KR930004817B1

KR930004817B1 - 스위칭 소자를 공유한 전원장치

Info

Publication number: KR930004817B1
Application number: KR1019900005973A
Authority: KR
Inventors: 미노루 마에하라; 하루오 나가세
Original assignee: 마쯔시따 덴꼬 가부시끼 가이샤; 미요시 도시오
Priority date: 1989-04-25
Filing date: 1990-04-25
Publication date: 1993-06-08
Also published as: CA2015281A1; US5063490A; DE69015418T2; CA2015281C; EP0394966A2; EP0394966B1; DE69015418D1; KR900017262A; EP0394966A3

Abstract

내용 없음.

Description

스위칭 소자를 공유한 전원장치

제1도는 두 스위칭 소자를 공용하는 쵸퍼 및 반전기를 포함한 반전기 교류 전원 장치의 기본 회로 장치 선도.

제2도는 제1도의 회로에서 여러 지점에서 파형을 도시한 파형도.

제3a도내지 3d도는 입력 교류 전압의 정의 절반부 사이클 동안 회로의 동작에서 전류 흐름을 도시하는 선도.

제4a도 내지 4d도는 입력 교류 전압의 부의 절반부 사이클 동안 회로의 동작에서 전류 흐름을 도시하는 선도.

제5도의 (a) 및 (b)는 스위칭 주파수 및 듀티비 D에 대하여 W_IN과 W_OUT간의 이상적인 관계를 도시하는 그래프.

제6도의 (a) 및 (b)는 스위칭 주파수 f 및 듀티비 D에 대하여 W_IN과 W_WIN간의 불평형 관계를 도시하는 그래프.

제7도의 (a) 및 (b)는 스위칭 주파수 f 및 듀티비 D에 대하여 W_IN과 W_OUT간의 다른 불평형 관계를 도시하는 그래프.

제8도는 스위칭 소자의 듀티비 D에 대하여 쵸퍼 압력 전력 W_IN과 반전기 출력 전력 W_OUT간의 그래프도.

제9a도 및 9b도는 두 스위칭 소자를 상보 관계로 구동시키기 위한 파형을 도시한 챠트.

제10도 내지 13도는 W_IN및 W_OUT중 하나가 고정 레벨로 유지되어 있으며 W_IN및 W_OUT를 평형시키기 위한 제어 모드를 도시한 그래프.

제14도는 본 발명에 따른 전원의 기본 장치를 도시한 개략선도.

제15도는 적합한 제1실시예에 따라서 반전기 교류 전원 장치를 도시하는 회로선도.

제16도는 W_IN및 W_OUT간의 관계를 램프-온 모드 및 램프 사전 가열 모드로 도시하는 그래프.

제17도는 다램프 구동 장치로서 사용될때 상기 전원 장치를 도시하는 회로선도.

제18도는 본 발명의 제2실시예에 따른 전원 장치를 도시한 회로선도.

제19도는 제18도의 회로의 동작을 도시하는 파형도.

제20도는 제18도의 회로를 형성하는 전력 제어기의 일부를 도시하는 회로선도.

제21도는 제20도의 회로 동작을 도시하는 파형도.

제22도는 제20도의 회로에서 사용된 단안정 멀티 바이브레이터의 선도.

제23a도 내지 23d도는 본 발명에 포함될 수 있는 여러가지 전원 장치도.

제24도는 본 발명에 포함될 수 있는 다른 전원 장치도.

제25도는 전원 장치가 형광 램프를 구동하는데 사용된 경우의 일례도.

제26도는 제25도의 회로 동작을 한 제어 모드로 설명하는 여러 파형도.

제27도는 제25도의 회로 동작을 다른 제어 모드로 설명하는 여러 파형도.

제28도는 본 발명의 제3실시예에 따라 반전기 교류 전원 장치의 회로 장치도.

제29도는 제28도의 전원 장치에서 사용되는 제어기 논리를 도시한 선도.

제30도는 상기 전원 장치의 제어 동작을 설명하는 여러 파형도.

제31도는 전압원 극성의 검출을 위한 여러 지점을 도시하는 상기 전원 장치의 회로선도.

제32a도 및 32b도는 오프-부하 조건의 검출을 위하여 여러 지점을 도시한 상기 전원 장치 회로선도.

제33도는 전압원의 극성 및 오프-부하 조건의 검출을 하는데 적합한 지점을 도시하는 상기 전원 장치의 회로선도.

제34도는 제33도의 회로의 오프-부하 검출기를 도시한 선도.

제35도는 제33도의 회로의 전압원 극성 검출기를 도시한 선도.

제36도는 소스 전압 극성 및 오프 부하 조건의 검출을 위한 상기 회로에서 다른 지점을 도시한 선도.

제37도는 제36도의 회로점에서의 파형도.

제38도는 제36도의 회로의 소스 전압 극성 검출기를 도시하는 선도.

제39도는 제36도의 회로의 오프-부하 검출기를 도시하는 선도.

제40도는 재접속된 부하 조건의 검출을 위해 다른 동작 모드로 도시된 제36도의 회로점에서의 파형도.

제41도는 오프-부하 조건의 검출을 위한 다른 변형을 도시한 회로선도.

제42도는 제41도의 제어 동작을 도시하는 파형도.

제43도는 제42도의 제어 동작을 위해 구동 신호를 얻기 위한 논리 회로도.

제44도는 본 발명의 전원 장치를 형성할 수 있는 변형된 쵸퍼/반전기 회로를 도시하는 회로도.

제45도는 제44도의 회로에서 사용하기 위한 오프-부하 검출기의 선도.

제46도는 본 발명의 전원 장치를 형성할 수 있는 또다른 변형된 쵸퍼/반전기 회로를 도시한 회로도.

제47도는 전력 제어기가 제거된 본 발명의 제4실시예에 따른 전원 장치의 회로선도.

제48도는 제47도의 회로의 적합한 한 동작을 설명하는 파형도.

제49도는 제47도의 회로에서 얻어진 부하 전류를 도시하는 파형도.

제50도는 제47도의 또 다른 적합한 동작을 도시한 파형도.

제51도는 제50도의 제어에서 얻어진 합성부하 전류를 도시하는 파형도.

제52도는 제47도와 동일하지만 제49도와 같은 부하 전류를 얻기 위해 다르게 동작하는 전원 장치의 또다른 회로를 도시하는 회로선도.

제53도는 제52도의 회로의 동작을 도시하는 파형도.

제54도는 본 발명의 제4실시예에 따른 전원 장치의 회로선도.

제55도의 (a) 및 55도의 (b)는 제54도의 동작을 도시하는 파형도.

제56도의 (a) 및 56도의 (b)는 제54도의 회로의 동작을 도시하는 파형도.

제57도의 (a) 내지 57d도는 본 발명의 전원 장치로 구동되어지게 적합될 수 있는 여러 부하의 도시도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 쵸퍼 2 : 반전기 회로

10 : 전력 제어 수단 20 : 소스 전압 극성 검출기

본 발명은 전원 장치에 관한 것으로, 특히 상용 교류 전압원에 접속되어 고주파수 교류 전압을 교류-직류-교류 변환하여 부하에 최대 효율로 공급하는 반전기 교류 전원 장치에 관한 것이다.

반전기 교류 전원 장치는 상용 교류 전압원으로부터 직류 전압을 공급하는 교류-직류 변환기와, 직류 전압으로부터 방전램프와 같은 부하를 구동시키기 위한 고주파수 전압을 공급하는 반전기를 구비하는 것으로 공지되어 있다. 또한 회로의 역율(power factor)을 증가시키는데 필요한 인덕터 소자의 크기를 감소시키기 위해 직류 전압을 반전기 입력에 공급함에 있어서 AC 소스 전압을 쵸프하도록 작동하는 쵸퍼(chopper)를 상기 장치 내에서 사용하는 것이 공지되어 있다. 쵸퍼 및 반전기 성분의 중복을 피하기 위하여, 유럽 특허원 제 89 117 043.3호[유럽 특허 공보 제 0 036 156 A2호]에서는 쵸퍼 및 반전기 회로에서 스위칭 소자를 공용하는 것을 제안하고 있다. 비록 이러한 종래의 전원 장치가 회로 소자수를 감소시키며 역을 증가에는 매우 효과적인 것으로 알려져 있지만, 스위칭 소자가 쵸퍼 및 반전기에서 공통으로 사용됨으로써 쵸퍼로의 입력 전력 W_IN과 반전기로부터의 출력 전력 W_OUT을 서로 독립적으로 제어하는 것이 보다 곤란해졌다. 이것은 전원 장치가 입력 전력 W_IN또는 출력 전력 W_OUT에서 예를들어, 가변 부하 조건, 교류 소스 전압에서의 파동 또는 다른 요인으로부터 발생될 수 있는 상당한 변동을 받을시에는 다른 문제점을 나타낸다. 즉, 쵸퍼로의 입력 전력이 어떠한 이유로 인하여 감소되어 W_IN＜W_OUT이 되면 AC 전압으로부터의 입력 전류에는 상당한 고주파가 나타나 불만족스러운 입력 왜곡이 발생되어 결국에는 역율이 감소된다. 반면에, 쵸퍼로의 입력 전력이 증가하여 W_IN＞W_OUT이 되면, 쵸퍼의 출력도 따라서 증가되어 쵸퍼 및 반전기를 형성하는 스위칭 소자 및 평활 캐패시터에 상기 증가된 전압이 인가되어 진다. 따라서, 회로의 안전 동작을 위해서는 상기 증가된 전압에 견뎌낼 수 있는 스위칭 소자 및 캐패시터를 사용하는 것이 필요하다. 그러나, 상기 이러한 소자는 예외없이 값이 고가이므로 전원 장치에 여분의 코스트를 부가시킨다.

그러므로, 입력 왜곡을 최소로 감소시키며, 개선된 역율을 유지하고 지나친 코스트의 증가를 가져오지 않도록 하기 위하여 특히 쵸퍼 및 반전기에 공용인 스위칭 소자를 사용하는 전원 장치에서 쵸퍼 입력 전력 W_IN및 반전기 출력 전력 W_OUT을 평형으로 유지하도록 정확하게 제어해야 한다.

그러므로 본 발명의 목적은, 불만족스러운 입력 왜곡을 제거시켜 개선된 역율을 유지시키기 위해 쵸퍼의 입력 전력 및 반전기의 출력 전력을 정확하게 등가화시키고 경제적인 회로부품을 사용하면서도 안전한 동작을 보증해 줄 수 있는 개선된 반전기 교류 전원 장치를 제공하는데 있다.

상기 목적을 달성하기 위하여, AC 소스 전압으로부터 입력 직류 전압을 공급하는 쵸퍼와, 직류 전압으로부터 고주파수 교류 전압을 부하에 공급하는 반전기를 구비하며, 상기 쵸파와 반전기가 최소한 하나의 스위칭 소자를 공용하고 있는 반전기 교류 전원 장치에서, 입력 전력 및 출력 전력을 등가화하는데 적합한 제어 수단에 대한 연구가 행하여 왔다. 제어 수단에 대해 기술하기 전에, 본 발명의 이해를 돕기 위해 본 발명의 전원 장치에 대해 간략이 설명하고자 한다. 제1도를 참조해 보면, 비록 본 발명이 이것에 국한되지 않지만, 전언 장치 발명의 기본 회로 장치가 도시되어 있다. 제1도에서 도시된 바와같이, 전원 장치는 저역 통과 필터(3)를 통해 상용 교류 전압원 Vs에 접속된 쵸퍼(1)와, 쵸퍼(1)로부터 직류 전압을 반전시켜 고주파수 교류 전압을 부하에 공급하도록 회로내에 접속된 반전기(2)를 구비하며, 상기 부하는 전형적인 일실시예로서 인덕터 L₃와, 캐패시터 C₄를 갖는 형광 램프 FL을 구비하는 것으로 도시되어 있다. 쵸퍼(1)는 인덕터 L₂, 전파(full-wave) 정류기 다이오드 브릿지 D₁내지 D₄, 직렬 접속된 한쌍의 스위칭 소자 Q₁및 Q₂와 직렬 접속된 한쌍의 캐패시터 C₂및 C₃를 포함한다. 스위칭 소자 Q₁및 Q₂는 전압원 Vs으로부터 교류 전압 W_IN의 인터럽팅을 쵸프하거나 반복하기 위하여 고주파수에서 교대로 턴온 및 턴오프하도록 구동되어, 인덕터 L₂에서 전압이 생성되어 전파 정류기를 통해 정류되어 평활되어진 직류 전압이 캐패시터 C₂및 C₃에 공급된다.

반전기(2)는 쵸퍼(1)가 직류 전압을 캐패시터 C₂및 C₃에 공급된다. 반전기(2)는 쵸퍼(1)가 직류 전압을 캐패시터 C₂및 C₃에 공급하도록 동작하는 동안, 캐패시터 C₂및 C₃로부터의 직류 전압을 스위치하는 스위칭 소자 Q₁및 Q₂를 공용하여 생성된 고주파수 교류 전압을 부하에 공급한다. 제2도에서는 입력 전압 W_IN및 전류 I_IN, 인덕터 L₂를 통한 전류 I_L2, 스위칭 소자 Q₁및 Q₂용 구동 신호 S₁및 S₂, 캐패시터 C₂및 C₃각각의 양단간에서 발생되는 직류 전압 Vc과, 부하 전압 V_L또는 전류 I_L에 대한 파형을 도시한다. 제3a 내지 3d 및 제4a 내지 4d도에서 도시된 바와같이, 스위칭 소자 Q₁및 Q₂가 교대로 스위칭 온 및 스위칭 오프하면 제1쵸퍼 모드와 제2쵸퍼 모드가 교대로 교류 전압의 절반부 사이클 각각에서 발생되며 고주파수 교류 전압을 부하에 공급하는 반전기 동작이 실행된다. 반전기 동작은, AC 소스 전압 W_IN의 정(positive)의 절반부 사이클 동안은 제3a 및 3c도에서 도시되며 교류 전압원 W_IN의 부(negative)이 절반부 사이클 동안은 제4a 및 4c도에서 도시된다. 제1쵸퍼 모드는 한 스위칭 소자Q₁(Q₂)가 도통하여, 교류 전압원 Vs, 인덕터 L₂, 다이오드중 한 다이오드 D₃(D₄), 인덕터 L₂에 에너지를 저장하기 위한 한 스위칭 소자 Q₁(Q₂)의 폐 루프를 설정하는 사전 충전 상태[정의 절반부 사이클 동안은 제3b도 및 부하의 절반부 사이클 동안은 제4b도]이다. 제2쵸퍼 모드는 한 스위칭 소자 Q₁(Q₂)가 비도통되어 인덕터 L₂, 제3 또는 제4다이오드 D₃(D₄) 캐패시터 C₂(C₃), 제1 도는 제2다이오드 D₂(D₁), 캐패시터 C₂(C₃)를 충전하기 위해 인덕터 L₂로부터 에너지를 방출하는 교류 전압원 Vs의 폐 루프를 설정하는 충전 상태[정의 절반부 사이클 동안 제3d도, 부의 절반부 사이클 동안은 제4d도]이다.

