JP2001176686A

JP2001176686A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2001176686A
Application number: JP35654799A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Asano; 寛之浅野; Katsumi Sato; 勝己佐藤; Masahiro Yamanaka; 正弘山中; Hirohiko Nojiri; 博彦野尻
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1999-12-15
Filing date: 1999-12-15
Publication date: 2001-06-29

Abstract

(57)【要約】【課題】放電灯負荷の寿命末期や放電灯負荷の接続外れ
等の異常検出を簡略化された回路構成により確実に行な
う。【解決手段】放電灯負荷ＬＡが寿命末期となった場合、
放電灯負荷ＬＡの両端電圧の上昇に伴い、検出電圧Ｖ
ｋ，Ｖｌは何れも徐々に上昇し、検出電圧Ｖｋが先にし
きい値電圧Ｖrefに到達する。つまり寿命末期は検出電
圧Ｖｋのみがしきい値電圧Ｖrefに達することによって
判断できる。また、通常点灯中に放電灯負荷ＬＡの接続
外れが起きた場合には、放電灯負荷ＬＡの両端電圧は急
速に高くなる。この場合、検出電圧Ｖｋ，Ｖｌは何れも
即時に、しきい値Ｖrefに達する。つまり放電灯負荷Ｌ
Ａの接続外れ等の無負荷状態は検出電圧Ｖｋ，Ｖｌの何
れもがしきい値電圧Ｖrefに達することによって判断で
きる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】直流電源を高周波に変換するインバータ
回路を用いて、放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置
には、放電灯負荷の状態が、寿命末期や軽負荷といった
異常モードとなった場合、放電灯点灯装置に過電流が流
れ、放電灯点灯装置の発熱、電圧、電流等のストレスが
増大する。この放電灯点灯装置のストレスを低減するた
めに、放電灯負荷の状態を検出したり、放電灯点灯装置
内で発生する電圧を検出する手段を設けて、これら検出
信号に基づいて、放電灯点灯装置のインバータ回路の発
振を停止させたり、放電灯出力を低下させたり、或いは
インバータ回路を間欠的に発振させる方法が用いられて
いる。

【０００３】図２６は特開平１０−３９９４号公報に記
載された従来の放電灯点灯装置の回路の概略を示してお
り、この従来例は、直流電源Ｅｌに並列接続され、制御
回路（図示せず）により交互にオン、オフ駆動されるス
イッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と、スイッチング
素子Ｑｌに並列に直流カット用コンデンサＣ３を介して
共振用コンデンサＣ５と共振用インダクタンス素子Ｌ２
との直列回路を接続し、共振用コンデンサＣ５に並列に
放電灯負荷ＬＡを接続した共振負荷回路１とで構成され
るインバータ回路２と、インダクタンス素子Ｌ２に設け
た中点タップ付検出巻線ｎ３の両端にダイオードＤ５，
Ｄ６を接続して検出巻線ｎ３の両端と中点タップ間に発
生する高周波電圧を半波整流し、その半波整流されて得
られた脈流電圧を抵抗Ｒ８，Ｒ９で分圧してその分圧出
力Ｖｌを検出電圧として出力する検出回路１Ａと、上記
脈流電圧を抵抗Ｒ１０，Ｒ１１で分圧するとともに抵抗
Ｒ１１に並列接続したコンデンサＣｋにより平滑し、そ
の平滑した直流電圧を検出電圧Ｖｋとして出力する検出
回路２Ａで構成される。

【０００４】この従来例装置ではスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２が制御回路（図示せず）により高周波でオンオ
フ駆動されると、共振負荷回路１の両端には、矩形波の
交流電圧が発生し、この電圧により共振負荷回路１内で
共振動作が行なわれ、放電灯負荷ＬＡの両端には正弦波
状の交流電圧が発生する。ここで、放電灯負荷ＬＡが寿
命末期となると、インダクタンス素子Ｌ２の両端には通
常点灯時より高い電圧が発生するため、その検出巻線ｎ
３の出力電圧も高くなり、検出電圧Ｖｋ，Ｖｌも徐々に
上昇し、同一のしきい値電圧Ｖrefを設定している場
合、検出電圧Ｖｋが先にしきい値電圧Ｖrefに到達す
る。つまり寿命末期は検出電圧Ｖｋにより判断すること
ができる。また放電灯負荷ＬＡの接続が点灯中に外れた
場合には、インダクタンス素子Ｌ２の両端には通常点灯
時より高い電圧が発生し、検出電圧ＶｋはコンデンサＣ
ｋを充電するため、しきい値Ｖrefに達するのに放電灯
負荷ＬＡが外れてから所定の時間経過を要するのに対し
て、検出電圧Ｖｌは電圧を平滑してないため、即時にし
きい値Ｖrefに達することができる。つまり放電灯負荷
ＬＡの接続外れ等の無負荷状態は検出電圧Ｖｌで判断で
きる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来例
装置にあっては、放電灯負荷ＬＡの寿命末期や放電灯負
荷ＬＡの接続外れなどの異常検出を確実に行えるが、２
つの検出回路１Ａ，２Ａを必要とするため、回路構成が
複雑になるという問題があった。

【０００６】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
で、その目的は、放電灯負荷の寿命末期や放電灯負荷の
接続外れ等の異常検出を簡略化された回路構成により確
実に行なえるようにした放電灯点灯装置を提供すること
にある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源を直流に変換するＡＣ
−ＤＣ変換回路と、ＡＣ−ＤＣ変換回路の出力端に接続
され、直流電圧を高周波電圧に変換して放電灯負荷に供
給するインバータ回路と、インバータ回路上の電圧発生
源で発生する高周波電圧を分圧して第１の検出電圧及び
第１の検出電圧よりも電圧レベルの低い第２の検出電圧
を得る検出回路と、正常時における第１及び第２の検出
電圧よりも高く、放電灯負荷の寿命末期における第１の
検出電圧よりも低く且つ放電灯負荷の接続が外れた状態
における第１及び第２の検出電圧よりも低い電圧レベル
に設定されたしきい値電圧を第１及び第２の検出電圧と
比較することで放電灯負荷の寿命末期並びに接続外れの
ような異常を検出する異常検出手段とを備えたことを特
徴とし、検出回路から得られる第１及び第２の検出電圧
をしきい値電圧と比較して第１の検出電圧のみがしきい
値電圧を超えることで放電灯負荷の寿命末期を検出する
とともに、第１及び第２の検出電圧がしきい値電圧を超
えることで放電灯負荷の接続外れや放電灯負荷のない状
態を検出することができ、放電灯負荷の寿命末期や放電
灯負荷の接続外れ等の異常検出を簡略化された回路構成
により確実に行なうことができる。

【０００８】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記インバータ回路が２次巻線に放電灯が接続され
るトランス要素を具備するとともに、このトランス要素
により上記電圧発生源が構成され、上記検出回路はトラ
ンス要素に設けた検出巻線に接続された整流要素と、第
１の抵抗と、第２の抵抗と、第３の抵抗との直列回路で
構成され、第２の抵抗と第３の抵抗との直列回路の両端
電圧を上記第１の検出電圧として出力し、第３の抵抗の
両端電圧を上記第２の検出電圧として出力することを特
徴とし、請求項１の発明の作用に加えて、簡単な回路要
素で異常検出手段を構成することができる。

【０００９】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、上記検出回路が具備する第３の抵抗に容量が比較的
小さいコンデンサを並列接続したことを特徴とし、請求
項２の発明の作用に加えて、一過性の電圧上昇があった
場合にコンデンサの充電に要する時間によって第１及び
第２の検出電圧がしきい値電圧に達する時間を遅らせ、
放電灯負荷の寿命末期や接続外れの誤検出を防止するこ
とができる。

