JP2975029B2

JP2975029B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2975029B2
Application number: JP22058189A
Authority: JP
Inventors: 晃司山田
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-08-28
Filing date: 1989-08-28
Publication date: 1999-11-10
Anticipated expiration: 2014-11-10
Also published as: JPH0384898A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置
に関するものである。

［従来の技術］従来例１第８図は従来の一般的な放電灯点灯装置の回路図であ
る。以下、その回路構成について説明する。直流電源E₁
にはトランジスタQ₁,Q₂の直列回路が並列的に接続され
ている。各トランジスタQ₁,Q₂には、ダイオードD₁,D₂が
それぞれ逆並列接続されている。トランジスタQ₁の両端
には、結合用のコンデンサC₁と限流及び共振用のインダ
クタＬを介して放電灯ｌのフィラメントの電源側端子が
接続されている。放電灯ｌのフィラメントの非電源側端
子間には、共振及び予熱電流通電用のコンデンサC₂が並
列接続されている。各トランジスタQ₁,Q₂には、制御回
路から第１及び第２の矩形波信号が与えられている。第
１の矩形波信号が高レベルのとき、第２の矩形波信号は
低レベルであり、第２の矩形波信号が高レベルのとき、
第１の矩形波信号は低レベルである。これにより、トラ
ンジスタQ₁,Q₂は交互にオン・オフ駆動されるものであ
る。トランジスタQ₁がオフで、トランジスタQ₂がオンの
ときには、直流電源E₁からコンデンサC₁、放電灯ｌ及び
コンデンサC₂、インダクタＬ、トランジスタQ₂を介して
電流が流れる。また、トランジスタQ₁がオンでトランジ
スタQ₂がオフのときには、コンデンサC₁の蓄積電荷によ
り、コンデンサC₁からトランジスタQ₁、インダクタＬ、
放電灯ｌ及びコンデンサC₂を経てコンデンサC₁に戻る経
路で電流が流れる。したがって、放電灯ｌにはトランジ
スタQ₁,Q₂のスイッチング周波数で高周波電流が流れ
る。この高周波電流は、放電灯ｌの無負荷時（非点灯
時）には、放電灯ｌのフィラメントとコンデンサC₂を介
して流れる。これにより、放電灯ｌのフィラメントは予
熱される。また、インダクタＬとコンデンサC₂はLC直列
共振回路を構成しており、コンデンサC₂の両端には共振
作用により高電圧が発生する。この高電圧により放電灯
ｌが始動点灯される。

ところで、上記の回路においては、制御回路からトラ
ンジスタQ₁,Q₂の与える矩形波信号の周波数やオン・デ
ューティ（一周期に占めるオン期間の割合）を制御する
ことにより、放電灯の始動時における予熱電流の制御
や、点灯時におけるランプ電流の制御を行うことができ
る。以下、その制御方式について説明する。

（ａ）周波数制御方式まず、周波数制御方式では、トランジスタQ₁,Q₂のオ
ン期間を略等しくしてスイッチング周波数を制御するも
のである。第９図はトランジスタQ₁,Q₂のスイッチング
周波数ｆとコンデンサC₂の両端電圧V_C2の関係を示すグ
ラフである。図中、実線は放電灯ｌが無負荷状態（非点
灯状態）である場合の共振カーブであり、破線は放電灯
ｌが点灯状態である場合の共振カーブである。予熱時の
スイッチング周波数がf₁であるとすると、予熱時には放
電灯ｌは無負荷状態なので、実線で示す共振カーブ上の
動作点P₁に応じた電圧V_C2が放電灯ｌに印加され、この
電圧V_C2に応じて決まる共振電流がフィラメント電流と
なる。また、点灯時のスイッチング周波数がf₂であると
すると、破線で示す共振カーブ上の動作点P₂に応じた電
圧V_C2が放電灯ｌに印加され、この電圧V_C2に応じてラン
プ電流が決まる。このように、負荷回路の周波数特性と
スイッチング周波数の関係を用いて予熱時のフィラメン
ト電流や点灯時のランプ電流を制御できるものであり、
予熱状態や調光状態を周波数で制御することができる。

