JPH10285941A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH10285941A JPH10285941A JP9087031A JP8703197A JPH10285941A JP H10285941 A JPH10285941 A JP H10285941A JP 9087031 A JP9087031 A JP 9087031A JP 8703197 A JP8703197 A JP 8703197A JP H10285941 A JPH10285941 A JP H10285941A
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- circuit
- sub
- power supply
- smoothing
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/425—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a high frequency AC output voltage
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高調波を減少した電源装置を提供する。
【解決手段】 商用交流電源eに全波整流回路2を介し
て、非平滑用の第1のコンデンサC1を有する非平滑電源
3を接続する。非平滑電源3に並列共振回路5を有する
インバータ回路4を接続する。並列共振回路5はインバ
ータトランスTr1の一次巻線Tr1aに第1の副コンデンサC
2およびダイオードD5を接続し、並列に主コンデンサC3
を接続する。並列共振回路5と直列にトランジスタQ1を
接続する。部分平滑回路7を接続し、ダイオードD5を介
した第1のコンデンサC1に対して並列に、ダイオードD
6,D7を接続するとともに、チョークコイルL1およびコ
ンデンサC4を接続する。二次巻線Tr1bに、バラストL2を
介して蛍光ランプFLのフィラメントFL1 ,FL2 を接続す
るとともに、始動用のコンデンサC5を接続する。
て、非平滑用の第1のコンデンサC1を有する非平滑電源
3を接続する。非平滑電源3に並列共振回路5を有する
インバータ回路4を接続する。並列共振回路5はインバ
ータトランスTr1の一次巻線Tr1aに第1の副コンデンサC
2およびダイオードD5を接続し、並列に主コンデンサC3
を接続する。並列共振回路5と直列にトランジスタQ1を
接続する。部分平滑回路7を接続し、ダイオードD5を介
した第1のコンデンサC1に対して並列に、ダイオードD
6,D7を接続するとともに、チョークコイルL1およびコ
ンデンサC4を接続する。二次巻線Tr1bに、バラストL2を
介して蛍光ランプFLのフィラメントFL1 ,FL2 を接続す
るとともに、始動用のコンデンサC5を接続する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、高調波を減少した
1石式インバータを有する電源装置に関する。
1石式インバータを有する電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、この種の電源装置としては、たと
えば特開平8−149845号公報に記載の構成が知ら
れている。
えば特開平8−149845号公報に記載の構成が知ら
れている。
【0003】この特開平8−149845号公報記載の
電源装置は、商用交流電源に全波整流回路が接続され、
この全波整流回路に一対のスイッチング素子を有するハ
ーフブリッジ型のインバータ回路が接続されている。ま
た、このハーフブリッジ型のインバータ回路には、一方
のスイッチング素子に対して並列にインダクタおよびコ
ンデンサの直列回路が接続され、他方のスイッチング素
子に対して並列にダイオードおよびランプが接続され、
これらインダクタ、コンデンサおよびダイオードの直列
回路に対して並列に、コンデンサが接続されているもの
である。
電源装置は、商用交流電源に全波整流回路が接続され、
この全波整流回路に一対のスイッチング素子を有するハ
ーフブリッジ型のインバータ回路が接続されている。ま
た、このハーフブリッジ型のインバータ回路には、一方
のスイッチング素子に対して並列にインダクタおよびコ
ンデンサの直列回路が接続され、他方のスイッチング素
子に対して並列にダイオードおよびランプが接続され、
これらインダクタ、コンデンサおよびダイオードの直列
回路に対して並列に、コンデンサが接続されているもの
である。
【0004】そして、全波整流回路の出力電圧の高い期
間では、コンデンサに高周波エネルギの一部を蓄積し、
出力電圧の低い期間では、インバータ回路にエネルギを
供給し、電流の変動幅を小さくするとともに、全波整流
回路の出力電圧にかかわらず、全波整流回路からインバ
ータ回路に常時給電するので、商用交流電源からの入力
電流の供給に休止区間が生じないため、入力電流歪が改
善されて、高調波が減少するとともに、電流歪を低減で
きる。
間では、コンデンサに高周波エネルギの一部を蓄積し、
出力電圧の低い期間では、インバータ回路にエネルギを
供給し、電流の変動幅を小さくするとともに、全波整流
回路の出力電圧にかかわらず、全波整流回路からインバ
ータ回路に常時給電するので、商用交流電源からの入力
電流の供給に休止区間が生じないため、入力電流歪が改
善されて、高調波が減少するとともに、電流歪を低減で
きる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、ハーフ
ブリッジ型のインバータ回路を特開平8−149845
号公報に記載のように構成する場合には、基本的には一
対のスイッチング素子のいずれかが必ずオンしているた
め問題はないが、1つのスイッチング素子を有する1石
式のインバータ回路に用いた場合には、スイッチング素
子がオンしている期間とオフしている期間の2通りがあ
るため、強制振動時には共振回路の位相条件が関係し自
由振動時には共振回路がスイッチング素子と独立してい
るために、特開平8−149845号公報に記載の構成
を1石式のインバータ回路に単純に用いることができな
い問題を有している。
ブリッジ型のインバータ回路を特開平8−149845
号公報に記載のように構成する場合には、基本的には一
対のスイッチング素子のいずれかが必ずオンしているた
め問題はないが、1つのスイッチング素子を有する1石
式のインバータ回路に用いた場合には、スイッチング素
子がオンしている期間とオフしている期間の2通りがあ
るため、強制振動時には共振回路の位相条件が関係し自
由振動時には共振回路がスイッチング素子と独立してい
るために、特開平8−149845号公報に記載の構成
を1石式のインバータ回路に単純に用いることができな
い問題を有している。
【0006】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
で、高調波を減少した1石式インバータ回路を有する電
源装置を提供することを目的とする。
で、高調波を減少した1石式インバータ回路を有する電
源装置を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】請求項1記載の電源装置
は、非平滑用の第1のコンデンサを有する非平滑電源
と、この非平滑電源の電圧を部分平滑する部分平滑回路
と、並列共振回路およびこの並列共振回路に直列に接続
されたスイッチング手段を有するインバータ回路とを具
備した電源装置において、並列共振回路は、主キャパシ
タと、この主キャパシタに対して並列に接続され、この
主キャパシタに流れる位相に対して逆の位相となるイン
ダクタおよび第1の副キャパシタが直列に接続された直
列回路と、前記第1の副キャパシタに対して並列に接続
され、前記非平滑電源から見て順極性で前記部分平滑回
路から見て逆極性のダイオードとを有し、前記主キャパ
シタおよび前記第1の副キャパシタの接続点に前記非平
滑電源が接続され、前記インダクタおよび前記第1の副
キャパシタの接続点に前記部分平滑回路が接続され、前
記非平滑電源および前記部分平滑電源と前記並列共振回
路の間にスイッチング手段を介在させたものである。そ
して、第1の副キャパシタおよびダイオードは、入力電
流高調波成分を低減させ、スイッチング手段がオンして
いる強制振動時には、非平滑電源および部分平滑電源か
ら見て第1の副キャパシタは並列共振回路に強制振動電
流が流れるインダクタ側と常に並列関係を保ち、第1の
副キャパシタの進相インピーダンスにかかわらず、強制
振動電流が連続的に安定的に流れ、また、スイッチング
手段がオフしている自由振動時には、第1の副キャパシ
タおよびダイオードはスイッチング素子と独立した並列
共振回路内にあり、スイッチング素子と相関なく並列共
振回路を強勢し、電力効率を向上するとともに、電流不
平衡を改善し、回路効率を向上する。
は、非平滑用の第1のコンデンサを有する非平滑電源
と、この非平滑電源の電圧を部分平滑する部分平滑回路
と、並列共振回路およびこの並列共振回路に直列に接続
されたスイッチング手段を有するインバータ回路とを具
備した電源装置において、並列共振回路は、主キャパシ
タと、この主キャパシタに対して並列に接続され、この
主キャパシタに流れる位相に対して逆の位相となるイン
ダクタおよび第1の副キャパシタが直列に接続された直
列回路と、前記第1の副キャパシタに対して並列に接続
され、前記非平滑電源から見て順極性で前記部分平滑回
路から見て逆極性のダイオードとを有し、前記主キャパ
シタおよび前記第1の副キャパシタの接続点に前記非平
滑電源が接続され、前記インダクタおよび前記第1の副
キャパシタの接続点に前記部分平滑回路が接続され、前
記非平滑電源および前記部分平滑電源と前記並列共振回
路の間にスイッチング手段を介在させたものである。そ
して、第1の副キャパシタおよびダイオードは、入力電
流高調波成分を低減させ、スイッチング手段がオンして
いる強制振動時には、非平滑電源および部分平滑電源か
ら見て第1の副キャパシタは並列共振回路に強制振動電
流が流れるインダクタ側と常に並列関係を保ち、第1の
副キャパシタの進相インピーダンスにかかわらず、強制
振動電流が連続的に安定的に流れ、また、スイッチング
手段がオフしている自由振動時には、第1の副キャパシ
タおよびダイオードはスイッチング素子と独立した並列
共振回路内にあり、スイッチング素子と相関なく並列共
振回路を強勢し、電力効率を向上するとともに、電流不
平衡を改善し、回路効率を向上する。
【0008】請求項2記載の電源装置は、請求項1記載
の電源装置において、第1のコンデンサに対して、並列
に接続されたダイオードおよび第2のコンデンサの直列
回路を具備したものである。そして、第1の副キャパシ
タとダイオードの並列回路は、部分平滑時には第2のコ
ンデンサおよびダイオードとともに作用し、入力電流高
調波成分を低減させる。
の電源装置において、第1のコンデンサに対して、並列
に接続されたダイオードおよび第2のコンデンサの直列
回路を具備したものである。そして、第1の副キャパシ
タとダイオードの並列回路は、部分平滑時には第2のコ
ンデンサおよびダイオードとともに作用し、入力電流高
調波成分を低減させる。
【0009】請求項3記載の電源装置は、請求項1記載
の電源装置において、インダクタに対して並列に接続さ
れた第2の副キャパシタを具備したものである。そし
て、インダクタに対して並列に接続された第2の副キャ
パシタによっても、並列共振を起こさせている。
の電源装置において、インダクタに対して並列に接続さ
れた第2の副キャパシタを具備したものである。そし
て、インダクタに対して並列に接続された第2の副キャ
パシタによっても、並列共振を起こさせている。
【0010】請求項4記載の電源装置は、非平滑用の第
1のコンデンサを有する非平滑電源と、この非平滑電源
の電圧を部分平滑する部分平滑回路と、並列共振回路お
よびこの並列共振回路に接続されたスイッチング手段を
有するインバータ回路とを具備した電源装置において、
並列共振回路は、スイッチング手段に並列に接続された
主キャパシタと、この主キャパシタに対して直列に接続
され、この主キャパシタに流れる位相に対して逆の位相
となるインダクタおよび第1の副キャパシタが直列に接
続された直列回路と、前記第1の副キャパシタに対して
並列に接続され、前記非平滑電源から見て順極性で前記
部分平滑回路から見て逆極性のダイオードとを有し、前
記第1の副キャパシタに前記非平滑電源が接続され、前
記インダクタおよび前記第1の副キャパシタの接続点に
前記部分平滑回路が接続され、前記第1のコンデンサ、
主キャパシタおよび第1の副キャパシタは直列接続され
ているものである。そして、第1の副キャパシタおよび