이러한 방법으로, 이들 모드 또는 상태는 교류 전압원 Vs의 각각 절반부 사이클에서 반복되어 평활된 입력 전압을 반전기에 공급하는 캐패시터 C₂및 C₃를 충전시킨다. 이와같이, 반전기의 스위칭 소자 Q₁및 Q₂는 직류 전압을 캐패시터 C₂및 C₃에 공급하기 위해 쵸퍼 동작을 실행함으로서 입력 교류 전압의 각각 하나의 완전한 사이클에서 동일하게 최적으로 사용될 수 있다. 즉, Q₁이 쵸퍼 및 반전기 동작용 사용되면, Q₂는 정의 절반부 사이클 동안 반전기 동작용으로만 사용되고, Q₂가 쵸퍼 및 반전기 동작용으로 사용되면 Q₁은 AC 소스 전압의 부의 절반부 사이클 동안은 반전기 동작용으로만 사용된다. 이러한 점에서, 스위칭 소자 Q₁및 Q₂모두는 반전기 및 쵸퍼 동작에 공통으로 이용된다. 또한 회로 동작에 대한 상세는 [유럽 특허원 제 89 117 043.3호 (EP 0 036 156으로 1990년 3월 30일자로 공보됨)]에서 상세히 설명되어 있으므로 더이상의 설명은 생략하기로 한다.

쵸퍼 및 반전기에 공용인 스위칭 소자를 갖는 상기 전력 장치에 의거하여, 쵸퍼 입력 전력 W_IN및 반전기 출력 전력 W_OUT을 정확하게 등가화시키는 것이 고려된다. 본 발명의 한 변형에 있어서, 쵸퍼 입력 전력 W_IN및 반전기 출력 전력 W_OUT은 쵸퍼 입력 전력 W_IN및 반전기 출력 전력 W_OUT이 발생하는 동시성 변화를 고려하여 스위칭 소자의 스위칭 주파수 f 및 듀티비 D의 변화를 제어함으로써 정확하게 등가화된다. 개별적인 제어의 결과를 이하에서 기술하고자 한다. 만일 달리 상세히 기술되지 않는다면, 이하의 기술은 인덕터 L₃와, 캐패시터 C₄를 갖는 형광 램프 FL로 구성된 부하를 구동하기 위해 두 스위칭 소자 Q₁및 Q₂를 갖는 제1도의 전력 장치에 근거한 것이다.

I 주파수 제어

W_IN및 W_OUT은 제5도의 (a)에서 도시된 바와같이 동작 주파수 범위가 부하의 고유 주파수 fc 이상이 되도록 한정되어지는 스위칭 주파수 f의 함수로서 각각 표시된다. 제5도의 (a)로부터 명백한 바와같이, W_IN및 W_OUT모두는 이용 가능한 동작 주파수 범위내에서 스위칭 주파수 f의 증가에 대해 단조 감소 관계를 나타내며, 주파수 f₁에서 W_IN및 W_OUT은 등가이다. 또한 제5도의 (a)로부터 공지된 것은 W_OUT이 보다 큰 경사도를 갖거나 주파수 f의 변화에 대해 W_IN보다 큰 변화지 즉

를 나타낸다는 것이다. 그러므로, 주파수 제어는 W_IN의 작은 변화로 W_OUT를 변화하는데 적합하다.

II 듀티비 제어

듀티비 D는 스위칭 소자의 온-타임 주기와 하나의 완전한 사이클의 비로서 정해진다. 전원 장치가 두 스위칭 소자를 포함하므로, 듀티비는 상이한 두 방법으로 정해질 수 있는데, 한 방법은 두 스위칭 소자 Q₁및 Q₂가 동일한 온-타임 주기를 갖는 경우이며, 다른 방법은 이들 두 스위칭 소자가 서로 상보형인 상이한 온-타임 주기를 갖는 경우, 즉 한 스위칭 소자의 온-주기는 다른 스위칭 소자의 오프-주기에 대응하는 상이한 온-타임 주기를 갖는 경우이다.

II-A Q₁및 Q₂가 동일한 온-타임 주기를 갖는 듀티비 제어 :

스위칭 소자 Q₁및 Q₂가 단락을 보호하기 위해 동시에 턴온되어져서는 안되는 반전기 회로의 제한으로 인하여, 듀티비 D는 50% 이하로 되어야 한다. 50% 이하의 제어 가능한 듀티비 범위내에서, W_IN및 W_OUT은 제8도에서 도시된 바와같이 증가하는 듀티비

D에 대해 단조 증가하는 관계를 나타낸다. 제8도로부터 D=50%에 인접한 특정점 d₁에서 W_IN과 W_OUT가 동일하며 W_IN이 보다 큰 경도를 갖거나 또는 듀티비 D의 변화에 관련하여 D=50% 근방에서 W_OUT보다 큰 변화비, 즉

를 나타내는 것을 알 수 있다. 그러므로, 듀티비 제어는 W_OUT간의 작은 변화로 W_IN을 변화시키는데 적합하다.

II-B Q₁과 Q₂간의 상보 관계시 상이한 온-타임 주기를 갖는 듀티비 제어 :

이러한 제어에서, 두 스위칭 소자 Q₁및 Q₂는, Q₁및 Q₂가 동일한 온-타임 주기 T/2를 갖는 제9a도 및 Q₁및 Q₂가 상보 관계의 상이한 온-타임 주기 X_ON및 T-X_ON를 갖는 제9b도에서 도시된 바와같이, 한 스위칭 소자의 온-타임 주기가 다른 스위칭 소자의 오프-타임 주기와 일치하도록 구동된다. 이러한 제어로 두 스위칭 소자에는 한정된 두 듀티비가 존재할 수 있으므로, 듀티비 D는 현재 쵸퍼 동작에 책임있는 한 스위칭 소자에 관련된 것으로 정해진다. 이때에 쵸퍼 동작에 책임있는 스위칭 소자 Q₁및 Q₂는 상술된 바와같이 교류 전압원 Vs에서 극성 반전과 동기로 교대하는 것으로 공지되어 있다. 즉, 입력 전압 W_IN의 정의 절반주 사이클 동안, 스위칭 소자 Q₁은 쵸퍼 및 반전기 동작에 책임을 지는 반면에, 스위칭 소자 Q₂는 반전기 동작에 대해서만 책임을 진다. 입력 전압 W_IN의 부의 절반부 사이클 동안, 스위칭 소자 Q₂는 쵸퍼 및 반전기 동작에 책임을 지도록 턴되며, 스위칭 소자 Q₁는 반전기 동작에 대해서만 책임을 진다. 듀티비 D의 이러한 한정으로 인하여, 쵸퍼 입력 전력 W_IN및 반전기 출력 W_OUT은 또한 제5도의 (b)에서 도시된 바와같이, 증가하는 듀티비 D에 대해 단조 증가하는 관계를 나타낸다. 제5도의 (b)로부터 D=50%에 인접한 특정점 d₁에서 W_IN과 W_OUT이 동일하며, W_IN은 보다 큰 경도를 갖거나, 듀티비 D의 변화에 관련하여 D=50%의 근방에서 W_OUT보다 큰 변화비, 즉

를 나타낸다는 것을 알 수 있다. 그러므로, 또한 듀티비 제어는 W_OUT의 작은 변화로 W_IN을 변화시키는데 적합하다는 것을 알 수 있다. 스위칭 소자의 스위칭 주파수 f 및 듀티비 D에 관련하여 W_IN및 W_OUT의 상기 동작에 대하여, 주파수 제어는 W_IN의 보다 적은 변화로 비교적 큰 W_OUT의 변화를 얻는데 유리하며 듀티비 제어는 W_OUT의 보다 적은 변화로 비교적 큰 W_IN의 변화를 얻는데 유리한 것으로 결론된다. 따라서 W_IN및 W_OUT중 하나를 거의 변화시키지 않으면서도 W_IN및 W_OUT가 동일 레벨로 유지되도록 주파수 제어 및 듀티비 제어를 적합하게 선택함으로써 쵸퍼 입력 전력 W_IN또는 반전기 출력 전력 W_OUT의 변화를 보상할 수 있다. 상기 W_IN및 W_OUT의 상기 변화는 반전기 교류 전원 장치의 실제 동작 환경에서와 동일하며, 특히 전원 장치가 방전 램프를 구동시키는데 사용될때는 다음의 상황에서 나타난다.

I 출력 전력 제어 :

전원 장치가 광 강도를 제어하기 위한 딤머(dimmer)를 부가로 포함하도록 설계되면, 반전기 출력 전력 W_OUT은 가변적이어야 하며 따라서 관련식 W_IN=W_OUT을 불가피하게 위반하게 된다.

II 상이한 동작 모드

방전 램프를 온(정상 동작 모드)으로 유지하기 위한 보유 전압을 공급하기 위해 전원 장치가 임의 주파수에서 W_IN=W_OUT를 갖는 것으로 설계되면, 전원은 스위칭 소자를 보다 큰 주파수로 구동시킴으로써(사전가열 모드) 램프를 사전 가열할시에 W_IN＞W_OUT가 될 것이다. 또한 전원 장치가 사전 가열 모드시에 W_IN=W_OUT를 갖도록 설계되면, 전원은 정상 동작 모드시에는 W_IN＜W_OUT가 될 것이다.

III 교류 전압 변동 또는 파동

이것은 결국에는 관련식 W_IN=W_OUT을 위반시킨다.

IV 부하 변동

예를들어, 전원 장치가 병렬 결합된 다수의 램프를 구동하는데 사용되면, 반전기 출력 전력 W_OUT은 점멸 또는 보다 적게 방사되어지는 하나 이상의 램프에 의해 감소되어 결국에는 W_IN＞W_OUT이 되어진다.

제5 내지 7도에서는 스위칭 주파수 f 및 듀티비 D에 대하여 W_IN과 W_OUT간의 관계를 갖는 가능한 3가지 상황을 도시한다. 이들 도면에서는, 듀티비 D는 상기 정의 II-B에 따라서 정해진다.

제5a 및 5도의 (b)에서는 선택된 동작 주파수 f₁및 듀티비 d₁에서 W_IN이 W_OUT와 동일하게 유지되어 쵸퍼가 최적의 전압을 반전기에 공급하며 입력 전류의 왜곡을 최소로 유지할 수 있는 이상적인 상황을 도시한다.

제6a 및 6도의 (b)에서는 선택된 동작 주파수 f₁및 듀티비 d₁에서 W_OUT가 W_IN보다 크게 되어 입력 전류에 상당한 왜곡이 발생됨으로써 역율이 감소되어지는 불평형 상황을 도시한다.

제7도의 (a) 및 (b)에서는 선택된 동작 주파수 f₁및 듀티비 d₁에서 W_IN이 W_OUT보다 크게 되어 쵸퍼가 스위칭 소자 및 캐패시터에 손상을 입힐 수 있는 과도하게 높은 전압을 공급하게 되는 다른 불평형 상황을 도시한다.

W_IN및 W_OUT의 평형을 유지하기 위하여, 스위칭 주파수 f[f₁→f₂] 또는 듀티비 [d₁→d₂]를 변화시킬 수 있다. 스위칭 주파수 f 및 듀티비 D중 어느것이 사용되어지는가를 정함에 있어서, W_IN및 W_OUT중 어느것이 보다 적은 변화를 가져야만 하는가를 고려한다. 즉, W_IN의 변화를 보다 적은 정도로 유지하면서 불평형 상황[제6도의 (a) 및 (b)의 W_IN＜W_OUT, 제7도의 (a) 및 (b)의 W_IN＞W_OUT]을 보상할 때는, 주파수 제어가 적합하다. 역시, W_OUT의 변화를 보다 적은 정도로 유지하면서 불평형 상황[제6도의 (a) 및 (b)의 W_IN＜W_OUT, 제7도의 (a) 및 (b)의 W_IN＞W_OUT]을 보상할 때는, 듀티비 제어가 적합하다. 상기 두 경우에 있어서, W_IN및 W_OUT모두는, 비록 이들 중 하나가 비교적 적은 변화를 나타내는 것으로 유지될 수 있더라도, 이들의 초기 레벨로부터 변화되어야 한다. 그러나, 반전기 교류 전원 장치의 실제 사용에 있어서는 이들이 평형될 때 W_IN및 W_OUT중 하나를 고정된 레벨로 유지시키는 것이 필요로 된다. 이러한 필요 조건은 주파수 제어 및 듀티비 제어를 결합하는 정교한 제어를 실행함으로써 성공적으로 만족될 수 있다.

주파수 f 및 듀티비 D의 상기 정교한 결합 제어를 가능한 4가지 상황[A] 내지 [D]에 관련하여 지금부터 기술하고자 한다.

[A] W_IN인 고정 레벨일 때의 W_IN＜W_OUT상황 :

제10a 및 10b도에서는 선택된 동작 주파수 f₁및 선택 동작 듀티비 d₁에서 W_IN＜W_OUT인 상황을 도시한다. 이러한 불평형 상황을 보상하거나 또는 W_IN=W_OUT이 되도록 하기 위해서는, 듀티비 D=d₁로 고정하여 주파수 f[f₁→f₂]를 증가시키거나 주파수 f=f₁로 고정하여 듀티비 D[d₁→d₂]를 증가시킬 수 있다. 이러한 주파수 단독 제어 또는 듀티비 단독 제어의 경우에 있어서, W_IN및 W_OUT모두는 일정한 변화를 나타낸다. 즉, 주파수 단독 제어는 W_IN에서 W_2f[제10a도]로, W_OUT에서 W_2f로 변화를 일으키며 듀티비 단독 제어는 W_IN에서 W_2D로 W_OUT에서 W_2D[제10b도]로 변화를 일으킨다. 평형 상태를 얻는데 있어서 W_IN을 고정 상태로 유지하기 위하여, 다음의 단계를 통해 결합 제어가 실행된다. 즉

1) 곡선 W_IN[D=d₁]상의 점[a]에서 점[g]로 W_IN을 변화시키고 곡선 W_OUT[D=d₁]상의 점[b]에서 점[h]로 W_OUT를 상응하게 변화시키기 위해 주파수 f₁를 천이 주파수 f₃로 증가시키며, 이러한 조건에서 W_IN이 보다 적은 정도로 감소된다.

2) 곡선 W_IN[f=f₃]상의 점[g]에서 점[c]로 W_IN을 변화시키고 곡선 W_OUT[f=f₃]상의 점[h]에서 점[c]로 W_OUT를 상응하게 변화시키기 위해 듀티비 D를 d₁에서 d₃로 증가시키며, 따라서, W_IN을 초기 레벨 W_IN로 유지하면서 W_IN=W_OUT를 얻을 수 있다.

[B] W_OUT가 고정 레벨일 때의 W_IN＜W_OUT상황 :

제11a 및 11b도에서는 선택된 동작 주파수 f₁및 듀티비 d₁에서 W_IN＜W_OUT인 상황을 도시한다. 평형된 상태를 얻는데 있어서 W_OUT을 고정으로 유지하기 위하여, 다음의 단계를 통하여 결합 제어를 실행한다. 즉

1) 곡선 W_IN[f=f₁]상의 점[a]에서 [d]로 W_IN을 변화시키고 곡선 W_OUT[f=f₁]상의 점[b]에서 [e]로 W_OUT를 상응하게 변화시키기 위해, 듀티비 D를 d₁에서 천이 듀티비 d₃로 증가시키며, 이러한 조건에서 W_OUT는 보다 적은 정도로 감소된다.

2) 곡선 W_IN[D=d₃]상의 점[d]에서 [c]로 W_IN을 변화시키고 곡선 W_OUT[D=d₃]상의 점[e]에서 [c]로 W_OUT를 상응하게 변화시키기 위하여, 주파수 f₁에서 주파수 f₃로 강하시키며, 따라서 W_OUT을 초기 레벨 W_OUT로 유지하면서 W_IN=W_OUT를 얻게 된다.

