적어도 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 1차측 병렬 공진 캐패시터를 포함하는 캐패시턴스 성분을 구비하며, 전압 공진 모드에서 상기 스위칭 수단을 작동시키는 1차측 공진 회로와, 상기 1차측 공진 회로에서 얻어진 스위칭 출력 전압을 정류 전류 경로에 공급함으로서 상기 1차측 병렬 공진 캐패시터를 통해 상기 스위칭 출력 전압을 역률 개선 수단으로 피드백시키고, 상기 피드백된 스위칭 출력 전압에 기초해서 정류 전류를 간헐적으로 발생함으로서 역률을 개선하는, 상기 역률 개선 수단과, 상기 절연 컨버터 변압기의 2차측 상에서, 상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 2차측 공진 캐패시터를 포함하는 캐패시턴스 성분을 구비하는 2차측 공진 회로와, 상기 2차측 공진 회로를 포함하고, 상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선에서 얻어진 교류 전압을 입력 및 정류하는 동작을 실행하여 2차측 직류 출력 전압을 발생하는 직류 출력 전압 발생 수단, 및 상기 2차 측 직류 출력 전압의 레벨에 따라 상기 2차 측 직류 출력 전압에 대한 정전압 제어를 실행하는 정전압 제어 수단을 포함하는 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

Description

스위칭 전원 회로{Switching power-supply circuit}

본 발명은 역률 개선 회로를 포함하는 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

본 발명의 특허에 대한 출원인은 제 1 차측의 공진형 변환를 가지는 여러가지 스위칭 전원 회로를 제안한다. 한편, 공진형 변환에 대한 역률을 개선하는 역률 개선 회로를 가지는 여러가지 스위칭 전원 회로가 제안되어 왔다.

도9는 본 발명의 특허에 대한 출원인에 의해 처음에 제안된 본 발명을 기초로한 구성을 가진 통상의 스위칭 전원 회로를 도시하는 회로 다이어그램이다. 더욱 상세히, 상기 스위칭 전원 회로의 구성은 자기 여자 기술을 근거로 전류 공진형 스위칭 변환의 역률을 개선하기 위한 역률 개선 회로를 구비한다.

도면에 도시된 스위칭 전원 회로는 상용 AC 전원 AC의 전파 정류용 브릿지 정류 회로 (Di) 를 구비한다.

상기 브릿지 정류 회로 (Di) 에 의한 전파 정류의 결과로서 얻어진 정류된 출력은 역률 개선 회로(20)를 경유하여 평활 캐패시터 (Ci) 로 전기적으로 충전된다. 결과적으로, 정류되어 평활된 전압 Ei 는 상기 평활 캐패시터 (Ci) 의 단자들 사이에 나타나는 AC 입력 전압 VAC 의 1시간 레벨에 대응한다.

한편, 맥동(rush)전류 제한 저항 (Ri) 는 브릿지 정류 회로 (Di) 와 그의 정류 전류 통로상의 평활 캐패시터 (Ci) 를 구비하는 회로로 삽입된다. 더욱 상세히, 상기 맥동 전류 제한 저항 (Ri) 는 전원이 턴온될때 평활 캐패시터 (Ci) 에 따라 흐르는 맥동 전류를 제한한다.

도면에 도시된 역률 개선 회로(20)는 브릿지 정류 회로 (Di) 의 양극 출력 단자와 상기 평활 캐패시터 (Ci) 의 양극 단자 사이에서 직렬로 서로 접속된, 필터 쵸크 코일 LN 과 고속 복구 다이오드 (D1) 을 구비한다. 쵸크 코일 LS 의 하나의 단부는 고속 복구 다이오드 (D1) 의 캐소오드에 접속된다.

필터 캐패시터 CN 의 하나의 단자는 고속 복구 다이오드 (D1) 의 애노드와 평활 캐패시터 (Ci) 의 양극 단자 사이의 접속부에 접속된다. 상기 필터 캐패시터 CN 의 다른 단자는 쵸크 코일 LS 의 다른 단부에 접속된다. 상기 필터 캐패시터 CN 은 상기 필터 쵸크 코일 LN 과 협조하여 정상 모드 저역 필터로서 기능을 한다.

상기 역률 개선 회로(20)에서 고속 복구 다이오드 (D1) 과 쵸크 코일 LS 사이의 접속점은 제 1 차측상의 권선 N1 의 인덕터 L1 과 협조하여 직렬 공진 회로를 형성하는, 캐패시터 (C1) 에 의해 후에 기술되는 변압기 PIT(전력 절연 변압기)의 제 1 차측 단자에 접속된다. 그러한 접속으로, 후에 기술되는 스위칭 디바이스에 의해 발생된 스위칭 출력은 직렬 공진 회로로 피드백된다.

역률 개선 회로(20)의 역률 개선 동작은 후에 기술된다.

상기 스위칭 전원 회로는 또한 자기 여자 기술을 적용하는 전류 공진형 변환를 구비한다. 상기 자기 여자 전류 공진 변환는 동작 전원으로서 평활 캐패시터 Ci 의 단자들 사이에서 나타나는 정류되어 평활된 전압 Ei 를 사용한다.

도면에 도시처럼, 상기 변환는 평활 캐패시터 (Ci) 의 양극 단자와 상기 평활 캐패시터 (Ci) 의 음극 단자가 접속된 접지간의 반 브릿지 접속시 서로 감겨진 2개의 스위칭 디바이스 (Q1,Q2) 를 제공한다. 상기 스위칭 디바이스 (Q1,Q2) 는 각각 바이폴라 트랜지스터이다.

초기 저항 (RS1) 은 상기 스위칭 디바이스 (Q1) 의 콜렉터와 베이스 사이에서 접속된다. 게다가, 초기 저항 (RS2) 는 스위칭 디바이스 (Q2) 의 콜렉터와 베이스 사이에서 접속된다. 공진 캐패시터 (CB1)을 통해 스위칭 디바이스 (Q1) 의 베이스에 접속된 저항 RB1 은 상기 스위칭 디바이스 (Q1) 의 베이스 전류(구동 전류로 불림)를 설정한다. 유사하게, 공진 캐패시터 CB2 를 통해 스위칭 디바이스 (Q2) 의 베이스에 접속된 저항 RB2 는 스위칭 디바이스 (Q2) 의 베이스 전류(구동 전류로 불림)를 설정한다. 클램프 다이오드 DD1은 스위칭 디바이스 (Q1) 의 에미터와 베이스 사이에 접속된다. 유사하게, 클램프 다이오드 (DD2)는 스위칭 디바이스 (Q2) 의 에미터와 베이스 사이에 접속된다. 상기 클램프 다이오드 (DD1) 은 상기 스위칭 디바이스 (Q1) 이 오프 상태로 누를때, 스위칭 디바이스 (Q1) 의 베이스와 에미터를 통해 흐르는 클램프 전류의 전류 통로를 형성한다. 게다가, 상기 클램프 다이오드 DD2 는 스위칭 디바이스 (Q2) 가 오프 상태로 눌러질때 상기 스위칭 디바이스 (Q2) 의 베이스와 에미터를 통해 흐르는 클램프 전류의 전류 통로를 형성한다.

상기 공진 캐패시터 (CB1)은 다음에 설명되는 구동 변압기 PRT(전력 조절 변압기)에 제공된 구동 권선 NB1과 협조하여 자기 여자 발진용 직렬 공진 회로를 형성하고 상기 스위칭 디바이스 (Q1) 의 스위칭 주파수를 설정한다. 유사하게, 공진 캐패시터 (CB2)는 구동 변압기 (PRT) 에 제공된 구동 권선 NB2 와 협조하여 자기 여자 발진용 직렬 공진 회로를 형성하고, 스위칭 디바이스 (Q2)의 스위칭 주파수를 설정한다. 상기 직렬 공진 회로는 또한 자기 여자 발진 구동 회로로 불리는 것이 자명하다.

상기 구동 변압기 (PRT) 는 스위칭 주파수의 변화를 제어하므로서 스위칭 디바이스 (Q1,Q2) 를 구동할 뿐 아니라 정전압 제어를 실행한다. 도면에 도시된 스위칭 전원 회로에서, 구동 권선 NB1,NB2, 구동 권선 NB1 및 NB2, 공진 전류 검출 권선 ND와 수직 방향으로 된 공진 전류 검출 권선 ND, 제어 권선 NC 는 직교 포화 리액터를 형성한다.

상기 구동 변압기 (PRT) 에 제공된 구동 권선 NB1중 하나의 단부는 저항 RB1 과 공진 캐패시터 (CB1) 의 직렬 접속에 의해 스위칭 디바이스 (Q1) 의 베이스에 접속되고 반면 구동 권선 NB1 의 다른 단부는 스위칭 디바이스 (Q1) 의 에미터에 접속된다. 게다가, 구동 변압기 (PRT) 에 제공된 구동 권선 NB2 의 하나의 단부는 저항 RB2 와 공진 캐패시터 (CB2)의 직렬 접속에 의해 스위칭 디바이스 (Q2) 의 베이스에 접속되고 반면 구동 권선 NB2 의 다른 단부는 스위칭 디바이스 (Q2) 의 에미터에 접속된다. 상기 구동 권선 NB1,NB2는 전자에 의해 발생된 전압이 후자에 의해 발생된 전압과 대향한 극성을 가지는 방향으로 감겨진다.