ダイオードは、入力電流高調波成分を低減させ、スイッ
チング手段がオンしている強制振動時には、非平滑電源
および部分平滑電源から見て第1の副キャパシタは並列
共振回路に強制振動電流が流れるインダクタ側と常に並
列関係を保ち、第1の副キャパシタの進相インピーダン
スにかかわらず、強制振動電流が連続的に安定的に流
れ、また、スイッチング手段がオフしている自由振動時
には、第1の副キャパシタおよびダイオードはスイッチ
ング素子と独立した並列共振回路内にあり、スイッチン
グ素子と相関なく並列共振回路を強勢し、電力効率を向
上するとともに、電流不平衡を改善し、回路効率を向上
する。
1のコンデンサを有する非平滑電源と、この非平滑電源
の電圧を部分平滑する部分平滑回路と、並列共振回路お
よびこの並列共振回路に接続されたスイッチング手段を
有するインバータ回路とを具備した電源装置において、
並列共振回路は、スイッチング手段に並列に接続された
主キャパシタと、この主キャパシタに対して直列に接続
され、この主キャパシタに流れる位相に対して逆の位相
となるインダクタおよび第1の副キャパシタが直列に接
続された直列回路と、前記第1の副キャパシタに対して
並列に接続され、前記非平滑電源から見て順極性で前記
部分平滑回路から見て逆極性のダイオードとを有し、前
記第1の副キャパシタに前記非平滑電源が接続され、前
記インダクタおよび前記第1の副キャパシタの接続点に
前記部分平滑回路が接続され、前記第1のコンデンサ、
主キャパシタおよび第1の副キャパシタは直列接続され
ているものである。そして、第1の副キャパシタおよび
ダイオードは、入力電流高調波成分を低減させ、スイッ
チング手段がオンしている強制振動時には、非平滑電源
および部分平滑電源から見て第1の副キャパシタは並列
共振回路に強制振動電流が流れるインダクタ側と常に並
列関係を保ち、第1の副キャパシタの進相インピーダン
スにかかわらず、強制振動電流が連続的に安定的に流
れ、また、スイッチング手段がオフしている自由振動時
には、第1の副キャパシタおよびダイオードはスイッチ
ング素子と独立した並列共振回路内にあり、スイッチン
グ素子と相関なく並列共振回路を強勢し、電力効率を向
上するとともに、電流不平衡を改善し、回路効率を向上
する。
【0011】請求項5記載の電源装置は、非平滑用の第
1のコンデンサを有する非平滑電源と、この非平滑電源
の電圧を部分平滑する部分平滑回路と、並列共振回路お
よびこの並列共振回路に接続されたスイッチング手段を
有するインバータ回路とを具備した電源装置において、
並列共振回路は、インダクタと、スイッチング手段に並
列に接続された主キャパシタと、前記非平滑電源から見
て順極性で前記部分平滑回路から見て逆極性のダイオー
ドとを有し、このダイオードおよび第1のコンデンサの
直列回路に並列に接続されるとともに、前記インダクタ
に直列に接続された第1の副キャパシタと、前記ダイオ
ードに前記非平滑電源が接続され、前記インダクタおよ
び前記第1の副キャパシタの接続点に前記部分平滑回路
が接続されているものである。そして、第1の副キャパ
シタおよびダイオードは、入力電流高調波成分を低減さ
せ、スイッチング手段がオンしている強制振動時には、
非平滑電源および部分平滑電源から見て第1の副キャパ
シタは並列共振回路に強制振動電流が流れるインダクタ
側と常に並列関係を保ち、第1の副キャパシタの進相イ
ンピーダンスにかかわらず、強制振動電流が連続的に安
定的に流れ、また、スイッチング手段がオフしている自
由振動時には、第1の副キャパシタおよびダイオードは
スイッチング素子と独立した並列共振回路内にあり、ス
イッチング素子と相関なく並列共振回路を強勢し、電力
効率を向上するとともに、電流不平衡を改善し、回路効
率を向上する。
1のコンデンサを有する非平滑電源と、この非平滑電源
の電圧を部分平滑する部分平滑回路と、並列共振回路お
よびこの並列共振回路に接続されたスイッチング手段を
有するインバータ回路とを具備した電源装置において、
並列共振回路は、インダクタと、スイッチング手段に並
列に接続された主キャパシタと、前記非平滑電源から見
て順極性で前記部分平滑回路から見て逆極性のダイオー
ドとを有し、このダイオードおよび第1のコンデンサの
直列回路に並列に接続されるとともに、前記インダクタ
に直列に接続された第1の副キャパシタと、前記ダイオ
ードに前記非平滑電源が接続され、前記インダクタおよ
び前記第1の副キャパシタの接続点に前記部分平滑回路
が接続されているものである。そして、第1の副キャパ
シタおよびダイオードは、入力電流高調波成分を低減さ
せ、スイッチング手段がオンしている強制振動時には、
非平滑電源および部分平滑電源から見て第1の副キャパ
シタは並列共振回路に強制振動電流が流れるインダクタ
側と常に並列関係を保ち、第1の副キャパシタの進相イ
ンピーダンスにかかわらず、強制振動電流が連続的に安
定的に流れ、また、スイッチング手段がオフしている自
由振動時には、第1の副キャパシタおよびダイオードは
スイッチング素子と独立した並列共振回路内にあり、ス
イッチング素子と相関なく並列共振回路を強勢し、電力
効率を向上するとともに、電流不平衡を改善し、回路効
率を向上する。
【0012】
【発明の実施の形態】以下、本発明の電源装置の一実施
の形態を図面を参照して説明する。
の形態を図面を参照して説明する。
【0013】図1に示すように、商用交流電源eに雑音
防止回路1が接続され、この雑音防止回路1にはダイオ
ードD1,D2,D3,D4のブリッジで構成された整流手段と
しての全波整流回路2の入力端子が接続され、この全波
整流回路2の出力端子には、非平滑用の第1のコンデン
サC1が接続され、非平滑電源3が形成されている。
防止回路1が接続され、この雑音防止回路1にはダイオ
ードD1,D2,D3,D4のブリッジで構成された整流手段と
しての全波整流回路2の入力端子が接続され、この全波
整流回路2の出力端子には、非平滑用の第1のコンデン
サC1が接続され、非平滑電源3が形成されている。
【0014】また、この非平滑電源3には、インバータ
回路4が接続され、このインバータ回路4は並列共振回
路5を有しており、この並列共振回路5はインバータト
ランスTr1 の遅相インピーダンスとなるインダクタとし
ての一次巻線Tr1aに対して直列に第1の副キャパシタと
しての第1の副コンデンサC2が接続され、これらインバ
ータトランスTr1 の一次巻線Tr1aおよび第1の副コンデ
ンサC2の直列回路に対して並列に、進相インピーダンス
となる主キャパシタとしての主コンデンサC3が接続さ
れ、第1の副コンデンサC2に対して並列にダイオードD5
が接続されている。
回路4が接続され、このインバータ回路4は並列共振回
路5を有しており、この並列共振回路5はインバータト
ランスTr1 の遅相インピーダンスとなるインダクタとし
ての一次巻線Tr1aに対して直列に第1の副キャパシタと
しての第1の副コンデンサC2が接続され、これらインバ
ータトランスTr1 の一次巻線Tr1aおよび第1の副コンデ
ンサC2の直列回路に対して並列に、進相インピーダンス
となる主キャパシタとしての主コンデンサC3が接続さ
れ、第1の副コンデンサC2に対して並列にダイオードD5
が接続されている。
【0015】さらに、並列共振回路5と直列、すなわち
インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aおよび主コンデ
ンサC3の接続点および全波整流回路2の負極との間に
は、スイッチング手段としてのトランジスタQ1のコレク
タ、エミッタが接続され、このトランジスタQ1のベース
には制御用のベースドライブ回路6が接続されている。
インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aおよび主コンデ
ンサC3の接続点および全波整流回路2の負極との間に
は、スイッチング手段としてのトランジスタQ1のコレク
タ、エミッタが接続され、このトランジスタQ1のベース
には制御用のベースドライブ回路6が接続されている。
【0016】また、ダイオードD5を介した第1のコンデ
ンサC1には、部分平滑回路7が接続され、この部分平滑
回路7は、ダイオードD5を介した第1のコンデンサC1に
対して並列に、ダイオードD5と逆極性でダイオードD6お
よび放電用のダイオードD7の直列回路が接続され、ダイ
オードD6は、急激な充放電を限流する限流用のチョーク
コイルL1および平滑用のコンデンサC4の直列回路に接続
されるとともに、充電用のダイオードD8を介してインバ
ータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに接続されている。
ンサC1には、部分平滑回路7が接続され、この部分平滑
回路7は、ダイオードD5を介した第1のコンデンサC1に
対して並列に、ダイオードD5と逆極性でダイオードD6お
よび放電用のダイオードD7の直列回路が接続され、ダイ
オードD6は、急激な充放電を限流する限流用のチョーク
コイルL1および平滑用のコンデンサC4の直列回路に接続
されるとともに、充電用のダイオードD8を介してインバ
ータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに接続されている。
【0017】またさらに、インバータトランスTr1 の二
次巻線Tr1bには、バラストL2を介して遅相の負荷である
放電ランプとしての蛍光ランプFLのフィラメントFL1 ,
FL2が接続され、これらフィラメントFL1 ,FL2 には始
動用のコンデンサC5が接続され、点灯回路8を構成して
いる。
次巻線Tr1bには、バラストL2を介して遅相の負荷である
放電ランプとしての蛍光ランプFLのフィラメントFL1 ,
FL2が接続され、これらフィラメントFL1 ,FL2 には始
動用のコンデンサC5が接続され、点灯回路8を構成して
いる。
【0018】次に、上記実施の形態の動作について説明
する。
する。
【0019】まず、図2に示す図1の簡易等価回路によ
れば、並列共振回路5の基本エネルギは、非平滑時は非
平滑電源3から供給され、部分平滑時は部分平滑回路7
から供給される。
れば、並列共振回路5の基本エネルギは、非平滑時は非
平滑電源3から供給され、部分平滑時は部分平滑回路7
から供給される。
【0020】また、高周波発振のためのエネルギは、非
平滑電源3と並列で高周波インピーダンスの低い、第1
のコンデンサC1および第1の副コンデンサC2から供給さ
れる。すなわち、非平滑時には非平滑電源3から見てダ
イオードD5は順極性のため、第1のコンデンサC1から供
給され、部分平滑時には部分平滑回路7から見てダイオ
ードD5は逆極性のため、トランジスタQ1のオフ時に、コ
ンデンサC4、チョークコイルL1、第1の副コンデンサC
2、第1のコンデンサC1、ダイオードD7およびコンデン
サC4の経路で電流が流れ、コンデンサC4の放電により、
第1の副コンデンサC2および第1のコンデンサC1が充電
される。一方、トランジスタQ1のオン時に、第1のコン
デンサC1、第1の副コンデンサC2、インバータトランス
Tr1 の一次巻線Tr1a、トランジスタQ1および第1のコン
デンサC1の経路で電流が流れ、第1のコンデンサC1およ
び第1の副コンデンサC2の放電により、チョークコイル
L1が充電される。
平滑電源3と並列で高周波インピーダンスの低い、第1
のコンデンサC1および第1の副コンデンサC2から供給さ
れる。すなわち、非平滑時には非平滑電源3から見てダ
イオードD5は順極性のため、第1のコンデンサC1から供
給され、部分平滑時には部分平滑回路7から見てダイオ
ードD5は逆極性のため、トランジスタQ1のオフ時に、コ
ンデンサC4、チョークコイルL1、第1の副コンデンサC
2、第1のコンデンサC1、ダイオードD7およびコンデン
サC4の経路で電流が流れ、コンデンサC4の放電により、
第1の副コンデンサC2および第1のコンデンサC1が充電
される。一方、トランジスタQ1のオン時に、第1のコン
デンサC1、第1の副コンデンサC2、インバータトランス
Tr1 の一次巻線Tr1a、トランジスタQ1および第1のコン
デンサC1の経路で電流が流れ、第1のコンデンサC1およ
び第1の副コンデンサC2の放電により、チョークコイル
L1が充電される。
【0021】なお、第1のコンデンサC1の容量を第1の
副コンデンサC2の容量より十分大きくするとともに、第
1の副コンデンサC2は部分平滑時に、毎周期でほぼ完全
充電と完全放電を繰り返すように、第1の副コンデンサ
C2の容量を設定すると、第1の副コンデンサC2には高周
波振動が発生し、第1の副コンデンサC2が放電して電圧
が低下したとき、第1のコンデンサC1から第1の副コン
デンサC2に入力電流が供給される。
副コンデンサC2の容量より十分大きくするとともに、第
