JP3429538B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、商用交流電源を整流・
平滑した直流電源を高周波に変換して負荷に供給するイ
ンバータ装置に関するものであり、例えば、放電灯の高
周波点灯装置の電子安定器に利用されるものである。

【０００２】

【従来の技術】図１７は従来のインバータ装置の回路図
である。図中、１１は昇圧チョッパー、１２はハーフブ
リッジインバータ、１３は突入電流抑制回路である。以
下、その回路構成について説明する。交流電源Ｖｓはフ
ィルタ回路ＦＴを介してダイオードブリッジＤＢの交流
入力端子に接続されている。ダイオードブリッジＤＢの
直流出力端子には、インダクタＬ２とトランジスタＱ３
の直列回路が突入電流抑制回路３を介して接続されてい
る。トランジスタＱ３の両端には、ダイオードＤ３を介
して平滑用のコンデンサＣ１が接続されている。コンデ
ンサＣ１の両端には、トランジスタＱ１，Ｑ２の直列回
路とコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路が並列的に接続さ
れている。各トランジスタＱ１，Ｑ２には、それぞれダ
イオードＤ１，Ｄ２が逆並列接続されている。トランジ
スタＱ１，Ｑ２の接続点とコンデンサＣ３，Ｃ４の接続
点の間には、共振用のインダクタＬ１を介して負荷とし
て放電灯Ｌａが接続されている。放電灯Ｌａのフィラメ
ントの非電源側端子間には、共振用のコンデンサＣ２が
並列接続されている。ハーフブリッジインバータ１２で
は、トランジスタＱ１，Ｑ２は交互にオン・オフ動作
し、インダクタＬ１とコンデンサＣ２の共振作用により
放電灯Ｌａに高周波の正弦波電圧が印加される。また、
昇圧チョッパー１１では、トランジスタＱ３はオン・オ
フ動作し、トランジスタＱ３のオン時にはインダクタＬ
２に電源電圧に応じた電磁エネルギーを蓄え、トランジ
スタＱ３のオフ時に電源電圧とインダクタＬ２の誘起電
圧を重畳してコンデンサＣ１を充電する。フィルタ回路
ＦＴは昇圧チョッパー１１に流れるスイッチング電流の
高周波分を除去する。突入電流抑制回路１３は、具体的
には図１８に示すようにサイリスタＱ５を用いたものが
一般的である。この回路では、抵抗Ｒと並列に接続され
たサイリスタＱ５は電源投入時にはオフされており、電
源投入後、所定時間が経過すると、タイマー回路１５に
よりトリガーされて、サイリスタＱ５がオンされる。し
たがって、電源投入後、所定時間は抵抗Ｒにより突入電
流が抑制されるものであり、所定時間の経過後は、抵抗
Ｒと並列に接続されたサイリスタＱ５が導通することに
より、抵抗Ｒによる電力ロスが低減されるものである。
また、図１９に示すように、バイポーラトランジスタ等
のスイッチング素子Ｑ４を接続しただけの回路もあり、
この場合には、電源電圧の０ボルト付近でスイッチング
素子Ｑ４をオンさせるゼロクロス・スイッチングが行わ
れることが一般的である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】このようなインバータ
装置の課題として、入力電流歪みの改善、電源投入
時の突入電流の抑制の２つが挙げられ、更に世界中の
広範囲な電源電圧に対応すること（例えば１００Ｖ、２
００Ｖ、２４０Ｖの全てに使用可能とすること）等も要
求されるようになっている。このうち、課題の入力電
流歪みの改善については、昇圧チョッパーがほぼ電源電
圧に比例した電流を流すので満足する。また、課題の
電源投入時の突入電流の抑制については、突入電流抑制
回路により満足することができる。さらに、課題の世
界中の広範囲な電源電圧に対応することについては、昇
圧チョッパーの出力電圧、すなわち、コンデンサＣ１の
電圧を電源電圧によらず、一定化するように制御すれば
良い。ただし、この制御は昇圧チョッパーにおけるトラ
ンジスタＱ３のオンデューティ又はスイッチング周波数
を変えることで行うものであるが、この変化幅を相当広
くせねばならず、制御回路が複雑になる。さらに、これ
に加えてインバータの出力を変化させる、すなわち、負
荷が変動する場合にも適用しようとすると、さらに制御
は複雑になり、設計も困難になる。また、図１７の従来
例では、入力電流歪みを改善するために、昇圧チョッパ
ーが必要となり、突入電流抑制のためにサイリスタ等を
設けているため、インバータ以外にスイッチング素子が
２個必要であり、コストが高くなり、回路が複雑とな
る。

