JP4061079B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯を高周波で点灯する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１２にこの種の放電灯点灯装置の概略構成図を示し、図１３に図１２中のチョッパ制御部等の具体構成図を示す。
【０００３】
この放電灯点灯装置は、放電灯を高周波で点灯するものであり、図１２，図１３に示すように、交流電源ＡＣと、整流器ＤＢと、脈流検出部１と、チョッパ２と、直流検出部３と、チョッパ制御部４PAと、インバータ５と、インバータ制御部６PAと、共振回路部７とを備えている。
【０００４】
整流器ＤＢは、例えばダイオードブリッジにより構成され、交流電源ＡＣからの電圧を整流するものである。脈流検出部１は、整流器ＤＢの両出力端子間に直列に接続される抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により構成され、整流器ＡＣの出力端子から脈流電圧の検出を行うものである。直流検出部３は、チョッパ２の両出力端子間に直列に接続される抵抗Ｒ３１，Ｒ３２により構成され、チョッパ２の出力電圧の検出をするものである。
【０００５】
チョッパ２は、インダクタＬ２と、スイッチング素子Ｑ２と、ダイオードＤ２と、平滑用コンデンサＣ２とにより構成され、チョッパ制御部４PAにより制御されるものである。チョッパ制御部４PAは、チョッパ２のスイッチング素子Ｑ２をオンオフして、整流器ＤＢから出力される脈流電圧を所望レベルの直流平滑電圧に変換して出力する制御を行うものであり、図１３では、誤差アンプ４０と、マルチプライヤ４１と、オンオフ設定部４２と、ドライブ出力部４４とにより構成されている。
【０００６】
インバータ５は、少なくとも一つのスイッチング素子（例えば逆並列に接続された寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ）により構成され、インバータ制御部６PAにより制御されるものである。インバータ制御部６PAは、インバータ５のスイッチング素子を高周波でオンオフして、チョッパ２から出力される直流平滑電圧を高周波電圧に変換する制御を行うものである。
【０００７】
共振回路部７は、インダクタ、コンデンサおよび放電灯により構成され、インバータ５からの高周波電圧を入力して共振作用により放電灯の予熱、始動および点灯を行うものである。
【０００８】
上記構成の放電灯点灯装置において、チョッパ２のスイッチング素子Ｑ２をオンオフすれば、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にインダクタＬ２にエネルギーが蓄積し、オフ期間にそのエネルギーが平滑用コンデンサＣ２に移る。したがって、スイッチング素子Ｑ２のオンオフ時間を制御することによって、チョッパ２の出力電圧を所望のレベルに設定することができる。また、交流電源ＡＣからの入力電流波形歪を大幅に低減することができるため、高力率の放電灯点灯装置を提供することができる。
【０００９】
チョッパ２のスイッチング素子Ｑ２の制御を目的とした力率改善コントロールＩＣは、様々なメーカーから既に商品化されている。その一構成例を図１３に示してある。
【００１０】
図１３において、チョッパ制御部４PAは、脈流検出部１の検出結果（脈流検出信号）、直流検出部３の検出結果（直流検出信号）、抵抗１０からのスイッチング素子Ｑ２に流れる電流の検出信号（スイッチング電流検出信号）、インダクタＬ２の２次巻線ｎ２の電圧（巻線信号）を入力して、スイッチング素子Ｑ２のオンオフ時間を制御する。
【００１１】
直流検出信号および基準信号Ｖref は誤差アンプ４０に入力され、誤差アンプ４０の出力および脈流検出信号はマルチプライヤ４１に入力される。そして、マルチプライヤ４１の出力がオンオフ設定部４２内の比較器のスレッシュホールドとなってスイッチング電流検出信号と比較されることにより、交流電源ＡＣの正弦波波形に追従して、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が制御される。また、巻線信号をオンオフ設定部４２内のゼロ電流検出器に入力することにより、インダクタＬ２に流れる電流がゼロとなるタイミングで、スイッチング素子Ｑ２がオンにされる。
【００１２】
図１４に上記インバータおよびインバータ制御部の構成例を示す。図１４において、インバータ５は、直流電源（本例ではチョッパ２）の出力端子間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ５１，Ｑ５２により構成され、この一方のスイッチング素子に共振回路部７が並列に接続される。
【００１３】
他方、インバータ制御部６PAは、スイッチング素子Ｑ５１，Ｑ５２を交互にオンオフ制御するものであり、各種設定時間を計時するタイマ６１と、インバータ５の動作周波数を規定する発振回路６２と、スイッチング素子Ｑ５１，Ｑ５２をオンオフするインバータ駆動部６４とにより構成されている。これら各部はＩＣで構成され、周波数を設定するためのコンデンサＣ６および抵抗Ｒ６がＩＣの外付け部品として設けられている。
【００１４】
インバータ駆動部６４は、デッドタイム設定部６４１と、レベルシフト６４２と、ＲＳフリップフロップ６４３，６４４と、ドライブ出力部６４５，６４６とにより構成され、スイッチング素子Ｑ５１，Ｑ５２をオンオフする駆動信号のデッドタイムを設定し、レベルシフト６４２、ＲＳフリップフロップ６４３およびドライブ出力部６４５を介して、スイッチング素子Ｑ５１に信号を出力し、ＲＳフリップフロップ６４４およびドライブ出力部６４６を介して、スイッチング素子Ｑ５２に信号を出力する。
【００１５】
ところで、放電灯、特に熱陰極型の蛍光灯においては、電源投入後、すなわち直流電源の出力が立ち上がった直後、あらかじめ定めた時間の間にフィラメントの予熱を行う先行予熱期間、蛍光灯を始動させる高電圧を印加する始動期間を設け、所定の時間経過の後に、定格点灯または調光点灯するタイマ制御を行う場合が多い。
【００１６】
図１４の例では、発振回路６２の発振周波数が可変であり、その周波数は、タイマ６１の出力に応じて変更される。例えば、先行予熱期間では、インバータ５の動作周波数を高く設定して蛍光灯への印加電圧を低電圧とし、始動期間では、共振回路部７を構成するインダクタおよびコンデンサで決まる無負荷時（＝放電灯のインピーダンスを考慮しない場合）の固有振動周波数に近い周波数に設定することによって、蛍光灯に高電圧を印加して始動点灯する。また、始動期間終了後では、蛍光灯の定格光出力が得られる周波数に設定される。