1の副コンデンサC2は部分平滑時に、毎周期でほぼ完全
充電と完全放電を繰り返すように、第1の副コンデンサ
C2の容量を設定すると、第1の副コンデンサC2には高周
波振動が発生し、第1の副コンデンサC2が放電して電圧
が低下したとき、第1のコンデンサC1から第1の副コン
デンサC2に入力電流が供給される。
【0022】したがって、入力電流が連続し、入力電流
の高調波成分を低減できる。
の高調波成分を低減できる。
【0023】また、部分平滑回路7では、非平滑時に
は、非平滑電源3と並列共振回路5との接続をトランジ
スタQ1のオン、オフで高周波発振させるとともに、コン
デンサC4をダイオードD8を介して充電する。一方、部分
平滑時は、部分平滑回路7と並列共振回路5との接続を
ダイオードD7を介してトランジスタQ1のオン、オフで高
周波発振させ、非平滑時はオフし、部分平滑時はオンす
るダイオードD7により切り換え動作している。なお、商
用交流電源eの全周期を完全平滑にすれば、平滑電源の
全周期がフラットになり、ランプ電流の波高値が低く、
ランプの波高値が改善され、フリッカは無くランプ電力
効率は最高であるが、エネルギを全周期分蓄積しなけれ
ばならないため、構成が複雑で大型化してしまうので、
部分平滑回路7を用いる。一方、部分平滑回路7を用い
た場合では、谷部のエネルギのみを蓄積すればよく小形
化を図れ、また、全波整流波形の山が現れる非平滑時
と、谷部を平滑したフラットな部分平滑部を有してお
り、谷部では電流休止区間が無くフリッカはほとんど生
ずること無く、蛍光ランプFLの電力効率もよい。
は、非平滑電源3と並列共振回路5との接続をトランジ
スタQ1のオン、オフで高周波発振させるとともに、コン
デンサC4をダイオードD8を介して充電する。一方、部分
平滑時は、部分平滑回路7と並列共振回路5との接続を
ダイオードD7を介してトランジスタQ1のオン、オフで高
周波発振させ、非平滑時はオフし、部分平滑時はオンす
るダイオードD7により切り換え動作している。なお、商
用交流電源eの全周期を完全平滑にすれば、平滑電源の
全周期がフラットになり、ランプ電流の波高値が低く、
ランプの波高値が改善され、フリッカは無くランプ電力
効率は最高であるが、エネルギを全周期分蓄積しなけれ
ばならないため、構成が複雑で大型化してしまうので、
部分平滑回路7を用いる。一方、部分平滑回路7を用い
た場合では、谷部のエネルギのみを蓄積すればよく小形
化を図れ、また、全波整流波形の山が現れる非平滑時
と、谷部を平滑したフラットな部分平滑部を有してお
り、谷部では電流休止区間が無くフリッカはほとんど生
ずること無く、蛍光ランプFLの電力効率もよい。
【0024】そして、ベースドライブ回路6によりトラ
ンジスタQ1をスイッチング制御すると、トランジスタQ1
のオン時にはインバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aな
どを充電してエネルギを供給蓄積して強制振動し、トラ
ンジスタQ1のオフ時には蓄積されているエネルギを主コ
ンデンサC3などに転移して自由振動し、このような動作
を繰り返して、インバータトランスTr1 の二次巻線Tr1b
に高周波交流電圧が誘起され、蛍光ランプFLが高周波で
始動、点灯される。
ンジスタQ1をスイッチング制御すると、トランジスタQ1
のオン時にはインバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aな
どを充電してエネルギを供給蓄積して強制振動し、トラ
ンジスタQ1のオフ時には蓄積されているエネルギを主コ
ンデンサC3などに転移して自由振動し、このような動作
を繰り返して、インバータトランスTr1 の二次巻線Tr1b
に高周波交流電圧が誘起され、蛍光ランプFLが高周波で
始動、点灯される。
【0025】なお、蛍光ランプFLは遅相負荷であるた
め、インバータトランスTr1 により容易にエネルギを取
り出すことが容易であり、電流の連続性に優れており、
トランジスタQ1がオンしている強制振動時には、インバ
ータトランスTr1 の一次巻線Tr1a側に電流経路が設定さ
れることが条件になっている。
め、インバータトランスTr1 により容易にエネルギを取
り出すことが容易であり、電流の連続性に優れており、
トランジスタQ1がオンしている強制振動時には、インバ
ータトランスTr1 の一次巻線Tr1a側に電流経路が設定さ
れることが条件になっている。
【0026】次に、他の実施の形態を図3に示す放電灯
点灯装置を参照して説明する。
点灯装置を参照して説明する。
【0027】この図3に示す放電灯点灯装置は、図1に
示す放電灯点灯装置に、第1のコンデンサC1に対して並
列に、ダイオードD9を介して第2のコンデンサC6を接続
したものである。
示す放電灯点灯装置に、第1のコンデンサC1に対して並
列に、ダイオードD9を介して第2のコンデンサC6を接続
したものである。
【0028】この図3のように構成することにより、図
4に示す簡易等価回路から分かるように、ダイオードD9
および第2のコンデンサC6の分部品点数が増加するが、
ダイオードD9および第2のコンデンサC6に、ダイオード
D5および第1の副コンデンサC2の機能の一部を負担させ
ることにより、並列共振回路5の周波数あるいは共振度
などの動作条件、たとえば第1の副コンデンサC2の高周
波振動電圧の調整、並列共振回路の電流および電圧の調
整、さらに、周波数の調整など設計の自由度を向上で
き、入力電流の高調波成分の低減、ランプ電流の波高率
の改善などに対応できる。
4に示す簡易等価回路から分かるように、ダイオードD9
および第2のコンデンサC6の分部品点数が増加するが、
ダイオードD9および第2のコンデンサC6に、ダイオード
D5および第1の副コンデンサC2の機能の一部を負担させ
ることにより、並列共振回路5の周波数あるいは共振度
などの動作条件、たとえば第1の副コンデンサC2の高周
波振動電圧の調整、並列共振回路の電流および電圧の調
整、さらに、周波数の調整など設計の自由度を向上で
き、入力電流の高調波成分の低減、ランプ電流の波高率
の改善などに対応できる。
【0029】また、他の実施の形態を図5に示す放電灯
点灯装置を参照して説明する。
点灯装置を参照して説明する。
【0030】この図5に示す放電灯点灯装置は、図1に
示す放電灯点灯装置に、インバータトランスTr1 の一次
巻線Tr1aに対して並列に、第2の副キャパシタとしての
並列共振用の第2の副コンデンサC7を接続したものであ
る。
示す放電灯点灯装置に、インバータトランスTr1 の一次
巻線Tr1aに対して並列に、第2の副キャパシタとしての
並列共振用の第2の副コンデンサC7を接続したものであ
る。
【0031】そして、この図5のように構成することに
より、図6に示す簡易等価回路から分かるように、第2
の副コンデンサC7をインバータトランスTr1 の一次巻線
Tr1aに対して並列に接続することにより、ダイオードD5
および第1の副コンデンサC2の並列共振により発生する
高周波振動エネルギの発生量を調整でき、並列共振回路
5の周波数あるいは共振度などの動作条件、たとえば第
1の副コンデンサC2の高周波振動電圧の調整、並列共振
回路の電流および電圧の調整、さらに、周波数の調整な
ど設計の自由度を向上でき、入力電流の高調波成分の低
減、ランプ電流の波高率の改善などに容易に対応でき
る。
より、図6に示す簡易等価回路から分かるように、第2
の副コンデンサC7をインバータトランスTr1 の一次巻線
Tr1aに対して並列に接続することにより、ダイオードD5
および第1の副コンデンサC2の並列共振により発生する
高周波振動エネルギの発生量を調整でき、並列共振回路
5の周波数あるいは共振度などの動作条件、たとえば第
1の副コンデンサC2の高周波振動電圧の調整、並列共振
回路の電流および電圧の調整、さらに、周波数の調整な
ど設計の自由度を向上でき、入力電流の高調波成分の低
減、ランプ電流の波高率の改善などに容易に対応でき
る。
【0032】さらに、他の実施の形態を図7に示す放電
灯点灯装置を参照して説明する。
灯点灯装置を参照して説明する。
【0033】この図7に示す放電灯点灯装置は、図5に
示す放電灯点灯装置の、第2の副コンデンサC2およびイ
ンバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに対して並列に接
続された主コンデンサC3に代えて、トランジスタQ1のコ
レクタ、エミッタ間に主キャパシタとしての主コンデン
サC8を接続し、第1のコンデンサC1と直列にしたもので
ある。なお、第1のコンデンサC1の容量は、主コンデン
サC8の容量に対して十分に大きいので、図5に示す放電
灯点灯装置と同様に動作する。
示す放電灯点灯装置の、第2の副コンデンサC2およびイ
ンバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに対して並列に接
続された主コンデンサC3に代えて、トランジスタQ1のコ
レクタ、エミッタ間に主キャパシタとしての主コンデン
サC8を接続し、第1のコンデンサC1と直列にしたもので
ある。なお、第1のコンデンサC1の容量は、主コンデン
サC8の容量に対して十分に大きいので、図5に示す放電
灯点灯装置と同様に動作する。
【0034】そして、この図7のように構成することに
より、図8に示す簡易等価回路から分かるように、図5
に示す構成の場合と同様に、第2の副コンデンサC7をイ
ンバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに対して並列に接
続することにより、ダイオードD5および第1の副コンデ
ンサC2の並列共振により発生する高周波振動エネルギの
発生量を調整でき、並列共振回路5の周波数あるいは共
振度などの動作条件、たとえば第1の副コンデンサC2の
高周波振動電圧の調整、並列共振回路の電流および電圧
の調整、さらに、周波数の調整など設計の自由度を向上
でき、入力電流の高調波成分の低減、ランプ電流の波高
率の改善などに容易に対応できる。
より、図8に示す簡易等価回路から分かるように、図5
に示す構成の場合と同様に、第2の副コンデンサC7をイ
ンバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに対して並列に接
続することにより、ダイオードD5および第1の副コンデ
ンサC2の並列共振により発生する高周波振動エネルギの
発生量を調整でき、並列共振回路5の周波数あるいは共
振度などの動作条件、たとえば第1の副コンデンサC2の
高周波振動電圧の調整、並列共振回路の電流および電圧
の調整、さらに、周波数の調整など設計の自由度を向上
でき、入力電流の高調波成分の低減、ランプ電流の波高
率の改善などに容易に対応できる。
【0035】またさらに、他の実施の形態を図9に示す
放電灯点灯装置を参照して説明する。
放電灯点灯装置を参照して説明する。
【0036】この図9に示す放電灯点灯装置は、図7に
示す放電灯点灯装置の、第1の副コンデンサC2を並列の
ダイオードD5のアノード側を非平滑電源3の負極側に接
続したものである。なお、第1のコンデンサC1の容量
は、主コンデンサC8の容量に対して十分に大きいので、
図5に示す放電灯点灯装置と同様に動作する。
示す放電灯点灯装置の、第1の副コンデンサC2を並列の
ダイオードD5のアノード側を非平滑電源3の負極側に接
続したものである。なお、第1のコンデンサC1の容量
は、主コンデンサC8の容量に対して十分に大きいので、
図5に示す放電灯点灯装置と同様に動作する。
【0037】そして、この図9のように構成することに
より、図10に示す簡易等価回路から分かるように、図
7に示す構成の場合と同様に、第2の副コンデンサC7を
インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに対して並列に
接続することにより、ダイオードD5および第1の副コン
デンサC2の並列共振により発生する高周波振動エネルギ
の発生量を調整でき、並列共振回路5の周波数あるいは
共振度などの動作条件、たとえば第1の副コンデンサC2
の高周波振動電圧の調整、並列共振回路の電流および電
圧の調整、さらに、周波数の調整など設計の自由度を向
上でき、入力電流の高調波成分の低減、ランプ電流の波
高率の改善などに容易に対応できる。
より、図10に示す簡易等価回路から分かるように、図
7に示す構成の場合と同様に、第2の副コンデンサC7を
インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに対して並列に
接続することにより、ダイオードD5および第1の副コン
デンサC2の並列共振により発生する高周波振動エネルギ
の発生量を調整でき、並列共振回路5の周波数あるいは
