JPH0386084A - 電源装置 - Google Patents

電源装置

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JPH0386084A
JPH0386084A JP1220583A JP22058389A JPH0386084A JP H0386084 A JPH0386084 A JP H0386084A JP 1220583 A JP1220583 A JP 1220583A JP 22058389 A JP22058389 A JP 22058389A JP H0386084 A JPH0386084 A JP H0386084A
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JP
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circuit
capacitor
power supply
transistor
inductor
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JP1220583A
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Inventor
Minoru Maehara
稔 前原
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Panasonic Electric Works Co Ltd
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Matsushita Electric Works Ltd
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] 本発明は、交流電力を直流電力に変換し、この直流電力
をスイッチングして負荷に電力を供給する電源装置に関
するものである。
[従来の技術] 藍表鰹り 第8図は従来の電源装置(平成1年特許願第64465
号)の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。この回路は、スイッチング素子として、バイポー
ラ型のトランジスタQ、、Q。
を備えている。トランジスタQ1のエミッタは、トラン
ジスタQ2のコレクタに接続されている。
トランジスタQ、、Q2には、ダイオードD、、D2が
夫々逆並列接続されている。トランジスタQ1のコレク
タにはダイオードD3のカソードが接続され、ダイオー
ドD、のアノードはダイオードD、のカソードに接続さ
れ、ダイオードD、のアノードはトランジスタQ2のエ
ミッタに接続されている。
トランジスタQ、のコレクタには、コンデンサC2の一
端が接続され、コンデンサC2の他端はコンデンサC3
の一端に接続され、コンデンサC3の他端はトランジス
タQ2のエミッタに接続されている。トランジスタQ、
、Q2の接続点とコンデンサC2、C3の接続点の間に
は、放電灯点灯回路が接続されている。ここで、放電灯
点灯回路は、例えば蛍光灯のような熱陰極型放電灯1a
のフィラメントの電源側端子に限流及び共振用のインダ
クタL2を直列接続し、非電源側端子間に共振及び予熱
電流通電用のコンデンサC1を並列接続したものである
。放電灯1hの始動時にはコンデンサC4を介してフィ
ラメントに予熱電流が流れると共に、インダクタL、と
コンデンサC4の直列共振作用により放電灯/!aの両
端に高電圧が発生し、放電灯/aが点灯するものである
。トランジスタQ、、Q2の接続点と、ダイオードD 
! 、 D 4の接続点の間には、インダクタL、と高
周波除去用のフィルターFを介して交流電源Vsが接続
されている。
以下、この従来装置の動作について説明する。
トランジスタQ1のベース・エミッタ間には、第1の矩
形波信号が入力されており、トランジスタQ2のベース
・エミッタ間には、第1の矩形波信号が高レベルのとき
に低レベルとなり、第1の矩形波信号が低レベルのとき
に高レベルとなる第2の矩形波信号が入力されている。
これにより、トランジスタQ、、Q2は交互にオン・オ
フされる。
まず、交流電源Vsが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ、がオンすると、ダイオードD1、トランジス