【０００４】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、入力電流歪みを
改善し、電源投入時の突入電流を抑制し、広範囲の電源
電圧に対応できる簡単な構成のインバータ装置を提供す
ることにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】請求項１のインバータ装
置にあっては、上記の課題を解決するために、図２に示
すように、交流電源Ｖｓを全波整流する全波整流器ＤＢ
と、全波整流器ＤＢの一方の整流出力端に一端を接続さ
れたインダクタＬ２と、全波整流器ＤＢの他方の整流出
力端と前記インダクタＬ２の他端の間に全波整流器ＤＢ
の整流出力と順方向が一致するように接続された第１の
スイッチング素子Ｑ３と、全波整流器ＤＢの整流出力と
逆方向となるように一端を前記インダクタＬ２の一端に
接続された第１のダイオードＤ５と、第１のダイオード
Ｄ５の他端と前記インダクタＬ２の他端の間に接続され
た平滑コンデンサＣ１と、第１のダイオードＤ５の他端
と平滑コンデンサＣ１の接続点に一端を接続されて平滑
コンデンサＣ１を充電する方向に配置された第２のダイ
オードＤ２と、第２のダイオードＤ２の他端と全波整流
器ＤＢの前記他方の整流出力端の間に順方向が第２のダ
イオードＤ２と一致するように接続された第２のスイッ
チング素子Ｑ２と、第２のダイオードＤ２と第２のスイ
ッチング素子Ｑ２の直列回路に逆並列に接続された第３
のダイオードＤ４と、第１のスイッチング素子Ｑ３と順
方向が逆になるように直列接続されると共に第１のスイ
ッチング素子Ｑ３と第３のダイオードＤ４および平滑コ
ンデンサＣ１の直列回路と並列接続されて、第１のスイ
ッチング素子Ｑ３がオンされたときに平滑コンデンサＣ
１が短絡されることを防止するための第４のダイオード
Ｄ３と、第２のダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ１の
直列回路に並列に接続されると共に第２のスイッチング
素子Ｑ２と順方向が一致するように直列に接続された第
３のスイッチング素子Ｑ１と、前記平滑コンデンサＣ１
と並列に接続された２個のコンデンサＣ３，Ｃ４の直列
回路と、前記２個のコンデンサＣ３，Ｃ４の接続点と第
２および第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ１の接続点と
の間に接続されて第２および第３のスイッチング素子Ｑ
２，Ｑ１のオン・オフ動作により生じる高周波の電圧振
動により駆動される負荷回路と、第１、第２および第３
のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ２，Ｑ１のオン・オフ動作
を制御する制御回路Ｓとを備え、前記制御回路Ｓは、第
１のスイッチング素子Ｑ３がオフのままで第２および第
３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ１が交互にオン・オフ動
作を繰り返す第１の制御と、第３のスイッチング素子Ｑ
１が第１および第２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ２と交
互にオン・オフ動作を繰り返す第２の制御と、第２のス
イッチング素子Ｑ２が第１および第３のスイッチング素
子Ｑ３，Ｑ１と交互にオン・オフ動作を繰り返す第３の
制御とを切り替え可能としたことを特徴とするものであ
る。図１は本発明を概念的に説明するために図２に示す
回路を機能面からブロック化して示した説明図である。
図１の昇圧又は昇降圧チョッパー回路１は、図２の全波
整流器ＤＢ、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ３、
ダイオードＤ３，Ｄ５で構成される回路に対応してお
り、交流電源Ｖｓを整流してスイッチング素子Ｑ３とイ
ンダクタＬ２を用いて平滑コンデンサＣ１に平滑直流電
圧を出力する。この平滑直流電圧を高周波に変換して負
荷３に供給するインバータ回路２は、図２のスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ４および
コンデンサＣ３，Ｃ４で構成される回路に対応してお
り、このインバータ回路２は降圧チョッパーを兼用する
スイッチング素子Ｑ２を有している。制御回路４は前記
昇圧又は昇降圧チョッパー回路１のスイッチング素子Ｑ
３とインバータ回路２のスイッチング素子Ｑ２のオン・
オフのタイミングを制御して、降圧、昇降圧、昇圧のい
ずれのチョッパー回路としても動作させ得るように、上
述の第１、第２、第３の制御を切り替え可能としてい
る。