共振度などの動作条件、たとえば第1の副コンデンサC2
の高周波振動電圧の調整、並列共振回路の電流および電
圧の調整、さらに、周波数の調整など設計の自由度を向
上でき、入力電流の高調波成分の低減、ランプ電流の波
高率の改善などに容易に対応できる。
【0038】ここで、比較例を参照して上記実施の形態
の作用について説明する。
の作用について説明する。
【0039】まず、第1の比較例の放電灯点灯装置は、
図11に示すように、図3に示す放電灯点灯装置におい
て、ダイオードD5および第1の副コンデンサC2を取り除
いたもので、図12に示す簡易等価回路で示される。
図11に示すように、図3に示す放電灯点灯装置におい
て、ダイオードD5および第1の副コンデンサC2を取り除
いたもので、図12に示す簡易等価回路で示される。
【0040】また、第2の比較例の放電灯点灯装置は、
図13に示すように、図11に示す放電灯点灯装置にお
いて、第2のコンデンサC6を取り除き、ダイオードD9に
対して並列に、第2のコンデンサC11 を接続したもの
で、図14に示す簡易等価回路で示される。なお、第1
のコンデンサC1の容量に対して、第2のコンデンサC11
の容量は十分に小さいので、第1の比較例と同様に動作
する。
図13に示すように、図11に示す放電灯点灯装置にお
いて、第2のコンデンサC6を取り除き、ダイオードD9に
対して並列に、第2のコンデンサC11 を接続したもの
で、図14に示す簡易等価回路で示される。なお、第1
のコンデンサC1の容量に対して、第2のコンデンサC11
の容量は十分に小さいので、第1の比較例と同様に動作
する。
【0041】そして、図1および図2に示す放電灯点灯
装置と、図11および図12に示す第1の比較例および
図13および図14に示す第2の比較例とを比較して考
えると、図1および図2に示す放電灯点灯装置には、高
周波を発生させるためのダイオードD5および第1の副コ
ンデンサC2を並列共振回路5内に有する点にある。
装置と、図11および図12に示す第1の比較例および
図13および図14に示す第2の比較例とを比較して考
えると、図1および図2に示す放電灯点灯装置には、高
周波を発生させるためのダイオードD5および第1の副コ
ンデンサC2を並列共振回路5内に有する点にある。
【0042】まず、部分平滑時に第1の副コンデンサC2
に発生する高周波振動エネルギが、部分平滑回路7の基
本エネルギと重畳して、インバータトランスTr1 の一次
巻線Tr1aに流れることにより、強制振動電流を流すこと
ができ、入力電流を連続的にして、高調波を低減でき
る。
に発生する高周波振動エネルギが、部分平滑回路7の基
本エネルギと重畳して、インバータトランスTr1 の一次
巻線Tr1aに流れることにより、強制振動電流を流すこと
ができ、入力電流を連続的にして、高調波を低減でき
る。
【0043】また、並列共振回路5内に、ダイオードD5
および第1の副コンデンサC2を有していると、強制振動
時にインバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに充電され
たエネルギは、次の自由振動時には、トランジスタQ1の
オフにより一次巻線Tr1aに発生する逆起電力により、一
次巻線Tr1a、主コンデンサC3、ダイオードD5あるいは第
1の副コンデンサC2および一次巻線Tr1aの経路で急速に
電流が流れ、一次巻線Tr1aの放電で第1の副コンデンサ
C2を充電する。
および第1の副コンデンサC2を有していると、強制振動
時にインバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに充電され
たエネルギは、次の自由振動時には、トランジスタQ1の
オフにより一次巻線Tr1aに発生する逆起電力により、一
次巻線Tr1a、主コンデンサC3、ダイオードD5あるいは第
1の副コンデンサC2および一次巻線Tr1aの経路で急速に
電流が流れ、一次巻線Tr1aの放電で第1の副コンデンサ
C2を充電する。
【0044】さらに、第1の副コンデンサC2のダイオー
ドD5の逆極性側、すなわちインバータトランスTr1 の一
次巻線Tr1a側の電位が徐々に上昇し、第1の副コンデン
サC2が充電され、一次巻線Tr1aの充電エネルギを消費し
て、一次巻線Tr1aの放電が終了しようとしても、第1の
副コンデンサC2の放電が始まり、この第1の副コンデン
サC2の放電により、第1の副コンデンサC2、一次巻線Tr
1a、主コンデンサC3および第1の副コンデンサC2の経路
で電流が流れる。すなわち、一次巻線Tr1aをエネルギ源
とする自由振動が強勢され、振動の時定数が大きくな
る。このように、一次巻線Tr1aをエネルギ源とする自由
振動が強勢されることにより、強制振動期間の並列共振
回路5の一次巻線Tr1aに充電されるエネルギ注入率の向
上、すなわち強制振動の効率化となる。
ドD5の逆極性側、すなわちインバータトランスTr1 の一
次巻線Tr1a側の電位が徐々に上昇し、第1の副コンデン
サC2が充電され、一次巻線Tr1aの充電エネルギを消費し
て、一次巻線Tr1aの放電が終了しようとしても、第1の
副コンデンサC2の放電が始まり、この第1の副コンデン
サC2の放電により、第1の副コンデンサC2、一次巻線Tr
1a、主コンデンサC3および第1の副コンデンサC2の経路
で電流が流れる。すなわち、一次巻線Tr1aをエネルギ源
とする自由振動が強勢され、振動の時定数が大きくな
る。このように、一次巻線Tr1aをエネルギ源とする自由
振動が強勢されることにより、強制振動期間の並列共振
回路5の一次巻線Tr1aに充電されるエネルギ注入率の向
上、すなわち強制振動の効率化となる。
【0045】また、第1の副コンデンサC2およびダイオ
ードD5により発生する高周波エネルギの発生は、トラン
ジスタQ1がオフ時の並列共振の自由振動期間であるか
ら、非平滑時あるいは部分平滑時にかかわらず、自由振
動期間が増加することになり、ランプ電流に直流分が重
畳されて、電流が不平衡となることを防止でき、カタホ
リシスおよび対地雑音を防止する。
ードD5により発生する高周波エネルギの発生は、トラン
ジスタQ1がオフ時の並列共振の自由振動期間であるか
ら、非平滑時あるいは部分平滑時にかかわらず、自由振
動期間が増加することになり、ランプ電流に直流分が重
畳されて、電流が不平衡となることを防止でき、カタホ
リシスおよび対地雑音を防止する。
【0046】さらに、自由振動期間の増加は、並列共振
の電流の変化率を減少させるため実効出力を同じにする
場合、最大共振電流と電圧とを低減でき、並列共振が効
率化する。
の電流の変化率を減少させるため実効出力を同じにする
場合、最大共振電流と電圧とを低減でき、並列共振が効
率化する。
【0047】また、並列共振の谷部である部分平滑時に
は、第1の副コンデンサC2の高周波振動エネルギがある
ため、高周波振動エネルギが増加するとともに、高周波
振動エネルギの全部が、一次巻線Tr1aと主コンデンサC3
および第1の副コンデンサC2との並列共振回路5の共振
エネルギに寄与し、並列共振を効率よく強勢することに
より、部分平滑時でのランプ電流を増大し、ランプ電流
の波高率も改善でき、蛍光ランプFLのランプストレスも
低減できる。
は、第1の副コンデンサC2の高周波振動エネルギがある
ため、高周波振動エネルギが増加するとともに、高周波
振動エネルギの全部が、一次巻線Tr1aと主コンデンサC3
および第1の副コンデンサC2との並列共振回路5の共振
エネルギに寄与し、並列共振を効率よく強勢することに
より、部分平滑時でのランプ電流を増大し、ランプ電流
の波高率も改善でき、蛍光ランプFLのランプストレスも
低減できる。
【0048】また、自由振動時には、ダイオードD5およ
び第1の副コンデンサC2を含む並列共振回路5がトラン
ジスタQ1と独立しているので、一次巻線Tr1aをエネルギ
とする自由振動が強勢される。強制振動時に並列共振回
路5の一次巻線Tr1aに注入するエネルギ効率の向上すな
わち、強制振動の効率化により、強制振動時に注入する
非平滑電源3およびトランジスタQ1の最大電流を低減で
きる。さらに、並列共振の効率化による自由振動期間の
増加により、部分平滑回路7およびトランジスタQ1に逆
電圧がかかることを防止し、自由振動時の非平滑電源3
およびトランジスタQ1の最大印加電圧も低減でき、トラ
ンジスタQ1の定格も低いものを使用でき、装置の小型化
およびコストダウンを図れる。
び第1の副コンデンサC2を含む並列共振回路5がトラン
ジスタQ1と独立しているので、一次巻線Tr1aをエネルギ
とする自由振動が強勢される。強制振動時に並列共振回
路5の一次巻線Tr1aに注入するエネルギ効率の向上すな
わち、強制振動の効率化により、強制振動時に注入する
非平滑電源3およびトランジスタQ1の最大電流を低減で
きる。さらに、並列共振の効率化による自由振動期間の
増加により、部分平滑回路7およびトランジスタQ1に逆
電圧がかかることを防止し、自由振動時の非平滑電源3
およびトランジスタQ1の最大印加電圧も低減でき、トラ
ンジスタQ1の定格も低いものを使用でき、装置の小型化
およびコストダウンを図れる。
【0049】なお、自由振動時に第1の副コンデンサC2
とダイオードD5とがトランジスタQ1とは独立した並列共
振回路5内にあり、トランジスタQ1と相関なく並列共振
回路5を強勢し、回路効率を向上できることは、1石式
の並列共振回路5の第1の副コンデンサC2およびダイオ
ードD5の高周波振動エネルギの効果であり、他の共振方
式では得られない。たとえば4石式フルブリッジ方式、
2石式ハーフブリッジ方式などでは、強制振動時および
自由振動時のいずれでも、共振回路内にスイッチング素
子があるため、共振の強勢とともに平滑電源回路および
スイッチング素子の電流が増加することを避けられな
い。
とダイオードD5とがトランジスタQ1とは独立した並列共
振回路5内にあり、トランジスタQ1と相関なく並列共振
回路5を強勢し、回路効率を向上できることは、1石式
の並列共振回路5の第1の副コンデンサC2およびダイオ
ードD5の高周波振動エネルギの効果であり、他の共振方
式では得られない。たとえば4石式フルブリッジ方式、
2石式ハーフブリッジ方式などでは、強制振動時および
自由振動時のいずれでも、共振回路内にスイッチング素
子があるため、共振の強勢とともに平滑電源回路および
スイッチング素子の電流が増加することを避けられな
い。
【0050】さらに、強制振動時の電流位相の条件につ
いて考えると、非平滑時の強制振動時にはダイオードD5
は順極性となり第1の副コンデンサC2は短絡され、第1
のコンデンサC1から並列共振回路5の入力電流が供給さ
れ、並列共振回路5の遅相インピーダンス側である一次
巻線Tr1aおよびトランジスタQ1の経路に強制電流を流せ
る。一方、部分平滑時の強制振動時には、ダイオードD5
は逆極性となり、第1の副コンデンサC2には高周波振動
電圧が発生するが、部分平滑回路7から見て第1の副コ
ンデンサC2は強制振動電流を流す遅相インピーダンス側
の一次巻線Tr1aと並列関係にあるため、部分平滑時の基
本エネルギの供給源である部分平滑回路7からは、並列
共振回路5の遅相インピーダンス側である一次巻線Tr1a
およびトランジスタQ1の経路に強制電流を流すことがで
きる。
いて考えると、非平滑時の強制振動時にはダイオードD5
は順極性となり第1の副コンデンサC2は短絡され、第1
のコンデンサC1から並列共振回路5の入力電流が供給さ
れ、並列共振回路5の遅相インピーダンス側である一次
巻線Tr1aおよびトランジスタQ1の経路に強制電流を流せ
る。一方、部分平滑時の強制振動時には、ダイオードD5
は逆極性となり、第1の副コンデンサC2には高周波振動
電圧が発生するが、部分平滑回路7から見て第1の副コ
ンデンサC2は強制振動電流を流す遅相インピーダンス側
の一次巻線Tr1aと並列関係にあるため、部分平滑時の基
本エネルギの供給源である部分平滑回路7からは、並列
共振回路5の遅相インピーダンス側である一次巻線Tr1a
およびトランジスタQ1の経路に強制電流を流すことがで
きる。
【0051】ここで、比較例を参照して強制振動時の位
相が適切でない場合について説明する。
相が適切でない場合について説明する。
【0052】まず、第3の比較例の放電灯点灯装置は、
図15に示すように、図1に示す放電灯点灯装置におい
て、インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aと、主コン
デンサC3とを反対の位置に接続したもので、図16に示
す簡易等価回路で示される。
図15に示すように、図1に示す放電灯点灯装置におい
て、インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aと、主コン
デンサC3とを反対の位置に接続したもので、図16に示