タQ1、インダクタL1を通る経路で交流電源Vsから
インダクタし、に電流が流れ、その電流値は入力交流電
圧Vinの瞬時値に比例した傾きで増加していく、この
とき、トランジスタQはインバータ用のスイッチング素
子としても機能し、コンデンサC2からトランジスタQ
、を介して放電灯点灯回路に電流を流す。
次に、トランジスタQ1がオフすると、ダイオードD1
、コンデンサC2、放電灯点灯回路、インダクタ上1交
流電源Vsを通る経路、並びに、ダイオードD1、コン
デンサC2、Cs、ダイオードD2、インダクタL8、
交流電源Vsを通る経路で、インダクタし、のエネルギ
ーが放出され、コンデンサC2及びC3を充電する。こ
のとき、トランジスタQ2がオンしており、コンデンサ
Cコから放電灯点灯回路、トランジスタQ2を通る経路
で、上記とは逆方向に放電灯点灯回路に電流を流す。
このように、交流電源Vsが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタQ2
はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する
次に、交流電源Vsが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、インダクタL
1、トランジスタQ2、ダイオードD。
を通る経路で、インダクタL1に電流が流れ、その電流
値は入力交流電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで増加
して行く、このとき、トランジスタQ2はインバータ用
のスイッチング素子としても機能し、コンデンサC1か
ら放電灯点灯回路、トランジスタQ2を通る経路で放電
灯点灯回路に電流を流す。
次に、トランジスタQ2がオフすると、交流電源Vs、
インダクタL0、放電灯点灯回路、コンデンサC3、ダ
イオードD4を通る経路、並びに、交流電源Vs、イン
ダクタL1、ダイオードD5、コンデンサC2、C3、
ダイオードD、を通る経路で、インダクタL1のエネル
ギーが放出され、コンデンサC2及びC2を充電する。
このとき、トランジスタQ、がオンしており、コンデン
サC2からトランジスタQ1を介して、上記とは逆方向
に放電灯点灯回路に電流を流す。
このように、交流電源Vsが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジ
スタQ1はインバータ用のスイッチング素子としてだけ
機能する。
したがって、上記回路にあっては、インバータ用のスイ
ッチング素子がチョッパー用のスイッチング素子を兼ね
、且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少な
く、回路構成も簡単になるという利点がある。また、上
記回路にあっては、交流電源Vsの半サイクル毎に各ト
ランジスタQQ2が交互にチョッパー用及びインバータ
用のスイッチング素子として働くので、スイッチング素
子1涸当たりのストレスが軽減されるという利点があり
、またスイッチング素子(トランジスタQQ、)の電力
損失のバランスが取れているので、例えば放熱構造は同
じで良い、さらに、スイッチング素子(トランジスタQ
、、Q、)はチョッパー用及びインバータ用のスイッチ
ング素子として動作しているから、別個にチョッパー駆
動回路を設ける必要がなく、また駆動回路の構成も簡単
化される。
なお、交流電源VsとインダクタL、の間に、フィルダ
−Fを挿入して入力電流1inを連続的にすることによ
り、入力電流歪率を低減することができ、また、入力電
流Iinを入力電圧Vinと同相の正弦波にできるので
、入力力率はほぼ1となる。
第9図は上記従来例の一変形例の回路図である。
この回路にあっては、インバータ回路が変形ハーフブリ
ッジ回路となっている。つまり、一方のスイッチング素
子(トランジスタQ1及びダイオードD、)の両端に結
合用のコンデンサC2を介して放電灯点灯回路を並列的
に接続しており、他方のコンデンサC7は省略している
。また、トランジスタQ、、Q2の直列回路に平滑用の
コンデンサC1を並列的に接続している。ここで、結合
用のコンデンサC2は共振及び予熱を流通電用のコンデ
ンサC4に比べて十分に容量が大きく、インダクタL2
とコンデンサC1よりなる直列共振回路の共振作用には
影響しない、この第9図に示す回路においても、トラン