절연 컨버터 변압기 PIT(전력 절연 변압기)는 제 2 차측상에서 스위칭 디바이스 Q1,Q2 의 출력을 유도한다. 절연 컨버터 변압기 (PIT) 의 1차 권선 N1 의 하나의 단부를 스위칭 디바이스 (Q1) 의 에미터와 공진 전류 검출 권선 ND 를 통해 스위칭 디바이스 (Q2) 의 콜렉터 사이에서 접속점에 접속하므로서 스위칭 출력이 얻어진다.

상술된 바와 같이, 제 1 차 권선의 다른 단부는 직렬 공진 캐패시터 (C1) 에 의해 역률 개선 회로(20)에서 고속 복구 다이오드 (D1) 의 캐소오드와 쵸크 코일 LS 사이의 접속점에 접속한다.

즉, 직렬 공진 캐패시터 (C1)은 제 1 차 권선과 직렬로 접속된다. 직렬 공진 캐패시터 (C1) 의 캐패시턴스와 제 1 차 권선 N1 의 인덕턴스 (L1) 을 포함하는 절연 컨버터 변압기 (PIT) 의 누설 인덕턴스는 전류 공진형 동작을 하는 스위칭 변환 동작을 이루는 제 1 차측 직렬 공진 회로를 형성한다. 제 1 차 권선 N1은 또한 직렬 공진 권선으로 불린다.

상기 절연 컨버터 변압기 PIT 의 2차측에서, 센터탭은 제 2 차 권선 N2 의 중앙에 제공된다. 정류 다이오드 (DO1,DO3) 의 애노드는 각각 제2차 권선 N2의 상부 단부 탭과 상부 중간탭에 접속된다. 게다가 정류 다이오드 (DO2,DO4)의 애노드는 제 2차권선 N2의 하부 단부탭과 하부 중간탭에 접속된다. 평활 캐패시터 (CO1)은 제 1 의 전파 정류 회로를 형성하기 위해 상기 정류기 다이오드 (DO1,DO2) 의 접지와 캐소오드 사이에서 접속된다. 유사하게, 평활 캐패시터 (CO2)는 제 2의 전파 정류 회로를 형성하도록 정류 다이오드 (DO3,DO4)의 접지와 캐소오드 사이에서 접속된다. 상기 제 1의 전파 정류 회로는 직류 출력 전압 EO1 을 발생하는 평활 캐패시터 (CO1)와 정류 다이오드 (DO1,DO2) 를 구비한다. 유사하게, 상기 제2의 전파 정류 회로는 직류 출력 전압 EO2 를 발생하는 평활 캐패시터 (CO2)와 정류 다이오드 (DO3,DO4)를 구비한다.

상기 직류 출력 전압 EO1과 직류 출력 전압 EO2는 제어 회로(1)에 분리적으로 제공된다. 상기 제어 회로(1)는 검출 전압으로 직류 출력 전압 EO1 을 사용하고 동작 전원으로는 직류 출력 전압 EO2 를 사용한다.

상기 제어 회로(1)는 후에 설명될 정전압 제어를 수행한다. 더욱 구체적으로, 상기 제어 회로(1)는 DC 전류를 제어 전류로서 구동 변압기 (PRT) 의 제어 권선 NC 에 공급한다. 통상, 상기 제어 전류의 크기는 2차측상에서 직류 전류 출력 전압 EO1의 변화에 따라 조절된다.

위에서 기술된 구성을 가진 스위칭 전원 회로는 다음에 따라 스위칭 동작을 수행한다. 먼저, 상용의 AC 전원이 턴온되면, 활성 전류가 초기 저항 RS1,RS2를 경유하여 스위칭 디바이스 (Q1,Q2) 의 베이스에 공급된다. 스위칭 디바이스 (Q1) 이 처음에 턴온되게 취하면, 제어는 스위칭 디바이스 (Q2) 를 턴오프하도록 실행한다. 스위칭 디바이스 (Q1) 의 출력으로서, 공진 전류가 공진 전류 검출 권선 ND, 제1차 권선 N1, 직렬 공진 캐패시터 (C1)에 흐른다. 제어는 스위칭 디바이스 Q1 을 턴오프하도록 실행하며, 공진 정류의 크기가 0에 접근함에 따라 스위칭 디바이스 (Q2) 를 턴온한다. 이시간에, 스위칭 디바이스 (Q2) 의 출력으로서, 공진 전류는 스위칭 디바이스 (Q1) 의 출력으로서 발생된다. 후에, 스위칭 디바이스 (Q1,Q2) 가 교대로 턴온되는 자기 여자 스위칭 동작이 시작된다.

위에서 기술된 바와 같이, 상기 스위칭 디바이스 (Q1,Q2)는 동작 전원으로서 사용된 평활 캐패시터 (Ci) 의 단자들 사이의 전압으로 교대적이면서 반복적으로 턴온, 턴오프된다. 결과적으로, 공진 전류 파형에 근접한 파형을 가지는 구동 전류는 절연 컨버터 변압기 (PIT) 의 제 1 차 권선 N1 에 공급되고 AC 출력은 그로부터 제 2 차 권선 N2 에서 얻어진다.

처음에 인용된 정전압 제어는 다음과 같이 구동 변압기 (PRT) 에 의해 실행된다.

상기 제 2차측 출력 전압 EO1은 AC 입력 전압의 변화 및/또는 부하의 변화로 인해 증가하며, 제어 권선 NC 를 통해 흐르는 제어 전류는 또한 제2차측 출력 전압 EO1의 증가에 따라 상승하도록 제어된다.

상기 구동 변압기 (PRT) 내의 제어 전류에 의해 생성된 자속 영향으로 인해, 상기 구동 변압기 PRT는 포화 상태로 접근하며, 구동 권선 NB1,NB2의 인덕턴스를 감소하는 영향을 억제한다. 따라서, 상기 자기 여자 공진 회로의 상태는 스위칭 주파수 증가로 변화한다.

이러한 전원 회로에서, 상측 제어가 실행된다. 즉, 상기 스위칭 주파수는 제 1차 권선 N1의 직렬 공진 캐패시터 (C1)과 인덕터 (L1) 을 구비하는 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 더 높은 주파수 영역에서의 값으로 설정된다. 상기 스위칭 주파수가 위에서 기술된 바와같이 상승하도록 제어함에 따라, 상기 스위칭 주파수는 직렬 공진 회로의 공진 주파수와 별개이다. 결국, 스위칭 출력용 직렬 공지 회로의 공진 임피던스가 증가한다.

상기 공진 임피던스가 위에서 기술된 바와같이 증가할때, 1차측상의 직렬 공진 회로의 1차권선 N1 에 공급된 구동 전류가 제한된다. 결국, 제 2차측에 나타나는 출력 전압은 또한 정전압 제어에 의해 제한된다.

위에서 설명된 기술에 근거한 정전압 제어는 후에는 스위칭 주파수 제어 방법으로 불린다.

상기 역률 개선 회로(20)는 다음과 같은 역률 개선 동작을 수행한다.

도면에 도시된 역률 개선 회로(20)의 구성에서, 직렬 공진 회로에 공급된 스위칭 출력은 1차 권선 N1의 인덕터 (L1)을 구비하며 직렬 공진 캐패시터 (C1)은 쵸크 코일 LS 그 자체의 유도성 리액턴스(자기 결합)를 통해 정류된 전류 통로로 피드백된다.

위에서 기술된 바와같은 스위칭 출력 피드백은 정류된 전류 통로상에서 중첩된 스위칭 주기를 가지는 교류 전압을 야기한다. 교대로 스위칭 주기를 가지는 교류 전압의 중첩은 스위칭 주기에서 간헐적으로 고속 복구 다이오드 (D1) 을 통해 흐르도록 정류된 전류를 생성한다. 상기 정류된 전류의 간헐적 흐름은 필터 쵸크 코일 LN과 쵸크 코일 LS 의 인덕턴스를 더 높게 나타나도록 한다. 따라서, 또한 정류된 출력 전압의 레벨이 평활 캐패시터 (Ci) 의 단자들 사이에서 나타나는 전압보다 낮을 동안에는 충전 전류는 평활 캐패시터 (Ci) 에 흐른다.

결국, AC 입력 전류의 평균 파형은 AC 입력 전압의 파형에 접근하고 상기 AC 입력 전류의 전도각은 역률을 개선하기 위해 증가한다.

도10은 본 발명의 특허에 대한 출원인에 의해 처음에 제안된 본 발명에 근거한 구성으로 스위칭 전원 회로 구성의 또다른 예를 보여주는 회로 다이어그램이다. 이 스위칭 전원 회로는 또한 2개의 스위칭 디바이스가 반 브릿지 정션을 형성하도록 감겨진 전류 공진 변환를 구비한다. 분리 여자 기술은 구동 방법으로서 적용된다. 또한 스위칭 전원 회로의 구성은 역률을 개선하기 위한 역률 개선 회로를 구비한다.

도9에 도시된 스위칭 전원 회로에 제공된 성분과 동일한 성분은 후에는 같은 참고번호로 표시되고 그들의 설명은 반복되지 않았다.