[C] W_IN인 고정 레벨일 때의 W_IN＞W_OUT인 상황 :

제12a 및 12b도에서는 선택된 동작 주파수 f₁및 동작 듀티비 d₁에서 W_IN＞W_OUT인 상황을 도시한다. 평형 상태를 얻는데 있어서 W_IN을 고정으로 유지하기 위하여, 다음의 단계를 통하여 결합 제어를 실행한다. 즉

1) 곡선 W_IN[D=d₁]상의 점[a]에서 [g]로 W_IN을 변화시키고 곡선 W_OUT[D=d₁]상의 점[b]에서 [h]로 W_OUT를 상응하게 변화시키기 위해 주파수 f₁를 천이 주파수 f₃로 강하시키고, 이러한 상황에서 W_IN은 보다 적은 정도로 증가된다.

2) 곡선 W_IN[f=f₃]상의 점[g]에서 [c]로 W_IN을 변화시키고 곡선 W_OUT[f=f₃]상의 점[h]에서 [c]로 W_OUT를 상응하게 변화시키기 위하여, 듀티비 D를 d₁에서 d₃로 감소시키고, 따라서 W_IN을 초기 레벨 W_IN로 유지하면서 W_IN=W_OUT를 얻게 된다.

[D] W_OUT가 고정 레벨일 때의 W_IN＞W_OUT상황 :

제13a 및 13b도에서는 선택된 동작 주파수 f₁및 듀티비 d₁에서 W_IN＞W_OUT인 상황을 도시한다. 평형 상태를 얻는데 있어서 W_OUT을 고정으로 유지하기 위하여 다음의 단계를 통하여 결합 제어를 실행한다. 즉

1) 곡선 W_IN[f=f₁]상의 점[a]에서 [d]로 W_IN을 변화시키고 곡선 W_OUT[f=f₁]상의 점[b]에서 [e]로 W_OUT를 상응하게 변화시키기 위해 듀티비 D를 d₁에서 천이 듀티비 d₃로 감소시키고, 이러한 상황에서 W_OUT는 보다 적은 정도로 감소된다.

2) 곡선 W_IN[D=d₃]상의 점[d]에서 [c]로 W_IN을 변화시키고 곡선 W_OUT[D=d₃]상의 점[e]에서 [c]로 W_OUT를 상응하게 변화시키기 위하여 주파수 f₁를 주파수 f₃로 감소시키며, 따라서 W_OUT을 초기 레벨 W_OUT1로 유지하면서 W_IN=W_OUT를 얻게 된다. 상기 제어 모드가 아래 표에서 목록되어 있다.

[표]

이때, 비록 주파수 f 및 듀티비 D가 상기 제어 모드 [C] 및 [D]에서 감소하는 방향으로 제어되더라도, 주파수 f 및 듀티비 D를 감소시키는 제어량에서 일정한 차가 존재한다. 즉, 주파수 f 및 듀티비 D는 W_OUT를 고정으로 유지하는 제어 모드[D]에서 보다도 W_IN을 고정으로 유지하는 제어 모드 [C]에서 크고 작은 변화를 나타내도록 제어된다. 상기 제어에 있어서, 듀티비 D는 상기 정의 II-B에 따라서, 한 스위칭 소자의 온-시간이 다른 스위칭 소자의 오프-시간에 대응하게 되도록 두 스위칭 소자를 구동하는 경우 쵸퍼 동작에 작용하도록 턴하는 스위칭 소자의 듀티비가 되도록 정해진다. 이와 같이 정해진 듀티비는 0에서 100%까지 변화할 수 있다. 그러나, 듀티비가 50% 이하의 범위내에서만 조정되어져야 하면, 두 스위칭 소자가 동일한 온-시간 주기를 갖도록 구동되는 상기 정의 II-A에 따라서 정해진 듀티비를 제어할 수 있다.

비록 상기 주파수 제어 및 듀티비 제어가 W_IN및 W_OUT를 정확하게 평형하는데 있어서 성공적인 것으로 알려져 있더라도 보다 가용적인 제어를 필요로 하는 경우도 존재할 수 있다. 이러한 필요 조건을 만족시키기 위하여, 본 발명의 다른 변형에서는 반전기 출력 전력 W_OUT의 제어와는 비교적 독립적으로 광범위에 걸쳐 쵸퍼 입력 전력 W_IN을 조정하는 것이 고려된다. 이것은 쵸퍼 입력 전력 W_IN또는 반전기로의 입력 전력의 조정을 위한 쵸퍼 동작이 간헐적으로 중단되도록 제어하며, 한편으로 반전기 출력 전력 W_OUT을 희망 레벨로 유지하기 위해 반전기가 상수 주파수 및 듀티비 제어로 자유로이 제어되도록 함으로써 달성된다. 반전기 동작을 유지하면서 쵸퍼 동작을 간헐적으로 중단시키기 위해서는 두 스위칭 소자중 어느 소자가 현재 쵸퍼 동작에 책임을 지는가를 식별하여 교류 전압원 Vs의 각각 절반부 사이클내에서 적합한 시간 간격으로 이러한 스위칭 소자만의 동작을 중단시키는 것이 필요로 된다. 제3 및 4도를 참조하여 기술하면, 쵸퍼 동작에 책임있는 스위칭 소자는 교류 전압원 Vs의 극성으로 정해지는데, 즉 스위칭 소자 Q₁은 교류 전압원 Vs의 정의 절반부 사이클 동안, 스위칭 소자 Q₂는 부의 절반부 사이클 동안 정해진다. 이러한 목적을 위해, 두 스위칭 소자 Q₁및 Q₂중 어느것이 쵸퍼 동작에 현재 작용하는가를 식별하여 식별된 스위칭 소자를 적당한 시간 간격으로 동작을 중단시켜 쵸퍼에서 반전기로 공급되는 직류 전압과 AC 소스 전압으로부터의 입력 쵸퍼 전력 W_IN을 조절하기 위해 쵸퍼 동작을 간헐적으로 중단시키는 제어를 행하도록 전압 극성 검출기가 포함되어진다.

이러한 제어에 의하여, 그러므로 W_IN은 쵸퍼 동작이 중단되어지는 시간 주기를 적당히 선택함으로써 반전기 출력 전력 W_OUT에서 현저한 변화를 일으키지 않고서도 광범위에 걸쳐 W_IN은 조정할 수 있다. 따라서, W_IN의 보다 적은 변화로 보다 큰 W_OUT의 변화를 제공하는 상기 주파수 제어와 결합될때, 쵸퍼 동작을 간헐적으로 중단시키는 상기 제어는 W_IN및 W_OUT를 거의 독립적으로 조정하는데 매우 효과적인 것으로 보인다.

그러므로 본 발명의 다른 목적은 입력 전력 및 출력 전력을 거의 독립적으로 제어할 수 있는 반전기 교류 전원 장치를 제공하는데 있다.

한편, 반전기 교류 전원 장치에서는 반전기에서 전력을 소모하지 않으면서 쵸퍼가 입력 전력을 연속적으로 소모하는 것을 방지하도록 하기 위하여, 반전기의 입력 또는 반전기에 직류 전압을 공급하는 캐패시터 C₂및 C₃에서 과도한 전압 증가를 초래할 수 있는 부하를 단절할때 쵸퍼 동작을 중단시키는 것이 바람직하다. 이러한 과도한 전압 증가는 매우 위험하여 결국에는 캐패시터 C₂및 C₃와, 스위칭 소자 Q₁및 Q₂와 다이오드 D₁및 D₄를 포함한 다른 회로 소자를 파괴시킨다. 이러한 잠재적인 위험을 방지하기 위하여, 부하가 접속인지 단절인지를 모니터하기 위한 부하 검출기를 포함하여 무부하 조건이 검출되면 쵸퍼를 디스에 이블시키고 부하가 다시 접속되어지면 인에이블시킨다. 비록 무부하 조건의 검출에 의해 쵸퍼 및 반전기의 전체 회로를 비활성시키는 것이 가능하더라도, 반전기는 전류를 모니터링함에 의해 온-부하 조건의 검출에 의해 부하가 다시 접속될때 즉시 전류를 공급할 수 있도록 활성 상태로 남아 있는 것이 바람직하다. 그러므로, 반전기 입력에서의 과도한 전압 증가를 방지시키며 동시에 반전이 출력의 사용에 의해 재접속된 부하 조건을 용이하게 검출하기 위하여 부하가 단절될때 반전기가 활성인 상태로 남아 있는 동안 쵸퍼만을 중단시키는 것이 효과적인 것으로 알려져 있다. 상기 회로에서 쵸퍼의 동작을 선택적으로 중단시키기 위하여, 현재 쵸퍼에 대하여 작용하고 있는 스위칭 소자 Q₁및 Q₂중 한 소자는 상술된 바와 같이 입력 교류 전압원 Vs의 극성을 모니터링 함으로써 식별되어 이와 같이 식별된 스위칭 소자가 입력 교류 전압원 Vs의 전체 절반부 사이클동안 턴오프되도록 제어됨으로써 다른 스위칭 소자가 반전기 동작을 위해 활성을 유지하는 동안 캐패시터 C₂및 C₃또는 반전기의 입력에 직류 전압이 부가로 발생되지 않는다.

또한, 상기 반전기 전원 장치로 방전 램프를 구동하는 경우에 있어서는, 비안정 방전 아크, 플리커링 또는 램프의 점멸까지도 초래하게 되는 음향 공전을 발생할 수 있는 감소된 고주파수 성분을 갖는 램프 전류를 공급하는 것이 바람직하다. 감소된 고주파수 성분을 갖는 램프 전류를 얻기 위하여, 본 발명의 반전기 교류 전원 장치는 램프와 직렬 접속된 인덕터와 램프 양단간에 접속된 바이패스 캐패시터와 협동하여 쵸퍼 동작용이 아닌 반전기 동작을 위해서만 현재 작용하는 한 스위칭 소자의 구동을 적당한 시간 주기 동안 중단시키면서도 다른 스위칭 소자는 활성 상태로 유지하도록 제어된다. 이러한 제어에 의하여, 쵸퍼 및 반전기 동작에 책임있는 스위칭 소자중 하나만이 활성이며 다른 스위칭 소자는 비도통으로 유지되어지는 일정 주기가 존재한다. 이러한 주기 동안, 하나의 활성 스위칭 소자는 이 소자가 턴온될때마다 램프와 바이패스 캐패시터의 병렬 회로를 통해 일방향으로 쵸퍼의 출력 직류 전압으로부터의 전류를 통과시키며, 램프와 직렬 접속된 인덕터는 활성 스위칭 소자가 턴 오프될때마다 램프와 바이패스 캐패시터의 병렬 회로를 통해 동일 방향으로 전류가 계속 흐르도록 동작한다. 이때, 바이패스 캐패시터는 스위칭 소자의 고주파수 구동으로 생성되는 고주파수 성분을 통과시키도록 작용하여 램프가 이러한 고주파수 성분이 거의 존재치 않는 램프 전류를 갖도록 허용될 수 있으므로, 바람직하지 않은 음향 공진이 발생하는 것을 방지한다. 쵸퍼 및 반전기 동작에 책임있는 활성 스위칭 소자는 입력 AC 소스 전압의 극성 반전과 동기로 두 스위칭 소자 Q₁및 Q₂간에서 변화되므로, 램프 전류는 고주파수 성분이 제거되며 입력 AC 소스 전압의 주파수에 거의 상응하는 저주파수에서 교체되는 일반적으로 직사각형의 파형을 갖는 전류로서 한정된다. 이것으로써 방전 램프는 상기 반전기 교류 전원 장치의 사용으로 불만족스러운 음향 공진을 초래함이 없이도 안정하게 저주파수 교류 전압으로 구동될 수 있다.

비록 반전기 동작에 대해서만 책임있는 한 스위칭 소자를 디스에이블하는 한편 쵸퍼 및 반전기 동작에 책임있는 다른 스위칭 소자를 활성 상태로 유지하는 상기 수단이 방전 램프를 구동하는 것에 대해서 기술되어졌더라도, 상기 수단은 이것에만 국한되지 않고 오히려 직사각형 파형의 저주파수 교류 전압을 공급하는데 적합될 수 있다.

본 발명의 상기 및 다른 특징은 첨부된 도면을 참조하면서 적합한 실시예에 대한 이하의 상세한 기술로부터 명백해질 것이다.

지금부터 제14도를 참조해보면, 반전기 교류 전원 장치는 본 발명의 이해를 돕기 위해 일반적인 장치로 도시된다. 전원 장치는 쵸퍼(1) 및 반전기(2)로 구비한다. 쵸퍼(1)는 상용 전압원 Vs으로부터 저주파수 교류 전압을 수신하여 상기 전압을 고주파수에서 스위치하도록 작동하여 캐패시터 C에 평활된 직류 전압을 공급한다. 캐패시터 C로부터 평활된 직류 전압을 수신한 반전기(2)는 이 전압을 스위치하여 고주파수 교류전압을 부하 L에 공급한다. 입력 전력 감지기(11)가 쵸퍼와 전압원 Vs 사이에 제공되어 쵸퍼(1)에 공급되는 입력 전력 W_IN을 모니터한다. 또한, 출력 전력 감지기(12)가 반전기(2)와 부하 L 사이에 제공되어 반전기(2)로부터 공급되는 출력 전력 W_OUT을 모니터한다. 전력 제어기(10)가 감지기(11 및 12)에 접속되어 모니터된 결과에 근거하여 반전기 및 쵸퍼의 스위칭을 제어하여 쵸퍼 입력 전력 W_IN및 반전기 출력 전력 W_OUT을 등가화시킨다.

제15도에서는 적합한 제1실시예에 따른 전원 장치의 회로를 도시한다. 회로의 구성은 전력 제어기(10)를 제외하고는 본 발명의 요약 부분에서 설명된 제1도의 구성과 동일하다. 회로의 기본 동작도 또한 제1도의 회로 동작과 동일하다. 그러므로, 기본 회로의 장치 및 동작에 대해 더이상 설명하는 것은 불필요한 것으로 여겨진다. 그러나, 회로의 특징을 반복하는 것은 중요한 것으로 여겨지므로 기술하기로 한다. 즉

1) 역율을 증가시키는 캐패시터 C₁및 C₂의 용량성 리액턴스에 반작용하기 위해 정류기 입력 양단간에서 교류 전압원 Vs과 직렬로 인덕터 L₂가 삽입되며,

2) 쵸퍼(1) 및 반전기(2)는 쵸퍼 및 반전기 동작을 실행하기 위해 스위칭 트랜지스터 Q₁및 Q₂를 공용하며,

3) 입력 AC 소스 전압의 정의 절반부 사이클 동안, 제3a 내지 3d도에서 도시된 바와 같이, Q₁은 쵸퍼 및 반전기 동작 모두에 책임을 지며, Q₂는 반전기 동작에 대해서만 책임을 지며,

4) 입력 AC 소스 전압의 부의 절반부 사이클 동안, 제4a 내지 4d도에서 도시된 바와 같이 Q₂는 쵸퍼 및 반전기 동작 모두에 책임을 지며, Q₁은 반전기 동작에 대해서만 책임을 진다. 또한, 고주파수 스위칭 동작에 의해 영향을 받지 않으므로 보다 적은 왜곡으로 연속 파형을 유지할 수 있는 전원 장치로의 입력 전류 I_IN를 얻기 위하여 교류 전압원 Vs과 쵸퍼(1) 사이에 저역 통과 필터(3)가 제공된다. 제15도의 회로에 있어서, 스위칭 소자는 약 40KHz의 주파수 범위에서 동작하는 바이폴라 트랜지스터 Q₁및 Q₂이며 부하는 인덕터 L₃와, 사전 가열용 캐패시터 C₄를 갖는 방전 램프 FL[일본, 마쯔시다 덴시 고교에서 제조된 FCL-32EX30]의 직렬 결합을 구비하는 것으로 도시된다. 캐패시터 C₄는 램프 FL의 필라멘트 양단간에 접속되어 램프 FL를 활성시키는 개시에서 필라멘트를 사전 가열하기 위해 인덕터 L₃와 함께 직렬 공진 회로를 형성한다. 회로는 예를들어, L₂=0.95mH, L₃=1.05mH, C₂, C₃=100㎌를 갖도록 설계되어 100V의 상용 교류 전압으로부터 260V의 반전기 입력이 얻어지며 스위칭 주파수 f=40KHz와 듀티비 D=35%에서 Q₁및 Q₂를 구동할때 350mA의 램프된 전류가 발생된다. 듀티비 D는 본 발명의 요약에서 상술된 상기 정의 II-B에 따라 정해진다.