ジスタQ、、Q、に第8図に示す回路と同様の駆動信号
を与えることにより、第8図に示す回路と同様の動作を
実現することができる。
なお、他方のスイッチング素子(トランジスタQ2及び
ダイオードD2)の両端に結合用のコンデンサC3を介
して放電灯点灯回路を並列的に接続して。
コンデンサC2の方を省略しても構わない。
これらの従来例にあっては、チョッパー回路が昇圧形チ
ョッパーであるために、インバータ回路の電源となる直
流電圧は電源電圧の2倍程度の高い電圧となり、平滑コ
ンデンサの耐圧を高くしなければならない。また、スイ
ッチング素子の耐圧も高くしなければならない。さらに
、制御範囲の観点から検討すると、インバータ回路の入
力直流電圧を電源電圧のピーク値の2倍以下に設定する
のは難しく、例えば、放電灯の調光制御を行う場合にお
いて、その制御範囲が非常に制限されることになる。ま
た、無負荷状態の放電灯を始動させる際にも、チョッパ
ー回路の入力電力が過剰となり、インバータ回路の入力
直流電圧は定常点灯時よりも更に上昇することになる。
そこで、チョッパー回路として昇降圧形チョッパーを用
いることが望まれる。
梵東鰹よ 第10図は他の従来例の回路図である。この回路にあっ
ては、交流電源VsをダイオードD、〜D6よりなるダ
イオードブリッジ回路により全波整流した脈流電圧を、
インダクタL、とトランジスタQ2、ダイオードD、及
びコンデンサC7よりなる昇降圧形チョッパーの入力電
圧としている。そして、コンデンサC7に得られた直流
電圧をダイオードD8を介してインバータ回路に供給し
ている。
インバータ回路の構成は、第9図に示す回路と同様の変
形ハーフブリッジ回路である。コンデンサC1lは帰還
電流通電用の小容量のコンデンサである。
この回路において、交流電源Vsとインバータ回路の間
にチョッパー回路と高周波除去用のフィルターFとが介
在しているので、入力力率は高く、入力電流の高調波成
分も少ない、また、チョッパー回路が昇降圧形チョッパ
ーであるため、インバータ回路の入力直流電圧を自由に
設定することができるので、制御範囲が広くなる。とこ
ろが、この回路では、インバータ回路のトランジスタQ
1Q2のうち、1つのトランジスタQ2のみがチョッパ
ー回路のスイッチング素子として兼用されている、した
がって、トランジスタQ2にのみストレスが集中すると
いう問題があり、放熱設計が困難になる。また、トラン
ジスタQ2として電流容量の大きい素子が必要となる。
そこで、第8図又は第9図に示す構成の回路で昇降圧形
チョッパーを実現することを試みた。昇圧形チョッパー
と昇降圧形チョッパーの違いは、インダクタL1に蓄え
られたエネルギーを放出して平滑コンデンサを充電する
経路の違いである。
すなわち、昇圧形チョッパーでは、電源電圧とインダク
タL1の電圧とが直列的に重畳されて平滑コンデンサを
充電するが、昇降圧形チョッパーでは、インダクタL1
の電圧のみで平滑コンデンサを充電する。したがって、
インダクタし、のみで平滑コンデンサを充電する経路を
設ける必要があると考えられる。
茫東涯よ 第11図は別の従来例の回路図である。この回路では、
上述の観点から、第8図に示す回路にダイオードD s
 、 D sを追加して、インダクタL、のみによる平
滑コンデンサC2、C−の充電経路を形成したものであ
る。ところが、この回路は昇降圧形チョッパーとして動
作せず、第8図に示す回路と同様に、昇圧形チョッパー
として動作する。その理由は、インダクタL、のエネル
ギーを放出する際に、ダイオードD5あるいはD6を通
るよりも、交流電源Vsを介してダイオードD、あるい
はり。
を通る経路で電流を流す方がイ、ンダクタL1に発生す
る誘導起電圧が小さくて済むからである。
[発明が解決しようとする課題] 従来例■又は3では、負荷への出力電力を制御するイン
バータ回路の2つのスイッチング素子が、交流電源から
の入力電力を制御するチョッパー回路の2つのスイッチ
ング素子と兼用されているが、チョッパー回路は昇圧形
チョッパーとして動作し、制御範囲は狭い。
一方、従来例2では、チョッパー回路は昇降圧形チョッ
パーとして動作し、制御範囲が広いが、インバータ回路
の2つのスイッチング素子のうち、一方のみがチョッパ
ー回路のスイッチング素子として働き、他方はチョッパ
ー回路のスイッチング素子として働かないので、一方の
スイッチング素子にのみストレスが加わるという問題が