【００１７】
このインバータ駆動回路６４およびインバータ制御部６に相当する制御用ＩＣも多数商品化されており、力率改善コントロールＩＣと組み合わせて使用される場合が多い。
【００１８】
従来、例えば特開平１０−３２６６８２号公報（同公報の図３参照）に開示されているように、直流電源の高電位側のスイッチング素子を駆動するのに多数の部品を必要としたが、上述のＩＣを使用することによって、部品点数を削減することができるとともに、プリント基板の部品配置およびパターン配線が容易になるため、装置の小型化および低コスト化の実現が可能となる。
【００１９】
なお、特開２０００−３２７４２公報には、商用電源投入時には限流素子が突入電流経路に接続されて突入電流が抑制され、それから限流素子が突入電流経路に接続されていない状態へスイッチ要素を切り換えた後にチョッパ制御部がスイッチ素子のオンオフを開始することにより、チョークコイルの飽和によるチョッパ制御部の動作電圧の低下を防ぎ、商用電源投入時における回路動作を安定させることができる電源装置が開示されている。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、放電灯、特に熱陰極型の蛍光灯に安定電力を供給して点灯する従来の放電灯点灯装置には次のような課題がある。
【００２１】
放電灯点灯装置が接続される交流電源は、他の様々な電気機器にも接続されており、交流電源の投入時等に生じる、交流電源の負荷の変動および電力設備の容量などの要因で、瞬間的な電圧低下や停電が発生する場合があり得る。
【００２２】
このような場合、放電灯への安定電力の供給ができないため、放電灯が立ち消えとなり、さらにインバータ５のスイッチング素子Ｑ５１，Ｑ５２に対して、進相電流による過大なストレスが加わる恐れがある。
【００２３】
このため、交流電源の電圧低下を検出してインバータの動作を停止したり、インバータの動作状態を先行予熱状態に戻して、電源復帰後に速やかに再点灯または定格点灯の状態に戻す制御が一般的に行われている。
【００２４】
交流電源の電圧の検出手段としては、複数の抵抗によって交流電源の電圧を分圧することがしばしば行われるが、その分圧によって検出した信号には脈流が含まれるため、コンデンサで平滑して直流化する場合が多い。このため、交流電源の電圧低下を検出することはできるが、抵抗およびコンデンサの時定数によってある程度の時間の検出遅れを持つことになる。
【００２５】
一方、近年、交流電源として入力される電圧が広範囲にわたっても、すべての電圧に対して適合できる放電灯点灯装置の要望が高く、またこのような放電灯点灯装置が商品化されている。日本国内では、主に１００Ｖ，２００Ｖの交流電源が使用されており、特殊な電圧として２４０Ｖが使用される場合もある。
【００２６】
上述のように、交流電源の電圧の検出手段として、複数の抵抗によって交流電源の電圧を分圧して検出した信号をコンデンサで平滑した場合、交流電源の電圧が高いほど、瞬時に交流電源が低下したときの検出遅れ時間が長くなる。
【００２７】
図１５に特願２０００−３１１１８６の出願で提案されている発明による一構成図を示す。同図において、交流電源ＡＣの交流電圧は整流器ＤＢで整流され、その脈流電圧が直流平滑回路Ｅに入力される。ここで、直流平滑回路Ｅは前述のチョッパ２の構成でよく、平滑用コンデンサＣ２の電圧ＶC2が略一定となる。
【００２８】
直流平滑回路Ｅは、スイッチング素子Ｑ５１，Ｑ５２で構成されるインバータ５に接続されており、スイッチング素子Ｑ５１，Ｑ５２は、インバータ制御部６PBから出力される信号によって交互にオンオフし、直流平滑回路Ｅから出力される直流電圧を高周波電圧に変換する。
【００２９】
この高周波電圧は、直流カット用のコンデンサＣ７１を介して、共振用インダクタＬ７、共振用コンデンサＣ７２および放電灯Ｌａで構成される共振回路部７に入力され、その共振作用によって放電灯Ｌａが始動点灯する。
【００３０】
また、図１５では、抵抗Ｒ８１〜Ｒ８４、平滑用コンデンサＣ８およびツェナーダイオードＺＤ８により構成される電圧検出回路８が整流器ＤＢの出力に設けられ、電圧検出回路８によって交流電源ＡＣの電圧レベルを検出する構成になっている。
【００３１】
電圧検出回路８で検出された平滑電圧は、検出信号Ｖｋとして、インバータ制御部６PAのReset端子に入力される。インバータ制御部６ＰＢは、検出信号Ｖｋと所定のしきい値（Ｖth）との比較を行い、交流電源ＡＣの電圧が低下した場合にＶｋ＜Ｖthとなることに着目して回路の保護を行う。
【００３２】
同図からもわかるように、正常時における誤作動を回避するには、検出信号Ｖｋのリップルを小さくする必要がある。このため、抵抗Ｒ８４の抵抗値を大きくするか、または平滑用コンデンサＣ８の容量を大きくするかのいずれかの対策が必要となる。
【００３３】
しかし、これらいずれの対策を講じても、抵抗Ｒ８４および平滑用コンデンサＣ８による時定数が大きくなるので、交流電源ＡＣの電圧低下時の検出遅れが生じやすい。この検出遅れは、回路の各部設計に大きく左右されるが、およそ２０ｍｓｅｃから５０ｍｓｅｃとなる。
【００３４】
また、交流電源ＡＣの電圧が低下した場合の回路保護の動作については、電圧検出回路８の検出信号Ｖｋにより、インバータ制御部６PBがインバータ５のみの動作を制御してインバータ５の動作周波数を高くすることにより、直流平滑回路Ｅの平滑用コンデンサＣ２の電圧が徐々に低下する。しかし、この場合、インバータ５の動作を継続した状態で交流電源ＡＣが復帰したとき、過大な突入電流が流入する恐れがある。
【００３５】
この突入電流を防止する回路は、特開平９−１２１５４６号公報および特開２０００−３２７４２公報などに開示されている。
【００３６】
図１６に特開平９−１２１５４６号公報で開示されている突入電流防止回路の一例を示す。同図において、突入電流防止回路のスイッチング素子ＳＷ１は、チョッパＣＨＰのインダクタを１次側としてその２次側に設けられる２次巻線ｎ２からの電源でオンになるが、２次巻線ｎ２の脈流電圧でもスイッチング素子ＳＷ１のオン状態を確実に維持するためには、コンデンサＣ９の容量を比較的大容量に設定する必要がある。このために構成が若干複雑になっている。