쵸퍼 입력 전력 W_IN의 결정에 대하여, 입력 전력 감지기(11)는, 예를들어,

1) 입력 전압을 입력 전류로 증배시키고,

2) L₂로 유입되는 전류의 파형을 분석 및 처리하고, 또는

3) Q₁및 Q₂로 유입되는 전류를 처리하도록 구성될 수 있다.

또한, 반전기 출력 전력 W_OUT의 결정에 대하여, 출력 전력 감지기(12)는, 예를들어

1) 부하로 유입되는 부하 전류를 부하 양단간에서 발생된 부하 전압으로 증배시키고,

2) 부하 전류로만 계산하고,

3) 부하 전압으로만 계산하고, 또는

4) Q₁및 Q₂로 유입되는 전류를 처리하도록 구성될 수 있다. 어쨌든 입력 교류 전압의 적어도 하나 이상의 완전한 사이클 동안 평균된 W_IN및 W_OUT를 결정하는 것이 필요하다.

전력 제어기(10)의 동작은 W_IN및 W_OUT의 불만족스러운 불평형이 발생하는 경우 다음의 동작 상태에 대하여 기술하고자 한다.

I. 광 강도 제어[딤머 제어]

광 강도 증가

제5도의 (a) 및 (b)에서 도시된 바와 같이 초기에 선택된 주파수 f=(f₁) 및 듀티비 D=d₁에서 평형 상태 W_IN=W_OUT에서부터 시작하여, 스위칭 주파수 f가 광 강도 또는 W_OUT를 상응하게 증가시키도록 감소되면, 스위칭 주파수가 f₂에서 f₁으로 감소되는 경우 제6도의 (a)에서 도시된 바와 같이 W_OUT이 동작 범위의 주파수 감소에 대해 W_IN보다 큰 경도를 나타내므로 불평형 상태 W_OUT＞W_IN가 발생된다. 이러한 불평형 상태 발생에 의하여, 전력 제어기(10)는 제어 Q₁및 Q₂에 즉시 응답하여 제11a 및 11b도를 참조하여 상술된 제어 모드 [B]에 따라서 W_OUT를 상승된 레벨의 W_OUT를 고정으로 유지하는 동안 평형 상태 W_IN=W_OUT가 재설정된다. 즉, 먼저 듀티비 D[d₁→d₃]를 증가시키고 다음에 스위칭 주파수 f[f₁→f₃]를 약간 감소시킴으로써 제어가 실행된다.

광 강도 강하

반면에, 스위칭 주파수 f가 제5도의 (a) 및 (b)의 상기 초기 상태로부터 광 강도 또는 W_OUT를 상응하게 감소시키도록 증가되면, 스위칭 주파수가 f₂에서 f₁으로 증가되어 도시되는 경우 제7도의 (a)에서 도시된 바와 같이 W_OUT이 동작 범위의 주파수 증가에 대해 W_IN보다 큰 경도로 나타나므로 다른 불평형 상태 W_IN＞W_OUT가 발생한다. 이러한 불평형 상태의 발생에 의하여, 전력 제어기(10)는 제어 Q₁및 Q₂에 즉시 응답하여 제13a 및 13b도를 참조하여 상술된 제어 모드[D]에 따라서 저하된 레벨의 W_OUT를 고정으로 유지하는 동안 평형 상태 W_IN=W_OUT를 재설정한다. 즉, 먼저 듀티비 D[d₁→d₃]를 감소시키고 다음에는 스위칭 주파수 f[f₁→f₃]를 약간 감소시킴으로써 제어를 실행한다.

II. 상이한 램프 동작 모드

램프-온 모드에서 평형된 W_IN및 W_OUT설정

제16도에서 도시된 바와 같이, 램프를 온으로 유지시키기 위한 보유 전압을 공급하기 위하여 일정 주파수 f₁에서 W_IN=W_OUT이도록 설계되어지는 전원 장치에 있어서, 캐패시터 C₄가 필라멘트를 사전 가열하기 위해 반전기 출력으로부터 램프 필라멘트를 통해 사전 가열용 전류를 통과시킬 수 있도록 램프점화 개시시에 Q₁및 Q₂를 고주파수 f₄로 구동시키는 것이 필요하다. 필라멘트가 충분히 가열된 후에, 스위칭 주파수는 f₁으로 감소되어 캐패시터 C₄양단간에 고전압(가스 항복 전압)이 발생됨으로써 램프가 턴온된다. 제16도에서 알 수 있는 바와 같이, 증가된 스위칭 주파수 f₄에서 필라멘트를 사전 가열할시에, W_OUT는 W_IN보다 변화가 크므로 불평형 상태 W_IN＞W_OUT가 초래된다. 이러한 상태가 반전기 출력에서의 W_OUT보다 쵸퍼에서의 W_IN를 계속적으로 많이 소모시키면, 캐패시터 C₂및 C₃에서 과도한 고전압이 발생되어 결국에는 이들 캐패시터를 파괴시킨다. 사전 가열 주파수 f₄에서 이러한 불평형 상태를 피하거나 또는 보상하기 위하여, 전력 제어기(10)는 제어 Q₁및 Q₂에 즉시 응답하여 제13a 및 13b도를 참조하여 상술된 제어 모드[D]에 따라서 저하된 레벨의 W_OUT를 고정으로 유지시키는 동안 W_IN=W_OUT이 된다.

사전 가열 모드에서 평형된 W_IN및 W_OUT설정

반대로, 사전 가열 주파수 f₄에서 W_IN=W_OUT이 되도록 설계된 전원 장치에서는 스위칭 주파수 f₁(＜f₄)에서 정상 램프-온 동작시에 불평형 상태 W_IN＜W_OUT를 갖는다. 평형 상태 W_IN=W_OUT를 재설정하기 위하여, 전력 제어기(10)에서 제11a 및 11b도를 참조하여 상술된 제어 모드[B]에 따라서 W_OUT를 거의 변화시킴이 없이도 W_IN을 증가시키는 제어가 실행된다.

III. AC 소스 전압 고온 변동 또는 파동

AC 소스 전압 상승

어떠한 이유로 인하여 AC 소스 전압이 정격 전압으로부터 상승되어 선택된 주파수 f₁및 D₁에서 불평형 상태 W_IN＞W_OUT가 초래되면, 전력 제어기(10)는 제11a 및 11b도의 상기 제어 모드[B]에 따라서 이러한 변화를 보상하도록 동작하여, W_OUT를 희망 레벨로 유지시킴이 없이도 평형 상태 W_IN=W_OUT를 얻을 수 있다.

AC 소스 전압 강하

반면에, AC 소스 전압이 정격 전압으로부터 강하되어 선택된 주파수 f₁및 D₁에서 불평형 상태 W_IN＜W_OUT가 초래되면, 전력 제어기(10)는 제13a 및 13b도의 상기 제어 모드[D]에 따라서 이러한 변화를 보상하도록 동작하여, W_OUT를 희망 레벨로 유지시킴이 없이도 평형 상태 W_IN=W_OUT를 얻을 수 있다.

IV 부하 변동 :

전원 장치가 제17도에서 도시된 바와 같이 병렬 결합된 다수의 램프 GL₁내지 FL₃를 구동시키는데 사용될때 W_IN은 부하 조건에 따라 변화될 수 있다. 예를들어, 램프중 임의의 것이 필라멘트 파손 또는 램프 단절로 인해 점멸되면, 쵸퍼 입력이 선택된 주파수 f₁및 듀티비 D₁에서 정해진 일정한 W_IN으로 여전히 보존되는 동안에도 반전기 출력은 상응하게 감소되어, 캐패시터 C₂및 C₃, 스위칭 트랜지스터 Q₁및 Q₂에 과도한 고전압 스트레스를 제공하는 불평형 상태 W_IN＞W_OUT를 유발시킨다. 즉, 형광 램프 FL₁내지 FL₃가 공진 회로를 각각 갖는 도시된 부하의 구성에서, 램프 FL₁내지 FL₃중 어느 하나라도 점멸되어질 때라도 다른 두 램프의 출력은 전력 사실상 변화되지 않은 상태로 유지되어 반전기의 출력 전력 W_OUT은 초기 전력의 3분의 2(2/3)로 감소된다. 다램프 구동 동작에서, 대부분의 경우 램프중 어느 한 램프가 점멸되어지더라도 전체적인 출력 전력을 일정하게 유지하는 것이 필요로 된다. 그러므로, W_OUT를 사실상 변화시키지 않고서도 평형 상태 W_IN=W_OUT를 재설정하는 것이 적합하다. 이러한 제어는 제13a 및 13b도의 상기 제어 모드[D]에 따라서 전력 제어기(10)에서 성공적으로 행할 수 있다.

비록 상기 실시예에 있어서, 입력 및 출력 전류, 또는 전압을 얻음으로써 W_IN및 W_OUT를 항상 모니터링 하는 것에 의해 제어를 실행하더라도, W_IN과 W_OUT간의 관계를 나타내는 파라미터로서 입력 전류에 겹쳐진 고주파를 모니터하며 W_IN및 W_OUT의 관계를 유지하기 위해 모니터된 고주파 레벨을 적합한 임계치 이하로 유지하도록 제어하는 것이 가능하다.

제18도를 참조해보면, 본 발명의 제2실시예에 따른 전원 장치는 AC 전압된 Vs의 극성을 표시하는 출력을 전력 제어기(10)에 공급하는 소스 전압 극성 검출기(20)를 부가로 포함하여 도시되어 있다. 다른 회로 장치는 MOSFET(금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터)가 제1 및 제2스위칭 트랜지스터 Q₁및 Q₂로서 사용되는 것을 제외하고는 상기 제1실시예와 동일하다. 이 회로 장치에서, MOSFETs 고유의 기생 다이오드가 제1 및 제2다이오드 D₁및 D₂를 형성하도록 사용되어 회로 장치의 부품수를 감소시킨다.

이 실시예는 반전기 동작을 사실상 유지하면서 적당한 시간 주기 동안 쵸퍼 동작을 중단시킴으로써 반전기 출력 전력 W_OUT에 거의 영향을 주지 않으면서도 비교적 광범위에 걸쳐 쵸퍼입력 W_IN을 조정하는 것으로 고려된다. 즉, 쵸퍼 동작에 책임을 지는 스위칭 트랜지스터 Q₁및 Q₂중 하나는 주기적으로 중단 또는 턴 오프로 유지되는 한편 다른 스위칭 트랜지스터는 턴 온 및 턴 오프로 유지된다. 제3 및 4도에 관련하여 상술된 바와같이, Q₁은 쵸퍼 동작에 책임을 지며 Q₂는 AC 전압원 Vs의 정의 절반부 사이클 동안은 반전기 동작에 책임을 지며, AC 전압원 Vs의 부의 절반부 사이클 동안은 반대로 된다. 이러한 방법에서, 쵸퍼 동작에 책임을 지는 스위칭 소자는 AC 전압원의 극성 반전과 정확히 동기하여 Q₁과 Q₂사이에서 변경하므로, 극성 검출기(20)의 출력으로 식별될 수 있다. 그러므로, 전력 제어기(10)는 쵸퍼 동작에 책임을 지는 것으로 식별된 스위칭 트랜지스터 Q₁및 Q₂중 하나를 선택적으로 디스에이블링시킴으로써 쵸퍼 동작이 간헐적으로 중단되도록 제어할 수 있다. 제19도에서 도시된 바와같이, Q₁및 Q₂는 반전기 출력 전력 W_OUT에서 나타나는 변화를 최소한으로 유지하면서 W_IN을 희망 정도로까지 감소시키기 위하여 적당한 시간 간격 동안 간헐적으로 디스에이블되도록 제어된다. 즉, Q₁이 예를들어, AC 전압원 Vs의 정의 절반부 사이클 동안 디스에이블되면, 반전기 출력 전류 I_LA는 Q₁이 또한 반전기 동작에 책임이 있다는 사실로 인하여 중단된다.

그러나, 이때 Q₂는 여전히 반전기 동작을 실행하도록 동작되어 순시 반전기 출력은 Q₁이 오프되는 제한된 단기간 동안만 일시적으로 절반으로 감소되므로, W_IN은 AC 전압원 Vs의 절반부 사이클 동안 보다 적게 감소되는 것을 알 수 있다. 제19도에 있어서, I_CH및 I_IN은 쵸퍼된 전류 및 쵸퍼로의 입력 전류를 나타낸다. 따라서, W_OUT의 보다 적은 변화로 인한 불평형 상태 W_IN＞W_OUT를 보상하기 위하여는 이러한 제어를 행하는 것이 효과적인 것으로 알려져 있다. 예를들어, 이러한 제어는 제1실시예에 관하여 기술된 바와같이 광강도를 저감시킬때 발생하는 불평형 상태를 보상하는데 특히 적합한 것으로 알려져 있다. 즉, 제19도에서 도시된 바와같이, 입력 AC 전압원 Vs의 각각의 절반부 사이클에서 적합한 오프 시간 간격 T_OFF동안 쵸퍼 동작을 간헐적으로 중단함으로써, 쵸퍼 입력 전력 W_IN은 W_OUT에서 실제적으로 변화를 일으키지 않고도 증가된 스위칭 주파수에서 또한 평형 상태 W_IN=W_OUT를 재설정하도록 감소될 수 있다. 이때, 제19도에서 도시된 바와같이, 오프시간 간격 T_OFF가 입력 AC 전압원 Vs의 각각의 절반부 사이클 동안 균등하게 배분되도록 설정되면, 입력 전압원 Vs의 파형과 유사한 파형을 갖는 입력 전류 I_IN를 얻을 수 있으므로, 가능한한 많은 양의 고조파를 감소시키고 개선된 역율을 유지할 수 있다. 비록 W_IN이 쵸퍼 동작을 중단시키기 위해 오프 시간 간격을 적합하게 변화시킴으로써 광범위에 걸쳐 제어될 수 있더라도, 오프 시간 간격은 다른 방법으로 역율을 감소시킬 수 있는 입력 전류에 중첩된 현저한 고조파를 피하기 위해서는 저역 통과 필터(3)의 설계에 관련하여 선택되어야 한다.

또한, 상기 제어가 W_IN의 적은 변화로 보다 큰 W_OUT의 변화를 얻을 수 있는 고유 특성을 갖는 상술된 주파수 제어와 조합하면, W_IN및 W_OUT을 거의 독립적으로 변화시킬 수 있으므로 W_IN및 W_OUT를 등가화하기 위한 정교한 제어를 할 수 있다.