【００１０】請求項４の発明は、上記目的を達成するた
めに、交流電源を直流に変換するＡＣ−ＤＣ変換回路
と、ＡＣ−ＤＣ変換回路の出力端に接続され、直流電圧
を高周波電圧に変換して放電灯負荷に供給するインバー
タ回路と、インバータ回路上の電圧発生源で発生する高
周波電圧から検出電圧を得る検出回路と、放電灯負荷の
寿命末期並びに放電灯負荷の接続が外れた状態における
検出電圧よりも高い電圧レベルに設定された第１のしき
い値電圧、放電灯の寿命末期における検出電圧よりも高
く且つ第１のしきい値電圧よりも低い電圧レベルに設定
された第２のしきい値電圧と検出電圧を比較することで
放電灯負荷の寿命末期並びに接続外れのような異常を検
出する異常検出手段とを備えたことを特徴とし、検出回
路から得られる検出電圧を第１及び第２のしきい値電圧
と比較して検出電圧が第２のしきい値電圧を超えること
で放電灯負荷の寿命末期を検出するとともに、検出電圧
が、第２のしきい値電圧よりも高い電圧レベルに設定さ
れた第１のしきい値電圧を超えることで放電灯負荷の接
続外れや放電灯負荷のない状態を検出することができ、
放電灯負荷の寿命末期や放電灯負荷の接続外れ等の異常
検出を簡略化された回路構成により確実に行なうことが
できる。

【００１１】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、上記インバータ回路が２次巻線に放電灯が接続され
るトランス要素を具備するとともに、このトランス要素
により上記電圧発生源が構成され、上記検出回路はトラ
ンス要素に設けた検出巻線に接続された整流要素と、第
１の抵抗と、第２の抵抗との直列回路で構成され、第２
の抵抗の両端電圧を上記検出電圧として出力することを
特徴とし、請求項４の発明の作用に加えて、簡単な回路
要素で異常検出手段を構成することができる。

【００１２】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、上記検出回路が具備する第２の抵抗に容量が比較的
小さいコンデンサを並列接続したことを特徴とし、請求
項５の発明の作用に加えて、一過性の電圧上昇があった
場合にコンデンサの充電に要する時間によって検出電圧
が第１又は第２のしきい値電圧に達する時間を遅らせ、
放電灯負荷の寿命末期や接続外れの誤検出を防止するこ
とができる。

【００１３】請求項７の発明は、請求項４又は５又は６
の発明において、上記異常検出手段は、検出電圧を第１
のしきい値電圧と比較する第１の比較器と、検出電圧を
第２のしきい値電圧と比較する第２の比較器と、第２の
比較器の出力に基づいて検出電圧が第２のしきい値電圧
を超えた延べ時間を計測する計測手段とを備え、計測手
段で計測される延べ時間が所定のしきい値を超えること
によって放電灯負荷の寿命末期を判別することを特徴と
し、請求項４又は５又は６の発明の作用に加えて、検出
電圧が第２のしきい値電圧を超えた延べ時間が所定のし
きい値を超えた場合に放電灯負荷の寿命末期と判別する
ため、一過性の電圧上昇に対する寿命末期の誤検出を防
止することができる。

【００１４】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、上記計測手段は、積分要素と、検出電圧が第２のし
きい値電圧を超えた場合の第２の比較器の出力変化をト
リガとして検出電圧が第２のしきい値電圧を超えている
間だけ積分要素を充電する充電部とを具備し、積分要素
の両端電圧が第３のしきい値電圧を超えることによって
放電灯の寿命末期を判別することを特徴とし、請求項７
の発明と同様の作用を奏する。

【００１５】請求項９の発明は、請求項７の発明におい
て、上記計測手段は、検出電圧が第２のしきい値電圧を
超えた場合の第２の比較器の出力変化をカウントするカ
ウンタを具備し、カウンタのカウント値が所定のしきい
値を超えることによって放電灯の寿命末期を判別するこ
とを特徴とし、請求項７の発明の作用に加えて、カウン
タにより計測手段をディジタル回路化しているため、放
電灯負荷の寿命末期検出における誤動作が起こり難くな
る。

【００１６】請求項１０の発明は、請求項７の発明にお
いて、上記計測手段は、第２の比較器の出力を監視して
検出電圧が第２のしきい値電圧を超えてから所定時間経
過後にも検出電圧が第２のしきい値電圧を超えているこ
とによって放電灯負荷の寿命末期を判別することを特徴
とし、請求項７の発明の作用に加えて、継続的に第２の
比較器の出力がないと放電灯負荷が寿命末期であると判
断しないので、放電灯負荷の寿命末期検出における誤動
作が起こり難くなる。

【００１７】請求項１１の発明は、請求項１又は４の発
明において、上記ＡＣ−ＤＣ変換回路は、交流電源を整
流する整流回路と、該整流回路の両出力端間に、順方向
接続された第１及び第２のダイオードの直列回路を介し
て接続され、交互にオンオフする一対のスイッチング素
子の直列回路と、一方の上記スイッチング素子の両端間
に接続された平滑用コンデンサとインダクタンス素子と
上記平滑用コンデンサの充電方向に接続される第３のダ
イオードとからなる直列回路と、上記第３のダイオード
と他方の上記スイッチング素子の直列回路に逆方向に並
列接続した第４のダイオードと、上記平滑用コンデンサ
と上記インダクタンス素子と上記第４のダイオードとの
直列回路に並列に接続したコンデンサ、上記整流回路に
接続されていない上記第２のダイオードに並列接続した
別のコンデンサとからなり、上記インバータ回路は、上
記両スイッチング素子の直列回路と、上記第１及び第２
のダイオードの直列回路と、上記両スイッチング素子の
接続点と上記第１及び第２のダイオードの接続点との間
に接続された直流カット用コンデンサと、放電灯負荷を
含み上記放電灯負荷を点灯させる共振負荷回路との直列
回路とで構成され、上記共振負荷回路は、上記直流カッ
ト用コンデンサと上記第１及び第２のダイオードの接続
点との間に直列に挿入される共振用インダクタンス要素
と、上記共振用インダクタンス要素とで直列共振回路を
構成するによう接続された共振用コンデンサと、上記共
振用コンデンサに並列的に接続された上記放電灯負荷と
で少なくとも構成され、上記電圧発生源は、上記共振負
荷回路内において、上記直流カット用コンデンサと上記
第１及び第２のダイオードの接続点との間の経路に設け
られたトランス要素により構成され、上記検出回路は上
記トランス要素に設けた検出巻線に接続された整流要素
で整流されて得られた脈流電圧を出力し、上記検出回路
の出力電圧を上記放電灯負荷の状態を示す検出電圧とす
ることを特徴とし、請求項１又は４の発明と同様の作用
を奏する。

【００１８】請求項１２の発明は、請求項１１の発明に
おいて、上記共振用インダクタンス要素は上記トランス
要素を兼ねたリーケージトランスで構成し、該リーケー
ジトランスの２次巻線に別の直流カット用コンデンサを
介して共振用コンデンサと放電灯負荷の並列回路を接続
したことを特徴とし、請求項１１の発明の作用に加え
て、電圧発生源たるトランス要素を、共振負荷回路の共
振用インダクタンス要素と兼ねるとともに、共振用イン
ダクタンス要素を負荷接続用のトランスと兼ねて、部品
点数の削減、装置の小型化が可能となる。

【００１９】請求項１３の発明は、請求項１〜１２の何
れかの発明において、上記異常検出手段で放電灯負荷の
異常が検出されると上記インバータ回路の動作を停止さ
せる制御手段を備えたことを特徴とし、請求項１〜１２
の何れかの発明の作用に加えて、異常発生時に回路素子
にストレスがかかるのを防ぐことができる。