【００３７】
しかし、この突入電流防止回路では、交流電源ＡＣが瞬時低下して即復帰した場合、コンデンサＣ９が比較的大容量であるため、スイッチング素子ＳＷ１がオフしにくく、過大な突入電流が流れることになる。
【００３８】
図１７に特開２０００−３２７４２公報で開示されている突入電流防止回路の一例を示す。同図では、チョッパ２の平滑用コンデンサＣ２と投入電流減流用のインピーダンス（Ｒ９）との直列回路がインバータ５に並列に接続されているため、突入電流防止回路のスイッチング素子Ｓ９がオフで、かつインバータ５が発振している場合は、インバータ５のスイッチング素子を流れる回生電流が、平滑用コンデンサＣ２と投入電流減流用のインピーダンスとの直列回路に流入し、インバータ５に印加する電圧自体が過大なストレス電圧となりやすい。
【００３９】
なお、これらはいずれも整流器ＤＢの正極性出力端子、インダクタ、ダイオード、平滑用コンデンサおよび整流器ＤＢの負極性出力端子のループ上におけるいずかの箇所に投入電流防止用のインピーダンスを設け、このインピーダンスに並列にスイッチング素子を接続する構成となっている。
【００４０】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、瞬間的な交流電源の電圧低下または停電による立消えや回路部品に加わるストレスを好適に防止することができる放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための請求項１記載の発明は、交流電源と、この交流電源からの電圧を整流する整流器と、少なくとも一つのインダクタ、平滑用コンデンサおよびスイッチング素子により構成され、前記整流器から出力される脈流電圧を所望レベルの直流平滑電圧に変換して出力するチョッパと、このチョッパのスイッチング素子をオンオフ制御するチョッパ制御部と、少なくとも一つのスイッチング素子により構成され、前記チョッパから出力される直流平滑電圧を高周波電圧に変換するインバータと、このインバータのスイッチング素子に駆動信号を出力するインバータ制御部と、少なくとも一つのインダクタ、コンデンサおよび放電灯により構成され、前記高周波電圧を入力して共振作用により前記放電灯を点灯する共振回路部とを備えた放電灯点灯装置であって、前記整流器の出力端子から脈流電圧の検出を行う脈流検出手段と、前記チョッパ制御部に設けられ、前記脈流検出手段の検出結果を監視しながら前記チョッパのスイッチング素子のオンオフ時間の制御を行う駆動制御手段と、所定電圧レベルに対する前記脈流検出手段の検出結果の高低を判別する電圧レベル判別手段、およびこの電圧レベル判別手段によって判別された高低から、前記交流電源の電圧レベルの低下時間を判別する時間判別手段により構成され、前記交流電源の電圧レベルの低下を判定する低電源電圧判定手段とを備え、前記インバータ制御部は、前記交流電源の投入後から所定の時間、前記インバータ制御部および前記チョッパ制御部の動作を停止するための停止期間と、前記放電灯のフィラメントの先行予熱を行う時間と、前記放電灯を始動する始動電圧の印加時間とを設定するタイマ手段と、このタイマ手段によって設定された時間に応じて、前記インバータの動作周波数を変更する動作切替手段とを備え、前記交流電源の投入後、前記インバータ制御部の動作開始時点と同時に前記チョッパ制御部の動作を開始し、前記時間判別手段の出力に基づいて、前記インバータ制御部および前記チョッパ制御部の動作を同時に停止するように制御し、前記タイマ手段は、クロック信号を生成する発振器と、そのクロック信号を入力するカウンタとを備え、前記時間判別手段は、前記クロック信号を入力するカウンタを備え、前記交流電源の電圧レベルの低下時間を判別する判別時間は、前記クロック信号の周期の２倍から３倍であることを特徴とする。
【００４２】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の放電灯点灯装置において、前記交流電源の投入時に生じる突入電流を減じる減流インピーダンスと、この減流インピーダンスに並列に接続されるスイッチング素子とにより構成される突入電流防止手段を備え、この突入電流防止手段のスイッチング素子は、前記タイマ手段で設定された停止期間の間オンになり、前記インバータ制御部および前記チョッパ制御部の動作中にはオフになることを特徴とする。
【００４３】
【発明の実施の形態】
（第１参考例）
図１は本発明に係る第１参考例の放電灯点灯装置の概略構成図、図２は図１中のチョッパ制御部等の具体構成図、図３は同チョッパ制御部の動作波形図であり、これらの図を参照しながら第１参考例について説明する。
【００４４】
第１参考例の放電灯点灯装置は、例えばフィラメントを有する蛍光灯などの放電灯を高周波で点灯するものであり、図１に示すように、交流電源ＡＣと、整流器ＤＢと、脈流検出部１と、チョッパ２と、直流検出部３と、チョッパ制御部４と、インバータ５と、インバータ制御部６と、共振回路部７とを備えている。
【００４５】
整流器ＤＢは、例えばダイオードブリッジにより構成され、交流電源ＡＣからの電圧を整流するものである。
【００４６】
脈流検出部１は、整流器ＤＢの両出力端子間に直列に接続される抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により構成され、整流器ＡＣの出力端子から脈流電圧の検出を行うものである。
【００４７】
チョッパ２は、少なくとも一つのインダクタ、平滑用コンデンサおよびスイッチング素子により構成され、チョッパ制御部４により制御されるものである。第１参考例では、チョッパ２は、図２に示すように、インダクタＬ２と、このインダクタＬ２を介して整流器ＤＢの両出力端子間に両端（同図ではドレイン・ソース）が接続されるＦＥＴによりなるスイッチング素子Ｑ２と、ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２を介してスイッチング素子Ｑ２の両端間に接続される平滑用コンデンサＣ２とにより構成されている。
【００４８】
直流検出部３は、図１に示すように、チョッパ２の両出力端子間に直列に接続される抵抗Ｒ３１，Ｒ３２により構成され、チョッパ２の出力電圧の検出をするものである。
【００４９】
チョッパ制御部４は、チョッパ２のスイッチング素子Ｑ２をオンオフして、整流器ＤＢから出力される脈流電圧を所望レベルの直流平滑電圧に変換して出力する制御を行うものである。なお、チョッパ制御部４の詳細については後述する。