제20도에서는 쵸퍼 동작을 간헐적으로 중단하는 상기 제어를 실행하기 위한 저력 제어기(10)의 일부를 형성하는 회로를 도시한다. 이 회로는 발진기(30), 교정기(31)및 스위치 드라이버(32)를 포함한다. 발진기(30)는 제21도에서 도시된 바와같이 제1 및 제2발진기 출력 OUT₁및 OUT₂를 발생하는 일반적인 구성으로 되어 있으며, 상기 출력 OUT₁및 OUT₂은 상기 소스 전압 극성 검출기(20)로부터 발생된 극성 신호 SGN와 함께 교정기(31)에 공급된다. 제1발진기 출력 OUT₁및 극성 신호 SGN는 AND 게이트 G₁를 통해 단안정 멀티바이브레이트 MV₁에 입력되어 MV₁는 트리거되어 SGN이 하이이거나 또는 입력 AC전압 Vs가 정 레벨이면 제1발진기 출력 OUT₁의 하강 엣지에서 신호 P1이 발생한다. 스위칭 사이클의 폭보다 수배 큰 소정의 폭을 갖도록 설정된 신호 P₁은 단안정 멀티바이브레이터 MV₂에 공급되어 MV₂는 트리거되어 OUT₁의 펄스폭보다 큰 펄스폭을 갖는 신호 P₂가 발생한다.

신호 P₂는 극성 신호 SGN와 함께 NOT 게이트 G₃에서 출력이 반전되어지는 AND 게이트 G₂에 공급되며 다음에는 제1발진기 신호 OUT₁와 함께 AND 게이트 G₄에 공급되어 AND 게이트 G₄는 스위칭 트랜지스터 Q₁를 구동하기 위한 구동 신호 DR₁를 공급한다. 이러한 방법에서, Vs의 정의 절반부 사이클 동안, 멀티바이브레이터 MV₂는 생성된 제1구동신호 DR₁를 얻기 위한 그 기간 동안 제1발진기 출력 OUT₁의 일부를 무효화시키는 신호 P₂를 멀티바이브레이트 MV₁로 정해진 규정 기간에서 발생하여 쵸퍼 동작을 주기적으로 중단시킨다. 반면에, 입력 AC 전압원 Vs의 부의 절반부 사이클 동안, 극성 신호 SGN는 NOT 게이트 G₅및 G₇각각에서 반전되고, 제2발진기 출력 OUT₂과 함께 동일한 논리 회로에 공급되어 단안정 멀티바이브레이터 MV₃에 의해 정해진 규정 간격 동안 단안정 멀티바이브레이터 MV₄를 트리거하여 제2발진기 출력 OUT₂을 무효화시키는 신호를 P₄를 발생하고 AND 게이트 G₁₀을 통해 스위칭 트랜지스터 Q₂를 구동하기 위한 제2구동 신호 DR₂를 공급하여, 부의 절반부 사이클 동안 쵸퍼 동작을 주기적으로 중단시킨다.

제22도에서는 상기 논리 회로에서 사용된 멀티바이브레이터 MV₁내지 MV₄에 공통인 회로선도를 도시한다. 타이머 IC[시그네틱스의 NE 555]가 저항 R₁₁및 R₁₂및 캐패시터 C₁₁의 미분 회로를 통해 트리거 단자[핀 번호 2]에서 입력을 수신하도록 포함되며, 트리거 단자[핀 번호 2]는 입력이 감소함에 따라 전압이 감소되는 것으로 나타난다. 트리거 단자에서의 전압이 전력 단자[핀 번호 8]와 접지 단자[핀 번호 1]사이에 인가된 제어 전압 Vcc의 1/3이하로 감소되면, 출력 단자[핀 번호 3]는 트리거되어 고 레벨 신호를 공급하고 동시에 방전 단자[핀 번호 7]를 고 임피던스 상태로 만든다.

또한, 입계 단자[핀 번호 6]가 Vcc의 2/3이하로 전압 감소를 나타내면, 출력 단자[핀 번호 3]는 저 레벨 신호를 공급하며 동시에 방전 단자[핀 번호 7]는 “하이”로 진행된다. 리셋트 단자[핀 번호 4]는 전력 단자[핀 번호 8]에 접속되며 주파수 제어 단자[핀 번호 5]는 감결합 캐패시터 C₁₃를 통해 접지 단자[핀 번호 1]에 접속된다. 제어 전압 Vcc은 저항 R₁₃로 캐패시터 C₁₂의 직렬 회로에 인가되며, 이 회로는 R₁₃와 C₁₂사이의 코넥션에서 임계 단자[핀 번호 6]와 방전 단자[핀 번호 7]에 결합되며 타이머 IC의 시정수 회로를 형성하여 타이머 IC를 단안정 멀티바이브레이터로서 동작시킨다. 즉, 트리거 단자[핀 번호 2]가 “저 레벨”로 진행하면, 출력 단자[핀 번호 3]는 트리거되어 C₁₂및 R₁₃로 정해진 시간 주기 동안 또는 임계 단자[핀 번호 6]에서의 전압이 임계 전압(=2/3Vcc)으로 강하될때까지 “고 레벨”신호를 공급하며, 이 주기 동안 출력 단자에서의 고 레벨 신호는, 입력 단자[핀 번호 2]가 전압 변화를 나타낼때라도 캐패시터 C₁₂에서의 전압이 임계 전압에 도달할때까지 유지된다. 이때 C₁₂및 R₁₃의 시정수는 제21도에서 도시된 바와같이 상이한 펄스폭의 출력 신호 P₁내지 P₄를 얻기 위해서는 멀티바이브레이터 MV₂및 MV₄에서 보다 MV₁및 MV₃에서 크게 되도록 설정되는 것에 주목된다.

비록 쵸퍼 동작을 간헐적으로 중단시키는 상기 제어 수단이 제18도의 쵸퍼 및 반전기 회로를 참조하여 기술되어졌더라도, 제23a 내지 23d도에서 도시된 바와같이 쵸퍼와 AC 전압원 사이에 상이한 접속점[A] 및 [B]을 갖는 동일 회로와, 또한 다른 한쌍의 스위칭 트랜지스터 Q₃및 Q₄가 Q₁및 Q₂와 함께 전 브릿지 구성의 반전기를 형성하도록 부가되며 평활 캐패시터 Co가 Q₃와 Q₄양단간에 접속되어 DC 전압을 반전기에 공급하는 제24도의 회로에도 물론 적용 가능하다. 제24도의 회로에 있어서, Q₃및 Q₄는 동일한 구동 신호 S₂및 S₁에 의해 Q₂및 Q₁와 각각 동기로 구동되어 반전기가 제18도의 회로의 출력 전압에 비해 약 2배인 레벨의 출력 전압을 발생하는 것을 제외하고는 제18도의 회로에서와 같은 동작을 실행한다.

또한, 상기 제어는 제25도에서 도시된 바와같이 동일한 반전기 및 쵸퍼 회로로 백열등 LA를 구동하는데 유효한 것으로 알려져 있다. 이러한 동작 모드에서, 반전기는 부하에 공진 회로가 제공되어 있지 않으므로 제26도에서 도시된 바와같이 직사각형의 파형을 갖는 램프 전류 I_LA를 백열등에 공급한다. 백열등 LA의 딤머 제어를 하기 위하여는, 주파수 제어가 백열등 LA의 램프 전류 I_LA에는 영향을 주지 않기 때문에 스위칭 주파수를 제어하는 것 대신에 쵸퍼 동작을 간헐적으로 중단시키는 상기 제어를 이용하는 것이 효과적인 것으로 알려져 있다. 즉, 백열등 LA가, 예를들어, 제26도의 상측부에서 도시된 바와같이 최대의 광 강도 상태로부터 딤(dim)되어지도록 요구되어지면, 쵸퍼 동작에 책임지는 스위칭 트랜지 Q₁및 Q₂중 하나는 제26도의 하측부에서 도시된 바와같이 간헐적으로 디스에이블되도록 제어되어, 쵸퍼로의 입력 전류 또는 쵸퍼 입력 전력 W_IN은 감소되어 캐패시터 C₂및 C₃에서 발생된 DC 전압이 상응하게 감소된다. 그러므로, 반전기로의 입력 전력도 또한 감소되어 바라는 바대로 반전기 출력 전압 W_OUT또는 광 강도가 상응하게 감소된다. 이와같이, 백열등 LA의 딤머 제어는 쵸퍼 동작을 간헐적으로 중단시키도록 제어함으로써 본 발명의 전원 장치에서 성공적으로 실행될 수 있다. 이때 W_IN및 W_OUT는 듀티비 제어를 행하거나 또는 행하지 않건간에 이러한 딤머 제어로 거의 평형될 수 있다는 것에 주목된다.

또한, 제25도의 회로에서 백열등 LA를 구동하기 위해서는, 제27도의 상측부에서 도시된 바와같이 입력 AC 소스 전압 V_IN의 정의 절반부 사이클 동안은 Q₁만을, V_IN의 부의 절반부 동안은 Q₂만을 동작하는 방법으로 Q₁및 Q₂를 제어할 수 있다. 이러한 모드에서, 전력 회로는 램프 전류 I_LA가 피크치의 절반인 실효치를 갖는 정도로 V_IN의 극성 반전과 동기로 반전된 극성을 갖는 펄스의 반복 형태로 램프 전류 I_LA를 공급한다. 입력 AC 소스 전압이 고정 레벨로 유지되는 동안은, 전원 장치는 제27도의 상측부에서 도시된 바와같이 평형 상태 W_IN=W_OUT를 유지하면서 램프 LA를 적절하게 구동시키도록 동작한다. 어떠한 이유로 인하여 AC 소스 전압이 증가되면, 제27도의 하측부에서 도시된 바와 같이, 입력 AC 전압 증가를 보상하고 입력 AC 전압 증가와는 무관하게 입력 전력 W_IN을 고정된 레벨로 유지시키기 위해서 V_IN의 정 및 부의 절반부 사이클 동안 Q₁및 Q₂각각을 간헐적으로 디스에이블하도록 제어를 실행할 수 있다. 입력 전력을 감소시키는 이러한 제어 동안, 제27도의 하측부에서 도시된 바와같이, Q₁이 V_IN의 정의 절반부 사이클 동안 턴 오프된 직후에 Q₂를 턴온하고, 또한, Q₂가 V₁의 부의 절반부 사이클 동안 턴 오프된 직후에 바로 Q₁을 턴온하도록 제어될 수 있으므로, 램프 전류 I_LA의 실효치가 피크치의 절반으로 유지되므로 반전기 출력 전력 W_OUT이 희망 레벨로 일정하게 유지된다. 이러한 결과에 따라, 램프의 광 강도 또는 출력 전력은 입력 AC 소스 전압에 변화를 일으키지 않고 유지될 수 있다.

본 발명의 제3실시예는 회로 부품 특히 입력 에너지를 저장하고 반전기의 입력을 공급하는 캐패시터와 스위칭 트랜지스터의 파손을 유발시키는 쵸퍼에서의 전력 소모 또는 과대한 전압 증가를 회피하기 위하여 부하가 단절될 때 쵸퍼 동작만을 중단시키는 수단을 부가로 포함하는 것으로 고려된다. 제28[22]도에서 도시된 바와같이, 제3실시예에 따른 반전기 AC 전원 장치는 상기 실시예에서 기술된 바와같은 동일한 쵸퍼 및 반전기 회로 이외에도 오프-부하 상태를 검출하는 오프-부하 검출기(40)와, 제2실시예에서 사용된 것과 같은 소스 전압 극성 검출기(20)와 제어기(50)를 포함한다. 비록 제어기(50)가 제1실시예에서 기술된 바와같이 입력 전력 모니터와 출력 전력 모니터와 협동하여 W_IN및 W_OUT을 평형시키는 상기 전력 제어를 실행하더라도, 이러한 전력 제어에 대한 중복된 설명은 다음의 설명 및 도면에서 피하기로 한다. 제어기(50)는 제3실시예에 있어서는 부하 L이 단절되는 동안 쵸퍼 동작을 디스에이블시키고, 반전기 동작을 부하가 단절되자마자 부하 전류를 공급하도록 반전기를 준비 상태로 계속 유지하기 위하여 검출기(20 및 40)로부터 검출된 결과에 따라서 스위칭 트랜지스터 Q₁및 Q₂를 제어하도록 구성된다. 이러한 결과로서, 이러한 부하 전류를 모니터링함으로써 부하의 재접속을 쉽사리 검출 가능하여 부하를 재개시키기 위한 설계가 용이해진다. 상술된 바와같이, 제28도의 쵸퍼/반전기 회로에서 Q₁및 Q₂는 이들이 현재 쵸퍼 동작에 책임을 지는지 아닌지에 대하여 극성 감지기(20)에 의해 식별될 수 있다.

따라서, 제어기(50)는 개별 제어기(20 및 40)로부터의 출려에 응답하여, 반전기 동작을 허용하면서도 쵸퍼동작을 디스에이블시키기 위해 입력 AC 소스 전압원 V_IN의 정의 절반부 사이클 동안 Q₁을 디스에이블시키고 부의 절반부 사이클 동안 Q₂를 디스에이블시키도록 제어할 수 있다. 상술하자면, 극성 검출기(20)는 V_IN＞0일때는 “하이”로, V_IN＜0일때는 “로우”로 진행하는 극성 신호 SGN를 공급하도록 구성된다. 오프 부하 검출기(40)는 또한 무부하 상태가 검출되면 “하이”로, 만약 그렇지 않으면 “로우”로 남아있는 부하 신호 NL를 공급하도록 구성되어진다. 제어기(50)는, 제29도에서 도시된 바와같이, S₁및 S₂가 Q₁및 Q₂각각을 구동시키도록 제어기(50)에 제공된 발진기(도시되지 않음)로부터 발생된 구동 신호인 논리(logic)를 포함한다. 동작중에 있어서, 부하 신호 NL이 부하가 접속된 것을 표시하는 것으로서 로우이면, OR 게이트 G₃및 G₄모두는 “고 레벨”출력을 공급하도록 동작하여, AND 게이트 G₅및 G₆모두는 인에이블되어 극성 신호 SGN에 관계없이 구동 신호 S₁및 S₂를 통과시켜 쵸퍼 및 반전기 동작을 실행하는 정상 동작을 유지한다. 부하 신호 NL이 부하가 단절된 것을 나타내는 것으로서 “하이 레벨”로 진행하면, OR 게이트 G₃및 G₄는 AND 게이트 G₁및 G₂와 동일한 상태로 되어 다음의 것을 실행한다. 즉

1) 극성 신호 SGN이 V_IN＞0인 것을 표시하는 것으로서 “하이”이면, AND 게이트 G₂는 “하이”로 진행되어 Q₂를 턴온 및 턴오프하도록 인에이블링하거나 또는 반전기 동작을 유지하기 위해 AND 게이트 G₆로부터 S₂를 공급한다. 그러나, 이러한 상황에서, AND 게이트 G₁은 AND 게이트 G₅를 “로우”로 하기 위해 “로우”로 진행하여 S₁공급을 중단시키므로 쵸퍼 동작은 디스에이블 된다.

2) SGN이 V_IN＜0인 것을 표시하는 것으로서 “로우”로 진행하면, AND 게이트 G₁은 “고 레벨”출력을 갖도록 턴되어 반전기 동작을 인에이블링하기 위한 S₁을 AND 게이트 G₅가 출력시킨다. 이러한 상황에서, AND 게이트 G₂는 “로우”로 진행하여 AND 게이트 G₆의 출력을 “로우”로 유지시킴으로써 Q₁으로 S₁의 공급이 금지되어 쵸퍼 동작은 디스에이블된다.