す簡易等価回路で示される。
【0053】この図15および図16に示す第3の比較
例では、部分平滑時に強制振動電流を流す一次巻線Tr1a
と高周波振動を発生させる第1の副コンデンサC2とが直
列関係にあるため、一次巻線Tr1aと第1の副コンデンサ
C2との直列回路を十分な遅相成分とするためには、一次
巻線Tr1aか第1の副コンデンサC2を十分に大きくしなけ
ればならず、並列共振の安定動作および入力電流の高調
波成分の低減が困難になる。
例では、部分平滑時に強制振動電流を流す一次巻線Tr1a
と高周波振動を発生させる第1の副コンデンサC2とが直
列関係にあるため、一次巻線Tr1aと第1の副コンデンサ
C2との直列回路を十分な遅相成分とするためには、一次
巻線Tr1aか第1の副コンデンサC2を十分に大きくしなけ
ればならず、並列共振の安定動作および入力電流の高調
波成分の低減が困難になる。
【0054】また、第4の比較例の放電灯点灯装置は、
図17に示すように、図15に示す放電灯点灯装置にお
いて、インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに主コン
デンサC3を並列に接続するとともに、第1の副コンデン
サC2を部分平滑回路7側に接続したもので、図18に示
す簡易等価回路で示される。
図17に示すように、図15に示す放電灯点灯装置にお
いて、インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aに主コン
デンサC3を並列に接続するとともに、第1の副コンデン
サC2を部分平滑回路7側に接続したもので、図18に示
す簡易等価回路で示される。
【0055】この図17および図18に示す第4の比較
例では、部分平滑時に強制振動電流を流す一次巻線Tr1a
と高周波振動を発生させる第1の副コンデンサC2および
ダイオードD5とが直列関係にあるため、同様に、一次巻
線Tr1aと第1の副コンデンサC2との直列回路を十分な遅
相成分とするためには、一次巻線Tr1aか第1の副コンデ
ンサC2を十分に大きくしなければならず、並列共振の安
定動作および入力電流の高調波成分の低減が困難にな
る。
例では、部分平滑時に強制振動電流を流す一次巻線Tr1a
と高周波振動を発生させる第1の副コンデンサC2および
ダイオードD5とが直列関係にあるため、同様に、一次巻
線Tr1aと第1の副コンデンサC2との直列回路を十分な遅
相成分とするためには、一次巻線Tr1aか第1の副コンデ
ンサC2を十分に大きくしなければならず、並列共振の安
定動作および入力電流の高調波成分の低減が困難にな
る。
【0056】なお、いずれの1石式の並列共振回路5に
おいても、第1の副コンデンサC2およびダイオードD5を
並列共振回路5の自由振動経路に配置し、自由振動時に
トランジスタQ1と独立させ、強制振動時の電流路を遅相
経路とすることにより、同様の効果を得ることができ
る。
おいても、第1の副コンデンサC2およびダイオードD5を
並列共振回路5の自由振動経路に配置し、自由振動時に
トランジスタQ1と独立させ、強制振動時の電流路を遅相
経路とすることにより、同様の効果を得ることができ
る。
【0057】次に、図1および図2に示す放電灯点灯装
置、図3および図4に示す放電灯点灯装置および第1の
比較例の放電灯点灯装置を実験結果を参照して説明す
る。
置、図3および図4に示す放電灯点灯装置および第1の
比較例の放電灯点灯装置を実験結果を参照して説明す
る。
【0058】いずれの場合にも、200V、Hf45の
蛍光ランプFLを2灯用いている。
蛍光ランプFLを2灯用いている。
【0059】まず、図1および図2に示す放電灯点灯装
置では、第1のコンデンサC1のキャパシタンスを100
000pF、第1の副コンデンサC2のキャパシタンスを
33000pF、コンデンサC4のキャパシタンスを10
0μF、チョークコイルL1のインダクタンスを2.2m
H、一次巻線Tr1aのインダクタンスを1.78mHおよ
び主コンデンサC3のキャパシタンスを5800pFとし
ている。
置では、第1のコンデンサC1のキャパシタンスを100
000pF、第1の副コンデンサC2のキャパシタンスを
33000pF、コンデンサC4のキャパシタンスを10
0μF、チョークコイルL1のインダクタンスを2.2m
H、一次巻線Tr1aのインダクタンスを1.78mHおよ
び主コンデンサC3のキャパシタンスを5800pFとし
ている。
【0060】また、図3および図4に示す放電灯点灯装
置では、第1のコンデンサC1のキャパシタンスを120
000pF、第1の副コンデンサC2のキャパシタンスを
39000pF、第2のコンデンサC6のキャパシタンス
を8000pF、コンデンサC4のキャパシタンスを10
0μF、チョークコイルL1のインダクタンスを2.2m
H、一次巻線Tr1aのインダクタンスを1.78mHおよ
び主コンデンサC3のキャパシタンスを6600pFとし
ている。
置では、第1のコンデンサC1のキャパシタンスを120
000pF、第1の副コンデンサC2のキャパシタンスを
39000pF、第2のコンデンサC6のキャパシタンス
を8000pF、コンデンサC4のキャパシタンスを10
0μF、チョークコイルL1のインダクタンスを2.2m
H、一次巻線Tr1aのインダクタンスを1.78mHおよ
び主コンデンサC3のキャパシタンスを6600pFとし
ている。
【0061】さらに、第1の比較例の放電灯点灯装置で
は、第1のコンデンサC1のキャパシタンスを24000
0pF、第2のコンデンサC6のキャパシタンスを220
00pF、コンデンサC4のキャパシタンスを100μ
F、チョークコイルL1のインダクタンスを2.2mH、
一次巻線Tr1aのインダクタンスを1.38mHおよび主
コンデンサC3のキャパシタンスを8200pFとしてい
る。
は、第1のコンデンサC1のキャパシタンスを24000
0pF、第2のコンデンサC6のキャパシタンスを220
00pF、コンデンサC4のキャパシタンスを100μ
F、チョークコイルL1のインダクタンスを2.2mH、
一次巻線Tr1aのインダクタンスを1.38mHおよび主
コンデンサC3のキャパシタンスを8200pFとしてい
る。
【0062】そして、これらによる入力電流、入力電
力、力率、ランプ電流、ランプ電力およびランプ波高率
などの電気的特性は表1に示すようになる。
力、力率、ランプ電流、ランプ電力およびランプ波高率
などの電気的特性は表1に示すようになる。
【0063】
【表1】 この実験結果によれば、力率は、いずれも高力率であ
る。同じランプ電力でありながら、比較例に比べランプ
電流は減少し、ランプ電力効率、ランプ波高率が改善さ
れている。
る。同じランプ電力でありながら、比較例に比べランプ
電流は減少し、ランプ電力効率、ランプ波高率が改善さ
れている。
【0064】また、入力電源波形は、図19ないし図2
4に示すようになる。図19は図1および図2に示す放
電灯点灯装置の入力電流波形および入力電圧波形図、図
22は図19のそれぞれの拡大波形図、図20は図3お
よび図4に示す放電灯点灯装置の入力電流波形および入
力電圧波形図、図23は図20のそれぞれの拡大波形
図、図21は比較例1の放電灯点灯装置の入力電流波形
および入力電圧波形図、図24は図21のそれぞれの拡
大波形図である。
4に示すようになる。図19は図1および図2に示す放
電灯点灯装置の入力電流波形および入力電圧波形図、図
22は図19のそれぞれの拡大波形図、図20は図3お
よび図4に示す放電灯点灯装置の入力電流波形および入
力電圧波形図、図23は図20のそれぞれの拡大波形
図、図21は比較例1の放電灯点灯装置の入力電流波形
および入力電圧波形図、図24は図21のそれぞれの拡
大波形図である。
【0065】これらの結果、いずれの場合にも入力電流
はほとんど正弦波になっている。
はほとんど正弦波になっている。
【0066】次に、図1および図2に示す放電灯点灯装
置の第1の副コンデンサC2の電流および電圧、図3およ
び図4に示す放電灯点灯装置の第1の副コンデンサC2の
電流および電圧および第1の比較例の放電灯点灯装置の
第2のコンデンサC6の電流および電圧について、図25
ないし図36を参照して説明する。図25は図1および
図2に示す放電灯点灯装置の第1の副コンデンサC2の全
周期の電流波形および電圧波形図、図28は図25の山
部の波形図、図31は図25の谷部の波形図、図34は
図25の谷部を説明した波形図、図26は図3および図
4に示す放電灯点灯装置の第1の副コンデンサC2の全周
期の電流波形および電圧波形図、図29は図26の山部
の波形図、図32は図26の谷部の波形図、図35は図
26の谷部を説明した波形図、図27は比較例1の放電
灯点灯装置の全周期の電流波形および電圧波形図、図3
0は図27の山部の波形図、図33は図27の谷部の波
形図、図36は図27の谷部を説明した波形図である。
置の第1の副コンデンサC2の電流および電圧、図3およ
び図4に示す放電灯点灯装置の第1の副コンデンサC2の
電流および電圧および第1の比較例の放電灯点灯装置の
第2のコンデンサC6の電流および電圧について、図25
ないし図36を参照して説明する。図25は図1および
図2に示す放電灯点灯装置の第1の副コンデンサC2の全
周期の電流波形および電圧波形図、図28は図25の山
部の波形図、図31は図25の谷部の波形図、図34は
図25の谷部を説明した波形図、図26は図3および図
4に示す放電灯点灯装置の第1の副コンデンサC2の全周
期の電流波形および電圧波形図、図29は図26の山部
の波形図、図32は図26の谷部の波形図、図35は図
26の谷部を説明した波形図、図27は比較例1の放電
灯点灯装置の全周期の電流波形および電圧波形図、図3
0は図27の山部の波形図、図33は図27の谷部の波
形図、図36は図27の谷部を説明した波形図である。
【0067】また、図1および図2に示す放電灯点灯装
置と、比較例1に示す放電灯点灯装置とについて、図3
7ないし図40を参照して具体的に説明する。図37は
図1および図2に示す放電灯点灯装置の第1の副コンデ
ンサC2の山部での電流波形および電圧波形図、図38は
谷部での電流波形および電圧波形図、図39は比較例1
に示す放電灯点灯装置の第2のコンデンサC6の山部での
電流波形および電圧波形図、図40は谷部での電流波形
および電圧波形図である。
置と、比較例1に示す放電灯点灯装置とについて、図3
7ないし図40を参照して具体的に説明する。図37は
図1および図2に示す放電灯点灯装置の第1の副コンデ
ンサC2の山部での電流波形および電圧波形図、図38は
谷部での電流波形および電圧波形図、図39は比較例1
に示す放電灯点灯装置の第2のコンデンサC6の山部での
電流波形および電圧波形図、図40は谷部での電流波形
および電圧波形図である。
【0068】そして、図1および図2に示す放電灯点灯
装置の場合には、図37に示す山部でも、強制振動の共
振を強勢し、強制振動時の回路効率を向上させ、ランプ
電流の不平衡を解消し、また、トランジスタQ1を通さず
に共振を強制しているため、クレストファクタが向上
し、トランジスタQ1の電圧および電流を低減できる。一
方、図38に示す谷部でも、ダイオードD5および第1の
副コンデンサC2の高周波振動エネルギがあるので、ほぼ
正弦波の電流になる。
装置の場合には、図37に示す山部でも、強制振動の共
振を強勢し、強制振動時の回路効率を向上させ、ランプ
電流の不平衡を解消し、また、トランジスタQ1を通さず
に共振を強制しているため、クレストファクタが向上
し、トランジスタQ1の電圧および電流を低減できる。一
方、図38に示す谷部でも、ダイオードD5および第1の
副コンデンサC2の高周波振動エネルギがあるので、ほぼ
正弦波の電流になる。
【0069】これに対し、比較例1に示す放電灯点灯装
置の場合には、図39で示す山部では、第2のコンデン
サC6が並列共振回路5の閉路外であるため、第2のコン
デンサC6はほとんど作用せず、図40に示す谷部でも、
チョークコイルL1のためトランジスタQ1のオフ時には電
流がほぼ定電流充電となり、正弦波にならない。
置の場合には、図39で示す山部では、第2のコンデン
サC6が並列共振回路5の閉路外であるため、第2のコン
デンサC6はほとんど作用せず、図40に示す谷部でも、
チョークコイルL1のためトランジスタQ1のオフ時には電
流がほぼ定電流充電となり、正弦波にならない。
【0070】そして、具体的な測定結果によれば、図1
および図2に示す放電灯点灯装置の場合には、谷部でト
ランジスタQ1のオン時の電流は2.0Aで導通周期は5
2.6%、電圧は400Vで導通周期は52.6%、ま
た、図3および図4に示す放電灯点灯装置の場合には、
谷部でトランジスタQ1のオン時の電流は1.8Aで導通
周期は51.3%、電圧は300Vで導通周期は51.
