JP2690042B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP2690042B2 JP2690042B2 JP1105181A JP10518189A JP2690042B2 JP 2690042 B2 JP2690042 B2 JP 2690042B2 JP 1105181 A JP1105181 A JP 1105181A JP 10518189 A JP10518189 A JP 10518189A JP 2690042 B2 JP2690042 B2 JP 2690042B2
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- Y02B20/202—
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源を整流平滑して得られる直流電力
を矩形波電力に変換して負荷を駆動するインバータ装置
に関するものである。
を矩形波電力に変換して負荷を駆動するインバータ装置
に関するものである。
［従来の技術］ 従来例１ 第10図は従来の一般的なインバータ装置の回路図であ
る。交流電源Vsの交流電圧は、ダイオードD3〜D6よりな
るダイオードブリッジ回路に全波整流され、平滑用のコ
ンデンサC1にて平滑されて、直流電圧となる。コンデン
サC1の両端には、トランジスタQ1,Q2の直列回路と、コ
ンデンサC2,C3の直列回路が並列的に接続されている。
各トランジスタQ1,Q2は、ダイオードD1,D2が逆並列接続
されている。トランジスタQ1,Q2の接続点とコンデンサC
2,C3の接続点の間には、負荷回路Ｒが接続されている。
トランジスタQ1,Q2は高速度で交互にオンオフするよう
に駆動される。まず、トランジスタQ1がオン状態でトラ
ンジスタQ2がオフ状態であるときには、コンデンサC2か
らトランジスタQ1を介して負荷回路Ｒに一方向に電流が
流れる。次に、トランジスタQ1がオフ状態でトランジス
タQ2がオン状態であるときには、コンデンサC3からトラ
ンジスタQ2を介して負荷回路Ｒに逆方向に電流が流れ
る。したがって、負荷回路Ｒには高周波電力が供給され
るものである。以上によりハーフブリッジインバータ回
路が構成されている。
る。交流電源Vsの交流電圧は、ダイオードD3〜D6よりな
るダイオードブリッジ回路に全波整流され、平滑用のコ
ンデンサC1にて平滑されて、直流電圧となる。コンデン
サC1の両端には、トランジスタQ1,Q2の直列回路と、コ
ンデンサC2,C3の直列回路が並列的に接続されている。
各トランジスタQ1,Q2は、ダイオードD1,D2が逆並列接続
されている。トランジスタQ1,Q2の接続点とコンデンサC
2,C3の接続点の間には、負荷回路Ｒが接続されている。
トランジスタQ1,Q2は高速度で交互にオンオフするよう
に駆動される。まず、トランジスタQ1がオン状態でトラ
ンジスタQ2がオフ状態であるときには、コンデンサC2か
らトランジスタQ1を介して負荷回路Ｒに一方向に電流が
流れる。次に、トランジスタQ1がオフ状態でトランジス
タQ2がオン状態であるときには、コンデンサC3からトラ
ンジスタQ2を介して負荷回路Ｒに逆方向に電流が流れ
る。したがって、負荷回路Ｒには高周波電力が供給され
るものである。以上によりハーフブリッジインバータ回
路が構成されている。
第11図は上記回路の動作波形図である。図中、Vinは
交流電源Vsからの入力電圧、Iinは交流電源Vsからの入
力電流、VC1は平滑用コンデンサC1に得られる直流電
圧、Ｖは負荷回路Ｒの両端に得られる高周波電圧であ
る。同図に示すように、上記回路にあっては、交流電源
Vsの電源電圧Vinがピーク値付近のときにしか、入力電
流Iinが流れず、入力電流波形はパルス状波形となり、
そのピーク値も高い。このため、上記回路では入力力率
が低く、入力電流の歪率が大きく、高調波成分が多く含
まれる。
交流電源Vsからの入力電圧、Iinは交流電源Vsからの入
力電流、VC1は平滑用コンデンサC1に得られる直流電
圧、Ｖは負荷回路Ｒの両端に得られる高周波電圧であ
る。同図に示すように、上記回路にあっては、交流電源
Vsの電源電圧Vinがピーク値付近のときにしか、入力電
流Iinが流れず、入力電流波形はパルス状波形となり、
そのピーク値も高い。このため、上記回路では入力力率
が低く、入力電流の歪率が大きく、高調波成分が多く含
まれる。
従来例２ 第12図は他の従来例の回路図である。この回路にあっ
ては、入力力率を改善するために、ダイオードD3〜D6よ
りなるダイオードブリッジ回路の直流出力端とインバー
タ回路１の間に、チョッパー回路２を挿入したものであ
る。このチョッパー回路２は昇圧型のチョッパー回路で
あり、ダイオードブリッジ回路の直流出力端にインダク
タL2とトランジスタQ3の直列回路を接続し、トランジス
タQ3の両端に逆流阻止用のダイオードD7を介して平滑用
コンデンサC1を接続したものである。トランジスタQ3は
ドライブ回路４により高速でスイッチングされる。ま
ず、トランジスタQ3がオンされると、ダイオードブリッ
ジ回路の直流出力端をインダクタL2で短絡することにな
る。これにより、インダクタL2に流れる電流IL2は、第1
4図に示すように、ダイオードブリッジ回路の直流出力
電圧の大きさに比例した傾きで増加し、インダクタL2に
エネルギーが蓄えられて行く。次に、トランジスタQ3が
オフされると、インダクタL2のエネルギーは放出され、
ダイオードD7を介してコンデンサC1を充電する。このと
き、コンデンサC1には、ダイオードブリッジ回路の直流
出力電圧にインダクタL2の両端に生じる電圧を加えた電
圧が充電されるので、コンデンサC1には交流電源Vsのピ
ーク値よりも高い直流電圧VC1を得ることができる。ま
た、従来例１に比べると、コンデンサC1に充電電流が流
れている期間が長いので、コンデンサC1の電圧VC1は、
より平滑化される。
ては、入力力率を改善するために、ダイオードD3〜D6よ
りなるダイオードブリッジ回路の直流出力端とインバー
タ回路１の間に、チョッパー回路２を挿入したものであ
る。このチョッパー回路２は昇圧型のチョッパー回路で
あり、ダイオードブリッジ回路の直流出力端にインダク
タL2とトランジスタQ3の直列回路を接続し、トランジス
タQ3の両端に逆流阻止用のダイオードD7を介して平滑用
コンデンサC1を接続したものである。トランジスタQ3は
ドライブ回路４により高速でスイッチングされる。ま
ず、トランジスタQ3がオンされると、ダイオードブリッ
ジ回路の直流出力端をインダクタL2で短絡することにな
る。これにより、インダクタL2に流れる電流IL2は、第1
4図に示すように、ダイオードブリッジ回路の直流出力
電圧の大きさに比例した傾きで増加し、インダクタL2に
エネルギーが蓄えられて行く。次に、トランジスタQ3が
オフされると、インダクタL2のエネルギーは放出され、
ダイオードD7を介してコンデンサC1を充電する。このと
き、コンデンサC1には、ダイオードブリッジ回路の直流
出力電圧にインダクタL2の両端に生じる電圧を加えた電
圧が充電されるので、コンデンサC1には交流電源Vsのピ
ーク値よりも高い直流電圧VC1を得ることができる。ま
た、従来例１に比べると、コンデンサC1に充電電流が流
れている期間が長いので、コンデンサC1の電圧VC1は、
より平滑化される。
このように、トランジスタQ3を高速でオンオフさせる
ことで、インダクタL2を介して交流電源Vsから常に入力
電流Iinを流すことができ、インダクタL2の電流波形は
包絡線が正弦波状となる。これをACフィルタ３で電流が
連続的になるようにフィルタリングすれば、第14図に示
すように、入力電流Iinは入力電圧Vinと同相の正弦波と
なり、入力力率はほぼ１となる。また、入力電流の歪率
は小さくなり、高調波成分が少なくなる。ACフィルタ３
はインダクタL1とコンデンサC4よりなるローパスフィル
タにて構成されている。なお、コンデンサC1に得られる
電圧VC1はほぼ完全に平滑された直流電圧となるので、
負荷回路Ｒに印加される高周波電圧の包絡線もフラット
になる。
ことで、インダクタL2を介して交流電源Vsから常に入力
電流Iinを流すことができ、インダクタL2の電流波形は
包絡線が正弦波状となる。これをACフィルタ３で電流が
連続的になるようにフィルタリングすれば、第14図に示
すように、入力電流Iinは入力電圧Vinと同相の正弦波と
なり、入力力率はほぼ１となる。また、入力電流の歪率
は小さくなり、高調波成分が少なくなる。ACフィルタ３
はインダクタL1とコンデンサC4よりなるローパスフィル
タにて構成されている。なお、コンデンサC1に得られる
電圧VC1はほぼ完全に平滑された直流電圧となるので、
負荷回路Ｒに印加される高周波電圧の包絡線もフラット
になる。
ところが、この従来例２では、チョッパー回路２で一
旦直流電圧VC1を得て、その後、別途設けたインバータ
回路１で交流に変換しているので、チョッパー回路２に