【００２０】請求項１４の発明は、請求項１〜１２の何
れかの発明において、上記異常検出手段で放電灯負荷の
異常が検出されると上記インバータ回路を制御して放電
灯負荷への高周波出力を低減させる制御手段を備えたこ
とを特徴とし、請求項１〜１２の何れかの発明の作用に
加えて、異常発生時に回路素子にストレスがかかるのを
防ぐことができる。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する。

【００２２】（実施形態１）図２は本実施形態の概念的
なブロック図を示しており、本実施形態の装置は、交流
電源Ｖｓを直流に変換するＡＣ−ＤＣ変換回路１０と、
このＡＣ−ＤＣ変換回路１０の直流出力電圧を高周波に
変換するインバータ回路１１と、インバータ回路１１上
で発生する高周波電圧を検出する検出回路１２と、イン
バータ回路１１の高周波電力により点灯される放電灯負
荷ＬＡとを備える。

【００２３】更に実施形態の構成を図３により詳述す
る。交流電源Ｖｓには図３に示すように例えば全波整流
する整流回路ＤＢを接続し、この整流回路ＤＢの出力端
子間に第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２を介してＭ
ＯＳＦＥＴからなる一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
の直列回路を接続するとともにコンデンサＣ２を接続
し、スイッチング素子Ｑ１には平滑用のコンデンサＣ
１、インダクタンス素子Ｌ０、ダイオードＤ３の直列回
路を接続し、ダイオードＤ３とスイッチング素子Ｑ２と
の直列回路にはダイオードＤ４を逆方向に並列接続し、
上記ダイオードＤ２には並列にコンデンサＣ６を接続し
てあり、これらの回路要素によりＡＣ−ＤＣ変換回路１
０を構成している。

【００２４】一方インバータ回路１１は上記スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２と、上記両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の接続点とダイオードＤ１，Ｄ２の接続点との間に接
続した直流カット用のコンデンサＣ３と、共振負荷回路
１３と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互に高周波で
オン、オフ駆動する制御回路１４で構成される。

【００２５】共振負荷回路１３はコンデンサＣ３と直列
に１次巻線ｎ１を接続した共振用インダクタンス要素た
るリーケジトランスＬＴ１と、このリーケジトランスＬ
Ｔ１に設けた２次巻線ｎ２の両端間に第２の直流カット
用コンデンサＣ９を介して接続した共振用コンデンサＣ
１０及び２灯直列の放電灯負荷ＬＡ１，ＬＡ２とで構成
される。

【００２６】検出回路１２はリーケジトランスＬＴ１に
設けた検出巻線ｎ３に整流回路ＲＥを介して接続されて
いる。図１は本実施形態の検出回路１２と、整流回路Ｒ
Ｅの具体回路を示しており、整流回路ＲＥはダイオード
Ｄ５からなり、検出巻線ｎ３に発生する高周波電圧を半
波整流し、検出回路１２はこの半波整流されて得られた
脈流電圧を抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４で分圧して、抵
抗Ｒ１２とＲ１３の接続点に得られる分圧電圧を第１の
検出電圧Ｖｋとして出力するとともに、抵抗Ｒ１３とＲ
１４の接続点に得られる分圧電圧を第２の検出電圧Ｖｌ
として出力する。図４は通常点灯時の検出電圧Ｖｋ，Ｖ
ｌを示す。

【００２７】次に図３に基づいて本実施形態の動作を説
明する。まず、交流電源Ｖｓの電圧波形の谷部におい
て、制御回路１４によりスイッチング素子Ｑ１がオンさ
れると、インバータ回路１１では、コンデンサＣ２より
スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ３→リーケージト
ランスＬＴ１→コンデンサＣ６の経路で共振電流が流れ
る。コンデンサＣ６の両端電圧ＶＣ６と整流回路ＤＢの
出力電圧ＶＤＢとの加算値がコンデンサＣ２の両端電圧
ＶＣ２と等しくなると、交流電源Ｖｓより整流回路ＤＢ
→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ３→リーケージ
トランスＬＴ１→ダイオードＤ１→整流回路ＤＢの経路
で電流が流れる。

【００２８】スイッチング素子Ｑ１がオフされると、イ
ンバータ回路１１では、リーケージトランスＬＴ１より
ダイオードＤ１→整流回路ＤＢ→コンデンサＣ２→スイ
ッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→コンデンサＣ３の
経路でリーケージトランスＬＴ１の回生電流が流れる。
スイッチング素子Ｑ２がオンされると、ＡＣ−ＤＣ変換
回路１０では、交流電源Ｖｓより整流回路ＤＢ→コンデ
ンサＣ１−インダクタス素子Ｌ０→ダイオードＤ３→ス
イッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１
→整流回路ＤＢの経路で電流が流れる。

【００２９】一方インバータ回路１１では、コンデンサ
Ｃ３よりスイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ６→リー
ケージトランスＬＴ１の経路で共振電流が流れ、コンデ
ンサＣ６の電荷が０になると、コンデンサＣ３よりスイ
ッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ２→リーケージトラン
スＬＴ１の経路で共振電流が流れる。スイッチング素子
Ｑ２がオフされると、ＡＣ−ＤＣ変換回路１０では、イ
ンダクタンス素子Ｌ０よりダイオードＤ３→スイッチン
グ素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１の経路で
回生電流が流れる。

【００３０】インバータ回路１１ではリーケージトラン
スＬＴ１よりコンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ１の
寄生ダイオード→コンデンサＣ２→ダイオードＤ２の経
路で回生電流が流れる。次に交流電源Ｖｓの電圧波形の
谷部において、制御回路１４によりスイッチング素子Ｑ
１がオンされると、ＡＣ−ＤＣ変換回路１０ではコンデ
ンサＣ１よりコンデンサＣ２→ダイオードＤ４→インダ
クタンス素子Ｌ０の経路で電流が流れる。

【００３１】スイッチング素子Ｑ１がオフされると、Ａ
Ｃ−ＤＣ変換回路１０では電流は流れない。スイッチン
グ素子Ｑ２がオンされると、ＡＣ−ＤＣ変換回路１０で
は電流は流れない。スイッチング素子Ｑ２がオフされる
と、ＡＣ−ＤＣ変換回路１０では電流は流れない。

【００３２】尚インバータ回路１１の動作は同じである
ため、谷部における説明は省略する。以上の一連の動作
を繰り返すことにより、入力電流歪を改善しつつ、共振
負荷回路１３に高周波電圧を発生させ、放電灯負荷ＬＡ
を高周波で点灯させるのである。

【００３３】ここで放電灯負荷ＬＡが寿命末期となった
場合、放電灯負荷ＬＡの両端電圧、つまり負荷電圧は図
５（ａ）に示すように徐々に上昇する。それに伴い、図
５（ｂ）に示すように検出電圧Ｖｋ，Ｖｌは何れも徐々
に上昇するが、同一のしきい値電圧Ｖrefを設定してい
る場合、検出電圧Ｖｋが先にしきい値電圧Ｖrefに到達
する。つまり寿命末期は検出電圧Ｖｋのみがしきい値電
圧Ｖrefに達することによって判断することができる。

【００３４】また、通常点灯中に放電灯負荷ＬＡの接続
外れが起きた場合には、放電灯負荷ＬＡの両端の電圧は
図６に示すように通常点灯レベルＶlaから瞬時に無負荷
共振電圧Ｖｎに近付く。すなわち、図７（ａ）に示すよ
うに放電灯負荷ＬＡの両端電圧は急速に高くなる。この
場合、図７（ｂ）に示すように検出電圧Ｖｋ，Ｖｌは何
れも即時に、しきい値Ｖrefに達する。つまり放電灯負
荷ＬＡの接続外れ等の無負荷状態は検出電圧Ｖｋ，Ｖｌ
の何れもがしきい値電圧Ｖrefに達することによって判
断できる。