3%、であるのに対し、比較例1では、谷部でトランジ
スタQ1のオン時の電流は1.6Aで導通周期は38.6
%、電圧は400Vで導通周期は38.6%である。
および図2に示す放電灯点灯装置の場合には、谷部でト
ランジスタQ1のオン時の電流は2.0Aで導通周期は5
2.6%、電圧は400Vで導通周期は52.6%、ま
た、図3および図4に示す放電灯点灯装置の場合には、
谷部でトランジスタQ1のオン時の電流は1.8Aで導通
周期は51.3%、電圧は300Vで導通周期は51.
3%、であるのに対し、比較例1では、谷部でトランジ
スタQ1のオン時の電流は1.6Aで導通周期は38.6
%、電圧は400Vで導通周期は38.6%である。
【0071】これらの結果から、図1および図2に示す
放電灯点灯装置は、比較例1に対して、実効電流は、 (2.0×52.6)/(1.6×38.6)=1.7 となり、1.7倍の実効電流が得られる。
放電灯点灯装置は、比較例1に対して、実効電流は、 (2.0×52.6)/(1.6×38.6)=1.7 となり、1.7倍の実効電流が得られる。
【0072】最大電圧は400Vで同じであるが、実効
電圧は、 (400×52.6)/(400×38.6)=1.3
6 となり、1.36倍の実効電圧が得られる。
電圧は、 (400×52.6)/(400×38.6)=1.3
6 となり、1.36倍の実効電圧が得られる。
【0073】また、図3および図4に示す放電灯点灯装
置は、比較例1に対して、実効電流は、 (1.8×51.3)/(1.6×38.6)=1.5
0 となり、1.5倍の実効電流が得られ、最大電圧が40
0Vから、300Vに減少し、 (300×51.3)/(400×38.6)=1.0
0 となり、1.00倍のの実効電圧となる。
置は、比較例1に対して、実効電流は、 (1.8×51.3)/(1.6×38.6)=1.5
0 となり、1.5倍の実効電流が得られ、最大電圧が40
0Vから、300Vに減少し、 (300×51.3)/(400×38.6)=1.0
0 となり、1.00倍のの実効電圧となる。
【0074】なお、図3および図4に示す放電灯点灯装
置の方が、図1および図2に示す放電灯点灯装置より、
電流値が低いのは第2のコンデンサC6があるためであ
る。
置の方が、図1および図2に示す放電灯点灯装置より、
電流値が低いのは第2のコンデンサC6があるためであ
る。
【0075】このように、谷部でのトランジスタQ1のオ
ン効率、すなわち谷部での強制振動のエネルギー流入効
率が向上する。
ン効率、すなわち谷部での強制振動のエネルギー流入効
率が向上する。
【0076】また、図1および図2に示す放電灯点灯装
置のインバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの電流およ
び電圧、図3および図4に示す放電灯点灯装置のインバ
ータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの電流および電圧およ
び第1の比較例の放電灯点灯装置のインバータトランス
Tr1 の一次巻線Tr1aの電流および電圧について、図41
ないし図52を参照して説明する。図41は図1および
図2に示す放電灯点灯装置のインバータトランスTr1 の
一次巻線Tr1aの全周期の電流波形および電圧波形図、図
44は図41の山部の波形図、図47は図41の谷部の
波形図、図50は図41の谷部を説明した波形図、図4
2は図3および図4に示す放電灯点灯装置のインバータ
トランスTr1 の一次巻線Tr1aの全周期の電流波形および
電圧波形図、図45は図42の山部の波形図、図48は
図42の谷部の波形図、図51は図42の谷部を説明し
た波形図、図43は比較例1の放電灯点灯装置の全周期
のインバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの電流波形お
よび電圧波形図、図46は図43の山部の波形図、図4
9は図43の谷部の波形図、図52は図43の谷部を説
明した波形図である。
置のインバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの電流およ
び電圧、図3および図4に示す放電灯点灯装置のインバ
ータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの電流および電圧およ
び第1の比較例の放電灯点灯装置のインバータトランス
Tr1 の一次巻線Tr1aの電流および電圧について、図41
ないし図52を参照して説明する。図41は図1および
図2に示す放電灯点灯装置のインバータトランスTr1 の
一次巻線Tr1aの全周期の電流波形および電圧波形図、図
44は図41の山部の波形図、図47は図41の谷部の
波形図、図50は図41の谷部を説明した波形図、図4
2は図3および図4に示す放電灯点灯装置のインバータ
トランスTr1 の一次巻線Tr1aの全周期の電流波形および
電圧波形図、図45は図42の山部の波形図、図48は
図42の谷部の波形図、図51は図42の谷部を説明し
た波形図、図43は比較例1の放電灯点灯装置の全周期
のインバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの電流波形お
よび電圧波形図、図46は図43の山部の波形図、図4
9は図43の谷部の波形図、図52は図43の谷部を説
明した波形図である。
【0077】これらの波形図によれば、図1および図2
に示す放電灯点灯装置および図3および図4に示す放電
灯点灯装置は、谷部で共振が強勢され、全周期でほぼフ
ラットになっているのに対し、比較例1はフラットには
なっていない。
に示す放電灯点灯装置および図3および図4に示す放電
灯点灯装置は、谷部で共振が強勢され、全周期でほぼフ
ラットになっているのに対し、比較例1はフラットには
なっていない。
【0078】すなわち、図1および図2に示す放電灯点
灯装置および図3および図4に示す放電灯点灯装置は、
第1のコンデンサC1および第1の副コンデンサC2が直列
のため、第1の副コンデンサC2に発生する高周波エネル
ギそのものが一次巻線Tr1aの電流になるが、比較例1で
は第1のコンデンサC1および第2のコンデンサC6が並列
のため、一次巻線Tr1aの電流は、高周波振動が発生する
第2のコンデンサC6の電流と、さらに第1のコンデンサ
C1よりなるためである。
灯装置および図3および図4に示す放電灯点灯装置は、
第1のコンデンサC1および第1の副コンデンサC2が直列
のため、第1の副コンデンサC2に発生する高周波エネル
ギそのものが一次巻線Tr1aの電流になるが、比較例1で
は第1のコンデンサC1および第2のコンデンサC6が並列
のため、一次巻線Tr1aの電流は、高周波振動が発生する
第2のコンデンサC6の電流と、さらに第1のコンデンサ
C1よりなるためである。
【0079】また、図1および図2に示す放電灯点灯装
置の主コンデンサC3の電流および電圧、図3および図4
に示す放電灯点灯装置の主コンデンサC3の電流および電
圧および第1の比較例の放電灯点灯装置の主コンデンサ
C3の電流および電圧について、図53ないし図64を参
照して説明する。図53は図1および図2に示す放電灯
点灯装置の主コンデンサC3の全周期の電流波形および電
圧波形図、図56は図53の山部の波形図、図59は図
53の谷部の波形図、図62は図53の谷部を説明した
波形図、図54は図3および図4に示す放電灯点灯装置
の主コンデンサC3の全周期の電流波形および電圧波形
図、図57は図54の山部の波形図、図60は図54の
谷部の波形図、図63は図54の谷部を説明した波形
図、図55は比較例1の放電灯点灯装置の全周期の主コ
ンデンサC3の電流波形および電圧波形図、図58は図5
5の山部の波形図、図61は図55の谷部の波形図、図
64は図55の谷部を説明した波形図である。
置の主コンデンサC3の電流および電圧、図3および図4
に示す放電灯点灯装置の主コンデンサC3の電流および電
圧および第1の比較例の放電灯点灯装置の主コンデンサ
C3の電流および電圧について、図53ないし図64を参
照して説明する。図53は図1および図2に示す放電灯
点灯装置の主コンデンサC3の全周期の電流波形および電
圧波形図、図56は図53の山部の波形図、図59は図
53の谷部の波形図、図62は図53の谷部を説明した
波形図、図54は図3および図4に示す放電灯点灯装置
の主コンデンサC3の全周期の電流波形および電圧波形
図、図57は図54の山部の波形図、図60は図54の
谷部の波形図、図63は図54の谷部を説明した波形
図、図55は比較例1の放電灯点灯装置の全周期の主コ
ンデンサC3の電流波形および電圧波形図、図58は図5
5の山部の波形図、図61は図55の谷部の波形図、図
64は図55の谷部を説明した波形図である。
【0080】これらの波形図によれば、図1および図2
に示す放電灯点灯装置および図3および図4に示す放電
灯点灯装置は、谷部の強制振動時に電流が流れてなく、
自由振動時に主コンデンサC3に流れる共振も比較例1よ
りも強勢され、全周期でほぼフラットになっている。
に示す放電灯点灯装置および図3および図4に示す放電
灯点灯装置は、谷部の強制振動時に電流が流れてなく、
自由振動時に主コンデンサC3に流れる共振も比較例1よ
りも強勢され、全周期でほぼフラットになっている。
【0081】次に、高周波振動ついて、図65ないし図
68を参照して説明する。
68を参照して説明する。
【0082】なお、図65および図67では部分平滑回
路を省略してある。まず、比較例1に示す放電灯点灯装
置では、図67に示す簡易等価回路に示すように、トラ
ンジスタQ1のオフ時には一次巻線Tr1a、主コンデンサC3
および一次巻線Tr1aの経路で電流が流れ、一次巻線Tr1a
を放電して主コンデンサC3を充電する。
路を省略してある。まず、比較例1に示す放電灯点灯装
置では、図67に示す簡易等価回路に示すように、トラ
ンジスタQ1のオフ時には一次巻線Tr1a、主コンデンサC3
および一次巻線Tr1aの経路で電流が流れ、一次巻線Tr1a
を放電して主コンデンサC3を充電する。
【0083】これに対し、図1および図2に示す放電灯
点灯装置では、図65に示す簡易等価回路に示すよう
に、トランジスタオフ時には一次巻線Tr1a、主コンデン
サC3、ダイオードD5および一次巻線Tr1aの経路で電流が
流れ、一次巻線Tr1aを放電して主コンデンサC3を充電す
るとともに、第1の副コンデンサC2が徐々に充電され
る。
点灯装置では、図65に示す簡易等価回路に示すよう
に、トランジスタオフ時には一次巻線Tr1a、主コンデン
サC3、ダイオードD5および一次巻線Tr1aの経路で電流が
流れ、一次巻線Tr1aを放電して主コンデンサC3を充電す
るとともに、第1の副コンデンサC2が徐々に充電され
る。
【0084】さらに、一次巻線Tr1aの放電が終了した後
も、第1の副コンデンサC2の放電が始まり、自由振動の
時定数が長くなるため、逆起電力を抑え、一次巻線Tr1a
の電流変化率を低減して、トランジスタQ1のコレクタ、
エミッタ電圧を低下できるとともに、ランプ電流の不平
衡を低減できる。
も、第1の副コンデンサC2の放電が始まり、自由振動の
時定数が長くなるため、逆起電力を抑え、一次巻線Tr1a
の電流変化率を低減して、トランジスタQ1のコレクタ、
エミッタ電圧を低下できるとともに、ランプ電流の不平
衡を低減できる。
【0085】そして、図66および図68を比較して考