専用のトランジスタQ3が必要で、そのドライブ回路も必
要となり、使用素子数が多くなり、電力損失が大きくな
ったり、構成が複雑になったりするという問題がある。
旦直流電圧VC1を得て、その後、別途設けたインバータ
回路１で交流に変換しているので、チョッパー回路２に
専用のトランジスタQ3が必要で、そのドライブ回路も必
要となり、使用素子数が多くなり、電力損失が大きくな
ったり、構成が複雑になったりするという問題がある。
従来例３ 第13図はさらに他の従来例（例えば特開昭60−134776
号公報参照）の回路図である。この回路にあっては、従
来例２（第12図）におけるチョッパー回路２のトランジ
スタQ3を、ハーフブリッジインバータ回路１における片
方のトランジスタQ2で兼用したものである。トランジス
タQ1,Q2は交互にオンオフして負荷回路Ｒに高周波電力
を供給するが、トランジスタQ2はチョッパー回路２のス
イッチング要素としても働く。すなわち、まず、トラン
ジスタQ2がオンされると、ダイオードブリッジ回路の直
流出力端がインダクタL2にて短絡され、インダクタL2に
エネルギーが蓄積される。次に、トランジスタQ2がオフ
されると、ダイオードD1を介してコンデンサC1へインダ
クタL2のエネルギーが放出される。つまり、トランジス
タQ2が第12図のトランジスタQ3の働きを兼ねると共に、
ダイオードD1が第12図のダイオードD7の働きを兼ねてお
り、したがって、トランジスタQ3とダイオードD7を省略
できる分、使用素子数が減るという利点がある。また、
トランジスタQ3のドライブ回路４も不要となる。
号公報参照）の回路図である。この回路にあっては、従
来例２（第12図）におけるチョッパー回路２のトランジ
スタQ3を、ハーフブリッジインバータ回路１における片
方のトランジスタQ2で兼用したものである。トランジス
タQ1,Q2は交互にオンオフして負荷回路Ｒに高周波電力
を供給するが、トランジスタQ2はチョッパー回路２のス
イッチング要素としても働く。すなわち、まず、トラン
ジスタQ2がオンされると、ダイオードブリッジ回路の直
流出力端がインダクタL2にて短絡され、インダクタL2に
エネルギーが蓄積される。次に、トランジスタQ2がオフ
されると、ダイオードD1を介してコンデンサC1へインダ
クタL2のエネルギーが放出される。つまり、トランジス
タQ2が第12図のトランジスタQ3の働きを兼ねると共に、
ダイオードD1が第12図のダイオードD7の働きを兼ねてお
り、したがって、トランジスタQ3とダイオードD7を省略
できる分、使用素子数が減るという利点がある。また、
トランジスタQ3のドライブ回路４も不要となる。
ところが、この回路にあっては、ダイオードD3〜D6で
成るダイオードブリッジ回路とインバータ回路１は分離
されているので、ダイオードの数も多く未だ構成が複雑
である。また、チョッパー回路２とインバータ回路１と
で共用されるトランジスタQ2及びダイオードD1のみに、
チョッパー電流とインバータ電流が同時に流れるため、
インバータ回路１における片方のトランジスタQ2のみに
ストレスが集中するという問題があった。
成るダイオードブリッジ回路とインバータ回路１は分離
されているので、ダイオードの数も多く未だ構成が複雑
である。また、チョッパー回路２とインバータ回路１と
で共用されるトランジスタQ2及びダイオードD1のみに、
チョッパー電流とインバータ電流が同時に流れるため、
インバータ回路１における片方のトランジスタQ2のみに
ストレスが集中するという問題があった。
従来例４ 第18図はさらに別の従来例の回路図である。この回路
にあっては、従来例２において、チョッパー回路２のイ
ンダクタL2をダイオードD3〜D6よりなるダイオードブリ
ッジ回路の交流入力端側に配置し、トランジスタQ3,Q4
をダイオードブリッジ回路の片側の直列接続ダイオード
D5,D6の各々の両端に接続してある。
にあっては、従来例２において、チョッパー回路２のイ
ンダクタL2をダイオードD3〜D6よりなるダイオードブリ
ッジ回路の交流入力端側に配置し、トランジスタQ3,Q4
をダイオードブリッジ回路の片側の直列接続ダイオード
D5,D6の各々の両端に接続してある。
以下、その動作について説明する。交流電源Vsが正の
半サイクルにあるときに、トランジスタQ4がオンする
と、インダクタL2、トランジスタQ4、ダイオードD4を通
る経路で交流電源VsからインダクタL2に電流が流れ、イ
ンダクタL2の電流は入力交流電圧Vinの瞬時値に比例し
た傾きで増加して行き、インダクタL2にエネルギーが蓄
積される。そして、トランジスタQ4がオフすると、イン
ダクタL2のエネルギーはダイオードD5、コンデンサC1、
ダイオードD4を通る経路で放出され、コンデンサC1を充
電する。そして、交流電源Vsの正の半サイクルの間は、
上記過程を繰り返すことで、インダクタL2に流れる電流
IL2の包絡線を正の期間について正弦波状とすることが
できる。
半サイクルにあるときに、トランジスタQ4がオンする
と、インダクタL2、トランジスタQ4、ダイオードD4を通
る経路で交流電源VsからインダクタL2に電流が流れ、イ
ンダクタL2の電流は入力交流電圧Vinの瞬時値に比例し
た傾きで増加して行き、インダクタL2にエネルギーが蓄
積される。そして、トランジスタQ4がオフすると、イン
ダクタL2のエネルギーはダイオードD5、コンデンサC1、
ダイオードD4を通る経路で放出され、コンデンサC1を充
電する。そして、交流電源Vsの正の半サイクルの間は、
上記過程を繰り返すことで、インダクタL2に流れる電流
IL2の包絡線を正の期間について正弦波状とすることが
できる。
次に、交流電源Vsの負の半サイクルでは、トランジス
タQ3がオンすると、ダイオードD3、トランジスタQ3、イ
ンダクタL2を通る経路で交流電源VsからインダクタL2に
電流が流れる。インダクタL2に流れる電流は、入力交流
電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで、正の半サイクルの
ときとは反対方向に増大して行き、インダクタL2にエネ
ルギーが蓄積される。トランジスタQ3がオフすると、イ
ンダクタL2のエネルギーは交流電源VsもしくはACフィル
ター３のコンデンサC4、ダイオードD3、コンデンサC1、
ダイオードD6を通る経路で放出され、コンデンサC1が充
電される。そして、交流電源Vsの負の半サイクルの間、
上記過程を繰り返すことで、インダクタL2に流れる電流
IL2の包絡線を負の期間についても正弦波状とすること
ができる。
タQ3がオンすると、ダイオードD3、トランジスタQ3、イ
ンダクタL2を通る経路で交流電源VsからインダクタL2に
電流が流れる。インダクタL2に流れる電流は、入力交流
電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで、正の半サイクルの
ときとは反対方向に増大して行き、インダクタL2にエネ
ルギーが蓄積される。トランジスタQ3がオフすると、イ
ンダクタL2のエネルギーは交流電源VsもしくはACフィル
ター３のコンデンサC4、ダイオードD3、コンデンサC1、
ダイオードD6を通る経路で放出され、コンデンサC1が充
電される。そして、交流電源Vsの負の半サイクルの間、
上記過程を繰り返すことで、インダクタL2に流れる電流
IL2の包絡線を負の期間についても正弦波状とすること
ができる。
以上のように、トランジスタQ3,Q4を高速で交互にオ
ン・オフさせることで、交流電源Vsの正負の半サイクル
に同期して交流的に従来例２と同様なチョッパー動作を
行わせることができる。そして、前段にACフィルタ３を
挿入することで、入力電流を連続的にすることができ、
入力電流の歪率を小さくすることができる。また、この
ときの入力電流は、ほぼ入力電圧と同相の正弦波状にす
ることができ、入力力率はほぼ１となる。
ン・オフさせることで、交流電源Vsの正負の半サイクル
に同期して交流的に従来例２と同様なチョッパー動作を
行わせることができる。そして、前段にACフィルタ３を
挿入することで、入力電流を連続的にすることができ、
入力電流の歪率を小さくすることができる。また、この
ときの入力電流は、ほぼ入力電圧と同相の正弦波状にす
ることができ、入力力率はほぼ１となる。
この従来例では、入力電流の通過する半導体数が従来
例２の場合よりも少ないため、電力損失は低減される。
また、チョッパー回路のトランジスタQ3,Q4はMOSFETで
実現することができ、この場合、MOSFETの寄生ダイオー
ドを利用できるため、逆並列ダイオードD5,D6は省くこ
とができるから、使用素子数も減る。MOSFETの寄生ダイ
オードは、図中、点線で示した。
例２の場合よりも少ないため、電力損失は低減される。
また、チョッパー回路のトランジスタQ3,Q4はMOSFETで
実現することができ、この場合、MOSFETの寄生ダイオー
ドを利用できるため、逆並列ダイオードD5,D6は省くこ
