JP3402923B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置に関する
ものである。
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図３０はインバータを用いた従来の電源
装置の回路を示しており、この図示する従来例回路は、
ダイオードブリッジからなる全波整流器ＤＢ、インピー
ダンス素子Ｚ1 、インバータ１の振動要素Ｚ2 、スイッ
チング素子ＳＷ1 の電流経路を設けており、インバータ
１のスイッチング素子ＳＷ1 が高速で、オンオフする
と、全波整流器ＤＢ、インピーダンス素子Ｚ1 、インバ
ータ１の振動要素Ｚ2 、スイッチング素子ＳＷ1 の経路
で電流が流れ、交流電源Ｖｓの商用周期の全区間に渡っ
て、入力電流が流れるので、入力力率が高くなるもので
ある。
装置の回路を示しており、この図示する従来例回路は、
ダイオードブリッジからなる全波整流器ＤＢ、インピー
ダンス素子Ｚ1 、インバータ１の振動要素Ｚ2 、スイッ
チング素子ＳＷ1 の電流経路を設けており、インバータ
１のスイッチング素子ＳＷ1 が高速で、オンオフする
と、全波整流器ＤＢ、インピーダンス素子Ｚ1 、インバ
ータ１の振動要素Ｚ2 、スイッチング素子ＳＷ1 の経路
で電流が流れ、交流電源Ｖｓの商用周期の全区間に渡っ
て、入力電流が流れるので、入力力率が高くなるもので
ある。
【０００３】図３１は上記従来例回路の具体的構成を示
し、図３０のインピーダンス素子Ｚ 1 をコンデンサＣ4
とし、インバータ１の振動要素Ｚ2 として、コンデンサ
Ｃ2とインダクタＬ2 の直列回路を用いている。この具
体回路のインバータ１は、スイッチング素子ＳＷ1 を構
成するトランジスタＱ1 及びトランジスタＱ2 、ダイオ
ードＤ1 ，Ｄ2 、インダクタＬ2 、コンデンサＣ2 ，Ｃ
3 、蛍光灯のような予熱型の放電灯Ｌａで構成されてお
り、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が高速で交互にオン、オフ
して、放電灯Ｌａを高周波点灯させる。コンデンサＣ2
は放電灯Ｌａのフィラメントの予熱電流通過経路と、イ
ンダクタＬ2 との共振用コンデンサを兼用している。コ
ンデンサＣ3 は直流カット用のコンデンサである。
し、図３０のインピーダンス素子Ｚ 1 をコンデンサＣ4
とし、インバータ１の振動要素Ｚ2 として、コンデンサ
Ｃ2とインダクタＬ2 の直列回路を用いている。この具
体回路のインバータ１は、スイッチング素子ＳＷ1 を構
成するトランジスタＱ1 及びトランジスタＱ2 、ダイオ
ードＤ1 ，Ｄ2 、インダクタＬ2 、コンデンサＣ2 ，Ｃ
3 、蛍光灯のような予熱型の放電灯Ｌａで構成されてお
り、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が高速で交互にオン、オフ
して、放電灯Ｌａを高周波点灯させる。コンデンサＣ2
は放電灯Ｌａのフィラメントの予熱電流通過経路と、イ
ンダクタＬ2 との共振用コンデンサを兼用している。コ
ンデンサＣ3 は直流カット用のコンデンサである。
【０００４】ここで図３１の回路は、インダクタＬ2 と
放電灯Ｌａの接続点を、コンデンサＣ4 を介して全波整
流器ＤＢに接続しており、インダクタＬ2 と放電灯Ｌａ
の接続点を電位をＶｌａとすると、Ｖｌａの電位が下が
る時に、交流電源Ｖｓ電圧と電位Ｖｌａとの差の電圧が
コンデンサＣ4 に印加され、コンデンサＣ4 に電荷が蓄
積される。また電位Ｖｌａが上昇するときに、コンデン
サＣ4 に電荷が蓄積され電荷は、ダイオードＤ3 を通し
て、コンデンサＣ1 に充電される。この動作が交流電源
Ｖｓ電圧波形の全区間において、行われるため、入力歪
が改善される。
放電灯Ｌａの接続点を、コンデンサＣ4 を介して全波整
流器ＤＢに接続しており、インダクタＬ2 と放電灯Ｌａ
の接続点を電位をＶｌａとすると、Ｖｌａの電位が下が
る時に、交流電源Ｖｓ電圧と電位Ｖｌａとの差の電圧が
コンデンサＣ4 に印加され、コンデンサＣ4 に電荷が蓄
積される。また電位Ｖｌａが上昇するときに、コンデン
サＣ4 に電荷が蓄積され電荷は、ダイオードＤ3 を通し
て、コンデンサＣ1 に充電される。この動作が交流電源
Ｖｓ電圧波形の全区間において、行われるため、入力歪
が改善される。
【０００５】ところで上記図３１の回路では予熱始動時
に電位Ｖｌａの電圧振幅値が大きくなるため、コンデン
サＣ4 に蓄積された電荷量も大きくなり、そのため入力
電流Ｉinが増加し、一方予熱・始動時には負荷の消費電
力が小さいため、エネルギ蓄積用のコンデンサＣ1 の直
流電圧（ＶDC）が増大するという課題があった。この課
題を解決するために、図３２に示す回路が提案されてい
る。
に電位Ｖｌａの電圧振幅値が大きくなるため、コンデン
サＣ4 に蓄積された電荷量も大きくなり、そのため入力
電流Ｉinが増加し、一方予熱・始動時には負荷の消費電
力が小さいため、エネルギ蓄積用のコンデンサＣ1 の直
流電圧（ＶDC）が増大するという課題があった。この課
題を解決するために、図３２に示す回路が提案されてい
る。
【０００６】この図３２の回路では、インバータ１のス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点に、インダクタＬ2
が接続されるとともに、インダクタＬ2 とコンデンサＣ
2 の接続点と全波整流器ＤＢがコンデンサＣ4 を介して
接続されており、コンデンサＣ2 と並列に直流カット用
コンデンサＣ3 とインダクタＬ3 との直列回路を介して
蛍光灯のような予熱型の放電灯Ｌａを接続し、この放電
灯Ｌａのフィラメントの非電源側端間にはコンデンサＣ
5 を接続してある。
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点に、インダクタＬ2
が接続されるとともに、インダクタＬ2 とコンデンサＣ
2 の接続点と全波整流器ＤＢがコンデンサＣ4 を介して
接続されており、コンデンサＣ2 と並列に直流カット用
コンデンサＣ3 とインダクタＬ3 との直列回路を介して
蛍光灯のような予熱型の放電灯Ｌａを接続し、この放電
灯Ｌａのフィラメントの非電源側端間にはコンデンサＣ
5 を接続してある。
【０００７】この図３２の回路において、インダクタＬ
2 とコンデンサＣ2 とで構成される第１の共振系とイン
ダクタＬ3 とコンデンサＣ5 とで構成される第２の共振
系の影響で、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 の接続点
の電圧Ｖａの振幅は図３３に示すようになる。尚インダ
クタＬ2 とコンデンサＣ2 との接続点の電圧振幅によっ
て、入力電流Ｉinの引込み、コンデンサＣ1 の充電を行
う動作は図３１の回路と同じである。
2 とコンデンサＣ2 とで構成される第１の共振系とイン
ダクタＬ3 とコンデンサＣ5 とで構成される第２の共振
系の影響で、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 の接続点
の電圧Ｖａの振幅は図３３に示すようになる。尚インダ
クタＬ2 とコンデンサＣ2 との接続点の電圧振幅によっ
て、入力電流Ｉinの引込み、コンデンサＣ1 の充電を行
う動作は図３１の回路と同じである。
【０００８】図３２の回路は予熱・始動時には第１と、
第２の共振系の周波数特性によって、予熱周波数ではイ
ンダクタＬ2 とコンデンサＣ2 の接続点の電圧振幅が小
さくなり、定格点灯周波数では電圧振幅が大きくなるよ
うに設定しているため、予熱時においても、コンデンサ
Ｃ1 の電圧が上昇することがないので、コンデンサ
Ｃ 1 、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の素子耐圧を定格点灯時
に足して過度に大きなものを選択する必要がなくなる。
第２の共振系の周波数特性によって、予熱周波数ではイ
ンダクタＬ2 とコンデンサＣ2 の接続点の電圧振幅が小
さくなり、定格点灯周波数では電圧振幅が大きくなるよ
うに設定しているため、予熱時においても、コンデンサ
Ｃ1 の電圧が上昇することがないので、コンデンサ
Ｃ 1 、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の素子耐圧を定格点灯時
に足して過度に大きなものを選択する必要がなくなる。
【０００９】また図３４に示すような従来回路も存在す
る。この従来回路は、ダイオードＤ4 〜Ｄ7 よりなる全
波整流器ＤＢの交流入力端子は、インダクタＬ1 とコン
デンサＣ0 よりなるフィルター回路を介して交流電源Ｖ
ｓに接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子に
は、チョッパー用のインダクタＬ0 と、逆流阻止用のダ
イオードＤ1 を介して平滑用のコンデンサＣ 1 が接続さ
れている。コンデンサＣ1 には、トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 の直列回路が接続されている。各トランジスタＱ1 ，
Ｑ2 には、それぞれダイオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列接続
されている。トランジスタＱ1 の両端には、直流カット
用のコンデンサＣ3 と限流及び共振用のインダクタＬ2
を介して放電灯Ｌａが接続されている。放電灯Ｌａのフ
ィラメントの非電源側端間には共振及び予熱電流通電用
のコンデンサＣ2 が並列接続されている。
る。この従来回路は、ダイオードＤ4 〜Ｄ7 よりなる全
波整流器ＤＢの交流入力端子は、インダクタＬ1 とコン
デンサＣ0 よりなるフィルター回路を介して交流電源Ｖ
ｓに接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子に
は、チョッパー用のインダクタＬ0 と、逆流阻止用のダ
イオードＤ1 を介して平滑用のコンデンサＣ 1 が接続さ
れている。コンデンサＣ1 には、トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 の直列回路が接続されている。各トランジスタＱ1 ，
Ｑ2 には、それぞれダイオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列接続
されている。トランジスタＱ1 の両端には、直流カット
用のコンデンサＣ3 と限流及び共振用のインダクタＬ2
を介して放電灯Ｌａが接続されている。放電灯Ｌａのフ
ィラメントの非電源側端間には共振及び予熱電流通電用
のコンデンサＣ2 が並列接続されている。
【００１０】以下、図３４の回路の動作について説明す
る。まずトランジスタＱ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ
2 、インダクタＬ2 、コンデンサＣ2 ，Ｃ。、放電灯Ｌ
ａが直列インバータ回路を構成している。トランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 は高速度で交互にオン・オフされる。平滑コ
ンデンサＣ1 の直流電圧は、トランジスタＱ1 ，Ｑ2で
高周波的にスイッチングされ、放電灯Ｌａに高周波電力
が供給される。
る。まずトランジスタＱ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ
2 、インダクタＬ2 、コンデンサＣ2 ，Ｃ。、放電灯Ｌ
ａが直列インバータ回路を構成している。トランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 は高速度で交互にオン・オフされる。平滑コ
ンデンサＣ1 の直流電圧は、トランジスタＱ1 ，Ｑ2で
高周波的にスイッチングされ、放電灯Ｌａに高周波電力
が供給される。
【００１１】トランジスタＱ2 とダイオードＤ1 及びイ
ンダクタＬ0 は、チョッパー回路を構成しており、トラ
ンジスタＱ2 のオン時に、全波整流器ＤＢの出力をイン
ダクタＬ0 を介してトランジスタＱ2 でスイッチング
し、インダクタＬ0 にエネルギーを蓄積し、トランジス
タＱ2 のオフ時にダイオードＤ1 を介して平滑コンデン
サＣ1 を充電する。このチョッパー作用により入力力率
が高くなり、入力電流の高調波成分も少なくなる。さら
に、コンデンサＣ0 とインダクタＬ1 で構成されるフィ
ルター回路は、チョッパー回路のスイッチング電流に含
まれる高周疲成分を除去している。
ンダクタＬ0 は、チョッパー回路を構成しており、トラ
ンジスタＱ2 のオン時に、全波整流器ＤＢの出力をイン
ダクタＬ0 を介してトランジスタＱ2 でスイッチング
し、インダクタＬ0 にエネルギーを蓄積し、トランジス
タＱ2 のオフ時にダイオードＤ1 を介して平滑コンデン
サＣ1 を充電する。このチョッパー作用により入力力率
が高くなり、入力電流の高調波成分も少なくなる。さら
に、コンデンサＣ0 とインダクタＬ1 で構成されるフィ
ルター回路は、チョッパー回路のスイッチング電流に含
まれる高周疲成分を除去している。
【００１２】この従来例回路ではインバータ１とチョッ
パー回路とでトランジスタＱ2 とダイオードＤ1 を共用
している。この図３４の回路において、調光を行う場合
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオンデューティを変化する方
法や、周波数を変換する方法等があるが、周波数のみ或
いはデューティのみの制御では、インダクタＬ0 を通し
て供給される入力電力Ｗinと放電灯Ｌａの消費電力Ｗla
が不均衡になり、コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCが上昇