（ｂ）デューティ制御方式デューティ制御方式では、トランジスタQ₁,Q₂のオン
期間の比率を変えることによってインバータ回路の出力
を可変とするものである。自励式のインバータ回路にお
いて、デューティ制御方式により予熱制御を行うことは
特願昭61−200651号に提案されており、調光制御を行う
ことは特願昭61−241839号に提案されている。また、ト
ランジスタQ₁のオン期間は一定とし、トランジスタQ₂の
オン期間のみを変化させてインバータ回路の出力を可変
とする方式（特願昭63−259794号）も提案されている。
なお、この方式では、トランジスタQ₂のオン期間のみを
変化させるため、スイッチング周波数も同時に変化す
る。

上記（ａ），（ｂ）に示すように、周波数制御方式に
より予熱制御や調光制御を行う点灯装置、あるいはデュ
ーティ制御方式により予熱制御や調光制御を行う点灯装
置はそれぞれ提案されている。

従来例２また、周波数制御方式とデューティ制御方式を併用し
ている点灯装置として、特願平01−75573号として提案
されている。この点灯装置の回路図を第10図に示す。同
装置では、放電灯ｌに高周波電流を供給するインバータ
回路の直流入力側にチョッパー回路を設け、入力力率の
改善及び入力電流高調波歪みの低減を実現しており、チ
ョッパー回路とインバータ回路とでスイッチング素子を
兼用することにより、回路構成を簡単化している。

以下、上記装置の回路構成について説明する。商用交
流電圧V_ACは、コンデンサC₇,C₈とトランジスタT₁よりな
るフィルタ回路を介して、ダイオードブリッジDBの交流
入力端子に印加されている。ダイオードブリッジDBの直
流出力端子間には、インダクタL₁がパワーMOSFETよりな
るトランジスタQ₂を介して接続されている。トランジス
タQ₂の両端には、ダイオードD₁を介して平滑コンデンサ
Ｃが接続されており、これにより、昇圧チョッパー回路
が構成されている。すなわち、トランジスタQ₂がオンす
ると、ダイオードブリッジDBの直流出力端子からインダ
クタL₁に電流が流れて、インダクタL₁に電磁エネルギー
が蓄積され、トランジスタQ₂がオフすると、インダクタ
L₁の電磁エネルギーによりインダクタL₁の両端に電流を
流し続ける方向に起電力が発生し、この起電力がダイオ
ードブリッジDBの直流出力電圧と加算されて、ダイオー
ドD₁を介して平滑コンデンサＣに充電される。このた
め、平滑コンデンサＣにはダイオードブリッジDBの直流
出力電圧を昇圧した電圧が充電されるものである。

次に、インバータ回路の構成について説明する。平滑
コンデンサＣの両端には、パワーMOSFETよりなるトラン
ジスタQ₁,Q₂の直列回路が並列的に接続されており、各
トランジスタQ₁,Q₂にはそれぞれダイオードD₁,D₂が逆並
列接続されている。トランジスタQ₂の両端には、直流成
分カット用のコンデンサC₁、限流及び共振用のインダク
タL₂を介して共振用のコンデンサC₅が接続されている。
このコンデンサC₅の両端には、直流成分カット用のコン
デンサC₆を介して放電灯ｌのフィラメントの電源側端子
が接続されている。放電灯ｌの各フィラメントには予熱
電圧が印加されている。また、抵抗R₀は点灯維持用の直
流電流を平滑コンデンサＣから放電灯ｌに供給してい
る。