【０００６】

【作用】本発明の作用を図２の回路について説明する。
第１の制御では、第１のスイッチング素子Ｑ３がオフの
ままで第２および第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ１が
交互にオン・オフ動作を繰り返す。この場合、第２のス
イッチング素子Ｑ２がオンすると、全波整流器ＤＢ、イ
ンダクタＬ２、ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ１、
ダイオードＤ２、第２のスイッチング素子Ｑ２、全波整
流器ＤＢを通る経路で電流が流れて、平滑コンデンサＣ
１を充電しつつ、インダクタＬ２にエネルギーを蓄積す
る。第２のスイッチング素子Ｑ２がオフすると、インダ
クタＬ２、ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ１、ダイ
オードＤ５、インダクタＬ２を通る経路で電流が流れ
て、インダクタＬ２の誘起電圧で平滑コンデンサＣ１を
充電する。すなわち、第１の制御では第２のスイッチン
グ素子Ｑ２は降圧チョッパー用のスイッチング素子とし
て作用する。第２の制御では、第３のスイッチング素子
Ｑ１が第１および第２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ２と
交互にオン・オフ動作を繰り返す。この場合、第１およ
び第２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ２がオンすると、全
波整流器ＤＢ、インダクタＬ２、第１のスイッチング素
子Ｑ３、全波整流器ＤＢを通る経路で電流が流れて、イ
ンダクタＬ２にエネルギーを蓄積する。また、第１およ
び第２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ２がオフすると、イ
ンダクタＬ２、ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ１、
ダイオードＤ５、インダクタＬ２を通る経路で電流が流
れて、インダクタＬ２の誘起電圧で平滑コンデンサＣ１
を充電する。すなわち、第２の制御では第１のスイッチ
ング素子Ｑ３は昇降圧チョッパー用のスイッチング素子
として作用する。第３の制御では、第２のスイッチング
素子Ｑ２が第１および第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ
１と交互にオン・オフ動作を繰り返す。この場合、第１
のスイッチング素子Ｑ３がオン、第２のスイッチング素
子Ｑ２がオフすると、全波整流器ＤＢ、インダクタＬ
２、第１のスイッチング素子Ｑ３、全波整流器ＤＢを通
る経路で電流が流れて、インダクタＬ２にエネルギーを
蓄積する。また、第１のスイッチング素子Ｑ３がオフ、
第２のスイッチング素子Ｑ２がオンすると、全波整流器
ＤＢ、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、平滑コンデン
サＣ１、ダイオードＤ２、第２のスイッチング素子Ｑ
２、全波整流器ＤＢを通る経路で電流が流れて、インダ
クタＬ２の誘起電圧を電源電圧に重畳して平滑コンデン
サＣ１を充電する。すなわち、第３の制御では第１のス
イッチング素子Ｑ３は昇圧チョッパー用のスイッチング
素子として作用する。なお、第１、第２、第３の制御の
いずれにおいても、第２および第３のスイッチング素子
Ｑ２，Ｑ１は交互にオン・オフ動作を繰り返すことにな
るので、平滑コンデンサＣ１と並列に接続された２個の
コンデンサＣ３，Ｃ４の接続点と第２および第３のスイ
ッチング素子Ｑ２，Ｑ１の接続点との間に接続された負
荷回路は、第２および第３のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ
１のオン・オフ動作により生じる高周波の電圧振動によ
り駆動される。本発明によれば、上述のように、第１、
第２、第３の制御を切り替えることにより、降圧、昇降
圧、昇圧の各チョッパー動作を行うことができるので、
昇圧チョッパー又は昇降圧チョッパーのいずれかの動作
を行うことにより入力電流歪みを改善することができ、
また、降圧チョッパー又は昇降圧チョッパーのいずれか
の動作を行うことにより突入電流を抑制することができ
る。さらに、複数のチョッパー動作を切り換えること
で、広範囲の電源電圧に対応することができる。また、
本発明は、昇圧又は昇降圧チョッパー回路１のインダク
タが従来例における突入電流抑制回路３を兼用してい
る。本発明の更に詳しい作用については、以下に述べる
実施例の説明において詳述される。

【０００７】

【実施例】図２は本発明の第１実施例の回路図である。
以下、その回路構成について説明する。交流電源Ｖｓは
フィルタ回路ＦＴを介してダイオードブリッジＤＢの交
流入力端子に接続されている。ダイオードブリッジＤＢ
の直流出力端子には、インダクタＬ２とトランジスタＱ
３の直列回路が接続されている。インダクタＬ２の両端
には、ダイオードＤ３，Ｄ５を介してコンデンサＣ１が
接続されている。コンデンサＣ１の両端には、コンデン
サＣ３，Ｃ４の直列回路が並列接続されると共に、トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２の直列回路がダイオードＤ４を介し
て並列接続されている。トランジスタＱ１にはダイオー
ドＤ１が逆並列接続されている。トランジスタＱ２とダ
イオードＤ４の直列回路にはダイオードＤ２が逆並列接
続されている。トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と、コ
ンデンサＣ３，Ｃ４の接続点の間に、共振用のインダク
タＬ１を介して放電灯Ｌａが接続されている。放電灯Ｌ
ａのフィラメントの非電源側端子間には共振用のコンデ
ンサＣ２が並列接続されている。トランジスタＱ１，Ｑ
２，Ｑ３は制御回路Ｓによりそれぞれオン・オフ制御さ
れている。トランジスタＱ３が昇圧チョッパー、昇降圧
チョッパーとして作用するスイッチング素子であり、ト
ランジスタＱ２が降圧チョッパーとして作用するスイッ
チング素子である。そして、トランジスタＱ１，Ｑ２は
インバータとして作用するスイッチング素子である。本
実施例では、制御回路ＳによりトランジスタＱ１，Ｑ
２，Ｑ３の相互のタイミングを制御し、降圧チョッパ
ー、昇降圧チョッパー、昇圧チョッパーのいずれにも動
作させ得るものである。