ある。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、昇降圧形のチョッパー回路とイ
ンバータ回路とで2つのスイッチング素子を兼用できる
ようにした電源装置を提供することにある。
[課題を解決するための手段] 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第1
図に示すように、高周波的にオン・オフ駆動されるスイ
ッチング素子のオン時には交流電源Vsからインダクタ
L1にエネルギーを蓄積し、上記インダクタL1に蓄積
されたエネルギーをスイッチング素子のオフ時に平滑コ
ンデンサC、、C。
に放出して直流電源を得るチョッパー回路と、上記直流
電源の直流電圧を入力とし直列接続された第1.及び第
2のトランジスタQ、、Q2のオン・オフ動作により負
荷回路に電力を供給するインバータ回路とを備え、第1
のトランジスタQ1は交流電源Vsの一方の電源極性<
V in> O)のときにチョッパー回路のスイッチン
グ素子として兼用され、第2のトランジスタQ2は交流
電源Vsの他方の電源極性(Vin<O)のときにチョ
ッパー回路のスイッチング素子として兼用される電源装
置において、インダクタL+の両端に発生する電圧を全
波整流して平滑コンデンサC2、C*に印加するダイオ
ードブリッジDBを設けると共に、直列接続された第1
及び第2のトランジスタQ、、Q2と平滑コンデンサC
2、C3との間に、平滑コンデンサC2、C3の放電電
流を阻止せず充電電流を阻止するダイオードD s 、
 D 1゜を直列的に介在させたことを特徴とするもの
である。
[作用] 第1図に示す回路にあっては、上述のように、インダク
タし、の両端に発生する電圧を全波整流して平滑コンデ
ンサC2、C3に印加するダイオードブリッジDBを設
けたので、チョッパー回路のスイッチング素子のオフ時
にインダクタL、の両端に発生する電圧を平滑コンデン
サC,,C3に直接的に印加する経路が確保されている
。また、直列接続された第1及び第2のトランジスタQ
、、Q。
と平滑コンデンサC2、C3どの間に、平滑コンデンサ
C2,C,の放電電流を阻止せず充電電流を阻止するダ
イオードD、、D、。を直列的に介在させたので、イン
ダクタし、の両端に発生する電圧が交流電源Vsの電圧
と重畳されて平滑コンデンサC2゜C5を充電するよう
なことは有り得ない、その理由は、平滑コンデンサC2
、Csの充電経路はダイオードブリッジDBのみであり
、コンデンサC2C5に至る他の経路は放電経路だから
である。
[実施例1〕 第1図は本発明の第1実施例の回路図である。
本実施例にあっては、第8図に示す従来例において、ト
ランジスタQ、、Q2の直列回路と、コンデンサC2、
C’sの直列回路の間に、ダイオードDs。
D、。を直列的に接続したものである。ダイオードD 
、、D 、。の極性は、コンデンサC、、C、からの放
電は可能としながら、コンデンサC2+C、への充電は
阻止するような極性とされている。コンデンサC2、C
xへの充電経路は、インダクタL1からダイオードブリ
ッジDBを介して確保している。ダイオードブリッジD
Bの交流入力端子はインダクタL、の両端に接続されて
おり、直流出力端子a、bはコンデンサC、、C、の直
列回路の両端に接続されている。これにより、インダク
タL1の誘導起電圧をコンデンサC2,C、に直接印加
することができる。また、インダクタL1の誘導起電圧
を交流電源Vsの電圧と重畳してコンデンサC2、C3
に印加する経路は、ダイオードD I 、 D I O
により阻止される。なお、この回路では、トランジスタ
Q1Q2の逆並列ダイオードD + 、 D 2は省略
されている。
その理由は、逆並列ダイオードD + 、 D 2を介
して流れる回生゛電流はダイオードD I 、 D I
 Oにより阻止されるからである。もっとも、回生電流
はダイオードブリッジDBを介してコンデンサC、、C
、に流れるので、インバータ回路の動作に支障は生じな
い。
以下、本実施例の動作について詳述する。
まず、交流電源Vsからの入力電圧Vinが正の半サイ
クルでは、トランジスタQ1がオンすると、交流電源V
s、フィルターF、ダイオードD1、トランジスタQ1
、インダクタL1、フィルターF、交流電源Vsの経路
で電流が流れ、交流電源VsからインダクタL、にエネ
ルギーが蓄積される。
方、負荷側では、トランジスタQ、がオンされた直後は