상기 제어 수단은 개별 출력에서의 파형에 관하여 제30도에서 도시되며, 이것으로부터 부하 신호 NL이 “로우”로 남아 있는 동안은 S₁및 S₂가 발생되어 극성 신호 SGN레벨에는 관계없이 쵸퍼 및 반전기 동작을 실행하며, NL이(시간 to에서)하이로 진행된 후 S₁의 출력은 SGN이 “하이”일때 금지되며 SGN이 “로우”일때 S₂의 출력이 금지되는 것을 확인할 수 있다. 제30도에 있어서, S₁및 S₂는 도시의 목적상 비교적 긴 사이클을 갖는 것으로 도시되었지만, 사실상 도시된 것보다 훨씬 더 짧은 사이클을 갖는다. 극성 검출기(20)는 예를들어 제31도에 지적된 지검을 포함할 수 있는 적당한 다음 지점에서 전류 또는 전압을 모니터하여 입력 AC 전압의 순시 극성을 검출하도록 쵸퍼/반전기 회로에 결합된다.

(a) 입력 AC 전류 지점

(b) 입력 AC 전압 지점

(c) 쵸퍼 전류 지점

(d) 예를들어 부가적인 2차 권선에 의해 쵸퍼 동작을 위한 인덕터 L₂에서의 전압 지점

(e), (e′) D₄또는 D₃를 통과한 전류 지점

(f), (f′) D₄또는 D₃를 양단의 전압 지점

(g), (g′) Q₂또는 Q₁를 통한 전류 지점

(h), (h′) Q₂또는 Q₁를 통한 전압 지점

(i), (i′) 반전기 회로내에서의 부하 전류 지점 상기 지점

(a), (c), (e), (e′), (g), (g′), (i), (i′)은 오프-부하 조건에서는 제공되지 않는 전류를 모니터하기 위한 지점이므로, 온-부하 조건을 검출하는 데는 효과적이지만, 오프-부하 조건을 검출하는 데는 효과적이 아니다. 또한 지점(d)은 온-부하 조건만을 검출하는 데는 효과적이지만, 오프-부하 조건을 검출하는데는 효과적이 아니다. 왜냐하면, 원하는 전압은 통과하는 전류가 없는 경우 L₂양단에서 발생되지 않는다. 한편으로, (h), (h′)지점은 오프-부하 조건에서는 효과적이지만 온-부하 조건에서는 효과적이지 않는 데, 이것은 Q₁또는 Q₂양단간의 전압이 오프-부하 조건에서 입력 AC 전압의 극성에 따라 변화되지만, 입력 AC 전압의 극성에 대해 관계가 없는 구동 신호 S₁또는 S₂와 동기 상태인 장방향 파형이기 때문이다. 그러므로, 지점 (b), (e) 또는 (e′)는 온-부하 조건과 오프-부하 조건에서 별도로 극성을 모니터하기 위해 다른 지점을 이용하는 것도 물론 가능하더라도 오프-부하 및 온-부하 조건에서 극성을 모니터하는데 적당한 것으로 판명되었다.

상기 오프-부하 검출기(40)는 예를들어 제32a도와 32b도에 도시된 지점을 포함할 수 있는 다음의 적당한 지점에서 전류 또는 전압을 모니터하여 쵸퍼/반전기 또는 부하에 연결된다.

(j), (j′) Q₂또는 Q₁를 통과하는 전류 지점

(k), (k′) Q₂또는 Q₁를 양단의 전압 지점

(l) 부하측상의 부하 전류 지점

(m), (m′) 반전기내의 부하 전류 지점

(n) C₃를 통과한 전류 지점

(o) C₂를 C₃양단의 전압 지점

(p) 부가적인 2차 권선을 통과하는 부하 회로에서 L₃양단의 전압 지점

(q) 램프 FL의 한 단부에서의 전압 지점 상기 지점들은 오프-부하 조건 뿐 아니라 온-부하 조건 검출에도 효과적이다. 이것은 쵸퍼 동작이 오프-부하 검출에 응답하여 정지된 후에라도, 반전기 동작이 부하가 재결합되자마자 반전기가 Q₁과 Q₂중의 활성 상태인 것과, 부하 및 C₂와 C₃를 통해, 부하 전류를 즉시 공급할 수 있도록 계속 작동되도록 제어되고 온-부하 조건이 검출됨으로써 대응하게 전압이 변화되기 때문이다. 전압 변화가 상기 지점은 오프-부하와 온-부하 모두를 검출하는데 효과적이지만 부하 또는 스위칭 소자의 온도를 모니터하는 열 감지기 또는 부하에 연결되어 있는 경우 램 FL로부터의 광 에너지를 모니터하는 광 감지기를 사용하여 오프-부하 조건만을 검출할 수 있다.

제33도는 상기 쵸퍼/반전기 회로에서 전압원 극성과 오프-부하 조건을 검출하는 한실시예를 도시한다. 상기 극성은 R₁과 R₂의 분압기의 사용에 의해 [J]에서 다이오드 D₄양단의 전압을 모니터하여 검출되며, 상기 오프-부하 조건은 반전기 출력 단자 A와 B 사이의 부하와 직렬로 삽입된 전류 변압기 CT의 사용에 의해 [X-Y]에서 부하 전류를 모니터하여 검출된다. 상기 부하가 반전기 출력 단자 A와 B를 개방하기 위해 단절될때, CT의 2차 권선에서 전압[X-Y]은 오프-부하 조건을 표시하기 위해 제로로 감소된다. 상기 오프-부하 조건에서, Q₁과 Q₂는 상술한 바와같이 반전기의 작동을 유지하는 한편 쵸퍼 동작을 중지시키기 위해 [J]에서 검출된 입력 AC 소스 전압 극성(V_IN＞0일때는 Q₁, 그리고 V_IN＜0일때는 Q₂)에 따라 선택적으로 디스에이블되도록 제어된다. 상기 부하가 재접속될때, 부하 전류는 C₂또는 C₃중의 어느 하나로부터 반전기 출력 단자 A와 B사이에서 흐르게 되어 [X-Y]에서 대응하는 전압이 공급되어 상기 회로의 재개시와 온-부하 조건의 검출을 적당한 방법으로 가능하게 한다.

제34도는 제33도의 회로에서 사용하는 소스 전압 극성 검출기(20)의 한 예를 도시한다. 검출기(20)는 제33도의 회로에서 지점(J)와 (G)에 연결된 입력을 가지며 캐패시터 C₁₁를 포함한다. 소스 전압 V_IN＞0일때 다이오드 D₄는 저항 R₁및 R₂에 의해 분할된 높은 역방향 바이어스 되어 캐패시터 C₇가, 비교기 CP₁이 “하이 레벨”극성 신호 SGN을 출력하도록 저항 R₅와 R₆에 의해 결정된 기준 전압 이상의 어떤 레벨로 충전됨으로써 대응하는 전압이 [J]에서 공급된다. 다른 한편으로, V_IN＜0일때, 다이오드 D₄는 작게 순방향으로 바이어스되어 캐패시터 C₇은 기준 전압보다 더 낮은 대응하는 전압 레벨을 비교기 CP₁의 입력에서 갖도록 방전되며, 이에 의해 “저 레벨”극성 신호 SGN가 캐패시터 CP₁으로부터 출력된다.

제35도는 제33도의 상기 회로에 사용되도록 변형된 오프-부하 검출기(40)의 한 실시예를 도시한다. 온-부하 조건동안, 전류 변환기 CT는 지점[X-Y] 사이에서 다이오드 브릿지 정류기 DB를 통해 인가되는 교류 전압을 발생시켜 캐패시터 C₆는 저항 R₃와 R₄에 의해 결정된 기준 전압보다 더 높은 레벨로 충전되어 비교기 CP₂가 “저 레벨”부하 신호 NL을 공급한다. 오프-부하 조건에 따라 [X-Y]사이에서는 전압이 발생되지 않으므로 캐패시터 C₆에는 전류가 공급되지 않아 캐패시터 C₆는 기준 전압 이하로 방전되고 이에 의해 비교기 CP₂는 “고 레벨”부하 신호 NL을 출력하도록 턴된다. 오프-부하 조건에서 C₆의 방전을 촉진시키기 위해, C₆는 부가적인 방전 캐패시터와 병렬로 연결될 수 있으며 또는 더 적은 용량을 가질 수 있다.

제36도는 회로가 인덕터 L₃와, 램프 FL과 병렬로 연결된 캐패시터 C₅의 직렬 공진 회로를 포함하는 부하를 구동시키는데 사용될 때 동일한 쵸퍼/반전기 회로에서 소스 전압 극성과 오프-부하 조건의 검출을 위한 다른 지점 셋트를 도시한다. 상기 변형에서, 전압 극성은 지점[X-Y]사이의 입력 AC 전압 V_IN을 모니터하여 검출되지만, 오프-부하 조건은 저항 R₀에 의해 Q₂를 통과하는 전류를 모니터하고 전류 변환기 CT의 사용에 의해 Q₁을 통한 전류를 모니터하여 검출될 수 있다. 램프 FL이 제36도에서 표시된 바와같이 단절될 때, 전류는 비록 반전기 출력 단자 A와 B사이의 L₃와 L₄의 직렬 공지 회로를 통해 흐르지만, 상기 공진 전류는 출력 전력을 거의 소모하지 않는 리액티브 전류이므로, 오프-부하 조건이 된다. 그러나 입력 AC 전압 V_IN, 인덕터 L₃를 통과하는 전류 iL와 캐패시터 L₅에서의 전압 V_C5에 대한 파형을 도시하는 제37도로부터 알 수 있듯이, 제36도의 회로는 전압 극성이 반전될 때마다 짤은 시간 주기 동안 전류가 공급되어 스위칭 트랜지스터를 통한 전류를 모니터하여 간단히 부하의 재접속을 거출하는 것을 무효화시킨다. 상기와 같은 불편한 사항을 없애고 신뢰성 있는 재접속 부하 검출을 확실히 하기 위해, 상기와 같이 전류가 계속되는 시간 간격 동안 대한 검출을 중지하거나 또는 기준값과의 비교를 정당화시키는 연장된 주기동안 상기 전류를 평균하는 것이 바람직하다.

제38도는 소스 전압 극성 검출기(20)의 한 실시예를 도시하며, 여기서, 단자(M-N)에서 수신된 입력 AC전압 V_IN은 변압기 Tf에서 강하되며, 다이오드 D₅에 의해 정류되어 저항 R₅와 R₆에 의해 정해진 기준 전압과, 비교기 CP₁에서 비교될 대응하는 전압 V_R이 저항 R₇에서 공급된다. V_IN＞0 일때, 기준 전압보다 더 큰 고전압 V_R이 R₇에서 발생되며, 따라서 CP₁은 “고레벨”극성 신호 SGN을 출력한다. V_IN＜0 일때는 R₇에서 전압이 발생되지 않으며, 따라서 CP₁은 “저레벨” 극성 신호 SGN을 출력한다. 이때 기준 전압이 상기 극성 신호 SGN의 “고레벨”주기와 “저레벨”주기의 균형을 잡는 관점에서 가능한 낮을 필요가 있더라도, R₇에서의 노이즈 전압으로 CP₁이 “고레벨” 신호 SGN을 잘못 출력할 수도 있기 때문에 검출기에서 있을 수 있는 노이즈를 모두 구별하여 신뢰성 있는 검출을 보장하도록 충분한 어떤 고레벨로 설정되는 것이 바람직하다.

제39도는 제36도의 회로에서 사용된 오프-부하 검출기(40)의 한 실시예를 도시한다. 상기 부하가 트랜지스터 Q₁(또는 다이오드 D₁)를 통해 전류가 흐르도록 연결되어 있는 동안, 전류 변압기 CT는 지점[X]과 접지[G] 사이에서 다이오드 D₇에 의해 정류되어 인가되어지는 교류 전압을 발생시켜 캐패시터 C₈는 저항 R₉, R₁₀에 의해 결정된 기준 전압보다 높은 레벨로 충전되어 비교기 CP₃가 “고레벨”출력을 공급하게 된다. 또한 온-부하 조건에서, 트랜지스터 Q₂(또는 다이오드 D₂)에는 지점[K]과 접지[G]간에서 다이오드 D₆을 통해 정류되어질 대응하는 AC전압을 공급하는 전류가 공급되어 캐패시터 C₆는 저항 R₃와 R₄에 의해 결정된 기준 전압보다 더 높은 레벨로 충전되어 비교기 CP₂는 “고레벨” 출력을 공급하게 된다.

다른 한편으로 부하가 트랜지스터 Q₁[또는 다이오드 d₁]을 통하는 전류를 차단시키도록 단절되었을 때, 캐패시터 C₈는 CP₃에서의 기준 전압 이하의 전압으로 저항 R₁₁을 통해 방전되어 CP₃로부터 저레벨 출력이 발생된다. 오프-부하 조건에서는, 트랜지스터 Q₂(또는 다이오드 d₂)를 통해서는 전류가 흐르지 않으며, 캐패시터 C₆는 CP₃에서의 기준 전압 이하의 전압으로 저항 R₈을 통해 방전되어 CP₂로부터 “저레벨” 출력이 발생된다. CP₂와 CP₃로부터의 출력은 NAND게이트 G₁₁에서 게이트되어, CP₂와 CP₃로부터의 출력중의 어느 하나가 “로우”상태일때 “하이”상태로 진행하며, 2개 출력 모두가 “하이” 상태일때만 “로우”로 진행하는 부하 신호 NL이 최종으로 공급되어 따라서 신뢰성 있는 오프-부하 및 온-부하 또는 재접속 부하 검출이 확실하게 실행된다.

또한, 제36도의 회로에서 부하의 재접속을 검출하기 위해 오프-부하의 검출후 스위칭 트랜지스터 Q₁과 Q₂중의 어느 하나만을 동작시키는 것이 효과적일 수도 있다. 예를들어, V_IN＞0에서 Q₁이 디스에이블일 때 단지 Q₂만이 턴 온과 턴 오프로 유지되거나 입력 전압 극성에 관계없이 턴 오프로 유지되면, C₅에서의 캐패시터 전압 V_CS에서의 캐패시터 전압(-V_C3)와 같게 일정하게 유지되고, 전류는 제40도에 도시된 바와같이 오프-부하 조건의 검출 다음 전압 극성의 제1반전후 짧은 시간 주기 ST 동안에만 흐르며, 부하가 재 접속될 때까지는 전류는 흐르지 않는다. 이러한 수단에서, 재접속 조건은 상기 회로의 한지점에서의 전류를 모니터하고, 입력 전압의 제1극성 반전 다음 상기 최초 짧은 시간 주기 ST내에서 나타나는 전류를 무시하여 검출될 수 있으며, 이것은 제어 회로 장치를 간단하게 한다. 상기와 같은 수단은 V_IN＜0인 동안 재접속 부하 조건을 검출할 수 없지만, 상기 조건은 V_IN＞0의 다음 1/2 주기에서 성공적으로 검출될 수 있으며, 상기 지연은 실제 사용에서 중요치 않다. 물론 상기 설명에 대비하여 Q₁을 동작 상태로 유지하는 것이 가능하다. 이때 상기 제어 수단은 제28도의 회로에서도 응용 가능하다는 것에 주목된다.