【０００８】以下、本実施例の動作について説明する。
まず、降圧チョッパー動作について説明する。この動作
での制御信号は図３のようになり、トランジスタＱ３は
常にオフである。また、トランジスタＱ１，Ｑ２は交互
にオン・オフする。トランジスタＱ２がオンのときは、
図６に示すように、ダイオードブリッジＤＢ、インダク
タＬ２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ１、ダイオード
Ｄ２、トランジスタＱ２、ダイオードブリッジＤＢを通
る経路で電流が流れて、コンデンサＣ１を充電しつつ、
インダクタＬ２にエネルギーを蓄積する。トランジスタ
Ｑ２がオフのときは、図７に示すように、インダクタＬ
２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ１、ダイオードＤ
５、インダクタＬ２を通る経路で電流が流れて、インダ
クタＬ２の誘起電圧でコンデンサＣ１を充電する。そし
て、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２を相反するよ
うにオン・オフさせることにより、ハーフブリッジイン
バータが動作し、負荷に高周波を出力することができ
る。なお、図６〜図１１では、動作に無関係の素子は図
示を省略してある。

【０００９】次に、昇降圧チョッパー動作について説明
する。この動作での制御信号は図４のようになり、トラ
ンジスタＱ３とトランジスタＱ２は同期してオン・オフ
する。トランジスタＱ３，Ｑ２がオンのときは、図８に
示すように、ダイオードブリッジＤＢ、インダクタＬ
２、トランジスタＱ３、ダイオードブリッジＤＢを通る
経路で電流が流れて、インダクタＬ２にエネルギーを蓄
積する。また、トランジスタＱ３，Ｑ２がオフのとき
は、図９に示すように、インダクタＬ２、ダイオードＤ
３、コンデンサＣ１、ダイオードＤ５、インダクタＬ２
を通る経路で電流が流れて、インダクタＬ２の誘起電圧
でコンデンサＣ１を充電する。すなわち、トランジスタ
Ｑ３は昇降圧チョッパー用のスイッチング素子として作
用する。そして、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２
を相反するようにオン・オフさせることにより、ハーフ
ブリッジインバータが動作し、負荷に高周波を出力する
ことができる。

【００１０】次に、昇圧チョッパー動作について説明す
る。この動作での制御信号は図５のようになり、トラン
ジスタＱ３とトランジスタＱ２は反転してオン・オフす
る。トランジスタＱ３がオン、トランジスタＱ２がオフ
のときは、図１０に示すように、ダイオードブリッジＤ
Ｂ、インダクタＬ２、トランジスタＱ３、ダイオードブ
リッジＤＢを通る経路で電流が流れて、インダクタＬ２
にエネルギーを蓄積する。また、トランジスタＱ３がオ
フ、トランジスタＱ２がオンのときは、図１１に示すよ
うに、ダイオードブリッジＤＢ、インダクタＬ２、ダイ
オードＤ３、コンデンサＣ１、ダイオードＤ２、トラン
ジスタＱ２、ダイオードブリッジＤＢを通る経路で電流
が流れて、インダクタＬ２の誘起電圧を電源電圧に重畳
してコンデンサＣ１を充電する。そして、トランジスタ
Ｑ１とトランジスタＱ２を相反するようにオン・オフさ
せることにより、ハーフブリッジインバータが動作し、
負荷に高周波を出力することができる。

【００１１】以上のように、トランジスタＱ３を常にオ
フすれば、降圧チョッパーとして動作し、トランジスタ
Ｑ３をトランジスタＱ２と同期してオン・オフさせれ
ば、昇降圧チョッパーとして動作し、トランジスタＱ３
をトランジスタＱ２と反転してオン・オフさせれば、昇
圧チョッパーとして動作することが分かる。したがっ
て、トランジスタＱ３のオン・オフ、又はトランジスタ
Ｑ３とトランジスタＱ２の同期・反転を制御回路Ｓで制
御すれば、上記いずれのチョッパーとしても働く。