上記の点灯装置では、ダイオードD₁とトランジスタQ₂
をチョッパー回路とインバータ回路とで兼用しているの
で、回路構成が簡単となる半面、チョッパー回路の入力
電力とインバータ回路の出力電力とを独立して制御する
ことが難しくなる。例えば、デューティ制御方式では、
インバータ回路を構成するトランジスタQ₂のオン・デュ
ーティ（１周期に占めるオン時間の割合）を小さくして
行き、放電灯ｌを調光するものであるが、この方式で
は、インバータ回路と兼用しているチョッパー回路のト
ランジスタQ₂のオン・デューティを小さくすることにな
るため、チョッパー回路の出力電圧V_Cが減少してしま
う。したがって、チョッパー回路の昇圧比が低下し、平
滑コンデンサＣに電流が流れていない期間が増大するた
め、入力力率の改善や、入力電流I_ACの高周波歪みの低
減が不十分となりやすく、これを防止するために制御回
路やフィルタ回路の構成が複雑になるという問題があ
る。また、周波数制御方式では、トランジスタQ₁,Q₂の
スイッチング周波数を高くすることにより放電灯ｌを調
光するものであるが、この場合、インバータ回路の出力
電力は顕著に減少するが、チョッパー回路の入力電力は
余り減少しないので、結果として、チョッパー回路の出
力電圧V_Cは上昇する。このため、広い調光範囲で放電灯
ｌを調光することが困難となり、平滑コンデンサＣやト
ランジスタQ₁,Q₂の高耐圧化が必要となるため、コスト
アップを招くという問題がある。そこで、特願平01−75
573号では、放電灯ｌを調光制御する際に、スイッチン
グ周波数を高くしてインバータ回路の出力電力を減少さ
せると同時に、チョッパー用のトランジスタQ₂のオン期
間を短くしてチョッパー回路の入力電力を減少させるこ
とにより、平滑コンデンサＣの電圧上昇を防止すること
が提案されている。この従来技術は、周波数制御方式と
デューティ制御方式を併用しているが、予熱制御と調光
制御とで両方式を使い分けたものではない。

［発明が解決しようとする課題］第８図に示す点灯装置において、周波数制御方式で調
光制御を行うと、調光点灯時のスイッチング周波数が高
くなるので、スイッチング損失が増大する。また、高周
波雑音が増大するので、高周波除去用のフィルター回路
の性能を上げる必要があり、コスト上昇の原因となる。
一方、デューティ制御方式で予熱制御を行うと、十分な
予熱電流を確保するためには放電灯ｌの両端電圧を始動
電圧の近くまで上げる必要があり、予熱動作には適さな
いという問題がある。つまり、予熱が不十分なままで放
電灯ｌが始動してしまうと、冷陰極放電現象によって放
電灯ｌの寿命が短くなるという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、放電灯のフィラメントの非電
源側端子間にコンデンサを並列的に接続され、電源側端
子間に他のコンデンサを介して高周波電圧を印加される
インバータ式の放電灯点灯装置において、予熱制御時に
も調光制御時にも最適の制御状態を実現することにあ
る。

［課題を解決するための手段］本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図に示すように、第１及び第２のトランジスタQ₁,Q₂
を直列的に接続した回路を直流電源E₁に並列的に接続
し、第１及び第２のトランジスタQ₁,Q₂を交互にオン・
オフさせることによりトランジスタQ₁の両端に発生する
高周波電圧を第１のコンデンサC₁を介して熱陰極型放電
灯ｌのフィラメントの電源側端子間に印加し、前記放電
灯ｌのフィラメントの非電源側端子間には第２のコンデ
ンサC₂を並列的に接続して成るインバータ式の点灯装置
において、予熱時には第１及び第２のトランジスタQ₁,Q
₂のオン期間を略等しくしてスイッチング周波数を主と
して制御し、調光時には第１及び第２のトランジスタ
Q₁,Q₂のオン期間の比率を主として制御する手段を設け
たことを特徴とするものである。

なお、第１図の回路では、第１のトランジスタQ₁の両
端に放電灯点灯回路が接続されているが、第２のトラン
ジスタQ₂の両端に接続されていても良い。また、トラン
ジスタQ₁,Q₂は他のスイッチング素子（例えば静電誘導
サイリスタ、GTO等）であっても良い。