えると、比較例ではオフデューティが44.7%である
のに対し、図1および図2に示す放電灯点灯装置では、
オフデューティが55.5%になる。
えると、比較例ではオフデューティが44.7%である
のに対し、図1および図2に示す放電灯点灯装置では、
オフデューティが55.5%になる。
【0086】また、図1および図2に示す放電灯点灯装
置では、トランジスタQ1のオフ時にはトランジスタQ1を
通さずに自由振動を行なうため、トランジスタQ1のコレ
クタ電流を、比較例1の3.1Aから2.5Aと、8
0.6%まで低下できる。
置では、トランジスタQ1のオフ時にはトランジスタQ1を
通さずに自由振動を行なうため、トランジスタQ1のコレ
クタ電流を、比較例1の3.1Aから2.5Aと、8
0.6%まで低下できる。
【0087】また、図1および図2に示す放電灯点灯装
置のトランジスタQ1の電流および電圧、図3および図4
に示す放電灯点灯装置のトランジスタQ1の電流および電
圧および第1の比較例の放電灯点灯装置のトランジスタ
Q1の電流および電圧について、図69ないし図77を参
照して説明する。図69は図1および図2に示す放電灯
点灯装置のトランジスタQ1の全周期の電流波形および電
圧波形図、図72は図69の山部の波形図、図75は図
69の谷部の波形図、図70は図3および図4に示す放
電灯点灯装置のトランジスタQ1の全周期の電流波形およ
び電圧波形図、図73は図70の山部の波形図、図76
は図70の谷部の波形図、図71は比較例1の放電灯点
灯装置の全周期のトランジスタQ1の電流波形および電圧
波形図、図74は図71の山部の波形図、図77は図7
1の谷部の波形図である。
置のトランジスタQ1の電流および電圧、図3および図4
に示す放電灯点灯装置のトランジスタQ1の電流および電
圧および第1の比較例の放電灯点灯装置のトランジスタ
Q1の電流および電圧について、図69ないし図77を参
照して説明する。図69は図1および図2に示す放電灯
点灯装置のトランジスタQ1の全周期の電流波形および電
圧波形図、図72は図69の山部の波形図、図75は図
69の谷部の波形図、図70は図3および図4に示す放
電灯点灯装置のトランジスタQ1の全周期の電流波形およ
び電圧波形図、図73は図70の山部の波形図、図76
は図70の谷部の波形図、図71は比較例1の放電灯点
灯装置の全周期のトランジスタQ1の電流波形および電圧
波形図、図74は図71の山部の波形図、図77は図7
1の谷部の波形図である。
【0088】そして、具体的な数値は表2に示すように
なっている。
なっている。
【0089】
【表2】 このように、図1および図2に示す放電灯点灯装置およ
び図3および図4に示す放電灯点灯装置は、最大導通電
流および最大印加電圧のいずれも比較例1に比べて低下
している。特に、図1および図2に示す放電灯点灯装置
および図3および図4に示す放電灯点灯装置の場合に
は、電流が全周期でほぼフラットに設定されているた
め、実効出力を同じにした場合、山部での電流値が減少
して効率が向上する。
び図3および図4に示す放電灯点灯装置は、最大導通電
流および最大印加電圧のいずれも比較例1に比べて低下
している。特に、図1および図2に示す放電灯点灯装置
および図3および図4に示す放電灯点灯装置の場合に
は、電流が全周期でほぼフラットに設定されているた
め、実効出力を同じにした場合、山部での電流値が減少
して効率が向上する。
【0090】さらに、図1および図2に示す放電灯点灯
装置のランプ電流、図3および図4に示す放電灯点灯装
置のランプ電流および第1の比較例の放電灯点灯装置の
ランプ電流について、図78ないし図83を参照して説
明する。図78は図1および図2に示す放電灯点灯装置
の全周期のランプ電流波形図、図81は図78の山部の
波形図、図79は図3および図4に示す放電灯点灯装置
の全周期のランプ電流波形図、図82は図79の山部の
波形図、図80は比較例1の放電灯点灯装置の全周期の
ランプ電流波形図、図83は図80の山部の波形図であ
る。
装置のランプ電流、図3および図4に示す放電灯点灯装
置のランプ電流および第1の比較例の放電灯点灯装置の
ランプ電流について、図78ないし図83を参照して説
明する。図78は図1および図2に示す放電灯点灯装置
の全周期のランプ電流波形図、図81は図78の山部の
波形図、図79は図3および図4に示す放電灯点灯装置
の全周期のランプ電流波形図、図82は図79の山部の
波形図、図80は比較例1の放電灯点灯装置の全周期の
ランプ電流波形図、図83は図80の山部の波形図であ
る。
【0091】そして、具体的な数値は表3に示すように
なっている。
なっている。
【0092】
【表3】 このように、図1および図2に示す放電灯点灯装置およ
び図3および図4に示す放電灯点灯装置は、山部では電
流が低下し、谷部では電流が増加することにより、ラン
プ電流波効率が改善され、フリッカを抑えるとともに、
ランプストレスを低下させている。
び図3および図4に示す放電灯点灯装置は、山部では電
流が低下し、谷部では電流が増加することにより、ラン
プ電流波効率が改善され、フリッカを抑えるとともに、
ランプストレスを低下させている。
【0093】また、強制振動と自由振動の期間を近付
け、トランジスタQ1のオンデューティを改善して、ラン
プ電流の不平衡を解消し、カタホリシスおよび対地雑音
を低下させている。
け、トランジスタQ1のオンデューティを改善して、ラン
プ電流の不平衡を解消し、カタホリシスおよび対地雑音
を低下させている。
【0094】さらに、ランプ電流がフラットに近いた
め、実効ランプ電力を同じにすると、ランプ電力が向上
する。
め、実効ランプ電力を同じにすると、ランプ電力が向上
する。
【0095】
【発明の効果】請求項1記載の電源装置によれば、第1
の副キャパシタおよびダイオードは、入力電流高調波成
分を低減させ、スイッチング手段がオンしている強制振
動時には、非平滑電源および部分平滑電源から見て第1
の副キャパシタは並列共振回路に強制振動電流が流れる
インダクタ側と常に並列関係を保ち、第1の副キャパシ
タの進相インピーダンスにかかわらず、強制振動電流が
連続的に安定的に流れ、また、スイッチング手段がオフ
している自由振動時には、第1の副キャパシタおよびダ
イオードはスイッチング素子と独立した並列共振回路内
にあり、スイッチング素子と相関なく並列共振回路を強
勢し、電力効率を向上するとともに、電流不平衡を改善
し、回路効率を向上できる。スイッチング手段の印加電
圧、導通電流を低減できる。
の副キャパシタおよびダイオードは、入力電流高調波成
分を低減させ、スイッチング手段がオンしている強制振
動時には、非平滑電源および部分平滑電源から見て第1
の副キャパシタは並列共振回路に強制振動電流が流れる
インダクタ側と常に並列関係を保ち、第1の副キャパシ
タの進相インピーダンスにかかわらず、強制振動電流が
連続的に安定的に流れ、また、スイッチング手段がオフ
している自由振動時には、第1の副キャパシタおよびダ
イオードはスイッチング素子と独立した並列共振回路内
にあり、スイッチング素子と相関なく並列共振回路を強
勢し、電力効率を向上するとともに、電流不平衡を改善
し、回路効率を向上できる。スイッチング手段の印加電
圧、導通電流を低減できる。
【0096】請求項2記載の電源装置によれば、請求項
1記載の電源装置に加え、第1の副キャパシタとダイオ
ードの並列回路は、部分平滑時には第2のコンデンサお
よびダイオードとともに作用し、入力電流高調波成分を
低減できる。
1記載の電源装置に加え、第1の副キャパシタとダイオ
ードの並列回路は、部分平滑時には第2のコンデンサお
よびダイオードとともに作用し、入力電流高調波成分を
低減できる。
【0097】請求項3記載の電源装置によれば、請求項
1記載の電源装置に加え、インダクタに対して並列に接
続された第2の副キャパシタによっても、並列共振を起
こさせてるので、条件を可変して入力電流高調波成分を
低減できる。
1記載の電源装置に加え、インダクタに対して並列に接
続された第2の副キャパシタによっても、並列共振を起
こさせてるので、条件を可変して入力電流高調波成分を
低減できる。
【0098】請求項4記載の電源装置によれば、第1の
副キャパシタおよびダイオードは、入力電流高調波成分
を低減させ、スイッチング手段がオンしている強制振動
時には、非平滑電源および部分平滑電源から見て第1の
副キャパシタは並列共振回路に強制振動電流が流れるイ
ンダクタ側と常に並列関係を保ち、第1の副キャパシタ
の進相インピーダンスにかかわらず、強制振動電流が連
続的に安定的に流れ、また、スイッチング手段がオフし
ている自由振動時には、第1の副キャパシタおよびダイ
オードはスイッチング素子と独立した並列共振回路内に
あり、スイッチング素子と相関なく並列共振回路を強勢
し、電力効率を向上するとともに、電流不平衡を改善
し、回路効率を向上できる。
副キャパシタおよびダイオードは、入力電流高調波成分
を低減させ、スイッチング手段がオンしている強制振動
時には、非平滑電源および部分平滑電源から見て第1の
副キャパシタは並列共振回路に強制振動電流が流れるイ
ンダクタ側と常に並列関係を保ち、第1の副キャパシタ
の進相インピーダンスにかかわらず、強制振動電流が連
続的に安定的に流れ、また、スイッチング手段がオフし
ている自由振動時には、第1の副キャパシタおよびダイ
オードはスイッチング素子と独立した並列共振回路内に
あり、スイッチング素子と相関なく並列共振回路を強勢
し、電力効率を向上するとともに、電流不平衡を改善
し、回路効率を向上できる。
【0099】請求項5記載の電源装置によれば、第1の
副キャパシタおよびダイオードは、入力電流高調波成分
を低減させ、スイッチング手段がオンしている強制振動
時には、非平滑電源および部分平滑電源から見て第1の
副キャパシタは並列共振回路に強制振動電流が流れるイ
ンダクタ側と常に並列関係を保ち、第1の副キャパシタ
の進相インピーダンスにかかわらず、強制振動電流が連
続的に安定的に流れ、また、スイッチング手段がオフし
ている自由振動時には、第1の副キャパシタおよびダイ
オードはスイッチング素子と独立した並列共振回路内に
あり、スイッチング素子と相関なく並列共振回路を強勢
し、電力効率を向上するとともに、電流不平衡を改善
し、回路効率を向上できる。
副キャパシタおよびダイオードは、入力電流高調波成分
を低減させ、スイッチング手段がオンしている強制振動
時には、非平滑電源および部分平滑電源から見て第1の
副キャパシタは並列共振回路に強制振動電流が流れるイ
ンダクタ側と常に並列関係を保ち、第1の副キャパシタ
の進相インピーダンスにかかわらず、強制振動電流が連
続的に安定的に流れ、また、スイッチング手段がオフし
ている自由振動時には、第1の副キャパシタおよびダイ
オードはスイッチング素子と独立した並列共振回路内に
あり、スイッチング素子と相関なく並列共振回路を強勢
し、電力効率を向上するとともに、電流不平衡を改善
し、回路効率を向上できる。
【図1】本発明の電源装置の一実施の形態の放電灯点灯
装置を示す回路図である。
装置を示す回路図である。
【図2】同上図1の簡易等価回路図である。
【図3】同上他の実施の形態の放電灯点灯装置を示す回
路図である。
路図である。
【図4】同上図3の簡易等価回路図である。
【図5】同上また他の実施の形態の放電灯点灯装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図6】同上図5の簡易等価回路図である。