するという課題がある。この課題を解決する方法として
は周波数とデューティを併用して直流電圧ＶDCを低減さ
せながら調光を行う方法があった。
パー回路とでトランジスタＱ2 とダイオードＤ1 を共用
している。この図３４の回路において、調光を行う場合
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオンデューティを変化する方
法や、周波数を変換する方法等があるが、周波数のみ或
いはデューティのみの制御では、インダクタＬ0 を通し
て供給される入力電力Ｗinと放電灯Ｌａの消費電力Ｗla
が不均衡になり、コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCが上昇
するという課題がある。この課題を解決する方法として
は周波数とデューティを併用して直流電圧ＶDCを低減さ
せながら調光を行う方法があった。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上記のように図３４の
回路では負荷への供給電力の調整、つまり放電灯Ｌａの
調光を行うことが可能であるが、その回路構成は、チョ
ッパー回路とインバータ１のトランジスタＱ2 を共用し
ているものの、他の回路素子は別個であり、回路構成の
簡単化に対する効果は不十分であるという課題があっ
た。
回路では負荷への供給電力の調整、つまり放電灯Ｌａの
調光を行うことが可能であるが、その回路構成は、チョ
ッパー回路とインバータ１のトランジスタＱ2 を共用し
ているものの、他の回路素子は別個であり、回路構成の
簡単化に対する効果は不十分であるという課題があっ
た。
【００１４】また調光を行う時に放電灯Ｌａ（負荷）に
よって消費される電力は減少するが、制御方法或いは調
光方法によっては放電灯Ｌａ（負荷）の消費電力に対し
て入力電力が如何なるときも追従しているとは限らず、
一般的に負荷電力が減少していくのに対して、入力電力
が追従して減少しないため、過度に入力電力が入り、平
滑コンデンサの直流電圧を上昇させてしまうという課題
がある。
よって消費される電力は減少するが、制御方法或いは調
光方法によっては放電灯Ｌａ（負荷）の消費電力に対し
て入力電力が如何なるときも追従しているとは限らず、
一般的に負荷電力が減少していくのに対して、入力電力
が追従して減少しないため、過度に入力電力が入り、平
滑コンデンサの直流電圧を上昇させてしまうという課題
がある。
【００１５】本発明は、上記の点に鑑みて為されたもの
で、負荷に高周波電力を供給する電源装置において、簡
単な回路構成によって負荷への電力調整を可能とし、し
かも力率が改善でき、入力歪が改善できる電源装置を提
供することを目的とする。また該目的に加えて負荷電力
制御時の平滑コンデンサの直流電圧の上昇を防止した電
源装置を提供することを目的とする。
で、負荷に高周波電力を供給する電源装置において、簡
単な回路構成によって負荷への電力調整を可能とし、し
かも力率が改善でき、入力歪が改善できる電源装置を提
供することを目的とする。また該目的に加えて負荷電力
制御時の平滑コンデンサの直流電圧の上昇を防止した電
源装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、請求項１の発明では、交流電源と、前記交流電源
を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流出力端
子にダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交互に
オン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子と、
前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前記全
波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ共振系
及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記平滑コ
ンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチング素
子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整流器の
直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記インバー
タの一部との間に接続されるインピーダンス要素と、前
記負荷に供給される電力を可変する手段とを備え、前記
インバータの一部を帰還電源として該帰還電源の振幅に
よって前記交流電源から電流を入力するので、簡単な回
路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への電力を調
整することができるものであって、特に前記負荷回路の
インピーダンスを可変するだけで調光ができる調光点灯
装置としての電源装置を実現することができる。
めに、請求項１の発明では、交流電源と、前記交流電源
を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流出力端
子にダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交互に
オン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子と、
前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前記全
波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ共振系
及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記平滑コ
ンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチング素
子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整流器の
直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記インバー
タの一部との間に接続されるインピーダンス要素と、前
記負荷に供給される電力を可変する手段とを備え、前記
インバータの一部を帰還電源として該帰還電源の振幅に
よって前記交流電源から電流を入力するので、簡単な回
路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への電力を調
整することができるものであって、特に前記負荷回路の
インピーダンスを可変するだけで調光ができる調光点灯
装置としての電源装置を実現することができる。
【００１７】請求項２の発明では、交流電源と、前記交
流電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流
出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデン
サと、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて
交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素
子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ
共振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記
平滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチ
ング素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整
流器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イ
ンバータの一部との間に接続されるインピーダンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであって、特に前記負
荷に供給される電力を可変して調光するとともに該調光
量に応じて前記インピーダンス要素のインピーダンスを
可変し、前記平滑コンデンサの電圧を低減するので、調
光時に生じる平滑コンデンサの直流電圧の上昇を防止し
た調光点灯装置としての電源装置を実現することができ
る。
流電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流
出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデン
サと、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて
交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素
子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ
共振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記
平滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチ
ング素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整
流器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イ
ンバータの一部との間に接続されるインピーダンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであって、特に前記負
荷に供給される電力を可変して調光するとともに該調光
量に応じて前記インピーダンス要素のインピーダンスを
可変し、前記平滑コンデンサの電圧を低減するので、調
光時に生じる平滑コンデンサの直流電圧の上昇を防止し
た調光点灯装置としての電源装置を実現することができ
る。
【００１８】請求項３の発明では、交流電源と、前記交
流電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流
出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデン
サと、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて
交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素
子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ
共振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記
平滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチ
ング素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整
流器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イ
ンバータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであり、その上前記帰
還電源は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列
回路から構成され、前記第２のインピーダンス要素のイ
ンピーダンスを可変することにより調光するとともに該
調光量に応じて前記第２のインピーダンス要素の電圧の
振幅量を可変し前記平滑コンデンサの電圧を低減するの
で、第２のインピーダンス要素のインピーダンスを可変
するだけで、調光ができ、しかも調光時に生じる平滑コ
ンデンサの直流電圧の上昇を防止した調光点灯装置とし
ての電源装置を実現することができる。請求項４の発明
では、交流電源と、前記交流電源を整流する全波整流器
と、前記全波整流器の直流出力端子にダイオードを介し
て接続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの
両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされる第１
及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び第２のス
イッチング素子の接続点と前記全波整流器の直流出力端
子との間に接続されたＬＣ共振系及び放電灯からなる負
荷を含む負荷回路と、前記平滑コンデンサを電源として
前記第１、第２のスイッチング素子と負荷回路からなる
インバータと、前記全波整流器の直流出力端子と前記ダ
イオードの接続点と前記インバータの一部との間に接続
されるインピータンス要素と、前記負荷に供給される電
力を可変する手段とを備え、前記インバータの一部を帰
還電源として該帰還電源の振幅によって前記交流電源か
ら電 流を入力するので、簡単な回路構成で入力力率が改
善でき、しかも負荷への電力を調整することができるも
のであり、その上前記帰還電源は、前記負荷と第２のイ
ンピーダンス要素の直列回路と、第３のインピーダンス
要素との並列回路から構成され、前記第３のインピーダ
ンス要素のインピーダンスを可変することにより調光す
るとともに該調光量に応じて前記帰還電源の電圧の第
１、第２のクランプレベルを調整して前記平滑コンデン
サの電圧を低減するので、第３のインピーダンス要素の