제41도에 있어서, 동일한 쵸퍼/반전기 회로에서 입력 전압 극성과 오프 부하 조건의 검출을 위한 다른 장치가 도시되어 있다. 상기 입력 전압 극성은 제38도를 참고로 하여 이상에서 기술한 바와같이 동일하게 지점[M-N]에서 검출된다. 상기 변형에서, 저항 R₁₂와 R₁₃의 분압기는 캐패시터 C₂와 C₃의 직렬 회로의 양단에 결합되어, 상기 전압에 의해 오프-부하 조건과 재접속 부하 조건의 검출을 위해 지점[P-G]사이세 모니터 출력 전압을 공급한다. 오프-부하 조건의 발생시에 쵸퍼 출력은 부하에 의해 소모됨이 없이 캐패시터 C₂와 C₃에 모두 저장되어 캐패시터 전압과 모니터 전압[P-G]에 대응하게 증가된다. 따라서 오프-부하 조건은 모니터 전압에서의 증가에 의해 출력된다. 이러한 때, 쵸퍼 동작은 앞서 설명한 바와같이, 극선 신호 SGN으로 식별된 쵸퍼 동작에 현재 책임지고 있는 Q₁과 Q₂중의 어느 하나를 디스에이블 하도록 제어함으로써 금지된다. 부하가 재접속될때, 캐패시터 C₁와 C₃중의 어느 하나는 Q₁과 Q₃중의 어느 하나인 활성적인 것을 통해 부하가 전류를 공급하므로, 사이 재접속된 부하 조건이 쉽게 검출될 수 있는 것에 의해 전압 강하가 일어나서 [P]점에서 대응하게 전압 강하를 초래한다.

제42도에 도시된 바와같이, 쵸퍼 동작을 책임지고 있는 스위칭 트랜지스터중 대응하는 하나[즉, V_IN의 정극성 1/2 주기에서 Q₁과 부극성 1/2 주기에서 Q₂]를 턴 오프함으로써 쵸퍼 동작이[to로부터 시작하여] 디스에이블되도록 제어되는 오프-부하 조건 동안 상기 한 스위칭 트랜지스터를 턴 온 및 턴 오프시키기 보다는 반전기 동작만을 책임지는 다른 스위칭 트랜지스터[즉, V_IN의 정극 1/2 주기에서 Q₂와 부극성 1/2 주기에서 Q₁]를 턴 온 상태로 유지하는 것이 효과적일 수도 있다. 이러한 제어에 의해, 스위칭 트랜지스터를 구동하기 위한 전력 조건은 턴 온 및 턴 오프될때마다 게이트에서 충전 및 방전을 필요로 하는 Q₁과 Q₂로서 전력 MOSFET를 이용하는 회로에서 특히 감소될 수 있다. 상기 제어에서, 구동 신호 S₁과 S₂(Q₁과 Q₂데 대해서)는 제42도에서 도시된 바와같이, 오프-부하 조건 동안 극성 신호 SGN의 반전된 신호일 것이다. 상기 구동 신호 S₁과 S₂는 제43도의 논리 회로에 의해 발생될 수 있다. 이와 관련하여 상기 제어는 제28, 33 및 36도의 회로도 또한 적합될 수 있다.

제44도는 변형된 쵸퍼/반전기 회로에 대해서 입력 AC전압 극성과 오프-부하 조건의 검출을 위한 또다른 장치를 도시한다. 상기 변형된 회로는 반전기에서 특정 캐패시터의 위치를 제외하고는 제28도의 구성과 동일하다. 이해를 돕기 위해 동일한 부품은 동일한 번호를 사용하였다. 상기 변형된 회로에서 캐패시터 C₂와 C₃는 반전기의 입력에 DC전압을 제공하도록 회로에서 연결된다. 캐패시터 C₂는 제1 및 제2트랜지스터 Q₁과 Q₂의 직렬쌍 양단에 연결된 평활 캐패시터이며, 반면 캐패시터 C₃는 제2트랜지스터 Q₃의 양단의 부하 L과 직렬로 연결된다.

동작에 있어서, 입력 AC전압의 정극성 1/2 주기 동안 트랜지스터 Q₁이 온 상태이며, 반면 트랜지스터 Q₂가 오프 상태일때, 전압원 Vs의 전류는 인덕터 L₂, 제3다이오드 D₃, 트랜지스터 Q₁을 통해 크기가 증가하며 전압원 Vs로 다시 흘러 인덕터 L₂에 에너지가 저장된다. 동시에 트랜지스터 Q₁의 전류는 또한 캐패시터 C₂로부터의 Q₁, 캐패시터 C₃, 부하 L을 통해 흐르고 다시 캐패시터 C₂로 흘러 부하 전류가 한 방향으로 공급된다. 다음, 동일한 정극성 1/2 주기내에서 트랜지스터 Q₁이 오프이고 대신에 트랜지스터 Q₂가 온일때, 인덕터 L₂의 에너지는 제3다이오드 D₃, 캐패시터 C₂, 다이오드 D₂및 전압원 Vs를 통해 방출되어 평활된 DC전압을 캐패시터 C₄에 누적시킨다. 이때, 트랜지스터 Q₂의 전류는 캐패시터 C₃, Q₃, 부하 L로부터 다시 C₃로 흐르도록 동작하여 부하 전류는 반대 방향으로 공급된다.

입력 AC전압의 부극성 1/2주기 동안, 트랜지스터 Q₁이 오프이고 한편 트랜지스터 Q₂가 온일때, 전압원 Vs의 전류는 Q₂, 제4다이오드 D₄, 인덕터 L₂를 Vs로 다시 흘러서 에너지를 인덕터 L₂에 저장한다. 이때, 트랜지스터 Q₂는 부하 전 트랜지스터 C₃, Q₂와 부하 L로부터 한 방향으로 흐르도록 동작한다. 다음에, 트랜지스터 Q₁이 온이고 대신에 Q₂가 오프일때, 인덕터 L₂의 에너지는 V₃, 제1다이오드 D₁, 캐패시터 C₂, 제4다이오드 D₄를 통해 캐패시터 C₂를 충전시키기 위해 인덕터 L₂로 다시 방출되며, 한편 인덕터 L₂는 Vs, 캐패시터 C₃, 부하 L, 다이오드 D₄를 통해 전류를 공급한다. 이때, 트랜지스터 Q₁는 부하 전류를 캐패시터 C₂로부터의 Q₁, 캐패시터 C₃부하 L을 통해 반대 방향으로 부하 전류를 흐르도록 동작한다. 이와같은 방법으로 스위칭 트랜지스터 Q₁과 Q₂는 부하 L에 고주파 AC전압을 인가하는 반전기 동작을 실행하기 위해 도통 및 비도통을 교대로 반복하며, 한편 동시에 평활된 전압을 반전기의 입력으로 제공하도록 인덕터 L₂와 D₁내지 D₄의 다이오드 브릿지 정류기를 통해 캐패시터 C₂와 C₃를 충전하는 쵸퍼 동작을 실행한다. 따라서, 상기 변형된 회로에서 Q₁은 쵸퍼와 반전기 동작을 책임지고 있으며, Q₂는 입력 AC전압의 정극성 1/2 주기에서 반전기 동작을 그리고 부극성 1/2 주기에서는, 쵸퍼 동작을 책임지는 것이 확실해진다.

또한, 변형된 쵸퍼/반전기 회로에서, 결합 캐패시터 C₃는 부하에서 인덕터 L₃와 공진 회로를 형성하기 위해 그리고 필라멘트의 예열을 실행하기 위해 램프 FL과 병렬로 연결된 캐패시터 C₄보다 충분히 큰 용량을 갖도록 선택되어, 공진 회로에는 아무런 영향을 미치지 않는다. 상기 논술로부터 알 수 있는 바와같이, 결합 캐패시터 C₃는 Q₂가 온일때 반전기 입력에 DC전압을 공급하는 역활을 하며, 또한 부하 전류에서 dc성분을 여파하는 역활을 하므로, 평활 캐패시터 C₂에 비해 적은 용량을 갖을 수 있다. 예를들어, 100V의 입력 전압으로부터 40KHz의 스위칭 주파수에서 형광 램프[일본의 마쯔시다 덴시 고교에 의해 제조된 FCL-32EX/30]를 구동하기 위해 L₂=0.5mH, L₃=0.45mH를 선택하면 상기 회로는, C₂=100㎌, C₃=0.47㎌, C₄=0.0015㎌를 갖도록 설계될 수도 있다.

상기 변형된 회로는 재접속된 부하 조건의 검출을 위해 반전기를 활성 상태로 유지하는 한편 오프-부하 조건의 검출에 따라 쵸퍼 동작을 중지시키기 위해 제30도 또는 37도를 참고로 하여 논의한 바와같은 방법으로 제어될 수 있다. 이러한 점에서, 부하의 재접속의 신뢰성 있는 검출을 위해 오프-부하 조건후에는 단지 Q₁만을 동작 상태로 유지하는 것이 바람직하며, 이러한 관점에서 볼 때 부하의 재접속의 검출을 위해 C₃로부터 부하 전류를 공급하기 위해 Q₂가 오프-부하 조건에서 동작을 유지하고 있을 때라도, 오프-부하 조건에서 자연적인 방전에 의해 C₃의 보다 적은 용량이 소모될수도 있으므로, 부하 전류를 공급하지 못할 수도 있다.

상기 회로의 입력 전압 극성은 제34도에 도시된 동일한 검출기 회로를 갖고 지점[J-G]사이의 전압을 모니터함으로써 검출될 수 있다. 오프-부하 조건은 제45도에 도시된 검출기 회로의 사용으로 Q₂와 직렬로 삽입된 저항 R₀양단의 전압을 모니터하여 검출될 수 있다.

이때 상기 변형된 쵸퍼/반전기 회로는 쵸퍼 입력 전력 W_IN과 반전기 출력 전력 W_OUT를 등가시키는 제어시에 아무런 문제를 초래함이 없이는 이전 실시예에서 동일하게 사용될 수 있다는 것에 주목된다.

제46도는 부가적인 공진 캐패시터 C₅가 램프 FL 양단에 연결되어 있는 또다른 변형된 쵸퍼/반전기 회로를 도시한다. 상기 회로에서 부하의 재접속을 신뢰성 있게 검출하기 위해서는 입력 AC전압의 부극성 1/2주기 동안 단지 Q₁만을 작동 가능하게 유지하는 것이 효과적이다. 그렇지 않으면, Q₂는 C₃와 C₅를 완전히 방전시켜 부하의 다음 재접속시에 부하 전류를 공급할 수 없게 되어, 재접속 부하 조건을 검출할 수 없다. 또한, 만약 C₃와 C₅방전된 경우, 이들은 Q₁의 도통 상태시에 충전되어 재접속 조건의 검출을 잘못할 수 있는 에러 부하 전류를 발생시켜 제36도와 37도를 참고로 하여 앞서 논의한 바와같이 부가적인 수단에 의해 이러한 에러 전류를 무시할 수 있는 제어가 필요하게 된다. 그러나, Q₁만을 오프-부하 조건 동안 입력 AC전압의 부극성 1/2 주기에서 동작하도록 함으로써, C₄와 C₅는 V_C3+V_C5=V_C2의 관계를 갖도록 충전이 되어 부하 전류는 부하가 재접속될 때까지 흐르지 않게 되어 스위칭 트랜지스터를 통해 흐르는 부하 전류를 모니터하여 재접속된 부하 조건을 검출할 수 있다.

이때, 재접속된 부하 조건의 검출을 위해 상술된 바와같은 여러가지 제어가 제23도와 24도의 것을 포함하여 본 발명의 모든 회로에 동일하게 적용될 수 있다.

[제4실시예(제47 내지 56도]

본 발명의 전력 제어는 상기 쵸퍼/반전기 회로가 Q₁과 Q₂의 고주파 스위칭으로부터 기인한 보다 덜 높은 주파수 성분의 장방형 파형의 비교적 낮은 주파수 전압 또는 전류를 제공하는데 필요한 경우에 응용될 수 있다. 예를들어, 상기 회로가 제49도에 도시된 바와같이 덜 높은 주파수 성분의 장방형 파형의 저주파수 부하 전류에 의해 방전 램프 DL을 구동시키는데 사용되면, 램프가 고주파수 전류에 의해 구동될 때 발생될 수 있는 음향 공진을 피할 수 있다. 제47도는 앞의 실시예와 구성은 동일하지만 Q₁과 Q₂는 약간 다르게 제어되는 저주파 부하 전류를 발생하기 위한 회로 장치를 도시한다. 즉, 제48도에 도시된 바와같이, Q₁은 고주파에서 온 그리고 오프되고 한편 Q₂는 입력 AC전압 V_IN의 정극성 1/2 주기 동안 오프 상태로 유지되고 V_IN의 부극성 1/2 주기 동안 그 반대로 되어 저주파수에서 또는 저주파 입력 AC전압 V_IN과 동기 상태로 반전되는 극성을 갖는 고주파수 펄스 열인 반전기 출력 V를 공급한다. 상기 회로는 반전기 출력 V의 고주파 성분의 모두를 전달하기 위해 램프 DL 양단에 연결된 바이패스 캐패시터 C₅를 포함하여, 제49도에 도시된 바와같이 부하 전류 I_LA를 램프 DL에 인가하며, 이것은 약간의 고주파 성분을 나타내며, 입력 AC전압 V_IN의 동일한 저주파를 갖는 일반적인 구형 파형을 나타낸다. 이러한 결과로, 램프 DL은 불안정한 아크를 유발시키는 음향 공진을 일으켜 결국 램프의 점멸 또는 소등을 일으킴이 없이 구동될 수 있다.

제50도는 제51도의 부하 전류를 얻기 위해 제47도의 회로의 Q₁와 Q₂를 구동시키는 또다른 수단을 도시한다. 상기 부하 전류는 입력 AC전압 V_IN의 각 극성 반전에 대해서 제한된 시간 간격 T₃동안 나타나는 고주파 부분에 의해 교번되는 제49도의 일반적인 장방형 파형의 저주파 부분을 포함하는 것을 특징으로 한다. 상기와 같은 합성 전류 I_LA는 램프 DL을 안정하게 작동시키는 장점이 발견되었으며, 반면으로 허용될 수 없는 음향 공진을 방지한다. 합성 전류 I_LA를 발생하기 위해, 상기 회로는 제48도를 참조로 하여 논의된 바와같이 입력 AC전압의 극성에 따라 선택적으로 Q₁과 Q₂중의 단지 하나만 [V_IN＞0의 시간 주기 동안은 Q₁, V_IN＜0의 시간 주기 T₂동안은 Q₂]을 동작시키도록 제어되며, 동시에 V_IN의 극성 반전에 대해 제한된 시간간격 T₃동안 교대로 턴 온 및 턴 오프되도록 제어된다.

제52도는 극성이 입력 AC전압과 동기 상태로 저주파에서 반전하는 고주파 출력 펄스 열을 공급하기 위한 또다른 쵸퍼/반전기 회로를 도시한다. 상기 회로는 Q₃와 Q₄의 직렬쌍 양단에 병렬로 접속된 평활 캐패시터 C₀와 전 브릿지 구성으로 접속된 4개의 스위칭 트랜지스터 Q₁내지 Q₄를 구비한다. 부하 L은 인덕터와 저항을 갖는 유도성 부하로서 도시되어 있다. 제53도에 도시된 바와같이, V_IN의 정극성 1/2 주기 또는 제1시간 주기 T₁동안, Q₁은 고주파수에서 턴 온 및 턴 오프되도록 구동되고, Q₄는 턴 온으로 유지되며, 반면 다른 대각선으로 마주보는 Q₂와 Q₃는 오프 상태로 유지된다. V_IN의 부극성 1/2 주기에 대응하는 다음 시간 주기 T₂에서, Q₂는 Q₃가 온 상태로 유지될 때와 동일한 고주파수에서 턴 온 및 턴 오프되도록 구동되며, 한편 Q₁및 Q₄는 턴 오프로 유지된다. 이에 의해, 상기 반전기는 극성이 입력 AC전압과 동기로 저주파수에서 반전된 고주파 펄스열로 출력을 부하에 공급한다. 전 브릿지 트랜지스터 구성을 갖는 상기 회로에서, 부하 L은 제47도의 회로에서 얻어진 것의 거의 2배인 C₀의 전 전압을 수신한다. 따라서, 상기 회로는 높은 부하 전압이 필요로 하는 경우에 특히 효과적이다.