【００５０】
インバータ５は、少なくとも一つのスイッチング素子（例えば逆並列に接続された寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ）により構成され、インバータ制御部６により制御されるものである。
【００５１】
このインバータ制御部６は、計時結果に応じて予熱信号または始動信号などの出力をするタイマ６１と、このタイマ６１の出力を受けて、高周波の出力信号の発振周波数を変更する発振回路６２と、この発振回路６２の出力信号を一の入力端子に入力する２入力のアンド回路６３と、このアンド回路６３の出力を受けてインバータ５のスイッチング素子をオンオフするインバータ駆動部６４とにより構成され、インバータ５のスイッチング素子を高周波でオンオフして、チョッパ２から出力される直流平滑電圧を高周波電圧に変換する制御を行うものである。なお、タイマ６１は、交流電源ＡＣの投入後、各計時結果に応じて、放電灯の予熱、始動、点灯制御を行うための信号を出力する。
【００５２】
共振回路部７は、少なくとも一つのインダクタ、コンデンサおよび放電灯により構成され、インバータ５からの高周波電圧を入力して共振作用により放電灯の予熱、始動および点灯を行うものである。
【００５３】
ここで、チョッパ制御部４について詳述する。ただし、図２の例では、整流器ＤＢの両出力端子間にコンデンサＣ１０が接続されている。また、インダクタＬ２を１次巻線として、その２次側に２次巻線ｎ２が設けられている。さらに、スイッチング素子Ｑ２のソース端子と整流器ＤＢの負極性出力端子との間に電流検出用の抵抗Ｒ１０が接続されている。
【００５４】
チョッパ制御部４は、図１，図２に示すように、基準電圧Ｖref および直流検出部３の検出結果（チョッパ２の出力の分圧電圧）をそれぞれ非反転入力端子および反転入力端子に入力する演算増幅器によりなる誤差アンプ４０と、この誤差アンプ４０の出力および脈流検出部１の検出結果を入力するマルチプライヤ４１と、このマルチプライヤ４１の出力、抵抗Ｒ１０の検出結果および２次巻線ｎ２の電圧を利用して、スイッチング素子Ｑ２のオンオフ時間を設定してそれをオンオフ制御するための信号を出力するオンオフ設定部４２と、このオンオフ設定部４２から出力される信号を一の入力端子に入力する２入力のアンド回路４３と、このアンド回路４３の出力に従ってスイッチング素子Ｑ２をオンオフするドライブ出力部４４とを従来のチョッパ制御部とほぼ同様に備えているほか、第１実施形態の特徴として、レベル判別部４５と、時間判別部４６とを備えている。
【００５５】
ただし、アンド回路４３，６３は、それらレベル判別部４５および時間判別部４６のために設けてある。また、上記各部はＩＣ内に設けられ、図２の例におけるコンデンサＣ４，Ｃ４６および抵抗Ｒ４６は、外付け部品として設けられる。
【００５６】
レベル判別部４５は、所定電圧レベルに対する脈流検出部１の検出結果の高低を判別するものであり、図２の例では、正常時の脈流検出部１の検出結果の最大レベルよりも低い所定レベルのしきい電圧Ｖthおよび脈流検出部１の検出結果をそれぞれ非反転入力端子および反転入力端子に入力する比較器により構成されている。
【００５７】
時間判別部４６は、レベル判別部４５によって判別された高低から、交流電源ＡＣの電圧レベルの低下時間を判別するものであり、図２の例では、比較器４５の非反転入力端子と非反転入力端子が接続されるとともにアンド回路４３，６３の他の入力端子と出力端子が接続される比較器４６１と、この比較器４６１の反転入力端子と比較器４５の出力端子との間に介設されるミラー回路４６２と、比較器４６１の反転入力端子とグランド端子との間に接続されるコンデンサＣ４６と、このコンデンサＣ４６の両端間に直列に介設されるミラー回路４６３および抵抗Ｒ４６とにより構成されている。コンデンサＣ４６の充電電流は、比較器４５の出力レベルに応じて決まり、コンデンサＣ４６の放電電流は、ミラー回路４６３により設定される。
【００５８】
このように構成されるチョッパ制御部４については、スイッチング素子Ｑ２に対するオンオフ制御が従来と同様であるのでその説明を省略し、以下では、第１参考例の特徴となる、レベル判別部４５、時間判別部４６およびアンド回路４３，６３による動作を説明する。
【００５９】
交流電源ＡＣが投入されると、比較器４５の出力は、図３の“４５の出力”に示すように、脈流検出部１の検出結果がしきい電圧Ｖthよりも低レベルとなる期間でハイレベルとなる一方、それ以外の期間ではローレベルとなる。ここで、交流電源ＡＣが正常である場合に、脈流検出部１の検出結果がしきい電圧Ｖthよりも低レベルとなる期間をＴＭ１とすると、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下した場合、脈流検出部１の検出結果がしきい電圧Ｖthよりも低レベルとなる期間がＴＭ１よりも長い期間となる。
【００６０】
そして、図２の構成において、比較器４５の出力がハイレベルとなると、ミラー回路４６２を通じてコンデンサＣ４６が充電されてその両端電圧が上昇する一方、比較器４５の出力がローレベルになると、コンデンサＣ４６がミラー回路４６３および抵抗Ｒ４６を通じて放電し、その両端電圧が降下する。このように、コンデンサＣ４６の両端電圧の波形は、比較器４５のハイレベルの期間とローレベルの期間との比によって影響を受ける。従って、期間ＴＭ１では、コンデンサＣ４６の両端電圧が比較器４６１に入力する電圧Ｖthのレベルを超えないように回路を設定するとともに、期間ＴＭ１よりも若干長い期間ＴＭ２では、コンデンサＣ４６の両端電圧が比較器４６１に入力する電圧Ｖthのレベルを超えるように回路を設定すれば、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下して脈流検出部１の検出結果がしきい電圧Ｖthよりも低レベルとなる期間が期間ＴＭ２を超えると、比較器４６１の出力レベルがローレベルになる。
【００６１】
比較器４６１の出力がアンド回路４３，６３の他の入力端子に入力するので、これらの他の入力端子に入力する出力レベルがハイレベルであるとき、アンド回路４３，６３の一の入力端子がそれぞれアンド回路４３，６３の出力端子と導通状態になるのに対し、他の入力端子に入力する出力レベルがローレベルであるとき、一の入力端子がその出力端子と非導通状態になるので、交流電源ＡＣのレベルが低下して期間ＴＭ２を超えると、チョッパ２およびインバータ５の動作が停止することになる。