インピーダンスを可変するだけで調光ができ、しかも調
光時に生じる平滑コンデンサの直流電圧の上昇を防止し
た調光点灯装置としての電源装置を実現することができ
る。
流電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流
出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデン
サと、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて
交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素
子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ
共振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記
平滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチ
ング素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整
流器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イ
ンバータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであり、その上前記帰
還電源は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列
回路から構成され、前記第２のインピーダンス要素のイ
ンピーダンスを可変することにより調光するとともに該
調光量に応じて前記第２のインピーダンス要素の電圧の
振幅量を可変し前記平滑コンデンサの電圧を低減するの
で、第２のインピーダンス要素のインピーダンスを可変
するだけで、調光ができ、しかも調光時に生じる平滑コ
ンデンサの直流電圧の上昇を防止した調光点灯装置とし
ての電源装置を実現することができる。請求項４の発明
では、交流電源と、前記交流電源を整流する全波整流器
と、前記全波整流器の直流出力端子にダイオードを介し
て接続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの
両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされる第１
及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び第２のス
イッチング素子の接続点と前記全波整流器の直流出力端
子との間に接続されたＬＣ共振系及び放電灯からなる負
荷を含む負荷回路と、前記平滑コンデンサを電源として
前記第１、第２のスイッチング素子と負荷回路からなる
インバータと、前記全波整流器の直流出力端子と前記ダ
イオードの接続点と前記インバータの一部との間に接続
されるインピータンス要素と、前記負荷に供給される電
力を可変する手段とを備え、前記インバータの一部を帰
還電源として該帰還電源の振幅によって前記交流電源か
ら電 流を入力するので、簡単な回路構成で入力力率が改
善でき、しかも負荷への電力を調整することができるも
のであり、その上前記帰還電源は、前記負荷と第２のイ
ンピーダンス要素の直列回路と、第３のインピーダンス
要素との並列回路から構成され、前記第３のインピーダ
ンス要素のインピーダンスを可変することにより調光す
るとともに該調光量に応じて前記帰還電源の電圧の第
１、第２のクランプレベルを調整して前記平滑コンデン
サの電圧を低減するので、第３のインピーダンス要素の
インピーダンスを可変するだけで調光ができ、しかも調
光時に生じる平滑コンデンサの直流電圧の上昇を防止し
た調光点灯装置としての電源装置を実現することができ
る。
【００１９】請求項５の発明では、交流電源と、前記交
流電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流
出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデン
サと、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて
交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素
子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ
共振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記
平滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチ
ング素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整
流器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イ
ンバータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであり、その上前記帰
還電源は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列
回路に第３のインピーダンス要素を並列接続した並列回
路と、第１及び第２のクランプ回路とから構成され、
前記第１、第２のクランプ回路の各クランプレベルを可
変することにより調光するとともに該調光量に応じて前
記帰還電源の電圧の第１、第２のクランプ回路のクラン
プレベルを調整して前記平滑コンデンサの電圧を低減す
るので、クランプ回路のクランプレベルを調整するだけ
で、調光ができ、その上調光時に生じる平滑コンデンサ
の直流電圧の上昇を防止した調光点灯装置としての電源
装置を実現することができる。
流電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流
出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデン
サと、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて
交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素
子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ
共振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記
平滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチ
ング素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整
流器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イ
ンバータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであり、その上前記帰
還電源は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列
回路に第３のインピーダンス要素を並列接続した並列回
路と、第１及び第２のクランプ回路とから構成され、
前記第１、第２のクランプ回路の各クランプレベルを可
変することにより調光するとともに該調光量に応じて前
記帰還電源の電圧の第１、第２のクランプ回路のクラン
プレベルを調整して前記平滑コンデンサの電圧を低減す
るので、クランプ回路のクランプレベルを調整するだけ
で、調光ができ、その上調光時に生じる平滑コンデンサ
の直流電圧の上昇を防止した調光点灯装置としての電源
装置を実現することができる。
【００２０】
【００２１】
【００２２】
【００２３】
【００２４】
【００２５】
【００２６】
【００２７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する前に、基本例を説明する。 （基本例１） 図１は本基本例の回路を示しており、本基本例の回路で
は、交流電源Ｖｓを全波整流器ＤＢの交流入力端子に接
続し、全波整流器ＤＢの直流出力端子に逆流阻止用ダイ
オードＤ10を介して平滑コンデンサＣ1 を接続し、この
平滑コンデンサＣ1 の両端にインバータ１のスイッチン
グ素子であるＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＱ1 ，
Ｑ2 の直列回路を接続するとともに、トランジスタＱ2
にインダクタＬ2 と直流カット用コンデンサＣ3 と平滑
コンデンサＣ1 の直列回路を介して負荷である蛍光灯の
ような放電灯Ｌａを接続してあり、この放電灯Ｌａのフ
ィラメントの非電源側端間に共振用と予熱電流通過用を
兼ねたコンデンサＣ2を接続してある。尚トランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 に並列接続されたダイオードはＭＯＳＦＥＴ
の寄生ダイオードを示す。また放電灯Ｌａ及びコンデン
サＣ2 ，Ｃ3 、インダクタＬ2 で負荷回路を構成する。
参照して説明する前に、基本例を説明する。 （基本例１） 図１は本基本例の回路を示しており、本基本例の回路で
は、交流電源Ｖｓを全波整流器ＤＢの交流入力端子に接
続し、全波整流器ＤＢの直流出力端子に逆流阻止用ダイ
オードＤ10を介して平滑コンデンサＣ1 を接続し、この
平滑コンデンサＣ1 の両端にインバータ１のスイッチン
グ素子であるＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタＱ1 ，
Ｑ2 の直列回路を接続するとともに、トランジスタＱ2
にインダクタＬ2 と直流カット用コンデンサＣ3 と平滑
コンデンサＣ1 の直列回路を介して負荷である蛍光灯の
ような放電灯Ｌａを接続してあり、この放電灯Ｌａのフ
ィラメントの非電源側端間に共振用と予熱電流通過用を
兼ねたコンデンサＣ2を接続してある。尚トランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 に並列接続されたダイオードはＭＯＳＦＥＴ
の寄生ダイオードを示す。また放電灯Ｌａ及びコンデン
サＣ2 ，Ｃ3 、インダクタＬ2 で負荷回路を構成する。
【００２８】而してインバータ１のトランジスタＱ1 ，
Ｑ2 が制御回路２により交互に高周波で図４（ａ）に示
すようにオン・オフされると、平滑コンデンサＣ1 を電
源として負荷回路に高周波電流が流れ、放電灯Ｌａの両
端の電圧は高周波で振幅することになる。今、放電灯Ｌ
ａと直流カット用コンデンサＣ3 の接続点をＡ点とし、
このＡ点の電位をＶａとすると、交流電源Ｖｓ電圧と電
位Ｖａとの差電圧はコンデンサＣ 4 の両端電圧となる。
そして電位Ｖａが低下していくとき、入力電流Ｉinによ
りコンデンサＣ4 は充電されてコンデンサＣ4 の両端電
圧ＶC4は上昇して行く。また電位Ｖａが上昇して行くと
き、コンデンサＣ4 に蓄積された電荷はダイオードＤ10
を介してコンデンサＣ1 に放電される。従って、電位Ｖ
ａの振幅によって、コンデンサＣ4 に蓄積された電荷は
ダイオードＤ10を介してコンデンサＣ1 に放電される。
従って電位Ｖａの振幅によってコンデンサＣ4 は充放電
され、交流電源Ｖｓから電力が入力される。
Ｑ2 が制御回路２により交互に高周波で図４（ａ）に示
すようにオン・オフされると、平滑コンデンサＣ1 を電
源として負荷回路に高周波電流が流れ、放電灯Ｌａの両
端の電圧は高周波で振幅することになる。今、放電灯Ｌ
ａと直流カット用コンデンサＣ3 の接続点をＡ点とし、
このＡ点の電位をＶａとすると、交流電源Ｖｓ電圧と電
位Ｖａとの差電圧はコンデンサＣ 4 の両端電圧となる。
そして電位Ｖａが低下していくとき、入力電流Ｉinによ
りコンデンサＣ4 は充電されてコンデンサＣ4 の両端電
圧ＶC4は上昇して行く。また電位Ｖａが上昇して行くと
き、コンデンサＣ4 に蓄積された電荷はダイオードＤ10
を介してコンデンサＣ1 に放電される。従って、電位Ｖ
ａの振幅によって、コンデンサＣ4 に蓄積された電荷は
ダイオードＤ10を介してコンデンサＣ1 に放電される。
従って電位Ｖａの振幅によってコンデンサＣ4 は充放電
され、交流電源Ｖｓから電力が入力される。
【００２９】つまり電位Ｖａの振幅が大きくなると入力
電力Ｗinは大となり、電位Ｖａの振幅が小さくなると入
力電力Ｗinは小となる。以上のように本基本例の回路構
成では放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖlaが帰還電源となって
おり、そのため入力電流Ｉinは電位Ｖａの振幅に関係
し、図２に示すように負荷電流ＩL に重畳されるように
流れる。
電力Ｗinは大となり、電位Ｖａの振幅が小さくなると入
力電力Ｗinは小となる。以上のように本基本例の回路構
成では放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖlaが帰還電源となって
おり、そのため入力電流Ｉinは電位Ｖａの振幅に関係
し、図２に示すように負荷電流ＩL に重畳されるように
流れる。
【００３０】制御回路２はインバータ１のトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数ｆを変更することがで
きるようになっており、スイッチング周波数ｆを変更す
ることによって、インダクタＬ2 及びコンデンサＣ2 の
インピーダンスを変化させて放電灯Ｌａに流れる電流Ｉ
laを図３に示すように制御し、放電灯Ｌａを調光点灯す