【００３５】ここで本実施形態では、図８に示すように
異常検出回路１６を設けてこれら検出電圧Ｖｋ，Ｖｌと
しきい値Ｖrefとを比較し、インバータ回路１１の制御
回路１４に出力することにより、寿命末期時や、放電灯
負荷ＬＡ外れに対応した制御を行なっている。つまり寿
命末期時には検出電圧Ｖｋが検出電圧Ｖｌより先にしき
い値Ｖrefに達するため、比較器ＣＰ１からの出力のみ
が発生し、制御回路１４はこの１つの出力を受けること
により放電灯負荷ＬＡが寿命末期と判断し、インバータ
回路１１の動作を停止させり或いは出力を低減させるよ
うに制御を行ない、回路素子にストレスがかかるのを防
ぐ。

【００３６】一方放電灯負荷ＬＡの外れが起きると、検
出電圧Ｖｋ，Ｖｌが何れもが即時にしきい値Ｖrefに達
し、比較器ＣＰ１，ＣＰ２の出力が同時に発生し、比較
器ＣＰ１の出力が制御回路１４に送られるとともに、比
較器ＣＰ２の出力が出力固定回路１５により固定保持さ
れ、制御回路１４に送られることになる。制御回路１４
はこれら２つの出力を受けて放電灯負荷ＬＡが外れたと
判断し、インバータ回路１１の動作を停止させたり、出
力を低減させるように制御を行ない、回路素子にストレ
スがかかるのを防ぐ。

【００３７】以上のように本実施形態の基本となる主回
路は、入力電流歪を改善する放電灯点灯装置を構成する
が、主回路としてその他の回路を用いることも可能であ
り、共振負荷回路１３の構成についても、図９（ａ）に
示すように、共振用インダクタンス素子Ｌ３と、共振用
コンデンサＣ１０、放電灯負荷ＬＡの並列回路との直列
回路で構成し、共振用インダクタンス素子Ｌ３に検出巻
線ｎ３を設けたものや、図９（ｂ）に示すように共振用
インダクタンス素子Ｌ３と、トランスＴ１の１次巻線ｎ
１との直列回路と、このトランスＴ１の２次巻線ｎ２の
両端に夫々接続した直流カット用コンデンサＣ９を介し
て接続した共振用コンデンサＣ１０及び放電灯負荷ＬＡ
で構成し、共振用インダクタンス素子Ｌ３及びトランス
Ｔ１に夫々検出巻線ｎ３を設けたものや、或いは図９
（ｃ）に示すように図９（ｂ）における共振用コンデン
サＣ５を、トランスＴ１の１次巻線ｎ１側に接続したも
のでも良く、カタホレシス現象抑制の目的で図９
（ｂ）、（ｃ）において、放電灯負荷ＬＡの両端に直流
導通用インダクタンス素子（図示せず）を接続した構成
でも良い。

【００３８】また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互
に高周波でオン、オフ駆動する制御回路のパルス波形の
デューティ制御については、予熱、始動、点灯の何れの
モードにおいても略一定制御でも良く、始動時の昇圧抑
制とカタホレシス現象抑制の目的で予熱、始動モードは
アンバランス（デューティ比≠５０％）とし、点灯モー
ドのみデューティ比を５０％に変化させるような制御で
も良い。

【００３９】（実施形態２）本実施形態は基本的な構成
が実施形態１と共通するので、共通する構成には同一の
符号を付して説明を省略する。上記実施形態１ではリー
ケージトランスＬＴ１に設けた検出巻線ｎ３の出力電圧
を半波整流し、この半波整流されて得られた脈流電圧を
検出回路１２の抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４で分圧し
て、その分圧出力を第１の検出電圧Ｖｋ及び第２の検出
電圧Ｖｌとして与えるようになっていたが、本実施形態
では図１０に示すように検出巻線ｎ３に中点タップ付を
設け、検出回路１２としては図１１に示すように抵抗Ｒ
１３，Ｒ１４からなる分圧回路でその分圧出力を検出電
圧Ｖｌとして出力し、整流回路ＲＥとしてダイオードＤ
５，Ｄ６からなる全波整流回路を用いたものである。

【００４０】従って本実施形態では、図１２に示すよう
に検出回路１２からは全波整流の脈流電圧が検出電圧Ｖ
ｌとして出力される。その他に実施形態１と異なる点
は、図１３に示すように比較器ＣＰ１の出力に基づいて
検出電圧Ｖｌがしきい値電圧Ｖref2を超えた延べ時間を
計測する計測手段１７を異常検出回路１６に付加してい
る点にある。この計測手段１７は、比較器ＣＰ１の出力
と出力固定回路１５の出力との論理和を演算するオア回
路ＯＲ１と、その出力を受ける充放電用のコンデンサＣ
ｔ，抵抗Ｒｔを備えるタイマ回路１８で構成され、タイ
マ回路１８の出力の一部を比較器ＣＰ１，ＣＰ２の出力
にフィードバックし、制御回路１４に入力する点にあ
る。

【００４１】ここで放電灯負荷ＬＡが寿命末期となった
場合、放電灯負荷ＬＡの両端電圧、つまり負荷電圧は図
１４（ａ）に示すように徐々に上昇する。それに伴い、
図１４（ｂ）に示すように検出電圧Ｖｌは徐々に上昇
し、２つのしきい値電圧Ｖref1とＶref2（Ｖref1＞Ｖre
f2）を設定する場合、検出電圧Ｖｌはしきい値電圧Ｖre
f2に到達する。この時点では検出電圧Ｖｌはしきい値Ｖ
ref2にのみに達ししきい値電圧Ｖref1には達していない
ので、比較器ＣＰ１からの出力のみが発生し、計測手段
１７におけるオア回路ＯＲ１の出力として図１４（ｃ）
に示すようなパルス波形が出力される。この出力に従っ
てタイマ回路１８内のコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔによっ
て図１４（ｄ）に示すように充放電を繰り返しながら、
タイマ回路１８内に設けられた第３のしきい値Ｖref3に
到達することによりコンデンサＣｔは放電を開始する。
また、それと同時にタイマ回路１８より比較器ＣＰ１，
ＣＰ２の出力にリセット信号が出力され、オア回路ＯＲ
１の出力はリセットされる。すなわち、検出電圧Ｖｌが
しきい値電圧Ｖref2を超えた延べ時間をコンデンサＣｔ
の充電時間として計測している。

【００４２】このコンデンサＣｔの放電開始によりタイ
マ回路１８は制御回路１４に信号を出力し、制御回路１
４はこの信号を受けて放電灯負荷ＬＡが寿命末期と判断
し、インバータ回路１１の動作を停止させるように制御
を行ない、回路素子にストレスがかかるのを防ぐ。つま
り、検出電圧Ｖｌが継続的にしきい値Ｖref2に達するこ
とによりタイマ回路１８を動作させ、この出力を受けて
放電灯負荷ＬＡが寿命末期と判断し、インバータ回路１
１の動作を停止させるように制御を行ない、回路素子に
ストレスがかかるのを防ぐ。

【００４３】また、通常点灯中に放電灯負荷ＬＡの接続
外れが起きた場合には、図１５（ａ）に示すように放電
灯負荷ＬＡの両端電圧は急速に高くなる。この場合、図
１５（ｂ）に示すように検出電圧Ｖｌは即時に、しきい
値Ｖref2を超えてＶref1に達する。検出電圧Ｖｌがしき
い値Ｖref1に達すると出力固定回路１５により出力が固
定保持され制御回路１４に送られることになる。すなわ
ち制御回路１４は、異常検出回路１６からの出力を受け
て放電灯負荷ＬＡが接続外れと判断し、インバータ回路
１１の動作を停止させるように制御を行ない、回路素子
にストレスがかかるのを防ぐ。