【００１２】したがって、例えば、電源投入時の突入電
流を抑制するには、コンデンサＣ１が充電されるまでは
トランジスタＱ３をオフさせて、トランジスタＱ１とト
ランジスタＱ２だけをオン・オフさせれば、降圧チョッ
パーの作用で、突入電流を抑制することができる。特
に、トランジスタＱ２のオン時間を適度に変化させて、
徐々にコンデンサＣ１が充電されるように制御すれば効
果的である。また、コンデンサＣ１を充電した後の定常
時においては、トランジスタＱ３をトランジスタＱ２と
相反するようにオン・オフさせることにより、昇圧チョ
ッパーとして動作し、入力電流歪みが改善される。そし
て、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２は相反してオ
ン・オフさせて、インバータとして動作させる。

【００１３】また、広範囲の電源電圧に対応するには、
２００Ｖのときには、トランジスタＱ３をトランジスタ
Ｑ２と同期してオン・オフ動作させて昇降圧チョッパー
動作を行い、１００Ｖのときには、トランジスタＱ３を
トランジスタＱ２と反転してオン・オフ動作させて昇圧
チョッパー動作を行うことにより、コンデンサＣ１の電
圧が同じになるように制御すれば良い。このようにすれ
ば、従来例に比べて制御が格段に容易になる。これによ
って、従来例に比べて、主回路の部品点数は殆ど増やさ
ずに、インバータとチョッパーのスイッチング素子のオ
ン・オフのタイミングを変えるだけで昇圧、昇降圧、降
圧の３種類のチョッパー動作が可能である。

【００１４】次に、定常時の出力制御を行うには、トラ
ンジスタＱ１、トランジスタＱ２は常に一定の周波数で
オン・オフし、インバータ動作させる。トランジスタＱ
３とトランジスタＱ２の位相差を０度〜１８０度（１８
０度〜３６０度）の間で連続的に変化可能にする。トラ
ンジスタＱ３とトランジスタＱ２が同期してオン・オフ
動作するときには、位相差が０度となり、昇降圧チョッ
パーとして動作する。トランジスタＱ３とトランジスタ
Ｑ２が反転してオン・オフ動作するときには、位相差が
１８０度となり、昇圧チョッパーとして動作する。い
ま、トランジスタＱ３とトランジスタＱ２の位相差θが
０度〜１８０度又は１８０度〜３６０度のときには、昇
圧チョッパーと昇降圧チョッパーの中間的な動作とな
る。これらの動作の違いは、コンデンサＣ１に得られる
直流電圧Ｖｄｃの違いになって現れる。簡単のため、昇
圧チョッパー動作のときにＶｄｃ＝３００Ｖ、昇降圧チ
ョッパー動作のときにＶｄｃ＝１５０Ｖとすると、トラ
ンジスタＱ３とトランジスタＱ２の位相差θを変えるこ
とでコンデンサＣ１に得られる直流電圧Ｖｄｃは１５０
〜３００Ｖの範囲で変化させることができる。

【００１５】コンデンサＣ１はインバータの直流電源と
なっており、インバータの発振周波数が一定であれば、
その出力はほぼ入力直流電圧の大きさに比例して変化す
る。したがって、トランジスタＱ３とトランジスタＱ２
の位相差を変化させることでコンデンサＣ１に得られる
直流電圧Ｖｄｃの大きさを変化させることができ、この
ため、インバータの出力も変化する。すなわち、インバ
ータの出力をトランジスタＱ３とトランジスタＱ２の位
相差によって制御でき、トランジスタＱ１、トランジス
タＱ２の周波数を変える必要がなく、制御回路が簡単化
される。

【００１６】上述のチョッパー動作の切換えは交流電源
Ｖｓの１００Ｖ、２００Ｖの定格による切換えだけでな
く、商用周期内での電源電圧の変化に応じて切換えても
よい。例えば、電源電圧のピーク値をＶｐとしたとき、
電源電圧がＶｐ／２より低いときには昇圧チョッパー動
作、Ｖｐ／２より高いときには昇降圧チョッパー動作と
するような制御をしても良い。以上の制御例は、以下の
実施例においても適用可能であり、また、ここで述べて
いない制御例についても一部の実施例を除いて適用可能
である。本実施例では負荷は放電灯としているが、放電
灯に限定するものではなく、また、インダクタＬ１とコ
ンデンサＣ２の共振回路に限定する必要もない。

