JP2694044B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直流−直流コンバータを使用した放電灯点
灯装置に関する。
灯装置に関する。
［従来の技術］ 従来、放電灯点灯装置としては第６図に示すものが知
られている。
られている。
すなわち、半波形電圧共振回路を応用した自励式のイ
ンバータを使用した放電灯点灯装置で、交流電源１に全
波整流ダイオードブリッジ回路２を介して平滑コンデン
サ３を接続し直流電源を形成し、この直流電源の出力端
子間にコンデンサ４とトランス５の１次巻線51とを並列
に接続した共振回路を介してスイッチングトランジスタ
６を接続し、そのトランジスタ６にダイオード７をトラ
ンジスタ６とは逆極性にして並列に接続している。
ンバータを使用した放電灯点灯装置で、交流電源１に全
波整流ダイオードブリッジ回路２を介して平滑コンデン
サ３を接続し直流電源を形成し、この直流電源の出力端
子間にコンデンサ４とトランス５の１次巻線51とを並列
に接続した共振回路を介してスイッチングトランジスタ
６を接続し、そのトランジスタ６にダイオード７をトラ
ンジスタ６とは逆極性にして並列に接続している。
前記トランス５の２次巻線52にコンデンサ８並びにカ
レントトランス９の１次巻線91を直列に介して放電灯10
の各フィラメント電極10a,10bの一端を接続している。
前記放電灯10の各フィラメント電極10a,10bの他端間に
は予熱用コンデンサ11が接続されている。
レントトランス９の１次巻線91を直列に介して放電灯10
の各フィラメント電極10a,10bの一端を接続している。
前記放電灯10の各フィラメント電極10a,10bの他端間に
は予熱用コンデンサ11が接続されている。
前記カレントトランス９の２次巻線92はその一端をコ
ンデンサ12を介して直流電源の負極端子に接続し、その
他端をスイッチングトランジスタ６のベースに接続する
とともにダイオード13のカソードに接続している。ダイ
オード13のアノードは直流電源の負極端子に接続されて
いる。スイッチングトランジスタ６のベースはまた起動
抵抗14を介して直流電源の正極端子に接続されている。
ンデンサ12を介して直流電源の負極端子に接続し、その
他端をスイッチングトランジスタ６のベースに接続する
とともにダイオード13のカソードに接続している。ダイ
オード13のアノードは直流電源の負極端子に接続されて
いる。スイッチングトランジスタ６のベースはまた起動
抵抗14を介して直流電源の正極端子に接続されている。
この装置は直流電源が投入されると起動抵抗14、カレ
ントトランス９の２次巻線92を介してコンデンサ12に電
流が流れコンデンサ12に電荷が蓄積される。これにより
スイッチングトランジスタ６のベース電位が上昇しある
時点でトランジスタ６がオン動作する。
ントトランス９の２次巻線92を介してコンデンサ12に電
流が流れコンデンサ12に電荷が蓄積される。これにより
スイッチングトランジスタ６のベース電位が上昇しある
時点でトランジスタ６がオン動作する。
トランジスタ６がオンするとトランス５の１次巻線51
を介して電流が流れる。このときエネルギーの一部はト
ランス５の２次巻線52に伝達されコンデンサ８、放電灯
10のフィラメント電極10a、10b、予熱用コンデンサ11及
びカレントトランス９の１次巻線91を介して電流が流れ
る。
を介して電流が流れる。このときエネルギーの一部はト
ランス５の２次巻線52に伝達されコンデンサ８、放電灯
10のフィラメント電極10a、10b、予熱用コンデンサ11及
びカレントトランス９の１次巻線91を介して電流が流れ
る。
こうして放電灯10のフィラメント電極10a,10bが予熱
され、またカレントトランス９の２次巻線92にはトラン
ジスタ６のベース電荷を引抜く方向、すなわちベース電
流をカットする向きに電流が流れる。
され、またカレントトランス９の２次巻線92にはトラン
ジスタ６のベース電荷を引抜く方向、すなわちベース電
流をカットする向きに電流が流れる。
これによりトランジスタ６はオフ状態に移行する。そ
してトランジスタ６がオフすると、トランス５の１次巻
線51に流れていた電流は、コンデンサ４に電荷として蓄
えられ、これによりトランジスタ６の両端に共振電圧が