とができるから、使用素子数も減る。MOSFETの寄生ダイ
オードは、図中、点線で示した。
ところが、この従来例ではチョッパー回路２を構成す
るために、インバータ回路１とは別にスイッチング素子
が必要であり、インバータ回路１も含めた装置全体とし
ては、使用素子が多く、構成が複雑になるという問題が
ある。
るために、インバータ回路１とは別にスイッチング素子
が必要であり、インバータ回路１も含めた装置全体とし
ては、使用素子が多く、構成が複雑になるという問題が
ある。
［発明が解決しようとする課題］ 上述のように、従来、各種のインバータ装置が案内さ
れているが、入力力率を改善し、入力電流歪率を低減す
るには、チョッパー回路を交流電源とインバータ回路の
間に設ける必要があり、このチョッパー回路を設けるこ
とにより、使用素子数が増加したり、電力損失が増加し
たりするという問題があった。
れているが、入力力率を改善し、入力電流歪率を低減す
るには、チョッパー回路を交流電源とインバータ回路の
間に設ける必要があり、このチョッパー回路を設けるこ
とにより、使用素子数が増加したり、電力損失が増加し
たりするという問題があった。
また、負荷回路Ｒが第15図に示すように、インダクタ
L3とコンデンサC5、及び放電灯Laよりなる場合には、負
荷回路Ｒには第14図に示すような高周波の電圧Ｖが印加
され、放電灯Laは高周波で点灯する。ここで、放電灯La
が蛍光灯である場合には、高周波で点灯することにより
発光効率が向上するなどのメリットがあるが、高圧放電
灯を高周波点灯すると、音響的共鳴現象に起因するアー
クの不安定が生じ、ちらつきなどの不具合が生じる。こ
のアークの不安定を防止し、高圧放電灯のちらつきなど
の不具合を回避する手段として矩形波点灯方式がある。
例えば、第12図の従来例でトランジスタQ1,Q2を第16図
に示すようにオン・オフ駆動することにより、第17図に
示すようなランプ電流Ilaが得られる。すなわち、一周
期Ｔのうち第１の期間T1ではトランジスタQ1を高周波的
にオン・オフ駆動し、トランジスタQ2はオフ状態とする
ことにより、インバータ回路１は降圧チョッパー回路と
して動作し、放電灯Laには正極性の直流電圧が加わる。
このとき、インダクタL3はチョッパーのエネルギー蓄積
要素として作用し、コンデンサC5はチョッパーの平滑要
素として作用し、ダイオードD2はチョッパーの帰還電流
通電要素として作用する。また、一周期Ｔのうち第２の
期間T2ではトランジスタQ2を高周波的にオン・オフ駆動
し、トランジスタQ1はオフ状態とすることにより、イン
バータ回路１は降圧チョッパー回路として動作し、放電
灯Laには負極性の直流電圧が加わる。このとき、インダ
クタL3はチョッパーのエネルギー蓄積要素として作用
し、コンデンサC5はチョッパーの平滑要素として作用
し、ダイオードD1はチョッパーの帰還電流通電要素とし
て作用する。同様の動作は第18図に示す従来例でも実現
可能であるが、これらの従来例では使用素子数が多く、
電力損失も多いという問題があった。
L3とコンデンサC5、及び放電灯Laよりなる場合には、負
荷回路Ｒには第14図に示すような高周波の電圧Ｖが印加
され、放電灯Laは高周波で点灯する。ここで、放電灯La
が蛍光灯である場合には、高周波で点灯することにより
発光効率が向上するなどのメリットがあるが、高圧放電
灯を高周波点灯すると、音響的共鳴現象に起因するアー
クの不安定が生じ、ちらつきなどの不具合が生じる。こ
のアークの不安定を防止し、高圧放電灯のちらつきなど
の不具合を回避する手段として矩形波点灯方式がある。
例えば、第12図の従来例でトランジスタQ1,Q2を第16図
に示すようにオン・オフ駆動することにより、第17図に
示すようなランプ電流Ilaが得られる。すなわち、一周
期Ｔのうち第１の期間T1ではトランジスタQ1を高周波的
にオン・オフ駆動し、トランジスタQ2はオフ状態とする
ことにより、インバータ回路１は降圧チョッパー回路と
して動作し、放電灯Laには正極性の直流電圧が加わる。
このとき、インダクタL3はチョッパーのエネルギー蓄積
要素として作用し、コンデンサC5はチョッパーの平滑要
素として作用し、ダイオードD2はチョッパーの帰還電流
通電要素として作用する。また、一周期Ｔのうち第２の
期間T2ではトランジスタQ2を高周波的にオン・オフ駆動
し、トランジスタQ1はオフ状態とすることにより、イン
バータ回路１は降圧チョッパー回路として動作し、放電
灯Laには負極性の直流電圧が加わる。このとき、インダ
クタL3はチョッパーのエネルギー蓄積要素として作用
し、コンデンサC5はチョッパーの平滑要素として作用
し、ダイオードD1はチョッパーの帰還電流通電要素とし
て作用する。同様の動作は第18図に示す従来例でも実現
可能であるが、これらの従来例では使用素子数が多く、
電力損失も多いという問題があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、上述の従来例の欠点を解消
し、使用素子数が少なく、電力損失も少なく、制御も簡
単でありながら、高入力力率、低入力電流歪率を達成で
きるインバータ装置を提供することにある。
その目的とするところは、上述の従来例の欠点を解消
し、使用素子数が少なく、電力損失も少なく、制御も簡
単でありながら、高入力力率、低入力電流歪率を達成で
きるインバータ装置を提供することにある。
［課題を解決するための手段］ 本発明に係るインバータ装置にあっては、上記の課題
を解決するために、第２図に示すように、順方向にオン
オフされ、逆方向電流は阻止しない第１及び第２のスイ
ッチング要素（Q1,D1），（Q2,D2）を順方向が一致する
ように直列接続した回路と、第１及び第２のダイオード
D3,D4を順方向が一致するように直列接続した回路と
を、各ダイオードの順方向が各スイッチング要素の逆方
向と一致するように並列接続し、第１及び第２のスイッ
チング要素の接続点と第１及び第２のダイオードの接続
点の間に、インダクタL2を介して交流電源Vsを接続し、
第１及び第２のスイッチング要素の直列回路の両端に第
１のコンデンサC2,C3を並列接続し、少なくとも一方の
スイッチング要素と並列に負荷回路Ｒと第２のコンデン
サC2（又はC3）の直列回路を接続して成るインバータ装
置において、前記第１のスイッチング要素をオンオフす
る状態と、第２のスイッチング要素をオンオフする状態
とを交流電源の半サイクル毎に交互に切り替えて前記各
スイッチング要素を駆動する手段を設け、交流電源の半
サイクル毎に同期して極性が反転する矩形波電圧を負荷
回路に供給したことを特徴とするものである。
を解決するために、第２図に示すように、順方向にオン
オフされ、逆方向電流は阻止しない第１及び第２のスイ
ッチング要素（Q1,D1），（Q2,D2）を順方向が一致する
ように直列接続した回路と、第１及び第２のダイオード
D3,D4を順方向が一致するように直列接続した回路と
を、各ダイオードの順方向が各スイッチング要素の逆方
向と一致するように並列接続し、第１及び第２のスイッ
チング要素の接続点と第１及び第２のダイオードの接続
点の間に、インダクタL2を介して交流電源Vsを接続し、
第１及び第２のスイッチング要素の直列回路の両端に第
１のコンデンサC2,C3を並列接続し、少なくとも一方の
スイッチング要素と並列に負荷回路Ｒと第２のコンデン
サC2（又はC3）の直列回路を接続して成るインバータ装
置において、前記第１のスイッチング要素をオンオフす
る状態と、第２のスイッチング要素をオンオフする状態
とを交流電源の半サイクル毎に交互に切り替えて前記各
スイッチング要素を駆動する手段を設け、交流電源の半
サイクル毎に同期して極性が反転する矩形波電圧を負荷
回路に供給したことを特徴とするものである。
［作用］ 第１図により本発明の作用を説明する。交流電源Vsの
一方の半サイクルでは、第１のスイッチング要素がオン
オフし、交流電源Vsの他方の半サイクルでは、第２のス
イッチング要素がオンオフすることにより、交流電源Vs
からインダクタL2を介して入力された電力を直流電源に
変換して第１のコンデンサに蓄積する第１のスイッチン
グ手段11が構成される。また、交流電源Vsの半サイクル
毎に第１のスイッチング要素がオンオフする状態と第２
のスイッチング要素がオンオフする状態とが切り替わる
ことにより、前記直流電源を交流電源の半サイクルに同
期して極性が反転する矩形波電源に変換する第２のスイ
ッチング手段12が構成される。そして、この矩形波電源
を負荷回路15に供給するものであるが、交流電源から見
ても負荷回路15から見ても各スイッチング要素には同じ
ように電流が負担されるように通電することが可能とな
るので、各スイッチング要素にストレスを分散させるこ
とができる。
一方の半サイクルでは、第１のスイッチング要素がオン
オフし、交流電源Vsの他方の半サイクルでは、第２のス
イッチング要素がオンオフすることにより、交流電源Vs
からインダクタL2を介して入力された電力を直流電源に
変換して第１のコンデンサに蓄積する第１のスイッチン