【００１７】図１２は本発明の第２実施例の回路図であ
る。図２の実施例に比べると、ダイオードＤ３の接続箇
所がトランジスタＱ１の側からトランジスタＱ２の側に
変わった点が異なる。ダイオードＤ３は、トランジスタ
Ｑ３がオンのときにコンデンサＣ１が短絡することを防
止するためのものであり、その接続箇所はトランジスタ
Ｑ１、トランジスタＱ２のどちらの側でも良い。その他
の構成及び動作については、図２の実施例と同様であ
る。

【００１８】図１３は本発明の第３実施例の回路図であ
る。図１２の実施例において、インダクタＬ２をダイオ
ードブリッジＤＢの負極側へ接続したものである。その
場合、ダイオードＤ４はトランジスタＱ１の側に接続す
る必要がある。また、ダイオードＤ５は図示されたよう
に接続される。ダイオードＤ３については、トランジス
タＱ１の側に接続しているが、これは、上述のようにト
ランジスタＱ２の側に接続しても良い。本実施例では、
トランジスタＱ１が降圧チョッパーのスイッチング素子
として作用する。したがって、図２の実施例において述
べたトランジスタＱ２の動作は、本実施例のトランジス
タＱ１の動作にもそのまま適用される。すなわち、トラ
ンジスタＱ１、トランジスタＱ２は交互にオン・オフし
ており、トランジスタＱ３を常にオフすれば降圧チョッ
パーとして動作し、トランジスタＱ３とトランジスタＱ
１を同期してオン・オフ動作させれば、昇降圧チョッパ
ーとして動作し、トランジスタＱ３とトランジスタＱ１
を反転してオン・オフ動作させれば、昇圧チョッパーと
して動作する。なお、ダイオードＤ３はトランジスタＱ
２の側でもよいが、図１３の実施例のように、トランジ
スタＱ１の側とすれば、トランジスタＱ２、トランジス
タＱ３のエミッタが共通となり、駆動は簡単となるの
で、制御回路の構成も簡単となる。

【００１９】図１４は本発明の第４実施例の回路図であ
る。本実施例では、変形ハーフブリッジインバータに本
発明を応用したものであり、トランジスタＱ２が降圧チ
ョッパー用のスイッチング素子として動作している。ダ
イオードＤ３，Ｄ５の役割は、図２の実施例と同じもの
には同じ記号を付している。また、トランジスタＱ１、
トランジスタＱ２、トランジスタＱ３の関係は図２の実
施例と同じである。

【００２０】図１５は本発明の第５実施例の回路図であ
る。本実施例では、図１４のインダクタＬ２をダイオー
ドブリッジＤＢの負極側に接続したものである。トラン
ジスタＱ１は降圧チョッパー用のスイッチング素子とし
て動作している。ダイオードＤ３，Ｄ５の役割は、図１
４の実施例と同じものには同じ記号を付している。

【００２１】図１６は本発明の第６実施例の回路図であ
る。本実施例は、一石インバータへの応用例であり、ト
ランジスタＱ１がオン・オフすることで負荷に高周波電
力が出力される。一石インバータはスイッチング素子が
１個なので、必然的にトランジスタＱ１が降圧チョッパ
ー用のスイッチング素子となる。まず、降圧チョッパー
動作について説明すると、トランジスタＱ３は常にオフ
であり、トランジスタＱ１がオンのときには、ダイオー
ドブリッジＤＢ、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、コ
ンデンサＣ１、ダイオードＤ１、トランジスタＱ１、ダ
イオードブリッジＤＢを通る経路で電流が流れる。ま
た、トランジスタＱ１がオフのときには、インダクタＬ
２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ１、ダイオードＤ
５、インダクタＬ２を通る経路で電流が流れる。トラン
ジスタＱ１は降圧チョッパーのスイッチング素子として
作用すると同時に、インバータのスイッチング素子とし
ても働き、負荷に高周波電力を与える。次に、昇降圧チ
ョッパー動作について説明する。トランジスタＱ３がオ
ン、トランジスタＱ１もオンのときには、ダイオードブ
リッジＤＢ、インダクタＬ２、トランジスタＱ３、ダイ
オードブリッジＤＢを通る経路で電流が流れる。また、
トランジスタＱ３がオフ、トランジスタＱ１もオフのと
きには、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、コンデンサ
Ｃ１、ダイオードＤ５、インダクタＬ２を通る経路で電
流が流れる。次に、昇圧チョッパー動作について説明す
る。トランジスタＱ３がオン、トランジスタＱ１がオフ
のときには、ダイオードブリッジＤＢ、インダクタＬ
２、トランジスタＱ３、ダイオードブリッジＤＢを通る
経路で電流が流れる。また、トランジスタＱ３がオフ、
トランジスタＱ１がオンのときには、ダイオードブリッ
ジＤＢ、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、コンデンサ
Ｃ１、ダイオードＤ１、トランジスタＱ１、ダイオード
ブリッジＤＢを通る経路で電流が流れる。したがって、
トランジスタＱ３のオン・オフ、又はトランジスタＱ３
とトランジスタＱ１の同期・反転を制御回路Ｓで制御す
れば、上記いずれのチョッパーとしても働く。