、負荷電流は回生モードであり、図示された電流1.と
は逆向きにトランジスタQ、、Q2の接続点からダイオ
ードブリッジDBの交流入力端子、直流出力端子aを介
してコンデンサC2を充電するように電流が流れている
。この電流は次第に減少し、遂にはゼロになる。この瞬
間以後は、コンデンサC2からダイオードD3、トラン
ジスタQ1、インダクタL2、放電灯1a及びコンデン
サC4を介してコンデンサC2に戻る経路で、負荷電流
ILが流れる。
トランジスタQ1がオフすると、インダクタLの蓄積エ
ネルギーによりインダクタL、の両端に誘導起電圧が発
生する。この誘導起電圧はダイオードブリッジDBを介
してコンデンサCz 、 Csに印加され、コンデンサ
C2,C,を充電する。一方、負荷側では、トランジス
タQ、がオフされた直後は、負荷電流は回生モードであ
り、負荷回路からコンデンサC2、ダイオードブリッジ
DBの直流出力端子すを経て、トランジスタQ、、Q2
の接続点が接続されたダイオードブリッジDBの交流入
力端子に至る経路でコンデンサC1を充電するように電
流1.が図示された向きで流れる。この電流は次第に減
少し、遂には反転してコンデンサC1から放電灯1a及
びコンデンサC1、インダクタL2、トランジスタQ2
、ダイオードDIGを経て、コンデンサC1に戻る経路
で負荷電流が流れて、コンデンサC1は放電される。
次に、交流電源Vsからの入力電圧Vinが負の半サイ
クルでは、トランジスタQ2がオンすると、交流電源V
sからフィルターF、インダクタL1、トランジスタQ
2、ダイオードD4、フィルターFを介して交流電源V
sに戻る経路で電流が流れて、交流電源Vsからインダ
クタL、にエネルギーが蓄積される。一方、負荷側では
、トランジスタQ2がオンされた直後は、負荷電流が回
生モードであり、コンデンサC1からダイオードブリッ
ジDBの直流出力端子すを経て、トランジスタQ、、Q
、の接続点が接続されたダイオードブリッジDBの交流
入力端子に至る経路で負荷電流ILが流れて、コンデン
サC7が充電される。この電流は次第に減少し、遂には
ゼロとなる。この瞬間以後は、コンデンサC1から放電
灯1a及びコンデンサC1、インダクタL3、トランジ
スタQ2、ダイオードDを介してコンデンサC1に戻る
経路で上記とは逆方向に電流が流れて、コンデンサC1
が放電される。
トランジスタQ2がオフすると、インダクタLの蓄積エ
ネルギーによりインダクタL1の両端に誘導起電圧が発
生する。この誘導起電圧はダイオードブリッジDBを介
してコンデンサC2、Csに印加され、コンデンサC2
、C3を充電する。一方、負荷側では、トランジスタQ
2がオフされた直後は、負荷電流は回生モードであり、
図示された電流ILとは逆向きにトランジスタQ、、Q
2の接続点からダイオードブリッジDBの交流入力端子
、直流出力端子aを介してコンデンサC2を充電するよ
うに電流が流れている。この電流は次第に減少し、遂に
はゼロになる。この瞬間以後は、コンデンサC2からダ
イオードD、、トランジスタQ1、インダクタL2、放
電灯1a及びコンデンサC3を介してコンデンサC2に
戻る経路で、負荷電流ILが流れる。
本実施例にあっては、インバータ回路の2つのトランジ
スタQ、、Q2が共にチョッパー回路のスイッチング素
子として働くので、各トランジスタQ、、Q2に均等に
ストレスが分散される。また、チョッパー回路は昇降圧
形のチョッパーとして働くので、インバータ回路の入力
直流電圧を自由に高くしたり低くしたりすることが可能
であり、制御範囲が広がるという利点がある。特に、イ
ンバータ回路の入力直流電圧を交流電源Vsのピーク電
圧と同程度となるように回路定数を設計すれば、スイッ
チング用のトランジスタQ、、Q2や平滑用のコンデン
サC2、C3の耐圧を低くすることができ、電源装置の
コストを低減することができる。
なお、交流電源Vsからの入力力率が改善され、入力電
流の高調波成分が少なくなることは言うまでもない。
[実施例2] 第2図は本発明の第2実施例の回路図である。
本実施例にあっては、第1図に示す回路において、イン
ダクタL+に代えて、トランスTの1次巻線nを接続し
たものである。この1次巻線n1に交流電源Vsからエ
ネルギーが蓄積される動作については、第1図に示す回
路と同様である。また、蓄積されたエネルギーを放出し
て平滑用のコンデンサC2、C3を充電する動作につい
ては、トランスTの2次巻線n2に発生した誘起起電圧