［作用］第１図に示す点灯装置において、直流電源E₁の電圧を
280V、コンデンサC₁を0.47μＦ、コンデンサC₂を0.012
μＦ、インダクタＬを845μＨ、放電灯ｌをFCL40/38Wと
し、予熱電流Iphを620mAに設定した場合、周波数制御方
式では、スイッチング周波数が74.35KHz、放電灯ｌの両
端電圧はピーク対ピーク値で368Vとなり、デューティ制
御方式では、スイッチング周波数が68.49KHz、放電灯ｌ
の両端電圧はピーク対ピーク値で408Vとなった。周波数
制御方式の場合の動作波形を第２図（ａ）に示し、デュ
ーティ制御方式の場合の動作波形を第２図（ｂ）に示
す。図中、V_C2はコンデンサC₂の両端電圧であり、I_Dは
トランジスタQ₂のドレイン電流である。

上記の実験結果から明らかなように、同じ予熱電流を
得る場合、周波数制御方式ではデューティ制御方式に比
べて放電灯ｌの両端電圧を低くすることができる。上記
構成の点灯装置では、共振用のコンデンサC₂が放電灯ｌ
のフィラメントの非電源側端子間に接続されているの
で、フィラメントの予熱電流を多く流すには共振電流を
多く流せば良いが、共振電流が多くなると、放電灯ｌの
両端電圧も高くなる。したがって、放電灯ｌが始動しな
い範囲内で可能な限り多くの予熱電流を流すためには、
デューティ制御方式よりも周波数制御方式の方が優れて
いる。

次に、調光時のランプ電流Ilaを177mAに設定した場合
に、周波数制御方式とデューティ制御方式とで、予熱時
の放電灯ｌの両端電圧がどの程度異なるかを調べた。第
３図（ａ），（ｂ）はそれぞれ周波数制御方式を用いた
場合の調光時と予熱時の動作波形図である。予熱時のス
イッチング周波数は65.64KHzであり、放電灯ｌの両端電
圧はピーク対ピーク値で432Vであった。第３図（ｃ），
（ｄ）はそれぞれデューティ制御方式を用いた場合の調
光時と予熱時の動作波形図である。予熱時のスイッチン
グ周波数は63.36KHzであり、放電灯ｌの両端電圧はピー
ク対ピーク値で480Vであった。第３図（ｅ）はデューテ
ィ制御方式で異なるデューティを用い場合の調光時の動
作波形図である。予熱時のスイッチング周波数を58.14K
Hzとしたところ、予熱動作とはならず放電灯ｌは点灯し
てしまった。なお、第３図（ａ），（ｃ），（ｅ）にお
いて、I_DSはトランジスタQ₂のドレイン・ソース間電圧
である。

上記の実験結果から明らかなように、予熱時における
放電灯ｌの両端電圧が高いデューティ制御方式の方が調
光制御には有利である、また、調光時に周波数制御方式
ではスイッチング周波数を高くする必要があるが、デュ
ーティ制御方式では、第３図（ｃ），（ｅ）に示すよう
に、デューティを変えることにより、同じランプ電流を
より低いスイッチング周波数で得ることもでき、スイッ
チング損失や高周波雑音を低減するためには、周波数制
御方式よりも優れている。

したがって、予熱制御時には主として周波数制御方式
を使用し、調光制御時には主としてデューティ制御方式
を使用する本発明にあっては、予熱制御時にも調光制御
時にも最適の制御状態を実現することができるものであ
る。

［実施例１］第４図は本発明の第１実施例の回路図である。インバ
ータ回路の基本構成は第１図と同様であり、直流電源E₁
の両端に、パワーMOSFETよりなるトランジスタQ₁,Q₂の
直列回路が接続され、トランジスタQ₁の両端に結合用の
コンデンサC₁と限流及び共振用のインダクタＬを介して
放電灯ｌのフィラメントの電源側端子が接続されてい
る。放電灯ｌのフィラメントの非電源側端子間には、予
熱電流通電及び共振用のコンデンサC₂が並列的に接続さ
れている。なお、パワーMOSFETよりなるトランジスタ
Q₁,Q₂のドレイン・ソース間には逆並列ダイオードが寄
生している。