【００２２】

【発明の効果】本発明によれば、上述のように、第１、
第２、第３の制御を切り替えることにより、降圧チョッ
パー、昇降圧チョッパー、昇圧チョッパーのいずれの回
路としても動作させることができる制御回路を有するこ
とで、入力電流歪みの改善、電源投入時の突入電流の抑
制及び広範囲の電源電圧への対応が可能で、且つ簡単な
構成のインバータ装置が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を概念的に説明するための説明図であ
る。

【図２】本発明の第１実施例の回路図である。

【図３】本発明の第１実施例の降圧チョッパー動作時の
制御信号の波形図である。

【図４】本発明の第１実施例の昇降圧チョッパー動作時
の制御信号の波形図である。

【図５】本発明の第１実施例の降圧チョッパー動作時の
制御信号の波形図である。

【図６】本発明の第１実施例の降圧チョッパー動作時の
回路図である。

【図７】本発明の第１実施例の降圧チョッパー動作時の
回路図である。

【図８】本発明の第１実施例の昇降圧チョッパー動作時
の回路図である。

【図９】本発明の第１実施例の昇降圧チョッパー動作時
の回路図である。

【図１０】本発明の第１実施例の昇圧チョッパー動作時
の回路図である。

【図１１】本発明の第１実施例の昇圧チョッパー動作時
の回路図である。

【図１２】本発明の第２実施例の回路図である。

【図１３】本発明の第３実施例の回路図である。

【図１４】本発明の第４実施例の回路図である。

【図１５】本発明の第５実施例の回路図である。

【図１６】本発明の第６実施例の回路図である。

【図１７】従来のチョッパー付きインバータ装置の回路
図である。

【図１８】従来の突入電流抑制回路付きのインバータ装
置の回路図である。

【図１９】従来の突入電流抑制回路付きの他のインバー
タ装置の回路図である。

【符号の説明】

Ｑ１〜Ｑ３ トランジスタ Ｌ１〜Ｌ３ インダクタ Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ Ｄ１〜Ｄ５ ダイオード ＤＢ ダイオードブリッジ ＦＴ フィルタ回路 Ｖｓ 交流電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｌ Ｕ 41/282 41/29 Ｃ