【００４４】またタイマ回路１８の動作について説明す
ると、計測手段１７のオア回路ＯＲ１の出力が図１５
（ｃ）に示すように比較器ＣＰ２の出力に関係なく出力
固定回路１５により固定保持され、タイマ回路１８内の
コンデンサＣｔの両端の電圧は図１５（ｄ）に示すよう
に充電を開始し、タイマ回路１８内に設けられた第３の
しきい値Ｖref3に到達することによりコンデンサＣｔが
放電を開始する。このときまた、それと同時にタイマ回
路１８より比較器ＣＰ１,ＣＰ２の出力にリセット信号
が出力され、オア回路ＯＲ１の出力がりセットされる。
つまり、検出電圧Ｖｌが即時に、しきい値Vref1に達す
ることによって放電灯負荷ＬＡが接続外れと判断し、イ
ンバータ回路１１の動作を停止させるように制御を行な
い、回路素子にストレスがかかるのを防ぐ。

【００４５】その他の構成及び動作は実施形態１と同じ
であるから、ここでは説明は省略し、図１〜図３で示さ
れる回路要素と同じ構成、機能を持つ図１０，図１１に
示す回路要素には同じ番号、記号を付す。また主回路に
その他の回路を用いることも可能であり、共振負荷回路
１３の構成についても、図９（ａ）〜（ｃ）に示すもの
や、カタホレシス現象抑制の目的で図９（ｂ），（ｃ）
において、放電灯負荷ＬＡの両端に直流導通用インダク
タンス素子（図示せず）を接続したものを用いても勿論
良い。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互に高周
波でオン、オフ駆動する制御回路のパルス波形のデュー
ティ制御については、予熱、始動、点灯の何れのモード
においても略一定制御でも良く、始動時の昇圧抑制とカ
タホレシス現象抑制の目的で予熱、始動モードはアンバ
ランス（デューティ比≠５０％）とし、点灯モードのみ
デューティ比を５０％に変化させるような制御でも良
い。

【００４６】（実施形態３）図１６に本実施形態の具体
回路図を示す。但し、本実施形態の基本構成は実施形態
１と共通するから、共通する構成については同一の符号
を付して説明を省略し、本実施形態の特徴となる構成に
ついてのみ説明する。

【００４７】本実施形態は、図１７に示すように検出回
路１２において、抵抗Ｒ１４にコンデンサＣｌを並列に
接続した点で実施形態１と相違する。つまり微小容量の
雑音防止用のコンデンサＣｌを抵抗Ｒ１４に並列に接続
し、このコンデンサＣｌの充電により第１及び第２の検
出電圧Ｖｋ，Ｖｌがしきい値Ｖrefに達するのを遅らせ
るようにしたものである。

【００４８】図１８は本実施形態における第１及び第２
の検出電圧Ｖｋ，Ｖｌを示しており、コンデンサＣｌの
容量を微小容量としているため、実施形態１と同様に寿
命末期においては第１の検出電圧Ｖｋが第２の検出電圧
Ｖｌより先にしきい値Ｖrefに達し、また放電灯負荷Ｌ
Ａの接続外れが起きた場合には第１及び第２の検出電圧
Ｖｋ，Ｖｌの何れもが急速にしきい値Ｖrefに達するこ
とになり、実施形態１と同様に寿命末期や放電灯負荷Ｌ
Ａの接続外れを検出することができる。また一過性の電
圧上昇が起きてもコンデンサＣ１により第１及び第２の
検出電圧Ｖｋ，Ｖｌが急速に上昇しないため誤検出が防
げることになる。

【００４９】その他の構成及び動作は実施形態１と同じ
であるから、ここでは説明は省略し、図１〜図３で示さ
れる回路要素と同じ構成、機能を持つ図１６，図１７に
示す回路要素には同じ番号、記号を付す。また主回路に
その他の回路を用いることも可能であり、共振負荷回路
１３の構成についても、図９（ａ）〜（ｃ）に示すもの
や、カタホレシス現象抑制の目的で図９（ｂ），（ｃ）
において、放電灯負荷ＬＡの両端に直流導通用インダク
タンス素子（図示せず）を接続したものを用いても勿論
良い。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互に高周
波でオン、オフ駆動する制御回路のパルス波形のデュー
ティ制御については、予熱、始動、点灯の何れのモード
においても略一定制御でも良く、始動時の昇圧抑制とカ
タホレシス現象抑制の目的で予熱、始動モードはアンバ
ランス（デューティ比≠５０％）とし、点灯モードのみ
デューティ比を５０％に変化させるような制御でも良
い。

【００５０】（実施形態４）本実施形態は、図１９に示
すように実施形態２と同様にリーケージトランスＬＴ１
の検出巻線ｎ３に中点タップ付を用いて全波整流回路か
らなる整流回路ＲＥで全波整流するようにした回路構成
を基本とするものであるが、図２０に示す如く実施形態
３と同様に検出回路１２において抵抗Ｒ１４に雑音防止
用のコンデンサＣｌを並列に接続したものである。

【００５１】つまり実施形態３と同様に微小容量の雑音
防止用コンデンサＣｌを抵抗Ｒ１４に並列に接続し、こ
のコンデンサＣｌの充電により一過性の電圧上昇があっ
た場合に検出電圧Ｖｌがしきい値Ｖref1及びＶref2に達
するのを遅らせるようにしたものである。

【００５２】図２１は本実施形態における検出電圧Ｖｌ
を示しており、コンデンサＣｌの容量を微小容量として
いるため、実施形態２と同様に寿命末期においては検出
電圧ＶｌがＶref2に達したのちに計測手段１７を経て、
また放電灯負荷ＬＡの接続外れが起きた場合には検出電
圧Ｖｌが急速にしきい値Ｖref2を超えてしきい値Ｖref1
に達することになり、実施形態２と同様に、寿命末期や
放電灯負荷ＬＡの外れを検出することができる。また一
過性の電圧上昇の場合、コンデンサＣｌにより検出電圧
Ｖｌが急速に上昇しないため誤検出を防止することがで
きる。

【００５３】その他の構成及び動作は実施形態２と同じ
であるから、ここでは説明は省略し、図１０，図１１で
示される回路要素と同じ構成、機能を持つ図１９，図２
０に示す回路要素には同じ番号、記号を付す。また主回
路にその他の回路を用いることも可能であり、共振負荷
回路１３の構成についても、図９（ａ）〜（ｃ）に示す
ものや、カタホレシス現象抑制の目的で図９（ｂ），
（ｃ）において、放電灯負荷ＬＡの両端に直流導通用イ
ンダクタンス素子（図示せず）を接続したものを用いて
も勿論良い。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互
に高周波でオン、オフ駆動する制御回路のパルス波形の
デューティ制御については、予熱、始動、点灯の何れの
モードにおいても略一定制御でも良く、始動時の昇圧抑
制とカタホレシス現象抑制の目的で予熱、始動モードは
アンバランス（デューティ比≠５０％）とし、点灯モー
ドのみデューティ比を５０％に変化させるような制御で
も良い。

【００５４】（実施形態５）本実施形態は、図２２に示
すように図１０に示す実施形態２と同じ回路構成を基本
とするものであるが、図２３に示すように計測手段１７
をカウンタ回路１９で構成した点で実施形態２と相違す
る。つまり計測手段１７をディジタル回路化することに
より、放電灯負荷ＬＡの寿命末期検出における誤動作を
起こし難くしたものである。