グ手段11が構成される。また、交流電源Vsの半サイクル
毎に第１のスイッチング要素がオンオフする状態と第２
のスイッチング要素がオンオフする状態とが切り替わる
ことにより、前記直流電源を交流電源の半サイクルに同
期して極性が反転する矩形波電源に変換する第２のスイ
ッチング手段12が構成される。そして、この矩形波電源
を負荷回路15に供給するものであるが、交流電源から見
ても負荷回路15から見ても各スイッチング要素には同じ
ように電流が負担されるように通電することが可能とな
るので、各スイッチング要素にストレスを分散させるこ
とができる。
なお、負荷回路15が放電灯を含む場合には、第７図の
ような電力を供給することが有効であり、直流電源を高
周波電源に変換する第３のスイッチング手段13を設け、
電源切換手段14のスイッチ要素S1,S2により負荷回路15
に間欠的に高周波電圧を印加するようにしても良い。
ような電力を供給することが有効であり、直流電源を高
周波電源に変換する第３のスイッチング手段13を設け、
電源切換手段14のスイッチ要素S1,S2により負荷回路15
に間欠的に高周波電圧を印加するようにしても良い。
［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の回路図である。以下、
その回路構成について説明する。トランジスタQ1,Q2は
バイポーラ型のトランジスタよりなる。トランジスタQ1
のエミッタは、トランジスタQ2のコレクタに接続されて
いる。トランジスタQ1,Q2のコレクタ及びエミッタに
は、ダイオードD1,D2のカソード及びアノードが夫々接
続されている。トランジスタQ1のコレクタにはダイオー
ドD3のカソードが接続され、ダイオードD3のアノードは
ダイオードD4のカソードに接続され、ダイオードD4のア
ノードはトランジスタQ2のエミッタに接続されている。
トランジスタQ1のコレクタには、コンデンサC2の一端が
接続され、コンデンサC2の他端はコンデンサC3の一端に
接続され、コンデンサC3の他端はトランジスタQ2のエミ
ッタに接続されている。トランジスタQ1,Q2の接続点と
コンデンサC2,C3の接続点の間には、負荷回路Ｒが接続
されている。負荷回路Ｒとしては、例えば第15図従来例
に示す放電灯点灯回路などが接続される。トランジスタ
Q1,Q2の接続点は交流電源Vsの一端に接続されている。
交流電源Vsの他端は、インダクタL1,L2を介して、ダイ
オードD3,D4の接続点に接続されている。インダクタL1,
L2の接続点と交流電源Vsの一端との間には、コンデンサ
C4が接続されている。インダクタL1とコンデンサC4はAC
フィルタを構成している。
その回路構成について説明する。トランジスタQ1,Q2は
バイポーラ型のトランジスタよりなる。トランジスタQ1
のエミッタは、トランジスタQ2のコレクタに接続されて
いる。トランジスタQ1,Q2のコレクタ及びエミッタに
は、ダイオードD1,D2のカソード及びアノードが夫々接
続されている。トランジスタQ1のコレクタにはダイオー
ドD3のカソードが接続され、ダイオードD3のアノードは
ダイオードD4のカソードに接続され、ダイオードD4のア
ノードはトランジスタQ2のエミッタに接続されている。
トランジスタQ1のコレクタには、コンデンサC2の一端が
接続され、コンデンサC2の他端はコンデンサC3の一端に
接続され、コンデンサC3の他端はトランジスタQ2のエミ
ッタに接続されている。トランジスタQ1,Q2の接続点と
コンデンサC2,C3の接続点の間には、負荷回路Ｒが接続
されている。負荷回路Ｒとしては、例えば第15図従来例
に示す放電灯点灯回路などが接続される。トランジスタ
Q1,Q2の接続点は交流電源Vsの一端に接続されている。
交流電源Vsの他端は、インダクタL1,L2を介して、ダイ
オードD3,D4の接続点に接続されている。インダクタL1,
L2の接続点と交流電源Vsの一端との間には、コンデンサ
C4が接続されている。インダクタL1とコンデンサC4はAC
フィルタを構成している。
第３図は本実施例の動作波形図である。同図に示すよ
うに、交流電源Vsが正の半サイクルのときには、トラン
ジスタQ1が高周波的にオン・オフ駆動され、トランジス
タQ2はオフ状態とされる。また、交流電源Vsか負の半サ
イクルのときには、トランジスタQ2が高周波的にオン・
オフ駆動され、トランジスタQ1はオフ状態とされる。以
下、本実施例の動作について詳述する。
うに、交流電源Vsが正の半サイクルのときには、トラン
ジスタQ1が高周波的にオン・オフ駆動され、トランジス
タQ2はオフ状態とされる。また、交流電源Vsか負の半サ
イクルのときには、トランジスタQ2が高周波的にオン・
オフ駆動され、トランジスタQ1はオフ状態とされる。以
下、本実施例の動作について詳述する。
まず、交流電源Vsが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイオードD3、
トランジスタQ1を通る経路で交流電源Vsからインダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加していく。このとき、コンデン
サC2からトランジスタQ1を介して負荷回路Ｒに電流が流
れる。次に、トランジスタQ1がオフすると、インダクタ
L2、ダイオードD3、コンデンサC2、負荷回路Ｒ、交流電
源Vsを通る経路、並びに、インダクタL2、ダイオード
D3、コンデンサC2,C3、ダイオードD2、交流電源Vsを通
る経路で、インダクタL2のエネルギーが放出され、コン
デンサC2及びC3が充電される。
ジスタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイオードD3、
トランジスタQ1を通る経路で交流電源Vsからインダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加していく。このとき、コンデン
サC2からトランジスタQ1を介して負荷回路Ｒに電流が流
れる。次に、トランジスタQ1がオフすると、インダクタ
L2、ダイオードD3、コンデンサC2、負荷回路Ｒ、交流電
源Vsを通る経路、並びに、インダクタL2、ダイオード
D3、コンデンサC2,C3、ダイオードD2、交流電源Vsを通
る経路で、インダクタL2のエネルギーが放出され、コン
デンサC2及びC3が充電される。
このように、交流電源Vsが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子と負荷電
流供給用のスイッチング素子を兼ねるものであり、トラ
ンジスタQ2は休止している。
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子と負荷電
流供給用のスイッチング素子を兼ねるものであり、トラ
ンジスタQ2は休止している。
次に、交流電源Vsが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、トランジスタQ2、
ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、インダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加して行く。このとき、コンデン
サC3から負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を通る経路で負荷
回路Ｒに電流が流れる。次に、トランジスタQ2がオフす
ると、交流電源Vs、負荷回路Ｒ、コンデンサC3、ダイオ
ードD4、インダクタL2を通る経路、並びに、交流電源V
s、ダイオードD1、コンデンサC2,C3、ダイオードD4、イ
ンダクタL2を通る経路で、インダクタL2のエネルギーが
放出され、コンデンサC2及びC3を充電する。
ジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、トランジスタQ2、
ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、インダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加して行く。このとき、コンデン
サC3から負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を通る経路で負荷
回路Ｒに電流が流れる。次に、トランジスタQ2がオフす
ると、交流電源Vs、負荷回路Ｒ、コンデンサC3、ダイオ
ードD4、インダクタL2を通る経路、並びに、交流電源V
s、ダイオードD1、コンデンサC2,C3、ダイオードD4、イ
ンダクタL2を通る経路で、インダクタL2のエネルギーが
放出され、コンデンサC2及びC3を充電する。
このように、交流電源Vsが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子と負荷電