発生する。
してトランジスタ６がオフすると、トランス５の１次巻
線51に流れていた電流は、コンデンサ４に電荷として蓄
えられ、これによりトランジスタ６の両端に共振電圧が
発生する。
やがて共振電圧がピークに達すると、今度はトランス
５の１次巻線51に逆向きの電流が流れ始める。トランス
５の１次巻線51に逆向きの電流が流れると、トランス５
の２次巻線52、カレントトランス９の１次巻線91を介し
て流れる電流の向きも逆となり、その結果カレントトラ
ンス９の２次巻線92を介して流れる電流の向きが逆とな
る。この電流はトランジスタ６をオンさせる向きとな
る。そしてトランジスタ６がオンする時に共振電圧がゼ
ロとなり、ダイオード７に電流が流れている状態となる
ように回路定数を設定する。これによりトランジスタ６
のコレクタ−エミッタ間に電位が無いときにスイッチオ
ンすることになりスイッチングロスの少ない回路とな
る。
５の１次巻線51に逆向きの電流が流れ始める。トランス
５の１次巻線51に逆向きの電流が流れると、トランス５
の２次巻線52、カレントトランス９の１次巻線91を介し
て流れる電流の向きも逆となり、その結果カレントトラ
ンス９の２次巻線92を介して流れる電流の向きが逆とな
る。この電流はトランジスタ６をオンさせる向きとな
る。そしてトランジスタ６がオンする時に共振電圧がゼ
ロとなり、ダイオード７に電流が流れている状態となる
ように回路定数を設定する。これによりトランジスタ６
のコレクタ−エミッタ間に電位が無いときにスイッチオ
ンすることになりスイッチングロスの少ない回路とな
る。
そしてやがてトランス５の１次巻線51に当初と同じ向
きに電流が流れ始め以降上記動作を繰り返すことにな
る。
きに電流が流れ始め以降上記動作を繰り返すことにな
る。
トランス５の１次巻線51にこのような交流電流が流れ
ることで，トランス５の２次巻線52にも交流電流が流れ
る。この交流電流は放電灯10に印加され放電灯10は交流
点灯するようになる。またコンデンサ８により直流成分
がカットされるのでランプ電流が偏ることはい。
ることで，トランス５の２次巻線52にも交流電流が流れ
る。この交流電流は放電灯10に印加され放電灯10は交流
点灯するようになる。またコンデンサ８により直流成分
がカットされるのでランプ電流が偏ることはい。
［発明が解決しようとする課題］ このような従来装置では、交流電源電圧を全波整流し
平滑する必要があり、このため電源電流波形が正弦波状
とならない。従って力率が悪く、かつ電源ノイズが多く
発生する問題があった。
平滑する必要があり、このため電源電流波形が正弦波状
とならない。従って力率が悪く、かつ電源ノイズが多く
発生する問題があった。
またトランス５の２次側には高圧が発生するため、個
々の部品として耐性の高いものが必要となり、このため
コスト高となる問題があった。
々の部品として耐性の高いものが必要となり、このため
コスト高となる問題があった。
さらに使用するトランス５としての体積、重量が大き
くなる問題があった。
くなる問題があった。
そこで本発明は、力率を改善できると共に電源ノイズ
の発生を極力防止でき、また使用する部品の耐圧を下げ
ることができて小型軽量化を図ることができる放電灯点
灯装置を提供しようとするものである。
の発生を極力防止でき、また使用する部品の耐圧を下げ
ることができて小型軽量化を図ることができる放電灯点
灯装置を提供しようとするものである。
また本発明は、コンバータとして安定した発振制御が
できる放電灯点灯装置を提供しようとするものである。
できる放電灯点灯装置を提供しようとするものである。
さらに本発明は、電圧低下によってコンバータを構成
する部品が破壊されるのを防止できる放電灯点灯装置を
提供しようとするものである。
する部品が破壊されるのを防止できる放電灯点灯装置を
提供しようとするものである。
［課題を解決するための手段］ 請求項（１）対応の発明は、１次側と２次側が電気的
に分離され、発振動作を行うコンバータ本体回路及びこ
の本体回路を発振制御する発振制御回路からなる複数の
直流−直流コンバータの１次側と２次側をそれぞれ直列
に接続し、その１次側直列回路を交流を整流する電源又
は脈流電源に接続し、２次側直列回路を放電灯に接続し