る。
Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数ｆを変更することがで
きるようになっており、スイッチング周波数ｆを変更す
ることによって、インダクタＬ2 及びコンデンサＣ2 の
インピーダンスを変化させて放電灯Ｌａに流れる電流Ｉ
laを図３に示すように制御し、放電灯Ｌａを調光点灯す
る。
【００３１】つまり本基本例では、回路構成が簡単で安
価な回路により負荷電力の制御（調光）ができる電源装
置を構成するのである。 （基本例２） 本基本例は、制御回路２により、スイッチング周波数ｆ
を一定のままでインバータ１のトランジスタＱ1 ，Ｑ2
のオンオフのデューティを制御する点で、基本例１と相
違するものである。尚回路構成は基本例１と同じである
から回路図の図示はここでは省略する。
価な回路により負荷電力の制御（調光）ができる電源装
置を構成するのである。 （基本例２） 本基本例は、制御回路２により、スイッチング周波数ｆ
を一定のままでインバータ１のトランジスタＱ1 ，Ｑ2
のオンオフのデューティを制御する点で、基本例１と相
違するものである。尚回路構成は基本例１と同じである
から回路図の図示はここでは省略する。
【００３２】而して本基本例ではトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 のオン、オフのデューティを図４（ｂ）に示すように
相補的に変化させる。この場合放電灯Ｌａに流れるラン
プ電流Ｉlaは図５に示すように変化し、安価な回路で調
光を行うことができる。 （基本例３） 本基本例は、基本例２と同様に、制御回路２によりスイ
ッチング周波数ｆを一定のままでインバータ１のトラン
ジスタＱ1，Ｑ2 のオン、オフのデューティを制御する
点で類似するが、図４（ｃ）に示すように相補的に制御
するのではなく、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン、オフ
の切り替え時に両トランジスタＱ1，Ｑ2が共にオフする
デッドタイムができるように制御する。
2 のオン、オフのデューティを図４（ｂ）に示すように
相補的に変化させる。この場合放電灯Ｌａに流れるラン
プ電流Ｉlaは図５に示すように変化し、安価な回路で調
光を行うことができる。 （基本例３） 本基本例は、基本例２と同様に、制御回路２によりスイ
ッチング周波数ｆを一定のままでインバータ１のトラン
ジスタＱ1，Ｑ2 のオン、オフのデューティを制御する
点で類似するが、図４（ｃ）に示すように相補的に制御
するのではなく、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン、オフ
の切り替え時に両トランジスタＱ1，Ｑ2が共にオフする
デッドタイムができるように制御する。
【００３３】尚回路構成は基本例１と同じであるから回
路図の図示はここでは省略する。而して本基本例では上
述のデューティ制御により、放電灯Ｌａに流れるランプ
電流Ｉlaは図６に示すように変化し、安価な回路で調光
を行うことができる。次に本発明の実施形態を説明す
る。 （実施形態１） 図７は本実施形態の概念的な回路を示すもので、この図
７の回路は図１の回路を基に、回路各部のインピーダン
ス要素Ｚ10、Ｚ11、Ｚ12のインピーダンス値を可変した
り、或いは挿入することにより、放電灯Ｌａに流れるラ
ンプ電流Ｉlaを可変し、調光を行うものである。
路図の図示はここでは省略する。而して本基本例では上
述のデューティ制御により、放電灯Ｌａに流れるランプ
電流Ｉlaは図６に示すように変化し、安価な回路で調光
を行うことができる。次に本発明の実施形態を説明す
る。 （実施形態１） 図７は本実施形態の概念的な回路を示すもので、この図
７の回路は図１の回路を基に、回路各部のインピーダン
ス要素Ｚ10、Ｚ11、Ｚ12のインピーダンス値を可変した
り、或いは挿入することにより、放電灯Ｌａに流れるラ
ンプ電流Ｉlaを可変し、調光を行うものである。
【００３４】次に本実施形態の具体例を説明する。図８
の例は、コンデンサＣ4 と放電灯Ｌａとの間に可変イン
ピーダンス要素としてスイッチＳＷａとコンデンサＣ10
との並列回路を挿入し、スイッチＳＷａをオフした状態
とすることで全波整流器ＤＢと放電灯Ｌａの間のインピ
ーダンスをコンデンサＣ4 とＣ10の直列回路の合成値に
設定する。つまり経路のインピーダンスをスイッチＳＷ
ａをオンした状態よりも増加させることにより入力電力
を減少させ、結果的に放電灯Ｌａを調光するものであ
る。
の例は、コンデンサＣ4 と放電灯Ｌａとの間に可変イン
ピーダンス要素としてスイッチＳＷａとコンデンサＣ10
との並列回路を挿入し、スイッチＳＷａをオフした状態
とすることで全波整流器ＤＢと放電灯Ｌａの間のインピ
ーダンスをコンデンサＣ4 とＣ10の直列回路の合成値に
設定する。つまり経路のインピーダンスをスイッチＳＷ
ａをオンした状態よりも増加させることにより入力電力
を減少させ、結果的に放電灯Ｌａを調光するものであ
る。
【００３５】図９の例はインダクタＬ2 にスイッチＳＷ
ｂとインダクタＬ2 ’の直列回路を並列接続し、スイッ
チＳＷｂをオンすることにより共振系の回路のインダク
タＬ 2 にインダクタＬ2 を並列に接続して共振系のイン
ピーダンスを変化させ、放電灯Ｌａに流れる電流を変化
させ、放電灯Ｌａを調光するものである。図１０の例
は、コンデンサＣ3 と放電灯Ｌａの接続点にコンデンサ
Ｃ10とスイッチＳＷａの並列回路を挿入し、スイッチＳ
Ｗａをオフした状態とすることにより、放電灯Ｌａに直
列にコンデンサＣ10を接続してインピーダンスを直列挿
入した形とし、これによって放電灯Ｌａのランプ電流を
減少させて調光するものである。
ｂとインダクタＬ2 ’の直列回路を並列接続し、スイッ
チＳＷｂをオンすることにより共振系の回路のインダク
タＬ 2 にインダクタＬ2 を並列に接続して共振系のイン
ピーダンスを変化させ、放電灯Ｌａに流れる電流を変化
させ、放電灯Ｌａを調光するものである。図１０の例
は、コンデンサＣ3 と放電灯Ｌａの接続点にコンデンサ
Ｃ10とスイッチＳＷａの並列回路を挿入し、スイッチＳ
Ｗａをオフした状態とすることにより、放電灯Ｌａに直
列にコンデンサＣ10を接続してインピーダンスを直列挿
入した形とし、これによって放電灯Ｌａのランプ電流を
減少させて調光するものである。
【００３６】尚上記スイッチＳＷａ又はＳＷｂとしては
半導体スイッチや機械的スイッチを用いれば良い。 （実施形態２） 上記各基本例や実施形態では、安価な回路で調光は可能
であるが、調光時において、入力電力Ｗinと消費電力Ｗ
laとが常に同様に変化するとは限らず、入力電力Ｗinが
消費電力Ｗlaよりも大きくなると、平滑コンデンサＣ1
の直流電圧ＶDCが上昇してしまうという課題がある。
半導体スイッチや機械的スイッチを用いれば良い。 （実施形態２） 上記各基本例や実施形態では、安価な回路で調光は可能
であるが、調光時において、入力電力Ｗinと消費電力Ｗ
laとが常に同様に変化するとは限らず、入力電力Ｗinが
消費電力Ｗlaよりも大きくなると、平滑コンデンサＣ1
の直流電圧ＶDCが上昇してしまうという課題がある。
【００３７】そこで本実施形態は、調光時においても、
平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCを上昇させることな
く、調光することを可能とし、平滑コンデンサＣ1 及び
インバータＩのスイッチング素子（トランジスタＱ1 ，
Ｑ2 ）の耐圧を上昇させることなく調光することを可能
としたもので、より安価な回路で調光を行うことができ
るようにしたものである。
平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCを上昇させることな
く、調光することを可能とし、平滑コンデンサＣ1 及び
インバータＩのスイッチング素子（トランジスタＱ1 ，
Ｑ2 ）の耐圧を上昇させることなく調光することを可能
としたもので、より安価な回路で調光を行うことができ
るようにしたものである。
【００３８】図１１は本実施形態の概念的な回路を示す
もので、この図１１の回路は図１の回路を基本に、全波
整流器ＤＢと、放電灯ＬａとコンデンサＣ3 の接続点と
の間にインピーダンス要素Ｚ0 を接続した構成であり、
制御回路２はインバータ１のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の
スイッチング周波数を可変して調光を行う。而してトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 を交互にオン、オフすることによっ
て負荷回路に高周波電流が流れ、放電灯Ｌａの両端電
圧、つまりランプ電圧Ｖlaは、高周波で振幅する。この
ランプ電圧Ｖlaが高周波で振幅すると、その振幅差とイ
ンピーダンス要素Ｚ0 によって決まる電流が交流電源Ｖ
ｓより流れ、それによって入力電流Ｉinが決定されるこ
とになり、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波
数ｆを変化させることにより、調光を行うと、ランプ電
圧Ｖlaの振幅は大きくなり（一般に蛍光灯のような放電
灯は負特性を示すため、調光すると、ランプ電圧Ｖlaが
高くなる）、インピーダンス要素Ｚ0 の値が変化しなれ
ば、調光に応じて入力電流ｉinが増加して平滑コンデン
サＣ1 の直流電圧ＶDCが増加するが、本実施形態では調
光時にスイッチング周波数ｆを変えているため、それに
つれてインピーダンス要素Ｚ0 の値も変化する。ここで
インピーダンス要素Ｚ0 をスイッチング周波数ｆを高く
するにつれて、つまり調光するにつれてインピーダンス
値が図１２のイ曲線示すように増大するように設計して
おけば、入力電流Ｉinも減少して平滑コンデンサＣ1 の
直流電圧ＶDCの上昇が防止されることになる。尚図１２
のロ曲線はランプ電流Ｉlaを示す。
もので、この図１１の回路は図１の回路を基本に、全波
整流器ＤＢと、放電灯ＬａとコンデンサＣ3 の接続点と
の間にインピーダンス要素Ｚ0 を接続した構成であり、
制御回路２はインバータ１のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の
スイッチング周波数を可変して調光を行う。而してトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 を交互にオン、オフすることによっ
て負荷回路に高周波電流が流れ、放電灯Ｌａの両端電
圧、つまりランプ電圧Ｖlaは、高周波で振幅する。この
ランプ電圧Ｖlaが高周波で振幅すると、その振幅差とイ
ンピーダンス要素Ｚ0 によって決まる電流が交流電源Ｖ
ｓより流れ、それによって入力電流Ｉinが決定されるこ
とになり、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波
数ｆを変化させることにより、調光を行うと、ランプ電
圧Ｖlaの振幅は大きくなり（一般に蛍光灯のような放電
灯は負特性を示すため、調光すると、ランプ電圧Ｖlaが
高くなる）、インピーダンス要素Ｚ0 の値が変化しなれ
ば、調光に応じて入力電流ｉinが増加して平滑コンデン
サＣ1 の直流電圧ＶDCが増加するが、本実施形態では調
光時にスイッチング周波数ｆを変えているため、それに
つれてインピーダンス要素Ｚ0 の値も変化する。ここで
インピーダンス要素Ｚ0 をスイッチング周波数ｆを高く
するにつれて、つまり調光するにつれてインピーダンス
値が図１２のイ曲線示すように増大するように設計して
おけば、入力電流Ｉinも減少して平滑コンデンサＣ1 の
直流電圧ＶDCの上昇が防止されることになる。尚図１２
のロ曲線はランプ電流Ｉlaを示す。
【００３９】さて、図１３は本実施形態の具体例を示し
ており、本具体例では、コンデンサＣ4 とインダクタＬ
4 との直列回路でインピーダンス要素Ｚ0 を構成したも
のである。而して本具体回路では、平滑コンデンサＣ1
の直流電圧ＶDCが上昇しないので、平滑コンデンサＣ1
及びトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の耐圧を上げることなく調
光ができ、安価な構成の調光可能な放電灯点灯装置たる
電源装置が実現できる。
ており、本具体例では、コンデンサＣ4 とインダクタＬ
4 との直列回路でインピーダンス要素Ｚ0 を構成したも
のである。而して本具体回路では、平滑コンデンサＣ1
の直流電圧ＶDCが上昇しないので、平滑コンデンサＣ1
及びトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の耐圧を上げることなく調
光ができ、安価な構成の調光可能な放電灯点灯装置たる
電源装置が実現できる。
【００４０】図１４は本実施形態の別の具体例を示して
おり、本具体例では、コンデンサＣ 4 と、インダクタＬ
4 とコンデンサＣ8 の並列回路との直列回路でインピー
ダンス要素Ｚ0 を構成したものであり、本具体回路で
も、平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCが上昇しないの
で、平滑コンデンサＣ1 及びトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の
耐圧を上げることなく調光ができ、安価な構成の調光可
能な放電灯点灯装置たる電源装置が実現できる。
おり、本具体例では、コンデンサＣ 4 と、インダクタＬ
4 とコンデンサＣ8 の並列回路との直列回路でインピー
ダンス要素Ｚ0 を構成したものであり、本具体回路で
も、平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCが上昇しないの