流供給用のスイッチング素子の働きを兼ねるものであ
り、トランジスタQ1は休止している。
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子と負荷電
流供給用のスイッチング素子の働きを兼ねるものであ
り、トランジスタQ1は休止している。
したがって、本実施例にあっては、負荷電流供給用の
スイッチング素子がチョッパー用のスイッチング素子を
兼ね、且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が
少なく、回路構成も簡単になるという利点がある。ま
た、本実施例にあっては、交流電源Vsの半サイクル毎に
各トランジスタQ1,Q2が交互にチョッパー用及び負荷電
流供給用のスイッチング素子として働くので、従来例３
に比べて、スイッチング素子１個当たりのストレスが軽
減されるという利点があり、またスイッチング素子（ト
ランジスタQ1,Q2）の電力損失のバランスが取れている
ので、例えば放熱構造は同じで良い。さらに、スイッチ
ング素子（トランジスタQ1,Q2）はチョッパー用及び負
荷電流供給用のスイッチング素子として動作しているか
ら、従来例2,4のように、別個にチョッパー駆動回路を
設ける必要がなく、また駆動回路の構成も簡単化され
る。なお、交流電源VsとインダクタL2の間に、インダク
タL1とコンデンサC4よりなるACフィルタを挿入して入力
電流Iinを連続的にすることにより、入力電流歪率を低
減することができ、また、入力電流Iinを入力電圧Vinと
同相の正弦波にできるので、入力力率はほぼ１となるこ
とは言うまでもない。
スイッチング素子がチョッパー用のスイッチング素子を
兼ね、且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が
少なく、回路構成も簡単になるという利点がある。ま
た、本実施例にあっては、交流電源Vsの半サイクル毎に
各トランジスタQ1,Q2が交互にチョッパー用及び負荷電
流供給用のスイッチング素子として働くので、従来例３
に比べて、スイッチング素子１個当たりのストレスが軽
減されるという利点があり、またスイッチング素子（ト
ランジスタQ1,Q2）の電力損失のバランスが取れている
ので、例えば放熱構造は同じで良い。さらに、スイッチ
ング素子（トランジスタQ1,Q2）はチョッパー用及び負
荷電流供給用のスイッチング素子として動作しているか
ら、従来例2,4のように、別個にチョッパー駆動回路を
設ける必要がなく、また駆動回路の構成も簡単化され
る。なお、交流電源VsとインダクタL2の間に、インダク
タL1とコンデンサC4よりなるACフィルタを挿入して入力
電流Iinを連続的にすることにより、入力電流歪率を低
減することができ、また、入力電流Iinを入力電圧Vinと
同相の正弦波にできるので、入力力率はほぼ１となるこ
とは言うまでもない。
なお、本実施例において、トランジスタQ1,Q2としてM
OSFETを使用すれば、ダイオードD1,D2はMOSFETの寄生ダ
イオードで代用できるので、使用素子数が減り、回路構
成を更に簡単化できるものである。
OSFETを使用すれば、ダイオードD1,D2はMOSFETの寄生ダ
イオードで代用できるので、使用素子数が減り、回路構
成を更に簡単化できるものである。
［実施例２］ 第４図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例は、負荷回路Ｒとして第15図に示す構成の放電灯点灯
回路を用いたこと以外は、第２図の実施例と同様であ
る。本実施例にあっては、負荷回路ＲにインダクタL3が
含まれているので、トランジスタQ1,Q2がオフしたとき
にも負荷回路Ｒには電流が流れる。すなわち、トランジ
スタQ1がオフしたときには、インダクタL3から、コンデ
ンサC5と放電灯laの並列回路、コンデンサC3、ダイオー
ドD2を介してインダクタL3に戻る経路で電流が流れ、ト
ランジスタQ2がオフしたときには、インダクタL3から、
ダイオードD1、コンデンサC2、コンデンサC5と放電灯la
の並列回路を介してインダクタL3に戻る経路で電流が流
れる。その他の動作については、第２図の実施例と同様
である。
例は、負荷回路Ｒとして第15図に示す構成の放電灯点灯
回路を用いたこと以外は、第２図の実施例と同様であ
る。本実施例にあっては、負荷回路ＲにインダクタL3が
含まれているので、トランジスタQ1,Q2がオフしたとき
にも負荷回路Ｒには電流が流れる。すなわち、トランジ
スタQ1がオフしたときには、インダクタL3から、コンデ
ンサC5と放電灯laの並列回路、コンデンサC3、ダイオー
ドD2を介してインダクタL3に戻る経路で電流が流れ、ト
ランジスタQ2がオフしたときには、インダクタL3から、
ダイオードD1、コンデンサC2、コンデンサC5と放電灯la
の並列回路を介してインダクタL3に戻る経路で電流が流
れる。その他の動作については、第２図の実施例と同様
である。
トランジスタQ1,Q2のスイッチング周波数は、例えば
数十KHz程度であり、負荷回路Ｒに供給される高周波成
分は、大部分が放電灯laに並列接続された平滑用のコン
デンサC5にバイパスされる。したがって、放電灯laには
直流成分のみが流れるものであり、ランプ電流Ilaは第
５図に示すように、高周波成分のない矩形波電流とな
る。また、その極性は商用交流電圧Vsに同期して反転す
るので、放電灯laとして高圧放電灯を使用しても、音響
的共鳴現象に起因するアークの不安定を生じることはな
く、光出力のちらつきや立ち消えを防止することができ
るものである。
数十KHz程度であり、負荷回路Ｒに供給される高周波成
分は、大部分が放電灯laに並列接続された平滑用のコン
デンサC5にバイパスされる。したがって、放電灯laには
直流成分のみが流れるものであり、ランプ電流Ilaは第
５図に示すように、高周波成分のない矩形波電流とな
る。また、その極性は商用交流電圧Vsに同期して反転す
るので、放電灯laとして高圧放電灯を使用しても、音響
的共鳴現象に起因するアークの不安定を生じることはな
く、光出力のちらつきや立ち消えを防止することができ
るものである。
［実施例３］ 第６図は本発明の第３実施例の動作波形図である。本
実施例にあっては、入力電圧Vinの極性反転時t1,t2,t3
の前後に、それぞれトランジスタQ1,Q2が交互にオン・
オフする期間T3を設けた点が実施例1,2と相違してお
り、その他の構成は実施例１又は２と同様である。
実施例にあっては、入力電圧Vinの極性反転時t1,t2,t3
の前後に、それぞれトランジスタQ1,Q2が交互にオン・
オフする期間T3を設けた点が実施例1,2と相違してお
り、その他の構成は実施例１又は２と同様である。
以下、この期間T3における動作について説明する。
まず、交流電源Vsが正の半サイクルで期間T3のとき
に、トランジスタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイ
オードD3、トランジスタQ1を通る経路で交流電源Vsから
インダクタL2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧
Vinの瞬時値に比例した傾きで増加していく。このと
き、トランジスタQ1は負荷電流供給用のスイッチング素
子としても機能し、コンデンサC2からトランジスタQ1を
介して負荷回路Ｒに電流を流す。次に、トランジスタQ1
がオフすると、インダクタL2、ダイオードD3、コンデン
サC2、負荷回路Ｒ、交流電源Vsを通る経路、並びに、イ
ンダクタL2、ダイオードD3、コンデンサC2,C3、ダイオ
ードD2、交流電源Vsを通る経路で、インダクタL2のエネ
ルギーが放出され、コンデンサC2及びC3を充電する。ま
た、このとき、トランジスタQ2がオンすると、コンデン
サC3から負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を通る経路で、逆
方向に負荷回路Ｒに電流を流す。
に、トランジスタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイ
オードD3、トランジスタQ1を通る経路で交流電源Vsから
インダクタL2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧
Vinの瞬時値に比例した傾きで増加していく。このと
き、トランジスタQ1は負荷電流供給用のスイッチング素
子としても機能し、コンデンサC2からトランジスタQ1を
介して負荷回路Ｒに電流を流す。次に、トランジスタQ1
がオフすると、インダクタL2、ダイオードD3、コンデン
サC2、負荷回路Ｒ、交流電源Vsを通る経路、並びに、イ
ンダクタL2、ダイオードD3、コンデンサC2,C3、ダイオ
ードD2、交流電源Vsを通る経路で、インダクタL2のエネ
ルギーが放出され、コンデンサC2及びC3を充電する。ま
た、このとき、トランジスタQ2がオンすると、コンデン