【００５５】本実施形態が実施形態２と動作で異なる点
は、寿命末期において検出電圧ＶｌがＶref2に達すると
検出電圧ＶｌがＶref2を超えた回数をカウンタ回路１９
でカウントし、寿命末期状態が継続することにより計測
手段１７内のカウント値が所定回数に到達すると計測手
段１７の出力が制御回路１４に送られ、放電灯負荷ＬＡ
が寿命末期であると判断する点である。

【００５６】その他の構成及び動作は実施形態２と同じ
であるから、ここでは説明は省略し、図１０，図１１で
示される回路要素と同じ構成、機能を持つ図２２，図２
３に示す回路要素には同じ番号、記号を付す。また主回
路にその他の回路を用いることも可能であり、共振負荷
回路１３の構成についても、図９（ａ）〜（ｃ）に示す
ものや、カタホレシス現象抑制の目的で図９（ｂ），
（ｃ）において、放電灯負荷ＬＡの両端に直流導通用イ
ンダクタンス素子（図示せず）を接続したものを用いて
も勿論良い。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互
に高周波でオン、オフ駆動する制御回路のパルス波形の
デューティ制御については、予熱、始動、点灯の何れの
モードにおいても略一定制御でも良く、始動時の昇圧抑
制とカタホレシス現象抑制の目的で予熱、始動モードは
アンバランス（デューティ比≠５０％）とし、点灯モー
ドのみデューティ比を５０％に変化させるような制御で
も良い。

【００５７】（実施形態６）本実施形態は、図２４に示
すように図１０に示す実施形態２と同じ回路構成を基本
とするものであるが、計測手段１７の構成について図２
５に示すように出力監視回路２０で構成した点で実施形
態２と相違する。つまり継続的に比較器ＣＰ１の出力が
ないと放電灯負荷ＬＡが寿命末期であると判断しないの
で、放電灯負荷ＬＡの寿命末期検出における誤動作が起
こり難くなる。

【００５８】本実施形態が実施形態２と動作で異なる点
は、寿命末期において検出電圧ＶｌがＶref2に達する
と、そのデータが出力監視回路２０において保持され、
出力監視回路２０の内部でそのデータが取り入れられて
から所定時間経過後に比較器ＣＰ１の出力を確認し、出
力がある、つまり検出電圧ＶｌがＶref2に達している場
合、出力監視回路２０の出力が制御回路１４に送られ、
放電灯負荷ＬＡが寿命末期であると判断する点である。

【００５９】その他の構成及び動作は実施形態２と同じ
であるから、ここでは説明は省略し、図１０，図１１で
示される回路要素と同じ構成、機能を持つ図２４，図２
５に示す回路要素には同じ番号、記号を付す。また主回
路にその他の回路を用いることも可能であり、共振負荷
回路１３の構成についても、図９（ａ）〜（ｃ）に示す
ものや、カタホレシス現象抑制の目的で図９（ｂ），
（ｃ）において、放電灯負荷ＬＡの両端に直流導通用イ
ンダクタンス素子（図示せず）を接続したものを用いて
も勿論良い。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互
に高周波でオン、オフ駆動する制御回路のパルス波形の
デューティ制御については、予熱、始動、点灯の何れの
モードにおいても略一定制御でも良く、始動時の昇圧抑
制とカタホレシス現象抑制の目的で予熱、始動モードは
アンバランス（デューティ比≠５０％）とし、点灯モー
ドのみデューティ比を５０％に変化させるような制御で
も良い。

【００６０】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を直流に変
換するＡＣ−ＤＣ変換回路と、ＡＣ−ＤＣ変換回路の出
力端に接続され、直流電圧を高周波電圧に変換して放電
灯負荷に供給するインバータ回路と、インバータ回路上
の電圧発生源で発生する高周波電圧を分圧して第１の検
出電圧及び第１の検出電圧よりも電圧レベルの低い第２
の検出電圧を得る検出回路と、正常時における第１及び
第２の検出電圧よりも高く、放電灯負荷の寿命末期にお
ける第１の検出電圧よりも低く且つ放電灯負荷の接続が
外れた状態における第１及び第２の検出電圧よりも低い
電圧レベルに設定されたしきい値電圧を第１及び第２の
検出電圧と比較することで放電灯負荷の寿命末期並びに
接続外れのような異常を検出する異常検出手段とを備え
たので、検出回路から得られる第１及び第２の検出電圧
をしきい値電圧と比較して第１の検出電圧のみがしきい
値電圧を超えることで放電灯負荷の寿命末期を検出する
とともに、第１及び第２の検出電圧がしきい値電圧を超
えることで放電灯負荷の接続外れや放電灯負荷のない状
態を検出することができ、放電灯負荷の寿命末期や放電
灯負荷の接続外れ等の異常検出を簡略化された回路構成
により確実に行なうことができるという効果がある。

【００６１】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記インバータ回路が２次巻線に放電灯が接続され
るトランス要素を具備するとともに、このトランス要素
により上記電圧発生源が構成され、上記検出回路はトラ
ンス要素に設けた検出巻線に接続された整流要素と、第
１の抵抗と、第２の抵抗と、第３の抵抗との直列回路で
構成され、第２の抵抗と第３の抵抗との直列回路の両端
電圧を上記第１の検出電圧として出力し、第３の抵抗の
両端電圧を上記第２の検出電圧として出力するので、請
求項１の発明の効果に加えて、簡単な回路要素で異常検
出手段を構成することができるという効果がある。

【００６２】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、上記検出回路が具備する第３の抵抗に容量が比較的
小さいコンデンサを並列接続したので、請求項２の発明
の効果に加えて、一過性の電圧上昇があった場合にコン
デンサの充電に要する時間によって第１及び第２の検出
電圧がしきい値電圧に達する時間を遅らせ、放電灯負荷
の寿命末期や接続外れの誤検出を防止することができる
という効果がある。

【００６３】請求項４の発明は、上記目的を達成するた
めに、交流電源を直流に変換するＡＣ−ＤＣ変換回路
と、ＡＣ−ＤＣ変換回路の出力端に接続され、直流電圧
を高周波電圧に変換して放電灯負荷に供給するインバー
タ回路と、インバータ回路上の電圧発生源で発生する高
周波電圧から検出電圧を得る検出回路と、放電灯負荷の
寿命末期並びに放電灯負荷の接続が外れた状態における
検出電圧よりも高い電圧レベルに設定された第１のしき
い値電圧、放電灯の寿命末期における検出電圧よりも高
く且つ第１のしきい値電圧よりも低い電圧レベルに設定
された第２のしきい値電圧と検出電圧を比較することで
放電灯負荷の寿命末期並びに接続外れのような異常を検
出する異常検出手段とを備えたので、検出回路から得ら
れる検出電圧を第１及び第２のしきい値電圧と比較して
検出電圧が第２のしきい値電圧を超えることで放電灯負
荷の寿命末期を検出するとともに、検出電圧が、第２の
しきい値電圧よりも高い電圧レベルに設定された第１の
しきい値電圧を超えることで放電灯負荷の接続外れや放
電灯負荷のない状態を検出することができ、放電灯負荷
の寿命末期や放電灯負荷の接続外れ等の異常検出を簡略
化された回路構成により確実に行なうことができるとい
う効果がある。

【００６４】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、上記インバータ回路が２次巻線に放電灯が接続され
るトランス要素を具備するとともに、このトランス要素
により上記電圧発生源が構成され、上記検出回路はトラ
ンス要素に設けた検出巻線に接続された整流要素と、第
１の抵抗と、第２の抵抗との直列回路で構成され、第２
の抵抗の両端電圧を上記検出電圧として出力するので、
請求項４の発明の効果に加えて、簡単な回路要素で異常
検出手段を構成することができるという効果がある。