【００６２】
以上、第１参考例によれば、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下した場合、時定数の影響を受けることなく、チョッパ２およびインバータ５の動作をほとんど瞬時に停止することができるので、瞬間的な交流電源ＡＣの電圧低下または停電による立消えや回路部品に加わるストレスを好適に防止することができる。日本国内では、交流電源の商用周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであるため、本参考例では、交流電源の低下後、１０ｍｓｅｃ以内にチョッパ２およびインバータ５の動作を停止することができる。
【００６３】
また、突入電流対策回路を簡略化し、交流電源ＡＣの瞬時低下後に電源が即復帰した場合でも、過大なストレスが回路に加わるのを防止することのできる。
【００６４】
（第２参考例）
図４は本発明に係る第２参考例の放電灯点灯装置の一部構成図、図５は図４中のチョッパ制御部の動作波形図であり、これらの図を参照しながら第２参考例について説明する。
【００６５】
第２参考例の放電灯点灯装置は、図４に示すように、第１参考例の時間判別部４６に代えてそれとは回路構成が異なる時間判別部４６Ａを含むチョッパ制御部４Ａを備えている以外は、第１参考例の放電灯点灯装置と同様に構成される。
【００６６】
時間判別部４６Ａは、クロック発振回路４６１Ａと、レベル判別部４５の出力端子とＤ端子が接続されるとともにクロック発振回路４６１Ａの出力とＣＫ端子が接続されるＤ型フリップフロップ４６２Ａと、このＤ型フリップフロップ４６２ＡのＱ端子とＣＬＲ端子が接続されるとともにクロック発振回路４６１Ａの出力とＣＫ端子が接続されるカウンタ／レジスタ４６３Ａと、このカウンタ／レジスタ４６３ＡのＱ端子と入力端子が接続されるとともにアンド回路４３，６３の他の入力端子と出力端子が接続されるＩＮＶ素子４６４Ａとにより構成されている。カウンタ／レジスタ４６３Ａは、カウント動作を開始してから２クロックパルス目で出力がハイレベルとなる。
【００６７】
このような構成の放電灯点灯装置では、比較器４５の出力は、図５の“４５の出力”に示すように、脈流検出部１の検出結果がしきい電圧Ｖthよりも低レベルとなる期間でハイレベルとなる一方、それ以外の期間ではローレベルとなる。
【００６８】
比較器４５の出力がＤ型フリップフロップ４６２ＡのＤ端子に入力すると、そのＣＫ端子に入力するクロック信号の立ち上がり時点で、比較器４５の出力がハイレベルであれば、Ｄ型フリップフロップ４６２Ａの出力がハイレベルになる一方、比較器４５の出力がローレベルであれば、Ｄ型フリップフロップ４６２Ａの出力がローレベルになる。
【００６９】
Ｄ型フリップフロップ４６２ＡのＱ端子出力がカウンタ／レジスタ４６３ＡのＣＬＲ端子に入力すると、Ｄ型フリップフロップ４６２ＡのＱ端子出力がローレベルであれば、クロック信号に非同期で、カウンタ／レジスタ４６３ＡのＱ端子出力がローレベルになる。
【００７０】
ここで、図５の例に示すように、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下して、脈流検出部１の検出結果がしきい電圧Ｖthよりも低レベルとなる期間が、クロック発振回路４６１Ａの出力パルス間の期間よりも長くなると、Ｄ型フリップフロップ４６２ＡのＱ端子出力がハイレベルになる期間が長くなり、そのＱ端子出力がハイレベルになってから２クロックパルス目で、カウンタ／レジスタ４６３ＡのＱ端子出力がハイレベルとなる。つまり、カウンタ／レジスタ４６３Ａがクロック信号に同期してカウントを始めるのである。他方、これ以外ではカウンタ／レジスタ４６３ＡのＱ端子出力はローレベルである。
【００７１】
そして、カウンタ／レジスタ４６３ＡのＱ端子出力のレベルは、ＩＮＶ素子４６４Ａで反転してアンド回路４３，６３の他の入力端子に入力することになる。これにより、図５の例に示すように、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下すると、アンド回路４３，６３の他の入力端子に入力するレベルがローレベルになるから、チョッパ２およびインバータ５の動作が停止することができる。
【００７２】
以上、第２参考例によれば、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下した場合、時定数の影響を受けることなく、チョッパ２およびインバータ５の動作をほとんど瞬時に停止することができるので、瞬間的な交流電源ＡＣの電圧低下または停電による立消えや回路部品に加わるストレスを好適に防止することができる。より具体的には、クロック信号の周期の２倍から３倍の時間で、チョッパ２およびインバータ５の動作を停止することができる。
【００７３】
また、簡単な論理素子を含む構成であるため、チョッパ制御部およびインバータ駆動部を一の集積回路とすることも容易である。
【００７４】
（第３参考例）
図６は本発明に係る第３参考例の放電灯点灯装置の一部構成図、図７は図６中のチョッパ制御部の動作波形図であり、これらの図を参照しながら第３参考例について説明する。
【００７５】
第３参考例の放電灯点灯装置は、図６に示すように、第１参考例の時間判別部４６に代えてそれとは回路構成が異なる時間判別部４６Ｂを含むチョッパ制御部４Ｂを備えている以外は、第１参考例の放電灯点灯装置と同様に構成される。ただし、基準電圧Ｖthは、比較器４５の反転入力端子に入力されている。
【００７６】
時間判別部４６Ｂは、クロック発振回路４６１Ａと、レベル判別部４５の出力端子と入力端子が接続されるＩＮＶ素子４６２Ｂと、レベル判別部４５の出力端子と一の入力端子が接続されるＮＯＲ素子４６３Ｂと、ＩＮＶ素子４６２Ｂの出力端子とＣＬＲ端子が接続されるとともにクロック発振回路４６１Ａの出力とＣＫ端子が接続されるカウンタ４６４Ｂと、レベル判別部４５の出力端子とＳ端子が接続されるとともにＮＯＲ素子４６３Ｂの出力端子とＲ端子が接続されるＲＳフリップフロップ４６５Ｂと、このＲＳフリップフロップ４６５ＢのＱ端子と入力端子が接続されるＩＮＶ素子４６６Ｂと、このＩＮＶ素子４６６Ｂの出力端子およびカウンタ４６４ＢのＱ端子とそれぞれ２つの入力端子が接続されるＯＲ素子４６７Ｂと、このＯＲ素子４６７Ｂの出力端子と入力端子が接続されるとともにＮＯＲ素子４６３Ｂの他の入力端子と出力端子が接続されるＩＮＶ素子４６８Ｂと、ＯＲ素子４６７Ｂの出力端子と入力端子が接続されるとともにアンド回路４３，６３の他の入力端子と出力端子が接続されるＩＮＶ素子４６９Ｂとにより構成されている。カウンタ４６４Ｂは、カウント動作を開始してから２クロックパルス目で出力がハイレベルとなる。