で、平滑コンデンサＣ1 及びトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の
耐圧を上げることなく調光ができ、安価な構成の調光可
能な放電灯点灯装置たる電源装置が実現できる。
【００４１】（実施形態３）
本実施形態は、調光時に平滑コンデンサＣ1 の直流電圧
ＶDCを低減するために帰還電源の振幅値を小さくするも
のである。つまり上記実施形態２では、インバータ１の
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン、オフによって放電灯Ｌ
ａのランプ電圧Ｖlaが振幅し、入力電流ｉinはインバー
タ１と、全波整流器ＤＢとインバータ１を接続している
経路とを通して流れ、その電流量はインバータ１と前記
経路の接続点の電圧の振幅値に比例する。
ＶDCを低減するために帰還電源の振幅値を小さくするも
のである。つまり上記実施形態２では、インバータ１の
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン、オフによって放電灯Ｌ
ａのランプ電圧Ｖlaが振幅し、入力電流ｉinはインバー
タ１と、全波整流器ＤＢとインバータ１を接続している
経路とを通して流れ、その電流量はインバータ１と前記
経路の接続点の電圧の振幅値に比例する。
【００４２】従って、実施形態２のように放電灯Ｌａの
ランプ電圧Ｖlaの振幅値に応じて入力電流ｉinが流れる
構成とすると、調光時にランプ電圧Ｖlaの振幅が大きく
なり、平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCが大きくなっ
てしまう。そこで本実施形態は、実施形態２のようにイ
ンピーダンス要素Ｚ0 の値を大きくするのではなく、図
１５に示すように放電灯Ｌａに直列にインピーダンス要
素Ｚ01を接続し、充電経路とインバータ１の接続点の電
圧振幅（帰還電源の振幅値）を調光時には小さくして平
滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCの上昇を防止するよう
にしてある。
ランプ電圧Ｖlaの振幅値に応じて入力電流ｉinが流れる
構成とすると、調光時にランプ電圧Ｖlaの振幅が大きく
なり、平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCが大きくなっ
てしまう。そこで本実施形態は、実施形態２のようにイ
ンピーダンス要素Ｚ0 の値を大きくするのではなく、図
１５に示すように放電灯Ｌａに直列にインピーダンス要
素Ｚ01を接続し、充電経路とインバータ１の接続点の電
圧振幅（帰還電源の振幅値）を調光時には小さくして平
滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCの上昇を防止するよう
にしてある。
【００４３】即ち、図１５に示す回路において、インバ
ータ１のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数
ｆを可変することにより調光を行う場合、図１６に示す
ようにスイッチング周波数ｆが高くなるに従って、ラン
プ電流Ｉlaは減少して行くが、ランプ電圧Ｖlaは上昇し
ていき、その時にスイッチング周波数ｆに従って、イン
ピータンス要素Ｚ01の両端電圧ＶZ がランプ電圧Ｖlaの
増加分より大きく減少していくため、帰還電圧（電位Ｖ
ａ）は減少して、入力電流Ｉinが減少することになり、
その結果平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCの上昇が防
止できるのである。
ータ１のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数
ｆを可変することにより調光を行う場合、図１６に示す
ようにスイッチング周波数ｆが高くなるに従って、ラン
プ電流Ｉlaは減少して行くが、ランプ電圧Ｖlaは上昇し
ていき、その時にスイッチング周波数ｆに従って、イン
ピータンス要素Ｚ01の両端電圧ＶZ がランプ電圧Ｖlaの
増加分より大きく減少していくため、帰還電圧（電位Ｖ
ａ）は減少して、入力電流Ｉinが減少することになり、
その結果平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCの上昇が防
止できるのである。
【００４４】図１７は本実施形態の具体例を示してお
り、この図１７の具体例ではインピーダンス要素Ｚ01と
してコンデンサＣ7 を用いている。また図１８は本実施
形態の別の具体例を示しており、この図１８の具体例で
はインピータンスＺ01としてインダクタＬ5 を用いてい
る。 （実施形態４） 本実施形態は、図１５の回路構成に加えて、図１９に示
すように放電灯Ｌａとインピーダンス要素Ｚ01と放電灯
Ｌａの直列回路に別のインピーダンス要素Ｚ02を並列接
続したものであり、本実施形態では帰還電源がインバー
タ１の一部である放電灯Ｌａとインピーダンス要素Ｚ01
との直列回路と、インピーダンス要素Ｚ02との並列回路
の両端電圧（電位Ｖａ）により構成され、この電圧Ｖａ
の振幅値に応じて入力電流Ｉinが変化する。
り、この図１７の具体例ではインピーダンス要素Ｚ01と
してコンデンサＣ7 を用いている。また図１８は本実施
形態の別の具体例を示しており、この図１８の具体例で
はインピータンスＺ01としてインダクタＬ5 を用いてい
る。 （実施形態４） 本実施形態は、図１５の回路構成に加えて、図１９に示
すように放電灯Ｌａとインピーダンス要素Ｚ01と放電灯
Ｌａの直列回路に別のインピーダンス要素Ｚ02を並列接
続したものであり、本実施形態では帰還電源がインバー
タ１の一部である放電灯Ｌａとインピーダンス要素Ｚ01
との直列回路と、インピーダンス要素Ｚ02との並列回路
の両端電圧（電位Ｖａ）により構成され、この電圧Ｖａ
の振幅値に応じて入力電流Ｉinが変化する。
【００４５】而してインバータ１のトランジスタＱ1 ，
Ｑ2 のスイッチング周波数を制御回路２により変化させ
て、調光を行うと、それに応じて放電灯Ｌａのランプ電
圧Ｖlaは上昇していくが、インピーダンス要素Ｚ01，Ｚ
02のインピーダンス値がスイッチング周波数ｆに応じて
変化していくため、ランプ電圧Ｖlaは上昇しても帰還電
源たる電圧（電位）Ｖａの振幅値は小さくなる。そのた
め調光に応じて入力電力は減少していき、入力電力Ｗin
が消費電力Ｗlaに応じて変化していくため、平滑コンデ
ンサＣ1 の直流電圧ＶDCが過電圧とならない。
Ｑ2 のスイッチング周波数を制御回路２により変化させ
て、調光を行うと、それに応じて放電灯Ｌａのランプ電
圧Ｖlaは上昇していくが、インピーダンス要素Ｚ01，Ｚ
02のインピーダンス値がスイッチング周波数ｆに応じて
変化していくため、ランプ電圧Ｖlaは上昇しても帰還電
源たる電圧（電位）Ｖａの振幅値は小さくなる。そのた
め調光に応じて入力電力は減少していき、入力電力Ｗin
が消費電力Ｗlaに応じて変化していくため、平滑コンデ
ンサＣ1 の直流電圧ＶDCが過電圧とならない。
【００４６】図２０は本実施形態の具体例を示してお
り、インピーダンス要素Ｚ01としてインダクタＬ5 を、
またインピーダンス要素Ｚ02としてコンデンサＣ6 を用
いている。而して図２０の回路では、帰還電源たる電圧
（電位）Ｖａの振幅値は、放電灯Ｌａと並列接続されて
いる予熱電流通過用コンデンサＣ6 、放電灯Ｌａと直列
接続されているインダクＬ5 、及び放電灯Ｌａとインダ
クタＬ5 の直列回路に並列接続されている共振用のコン
デンサＣ2 の共振回路のインピーダンスで周波数特性が
変化し、そのため調光に応じて変化して調光時に負荷電
力（消費電力Ｗla)が減少するに伴って入力電力Ｗinも
減少していくため、平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDC
は上昇しない。
り、インピーダンス要素Ｚ01としてインダクタＬ5 を、
またインピーダンス要素Ｚ02としてコンデンサＣ6 を用
いている。而して図２０の回路では、帰還電源たる電圧
（電位）Ｖａの振幅値は、放電灯Ｌａと並列接続されて
いる予熱電流通過用コンデンサＣ6 、放電灯Ｌａと直列
接続されているインダクＬ5 、及び放電灯Ｌａとインダ
クタＬ5 の直列回路に並列接続されている共振用のコン
デンサＣ2 の共振回路のインピーダンスで周波数特性が
変化し、そのため調光に応じて変化して調光時に負荷電
力（消費電力Ｗla)が減少するに伴って入力電力Ｗinも
減少していくため、平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDC
は上昇しない。
【００４７】図２１は本実施形態の別の具体例を示して
おり、図２１の回路では、直流カット用コンデンサＣ3
とインピーダンス要素Ｚ01を構成するインダクタＬ5 と
放電灯Ｌａの直列回路に共振用のコンデンサＣ2 をイン
ピーダンス要素Ｚ02として並列に接続したもので、放電
灯ＬａのフィラメントＦ1 ’，Ｆ2 ’の予熱電流をイン
ダクタＬ5 に設けた二次巻線Ｆ1 ，Ｆ2 により確保する
ようにしたものである。
おり、図２１の回路では、直流カット用コンデンサＣ3
とインピーダンス要素Ｚ01を構成するインダクタＬ5 と
放電灯Ｌａの直列回路に共振用のコンデンサＣ2 をイン
ピーダンス要素Ｚ02として並列に接続したもので、放電
灯ＬａのフィラメントＦ1 ’，Ｆ2 ’の予熱電流をイン
ダクタＬ5 に設けた二次巻線Ｆ1 ，Ｆ2 により確保する
ようにしたものである。
【００４８】（実施形態５）
上記実施形態３，４ではインバータ１のスイッチング周
波数ｆを変換させることによって調光を行っているが、
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチングを相補的にデュ
ーティ制御して調光する方法、デッドタイムを生じるデ
ューティ制御による調光方法、デューティ制御と周波数
制御の併用による調光方法等を用いても同様な効果が得
られる。
波数ｆを変換させることによって調光を行っているが、
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチングを相補的にデュ
ーティ制御して調光する方法、デッドタイムを生じるデ
ューティ制御による調光方法、デューティ制御と周波数
制御の併用による調光方法等を用いても同様な効果が得
られる。
【００４９】ここで上記の相補的にデューティ制御して
調光する方法について図２２により説明すると、図１
５、図１９に示す回路において、インバータ１のトラン
ジスタＱ1 又はＱ2 のデューティをスイッチング周波数
ｆ一定で変化させると、５０％の点（Ｑ1 のデューティ
＝Ｑ2 のデューティ）で、ランプ電流Ｉlaが最も大きく
なり、デューティ比率を上げるか、下げるかに従ってラ
ンプ電流Ｉlaは減少し、ランプ電圧Ｖlaは大きくなる
（調光される）。調光されるに従って、インピーダンス
要素Ｚ01の電圧Ｖｚが高くなるように定数を選択すれ
ば、帰還電源である電圧（電位）Ｖａはデューティが５
０％で最大となり、調光に従い（デューティ比率を上げ
るか、下げるか）、ランプ電圧Ｖlaは小さくなり、入力
電力Ｗinが減少していき、平滑コンデンサＣ1の直流電
圧ＶDCの調光時の減少が可能となる。また上記動作は、
図２３に示すようにデッドタイムを増加させる調光でも
可能となる（基本例３参照）。
調光する方法について図２２により説明すると、図１
５、図１９に示す回路において、インバータ１のトラン
ジスタＱ1 又はＱ2 のデューティをスイッチング周波数
ｆ一定で変化させると、５０％の点（Ｑ1 のデューティ
＝Ｑ2 のデューティ）で、ランプ電流Ｉlaが最も大きく
なり、デューティ比率を上げるか、下げるかに従ってラ
ンプ電流Ｉlaは減少し、ランプ電圧Ｖlaは大きくなる
（調光される）。調光されるに従って、インピーダンス
要素Ｚ01の電圧Ｖｚが高くなるように定数を選択すれ
ば、帰還電源である電圧（電位）Ｖａはデューティが５
０％で最大となり、調光に従い（デューティ比率を上げ
るか、下げるか）、ランプ電圧Ｖlaは小さくなり、入力
電力Ｗinが減少していき、平滑コンデンサＣ1の直流電
圧ＶDCの調光時の減少が可能となる。また上記動作は、
図２３に示すようにデッドタイムを増加させる調光でも
可能となる（基本例３参照）。
【００５０】また周波数制御とデューティ制御を併用し
て調光を行う場合にも同様にインピーダンス要素の電圧
が変化すれば同様の効果が得られる。つまり本実施形態
は、上述のように実施形態３又は４の回路において調光
方法として、スイッチング周波数ｆ一定でトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングを相補的にデューティ制御し
て調光する方法、或いはスイッチング周波数ｆ一定でデ
ッドタイムを生じるデューティ制御による調光方法、又
はデューティ制御と周波数制御の併用による調光方法を
採用して平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCの調光時の
減少を図ったものである。
て調光を行う場合にも同様にインピーダンス要素の電圧
が変化すれば同様の効果が得られる。つまり本実施形態
は、上述のように実施形態３又は４の回路において調光
方法として、スイッチング周波数ｆ一定でトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングを相補的にデューティ制御し
て調光する方法、或いはスイッチング周波数ｆ一定でデ
ッドタイムを生じるデューティ制御による調光方法、又
はデューティ制御と周波数制御の併用による調光方法を
採用して平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCの調光時の