次に、制御回路の構成について説明する。まず、トラ
ンジスタQ₁はタイマー回路IC₁によりオン・オフ制御さ
れている。タイマー回路IC₁は単安定マルチバイブレー
タ用の集積回路（例えば日本電気製μPD4538）よりな
り、立ち下がりトリガー入力端子Ｂが“High"レベルか
ら“Low"レベルに変化した後、一定時間は出力端子Ｑが
“High"レベル、出力端子が“Low"レベルとなる。本
実施例にあっては、トランジスタQ₁の両端電圧を抵抗
R₁,R₂の直列回路で分圧することにより検出し、タイマ
ー回路IC₁のトリガー信号としている。タイマー回路IC₁
の出力端子Ｑが“High"レベルになる時間（出力端子
が“Low"レベルになる時間）は、トランジスタQ₇,Q₈を
含むカレントミラー回路に流れる電流とコンデンサC₃の
容量で決定される。出力端子Ｑは抵抗R₉を介して駆動用
のトランジスタQ₃のベースに接続され、出力端子は抵
抗R₁₀を介して駆動用のトランジスタQ₄のベースに接続
されている。トランジスタQ₃のコレクタは直流電源E₂の
正極に、トランジスタQ₄のエミッタは直流電源E₂の負極
に、それぞれ接続され、トランジスタQ₃のエミッタとト
ランジスタQ₄のコレクタは、抵抗R₅を介してトランジス
タQ₁のゲートに接続されている。また、トランジスタQ₁
のゲート・ソース間には抵抗R₅が並列接続されている。
したがって、タイマー回路IC₁は、トランジスタQ₁のオ
ン期間t₁を決定する回路として働くものである。

次に、トランジスタQ₂の制御回路については、トラン
ジスタQ₁の制御回路と同様の回路構成であるので、回路
要素の対応関係のみを説明する。抵抗R₃,R₄は抵抗R₁,R₂
に、抵抗R₇,R₈は抵抗R₅,R₆に、トランジスタQ₅,Q₆はト
ランジスタQ₃,Q₄に、タイマー回路IC₂はタイマー回路IC
₁に、コンデンサC₄はコンデンサC₃に、トランジスタQ₉,
Q₁₀はトランジスタQ₇,Q₈に、抵抗R₁₅及びR₁₆は抵抗R₁₃
に、抵抗R₁₇は抵抗R₁₄に、直流電源E₃は直流電源E₂にそ
れぞれ対応している。

本実施例では、トランジスタQ₁,Q₂の両端電圧が０ボ
ルトと電源電圧とが交番する矩形波であることを利用し
て、そのベルト変化をトリガとしてタイマー回路IC₁,IC
₂を動作させ、タイマー出力により各トランジスタQ₁,Q₂
にオン信号を与えるようにしたものである。このような
回路では、トランジスタQ₁,Q₂の素子電圧に対して素子
電流が遅れ位相となる必要があり、それには負荷回路が
誘導性に設計されている必要がある。つまり、負荷回路
が誘導性であれば、トランジスタQ₂がオンしている状態
では、直流電源E₁から、コンデンサC₁、放電灯ｌ、イン
ダクタＬ、トランジスタQ₂を通って、直流電源Ｅに戻る
経路で電流が流れているが、この状態からトランジスタ
Q₂がオフすると、インダクタＬに蓄積されたエネルギー
により、インダクタＬから、トランジスタQ₁の逆並列ダ
イオード、コンデンサC₁、放電灯ｌを通ってインダクタ
Ｌに戻る経路に電流が流れ、その後、トランジスタQ₁が
正方向にオンすることになる。次に、トランジスタQ₁が
オフすると、インダクタＬの蓄積エネルギーは、インダ
クタＬから、放電灯ｌ、コンデンサC₁、直流電源E₁、ト
ランジスタQ₂の逆並列ダイオードを通って、インダクタ
Ｌに戻る経路で放出され、その後、トランジスタQ₂が正
方向にオンすることになる。