【００６５】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、上記検出回路が具備する第２の抵抗に容量が比較的
小さいコンデンサを並列接続したので、請求項５の発明
の効果に加えて、一過性の電圧上昇があった場合にコン
デンサの充電に要する時間によって検出電圧が第１又は
第２のしきい値電圧に達する時間を遅らせ、放電灯負荷
の寿命末期や接続外れの誤検出を防止することができる
という効果がある。

【００６６】請求項７の発明は、請求項４又は５又は６
の発明において、上記異常検出手段は、検出電圧を第１
のしきい値電圧と比較する第１の比較器と、検出電圧を
第２のしきい値電圧と比較する第２の比較器と、第２の
比較器の出力に基づいて検出電圧が第２のしきい値電圧
を超えた延べ時間を計測する計測手段とを備え、計測手
段で計測される延べ時間が所定のしきい値を超えること
によって放電灯負荷の寿命末期を判別するので、請求項
４又は５又は６の発明の効果に加えて、検出電圧が第２
のしきい値電圧を超えた延べ時間が所定のしきい値を超
えた場合に放電灯負荷の寿命末期と判別するため、一過
性の電圧上昇に対する寿命末期の誤検出を防止すること
ができるという効果がある。

【００６７】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、上記計測手段は、積分要素と、検出電圧が第２のし
きい値電圧を超えた場合の第２の比較器の出力変化をト
リガとして検出電圧が第２のしきい値電圧を超えている
間だけ積分要素を充電する充電部とを具備し、積分要素
の両端電圧が第３のしきい値電圧を超えることによって
放電灯の寿命末期を判別するので、請求項７の発明と同
様の効果を奏する。

【００６８】請求項９の発明は、請求項７の発明におい
て、上記計測手段は、検出電圧が第２のしきい値電圧を
超えた場合の第２の比較器の出力変化をカウントするカ
ウンタを具備し、カウンタのカウント値が所定のしきい
値を超えることによって放電灯の寿命末期を判別するの
で、請求項７の発明の効果に加えて、カウンタにより計
測手段をディジタル回路化しているため、放電灯負荷の
寿命末期検出における誤動作が起こり難くなるという効
果がある。

【００６９】請求項１０の発明は、請求項７の発明にお
いて、上記計測手段は、第２の比較器の出力を監視して
検出電圧が第２のしきい値電圧を超えてから所定時間経
過後にも検出電圧が第２のしきい値電圧を超えているこ
とによって放電灯負荷の寿命末期を判別するので、請求
項７の発明の効果に加えて、継続的に第２の比較器の出
力がないと放電灯負荷が寿命末期であると判断しないの
で、放電灯負荷の寿命末期検出における誤動作が起こり
難くなるという効果がある。

【００７０】請求項１１の発明は、請求項１又は４の発
明において、上記ＡＣ−ＤＣ変換回路は、交流電源を整
流する整流回路と、該整流回路の両出力端間に、順方向
接続された第１及び第２のダイオードの直列回路を介し
て接続され、交互にオンオフする一対のスイッチング素
子の直列回路と、一方の上記スイッチング素子の両端間
に接続された平滑用コンデンサとインダクタンス素子と
上記平滑用コンデンサの充電方向に接続される第３のダ
イオードとからなる直列回路と、上記第３のダイオード
と他方の上記スイッチング素子の直列回路に逆方向に並
列接続した第４のダイオードと、上記平滑用コンデンサ
と上記インダクタンス素子と上記第４のダイオードとの
直列回路に並列に接続したコンデンサ、上記整流回路に
接続されていない上記第２のダイオードに並列接続した
別のコンデンサとからなり、上記インバータ回路は、上
記両スイッチング素子の直列回路と、上記第１及び第２
のダイオードの直列回路と、上記両スイッチング素子の
接続点と上記第１及び第２のダイオードの接続点との間
に接続された直流カット用コンデンサと、放電灯負荷を
含み上記放電灯負荷を点灯させる共振負荷回路との直列
回路とで構成され、上記共振負荷回路は、上記直流カッ
ト用コンデンサと上記第１及び第２のダイオードの接続
点との間に直列に挿入される共振用インダクタンス要素
と、上記共振用インダクタンス要素とで直列共振回路を
構成するによう接続された共振用コンデンサと、上記共
振用コンデンサに並列的に接続された上記放電灯負荷と
で少なくとも構成され、上記電圧発生源は、上記共振負
荷回路内において、上記直流カット用コンデンサと上記
第１及び第２のダイオードの接続点との間の経路に設け
られたトランス要素により構成され、上記検出回路は上
記トランス要素に設けた検出巻線に接続された整流要素
で整流されて得られた脈流電圧を出力し、上記検出回路
の出力電圧を上記放電灯負荷の状態を示す検出電圧とす
るので、請求項１又は４の発明と同様の効果を奏する。

【００７１】請求項１２の発明は、請求項１１の発明に
おいて、上記共振用インダクタンス要素は上記トランス
要素を兼ねたリーケージトランスで構成し、該リーケー
ジトランスの２次巻線に別の直流カット用コンデンサを
介して共振用コンデンサと放電灯負荷の並列回路を接続
したので、請求項１１の発明の効果に加えて、電圧発生
源たるトランス要素を、共振負荷回路の共振用インダク
タンス要素と兼ねるとともに、共振用インダクタンス要
素を負荷接続用のトランスと兼ねて、部品点数の削減、
装置の小型化が可能となるという効果がある。

【００７２】請求項１３の発明は、請求項１〜１２の何
れかの発明において、上記異常検出手段で放電灯負荷の
異常が検出されると上記インバータ回路の動作を停止さ
せる制御手段を備えたので、請求項１〜１２の何れかの
発明の効果に加えて、異常発生時に回路素子にストレス
がかかるのを防ぐことができるという効果がある。

【００７３】請求項１４の発明は、請求項１〜１２の何
れかの発明において、上記異常検出手段で放電灯負荷の
異常が検出されると上記インバータ回路を制御して放電
灯負荷への高周波出力を低減させる制御手段を備えたの
で、請求項１〜１２の何れかの発明の効果に加えて、異
常発生時に回路素子にストレスがかかるのを防ぐことが
できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１の要部である電圧発生源と検出回路
の具体回路図である。

【図２】同上の概念的なブロック図である。

【図３】同上の具体的回路図である。

【図４】同上の通常点灯時の各検出回路の検出電圧の波
形図である。

【図５】同上の放電灯負荷の寿命末期時の動作説明用波
形図である。

【図６】同上の無負荷時と、点灯時における共振負荷回
路の共振用コンデンサの電圧と発振周波数との関係説明
図である。

【図７】同上の放電灯負荷の接続外れ時の動作説明用波
形図である。

【図８】同上における異常検出回路及び制御回路の回路
図である。

【図９】（ａ）は同上の共振負荷回路の別の例の回路図
である。（ｂ）は同上の共振負荷回路の他の例の回路図
である。（ｃ）は同上の共振負荷回路のその他の例の回
路図である。

【図１０】実施形態２の具体的回路図である。

【図１１】同上の電圧発生源と検出回路の具体回路図で
ある。

【図１２】同上の通常点灯時の各検出回路の検出電圧の
波形図である。

【図１３】同上における異常検出回路及び制御回路の回
路図である。

【図１４】同上の放電灯負荷の寿命末期時の動作説明用
波形図である。

【図１５】同上の放電灯負荷の接続外れ時の動作説明用
波形図である。

【図１６】実施形態３の具体的回路図である。

【図１７】同上の電圧発生源と検出回路の具体回路図で
ある。

【図１８】同上の通常点灯時の各検出回路の検出電圧の
波形図である。

【図１９】実施形態４の具体的回路図である。

【図２０】同上の電圧発生源と検出回路の具体回路図で
ある。

【図２１】同上の通常点灯時の各検出回路の検出電圧の
波形図である。

【図２２】実施形態５の具体的回路図である。

【図２３】同上における異常検出回路及び制御回路の回
路図である。

【図２４】実施形態６の具体的回路図である。

【図２５】同上における異常検出回路及び制御回路の回
路図である。

【図２６】従来例の具体回路図である。

【符号の説明】１０ＡＣ−ＤＣ変換回路１１インバータ回路１２検出回路１３共振負荷回路１４制御回路１６異常検出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者山中正弘大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者野尻博彦大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内Ｆターム(参考） 3K072 AA01 EA01 EA02 EB01 EB05