【図7】同上さらに他の実施の形態の放電灯点灯装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図8】同上図7の簡易等価回路図である。
【図9】同上またさらに他の実施の形態の放電灯点灯装
置を示す回路図である。
置を示す回路図である。
【図10】同上図9の簡易等価回路図である。
【図11】同上第1の比較例の放電灯点灯装置を示す回
路図である。
路図である。
【図12】同上図11の簡易等価回路図である。
【図13】同上第2の比較例の放電灯点灯装置を示す回
路図である。
路図である。
【図14】同上図13の簡易等価回路図である。
【図15】同上第3の比較例の放電灯点灯装置を示す回
路図である。
路図である。
【図16】同上図15の簡易等価回路図である。
【図17】同上第4の比較例の放電灯点灯装置を示す回
路図である。
路図である。
【図18】同上図17の簡易等価回路図である。
【図19】同上図1および図2に示す放電灯点灯装置の
入力電流波形および入力電圧波形図である。
入力電流波形および入力電圧波形図である。
【図20】同上図3および図4に示す放電灯点灯装置の
入力電流波形および入力電圧波形図である。
入力電流波形および入力電圧波形図である。
【図21】同上比較例1の放電灯点灯装置の入力電流波
形および入力電圧波形図である。
形および入力電圧波形図である。
【図22】同上図19のそれぞれの拡大波形図である。
【図23】同上図20のそれぞれの拡大波形図である。
【図24】同上図21のそれぞれの拡大波形図である。
【図25】同上図1および図2に示す放電灯点灯装置の
第1の副コンデンサC2の全周期の電流波形および電圧波
形図である。
第1の副コンデンサC2の全周期の電流波形および電圧波
形図である。
【図26】同上図3および図4に示す放電灯点灯装置の
第1の副コンデンサC2の全周期の電流波形および電圧波
形図である。
第1の副コンデンサC2の全周期の電流波形および電圧波
形図である。
【図27】同上比較例1の放電灯点灯装置の全周期の電
流波形および電圧波形図である。
流波形および電圧波形図である。
【図28】同上図25の山部の波形図である。
【図29】同上図26の山部の波形図である。
【図30】同上図27の山部の波形図である。
【図31】同上図25の谷部の波形図である。
【図32】同上図26の谷部の波形図である。
【図33】同上図27の谷部の波形図である。
【図34】同上図25の谷部を説明した波形図である。
【図35】同上図26の谷部を説明した波形図である。
【図36】同上図27の谷部を説明した波形図である。
【図37】同上図1および図2に示す放電灯点灯装置の
第1の副コンデンサC2の山部での電流波形および電圧波
形図である。
第1の副コンデンサC2の山部での電流波形および電圧波
形図である。
【図38】同上谷部での電流波形および電圧波形図であ
る。
る。
【図39】同上比較例1に示す放電灯点灯装置の第2の
コンデンサC6の山部での電流波形および電圧波形図であ
る。
コンデンサC6の山部での電流波形および電圧波形図であ
る。
【図40】同上は谷部での電流波形および電圧波形図で
ある。
ある。
【図41】同上図1および図2に示す放電灯点灯装置の
インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの全周期の電流
波形および電圧波形図である。
インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの全周期の電流
波形および電圧波形図である。
【図42】同上図3および図4に示す放電灯点灯装置の
インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの全周期の電流
波形および電圧波形図である。
インバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの全周期の電流
波形および電圧波形図である。
【図43】同上比較例1の放電灯点灯装置の全周期のイ
ンバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの電流波形および
電圧波形図である。
ンバータトランスTr1 の一次巻線Tr1aの電流波形および
電圧波形図である。
【図44】同上図41の山部の波形図である。
【図45】同上図42の山部の波形図である。
【図46】同上図43の山部の波形図である。
【図47】同上図41の谷部の波形図である。
【図48】同上図42の谷部の波形図である。
【図49】同上は図43の谷部の波形図である。
【図50】同上図41の谷部を説明した波形図である。
【図51】同上図42の谷部を説明した波形図である。
【図52】同上図43の谷部を説明した波形図である。
【図53】同上図1および図2に示す放電灯点灯装置の
主コンデンサC3の全周期の電流波形および電圧波形図で
ある。
主コンデンサC3の全周期の電流波形および電圧波形図で
ある。
【図54】同上図3および図4に示す放電灯点灯装置の
主コンデンサC3の全周期の電流波形および電圧波形図で
ある。
主コンデンサC3の全周期の電流波形および電圧波形図で
ある。
【図55】同上比較例1の放電灯点灯装置の全周期の主
コンデンサC3の電流波形および電圧波形図である。
コンデンサC3の電流波形および電圧波形図である。
【図56】同上図53の山部の波形図である。
【図57】同上図54の山部の波形図である。
【図58】同上図55の山部の波形図である。
【図59】同上図53の谷部の波形図である。
【図60】同上図54の谷部の波形図である。
【図61】同上図55の谷部の波形図である。
【図62】同上図53の谷部を説明した波形図である。
【図63】同上図54の谷部を説明した波形図である。
【図64】同上図55の谷部を説明した波形図である。
【図65】同上図1および図2に示す放電灯点灯装置の
簡易等価回路図である。
簡易等価回路図である。
【図66】同上一次巻線Tr1a、主コンデンサC3および第
1の副コンデンサC2の電流波形図である。
1の副コンデンサC2の電流波形図である。
【図67】同上比較例1の放電灯点灯装置の簡易等価回
路図である。
路図である。
【図68】同上一次巻線Tr1aおよび主コンデンサC3の電
流波形図である。
流波形図である。
【図69】同上図1および図2に示す放電灯点灯装置の
トランジスタQ1の全周期の電流波形および電圧波形図で
ある。
トランジスタQ1の全周期の電流波形および電圧波形図で
ある。
【図70】同上図3および図4に示す放電灯点灯装置の
トランジスタQ1の全周期の電流波形および電圧波形図で
ある。
トランジスタQ1の全周期の電流波形および電圧波形図で
ある。
【図71】同上は比較例1の放電灯点灯装置の全周期の
トランジスタQ1の電流波形および電圧波形図である。
トランジスタQ1の電流波形および電圧波形図である。
【図72】同上図69の山部の波形図である。
【図73】同上図70の山部の波形図である。
【図74】同上図71の山部の波形図である。
【図75】同上図69の谷部の波形図である。
【図76】同上図70の谷部の波形図である。
【図77】同上図71の谷部の波形図である。
【図78】同上図1および図2に示す放電灯点灯装置の
全周期のランプ電流波形図である。
全周期のランプ電流波形図である。
【図79】同上図3および図4に示す放電灯点灯装置の
全周期のランプ電流波形図である。
全周期のランプ電流波形図である。
【図80】同上比較例1の放電灯点灯装置の全周期のラ
ンプ電流波形図である。
ンプ電流波形図である。
【図81】同上図78の山部の波形図である。
【図82】同上図79の山部の波形図である。
【図83】同上図80の山部の波形図である。
3 非平滑電源 4 インバータ回路 5 並列共振回路 7 部分平滑回路 C1 第1のコンデンサ C2 第1の副キャパシタとしての第1の副コンデンサ C3,C8 主キャパシタとしての主コンデンサ C6 第2のコンデンサ C7 第2の副キャパシタとしての第2の副コンデンサ D5,D9 ダイオード Q1 スイッチング手段としてのトランジスタ Tr1a インダクタとしての一次巻線
Claims (5)
- 【請求項1】 非平滑用の第1のコンデンサを有する非
平滑電源と、この非平滑電源の電圧を部分平滑する部分
平滑回路と、並列共振回路およびこの並列共振回路に直
列に接続されたスイッチング手段を有するインバータ回
路とを具備した電源装置において、 並列共振回路は、 主キャパシタと、 この主キャパシタに対して並列に接続され、この主キャ
パシタに流れる位相に対して逆の位相となるインダクタ
および第1の副キャパシタが直列に接続された直列回路
と、 前記第1の副キャパシタに対して並列に接続され、前記
非平滑電源から見て順極性で前記部分平滑回路から見て
逆極性のダイオードとを有し、 前記主キャパシタおよび前記第1の副キャパシタの接続
点に前記非平滑電源が接続され、前記インダクタおよび
前記第1の副キャパシタの接続点に前記部分平滑回路が
接続され、前記非平滑電源および前記部分平滑電源と前
記並列共振回路の間にスイッチング手段を介在させたこ
とを特徴とする電源装置。 - 【請求項2】 第1のコンデンサに対して、並列に接続
されたダイオードおよび第2のコンデンサの直列回路を
具備したことを特徴とする請求項1記載の電源装置。 - 【請求項3】 インダクタに対して並列に接続された第
2の副キャパシタを具備したことを特徴とする請求項1
記載の電源装置。 - 【請求項4】 非平滑用の第1のコンデンサを有する非
平滑電源と、この非平滑電源の電圧を部分平滑する部分
平滑回路と、並列共振回路およびこの並列共振回路に接
続されたスイッチング手段を有するインバータ回路とを
具備した電源装置において、 並列共振回路は、 スイッチング手段に並列に接続された主キャパシタと、 この主キャパシタに対して直列に接続され、この主キャ
パシタに流れる位相に対して逆の位相となるインダクタ
および第1の副キャパシタが直列に接続された直列回路
と、 前記第1の副キャパシタに対して並列に接続され、前記
非平滑電源から見て順極性で前記部分平滑回路から見て
逆極性のダイオードとを有し、 前記第1の副キャパシタに前記非平滑電源が接続され、
前記インダクタおよび前記第1の副キャパシタの接続点
に前記部分平滑回路が接続され、 前記第1のコンデンサ、主キャパシタおよび第1の副キ
ャパシタは直列接続されていることを特徴とする電源装
置。 - 【請求項5】 非平滑用の第1のコンデンサを有する非
平滑電源と、この非平滑電源の電圧を部分平滑する部分
平滑回路と、並列共振回路およびこの並列共振回路に接
続されたスイッチング手段を有するインバータ回路とを
具備した電源装置において、 並列共振回路は、 インダクタと、 スイッチング手段に並列に接続された主キャパシタと、 前記非平滑電源から見て順極性で前記部分平滑回路から
見て逆極性のダイオードとを有し、 このダイオードおよび第1のコンデンサの直列回路に並
列に接続されるとともに、前記インダクタに直列に接続
された第1の副キャパシタと、 前記ダイオードに前記非平滑電源が接続され、前記イン
ダクタおよび前記第1の副キャパシタの接続点に前記部
分平滑回路が接続されていることを特徴とする電源装
置。
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