도면에 도시처럼, 1차측상의 전류 공진 변환는 통상 MOS-FET 에 의해 동작되는 2개의 스위칭 디바이스 (Q11,Q12) 를 제공한다.

상기 스위칭 디바이스 (Q11) 의 드레인은 정류되어 평활된 전압 E1 의 라인에 접속된다. 상기 스위칭 디바이스 (Q11) 의 소스는 스위칭 디바이스 (Q12)의 드레인에 접속된다. 상기 스위칭 디바이스 Q12의 소스는 제 1 차측의 접지에 접속된다. 그런 접속으로, 분리 여자 기술과 관계한 반 브릿지 정션이 생성된다.

상기 스위칭 디바이스 (Q11,Q12)는 발진 및 구동 회로(2)에 의해 정류되어 평활된 전압 Ei 를 간헐적으로 출력하기 위해 스위칭 동작시 교대적이고 반복적으로 턴온,턴오프하도록 구동한다.

클램프 다이오드 (DD1) 은 도면에 도시된 방향으로 스위칭 디바이스 (Q11)의 드레인과 소스 사이에 접속된다. 게다가, 클램프 다이오드 (DD2)는 도면에 도시된 방향으로 스위칭 디바이스 (Q12)의 드레인과 소스 사이에 접속된다.

절연 컨버터 변압기 (PIT)의 제 1차권선 N1의 하나의 단부를 스위칭 디바이스 Q11의 소스와 스위칭 디바이스 (Q12)의 드레인 사이의 접속점(스위칭 출력점으로 불림)에 접속하므로서, 상기 스위칭 출력은 제 1차권선 N1에 공급된다. 상기 제 1차권선 N1의 다른 단부는 후에 기술될 역률 개선 회로(21)내에서 필터 쵸크 코일 LN과 고속 복구 다이오드 (D1)의 애노드 사이의 접속점에 접속된다.

도10에 도시된 스위칭 전원 회로의 경우에는, 직렬 공진 캐패시터 (C1)은 1차 권선 N1과 직렬로 접속된다. 상기 직렬 공진 캐패시터 (C1)의 캐패시턴스와 1차 권선 N1의 인덕턴스를 포함하는 절연 컨버터 변압기 (PIT)의 누설 인덕턴스는 전류 공진형 동작을 하는 스위칭 전원 회로의 동작을 이루는 1차측 직렬 공진 회로를 형성한다. 이러한 구성을 가지는 제어 회로(1)는 통상 직류 전류 출력 전압 EO1 의 변화를 표시하는 레벨을 가지는 제어 신호를 출력한다. 상기 발진 및 구동 회로(2)에서, 스위칭 디바이스 (Q11,Q12)의 게이트에 발진 및 구동 회로(2)에 의해 공급된 스위칭 구동 신호의 주파수는 스위칭 주파수를 변화시키기 위해 제어 회로(1)로부터 수신된 제어 신호에 따라 변화한다.

또한 도10에 도시된 스위칭 전원 회로에서, 스위칭 주파수는 도9에 도시된 스위칭 전원 회로의 경우와 같이 직렬 공진 주파수보다 높은 영역에서 값으로 설정된다. 상기 직류 출력 전압 EO1이 상승하면, 상기 발진 구동 회로(2)는 상기 스위칭 주파수가 또한 직류 출력 전압 EO1 의 레벨에 따라 증가하도록 제어 회로(1)에 의헤 제어되고, 그에 따라 정전압 제어를 수행한다.

시작 회로(3)는 정류되어 평활된 라인상에 전압 또는 전류를 검출하고 전원이 턴온된 후 발진 및 구동 회로(2)를 오른쪽으로 활성화한다. 상기 절연 컨버터 변압기 PIT 에 제공된 권선을 정류하므로서 얻어진 저레벨의 직류 전압은 동작 전원으로서 시작 회로(3)에 공급된다.

도면에 도시된 역률 개선 회로(21)는 브릿지 정류 회로 (Di) 의 양극 출력 단자와 평활 캐패시터 (Ci) 의 양극 단자 사이에서 직렬로 서로 접속된, 필터 쵸크 코일 LN 과 고속 복구 다이오드 D1 을 구비한다. 필터 캐패시터 (CN) 은 필터 쵸크 코일 LN과 고속 복구 다이오드 (D1) 을 포함하는 직렬 접속 회로와 병렬로 접속된다. 또한 이런 접속에서, 상기 필터 캐패시터 (CN) 은 필터 쵸크 코일 LN 과 협조하여 정상 모드의 저역 필터로서 기능을 한다.

공진 캐패시터 (C3)는 고속 복구 다이오드 (D1)과 병렬로 접속된다. 통상, 상기 공진 캐패시터 (C3)는 필터 쵸크 코일 LN 과 같은 성분과 협조하여 병렬 공진 회로를 형성한다. 상기 병렬 공진 회로는 후에 기술될 직렬 공진 회로의 공진 주파수와 대략 동일한 공진 주파수를 가지도록 설정된다. 이 방법에서, 감소된 부하에 의해 야기된 정류되어 평활된 전압 Ei 로 증가 억제 효과가 나타난다. 상세한 설명은 더이상 하지 않는다.

서두에서 기술된 바와 같이, 역률 개선 회로(21)에서 필터 쵸크 코일 LN과 고속 복구 다이오드 (D1)의 애노드 사이의 접속점은 1차권선 N1의 인덕터 L1과 직렬 공진 캐패시터 (C1) 을 포함하는 후술된 직렬 공진 회로에 접속된다.

위에서 상술된 접속에서, 1차권선 N1에서 얻어진 스위칭 출력은 직렬 공진 캐패시터 C1과 결합되는 전자기 캐패시턴스를 경유하여 정류된 전류 통로로 피드백된다. 더욱 상세히, 상기 스위칭 출력은 1차권선에서 얻어진 공진 전류가 필터 쵸크 코일 LN과 고속 복구 다이오드 (D1) 의 애노드 사이의 접속점에 흐르도록 피드백되고, 상기 스위칭 출력은 접속점에 공급된다.

위에서 기술된 바와같은 스위칭 출력 피드백은 정류된 전류 통로에 중첩되는 스위칭 주기를 가지는 교류 전압을 유도한다. 상기 스위칭 주기를 갖는 교류 전압의 중첩은 스위칭 주기에서 간헐적으로 고속 복구 다이오드 (D1) 을 통해 흐르게 하기 위해 정류된 전류를 교대로 유도한다.

한편, 상기 스위칭 주기를 가진 전류가 공진 캐패시터 (C3) 를 통해 흐르기 때문에, 전압은 공진 캐패시터 (C3)의 단자들 사이에서 나타난다. 상기 전류되어 평활된 전압 Ei 의 레벨은 공진 캐패시터 (C3)의 단자들 사이에서 나타나는 전압과 동일한 크기로 감소한다. 따라서, 정류된 출력 전압 레벨이 평활 캐패시터 Ci 의 단자들 사이에서 나타나는 전압보다 낮은 주기 동안에도, 충전 전류가 평활 캐패시터 (Ci) 로 흐른다.

결과적으로 AC 입력 전류의 평균 파형은 AC 입력 전압의 파형에 근접하며 AC 입력 전류의 전도각은 도9에 도시된 스위칭 전원 회로의 경우처럼 역률을 개선하기 위해 증가된다. 위에서 기술된 바와같이 역률 개선 회로(20,21)를 가진 도9,10에 도시된 스위칭 전원 회로를 제공하므로서, 역률이 개선된다. 이 도면에 도시된 역률 개선 회로(20,21)는 소수의 성분을 각각 제공하며, 상기 역률 개선 회로(20,21) 각각은 역률이 소형 소중량, 저비용의 회로를 사용하여, 저노이즈로, 고효율로 개선되는 장점을 가진다.

도11은 도9,도10에 도시된 스위칭 전원 회로에 대한 부하 전력 PO와 역률 PF 사이의 관계를 도시한다. 100V의 AC 입력 전압 VAC 가 조건으로 설정됨은 자명하다.

도면에 도시된 관계는 도면으로부터 명백한 바와같이 부하 전력 PO 의 감소로 역률 PF 감소의 특성을 표시한다.

도12는 AC 입력 전압 VAC와 역률 PF 간의 관계를 도시하는 다이어그램이다. 이들 관계는 조건으로서 120W 의 초대 부하 전력 Pomax와 40W 의 최소 부하 전력 Pomin 의 특성을 표시한다.

도면에 나타난 바와같이, 역률 PF 는 AC 입력 전압 VAC 의 증가에 비례하여 감소한다.

한편, 40W의 최소 부하 전력 Pomin 에 대한 역률 PF 는 120W 의 최대 부하 전력 Pomax 에 대한 역률 PF 보다 낮다. 이 관계는 도11의 특성과 일치하며, 낮은 부하 전력 PO 에 대한 낮은 역률 PF 를 도시한다.

도13 내지 도13D는 도12에 도시된 특성에 대한 동작 파형을 도시한다.