サC3から負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を通る経路で、逆
方向に負荷回路Ｒに電流を流す。
このように、交流電源Vsが正の半サイクルで期間T3の
ときは、トランジスタQ1がチョッパー用のスイッチング
素子と負荷電流供給用のスイッチング素子を兼ね、トタ
ランジスタQ2は逆極性の負荷電流供給用のスイッチング
素子として機能する。
ときは、トランジスタQ1がチョッパー用のスイッチング
素子と負荷電流供給用のスイッチング素子を兼ね、トタ
ランジスタQ2は逆極性の負荷電流供給用のスイッチング
素子として機能する。
次に、交流電源Vsが負の半サイクルで期間T3のとき
に、トランジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、トラン
ジスタQ2、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、
インダクタL2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧
Vinの瞬間値に比例した傾きで増加して行く。このと
き、トランジスタQ2は負荷電流供給用のスイッチング素
子としても機能し、コンデンサC3から負荷回路Ｒ、トラ
ンジスタQ2を通る経路で負荷回路Ｒに電流を流す。次
に、トランジスタQ2がオフすると、交流電源Vs、負荷回
路Ｒ、コンデンサC3、ダイオードD4、インダクタL2を通
る経路、並びに、交流電源Vs、ダイオードD1、コンデン
サC2,C3、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、
インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサC2及
びC3を充電する。また、このとき、トランジスタQ1がオ
ンすると、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して、
逆方向に負荷回路Ｒに電流を流す。
に、トランジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、トラン
ジスタQ2、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、
インダクタL2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧
Vinの瞬間値に比例した傾きで増加して行く。このと
き、トランジスタQ2は負荷電流供給用のスイッチング素
子としても機能し、コンデンサC3から負荷回路Ｒ、トラ
ンジスタQ2を通る経路で負荷回路Ｒに電流を流す。次
に、トランジスタQ2がオフすると、交流電源Vs、負荷回
路Ｒ、コンデンサC3、ダイオードD4、インダクタL2を通
る経路、並びに、交流電源Vs、ダイオードD1、コンデン
サC2,C3、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、
インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサC2及
びC3を充電する。また、このとき、トランジスタQ1がオ
ンすると、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して、
逆方向に負荷回路Ｒに電流を流す。
このように、交流電源Vsが負の半サイクルで期間T3の
ときは、トランジスタQ2がチョッパー用のスイッチング
素子と負荷電流供給用のスイッチング素子の働きを兼ね
て、トランジスタQ1は逆極性の負荷電流供給用のスイッ
チング素子としてだけ機能する。
ときは、トランジスタQ2がチョッパー用のスイッチング
素子と負荷電流供給用のスイッチング素子の働きを兼ね
て、トランジスタQ1は逆極性の負荷電流供給用のスイッ
チング素子としてだけ機能する。
また、本実施例において、期間T3以外の動作について
は、実施例1,2で説明した通りである。したがって、負
荷回路Ｒが放電灯laである場合には、ランプ電流Ilaは
第７図に示すような波形となり、期間T3では高周波電流
が供給され、その他の期間では交互に極性が反転する直
流電圧が供給される。したがって、矩形波点灯されてい
る放電灯laに周期的に高周波電圧を与えることができ、
放電灯laの点灯維持を安定に行うことが可能となる。
は、実施例1,2で説明した通りである。したがって、負
荷回路Ｒが放電灯laである場合には、ランプ電流Ilaは
第７図に示すような波形となり、期間T3では高周波電流
が供給され、その他の期間では交互に極性が反転する直
流電圧が供給される。したがって、矩形波点灯されてい
る放電灯laに周期的に高周波電圧を与えることができ、
放電灯laの点灯維持を安定に行うことが可能となる。
なお、本実施例は負荷回路Ｒが放電灯点灯回路である
場合に限定されるものではなく、一般に、負荷回路Ｒに
周期的に高周波を印加する用途に有効である。
場合に限定されるものではなく、一般に、負荷回路Ｒに
周期的に高周波を印加する用途に有効である。
［実施例４］ 第８図は本発明の第４実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第２図に示すハーフブリッジ回路におい
て、コンデンサC2,C3をトランジスタQ7,Q8で置き換え
て、フルブリッジ回路としたものである。各トランジス
タQ7,Q8には、それぞれダイオードD7,D8が逆並列接続さ
れている。トランジスタQ7,Q8の直列回路には、平滑用
のコンデンサC1が並列接続されている。なお、負荷回路
Ｒとしてはインダクタと抵抗を含む誘導性負荷を用いて
いる。その他の回路構成は第９図に示す実施例１と同様
である。
例にあっては、第２図に示すハーフブリッジ回路におい
て、コンデンサC2,C3をトランジスタQ7,Q8で置き換え
て、フルブリッジ回路としたものである。各トランジス
タQ7,Q8には、それぞれダイオードD7,D8が逆並列接続さ
れている。トランジスタQ7,Q8の直列回路には、平滑用
のコンデンサC1が並列接続されている。なお、負荷回路
Ｒとしてはインダクタと抵抗を含む誘導性負荷を用いて
いる。その他の回路構成は第９図に示す実施例１と同様
である。
第９図は本実施例の動作波形図である。同図に示すよ
うに、トランジスタQ1がオン・オフ動作を行う期間T1で
は、トランジスタQ2,Q7がオフとなり、トランジスタQ8
はオンとなる。また、トランジスタQ2がオン・オフ動作
を行う期間T2では、トランジスタQ1,Q8はオフとなり、
トランジスタQ7はオンとなる。
うに、トランジスタQ1がオン・オフ動作を行う期間T1で
は、トランジスタQ2,Q7がオフとなり、トランジスタQ8
はオンとなる。また、トランジスタQ2がオン・オフ動作
を行う期間T2では、トランジスタQ1,Q8はオフとなり、
トランジスタQ7はオンとなる。
以下、本実施例の動作について説明する。
まず、期間T1において、トランジスタQ1がオンする
と、インダクタL2、ダイオードD3、トランジスタQ1を介
して交流電源Vsから電流が流れ、インダクタL2にエネル
ギーが蓄積される。このとき、コンデンサC1からトラン
ジスタQ1、負荷回路Ｒ、トランジスタQ8を介して負荷回
路Ｒに電流が供給される。これにより負荷回路Ｒのイン
ダクタにはエネルギーが蓄積される。次に、トランジス
タQ1がオフされると、インダクタL2の蓄積エネルギーに
より、インダクタL2からダイオードD3、コンデンサC1、
ダイオードD2、交流電源Vsを介してインダクタL2に戻る
経路で電流が流れる。このとき、負荷回路Ｒのインダク
タの蓄積エネルギーにより、負荷回路Ｒからトランジス
タQ8、ダイオードD2を介して負荷回路Ｒに戻る経路で電
流が流れる。これにより、期間T1では負荷回路Ｒに正極
性の直流電圧が印加されることになる。
と、インダクタL2、ダイオードD3、トランジスタQ1を介
して交流電源Vsから電流が流れ、インダクタL2にエネル
ギーが蓄積される。このとき、コンデンサC1からトラン
ジスタQ1、負荷回路Ｒ、トランジスタQ8を介して負荷回
路Ｒに電流が供給される。これにより負荷回路Ｒのイン
ダクタにはエネルギーが蓄積される。次に、トランジス
タQ1がオフされると、インダクタL2の蓄積エネルギーに
より、インダクタL2からダイオードD3、コンデンサC1、
ダイオードD2、交流電源Vsを介してインダクタL2に戻る
経路で電流が流れる。このとき、負荷回路Ｒのインダク
タの蓄積エネルギーにより、負荷回路Ｒからトランジス
タQ8、ダイオードD2を介して負荷回路Ｒに戻る経路で電
流が流れる。これにより、期間T1では負荷回路Ｒに正極
性の直流電圧が印加されることになる。
次に、期間T2において、トランジスタQ2がオンする
と、トランジスタQ2、ダイオードD4、インダクタL2を介
して交流電源Vsから電流が流れ、インダクタL2にエネル