たものである。
に分離され、発振動作を行うコンバータ本体回路及びこ
の本体回路を発振制御する発振制御回路からなる複数の
直流−直流コンバータの１次側と２次側をそれぞれ直列
に接続し、その１次側直列回路を交流を整流する電源又
は脈流電源に接続し、２次側直列回路を放電灯に接続し
たものである。
請求項（２）対応の発明は、請求項（１）記載の放電
灯点灯装置において、直流−直流コンバータに、発振制
御回路に定電圧を供給する定電圧回路を設けたものであ
る。
灯点灯装置において、直流−直流コンバータに、発振制
御回路に定電圧を供給する定電圧回路を設けたものであ
る。
請求項（３）対応の発明は、請求項（１）又は（２）
記載の放電灯点灯装置において、直流−直流コンバータ
に、コンバータ本体回路に供給される電圧を検出し、電
圧低下を検出したとき発振制御回路による発振制御を停
止させる電圧低下検出回路を設けたものである。
記載の放電灯点灯装置において、直流−直流コンバータ
に、コンバータ本体回路に供給される電圧を検出し、電
圧低下を検出したとき発振制御回路による発振制御を停
止させる電圧低下検出回路を設けたものである。
請求項（４）対応の発明は、請求項（１）又は（２）
記載の放電灯点灯装置において、直流−直流コンバータ
に、コンバータ本体回路の共振電圧を検出し、その検出
出力を発振制御回路の入力部に供給する共振電圧検出回
路を設け、発振制御回路を、遅延回路、デューティ調整
する波形整形回路及びバッファ回路の直列回路で構成し
たものである。
記載の放電灯点灯装置において、直流−直流コンバータ
に、コンバータ本体回路の共振電圧を検出し、その検出
出力を発振制御回路の入力部に供給する共振電圧検出回
路を設け、発振制御回路を、遅延回路、デューティ調整
する波形整形回路及びバッファ回路の直列回路で構成し
たものである。
［作用］ このような構成の本発明においては、交流を整流する
電源又は脈流電源を平滑すること無く直接、複数の直流
−直流コンバータに投入するので、入力電流波形を正弦
波に近い波形にできる。
電源又は脈流電源を平滑すること無く直接、複数の直流
−直流コンバータに投入するので、入力電流波形を正弦
波に近い波形にできる。
また複数の直流−直流コンバータ全体で高い電圧を得
るようにしているので、各コンバータ個々は耐圧の低い
部品で構成できる。
るようにしているので、各コンバータ個々は耐圧の低い
部品で構成できる。
また発振制御回路が定電圧により安定して発振制御を
行う。
行う。
またコンバータ本体回路に供給される電圧が低下する
と、その電圧低下が検出されて発振制御回路による発振
制御が停止される。
と、その電圧低下が検出されて発振制御回路による発振
制御が停止される。
さらにコンバータ本体回路に供給される電圧が低下し
共振電圧が低下すると、それによりコンバータの自励発
振が停止される。
共振電圧が低下すると、それによりコンバータの自励発
振が停止される。
［実施例］ 以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第１図において21は交流電源21で、この電源21に全波
整流ダイオードブリッジ回路22の交流入力端子を接続し
ている。
整流ダイオードブリッジ回路22の交流入力端子を接続し
ている。
231,232,233，…23nは直流−直流コンバータで、この
各直流−直流コンバータ231,232,233，…23nの１次側入
力端子を互いに直列に接続し、その直列回路の一端、す
なわち直流−直流コンバータ231の入力端子の一端を前
記全波整流ダイオードブリッジ回路22の整流入力端子の
正極側に接続し、またその直列回路の他端、すなわち直
流−直流コンバータ23nの入力端子の他端を前記全波整
流ダイオードブリッジ回路22の整流出力端子の負極側に
接続している。
各直流−直流コンバータ231,232,233，…23nの１次側入
力端子を互いに直列に接続し、その直列回路の一端、す
なわち直流−直流コンバータ231の入力端子の一端を前
記全波整流ダイオードブリッジ回路22の整流入力端子の
正極側に接続し、またその直列回路の他端、すなわち直
流−直流コンバータ23nの入力端子の他端を前記全波整
流ダイオードブリッジ回路22の整流出力端子の負極側に