をダイオードブリッジDBにより全波整流して、コンデ
ンサC2。
C1に印加する以外は、第1図に示す回路と同様である
。なお、本実施例では、インバータ回路の回生電流を流
す経路を確保するために、トランジスタQ、、Q2の接
続点をトランスTの2吹奏II n 2の一端に接続し
ている。
[実施例3コ 第3図は本発明の第3実施例の回路図である。
本実施例にあっては、第2図に示す回路と同様に、エネ
ルギー蓄積用のインダクタンス要素として、トランスT
を使用しているが、トランジスタQQ2の接続点はトラ
ンスTの2次巻線n2には接続されていない、したがっ
て、インバータ回路の回生電流は、別の経路を介して流
す必要がある。本実施例では、トランジスタQ、、Q2
にダイオードD + 、 D 2を逆並列接続し、ダイ
オードD、のカソード及びダイオードD2のアノードを
、それぞれコンデンサC5,Csを介してコンデンサC
2、Csの接続点に接続している。これにより、トラン
ジスタQ1がオフしたときの回生電流は、コンデンサC
6とダイオードD2を介して流れ、トランジスタQ2が
オフしたときのは回生電流は、ダイオードDとコンデン
サC6を介して流れることになる。なお、コンデンサC
9,C、は高周波的な回生電流を通電するために設けら
れているものであるから、その容量は小さくて良い。
[実施例4] 第4図は本発明の第4実施例の回路図である。
本実施例にあっては、エネルギー蓄積要素としてインダ
クタL1を用いた第1図に示す回路において、インバー
タ回路を変形ハーフブリッジ回路に変えたものである。
つまり、トランジスタQ1の両端に結合用のコンデンサ
C2を介して放電灯点灯回路を並列的に接続しており、
他方のコンデンサC1は省略している。また、ダイオー
ドブリッジDBの直流出力端子a、b間には、平滑用の
コンデンサC1を並列的に接続している。ここで、結合
用のコンデンサC2は共振及び予熱電流通電用のコンデ
ンサC4に比べて十分に容量が大きく、インダクタL2
とコンデンサC1よりなる直列共振回路の共振作用には
影響しない。
この第4図に示す回路においても、トランジスタQ、、
Q、に第1図に示す回路と同様の駆動信号を与えること
により、第1図に示す回路と同様の動作を実現すること
ができる。
[実施例5] 第5図は本発明の第5実、雄側の回路図である。
本実施例にあっては、エネルギー蓄積要素としてトラン
スTを用いた第2図に示す回路において、インバータ回
路を変形ハーフブリッジ回路に変えたものである。この
回路では、トランジスタQ2の両端に結合用のコンデン
サC5を介して放電灯点灯回路を並列的に接続しており
、他方のコンデンサC2は省略している。また、ダイオ
ードブリッジDBの直流出力端子a、b間には、平滑用
のコンデンサC1を並列的に接続している。ここで、結
合用のコンデンサC1は共振及び予熱電流通電用のコン
デンサC4に比べて十分に容量だ大きく、インダクタし
2とコンデンサC4よりなる直列共振回路の共振作用に
は影響しない。この第5図に示す回路においても、第2
図に示す回路と同様の動作を実現することができる。
[実施例6] 第6図は本発明の第6実施例の回路図である。
本実施例にあっては、エネルギー蓄積要素としてトラン
スTを使用すると共に、回生電流の通電経路としてコン
デンサC,,C,とダイオードD + 、 D 2を使
用した第3図に示す回路において、インバータ回路を第
4図に示すような変形ハーフブリッジ回路に変えたもの
である。この第6図に示す回路においても、第3図に示
す回路と同様の動作を実現することができる。
[実施例7] 第7図は本発明の第7実施例の回路図である。
本実施例にあっては、インバータ回路としてフルブリッ
ジ回路を用いている。つまり、第1図に示すハーフブリ
ッジ回路において、コンデンサC2の代わりにトランジ
スタQ、を、コンデンサC2の代わりにトランジスタQ
、をそれぞれ接続し、トランジスタQ、をトランジスタ
Q2と同時にオン・オフし、トランジスタQ、をトラン
ジスタQ、と同時にオン・オフするものである。トラン
ジスタQ。
の駆動信号はトランジスタQ2の駆動信号と同じであり
、トランジスタQ、の駆動信号はトランジスタQ1の駆
動信号と同じである。各トランジスタQ1.Q、には、
それぞれダイオードD I l + D I 2が逆並
列接続されている。また、ダイオードブリッジDBの直
流出力端子a、b間には、平滑用のコンデンサC1が接