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を全波整流する全波整流器
   と、 全波整流器の一方の整流出力端に一端を接続されたイン
   ダクタと、 全波整流器の他方の整流出力端と前記インダクタの他端
   の間に全波整流器の整流出力と順方向が一致するように
   接続された第１のスイッチング素子と、 全波整流器の整流出力と逆方向となるように一端を前記
   インダクタの一端に接続された第１のダイオードと、 第１のダイオードの他端と前記インダクタの他端の間に
   接続された平滑コンデンサと、 第１のダイオードの他端と平滑コンデンサの接続点に一
   端を接続されて平滑コンデンサを充電する方向に配置さ
   れた第２のダイオードと、 第２のダイオードの他端と全波整流器の前記他方の整流
   出力端の間に順方向が第２のダイオードと一致するよう
   に接続された第２のスイッチング素子と、 第２のダイオードと第２のスイッチング素子の直列回路
   に逆並列に接続された第３のダイオードと、 第１のスイッチング素子と順方向が逆になるように直列
   接続されると共に第１のスイッチング素子と第３のダイ
   オードおよび平滑コンデンサの直列回路と並列接続され
   て、第１のスイッチング素子がオンされたときに平滑コ
   ンデンサが短絡されることを防止するための第４のダイ
   オードと、 第２のダイオードと平滑コンデンサの直列回路に並列に
   接続されると共に第２のスイッチング素子と順方向が一
   致するように直列に接続された第３のスイッチング素子
   と、 前記平滑コンデンサと並列に接続された２個のコンデン
   サの直列回路と、 前記２個のコンデンサの接続点と第２および第３のスイ
   ッチング素子の接続点との間に接続されて第２および第
   ３のスイッチング素子のオン・オフ動作により生じる高
   周波の電圧振動により駆動される負荷回路と、 第１、第２および第３のスイッチング素子のオン・オフ
   動作を制御する制御回路とを備え、 前記制御回路は、 第１のスイッチング素子がオフのままで第２および第３
   のスイッチング素子が交互にオン・オフ動作を繰り返す
   第１の制御と、 第３のスイッチング素子が第１および第２のスイッチン
   グ素子と交互にオン・オフ動作を繰り返す第２の制御
   と、 第２のスイッチング素子が第１および第３のスイッチン
   グ素子と交互にオン・オフ動作を繰り返す第３の制御と
   を切り替え可能としたことを特徴とするインバータ装
   置。
2. 【請求項２】 交流電源を全波整流する全波整流器
   と、 全波整流器の一方の整流出力端に一端を接続されたイン
   ダクタと、 全波整流器の他方の整流出力端と前記インダクタの他端
   の間に全波整流器の整流出力と順方向が一致するように
   接続された第１のスイッチング素子と、 全波整流器の整流出力と逆方向となるように一端を前記
   インダクタの一端に接続された第１のダイオードと、 第１のダイオードの他端と前記インダクタの他端の間に
   接続された平滑コンデンサと、 第１のダイオードの他端と平滑コンデンサの接続点に一
   端を接続されて平滑コンデンサを充電する方向に配置さ
   れた第２のダイオードと、 第２のダイオードの他端と全波整流器の前記他方の整流
   出力端の間に順方向が第２のダイオードと一致するよう
   に接続された第２のスイッチング素子と、 第２のダイオードと第２のスイッチング素子の直列回路
   に逆並列に接続された第３のダイオードと、 第１のスイッチング素子と順方向が逆になるように直列
   接続されると共に第１のスイッチング素子と第３のダイ
   オードおよび平滑コンデンサの直列回路と並列接続され
   て、第１のスイッチング素子がオンされたときに平滑コ
   ンデンサが短絡されることを防止するための第４のダイ
   オードと、 第２のダイオードと平滑コンデンサの直列回路に並列に
   接続されると共に第２のスイッチング素子と順方向が一
   致するように直列に接続された第３のスイッチング素子
   と、 第３のスイッチング素子と並列に接続されると共に第２
   のスイッチング素子と直列に接続されて第２および第３
   のスイッチング素子のオン・オフ動作により生じる高周
   波の電圧振動により駆動される負荷回路と、 第１、第２および第３のスイッチング素子のオン・オフ
   動作を制御する制御回路とを備え、 前記制御回路は、 第１のスイッチング素子がオフのままで第２および第３
   のスイッチング素子が交互にオン・オフ動作を繰り返す
   第１の制御と、 第３のスイッチング素子が第１および第２のスイッチン
   グ素子と交互にオン・オフ動作を繰り返す第２の制御
   と、 第２のスイッチング素子が第１および第３のスイッチン
   グ素子と交互にオン・オフ動作を繰り返す第３の制御と
   を切り替え可能としたことを特徴とするインバータ装
   置。
3. 【請求項３】 交流電源を全波整流する全波整流器
   と、 全波整流器の一方の整流出力端に一端を接続されたイン
   ダクタと、 全波整流器の他方の整流出力端と前記インダクタの他端
   の間に全波整流器の整流出力と順方向が一致するように
   接続された第１のスイッチング素子と、 全波整流器の整流出力と逆方向となるように一端を前記
   インダクタの一端に接続された第１のダイオードと、 第１のダイオードの他端と前記インダクタの他端の間に
   接続された平滑コンデンサと、 第１のダイオードの他端と平滑コンデンサの接続点に一
   端を接続されて平滑コンデンサを充電する方向に配置さ
   れた第２のダイオードと、 第２のダイオードの他端と全波整流器の前記他方の整流
   出力端の間に順方向が第２のダイオードと一致するよう
   に接続された第２のスイッチング素子と、 第２のダイオードと第２のスイッチング素子の直列回路
   に逆並列に接続された第３のダイオードと、 第１のスイッチング素子と順方向が逆になるように直列
   接続されると共に第１のスイッチング素子と第３のダイ
   オードおよび平滑コンデンサの直列回路と並列接続され
   て、第１のスイッチング素子がオンされたときに平滑コ
   ンデンサが短 絡されることを防止するための第４のダイ
   オードと、 第２のダイオードと平滑コンデンサの直列回路に並列に
   接続されたＬＣ共振回路と、 前記ＬＣ共振回路に並列接続されて第２のスイッチング
   素子のオン・オフ動作により生じる高周波の電圧振動に
   より駆動される負荷回路と、 第１および第２のスイッチング素子のオン・オフ動作を
   制御する制御回路とを備え、 前記制御回路は、 第１のスイッチング素子がオフのままで第２のスイッチ
   ング素子がオン・オフ動作を繰り返す第１の制御と、 第１および第２のスイッチング素子が同時にオン・オフ
   動作を繰り返す第２の制御と、 第１および第２のスイッチング素子が交互にオン・オフ
   動作を繰り返す第３の制御とを切り替え可能としたこと
   を特徴とするインバータ装置。