더 상세히, 도13A는 120W의 최대 부하 전력 Pomax 로 100V의 AC 입력 전압 VAC 에 대한 AC 입력 전압 VAC 의 파형을 도시하는 다이어그램이다. 도13B는 120W의 최소 부하 전력 Pomax 로 100V 의 AC 입력 전압 VAC 에 대한 AC 입력 전류 IAC 의 파형을 도시하는 다이어그램이도, 도13C는 40W의 최소 부하 전력 Pomin 로 100V의 AC 입력 전압 VAC 에 대한 AC 입력 전압 VAC 의 파형을 도시하는 다이어그램이다. 도13D는 40W의 최소 부하 전력 Pomin 로 100V 의 AC 입력 전압 VAC 에 대한 AC 입력 전류 IAC 의 파형을 도시하는 다이어그램이다.

AC 입력 전압 VAC 의 반 주기를 10ms 가 된다면, 120W의 최대 부하 전력 Pomax 에서, 상기 AC 입력 전류 IAC 의 전도 주기T는 실제 5ms 가 되고 역률 PF는 0.85가 된다. 한편, 40W의 최소 부하 전력 Pomin 에서, AC 입력 전류 IAC 의 전도 주기 T 는 대략 2.5ms 로 감소하고 역률 PF는 또한 대략 0.65로 감소한다. 40W의 최소 부하 전력 Pomin 에 대한 역률 PF 값은 소정의 응용시 요구된 안정된 값의 역률 PF 가 되지 않는다.

AC 입력 전압의 변화 및/또는 부하 전력의 변화에 의해 야기된 역률의 감소는 통상, 스위칭 전원 회로에 대한 AC 입력 전압 조건 및/또는 부하 전력 조건의 제한을 의미한다. 즉, 상기 스위칭 전원 회로를 제공하는 설비 종류 제한의 문제를 유발한다.

더 구체적으로, 스위칭 전원 회로가 특정한 AC 입력 전압 및/또는 부하 전력 조건의 텔레비젼 수상기에 제공되며, 상기 스위칭 전원 회로는 사무실이나 정보 설비에는 이용할 수 없게 된다.

한편, 역률 개선을 위한 도9,도10의 구성에서, 1차측의 직렬 공진 회로는 상용의 AC 전원의 정류된 전류 통로에 접속된다. 결과적으로, 50 또는 60Hz 의 상용 AC 전원 주파수를 가진 리플은 일반적으로 알려진 바와같이 직렬 공진 회로에 중첩된다. 상기 리플 성분의 중첩 레벨은 부하 전력 증가로 높아진다.

상기 구성은 알려진 바와같이, 응용을 위해 소정 조건하에 측정된 바와같이 대략 0.8 에서 역률 PF 를 유지하도록 선택되는 성분을 포함하면, 리플의 전압 레벨은 역률 개선 회로 포함하지 않는 경우와 비교하여 대략 3 내지 4배만큼 증가되는 최대 부하 전력에서 제2차측의 직류 출력 전압이 나타난다.

위에서 기술된 리플 성분 레벨의 증가를 억압하기 위해, 도9,도10에 도시된 스위칭 전원 회로의 실제 동작시, 제어 회로(1)의 이득과 제1차측의 평활 캐패시터 (Ci) 의 캐패시턴스가 증가한다. 이경우, 발진의 경향이 있는 스위칭 동작과 증가된 성분 비용의 문제점이 존재한다.

도1은 본 발명의 제 1 실시예에 의해 실행된 스위칭 전원 회로의 구성을 도시하는 회로 다이어그램.

도2는 상기 실시예에 의해 실행된 스위칭 전원 회로에 제공된 절연 컨버터 변압기의 구조 측단면도를 도시하는 다이어그램.

도3a,3b는 +M 및 -M 의 상호 인덕턴스에 대한 동작을 설명하는데 사용된 설명 다이어그램.

도4a,4b,4c,4d,4e,4f는 제 1 실시예에 의해 실행된 스위칭 전원 회로에 의해 수행되는 동작시 관찰된 여러 신호의 파형을 도시하는 다이어그램.

도5a,5b,5c,5d는 제 1 실시예에 의해 실행된 스위칭 전원 회로에 의해 수행되는 동작시 관찰된 여러 신호의 파형을 도시하는 다이어그램.

도6은 제 1 실시예에 의해 실행된 스위칭 전원 회로에 대해 부하 전력과 역률 사이의 관계를 도시하는 특성 다이어그램.

도7은 제 1 실시예에 의해 실행된 스위칭 전원 회로에 대해 AC 입력 전압과 역률 사이의 관계를 도시하는 특성 다이어그램.

도8은 본 발명의 제 2 실시예에 의해 실행된 스위칭 전원 회로의 구성을 도시하는 회로 다이어그램.

도9는 진보된 기술을 적용하는 스위칭 전원 회로의 구성을 도시하는 회로 다이어그램.

도10은 종래 기술의 스위칭 전원 회로의 구성을 도시하는 회로 다이어그램.

도11은 종래 기술의 스위칭 전원 회로에 대해 부하 전력과 역률 사이의 관계를 도시하는 특성 다이어그램.

도12는 종래 기술의 스위칭 전원 회로에 대해 AC 입력 전압과 역률간의 관계를 도시하는 특성 다이어그램.

도13a,13b,13c,13d는 종래 기술의 스위칭 전원 회로에 대해, 부하 전력에 따라 변화하는 상용의 AC 전원의 전압 및 전류의 파형을 도시하는 다이어그램.

*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

3 : 시작회로 10 : 역률 개선회로

위에서 기술된 문제점을 해결하기 위해, 본 발명은 스위칭 전원 회로를 제공하며, 상기 스위칭 전원 회로는, 상용 AC 전원을 입력해서 정류 및 평활화된 전압을 발생하며, 상기 정류 및 평활화된 전압을 직류 입력 전압으로 출력하는 정류 및 평활화 수단과, 느슨한 결합(loose coupling)을 제공하는데 요구되는 결합 계수를 제공하도록 갭이 형성되며, 1차측 출력을 2차 측으로 전송하는 절연 컨버터 변압기와, 상기 직류 입력 전압을 상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선 (winding)에 간헐적으로 전송하기 위해 스위칭 장치를 포함하는 스위칭 수단과, 상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선을 적어도 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 1차측 병렬 공진 캐패시터를 포함하는 캐패시턴스 성분을 구비하며, 전압 공진 모드에서 상기 스위칭 수단을 작동시키는 1차측 공진 회로와, 상기 1차측 공진 회로에서 얻어진 스위칭 출력 전압을 정류 전류 경로에 공급함으로서 상기 1차측 병렬 공진 캐패시터를 통해 상기 스위칭 출력 전압을 역률 개선 수단으로 피드백시키고, 상기 피드백된 스위칭 출력 전압에 기초해서 정류 전류를 간헐적으로 발생함으로서 역률을 개선하는, 상기 역률 개선 수단과, 상기 절연 컨버터 변압기의 2차측 상에서, 상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 2차측 공진 캐패시터를 포함하는 캐패시턴스 성분을 구비하는 2차측 공진 회로와, 상기 2차측 공진 회로를 포함하고, 상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선에서 얻어진 교류 전압을 입력 및 정류하는 동작을 실행하여 2차측 직류 출력 전압을 발생하는 직류 출력 전압 발생 수단, 및 상기 2차 측 직류 출력 전압의 레벨에 따라 상기 2차 측 직류 출력 전압에 대한 정전압 제어를 실행하는 정전압 제어 수단을 포함한다.

상기 역률 개선 수단은 고속 복구 다이오드를 사용하며, 접지에 접속된 병렬 공진 캐패시터의 단자는 고속 복구 다이오드의 애노드에 접속된다.

위에서 기술된 구성에서 1차측 공진 회로에서 얻어진 스위칭 출력은 1차측 병렬 공진 캐패시터에 의해 합성 공진 변환기로 불리는 스위칭 전원 회로에 제공된 역률 개선 회로로 피드백되며, 즉, 전기적 결합 기술을 사용하여 피드백된다.

도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 의해 실시되는 스위칭 전원 회로의 구성을 도시하는 회로도이다. 도 9 또는 도 10에 도시된 전원 회로에서 사용되는 것과 동일한 구성성분은 똑같은 참고 번호로 표시되고 그에 대한 설명은 반복되지 않음을 주목하여야 한다.

도 1에 도시된 바와 같이, 스위칭 전원 회로의 1차측에는 전압 공진 (resonance) 모드의 스위칭 컨버터(또한 전압-공진 스위칭 컨버터라 칭하여지는)가 제공된다. 전압-공진 스위칭 컨버터를 위해 역률 개선 회로가 제공된다.

도면에 도시된 스위칭 전원 회로는 또한 상용 AC 전원(AC)에 전파장 정류를 실행하는 브릿지 정류기 (bridge rectifier) 회로(Di)를 포함한다. 브릿지 정류기 회로(Di)에 의한 정류 결과로 얻어진 정류 출력은 역률 개선 회로(10)를 통해 평활화 캐패시터(Ci)에 전기적으로 충전되어, 평활화 캐패시터(Ci)의 단자 사이에서 정류 및 평활화된 전압(Ei)을 발생한다.

역률 개선 회로(10)의 구성은 추후 설명된다. 먼저, 전압-공진 변환의 구성이 설명된다.