제53도의 상기 제어에서 Q₃와 Q₄는 V_IN과 동기 상태로 구동되지만, 그러나 이들은 각각 Q₂와 Q₁과 동시 상태시의 동일한 고주파수에서 턴 온 및 턴 오프되도록 구동될 수 있다. 이러한 경우, Q₁과 Q₄가 턴 오프됨에 따라, 부하 L의 인덕터에 저장된 에너지는 다이오드 D₅, 캐패시터 C₀, 다이오드 D₂와 부하 L의 폐루프를 통해 흐르며, Q₂와 Q₃의 턴 오프에 따라 에너지는 다이오드 D₁, 캐패시터 C₀, 다이오드 D₆와 부하 L의 또다른 폐루프를 통해 인덕터로부터 나온다. 또한, T₁과 T₂의 전주기 동안 교대로 턴 온 및 턴 오프시키도록 Q₁과 Q₂를 동작시키는 것이 가능하며, 한편 V_IN과 동기 상태로 Q₃와 Q₄를 동작시키는 것이 가능하다.

제54도는 제49도 또는 51도의 출력을 제공하기 위해, 제48도 또는 50도와 같은 방법으로 동작하는 제47도의 동일한 쵸퍼/반전기 회로에 대해 반전기 출력 전력 W_OUT와 쵸퍼 입력 전력 W_IN의 평형을 유지하는 장치를 도시한다. 이를 위해, 전력 제어기(10)는 압력 전력 감지기(11)와 출력 전력 감지기(12)와 결합하여 포함된다. 상기 입력 전력 감지기(11)는 쵸퍼 출력 전력의 함수이며, 쵸퍼 입력 전력 W_IN를 표시하는 캐패시터 C₂와 C₃양단의 DC전압을 모니터하기 위해 회로에 접속된다. 출력 전력 감지기(12)는 반전기 출력 전력 W_OUT를 표시하는 것으로서 부하 전류를 모니터하도록 회로에 연결된다. 제47도의 회로에서 앞서 언급한 바와 같이 고주파 성분을 바이패스하기 위해 방전 램프 DL 양단에 접속된 바이패스 캐패시터 C₅를 포함함에 의해 인덕터 L₃와 캐패시터 C₅를 포함하는 부하는 V_IN의 각각 1/2 주기내에서 장방형 펄스 열을 제공하기 위해 Q₁과 Q₂가 구동되는 스위칭 주파수 f보다 작으며 이 주파수 f와 간격을 두고 있는 고유 주파수 fc를 갖는다. 예를들어, f=40KHz에서 fc=10 내지 20KHz이다.

따라서, W_OUT는 고주파 교번 출력을 제공하기 위해 제5도의 (a)에 도시된 바와같이 fc와 f에 가까운[예를들어 f=40KHz에서 fc=30KHz]경우에 비해 동작 범위내에서의 스위칭 주파수 f에서의 변화로 인해 오히려 완만한 변화를 나타낸다. 이것은 W_IN과 W_OUT사이에서의 단지 작은 차이는 입력 AC전압 변화에 대한 딤머 제어 또는 보상을 위해 W_OUT또는 W_IN을 조절하도록 위해 스위칭 주파수 f가 변할때 발생된다. 따라서, 제10도 내지 14도의 제어 수단에 따라 W_IN과 W_OUT의 평형을 유지하는데 필요할 때 듀티비 D와 마찬가지로 스위칭 주파수 f에서의 변화량은 오히려 작게 되어 W_IN과 W_OUT의 평형 유지 제어를 용이하게 한다. 예를 들어, 제55도의 (a)의 최대 광 세기 상태로부터 제55도의 (b)의감소된 광 세기 상태로 램프 DL를 어둡게 하는데 필요로 할 때, W_IN과 W_OUT의 평형은 제13a도와 13b도를 참고로 하여 기술된 제어수단에 따라 스위칭 주파수 f와 듀티비 D모두를 제어함으로써 어두운 상태로 다시 설정될 수 있지만 5와 D의 변화는 적다. 이때, 제55도의 (a)와 55도의 (b)에 도시된 바와같이, 제54도의 회로로부터 나온 출력 전류 I_LA는 고주파수 성분이 바이패스 캐패시터 C₅에 의해 제거된 구형파를 가지며 입력 AC전압과 V_IN과 동기로 저주파수를 갖는 형태일 수 있다.

일반적으로 장방형 파형의 저주파 출력을 제공하도록 위해 동작되는 제54도의 상기 회로에 있어서, 제2실시예에서 상술한 바와같이 반전기 출력 전력 W_OUT와 비교적 관계없이 쵸퍼 입력 전력 W_IN을 조절하기 위해 쵸퍼 동작을 간헐적으로 중지시키는 상기 제어를 결합시키는 것이 가능하다. 이경우, 제56도의 (a)에 도시된 바와같이, 쵸퍼 동작을 현재 책임지고 있는 Q₁과 Q₂중의 어느 하나는 W_IN을 감소시키기 위해 정규 간격에서 주기적으로 디스에이블된다. 또한, 본 발명의 제3실시예에서의 논의된 바와같이 오프-부하 및 재접속된 부하 조건을 검출하는 제어를 결합시키는 것이 가능하며, 이경우 쵸퍼 동작을 책임지는 Q₁과 Q₂중의 어느 하나는 제56도의 (b)에 도시된 바와같이, 오프-부하 조건의 검출에 의해 역시 디스에이블되며, 한편으로 Q₁과 Q₂중의 다른 하나는 작동 상태로 유지되어 회로는 부하가 재접속되자마자 부하 전류를 공급할 수 있는 상태로 된다.

상기 실시예와 변형에 있어서, 상기 부하가 이해를 위해 인덕터와 캐패시터를 갖는 램프를 구비하는 것으로 도시되어 있지만, 본 발명은 여기에 한정되지 않고 제57a도 내지 57d도에 도시된 바와같이 저항성 부하 및 다른 유도성 부하를 포함하는 여러 부하를 구동시키는 데도 효과적이다.

Claims

전원 장치로서, AC전압원(Vs)과, 상기 AC전압원(Vs)에 동작 가능하게 접속된 한쌍의 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)와, 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)에 동작 가능하게 접속하여 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)를 통해 상기 AC전압원 (Vs)으로부터 나온 주기적으로 인터럽트된 전압을 평활시켜 평활된 DC전압을 공급하는 캐패시터 수단(C₂및 C₃)을 포함하는 쵸퍼 회로(1)와, 상기 쵸퍼 회로(1)와 공통으로 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)를 포함하여, 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)를 턴 온 및 턴 오프하도록 구동하여 상기 캐패시터 수단(C₂및 C₃)의 상기 DC전압으로부터 제1 및 제2부하 접속점에서 접속되어 있는 부하에 AC전압을 공급하는 반전기 회로 수단(2)과, 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)의 입력에 동작 가능하게 접속되어, 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)의 스위칭 주파수 및 듀티비중 최소한 하나를 변화시켜, 쵸퍼 입력 전력 및 반전기 출력 전력에 따라 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)를 턴 온 및 턴 오프시킴으로써 상기 AC전압원(Vs)으로부터의 주기적으로 인터럽트된 전압을 공급하며, 쵸퍼 입력 전력 및 반전기 출력 전력을 등가화시키는 전력 제어수단(10)을 구비하는 전원 장치.
제1항에 있어서, 상기 전력 제어 수단(10)은 상기 AC전압으로부터 공급된 상기 쵸퍼 입력 전력을 조정하기 위해 상기 반전기 동작을 활성 상태로 유지하면서 상기 쵸퍼 동작을 일시적으로 중단시키며, 동시에 상기 스위칭 주파수 및 듀티비중 적어도 하나를 변화시키는 방법으로 상기 제1 및 제2스위칭 소자를 구동하도록 한 전원 장치.
제1항에 있어서, 상기 전력 제어 수단(10)은 상기 AC전압원(Vs) 양단간에 직렬 접속된 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)가 DC전압을 스위칭하기 위한 고주파수에서 교대로 턴 온 및 턴 오프되도록 구동시켜 고주파수 AC전압을 공급하며, 상기 쵸퍼 회로(1)는 상기 AC전압원(Vs)으로부터 DC전압을 공급하는 다이오드 브릿지 전파 정류기(D₁, D₂, D₃, D₄)를 포함하며, 상기 정류기는 직렬 접속된 제1쌍의 제1 및 제2다이오드(D₁, D₂)와, 상기 제1쌍의 제1 및 제2다이오드(D₁, D₂)와 병렬로 직렬 접속된 제2쌍의 제3 및 제4다이오드(D₃, D₄)를 구비하며, 상기 제1 및 제2다이오드(D₁, D₂)는 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)와 앤티(anti) 병렬 관계로 접속되며, 상기 제1 및 제2다이오드(D₁, D₂)는 이들간에서 제1접속점을 형성하며, 상기 제3 및 제4다이오드(D₃, D₄)는 이들간에서 제2접속점을 형성하며, 상기 쵸퍼 회로(1)는 또한 상기 제1접속점과 제2접속점간에서 상기 AC전압원(Vs)과 직렬 접속되어 쵸퍼 회로(1)를 동작시키는 인덕터 수단(L₂)을 또한 포함하여, 상기 AC전압원(Vs)으로부터의 AC전압의 인터럽트를 반복함으로써 상기 전파 정류기를 통해 공급된 전압을 인덕터 수단(L₂)에서 발생시켜 DC전압을 상기 캐패시터 수단에 공급하도록 한 전원 장치.
제1항에 있어서, 상기 전력 제어 수단(10)은 상기 AC전압원(Vs) 양단간에 직렬 접속된 제1 및 제2스위칭 소자(Q1 및 Q2)가 상기 DC전압을 스위칭하기 위한 고주파수에서 턴 온 및 턴 오프되도록 구동시켜 생성된 AC전압을 공급하며, 상기 쵸퍼 회로(1)는 상기 AC전압원(Vs)으로부터 DC전압을 공급하는 다이오드 브릿지 전파 정류기(D₁, D₂, D₃, D₄)를 포함하며, 상기 정류기는 직렬 접속된 제1쌍의 제1 및 제2다이오드(D₁, D₂)와, 상기 제1쌍의 제1 및 제2다이오드(D₁, D₂)와는 병렬 관계의 직렬 접속된 제2쌍의 제3 및 제4다이오드(D₃, D₄)를 구비하며, 상기 제1 및 제2다이오드(D₁, D₂)는 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)와 앤티(anti) 병렬 관계로 접속되며, 상기 제1 및 제2다이오드(D₁, D₂)는 이들간에서 제1접속점을 형성하며, 상기 제3 및 제4다이오드(D₃, D₄)는 이들간에서 제2접속점을 형성하며, 상기 쵸퍼 회로(1)는 또한 상기 제1접속점과 제2접속점간에서 상기 AC전압원(Vs)과 직렬 접속되어 쵸퍼 회로(1)를 동작시키는 인덕터 수단(L₂)을 또한 포함하여, 상기 AC전압원(Vs)으로부터의 AC전압의 인터럽트를 반복함으로써 상기 전파 정류기를 통해 공급될 전압을 인덕터 수단(L₂)에서 발생시켜 상기 DC전압을 상기 캐패시터 수단에 공급하도록 한 전원 장치.
제1항에 있어서, 제1 및 제2부하 접속점에 동작 가능하게 접속되어 부하가 전원 장치로부터 분리되어 있는지를 검출하기 위한 부하 검출기 수단과, 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)중 어느 소자가 현재 상기 AC전압원(Vs)으로부터 순바이어스를 수신하는지를 식별하고 상기 쵸퍼 회로(1)와 반전기 회로 수단(2)의 동작을 현재 실행하도록 동작하는 소스 전압 극성 검출기를 또한 구비하며, 상기 부하 검출기 수단은, 상기 검출기에서 검출된 무부하 조건에 응답하여, 상기 쵸퍼 회로(1) 및 반전기 회로 수단(2)의 동작에 책임있는 것으로서 식별된 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)의 동작을 중지시키는 한편 다른 스위칭 소자는 활성 상태로 유지시키는 제어 수단을 구비함으로써 상기 부하가 재접속될시 상기 반전기 회로 수단(2)이 전류를 공급하도록 하게 하며 상기 제어 수단은 또한 부하의 전류 검출에 응답하여 동작을 중지시킨 스위칭 소자의 구동을 재개시키도록 한 전원 장치.
제1항에 있어서, 상기 캐패시터 수단은 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂) 양단간에서 직렬 접속된 한 쌍의 제1 및 제2캐패시터(C₂및 C₃)를 구비하며, 상기 제1 및 제2캐패시터 각각은 서로 병렬로 접속되어 있으며 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)의 각각 양단간의 상기 부하와 직렬로 접속되도록 한 전원 장치.
제1항에 있어서, 상기 쵸퍼 회로(1) 및 상기 전력 제어 수단(10)에 동작 가능하게 접속되어 상기 초퍼 회로(1)에 공급되는 쵸퍼 입력 전력을 모니터링하기 위한 입력 전력 감지기 수단(11)과, 상기 반전기 회로 수단(2) 및 상기 전력 제어 수단(10)에 동작 가능하게 접속되어 상기 반전기 회로 수단(2)으로부터 부하로 공급되는 반전기 출력 전력을 모니터링하기 위한 출력 전력 감지기 수단(12)을 또한 구비하도록 한 전원 장치.
제7항에 있어서, 상기 전력 제어 수단(10)은 상기 스위칭 주파수 및 듀티비를 결합하여 변화시켜 쵸퍼 입력 전력 및 반전기 출력 전력을 등가화하는 한편 쵸퍼 입력 전력 및 반전기 출력 전력중 어느 하나를 고정 레벨로 위치하도록 한 전원 장치.
제7항에 있어서, 상기 전력 제어 수단(10)은, 상기 AC전압원(Vs)으로부터 공급되는 쵸퍼 입력 전력을 조정하도록 상기 쵸퍼 회로(1)의 동작을 일시적으로 중지시키며, 동시에 상기 스위칭 주파수 및 듀티비중 적어도 하나를 변화시키도록 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)를 구동하도록 한 전원 장치.
제8 또는 9항에 있어서, 상기 전력 제어 수단(10)은 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)중 어느 소자가 현재 상기 AC전압원(Vs)으로부터 순바이어스를 수신하여 상기 쵸퍼 회로(1) 및 반전기 회로 수단(2)의 동작을 실행하도록 작용하는지를 식별하기 위한 소스 전압 극성 검출기를 포함하며, 상기 전력 제어 수단(10)은 상기 쵸퍼 회로(1) 및 반전기 회로 수단(2)의 동작에 대해 책임을 지는 것으로서 식별된 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)중 어느 하나의 동작을 일시적으로 중지시키는 한편 다른 스위칭 소자는 활성 상태로 유지시키도록 하여, 상기 AC전압원(Vs)으로부터 공급되는 쵸퍼 입력 전력을 조정함과 동시에 스위칭 주파수 및 듀티비중 적어도 하나를 변화하도록 한 전원 장치.
제1항에 있어서, 캐패시터 수단은 한쌍의 제1 및 제2캐패시터(C₂및 C₃)를 포함하며, 제1캐패시터(C₂)는 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)가 직렬 결합 양단간에 접속되며, 제2캐패시터(C₃)는 상기 제1스위칭 소자(Q₁)의 양단간의 부하와 직렬로, 상기 제1 및 제2스위칭 소자(Q₁및 Q₂)중 어느 한 소자의 양단간에 접속되도록 한 전원 장치.