減少を図ったものである。
【００５１】尚実施形態としての回路は実施形態３又は
４の回路を参照することにしてここでは図示しない。 （実施形態６） 本実施形態は図２４に示すように、図１９の回路に加え
て、帰還電源部であるコンデンサＣ4 とインピーダンス
要素Ｚ01との接続点に、二つのクランプ回路を接続した
ものである。
４の回路を参照することにしてここでは図示しない。 （実施形態６） 本実施形態は図２４に示すように、図１９の回路に加え
て、帰還電源部であるコンデンサＣ4 とインピーダンス
要素Ｚ01との接続点に、二つのクランプ回路を接続した
ものである。
【００５２】つまりクランプ用のダイオードＤ11と直流
電圧源Ｅ1 との直列回路で第１のクランプ回路を、クラ
ンプ用のダイオードＤ12と直流電圧源Ｅ2 との直列回路
とで第２のクランプ回路を夫々構成し、クランプレベル
の関係をＥ2 ＞Ｅ1 としてある。従って帰還電源の電圧
（電位）Ｖａがインバータ１の動作により振幅すると
き、電圧（電位）Ｖａが直流電圧Ｅ1 に達すると、直流
電圧Ｅ1 によりクラプされて直流電圧Ｅ1 以下にはなる
ことがなく、また電圧（電位）Ｖａが直流電圧Ｅ2に達
すると、直流電圧Ｅ2 によりクランプされ、直流電圧Ｅ
2 以上にはならない。
電圧源Ｅ1 との直列回路で第１のクランプ回路を、クラ
ンプ用のダイオードＤ12と直流電圧源Ｅ2 との直列回路
とで第２のクランプ回路を夫々構成し、クランプレベル
の関係をＥ2 ＞Ｅ1 としてある。従って帰還電源の電圧
（電位）Ｖａがインバータ１の動作により振幅すると
き、電圧（電位）Ｖａが直流電圧Ｅ1 に達すると、直流
電圧Ｅ1 によりクラプされて直流電圧Ｅ1 以下にはなる
ことがなく、また電圧（電位）Ｖａが直流電圧Ｅ2に達
すると、直流電圧Ｅ2 によりクランプされ、直流電圧Ｅ
2 以上にはならない。
【００５３】そしてランプ電圧Ｖlaは直流電圧Ｅ1 とＥ
2 の間を振幅することになり、直流電圧Ｅ1 ，Ｅ2 の値
を変えることにより、電圧（電位）Ｖａの振幅値を変化
させることができ、それによって入力電流Ｉinを調整す
ることができる。而してインバータ１のトランジスタＱ
1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数ｆ1 を可変することによ
り調光を行ったとき、調光に従って電圧（電位）Ｖａの
振幅が小さくならないインピーダンス要素Ｚ01，Ｚ02で
あっても、クランプレベルたる直流電圧Ｅ1 ，Ｅ2 を調
整することによって、入力電流Ｉinを調整することがで
きる。
2 の間を振幅することになり、直流電圧Ｅ1 ，Ｅ2 の値
を変えることにより、電圧（電位）Ｖａの振幅値を変化
させることができ、それによって入力電流Ｉinを調整す
ることができる。而してインバータ１のトランジスタＱ
1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数ｆ1 を可変することによ
り調光を行ったとき、調光に従って電圧（電位）Ｖａの
振幅が小さくならないインピーダンス要素Ｚ01，Ｚ02で
あっても、クランプレベルたる直流電圧Ｅ1 ，Ｅ2 を調
整することによって、入力電流Ｉinを調整することがで
きる。
【００５４】また調光方法はデューティ制御による調光
であっても同様の効果が得られる。更に図２５に示すよ
うに直流カット用コンデンサＣ3 がインピーダンス要素
Ｚ 01、放電灯Ｌａと直列に接続されても同様の効果があ
る。図２６は本実施形態の具体例を示しており、この図
２６の回路は図２０の回路を基本にコンデンサＣ2 に並
列にダイオードＤ12を、またダイオードＤ11をダイオー
ドＤ10のカソードと、コンデンサＣ2 とＣ4 の接続点と
の間に接続して、クランプレベルである電圧Ｅ1 をグラ
ンドレベルに、また電圧Ｅ2 を平滑コンデンサＣ1 の直
流電圧ＶDCとして、グランドレベルと直流電圧ＶDCとの
間で電圧（電位）Ｖａを振幅させるようにしたものであ
る。
であっても同様の効果が得られる。更に図２５に示すよ
うに直流カット用コンデンサＣ3 がインピーダンス要素
Ｚ 01、放電灯Ｌａと直列に接続されても同様の効果があ
る。図２６は本実施形態の具体例を示しており、この図
２６の回路は図２０の回路を基本にコンデンサＣ2 に並
列にダイオードＤ12を、またダイオードＤ11をダイオー
ドＤ10のカソードと、コンデンサＣ2 とＣ4 の接続点と
の間に接続して、クランプレベルである電圧Ｅ1 をグラ
ンドレベルに、また電圧Ｅ2 を平滑コンデンサＣ1 の直
流電圧ＶDCとして、グランドレベルと直流電圧ＶDCとの
間で電圧（電位）Ｖａを振幅させるようにしたものであ
る。
【００５５】（実施形態７）
本実施形態は、図２７に示すように図２６の直流カット
用コンデンサＣ3 を放電灯ＬａとインダクタＬ5 と直列
に接続したものである。本実施形態では制御回路２によ
りインバータ１のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 を相補的にデ
ューティ制御してトランジスタＱ1 ，Ｑ2 のデューティ
比率により直流カット用コンデンサＣ3 に直流電圧を重
畳させ、帰還電源の電圧（電位）Ｖａの振幅が直流電圧
に重畳される。このため、クランプ用のダイオード
Ｄ11，Ｄ12により平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCと
グランドレベルにクランプしていれば、電圧（電位）Ｖ
ａはトランジスタＱ1 ，Ｑ2 のデューティ比率により図
２８に示すように変化する。
用コンデンサＣ3 を放電灯ＬａとインダクタＬ5 と直列
に接続したものである。本実施形態では制御回路２によ
りインバータ１のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 を相補的にデ
ューティ制御してトランジスタＱ1 ，Ｑ2 のデューティ
比率により直流カット用コンデンサＣ3 に直流電圧を重
畳させ、帰還電源の電圧（電位）Ｖａの振幅が直流電圧
に重畳される。このため、クランプ用のダイオード
Ｄ11，Ｄ12により平滑コンデンサＣ1 の直流電圧ＶDCと
グランドレベルにクランプしていれば、電圧（電位）Ｖ
ａはトランジスタＱ1 ，Ｑ2 のデューティ比率により図
２８に示すように変化する。
【００５６】従って、クランプ回路と相補的なデューテ
ィ調光を併用することにより、連続的に調光した場合で
も、調光するに従って帰還電源の電圧（電位）Ｖａの振
幅値（図２７のＡ点の振幅値）が図２８に示すように減
少し、そのため入力電流Ｉinが減少して平滑コンデンサ
Ｃ1 の直流電圧ＶDCの上昇を防止できる。尚図２８
（ａ）は全点灯時を、同図（ｂ）は５０％調光時を、同
図（ｃ）は７０パーセント調光時を夫々示す。
ィ調光を併用することにより、連続的に調光した場合で
も、調光するに従って帰還電源の電圧（電位）Ｖａの振
幅値（図２７のＡ点の振幅値）が図２８に示すように減
少し、そのため入力電流Ｉinが減少して平滑コンデンサ
Ｃ1 の直流電圧ＶDCの上昇を防止できる。尚図２８
（ａ）は全点灯時を、同図（ｂ）は５０％調光時を、同
図（ｃ）は７０パーセント調光時を夫々示す。
【００５７】また本実施形態は図２９に示すようにイン
ダクタＬ5 の二次巻線から予熱電流を確保する回路とし
ても良く、この場合も同様の効果が得られる。 （実施形態８） 本実施形態は図１５の回路構成において、インバータ１
の制御方法は変えずに、インピーダンス要素Ｚ01の値を
変化させて調光するものである。
ダクタＬ5 の二次巻線から予熱電流を確保する回路とし
ても良く、この場合も同様の効果が得られる。 （実施形態８） 本実施形態は図１５の回路構成において、インバータ１
の制御方法は変えずに、インピーダンス要素Ｚ01の値を
変化させて調光するものである。
【００５８】例えばインピーダンス要素Ｚ01に可飽和イ
ンダクタを用いてインピーダンス値可変することにより
調光する。尚本実施形態の回路は図１５を参照して、こ
こでは図示しない。 （実施形態９） 本実施形態は図１９の回路構成において、インバータ１
の制御方法は変えずに、インピーダンス要素Ｚ02の値を
変化させて調光するものである。
ンダクタを用いてインピーダンス値可変することにより
調光する。尚本実施形態の回路は図１５を参照して、こ
こでは図示しない。 （実施形態９） 本実施形態は図１９の回路構成において、インバータ１
の制御方法は変えずに、インピーダンス要素Ｚ02の値を
変化させて調光するものである。
【００５９】例えばインピーダンス要素Ｚ02に可飽和イ
ンダクタを用いてインピーダンス値可変することにより
調光する。尚本実施形態の回路は図１９を参照して、こ
こでは図示しない。 （実施形態１０） 本実施形態は図２４の回路構成において、インバータ１
の制御方法は変えずに、クランプレベルを変化させて調
光するものである。
ンダクタを用いてインピーダンス値可変することにより
調光する。尚本実施形態の回路は図１９を参照して、こ
こでは図示しない。 （実施形態１０） 本実施形態は図２４の回路構成において、インバータ１
の制御方法は変えずに、クランプレベルを変化させて調
光するものである。
【００６０】つまりクランプレベルを切り替えると帰還
電源の電圧（電位）Ｖａの振幅を変化させることがで
き、その結果入力電力Ｗinを可変できて調光が可能とな
る。本実施形態の回路は図２４を参照して、ここでは図
示しない。尚上記各従来例及び実施形態において、同じ
記号、同じ番号を付した回路要素は同じ要素、役割を基
本的に持つものであり、特に異なる動作、役割を持つも
の以外が、先に説明された内容を参照するものとする。
電源の電圧（電位）Ｖａの振幅を変化させることがで
き、その結果入力電力Ｗinを可変できて調光が可能とな
る。本実施形態の回路は図２４を参照して、ここでは図
示しない。尚上記各従来例及び実施形態において、同じ
記号、同じ番号を付した回路要素は同じ要素、役割を基
本的に持つものであり、特に異なる動作、役割を持つも
の以外が、先に説明された内容を参照するものとする。
【００６１】
【００６２】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源と、前記交
流電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流
出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデン
サと、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて
交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素
子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ
共振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記
平滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチ
ング素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整
流器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イ
ンバータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであって、特に前記負
荷回路のインピーダンスを可変することにより調光する
ので、簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負
荷回路のインピーダンスを変えるだけで調光ができる調
光点灯装置としての電源装置を実現することができると
いう効果がある。
流電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流
出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデン
サと、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて
交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素
子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ
共振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記
平滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチ
ング素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整
流器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イ
ンバータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであって、特に前記負
荷回路のインピーダンスを可変することにより調光する
ので、簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負
荷回路のインピーダンスを変えるだけで調光ができる調
光点灯装置としての電源装置を実現することができると
いう効果がある。
【００６３】請求項２の発明は、交流電源と、前記交流
電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流出
力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデンサ
と、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交
互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子
と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前
記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ共
振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記平
滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチン
グ素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整流
器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イン
バータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであって、特に前記負
荷に供給される電力を可変して調光するとともに該調光
量に応じて前記インピーダンス要素のインピーダンスを
可変し、前記平滑コンデンサの電圧を低減するので、調
光時に生じる平滑コンデンサの直流電圧の上昇を防止し
た調光点灯装置としての電源装置を実現することができ
るという効果がある。
電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流出
力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデンサ
と、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交
互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子
と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前
記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ共
振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記平
滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチン
グ素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整流
器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イン
バータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであって、特に前記負
荷に供給される電力を可変して調光するとともに該調光
量に応じて前記インピーダンス要素のインピーダンスを
可変し、前記平滑コンデンサの電圧を低減するので、調
光時に生じる平滑コンデンサの直流電圧の上昇を防止し
た調光点灯装置としての電源装置を実現することができ
るという効果がある。
【００６４】請求項３の発明は、交流電源と、前記交流
電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流出
力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデンサ
と、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交
互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子
と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前
記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ共
振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記平
滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチン
グ素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整流
器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イン
バータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであり、その上前記帰
還電源は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列
回路から構成され、前記第２のインピーダンス要素のイ
ンピーダンスを可変することにより調光するとともに該
調光量に応じて前記第２のインピーダンス要素の電圧の
振幅量を可変し前記平滑コンデンサの電圧を低減するの
で、第２のインピーダンス要素のインピーダンスを可変
するだけで、調光ができ、しかも調光時に生じる平滑コ
ンデンサの直流電圧の上昇を防止した調光点灯装置とし
ての電源装置を実現することができるという効果があ
る。請求項４の発明は、交流電源と、前記交流電源を整
流する全波整流器と、前記全波整流器の直流出力端子に
ダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、前記
平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交互にオン
・オフされる第１及び第２のスイッチング素子と、前記
第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前記全波整
流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ共振系及び
放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記平滑コンデ
ンサを電源として前記第１、第２のスイッチング素子と
負荷回路からなるインバータと、前記全波整流器の直流
出力端子と前記ダイオードの接続点と前記インバータの
一部との間に接続されるインピータンス要素と、前記負
荷に供給される電力を可変する手段とを備え、前記イン
バータの一部を帰還電源として該帰還電源の振幅によっ
て前記交流電源から電流 を入力するので、簡単な回路構
成で入力力率が改善でき、しかも負荷への電力を調整す
ることができるものであり、その上前記帰還電源は、前
記負荷と第２のインピーダンス要素の直列回路と、第３
のインピーダンス要素との並列回路から構成され、前記
第３のインピーダンス要素のインピーダンスを可変する
ことにより調光するとともに該調光量に応じて前記帰還
電源の電圧の第１、第２のクランプレベルを調整して前
記平滑コンデンサの電圧を低減するので、第３のインピ
ーダンス要素のインピーダンスを可変するだけで調光が
でき、しかも調光時に生じる平滑コンデンサの直流電圧
の上昇を防止した調光点灯装置としての電源装置を実現
することができるという効果がある。
電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流出
力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデンサ
と、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交
互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素子
と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前
記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ共
振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記平
滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチン
グ素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整流
器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イン
バータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであり、その上前記帰
還電源は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列
回路から構成され、前記第２のインピーダンス要素のイ
ンピーダンスを可変することにより調光するとともに該
調光量に応じて前記第２のインピーダンス要素の電圧の
振幅量を可変し前記平滑コンデンサの電圧を低減するの
で、第２のインピーダンス要素のインピーダンスを可変
するだけで、調光ができ、しかも調光時に生じる平滑コ
ンデンサの直流電圧の上昇を防止した調光点灯装置とし
ての電源装置を実現することができるという効果があ
る。請求項４の発明は、交流電源と、前記交流電源を整
流する全波整流器と、前記全波整流器の直流出力端子に
ダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、前記
平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて交互にオン
・オフされる第１及び第２のスイッチング素子と、前記
第１及び第２のスイッチング素子の接続点と前記全波整
流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ共振系及び
放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記平滑コンデ
ンサを電源として前記第１、第２のスイッチング素子と
負荷回路からなるインバータと、前記全波整流器の直流
出力端子と前記ダイオードの接続点と前記インバータの
一部との間に接続されるインピータンス要素と、前記負
荷に供給される電力を可変する手段とを備え、前記イン
バータの一部を帰還電源として該帰還電源の振幅によっ
て前記交流電源から電流 を入力するので、簡単な回路構
成で入力力率が改善でき、しかも負荷への電力を調整す
ることができるものであり、その上前記帰還電源は、前
記負荷と第２のインピーダンス要素の直列回路と、第３
のインピーダンス要素との並列回路から構成され、前記
第３のインピーダンス要素のインピーダンスを可変する
ことにより調光するとともに該調光量に応じて前記帰還
電源の電圧の第１、第２のクランプレベルを調整して前
記平滑コンデンサの電圧を低減するので、第３のインピ
ーダンス要素のインピーダンスを可変するだけで調光が
でき、しかも調光時に生じる平滑コンデンサの直流電圧
の上昇を防止した調光点灯装置としての電源装置を実現
することができるという効果がある。
【００６５】請求項５の発明では、交流電源と、前記交
流電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流
出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデン
サと、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて
交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素
子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ
共振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記
平滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチ
ング素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整
流器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イ
ンバータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであり、その上前記帰
還電源は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列
回路に第３のインピーダンス要素を並列接続した並列回
路と、第１及び第２のクランプ回路とから構成され、
前記第１、第２のクランプ回路の各クランプレベルを可
変することにより調光するとともに該調光量に応じて前
記帰還電源の電圧の第１、第２のクランプ回路のクラン
プレベルを調整して前記平滑コンデンサの電圧を低減す
るので、クランプ回路のクランプレベルを調整するだけ
で、調光ができ、その上調光時に生じる平滑コンデンサ
の直流電圧の上昇を防止した調光点灯装置としての電源
装置を実現することができるという効果がある。
流電源を整流する全波整流器と、前記全波整流器の直流
出力端子にダイオードを介して接続される平滑コンデン
サと、前記平滑コンデンサの両端に直列的に接続されて
交互にオン・オフされる第１及び第２のスイッチング素
子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記全波整流器の直流出力端子との間に接続されたＬＣ