ギーが蓄積される。このとき、コンデンサC1からトラン
ジスタQ7、負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を介して負荷回
路Ｒに電流が供給される。これにより負荷回路Ｒのイン
ダクタにはエネルギーが蓄積される。次に、トランジス
タQ2がオフされると、インダクタL2の蓄積エネルギーに
より、インダクタL2から交流電源Vs、ダイオードD1、コ
ンデンサC1、ダイオードD4を介してインダクタL2に戻る
経路で電流が流れる。このとき、負荷回路Ｒのインダク
タの蓄積エネルギーにより、負荷回路Ｒからダイオード
D1、トランジスタQ7を介して負荷回路Ｒに戻る経路で電
流が流れる。これにより、期間T2では負荷回路Ｒに負極
性の直流電圧が印加されることになる。
と、トランジスタQ2、ダイオードD4、インダクタL2を介
して交流電源Vsから電流が流れ、インダクタL2にエネル
ギーが蓄積される。このとき、コンデンサC1からトラン
ジスタQ7、負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を介して負荷回
路Ｒに電流が供給される。これにより負荷回路Ｒのイン
ダクタにはエネルギーが蓄積される。次に、トランジス
タQ2がオフされると、インダクタL2の蓄積エネルギーに
より、インダクタL2から交流電源Vs、ダイオードD1、コ
ンデンサC1、ダイオードD4を介してインダクタL2に戻る
経路で電流が流れる。このとき、負荷回路Ｒのインダク
タの蓄積エネルギーにより、負荷回路Ｒからダイオード
D1、トランジスタQ7を介して負荷回路Ｒに戻る経路で電
流が流れる。これにより、期間T2では負荷回路Ｒに負極
性の直流電圧が印加されることになる。
本実施例においては、負荷回路ＲにコンデンサC1の充
電電圧が印加されるので、実施例１〜３に比べると、約
２倍の直流電圧を負荷回路Ｒに印加することができ、負
荷回路Ｒに高い電圧を必要とする場合に特に有効であ
る。
電電圧が印加されるので、実施例１〜３に比べると、約
２倍の直流電圧を負荷回路Ｒに印加することができ、負
荷回路Ｒに高い電圧を必要とする場合に特に有効であ
る。
なお、第９図の動作波形図では、トランジスタQ7,Q8
は高周波的にスイッチングされず、交流電源Vsの入力電
圧Vinに同期して交互にオン・オフされているが、トラ
ンジスタQ7,Q8がそれぞれオランジスタQ1,Q2と同じオン
・オフ動作を行うようにしても構わない。この場合、ト
ランジスタQ1,Q8がオフしたとき、負荷回路Ｒのインダ
クタの蓄積エネルギーによる電流は、ダイオードD2,D7
を介してコンデンサC1に流れることになり、トランジス
タQ2,Q7がオフしたときに、負荷回路Ｒのインダクタの
蓄積エネルギーによる電流は、ダイオードD1,D8を介し
てコンデンサC1に流れることになる。
は高周波的にスイッチングされず、交流電源Vsの入力電
圧Vinに同期して交互にオン・オフされているが、トラ
ンジスタQ7,Q8がそれぞれオランジスタQ1,Q2と同じオン
・オフ動作を行うようにしても構わない。この場合、ト
ランジスタQ1,Q8がオフしたとき、負荷回路Ｒのインダ
クタの蓄積エネルギーによる電流は、ダイオードD2,D7
を介してコンデンサC1に流れることになり、トランジス
タQ2,Q7がオフしたときに、負荷回路Ｒのインダクタの
蓄積エネルギーによる電流は、ダイオードD1,D8を介し
てコンデンサC1に流れることになる。
また、トランジスタQ1,Q2は期間T1,T2において共に交
互にオン・オフし、トランジスタQ7,Q8のみが第９図に
示すように、交流電源Vsの入力電圧Vinに同期して交互
にオン・オフするように構成しても良い。この場合、ト
ランジスタQ1,Q2は常に第６図の期間T3に示すように駆
動されれば良いので、そのドライブ回路の構成を簡単化
することができる。
互にオン・オフし、トランジスタQ7,Q8のみが第９図に
示すように、交流電源Vsの入力電圧Vinに同期して交互
にオン・オフするように構成しても良い。この場合、ト
ランジスタQ1,Q2は常に第６図の期間T3に示すように駆
動されれば良いので、そのドライブ回路の構成を簡単化
することができる。
［発明の効果］ 本発明によれば、順方向にオンオフされ、逆方向電流
は阻止しない第１及び第２のスイッチング要素を順方向
が一致するように直列接続した回路と、第１及び第２の
ダイオードを順方向が一致するように直列接続した回路
とを、各ダイオードの順方向が各スイッチング要素の逆
方向と一致するように並列接続し、第１及び第２のスイ
ッチング要素の接続点と第１及び第２のダイオードの接
続点の間に、インダクタを介して交流電源を接続し、第
１及び第２のスイッチング要素の直列回路の両端に第１
のコンデンサを並列接続し、少なくとも一方のスイッチ
ング要素と並列に負荷回路と第２のコンデンサの直列回
路を接続して成るインバータ装置において、前記第１の
スイッチング要素をオンオフする状態と、第２のスイッ
チング要素をオンオフする状態とを交流電源の半サイク
ル毎に交互に切り替えて前記各スイッチング要素を駆動
する手段を設け、交流電源の半サイクル毎に同期して極
性が反転する矩形波電圧を負荷回路に供給したものであ
るから、交流電源から見ても負荷回路から見ても各回路
要素に同じように電流が負担されるように通電すること
ができ、各回路要素にストレスを分散させることが可能
となり、使用素子数が少なく、電力損失も少なく、制御
も簡単でありながら、高入力力率、低入力電流歪率を達
成できるという効果がある。
は阻止しない第１及び第２のスイッチング要素を順方向
が一致するように直列接続した回路と、第１及び第２の
ダイオードを順方向が一致するように直列接続した回路
とを、各ダイオードの順方向が各スイッチング要素の逆
方向と一致するように並列接続し、第１及び第２のスイ
ッチング要素の接続点と第１及び第２のダイオードの接
続点の間に、インダクタを介して交流電源を接続し、第
１及び第２のスイッチング要素の直列回路の両端に第１
のコンデンサを並列接続し、少なくとも一方のスイッチ
ング要素と並列に負荷回路と第２のコンデンサの直列回
路を接続して成るインバータ装置において、前記第１の
スイッチング要素をオンオフする状態と、第２のスイッ
チング要素をオンオフする状態とを交流電源の半サイク
ル毎に交互に切り替えて前記各スイッチング要素を駆動
する手段を設け、交流電源の半サイクル毎に同期して極
性が反転する矩形波電圧を負荷回路に供給したものであ
るから、交流電源から見ても負荷回路から見ても各回路
要素に同じように電流が負担されるように通電すること
ができ、各回路要素にストレスを分散させることが可能
となり、使用素子数が少なく、電力損失も少なく、制御
も簡単でありながら、高入力力率、低入力電流歪率を達
成できるという効果がある。
第１図は本発明の作用説明図、第２図は本発明の第１実
施例の回路図、第３図は同上の動作波形図、第４図は本
発明の第２実施例の回路図、第５図は同上の動作波形
図、第６図及び第７図は本発明の第３実施例の動作波形
図、第８図は本発明の第４実施例の回路図、第９図は同
上の動作波形図、第10図は第１の従来例の回路図、第11
図は同上の動作波形図、第12図は第２の従来例の回路
図、第13図は第３の従来例の回路図、第14図は第２の従
来例の動作波形図、第15図は同上に用いる負荷回路の回
路図、第16図及び第17図は同上の動作波形図、第18図は
第４の従来例の回路図である。 11は第１のスイッチング手段、12は第２のスイッチング
手段、15は負荷回路である。
施例の回路図、第３図は同上の動作波形図、第４図は本
発明の第２実施例の回路図、第５図は同上の動作波形
図、第６図及び第７図は本発明の第３実施例の動作波形
図、第８図は本発明の第４実施例の回路図、第９図は同
上の動作波形図、第10図は第１の従来例の回路図、第11
図は同上の動作波形図、第12図は第２の従来例の回路
図、第13図は第３の従来例の回路図、第14図は第２の従
来例の動作波形図、第15図は同上に用いる負荷回路の回
路図、第16図及び第17図は同上の動作波形図、第18図は
第４の従来例の回路図である。 11は第１のスイッチング手段、12は第２のスイッチング
手段、15は負荷回路である。
Claims (5)
- 【請求項１】順方向にオンオフされ、逆方向電流は阻止
しない第１及び第２のスイッチング要素を順方向が一致
するように直列接続した回路と、第１及び第２のダイオ
ードを順方向が一致するように直列接続した回路とを、
各ダイオードの順方向が各スイッチング要素の逆方向と
一致するように並列接続し、第１及び第２のスイッチン
グ要素の接続点と第１及び第２のダイオードの接続点の
間に、インダクタを介して交流電源を接続し、第１及び
第２のスイッチング要素の直列回路の両端に第１のコン
デンサを並列接続し、少なくとも一方のスイッチング要
素と並列に負荷回路と第２のコンデンサの直列回路を接
続して成るインバータ装置において、前記第１のスイッ
チング要素をオンオフする状態と、第２のスイッチング