【００７７】
このような構成の放電灯点灯装置では、比較器４５の出力は、図７の“４５の出力”に示すように、脈流検出部１の検出結果がしきい電圧Ｖthよりも低レベルとなる期間でローレベルとなる一方、それ以外の期間ではハイレベルとなる。
【００７８】
ここで、交流電源ＡＣが正常である場合、比較器４５の出力にハイレベルの信号が現れる。このとき、カウンタ４６４ＢのＣＬＲ端子の入力がローレベルになるから、カウンタ４６４ＢのＱ端子出力は、クロック信号に非同期で、ローレベルとなる。他方、ＮＯＲ素子４６３Ｂの出力がローレベルであり、これがＲＳフリップフロップ４６５ＢのＲ端子に入力するので、ＲＳフリップフロップ４６５ＢのＱ端子出力がハイレベルとなる。これらのカウンタ４６４ＢのＱ端子出力およびＲＳフリップフロップ４６５ＢのＱ端子出力により、ＯＲ素子４６７Ｂの出力がローレベルとなり、ＩＮＶ素子４６９Ｂの出力がハイレベルとなる。
【００７９】
交流電源ＡＣのゼロクロス付近では、比較器４５の出力がローレベルとなるため、カウンタ４６４ＢのＣＬＲ端子の入力がハイレベルとなり、カウンタ４６４Ｂがクロック信号に同期してカウントを開始する。他方、ＲＳフリップフロップ４６５ＢのＱ端子出力は、Ｓ端子入力がハイレベルからローレベルに変化するので、ハイレベルのままとなる。
【００８０】
このとき、交流電源ＡＣが正常である場合、比較器４５の出力がハイレベルになり、カウンタ４６４ＢのＱ端子出力がローレベルとなる。他方、ＲＳフリップフロップ４６５ＢのＱ端子出力は、ＯＲ素子４６７Ｂの出力がローレベルの状態で、Ｓ端子入力がハイレベルになるから、ハイレベルのままとなる。これらのカウンタ４６４ＢのＱ端子出力およびＲＳフリップフロップ４６５ＢのＱ端子出力により、ＯＲ素子４６７Ｂの出力がローレベルとなり、ＩＮＶ素子４６９Ｂの出力がハイレベルとなる。
【００８１】
これに対して、図５の例に示すように、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下すると、比較器４５の出力がローレベルのまま、カウンタ４６４Ｂのカウント動作が継続し、２クロック目でカウンタ４６４ＢのＱ端子出力がハイレベルになる。そして、ＲＳフリップフロップ４６５ＢのＲ端子入力がハイレベルになるので、ＲＳフリップフロップ４６５ＢのＱ端子出力がローレベルになる。これらのカウンタ４６４ＢのＱ端子出力およびＲＳフリップフロップ４６５ＢのＱ端子出力により、ＯＲ素子４６７Ｂの出力がハイレベルとなり、ＩＮＶ素子４６９Ｂの出力がローレベルとなる。これにより、図７の例に示すように、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下すると、アンド回路４３，６３の他の入力端子に入力するレベルがローレベルになるから、チョッパ２およびインバータ５の動作が停止することができる。
【００８２】
以上、第３参考例によれば、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下した場合、時定数の影響を受けることなく、チョッパ２およびインバータ５の動作をほとんど瞬時に停止することができるので、瞬間的な交流電源ＡＣの電圧低下または停電による立消えや回路部品に加わるストレスを好適に防止することができる。より具体的には、クロック信号の周期の２倍程度の時間で、チョッパ２およびインバータ５の動作を停止することができる。
【００８３】
（第４参考例）
図８は本発明に係る第４参考例の放電灯点灯装置の一部構成図、図９は図８中のチョッパ制御部の動作波形図であり、これらの図を参照しながら第４参考例について説明する。
【００８４】
第４参考例の放電灯点灯装置は、図８に示すように、第１参考例の時間判別部４６に代えてそれとは回路構成が異なる時間判別部４６Ｃを含むチョッパ制御部４Ｃを備えている以外は、第１参考例の放電灯点灯装置と同様に構成される。ただし、基準電圧Ｖthは、比較器４５の反転入力端子に入力されている。
【００８５】
時間判別部４６Ｃは、レベル判別部４５の出力端子と入力端子が接続されるＩＮＶ素子４６１Ｃと、このＩＮＶ素子４６１Ｃの出力端子とＣＬＲ端子が接続されるとともに図１に示した発振回路６２の出力とＣＫ端子が接続されるカウンタ／レジスタ４６２Ｃと、このカウンタ／レジスタ４６２ＣのＱ端子と入力端子が接続されるとともにアンド回路４３，６３の他の入力端子と出力端子が接続されるＩＮＶ素子４６３Ｃとにより構成されている。カウンタ／レジスタ４６２Ｃは、カウント動作を開始してから所定数のクロックパルス目で出力がハイレベルとなる。
【００８６】
このような構成の放電灯点灯装置では、比較器４５の出力は、図９の“４５の出力”に示すように、脈流検出部１の検出結果がしきい電圧Ｖthよりも低レベルとなる期間でローレベルとなる一方、それ以外の期間ではハイレベルとなる。
【００８７】
ここで、比較器４５の出力がローレベルになる場合に限り、カウンタ４６２ＣのＣＬＲ端子にハイレベルの信号が入力して、カウンタ４６２Ｃがカウント動作を行うことになるので、図９の例に示すように、カウンタ４６２Ｃがカウント動作を開始した後、所定数のクロックパルス目で比較器４５の出力がハイレベルに切り替わらなければ、カウンタ４６２ＣのＱ端子出力がハイレベルになる。そして、ＩＮＶ素子４６３Ｃの出力がローレベルになって、チョッパ２およびインバータ５の動作が停止することになる。
【００８８】
以上、第４参考例によれば、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下した場合、時定数の影響を受けることなく、チョッパ２およびインバータ５の動作をほとんど瞬時に停止することができるので、瞬間的な交流電源ＡＣの電圧低下または停電による立消えや回路部品に加わるストレスを好適に防止することができる。
【００８９】
（第１実施形態）
図１０は本発明に係る第１実施形態の放電灯点灯装置の構成図、図１１は同放電灯点灯装置の動作波形図であり、これらの図を参照しながら第１実施形態について説明する。
【００９０】