전압-공진 변환는 자체 여기 구성으로, 단 하나의 스위칭 디바이스(Q1)만을 사용한다. 스위칭 디바이스(Q1)로는 높은 내압을 갖는 쌍극 트랜지스터 BJT (bipolar junction transistor)가 사용된다.

스위칭 디바이스(Q1)의 베이스는 활성화 상태의 베이스 전류가 정류 및 평활화된 선에서 얻어질 수 있도록 시작 레지스터(Rs)를 통해 평활화 캐패시터(Ci)의 양전극 단자 (정류 및 평활화된 전압 Ei의 양극측)에 연결된다. 구동 권선 (driving winding)(NB), 공진 캐패시터(CB), 및 베이스-전류 제한 레지스터(RB)로 구성된 직렬 연결 회로는 1차측에서 접지와 스위칭 디바이스(Q1)의 베이스 사이에 연결된다. 직렬 연결 회로는 자체-여기 발진 구동 회로, 즉 자체 여기된 발진을 위한 공진 회로로 동작한다.

스위칭 디바이스(Q1)의 베이스와 평활화 캐패시터(Ci)의 음전극 단자 (또는 1차측상의 접지) 사이에 삽입된 클램프 다이오드 (clamp diode)(DD)는 스위칭 디바이스(Q1)가 off 상태인 동안 클램프 전류에 대한 경로를 형성한다.

스위칭 디바이스(Q1)의 콜렉터는 검출 권선(ND) 및 1차 권선(N1)으로 구성된 직렬 연결에 의해 평활화 캐패시터(Ci)의 양전극 단자에 연결된다. 에미터는 1차측에서 접지에 연결된다.

스위칭 디바이스(Q1)의 콜렉터는 또한 병렬-공진 캐패시터(Cr)에 연결된다. 추후 설명될 절연 컨버터 변압기(PIT)에서 사용되는 1차 권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1) 및 병렬-공진 캐패시터(Cr)의 캐패시턴스는 전압-공진 변환의 1차측 병렬-공진 회로를 형성한다. 스위칭 회로(Q1)가 off 상태로 될 때, 병렬-공진 캐패시터(Cr)의 단자 사이에 나타나는 전압은 사인파 펄스 파형을 나타내어, 결과적으로 병렬-공진 회로의 효과로 인한 전압-공진 동작을 제공하게 된다.

도면에 도시된 직교 제어 변압기(PRT)는 검출기 권선(ND), 구동 권선(NB), 및 제어 권선(NC)으로 구성된 포화가능한 리액터 (reactor)이다. 직교 제어 변압기(PRT)는 스위칭 디바이스(Q1)를 구동하고 정전압 제어를 실행하기 위해 제공된다.

직교 제어 변압기(PRT)의 구조는 도면에 도시되지 않는다. 구조는 각각이 E 문자를 닮은 형상을 갖는 2개의 코어 (core)를 구비한다. E 형상의 코어는 각각 4개의 자기성 다리 (magnetic leg), 즉 E 문자의 형상에서 끝부분에 2개의 다리 및 중간 부분에 2개의 다리를 갖는다. 한 코어의 4개 자기성 다리의 끝부분은 정육면체 코어를 형성하도록 다른 코어의 4개 다리의 끝부분과 결합된다. 정육면체 코어 중 소정의 2개 자기성 다리에는 똑같은 감기 방향으로 검출 권선(ND) 및 구동 권선(NB)이 감긴다. 한편, 제어 권선(NC)은 검출 권선(ND) 및 구동 권선(NB)의 감기 방향에 수직인 방향으로 감긴다.

직교 제어 변압기(PRT) (가변 주파수 수단)에서 사용되는 검출 권선(ND)은 스위칭 디바이스(Q1)의 스위칭 출력이 1차 권선(N1)을 통해 검출 권선(ND)에 전파될 수 있도록 추후 설명될 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)에 직렬로 연결된다.

직교 제어 변압기(PRT)에서, 검출 권선(ND)으로 구해진 스위칭 출력은 변압기 결합을 통해 구동 권선(NB)을 여기시킨다. 그 결과로, 구동 권선(NB)에서는 교류 전압이 구동 전압으로 발생된다. 구동 전압은 구동 권선(NB) 및 공진 캐패시터(CB)를 구비하는 직렬-공진 회로로부터 베이스-전류 제한 레지스터(RB)를 통해 스위칭 디바이스(Q1)의 베이스에 구동 전류로 출력된다. 직렬-공진 회로는 자체 여기 발진 구동 회로를 형성한다. 그 결과로, 스위칭 디바이스(Q1)는 구동 권선(NB) 및 공진 캐패시터(CB)를 구비하는 직렬-공진 회로의 공진 주파수에 의해 결정된 스위칭 주파수에서 스위칭 동작을 실행한다.

도 2에 도시된 바와 같이, 본 실시예에서 사용되는 절연 컨버터 변압기(PIT)는 전형적으로 페라이트 (ferrite) 물질로 구성된 코어 (CR1) 및 (CR2)를 구비한다. 코어 (CR1, CR2)는 EE 형상의 조립을 형성하도록 서로 결합된 자기성 다리의 끝부분을 갖는다. EE 형상의 코어의 중간 자기성 다리 주위에는 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)이 감긴다. 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)은 보빈 (bobbin)(B)을 사용해 서로 분리된다. 도면에 도시된 바와 같이, 코어(CR1)의 중간 자기성 다리와 코어(CR2)의 중간 자기성 다리 사이에는 갭 (gap)(G)이 있다. 이 방식으로, 필요한 결합 계수(k)로 제공되는 소결합 (loose coupling)이 얻어진다.

갭(G)은 E 형상의 코어(CR1)의 중간 자기성 다리를 코어(CR1)의 엣지에 있는 두 자기성 다리 보다 더 짧게 만들고 E 형상의 코어(CR2)의 중간 자기성 다리를 코어(CR2)의 엣지에 있는 두 자기성 다리 보다 더 짧게 만듦으로서 형성된다. 결합 계수(k)는 소결합을 제공하도록 약 0.85의 값으로 설정된다. 그 결과로, 포화 상태를 구하기가 어렵다.

절연 컨버터 변압기(PIT)에 사용되는 1차 권선(N1)의 한 끝부분은 스위칭 디바이스(Q1)의 콜렉터에 연결된다. 1차 권선(N1)의 다른 끝부분은 권선(ND)과 직렬 연결을 형성하도록 검출 권선(ND)에 의해 평활화 캐패시터(C1)의 양전극 단자 (정류 및 평활화된 전압 Ei)에 연결된다.

절연 컨버터 변압기(PIT)의 2차 측으로, 2차 권선(N2)에서는 1차 권선(N1)에 의해 유도된 교류 전압이 발생된다. 2차 측의 병렬-공진 캐패시터(C2)가 2차 권선(N2)에 병렬로 연결되므로, 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스(L2)와 2차 측 병렬-공진 캐패시터(C2)의 캐패시턴스는 병렬-공진 회로를 형성한다. 병렬-공진 회로는 교류 전압을 공진 전압으로 만든다. 말하자면, 2차 측에서 전압 공진 회로가 실행된다.

다른 말로 하면, 스위칭 전원 회로의 1차측에서는 스위칭 동작을 전압 공진 동작으로 만드는 병렬-공진 회로가 제공된다. 스위칭 전원 회로의 2차 측에서는 전압 공진 동작을 실행하는 병렬-공진 회로가 제공된다. 본 명세서에서, 상술된 바와 같이 1차 및 2차 측에 공진 회로가 제공되는 구성을 갖춘 스위칭 변환는 복합-공진 스위칭 변환라 칭하여짐을 주목하여야 한다.

상술된 바와 같이 2차 측에 제공된 병렬-공진 회로에서, 2차 권선(N2)에는 탭 (tap)이 제공된다. 부가하여, 2차 측에서는 정류기 다이오드(D01, D02, D03, D04) 뿐만 아니라 평활화 캐패시터(C01, C02)가 전파장 정류기 회로를 형성하도록 도면에 도시된 바와 같이 연결된다. 보다 구체적으로, 직류 출력 전압(E01)을 발생하는 두 전파장 정류기 회로 중 하나는 정류기 다이오드(D01, D02) 및 평활화 캐패시터(C01)를 구비하도록 설정되는 반면, 직류 출력 전압(E02)을 발생하는 다른 전파장 정류기 회로는 정류기 다이오드(D03, D04) 및 평활화 캐패시터(C02)를 구비하도록 설정된다.

직류 출력 전압(E01) 및 직류 출력 전압(E02)은 각각 제어 회로(1)에 공급됨을 주목하여야 한다. 제어 회로(1)는 직류 출력 전압(E01)을 검출 전압으로 사용하고, 직류 출력 전압(E02)을 동작 전원으로 사용한다.

제어 회로(1)는 추후 설명될 정전압 제어를 실행한다. 구체적으로, 제어 회로(1)는 구동 변압기(PRT)의 제어 권선(NC)에 DC 전류를 제어 전류로 공급한다. 전형적으로, 제어 정류의 크기는 2차 측에서 직류 출력 전압(E01)의 변화에 따라 조정된다.

절연 컨버터 변압기(PIT)에서 1차 권선(N1)의 인덕턴스(L1)와 2차 권선(N2)의 인덕턴스(L2) 사이의 상호 인덕턴스(M)는 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)의 극성 사이의 관계와 정류기 다이오드(D0), 즉 다이오드(D01, D02, D03, D04)의 연결에 따라 +M 또는 -M이 될 수 있다.