要素をオンオフする状態とを交流電源の半サイクル毎に
交互に切り替えて前記各スイッチング要素を駆動する手
段を設け、交流電源の半サイクル毎に同期して極性が反
転する矩形波電圧を負荷回路に供給したことを特徴とす
るインバータ装置。 - 【請求項２】前記第１のスイッチング要素をオンオフす
る状態と、第２のスイッチング要素をオンオフする状態
とを切り替える際に、第１のスイッチング要素と第２の
スイッチング要素を交互にオンオフする期間を設けて、
この期間に負荷回路に高周波電圧を供給したことを特徴
とする請求項１記載のインバータ装置。 - 【請求項３】順方向にオンオフされ、逆方向電流は阻止
しない第１及び第２のスイッチング要素を順方向が一致
するように直列接続した回路と、順方向にオンオフさ
れ、逆方向電流は阻止しない第３及び第４のスイッチン
グ要素を順方向が一致するように直列接続した回路と、
第１及び第２のダイオードを順方向が一致するように直
列接続した回路とを、各ダイオードの順方向が各スイッ
チング要素の逆方向と一致し且つ第１及び第３のスイッ
チング要素が接続されるように並列接続し、第１及び第
２のスイッチング要素の接続点と第１及び第２のダイオ
ードの接続点の間に、インダクタを介して交流電源を接
続し、第１及び第２のスイッチング要素の直列回路の両
端にコンデンサを並列接続し、第１及び第２のスイッチ
ング要素の接続点と第３及び第４のスイッチング要素の
接続点の間に負荷回路を接続して成るインバータ装置に
おいて、第１及び第４のスイッチング要素をオンオフす
る状態と、第２及び第３のスイッチング要素をオンオフ
する状態とを交流電源の半サイクル毎に交互に切り替え
て前記各スイッチング要素を駆動する手段を設け、交流
電源の半サイクル毎に同期して極性が反転する矩形波電
圧を負荷回路に供給したことを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項４】順方向にオンオフされ、逆方向電流は阻止
しない第１及び第２のスイッチング要素を順方向が一致
するように直列接続した回路と、順方向にオンオフさ
れ、逆方向電流は阻止しない第３及び第４のスイッチン
グ要素を順方向が一致するように直列接続した回路と、
第１及び第２のダイオードを順方向が一致するように直
列接続した回路とを、各ダイオードの順方向が各スイッ
チング要素の逆方向と一致し且つ第１及び第３のスイッ
チング要素が接続されるように並列接続し、第１及び第
２のスイッチング要素の接続点と第１及び第２のダイオ
ードの接続点の間に、インダクタを介して交流電源を接
続し、第１及び第２のスイッチング要素の直列回路の両
端にコンデンサを並列接続し、第１及び第２のスイッチ
ング要素の接続点と第３及び第４のスイッチング要素の
接続点の間に負荷回路を接続して成るインバータ装置に
おいて、第１のスイッチング要素をオンオフする状態
と、第２のスイッチング要素をオンオフする状態とを交
流電源の半サイクル毎に交互に切り替えて、第１のスイ
ッチング要素がオンオフする半サイクルでは第４のスイ
ッチング要素を常にオン状態とし、第２のスイッチング
要素がオンオフする半サイクルでは第３のスイッチング
要素を常にオン状態とするように前記各スイッチング要
素を駆動する手段を設け、交流電源の半サイクル毎に同
期して極性が反転する矩形波電圧を負荷回路に供給した
ことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項５】順方向にオンオフされ、逆方向電流は阻止
しない第１及び第２のスイッチング要素を順方向が一致
するように直列接続した回路と、順方向にオンオフさ
れ、逆方向電流は阻止しない第３及び第４のスイッチン
グ要素を順方向が一致するように直列接続した回路と、
第１及び第２のダイオードを順方向が一致するように直
列接続した回路とを、各ダイオードの順方向が各スイッ
チング要素の逆方向と一致し且つ第１及び第３のスイッ
チング要素が接続されるように並列接続し、第１及び第
２のスイッチング要素の接続点と第１及び第２のダイオ
ードの接続点の間に、インダクタを介して交流電源を接
続し、第１及び第２のスイッチング要素の直列回路の両
端にコンデンサを並列接続し、第１及び第２のスイッチ
ング要素の接続点と第３及び第４のスイッチング要素の
接続点の間に負荷回路を接続して成るインバータ装置に
おいて、第３のスイッチング要素をオンする状態と、第
４のスイッチング要素をオンする状態とを交流電源の半
サイクル毎に交互に切り替えて、第１及び第２のスイッ
チング要素は交互にオンオフするように前記各スイッチ
ング要素を駆動する手段を設け、交流電源の半サイクル
毎に同期して極性が反転する矩形波電圧を負荷回路に供
給したことを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1105181A JP2690042B2 (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | インバータ装置 |
| DE69015418T DE69015418T2 (de) | 1989-04-25 | 1990-04-24 | Energieversorgung. |
| EP90107778A EP0394966B1 (en) | 1989-04-25 | 1990-04-24 | Power supply |
| CA002015281A CA2015281C (en) | 1989-04-25 | 1990-04-24 | Polarized electromagnetic relay |
| US07/514,052 US5063490A (en) | 1989-04-25 | 1990-04-24 | Regulated chopper and inverter with shared switches |
| KR1019900005973A KR930004817B1 (ko) | 1989-04-25 | 1990-04-25 | 스위칭 소자를 공유한 전원장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1105181A JP2690042B2 (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02282809A JPH02282809A (ja) | 1990-11-20 |
| JP2690042B2 true JP2690042B2 (ja) | 1997-12-10 |
Family
ID=14400507
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1105181A Expired - Lifetime JP2690042B2 (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2690042B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69633141T2 (de) * | 1996-06-06 | 2005-07-28 | I-Hits Laboratory Corp., Yokohama | Wechselstrom-wechselstrom-umformer |
| US6111392A (en) * | 1996-09-09 | 2000-08-29 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Power source device including a plurality of switching circuit for power conversion with switching elements used in common |
| JP4867110B2 (ja) * | 2001-09-05 | 2012-02-01 | パナソニック株式会社 | 誘導加熱装置 |
| JP6334291B2 (ja) * | 2014-07-02 | 2018-05-30 | 三菱電機株式会社 | 交流励磁機の励磁装置 |
| US10020765B2 (en) | 2015-12-30 | 2018-07-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Excitation device of AC exciter |
-
1989
- 1989-04-25 JP JP1105181A patent/JP2690042B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02282809A (ja) | 1990-11-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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