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を直流に変換するＡＣ−ＤＣ変
換回路と、ＡＣ−ＤＣ変換回路の出力端に接続され、直
流電圧を高周波電圧に変換して放電灯負荷に供給するイ
ンバータ回路と、インバータ回路上の電圧発生源で発生
する高周波電圧を分圧して第１の検出電圧及び第１の検
出電圧よりも電圧レベルの低い第２の検出電圧を得る検
出回路と、正常時における第１及び第２の検出電圧より
も高く、放電灯負荷の寿命末期における第１の検出電圧
よりも低く且つ放電灯負荷の接続が外れた状態における
第１及び第２の検出電圧よりも低い電圧レベルに設定さ
れたしきい値電圧を第１及び第２の検出電圧と比較する
ことで放電灯負荷の寿命末期並びに接続外れのような異
常を検出する異常検出手段とを備えたことを特徴とする
放電灯点灯装置。
【請求項２】上記インバータ回路が２次巻線に放電灯
が接続されるトランス要素を具備するとともに、このト
ランス要素により上記電圧発生源が構成され、上記検出
回路はトランス要素に設けた検出巻線に接続された整流
要素と、第１の抵抗と、第２の抵抗と、第３の抵抗との
直列回路で構成され、第２の抵抗と第３の抵抗との直列
回路の両端電圧を上記第１の検出電圧として出力し、第
３の抵抗の両端電圧を上記第２の検出電圧として出力す
ることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】上記検出回路が具備する第３の抵抗に容
量が比較的小さいコンデンサを並列接続したことを特徴
とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】交流電源を直流に変換するＡＣ−ＤＣ変
換回路と、ＡＣ−ＤＣ変換回路の出力端に接続され、直
流電圧を高周波電圧に変換して放電灯負荷に供給するイ
ンバータ回路と、インバータ回路上の電圧発生源で発生
する高周波電圧から検出電圧を得る検出回路と、放電灯
負荷の寿命末期並びに放電灯負荷の接続が外れた状態に
おける検出電圧よりも高い電圧レベルに設定された第１
のしきい値電圧、放電灯の寿命末期における検出電圧よ
りも高く且つ第１のしきい値電圧よりも低い電圧レベル
に設定された第２のしきい値電圧と検出電圧を比較する
ことで放電灯負荷の寿命末期並びに接続外れのような異
常を検出する異常検出手段とを備えたことを特徴とする
放電灯点灯装置。
【請求項５】上記インバータ回路が２次巻線に放電灯
が接続されるトランス要素を具備するとともに、このト
ランス要素により上記電圧発生源が構成され、上記検出
回路はトランス要素に設けた検出巻線に接続された整流
要素と、第１の抵抗と、第２の抵抗との直列回路で構成
され、第２の抵抗の両端電圧を上記検出電圧として出力
することを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】上記検出回路が具備する第２の抵抗に容
量が比較的小さいコンデンサを並列接続したことを特徴
とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】上記異常検出手段は、検出電圧を第１の
しきい値電圧と比較する第１の比較器と、検出電圧を第
２のしきい値電圧と比較する第２の比較器と、第２の比
較器の出力に基づいて検出電圧が第２のしきい値電圧を
超えた延べ時間を計測する計測手段とを備え、計測手段
で計測される延べ時間が所定のしきい値を超えることに
よって放電灯負荷の寿命末期を判別することを特徴とす
る請求項４又は５又は６記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】上記計測手段は、積分要素と、検出電圧
が第２のしきい値電圧を超えた場合の第２の比較器の出
力変化をトリガとして検出電圧が第２のしきい値電圧を
超えている間だけ積分要素を充電する充電部とを具備
し、積分要素の両端電圧が第３のしきい値電圧を超える
ことによって放電灯の寿命末期を判別することを特徴と
する請求項７記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】上記計測手段は、検出電圧が第２のしき
い値電圧を超えた場合の第２の比較器の出力変化をカウ
ントするカウンタを具備し、カウンタのカウント値が所
定のしきい値を超えることによって放電灯の寿命末期を
判別することを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装
置。
【請求項１０】上記計測手段は、第２の比較器の出力
を監視して検出電圧が第２のしきい値電圧を超えてから
所定時間経過後にも検出電圧が第２のしきい値電圧を超
えていることによって放電灯負荷の寿命末期を判別する
ことを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】上記ＡＣ−ＤＣ変換回路は、交流電源
を整流する整流回路と、該整流回路の両出力端間に、順
方向接続された第１及び第２のダイオードの直列回路を
介して接続され、交互にオンオフする一対のスイッチン
グ素子の直列回路と、一方の上記スイッチング素子の両
端間に接続された平滑用コンデンサとインダクタンス素
子と上記平滑用コンデンサの充電方向に接続される第３
のダイオードとからなる直列回路と、上記第３のダイオ
ードと他方の上記スイッチング素子の直列回路に逆方向
に並列接続した第４のダイオードと、上記平滑用コンデ
ンサと上記インダクタンス素子と上記第４のダイオード
との直列回路に並列に接続したコンデンサ、上記整流回
路に接続されていない上記第２のダイオードに並列接続
した別のコンデンサとからなり、上記インバータ回路
は、上記両スイッチング素子の直列回路と、上記第１及
び第２のダイオードの直列回路と、上記両スイッチング
素子の接続点と上記第１及び第２のダイオードの接続点
との間に接続された直流カット用コンデンサと、放電灯
負荷を含み上記放電灯負荷を点灯させる共振負荷回路と
の直列回路とで構成され、上記共振負荷回路は、上記直
流カット用コンデンサと上記第１及び第２のダイオード
の接続点との間に直列に挿入される共振用インダクタン
ス要素と、上記共振用インダクタンス要素とで直列共振
回路を構成するによう接続された共振用コンデンサと、
上記共振用コンデンサに並列的に接続された上記放電灯
負荷とで少なくとも構成され、上記電圧発生源は、上記
共振負荷回路内において、上記直流カット用コンデンサ
と上記第１及び第２のダイオードの接続点との間の経路
に設けられたトランス要素により構成され、上記検出回
路は上記トランス要素に設けた検出巻線に接続された整
流要素で整流されて得られた脈流電圧を出力し、上記検
出回路の出力電圧を上記放電灯負荷の状態を示す検出電
圧とすることを特徴とする請求項１又は４記載の放電灯
点灯装置。
【請求項１２】上記共振用インダクタンス要素は上記
トランス要素を兼ねたリーケージトランスで構成し、該
リーケージトランスの２次巻線に別の直流カット用コン
デンサを介して共振用コンデンサと放電灯負荷の並列回
路を接続したことを特徴とする請求項１１記載の放電灯
点灯装置。
【請求項１３】上記異常検出手段で放電灯負荷の異常
が検出されると上記インバータ回路の動作を停止させる
制御手段を備えたことを特徴とする請求項１〜１２の何
れかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項１４】上記異常検出手段で放電灯負荷の異常
が検出されると上記インバータ回路を制御して放電灯負
荷への高周波出力を低減させる制御手段を備えたことを
特徴とする請求項１〜１２の何れかに記載の放電灯点灯
装置。