도 3A에 도시된 연결의 경우, 예를 들면, 상호 인덕턴스는 +M이다 (즉, 부가 극성 또는 포워드 (forward) 시스템). 한편, 도 3b에 도시된 연결의 경우, 상호 인덕턴스는 -M이다 (즉, 감산 극성 또는 플라이백 (fly-back) 시스템).

상호 인덕턴스(M)가 도 1에 도시된 스위칭 전원 회로의 2차 측에서의 동작과 연관된다고 가정하면, 예를 들어 2차 권선(N2)에서 구해진 교류 전압이 양의 극성일 때, 정류된 전류는 정류기 다이오드(D01, D03)를 통해 흐른다. 이 동작은 +M 동작 모드 또는 포워드 시스템으로 간주될 수 있다. 한편, 2차 권선(N2)에서 구해진 교류 전압이 음의 극성을 가질 때, 정류된 전류는 정류기 다이오드(D02, D04)를 통해 흐른다. 이 동작은 -M 동작 모드 또는 플라이백 시스템으로 간주될 수 있다. 말하자면, 이 스위칭 전원 회로의 2차 권선(N2)에서 구해진 교류 전압이 양 또는 음이 될 때, 상호 인덕턴스는 각각 +M 또는 -M 동작 모드로 동작한다.

제어 회로(1)는 직교 제어 변압기(PRT)에서 감긴 구동 권선(NB)의 인덕턴스(NB)의 변화를 제어하기 위해 2차 측 직류 출력 전압 레벨(E01)의 변화에 따라 제어 권선(NC)을 통해 흐르는 DC 제어 정류의 레벨을 변화시킨다. 이와 같이, 직렬 공진 회로가 구동 권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 포함하므로, 스위칭 디바이스(Q1)에 대한 자체 여기 발진 구동 회로에서 직렬 공진 회로의 공진 조건도 또한 변한다. 그래서, DC 제어 전류 레벨의 변화는 스위칭 디바이스(Q1)의 스위칭 주파수를 변화시키게 된다. 그 변화는 2차 측의 직류 출력 전압에서 안정화 효과를 제공한다.

부가하여, 이 도면에 도시된 회로에서 실행되는 제어가 다음과 같이 해석된다. 스위칭 주파수는 고정된 비전도 주기로 스위칭 디바이스(Q1)의 전도 주기 변화를 제어함으로서 변화된다. 말하자면, 이 스위칭 전원 회로의 정전압 제어 동작에서는 스위칭 주파수의 변화가 제어된다. 그래서, 스위칭 출력에 대한 공진 임피던스가 제어된다. 동시에, 스위칭 주기에서 스위칭 디바이스(Q1)의 전도각의 제어, 즉 PWM 제어가 실행된다. 이 복합 제어 동작은 단일 제어 회로에 의해 실행된다.

스위칭 주파수의 제어로, 예를 들어 2차 측의 출력 전압이 로드 (load)의 감소로 인해 상승될 때, 2차 측 출력을 억제하도록 스위칭 주파수를 증가시키는 제어가 실행된다.

다음에는 역률 개선 회로(10)의 구성이 설명된다.

역률 개선 회로(10)에서, 초크 코일 (choke coil)(LS) 및 고속 회복 다이오드(D1)를 구비하는 직렬 연결은 브릿지 정류기 회로(Di)의 양전극 출력 단자와 평활화 캐패시터(Ci)의 양전극 단자 사이에 연결된다. 필터 캐패시터(CN)는 초크 코일(LS) 및 고속 회복 다이오드(D1)를 구비하는 직렬 연결 회로에 병렬로 연결된다. 필터 캐패시터(CN) 및 초크 코일(LS)은 정상 모드의 저역통과 필터를 구성한다.

병렬-공진 캐패시터(C10)는 고속 회복 다이오드(D1)에 병렬로 연결된다. 전형적으로, 병렬-공진 캐패시터(C10) 및 초크 코일(LS)과 같은 구성성분은 병렬 공진 회로를 형성한다. 그에 의해, 로드의 감소에 의해 발생된 정류 및 평활화된 전압(Ei)에서의 증가를 억제하는 효과가 나타난다. 더 이상 상세한 설명은 주어지지 않는다.

역률 개선 회로(10)에서, 고속 회복 다이오드(D1) 및 병렬 공진 캐패시터(C10)의 양극은 병렬 공진 캐패시터(Cr)에 연결되어, 1차측의 병렬 공진 회로에서 구해진 스위칭 출력 (또는 전압-공진 펄스 전압)을 역률 개선 회로(10)에 피드백 (feedback)시킨다.

기본적으로, 역률 개선 회로(10)는 다음과 같이 역률 개선 동작을 실행한다.

도면에 도시된 역률 개선 회로(10)의 구성에서, 1차측 병렬 공진 회로로 구해진 스위칭 출력은 병렬 공진 캐패시터(Cr)의 정전 캐패시턴스 결합을 통해 정류 전류 경로로 피드백된다.

상술된 바와 같이 피드백된 스위칭 출력은 스위칭 주기를 갖는 교류 전압이 정류 전류 경로에 이중인화 (superpose)되게 한다. 스위칭 주기를 갖는 교류 전압의 이중인화로, 실제 정류 전류는 스위칭 주기에서 간헐적으로 고속 회복 다이오드(D1)를 통해 흐르게 된다. 정류 전류의 간헐적인 흐름은 초크 코일(LS)의 인덕턴스를 더 높게 나타나게 한다.

부가하여, 스위칭 주기를 갖는 전류가 병렬 공진 캐패시터(C10)로 흘러, 병렬 공진 캐패시터(C10)의 단자 사이에 전압을 발생한다. 정류 및 평활화된 전압(Ei)의 레벨은 병렬 공진 캐패시터(C10)의 단자 사이에 나타나는 전압과 동일한 크기 만큼 감소된다. 그래서, 또한, 정류 출력 전압의 레벨이 평활화 캐패시터(Ci)의 단자 사이에 나타나는 전압 보다 더 낮은 주기 동안, 충전 전류가 평활화 캐패시터(Ci)로 흐른다.

그 결과로, AC 입력 전류의 평균 파형은 AC 입력 전압의 파형에 접근하고, AC 입력 전류의 전도 각도는 역률를 개선하도록 증가된다.

상술된 1차측의 전압 공진 변환에서 1차측 병렬 공진 회로의 병렬 공진 캐패시터(Cr)는 역률 개선 회로(10)의 고속 회복 다이오드(D1)의 음극에 연결된다. 이 방식으로 병렬-공진 패캐시터(Cr)를 연결시킴으로서, 병렬 공진 캐패시터(Cr)는 병렬 공진 캐패시터(C10)에 직렬로 연결되어, 병렬 공진 캐패시터(C10)의 정전 캐패시턴스에 대한 병렬 공진 캐패시터(Cr)의 정전 캐패시턴스의 비율을 근거로 하는 전압 분할의 결과로 병렬 공진 캐패시터(Cr)의 단자 사이에 나타나는 전압 공진 펄스 전압을 발생한다. 부가하여, 고속 회복 다이오드(D1)에 병렬로 연결된 병렬 공진 캐패시터(C10)를 통해 평활화 캐패시터(Ci)에 전압을 피드백시키는 전압 피드백 시스템으로 동작하는 회로가 형성된다.

병렬 공진 캐패시터(Cr)의 정전 캐패시턴스는 병렬 공진 캐패시터(C10)의 정전 캐패시턴스 보다 더 작은 값으로 설정된다 (Cr 〈 C10). 특별히, 병렬 공진 캐패시터(C10)의 캐패시턴스가 증가되면, 역률(PF)도 또한 상승된다.

말하자면, 높은 AC 입력 전압(VAC)의 주기 동안, 스위칭 주파수(fs)는 큰 값으로 제어된다. 한편, 낮은 AC 입력 전압(VAC)의 주기 동안에는 스위칭 주파수(fs)가 작은 값으로 제어된다. 그래서, AC 입력 전압(VAC)의 피크에 매우 가까운 값에서는 전압 공진 펄스 전압이 역률 개선 회로(10)에 피드백되지 않고, AC 전원(AC)으로부터의 AC 입력 전류(IAC)는 브릿지 정류기 회로(Di), 초크 코일(LS), 및 고속 회복 다이오드(D1)를 통해 전기적으로 평활화 캐피스터(Ci)로 충전된다. AC 입력 전압(VAC)이 더 낮아짐에 따라, 역률 개선 회로(10)에 피드백된 전압 공진 펄스 전압의 크기는 증가된다.

상술된 동작은 결과적으로 도 4a 내지 도 4f에 도시된 바와 같이 AC 입력 전압(VAC), AC 입력 전류(IAC), 병렬 공진 캐패시터(Cr)와 병렬 공진 캐패시터(C10)에 의한 전위 분할의 결과로 얻어진 전압(V2), 초크 코일(LS)를 통해 흐르는 전류(ILS), 병렬 공진 캐패시터(C10)를 통해 흐르는 전류(IC10), 및 고속 회복 다이오드(D1)를 통해 흐르는 전류(ID1)의 동작 파형을 제공한다.