続されている6回生電流はダイオードブリッジDBとダ
イオードD + + 、 D 12を介して流れる。
なお、フルブリッジ回路では、ハーフブリッジ回路や変
形ハーフブリッジ回路に比べると、放電灯点灯回路に印
加される電圧が約2倍になるので、回路定数の設計を変
える必要がある。
[発明の効果] 本発明によれば、上述のように、交流電源からチョッパ
ー回路を介して平滑コンデンサに得られた直流電源を入
力とし、直列接続された第1及び第2のスイッチング素
子のオン・オフ動作により負荷回路に電力を供給し、交
流電源の電源極性に応じて第1又は第2のスイッチング
素子を交互にチョッパー回路のスイッチング素子として
兼用するようにした電源装置において、チョッパー回路
のインダクタンス要素の両端に発生する電圧を全波整流
して平滑コンデンサに印加する全波整流回路を設けると
共に、直列接続された第1及び第2のスイッチング素子
と平滑コンデンサとの間に、平滑コンデンサの放電電流
を阻止せず充電電流を阻止するダイオードを直列的に介
在させたので、チョッパー回路は昇降圧形のチョッパー
回路として働くことになる。したがって、インバータ回
路の入力直流電圧を自由に高くしたり低くしたりするこ
とが可能となり、負荷回路の制御範囲が広くなるという
効果がある。また、インバータ回路の第1及び第2のス
イッチング素子は、交流電源の電源極性が反転する毎に
、交互にチョッパー回路のスイッチング素子として働く
ので、各スイッチング素子に均等にストレスが分散され
るという効果がある。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の第1実施例の回路図、第2図は本発明
の第2実施例の回路図、第3図は本発明の第3実施例の
回路図、第4図は本発明の第4実施例の回路図、第5図
は本発明の第5実施例の回路図、第6図は本発明の第6
実施例の回路図、第7図は本発明の第7実施例の回路図
、第8図は従来例の回路図、第9図は同上の一変形例の
回路図、第10図は他の従来例の回路図、第11図はさ
らに他の従来例の回路図である。 C2,C、はコンデンサ、D、、D、、はダイオード、
DBはダイオードブリッジ、Llはインダクタ、Q、、
Q、はトランジスタ、Vsは交流電源、/aは放電灯で
ある。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. (1)高周波的にオン・オフ駆動されるスイッチング素
    子のオン時には交流電源からインダクタンス要素にエネ
    ルギーを蓄積し、上記インダクタンス要素に蓄積された
    エネルギーをスイッチング素子のオフ時に平滑コンデン
    サに放出して直流電源を得るチョッパー回路と、上記直
    流電源の直流電圧を入力とし直列接続された第1及び第
    2のスイッチング素子のオン・オフ動作により負荷回路
    に電力を供給するインバータ回路とを備え、第1のスイ
    ッチング素子は交流電源の一方の電源極性のときにチョ
    ッパー回路のスイッチング素子として兼用され、第2の
    スイッチング素子は交流電源の他方の電源極性のときに
    チョッパー回路のスイッチング素子として兼用される電
    源装置において、インダクタンス要素の両端に発生する
    電圧を全波整流して平滑コンデンサに印加する全波整流
    回路を設けると共に、直列接続された第1及び第2のス
    イッチング素子と平滑コンデンサとの間に、平滑コンデ
    ンサの放電電流を阻止せず充電電流を阻止するダイオー
    ドを直列的に介在させたことを特徴とする電源装置。
JP1220583A 1989-08-28 1989-08-28 電源装置 Pending JPH0386084A (ja)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012019603A (ja) * 2010-07-07 2012-01-26 Murata Mach Ltd 非接触受電装置

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JP2012019603A (ja) * 2010-07-07 2012-01-26 Murata Mach Ltd 非接触受電装置

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