このように、負荷回路が誘導性の場合には、トランジ
スタQ₁,Q₂とその逆並列ダイオードの各ペアをそれぞれ
一つの双方向性スイッチと考えると、この双方向性スイ
ッチがオンするときは必ず、逆並列ダイオードの方から
オンすることになる。したがって、一方のトランジスタ
のオン信号は、他方のトランジスタがオフした後、前記
一方のトランジスタにおける逆並列ダイオードの逆方向
電流が流れ終わるまでに与えれば良い。本実施例の制御
回路はこの原理を利用したものであり、高電位側のトラ
ンジスタQ₁と低電位側のトランジスタQ₂を独立した制御
回路により制御することが可能とされている。なお、上
記回路の更に詳細な動作については特願昭62−6492号に
開示されている。

タイマー回路TMは始動制御用であり、電源投入後、一
定時間はトランジスタQ₁₁,Q₁₂をオン状態とし、その後
はトランジスタQ₁₁,Q₁₂をオフ状態とする。したがっ
て、電源投入後の一定時間においては、トランジスタQ₁
のオン期間t₁は抵抗R₁₃で決まり、トランジスタQ₂のオ
ン期間t₂は抵抗（R₁₅＋R₁₆）で決まる。上述のように、
R₁₃＝R₁₅＋R₁₆であるので、トランジスタQ₁,Q₂のオン期
間t₁,t₂は等しくなる。このときのスイッチング周波数
は、放電灯ｌの両端電圧が始動電圧よりも低くなるよう
に設定されるので、放電灯ｌは予熱状態となる。この状
態での動作波形を第５図（ａ）に示す。

次に、タイマー回路TMが上記一定時間の計時を終える
と、トランジスタQ₁₁,Q₁₂がオフ状態となるので、トラ
ンジスタQ₁のオン期間t₁は抵抗（R₁₃＋R₁₄）で決まり、
トランジスタQ₂のオン期間t₂は抵抗（R₁₅＋R₁₆＋R₁₇）
で決まる。上述のように、R₁₄＝R₁₇であるので、この場
合にもトランジスタQ₁,Q₂のオン期間t₁,t₂は等しくな
る。このときのスイッチング周波数は、トランジスタ
Q₁,Q₂のオン期間t₁,t₂が長くなるので、予熱状態でのス
イッチング周波数よりも低くなり、無負荷状態における
LC直列共振回路の共振周波数の近傍に設定される。これ
により、放電灯ｌの両端電圧は始動電圧を越えることに
なり、放電灯ｌは始動して点灯状態となる。この状態で
の動作波形を第５図（ｂ）に示す。

次に、調光信号によりトランジスタQ₁₃がオン状態に
なると、トランジスタQ₂のオン期間t₂は抵抗R₁₅で決ま
る。一方、トランジスタQ₁のオン期間t₁は抵抗（R₁₃＋R
₁₄）で決まるので、トランジスタQ₂のオン期間t₂はトラ
ンジスタQ₁のオン期間t₁よりも短くなる。つまり、トラ
ンジスタQ₁,Q₂のオン期間がアンバランスになるので、
デューティ制御方式によりインバータ回路の出力電力が
低減され、放電灯ｌは調光状態となる。この状態での動
作波形を第５図（ｃ）に示す。

具体的には、第１図に示す回路定数において、予熱時
にt₁＝t₂≒6.8μsecとなるように設計すれば、予熱電流
はIph＝620mAとなる。また、調光時にt₁≒11μsec、t₂
≒5.2μsecとなるように設計すれば、ランプ電流はIla
＝177mAとなる。このように、予熱時には周波数制御方
式で予熱電流を設定し、調光時にはデューティ制御方式
でランプ電流を設定すれば、いずれの場合にも最適の制
御状態が得られるものである。