도 5a 내지 도 5d는 도 4a에 도시된 AC 입력 전압(VAC)이 0이 되는 시점에서 스위칭 주기 동안 분할된 전압(V2), 초크 코일(LS)을 통해 흐르는 전류(ILS), 병렬 공진 캐패시터(C10)를 통해 흐르는 전류(IC10), 및 고속 회복 다이오드(D1)를 통해 흐르는 전류(ID1)의 동작 파형을 도시한다.

그때, 병렬 공진 캐패시터(C10), 초크 코일(LS), 및 필터 캐패시터(CN)의 직렬 공진은 도면으로부터 명백한 바와 같이 초크 코일(LS)을 통해 흐르는 전류(ILS)의 파형을 사인파로 만든다.

스위칭 전원 회로는 100 KHz의 스위칭 주파수(fs)에서 200 KHz의 스위칭 주파수의 제어 범위에서 80 V 내지 140 V의 AC 입력 전압의 변화에 대해 140 W의 최대 로드 전력(POmax)와 0 W의 최소 로드 전력(POmin) 사이의 로드 전력 범위로 1 μF의 캐패시턴스를 갖는 필터 캐패시터(CN), 68 μH의 인덕턴스를 갖는 초크 코일(LS), 4,700 pF의 캐패시턴스를 갖는 병렬 공진 캐패시터(Cr), 및 0.033 μF의 캐패시턴스를 갖는 병렬 공진 캐패시터(C10)를 사용하는 조건하의 실험에서 테스트되었다.

실험의 결과로, 역률(PF)는 도 6에 도시된 바와 같이 100V의 AC 입력 전압(VAC)에서 140 W 내지 20 W의 범위내에 로드 전력(PO)의 변화에 대해 약 0.82의 고정값으로 유지되었다.

유사하게, 약 0.82의 역률는 도 7에 도시된 바와 같이 80 V 내지 140 V의 범위내에 AC 입력 전압(VAC)의 변화에 대해 140 W 내지 20 W의 범위를 갖는 로드 전력(PO)의 조건하에서 구해졌다.

부가하여, 2차 측 직류 출력 전압 레벨(E01)의 50 Hz 리플 (ripple) 전압 구성성분은 역률 개발 회로(10)를 사용하지 않는 스위칭 전원 회로와 비교해 2배 이상 증가되지 않는다. 이러한 작은 리플 전압 구성성분은 칼라 텔레비젼과 같은 스위칭 전원 회로의 실제 응용에서 문제를 일으키지 않는 범위내에 있다.

상술된 바와 같이, 실시예에 의해 실시된 스위칭 전원 회로에서는 AC 입력 전압 및 로드 전력의 변화에도 불구하고 높은 역률가 유지될 수 있다. 이러한 이유로, 실시예에 의해 실시된 스위칭 전원 회로는 텔레비젼 수신기와 같이 지정된 AC 입력 전압 조건 및 지정된 로드 조건을 갖춘 장비에서 뿐만 아니라, 사무 장비 및 개인용 컴퓨터와 같이 전형적으로 변화가능한 로드 조건을 갖춘 장비에서도 실질적인 목적에 충분한 전원으로 사용될 수 있다.

다음에는 도 8을 참고로 본 발명의 제 2 실시예가 설명된다.

도 8은 본 발명의 제 2 실시예에 의해 실시된 스위칭 전원 회로의 구성을 도시하는 회로도이다. 도 1, 도 9, 및 도 10에 도시된 것과 동일한 구성성분은 똑같은 참고 번호로 표시되고, 그에 대한 설명은 반복되지 않음을 주목하여야 한다.

부가하여, 도 8에 도시된 절연 컨버터 변압기(PIT)는 도 10에 도시된 것과 똑같은 구조를 갖는다.

도면에 도시된 바와 같이 1차측에 도시된 전압 공진 변환는 단일 MOS-FET에 의해 전형적으로 실시되는 스위칭 디바이스(Q21)를 사용하는 분리-여기 구성을 채택한다. 스위칭 디바이스(Q21)의 드레인은 1차 권선(N1)에 의해 평활화 캐패시터(Ci)의 양전극 단자에 연결되고, 소스는 접지에 연결된다.

병렬 공진 캐패시터(Cr)의 한 단자는 또한 스위칭 디바이스(Q21)의 드레인에 연결된다. 병렬 공진 캐패시터(Cr)의 다른 단자는 역률 개선 회로(10)에서 고속 회복 다이오드(D1), 초크 코일(LS), 및 병렬 공진 캐패시터(C10) 사이의 연결점에 연결된다.

클램프 다이오드(DD)는 스위칭 디바이스(Q21)와 나란히 스위칭 디바이스(Q21)의 드레인 및 소스 사이에 연결된다.

스위칭 디바이스(Q21)는 도 1을 참고로 앞서 설명된 스위칭 동작으로 발진 및 구동 회로(2)에 의해 구동된다.

상세하게, 2차 측 직류 출력 전압(E01)의 변화에 따라 변하는 크기를 갖는 전류 또는 전압은 제어 회로(1)에 의해 발진 및 구동 회로(2)에 공급된다. 발진 및 구동 회로(2)는 스위칭 구동 신호 (전압)를 스위칭 디바이스(Q21)의 게이트에 출력한다. 스위칭 구동 신호의 주기는 2차 측 직류 출력 전압(E01)을 안정화하기 위해 제어 회로(1)로부터 수신된 전류 또는 전압의 크기에 따라 변화된다. 이 방식으로, 스위칭 디바이스(Q21)의 스위칭 주파수가 변한다. 도 1을 참고로 상술된 바와 같이, 스위칭 디바이스(Q21)의 스위칭 주파수는 스위칭 디바이스(Q21)의 전도 주기를 변화시키지만, 비전도 주기를 고정된 값으로 유지하는 스위칭 구동 신호에 의해 변화된다.

평활화 캐패시터(Ci)에서 구해진 정류 및 평활화된 전압(Ei)은 시작 회로(3)에 동작 전원으로 공급된다. 시작 회로(3)는 절연 컨버터 변압기(PIT)의 추가 권선(N4)으로부터 시작 시간에 전압을 수신함으로서 발진 및 구동 회로(2)를 시동하는 동작을 실행한다.

도 8에 도시된 역률 개선 회로(10)는 도 1에 도시된 역률 개선 회로(10)와 유사하다.

또한, 상술된 구성에서는 1차측에서 전압 공진 변환의 1차측 병렬 공진 회로에서 사용되는 병렬-공진 캐패시터가 도 1에 도시된 스위칭 전원 회로와 많이 유사하게 역률 개선 회로(10)내의 고속 회복 다이오드(D1)의 양극에 연결된다.

그래서, 병렬 공진 캐패시터(Cr)는 병렬 공진 캐패시터(C10)에 직렬로 연결되어, 병렬 공진 캐패시터(C10)의 정전 캐패시턴스에 대한 병렬 공진 캐패시터(Cr)의 정전 캐패시턴스의 비율을 근거로 하는 전압 분할의 결과로 병렬 공진 캐패시터(Cr)의 단자 사이에서 나타나는 전압 공진 펄스 전압을 발생한다. 부가하여, 고속 회복 다이오드(D1)에 병렬로 연결된 병렬 공진 캐패시터(C10)를 통해 평활화 캐패시터(Ci)에 전압을 피드백하는 전압 피드백 시스템으로 동작하는 회로가 형성된다.

병렬 공진 캐패시터(Cr)의 정전 캐패시턴스는 병렬 공진 캐패시터(C10)의 정전 캐패시턴스 보다 더 작은 값으로 설정된다 (Cr 〈 C10).

그에 의해, 도 1에 도시된 스위칭 전원 회로와 많이 유사하게, AC 입력 전압 및 로드 전력에서의 변화에도 불구하고 높은 역률가 유지될 수 있다. 이러한 이유로, 본 실시예에 의해 실시된 스위칭 전원 회로는 텔레비젼 수신기와 같이 지정된 AC 입력 전압 조건 및 지정된 로드 조건을 갖춘 장비 뿐만 아니라, 사무 장비 및 개인용 컴퓨터와 같이 전형적으로 변화가능한 로드 조건을 갖춘 장비에서도 실질적인 목적에 충분한 전원으로 사용될 수 있다.

한편, 도 8에 도시된 스위칭 전원 회로의 2차 측에서는 2차 권선(N2)의 한 끝부분이 2차 측 접지에 연결되고, 다른 끝부분이 직렬 공진 캐패시터(Cs1)에 의해 정류기 다이오드(D01)의 양극과 정류기 다이오드(D02)의 음극 사이의 연결점에 연결된다. 정류기 다이오드(D01)의 음극은 평활화 캐패시터(C01)의 양전극 단자에 연결되고, 정류기 다이오드(D02)의 양극은 2차 측상의 접지에 연결된다. 평활화 캐패시터(C01)의 음전극 단자는 또한 2차 측상의 접지에 연결된다.