共振系及び放電灯からなる負荷を含む負荷回路と、前記
平滑コンデンサを電源として前記第１、第２のスイッチ
ング素子と負荷回路からなるインバータと、前記全波整
流器の直流出力端子と前記ダイオードの接続点と前記イ
ンバータの一部との間に接続されるインピータンス要素
と、前記負荷に供給される電力を可変する手段とを備
え、前記インバータの一部を帰還電源として該帰還電源
の振幅によって前記交流電源から電流を入力するので、
簡単な回路構成で入力力率が改善でき、しかも負荷への
電力を調整することができるものであり、その上前記帰
還電源は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列
回路に第３のインピーダンス要素を並列接続した並列回
路と、第１及び第２のクランプ回路とから構成され、
前記第１、第２のクランプ回路の各クランプレベルを可
変することにより調光するとともに該調光量に応じて前
記帰還電源の電圧の第１、第２のクランプ回路のクラン
プレベルを調整して前記平滑コンデンサの電圧を低減す
るので、クランプ回路のクランプレベルを調整するだけ
で、調光ができ、その上調光時に生じる平滑コンデンサ
の直流電圧の上昇を防止した調光点灯装置としての電源
装置を実現することができるという効果がある。
【００６６】
【００６７】
【００６８】
【００６９】
【００７０】
【００７１】
【００７２】
【図１】基本例１の回路図である。
【図２】同上の動作説明用波形図である。
【図３】同上のスイッチング周波数とランプ電流との関
係説明図である。
係説明図である。
【図４】基本例１、２、３のインバータのトランジスタ
の動作波形図である。
の動作波形図である。
【図５】基本例２のインバータのトランジスタのデュー
ティとランプ電流との関係説明図である。
ティとランプ電流との関係説明図である。
【図６】基本例３のインバータのトランジスタのデュー
ティとランプ電流との別の例の関係説明図である。
ティとランプ電流との別の例の関係説明図である。
【図７】実施形態１の基本的な回路図である。
【図８】同上の具体例の回路図である。
【図９】同上の別の具体例の回路図である。
【図１０】同上の他の具体例の回路図である。
【図１１】実施形態２の基本的な回路図である。
【図１２】同上のインバータのスイッチング周波数とイ
ピーダンス要素の値及びランプ電流との関係説明図であ
る。
ピーダンス要素の値及びランプ電流との関係説明図であ
る。
【図１３】同上の具体例の回路図である。
【図１４】同上の別の具体例の回路図である。
【図１５】実施形態３の基本的な回路図である。
【図１６】同上の帰還電源の電圧、ランプ電圧、ランプ
電流、インピーダンス要素の両端電圧と、インバータの
スイッチング周波数との関係説明図である。
電流、インピーダンス要素の両端電圧と、インバータの
スイッチング周波数との関係説明図である。
【図１７】同上の具体例の回路図である。
【図１８】同上の別の具体例の回路図である。
【図１９】実施形態４の基本的な回路図である。
【図２０】同上の具体例の回路図である。
【図２１】同上の別の具体例の回路図である。
【図２２】実施形態５に用いる相補的なデューティ制御
の調光方法による説明図である。
の調光方法による説明図である。
【図２３】同上のデッドタイムを増加させるデューティ
制御による調光方法の説明図である。
制御による調光方法の説明図である。
【図２４】本発明の実施形態６の基本的な回路図であ
る。
る。
【図２５】同上の別の基本的な回路図である。
【図２６】同上の具体例の回路図である。
【図２７】本発明の実施形態７の回路図である。
【図２８】同上の動作説明図である。
【図２９】同上の別の例の回路図である。
【図３０】従来例の概略回路図である。
【図３１】同上の具体的な回路図である。
【図３２】別の従来例の回路図である。
【図３３】同上の動作説明図である。
【図３４】他の従来例の回路図である。
Ｖｓ 交流電源
ＤＢ 整流器
Ｄ10 ダイオード
Ｃ1 平滑コンデンサ
Ｃ2 コンデンサ
Ｃ3 直流カット用コンデンサ
Ｃ4 コンデンサ
Ｑ1 ，Ｑ2 トランジスタ
Ｌ2 インダクタ
Ｌａ 放電灯
１ インバータ
２ 制御回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平６−303776（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−288985（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 7/5387
H05B 41/24
Claims (5)
- 【請求項１】交流電源と、前記交流電源を整流する全波
整流器と、前記全波整流器の直流出力端子にダイオード
を介して接続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデ
ンサの両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされ
る第１及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び第
２のスイッチング素子の接続点と前記全波整流器の直流
出力端子との間に接続されたＬＣ共振系及び放電灯から
なる負荷を含む負荷回路と、前記平滑コンデンサを電源
として前記第１、第２のスイッチング素子と負荷回路か
らなるインバータと、前記全波整流器の直流出力端子と
前記ダイオードの接続点と前記インバータの一部との間
に接続されるインピータンス要素と、前記負荷に供給さ
れる電力を可変する手段とを備え、前記インバータの一
部を帰還電源として該帰還電源の振幅によって前記交流
電源から電流を入力するものであって、前記負荷回路の
インピーダンスを可変することにより調光することを特
徴とする電源装置。 - 【請求項２】交流電源と、前記交流電源を整流する全波
整流器と、前記全波整流器の直流出力端子にダイオード
を介して接続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデ
ンサの両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされ
る第１及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び第
２のスイッチング素子の接続点と前記全波整流器の直流
出力端子との間に接続されたＬＣ共振系及び放電灯から
なる負荷を含む負荷回路と、前記平滑コンデンサを電源
として前記第１、第２のスイッチング素子と負荷回路か
らなるインバータと、前記全波整流器の直流出力端子と
前記ダイオードの接続点と前記インバータの一部との間
に接続されるインピータンス要素と、前記負荷に供給さ
れる電力を可変する手段とを備え、前記インバータの一
部を帰還電源として該帰還電源の振幅によって前記交流
電源から電流を入力するものであって、前記負荷に供給
される電力を可変して調光するとともに該調光量に応じ
て前記インピーダンス要素のインピーダンスを可変し、
前記平滑コンデンサの電圧を低減することを特徴とする
電源装置。 - 【請求項３】交流電源と、前記交流電源を整流する全波
整流器と、前記全波整流器の直流出力端子にダイオード
を介して接続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデ
ンサの両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされ
る第１及び第２の スイッチング素子と、前記第１及び第
２のスイッチング素子の接続点と前記全波整流器の直流
出力端子との間に接続されたＬＣ共振系及び放電灯から
なる負荷を含む負荷回路と、前記平滑コンデンサを電源
として前記第１、第２のスイッチング素子と負荷回路か
らなるインバータと、前記全波整流器の直流出力端子と
前記ダイオードの接続点と前記インバータの一部との間
に接続されるインピータンス要素と、前記負荷に供給さ
れる電力を可変する手段とを備え、前記インバータの一
部を帰還電源として該帰還電源の振幅によって前記交流
電源から電流を入力するものであって、前記帰還電源
は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列回路か
ら構成され、前記第２のインピーダンス要素のインピー
ダンスを可変することにより調光するとともに該調光量
に応じて前記第２のインピーダンス要素の電圧の振幅量
を可変し前記平滑コンデンサの電圧を低減することを特
徴とする電源装置。 - 【請求項４】交流電源と、前記交流電源を整流する全波
整流器と、前記全波整流器の直流出力端子にダイオード
を介して接続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデ
ンサの両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされ
る第１及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び第
２のスイッチング素子の接続点と前記全波整流器の直流
出力端子との間に接続されたＬＣ共振系及び放電灯から
なる負荷を含む負荷回路と、前記平滑コンデンサを電源
として前記第１、第２のスイッチング素子と負荷回路か
らなるインバータと、前記全波整流器の直流出力端子と
前記ダイオードの接続点と前記インバータの一部との間
に接続されるインピータンス要素と、前記負荷に供給さ
れる電力を可変する手段とを備え、前記インバータの一
部を帰還電源として該帰還電源の振幅によって前記交流
電源から電流を入力するものであって、前記帰還電源
は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列回路
と、第３のインピーダンス要素との並列回路から構成さ
れ、前記第３のインピーダンス要素のインピーダンスを
可変することにより調光するとともに該調光量に応じて
前記帰還電源の電圧の第１、第２のクランプレベルを調
整して前記平滑コンデンサの電圧を低減することを特徴
とする電源装置。 - 【請求項５】交流電源と、前記交流電源を整流する全波
整流器と、前記全波整流器の直流出力端子にダイオード
を介して接続される平滑コンデンサと、前記平滑 コンデ
ンサの両端に直列的に接続されて交互にオン・オフされ
る第１及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び第
２のスイッチング素子の接続点と前記全波整流器の直流
出力端子との間に接続されたＬＣ共振系及び放電灯から
なる負荷を含む負荷回路と、前記平滑コンデンサを電源
として前記第１、第２のスイッチング素子と負荷回路か
らなるインバータと、前記全波整流器の直流出力端子と
前記ダイオードの接続点と前記インバータの一部との間
に接続されるインピータンス要素と、前記負荷に供給さ
れる電力を可変する手段とを備え、前記インバータの一
部を帰還電源として該帰還電源の振幅によって前記交流
電源から電流を入力するものであって、前記帰還電源
は、前記負荷と第２のインピーダンス要素の直列回路に
第３のインピーダンス要素を並列接続した並列回路と、
第１及び第２のクランプ回路とから構成され、 前記第
１、第２のクランプ回路の各クランプレベルを可変する
ことにより調光するとともに該調光量に応じて前記帰還
電源の電圧の第１、第２のクランプ回路のクランプレベ
ルを調整して前記平滑コンデンサの電圧を低減すること
を特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10994996A JP3402923B2 (ja) | 1996-04-30 | 1996-04-30 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10994996A JP3402923B2 (ja) | 1996-04-30 | 1996-04-30 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09298887A JPH09298887A (ja) | 1997-11-18 |
| JP3402923B2 true JP3402923B2 (ja) | 2003-05-06 |
Family
ID=14523213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10994996A Expired - Fee Related JP3402923B2 (ja) | 1996-04-30 | 1996-04-30 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3402923B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE60011874T2 (de) * | 1999-07-22 | 2005-08-25 | Eni Technologies, Inc. | Stromversorgungen mit schutzschaltungen |
| JP7025813B1 (ja) * | 2021-10-14 | 2022-02-25 | 笹田磁気計測研究所株式会社 | 電流供給装置及び磁気センサ |
-
1996
- 1996-04-30 JP JP10994996A patent/JP3402923B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPH09298887A (ja) | 1997-11-18 |
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