第１実施形態の放電灯点灯装置は、図１０に示すように、第２，第３参考例と同様にクロック発振回路４７をさらに含むチョッパ制御部４Ｄを備えている以外は、第１参考例の放電灯点灯装置とほぼ同様に構成される。
【００９１】
第１参考例の放電灯点灯装置との相違点について説明すると、クロック発振回路４７の出力は、時間判別部４６に接続されているほか、インバータ制御部６内のタイマ６１のＣＫ端子に接続されている。また、時間判別部４６の出力は、タイマ６１のＣＬＲ端子に接続されている。さらに、２入力のアンド回路４３に代えて３入力のアンド回路４３Ａが設けられ、その第３番目の入力端子には、カウンタ／レジスタ構成のタイマ６１から停止信号が入力するようになっている。
【００９２】
ここで、交流電源ＡＣが正常である場合、タイマ６１のＣＬＲ端子にハイレベルの信号が入力することになるので、タイマ６１がカウント動作を開始することになる。これに対して、何らかの原因でタイマ６１のＣＬＲ端子に入力する信号レベルがローレベルになると、そのカウント動作がリセットされることになる。
【００９３】
タイマ６１がカウント動作を行う場合、タイマ６１の出力が図１１に示す“６１のＱＡ”，“６１のＱＢ”，“６１のＱＣ”の出力となる。
【００９４】
ＱＡ＝“Ｌ”，ＱＢ＝“Ｌ”，ＱＣ＝“Ｌ”の場合、発振回路６２が停止することによってインバータ５の動作が停止するほか、アンド回路４３Ａにローレベルの信号が入力することによりチョッパ２の動作も停止する。
【００９５】
ＱＡ＝“Ｈ”、ＱＢ＝“Ｌ”、ＱＣ＝“Ｌ”の場合、発振回路６２が動作することによってインバータ５が動作し、アンド回路４３Ａにハイレベルの信号が入力することによりチョッパ２も動作する。このとき、インバータ５の動作周波数は先行予熱時の周波数に設定される。また、ＱＡ＝“Ｈ”、ＱＢ＝“Ｈ”、ＱＣ＝“Ｌ”の場合、インバータ５の動作周波数が始動時の周波数に設定され、ＱＡ＝“Ｈ”、ＱＢ＝“Ｈ”、ＱＣ＝“Ｈ”の場合、インバータ５の動作周波数が点灯時の周波数に設定される。
【００９６】
第１実施形態では、交流電源ＡＣの投入後のインバータ５の動作開始と、チョッパ２の動作開始が同じタイミングとなり、また何らかの原因で交流電源ＡＣの電圧が低下してチョッパ２が動作を停止するとき、インバータ５も同じタイミングで動作を停止する。
【００９７】
交流電源ＡＣの電圧が低下したとき、タイマ６１のカウントをリセットするため、交流電源ＡＣの復帰後も確実に予熱からの動作開始となる。このように、チョッパ２およびインバータ５の動作開始、停止のタイミングを確実に同じタイミングとしているので、従来例で説明したようなストレスが回路に加わらない。
【００９８】
チョッパ２およびインバータ５が動作を開始する前に停止期間を設けることにより、突入電流対策回路に特開２０００−３２７４２公報に記載された発明の構成を使用した場合においても、停止期間において平滑用コンデンサを確実に充電できる。また、交流電源ＡＣが瞬時停電して復帰した場合、突入電流対策回路に過大なストレスをかけることなく確実に動作し、過大な突入電流を防止することができる。
【００９９】
なお、上記各実施形態及び参考例では、レベル判別部および時間判別部がチョッパ制御部内に設けられる構成になっているが、本発明の電圧レベル判別手段および時間判別手段は、これに限らず、チョッパ制御部外に設けられる構成でもよい。あるいは、チョッパ制御部およびインバータ制御部を一の集積回路で構成し、この集積回路内にレベル判別部および時間判別部を設けるようにしてもよい。この場合、部品点数を大幅に削減することができる。また、プリント基板の配線設計が容易になることから、放電灯点灯装置の小型化や低コスト化が可能になる。
【０１００】
【発明の効果】
以上のことから明らかなように、請求項１記載の発明は、交流電源と、この交流電源からの電圧を整流する整流器と、少なくとも一つのインダクタ、平滑用コンデンサおよびスイッチング素子により構成され、前記整流器から出力される脈流電圧を所望レベルの直流平滑電圧に変換して出力するチョッパと、このチョッパのスイッチング素子をオンオフ制御するチョッパ制御部と、少なくとも一つのスイッチング素子により構成され、前記チョッパから出力される直流平滑電圧を高周波電圧に変換するインバータと、このインバータのスイッチング素子に駆動信号を出力するインバータ制御部と、少なくとも一つのインダクタ、コンデンサおよび放電灯により構成され、前記高周波電圧を入力して共振作用により前記放電灯を点灯する共振回路部とを備えた放電灯点灯装置であって、前記整流器の出力端子から脈流電圧の検出を行う脈流検出手段と、前記チョッパ制御部に設けられ、前記脈流検出手段の検出結果を監視しながら前記チョッパのスイッチング素子のオンオフ時間の制御を行う駆動制御手段と、所定電圧レベルに対する前記脈流検出手段の検出結果の高低を判別する電圧レベル判別手段、およびこの電圧レベル判別手段によって判別された高低から、前記交流電源の電圧レベルの低下時間を判別する時間判別手段により構成され、前記交流電源の電圧レベルの低下を判定する低電源電圧判定手段とを備え、前記インバータ制御部は、前記交流電源の投入後から所定の時間、前記インバータ制御部および前記チョッパ制御部の動作を停止するための停止期間と、前記放電灯のフィラメントの先行予熱を行う時間と、前記放電灯を始動する始動電圧の印加時間とを設定するタイマ手段と、このタイマ手段によって設定された時間に応じて、前記インバータの動作周波数を変更する動作切替手段とを備え、前記交流電源の投入後、前記インバータ制御部の動作開始時点と同時に前記チョッパ制御部の動作を開始し、前記時間判別手段の出力に基づいて、前記インバータ制御部および前記チョッパ制御部の動作を同時に停止するように制御し、前記タ イマ手段は、クロック信号を生成する発振器と、そのクロック信号を入力するカウンタとを備え、前記時間判別手段は、前記クロック信号を入力するカウンタを備え、前記交流電源の電圧レベルの低下時間を判別する判別時間は、前記クロック信号の周期の２倍から３倍であるので、所定電圧レベルに対する脈流検出手段の検出結果の高低を判別することにより、抵抗およびコンデンサによる時定数の影響を受けることなく、低電源電圧判定手段で交流電源の電圧レベルの低下を即時に判定することができるようになるから、瞬間的な交流電源の電圧低下または停電による立消えや回路部品に加わるストレスを好適に防止することができる。また、交流電源の電圧が瞬時に低下した場合、チョッパおよびインバータの動作を同時に停止することができ、過大なストレスが回路部品に加わるのを防止することができるとともに、放電灯の立ち消えを防止することも可能となる。また、停止期間の経過後にチョッパおよびインバータが動作を開始することになるから、簡単な構成で突入電流対策回路を構成することができ、交流電源の電圧が瞬時に低下して即復帰した場合でも、突入電流対策回路が所定の動作を行うため過大な突入電流が流入することがない。更に、瞬間的な交流電源の電圧低下または停電による立消えや回路部品に加わるストレスを好適に防止することができる。