결국, 이러한 연결로, 직렬 공진 캐패시터(Cs1), 정류기 다이오드(D01, D02), 및 평활화 캐패시터(C01)의 세트를 구비하는 전압 배수화 전파장 정류기 회로가 제공된다. 직렬 공진 캐패시터(Cs1)의 캐패시턴스와 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스는 정류기 다이오드(D01, D02)의 on/off 동작에 대응하는 직렬 공진 회로를 형성한다.

말하자면, 본 실시예에 의해 실시되는 스위칭 전원 회로는 1차측에서 스위칭 동작 전압 공진을 이루는 병렬 공진 회로 및 2차 측에서 전압 배수화 전파장 정류 동작을 제공하는 직렬 공진 회로가 제공되는 복합 공진 스위칭 변환의 구성을 채택한다.

직렬 공진 캐패시터(Cs1), 정류기 다이오드(D01, D02), 및 평활화 캐패시터(C01) 세트의 전압 배수화 전파장 정류 동작은 다음과 같이 설명된다.

1차측에서 스위칭 동작에 의해 1차 권선(N1)으로 발생되는 스위칭 출력은 2차 권선(N2)을 여기시킨다.

정류기 다이오드(D01)가 off 상태이고 정류기 다이오드(D02)가 on 상태인 주기 동안, 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)의 극성, 즉 상호 인덕턴스(M)는 결과적으로 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스와 직렬 공진 캐패시터(Cs1)의 캐패시턴스에 의해 제공되는 직렬 공진 효과가 정류기 다이오드(D02)에 의해 정류된 전류(IC2)로 직렬 공진 캐패시터(Cs1)를 전기적으로 충전시키는 -M 감산 극성 모드의 동작을 제공하게 된다.

한편, 정류기 다이오드(D02)가 off 상태이고 정류기 다이오드(D01)가 on 상태인 정류 동작의 주기 동안, 1차 권선(N1) 및 2차 권선(N2)의 극성, 즉 상호 인덕턴스(M)는 결과적으로 평활화 캐패시터(C01)가 직렬 공진의 상태에서 전기적으로 충전되는 +M 부가 극성 모드의 동작을 제공하게 된다. 직렬 공진 상태에서, 직렬 공진 캐패시터(Cs1)의 전위는 2차 권선(N2)에서 유도된 전압에 부가된다.

상술된 바와 같이, 정류 동작은 2가지 모드, 즉 부가 모드 (즉, +M 동작 모드 또는 포워드 모드) 및 감산 모드 (즉, -M 동작 모드 또는 플라이백 모드)를 사용해 실행되어, 평활화 캐패시터(C01)에서 직류 출력 전압(E01)을 발생한다. 직류 출력 전압(E01)은 2차 권선(N2)에서 유도된 전압의 약 2배이다.

상술된 구성으로, 도 8에 도시된 스위칭 전원 회로의 2차 측에서는 전압 배수화 전파장 정류가 실행되어, 상호 인덕턴스가 각각 +M 및 -M 인 두 동작 모드를 구비하는 상태로 2차 측에서 직류 출력 전압을 발생한다. 말하자면, 1차측에서 전류 공진 효과에 의해 발생된 전자기 에너지 및 2차 측에서 전류 공진 효과에 의해 발생된 전자기 에너지가 동시에 로드에 공급되므로, 로드에 공급된 전력의 크기가 그에 따라 증가된다. 그 결과로, 최대 로드 전력이 상당히 증가된다.

상술된 바와 같이, 2차 측 직류 출력 전압은 전압 배수화 전파장 정류기 회로에 의해 발생된다. 동일한 전압 전파장 정류기 회로에 의해 발생된 2차 측 직류 출력 전압과 동일한 레벨로 2차 측 직류 출력 전압을 발생하기를 원하면, 본 실시예에서 사용되는 2차 권선(N2)의 회전수는 단순히 절반으로 절단된다. 감소된 회전수는 크기, 무게, 및 절연 컨버터 변압기 (PIT)의 비용을 감소시킨다.

이 경우, 2차 권선(N2)에 관계없이 또 다른 2차 권선(N2A)이 제공됨을 주목하여야 한다. 2차 권선(N2A)의 중심 탭은 접지에 연결된다. 정류기 다이오드(D03, D04) 및 평활화 캐패시터(C02)는 또 다른 직류 출력 전압(E02)을 발생하는 전파장 정류기 회로를 형성하도록 2차 권선(N2A)에 연결된다.

상술된 실시예에 부가하여, 본 발명에 대해 다양한 수정 버전이 고려될 수 있다.

예를 들면, 본 발명의 특허 출원인은 또한 복합 공진 스위칭 변환로 2차 측 직렬 공진 회로를 사용하는 4배-전압 정류기 회로의 구성을 이미 제안하였다. 이러한 구성은 상술된 실시예의 수정 버전으로 생각될 수 있다. 말하자면, 본 발명의 실시예는 특별히 2차 측에 정류기 회로 및 공진 회로를 구비하는 구성에 제한되지 않는다.

상술된 실시예에서, 1차측에 제공된 전압 공진 변환는 단일 스위칭 디바이스를 사용해 단일 단말 시스템을 채택한다. 본 발명은 또한 2개의 스위칭 디바이스가 번갈아 교환되는 푸시-풀 (push-pull) 시스템에 적용될 수 있음을 주목하여야 한다.

상술된 바와 같이, 본 발명은 복합 공진 변환에 역률 개선 회로를 사용하는 스위칭 전원 회로를 제공하고, 여기서 1차측 공진 회로에서 구해진 스위칭 출력은 정전 결합 기술을 사용해 1차측 병렬 공진 캐패시터를 통해 역률 개선 회로에 피드백된다.

그에 의해, AC 입력 전압의 넓은 변화 범위와 로드 전력의 광범위한 변화 범위에 걸쳐 고정된 값으로 역률를 유지하는 효과가 나타난다. 이러한 이유로, 개선된 역률를 갖는 스위칭 전원 회로로, 본 발명은 100 V의 AC 전압(AC)을 갖는 시스템 및 200 V의 AC 전압(AC)을 갖는 시스템을 포함하는 넓은 응용 범위를 유지할 수 있거나, 사무 및 정보 장비와 같이 큰 로드 변화를 갖는 장비에 적절하다.

부가하여, 직류 출력 전압에 포함된 50 Hz 리플 전압 구성성분은 많이 증가되지 않거나 거의 증가되지 않으므로, 리플 전압 구성성분에 대해 특수한 대응책이 요구되지 않는다. 그래서, 본 발명에 의해 제공되는 스위칭 전원 회로는 제어 회로의 이득을 개선할 필요가 없고 전해질 캐패시터의 캐패시턴스를 증가시킬 필요가 없는 이점을 제공한다.

또한, 과중한 로드에 대해 직류 입력 전압이 상승하므로, 역률가 역률의 개선 이전의 값 보다 개선되고, 전압 뿐만 아니라 전류의 동작 파형도 각각 사인파형으로 구해진다. 그 결과로, 또한 발생된 잡음의 레벨을 낮추는 효과가 있다.

본 발명은 역률 개선 회로를 가지는 스위칭 전원 회로에 적용가능하다.

Claims (2)

1. 상용 AC 전원을 입력해서 정류 및 평활화된 전압을 발생하며, 상기 정류 및 평활화된 전압을 직류 입력 전압으로 출력하는 정류 및 평활화 수단과,

   느슨한 결합(loose coupling)을 제공하는데 요구되는 결합 계수를 제공하도록 갭이 형성되며, 1차측 출력을 2차 측으로 전송하는 절연 컨버터 변압기와,

   상기 직류 입력 전압을 상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선 (winding)에 간헐적으로 전송하기 위해 스위칭 장치를 포함하는 스위칭 수단과,

   상기 절연 컨버터 변압기의 1차 권선을 적어도 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 1차측 병렬 공진 캐패시터를 포함하는 캐패시턴스 성분을 구비하며, 전압 공진 모드에서 상기 스위칭 수단을 작동시키는 1차측 공진 회로와,

   상기 1차측 공진 회로에서 얻어진 스위칭 출력 전압을 정류 전류 경로에 공급함으로서 상기 1차측 병렬 공진 캐패시터를 통해 상기 스위칭 출력 전압을 역률 개선 수단으로 피드백시키고, 상기 피드백된 스위칭 출력 전압에 기초해서 정류 전류를 간헐적으로 발생함으로서 역률을 개선하는, 상기 역률 개선 수단과,

   상기 절연 컨버터 변압기의 2차측 상에서, 상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 2차측 공진 캐패시터를 포함하는 캐패시턴스 성분을 구비하는 2차측 공진 회로와,

   상기 2차측 공진 회로를 포함하고, 상기 절연 컨버터 변압기의 2차 권선에서 얻어진 교류 전압을 입력 및 정류하는 동작을 실행하여 2차측 직류 출력 전압을 발생하는 직류 출력 전압 발생 수단, 및

   상기 2차 측 직류 출력 전압의 레벨에 따라 상기 2차 측 직류 출력 전압에 대한 정전압 제어를 실행하는 정전압 제어 수단을 포함하는 스위칭 전원 회로.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 역률 개선 수단은 정류 전류의 간헐적 흐름을 위해 고속 회복 다이오드를 사용하며, 접지에 접속된 상기 1차측 병렬 공진 캐패시터의 단자는 상기 고속 회복 다이오드의 애노드에 배선되는 스위칭 전원 회로.