なお、第４図に示す回路において、トランジスタQ₁₃
に与える調光信号は連続的に変化するアナログ信号であ
っても良い。この場合には、連続的な調光が可能にな
る。

［実施例２］第６図は本発明の第２実施例の回路図であり、第７図
はその動作波形図である。本実施例において、インバー
タ回路の構成は第１図に示す回路構成と同様である。た
だし、トランジスタQ₁,Q₂としてパワーMOSFETに代えて
バイポーラトランジスタを用いているので、各々に逆並
列ダイオードD₁,D₂を接続している。トランジスタQ₁に
は駆動回路１から第１の矩形波信号が与えられ、トラン
ジスタQ₂には駆動回路２から第２の矩形波信号が与えら
れる。第１及び第２の矩形波信号の周波数やオン・デュ
ーティは、制御回路３により制御される。検出回路４は
周囲温度が所定温度以下のときには、低温検出信号を制
御回路３に与えるものである。制御回路３は基本的にデ
ューティ制御方式によりインバータ回路を制御するもの
であるが、検出回路４から低温検出信号が得られたとき
には、予熱時にのみ周波数制御方式でインバータ回路を
制御する。第７図（ａ），（ｂ），（ｃ）は低温検出信
号が無い場合における予熱時、全点灯時、調光時の動作
波形であり、第７図（ｄ）は低温検出信号が得られた場
合における予熱時の動作波形である。このように、本実
施例にあっては、周囲温度が所定温度以下のときには、
予熱時のインバータ回路の制御方式をデューティ制御で
はなく、周波数制御としたので、周囲温度が高い場合に
比べて予熱電流の供給量を増大させることができる。し
たがって、周囲温度が低くても良好な始動特性が得られ
るものである。

［発明の効果］本発明によれば、放電灯のフィラメントの非電源側端
子間にコンデンサを並列的に接続され、電源側端子間に
他のコンデンサを介して高周波電圧を印加されるインバ
ータ式の放電灯点灯装置において、予熱時にはスイッチ
ング周波数を主として制御するようにしたから、放電灯
の両端電圧を高くし過ぎることなく、十分な予熱電流を
流すことができ、調光時にはスイッチング素子のオン期
間の比率を主として制御するようにしたから、スイッチ
ング周波数を高くし過ぎることなく、ランプ電流を絞る
ことができ、これによって、予熱制御時にも調光制御時
にも最適の制御状態を実現することができるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明のための回路図、第２図
（ａ），（ｂ）及び第３図（ａ）乃至（ｅ）は同上の動
作波形図、第４図は本発明の第１実施例の回路図、第５
図は同上の動作波形図、第６図は本発明の第２実施例の
回路図、第７図は同上の動作波形図、第８図は従来例の
回路図、第９図は同上の動作説明図、第10図は他の従来
例の回路図である。 E₁は直流電源、Q₁,Q₂はトランジスタ、C₁,C₂はコンデン
サ、Ｌはインダクタ、ｌは放電灯である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１及び第２のスイッチング素子を直列的
に接続した回路を直流電源に並列的に接続し、第１及び
第２のスイッチング素子を交互にオン・オフさせること
によりスイッチング素子の両端に発生する高周波電圧を
第１のコンデンサを介して熱陰極型放電灯のフィラメン
トの電源側端子間に印加し、前記放電灯のフィラメント
の非電源側端子間には第２のコンデンサを並列的に接続
して成るインバータ式の点灯装置において、予熱時には
第１及び第２のスイッチング素子のオン期間を略等しく
してスイッチング周波数を主として制御し、調光時には
第１及び第２のスイッチング素子のオン期間の比率を主
として制御する手段を設けたことを特徴とする放電灯点
灯装置。