【０１０１】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の放電灯点灯装置において、前記交流電源の投入時に生じる突入電流を減じる減流インピーダンスと、この減流インピーダンスに並列に接続されるスイッチング素子とにより構成される突入電流防止手段を備え、この突入電流防止手段のスイッチング素子は、前記タイマ手段で設定された停止期間の間オンになり、前記インバータ制御部および前記チョッパ制御部の動作中にはオフになるので、交流電源の電圧が瞬時に低下して即復帰した場合でも、過大な突入電流が流入するのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る第１参考例の放電灯点灯装置の概略構成図である。
【図２】 図１中のチョッパ制御部等の具体構成図である。
【図３】 同チョッパ制御部の動作波形図である。
【図４】 本発明に係る第２参考例の放電灯点灯装置の一部構成図である。
【図５】 図４中のチョッパ制御部の動作波形図である。
【図６】 本発明に係る第３参考例の放電灯点灯装置の一部構成図である。
【図７】 図６中のチョッパ制御部の動作波形図である。
【図８】 本発明に係る第４参考例の放電灯点灯装置の一部構成図である。
【図９】 図８中のチョッパ制御部の動作波形図である。
【図１０】 本発明に係る第１実施形態の放電灯点灯装置の構成図である。
【図１１】 同放電灯点灯装置の動作波形図である。
【図１２】 従来の放電灯点灯装置の概略構成図である。
【図１３】 図１２中のチョッパ制御部等の具体構成図である。
【図１４】 図１２中のインバータおよびインバータ制御部の具体構成例を示す図である。
【図１５】 特願２０００−３１１１８６の出願で提案されている発明による一構成図である。
【図１６】 特開平９−１２１５４６号公報で開示されている突入電流防止回路の一例を示す図である。
【図１７】 特開２０００−３２７４２公報で開示されている突入電流防止回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
ＡＣ 交流電源
ＤＢ 整流器
１ 脈流検出部
Ｒ１１，Ｒ１２ 抵抗
２ チョッパ
Ｌ２ インダクタ
Ｑ２ スイッチング素子
Ｄ２ ダイオード
Ｃ２ 平滑用コンデンサ
３ 直流検出部
Ｒ３１，Ｒ３２ 抵抗
４，４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄ チョッパ制御部
４０ 誤差アンプ
４１ マルチプライヤ
４２ オンオフ設定部
４３ アンド回路
４４ ドライブ出力部
４５ レベル判別部
４６，４６Ａ，４６Ｂ，４６Ｃ 時間判別部
５ インバータ
６ インバータ制御部
６１ タイマ
６２ 発振回路
６３ アンド回路
６４ インバータ駆動部
７ 共振回路部

Claims (2)

1. 交流電源と、この交流電源からの電圧を整流する整流器と、少なくとも一つのインダクタ、平滑用コンデンサおよびスイッチング素子により構成され、前記整流器から出力される脈流電圧を所望レベルの直流平滑電圧に変換して出力するチョッパと、このチョッパのスイッチング素子をオンオフ制御するチョッパ制御部と、少なくとも一つのスイッチング素子により構成され、前記チョッパから出力される直流平滑電圧を高周波電圧に変換するインバータと、このインバータのスイッチング素子に駆動信号を出力するインバータ制御部と、少なくとも一つのインダクタ、コンデンサおよび放電灯により構成され、前記高周波電圧を入力して共振作用により前記放電灯を点灯する共振回路部とを備えた放電灯点灯装置であって、前記整流器の出力端子から脈流電圧の検出を行う脈流検出手段と、前記チョッパ制御部に設けられ、前記脈流検出手段の検出結果を監視しながら前記チョッパのスイッチング素子のオンオフ時間の制御を行う駆動制御手段と、所定電圧レベルに対する前記脈流検出手段の検出結果の高低を判別する電圧レベル判別手段、およびこの電圧レベル判別手段によって判別された高低から、前記交流電源の電圧レベルの低下時間を判別する時間判別手段により構成され、前記交流電源の電圧レベルの低下を判定する低電源電圧判定手段とを備え、前記インバータ制御部は、前記交流電源の投入後から所定の時間、前記インバータ制御部および前記チョッパ制御部の動作を停止するための停止期間と、前記放電灯のフィラメントの先行予熱を行う時間と、前記放電灯を始動する始動電圧の印加時間とを設定するタイマ手段と、このタイマ手段によって設定された時間に応じて、前記インバータの動作周波数を変更する動作切替手段とを備え、前記交流電源の投入後、前記インバータ制御部の動作開始時点と同時に前記チョッパ制御部の動作を開始し、前記時間判別手段の出力に基づいて、前記インバータ制御部および前記チョッパ制御部の動作を同時に停止するように制御し、前記タイマ手段は、クロック信号を生成する発振器と、そのクロック信号を入力するカウンタとを備え、前記時間判別手段は、前記クロック信号を入力するカウンタを備え、前記交流電源の電圧レベルの低下時間を判別する判別時間は、前記クロック信号の周期の２倍から３倍であることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 前記交流電源の出力端に接続され、前記交流電源の投入時に生じる突入電流を減じる減流インピーダンスと、この減流インピーダンスに並列に接続されるスイッチング素子とにより構成される突入電流防止手段を備え、この突入電流防止手段のスイッチング素子は、前記タイマ手段で設定された停止期間の間オンになり、前記インバータ制御部および前記チョッパ制御部の動作中にはオフになることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。

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