接続している。
前記各直流−直流コンバータ231,232,233，…23nの２
次側出力端子を互いに直列に接続し、その直列回路の両
端間に放電灯24を接続している。
次側出力端子を互いに直列に接続し、その直列回路の両
端間に放電灯24を接続している。
前記各直流−直流コンバータ231,232,233，…23nは、
それぞれ１次側入力端子間に平滑コンデンサ31を接続
し、その平滑コンデンサ31の両端間に定電圧回路32、コ
ンバータ本体回路33を接続している。
それぞれ１次側入力端子間に平滑コンデンサ31を接続
し、その平滑コンデンサ31の両端間に定電圧回路32、コ
ンバータ本体回路33を接続している。
前記定電圧回路32は、ダイオード34と定電圧ダイオー
ド35を直列に接続し、定電圧ダイオード35に平滑コンデ
ンサ36を並列に接続した構成になっている。
ド35を直列に接続し、定電圧ダイオード35に平滑コンデ
ンサ36を並列に接続した構成になっている。
前記コンバータ本体回路33は、半波型電圧共振回路か
らなり、前記平滑コンデンサ31の両端間にコンデンサ37
とトランス38の１次巻線381とを並列に接続した共振回
路を介してスイッチングトランジスタであるMOS形FET
（電界効果トランジスタ）39を接続し、そのFET39にダ
イオード40,41の直列回路をFET39とは逆極性にして並列
に接続している。
らなり、前記平滑コンデンサ31の両端間にコンデンサ37
とトランス38の１次巻線381とを並列に接続した共振回
路を介してスイッチングトランジスタであるMOS形FET
（電界効果トランジスタ）39を接続し、そのFET39にダ
イオード40,41の直列回路をFET39とは逆極性にして並列
に接続している。
そして前記トランス38の２次巻線382に整流用ダイオ
ード42を介してコンデンサ43を並列に接続している。
ード42を介してコンデンサ43を並列に接続している。
前記定電圧回路32の定電圧ダイオード35の両端間には
発振制御回路44が接続されている。
発振制御回路44が接続されている。
前記発振制御回路44は入力側から出力側に遅延回路4
5、デューティ調整する波形整形回路46及びバッファ回
路47が直列に接続され、バッファ回路47からの出力を前
記コンバータ本体回路33のFET39のゲートに供給するよ
うになっている。なお、遅延回路45及び波形整形回路46
の接続順は逆であってもよい。
5、デューティ調整する波形整形回路46及びバッファ回
路47が直列に接続され、バッファ回路47からの出力を前
記コンバータ本体回路33のFET39のゲートに供給するよ
うになっている。なお、遅延回路45及び波形整形回路46
の接続順は逆であってもよい。
そして前記コンバータ本体回路33のダイオード40と41
との接続点を抵抗48を介して前記遅延回路45の入力端子
に接続されている。
との接続点を抵抗48を介して前記遅延回路45の入力端子
に接続されている。
前記ダイオード40,41の直列回路及び抵抗48は共振電
圧検出回路49を構成している。なお、共振電圧検出回路
49としては、ダイオード40,41の直列回路に抵抗分圧回
路やコンデンサ分圧回路を並列に接続し、その分圧回路
の分圧点を抵抗48を介して前記遅延回路45の入力端子に
接続してもよい。そしてこの場合ダイオード40,41を１
個にしてもよい。
圧検出回路49を構成している。なお、共振電圧検出回路
49としては、ダイオード40,41の直列回路に抵抗分圧回
路やコンデンサ分圧回路を並列に接続し、その分圧回路
の分圧点を抵抗48を介して前記遅延回路45の入力端子に
接続してもよい。そしてこの場合ダイオード40,41を１
個にしてもよい。
前記発振制御回路44における遅延回路45及び波形整形
回路46は、具体的には第２図に示すように４個の２入力
形シュミットナンドゲート51,52,53,54と３個の抵抗素
子55,56,57からなり、前記定電圧ダイオード35の両端間
に抵抗58を介してコンデンサ59を接続し、その抵抗58と
コンデンサ59の接続点を初段のナンドゲート51の一方の
入力端子に接続し、また前記定電圧ダイオード35の正極
端子を抵抗60を介して前記ナンドゲート51の他方の入力
端子及び前記共振電圧検出回路49の抵抗48の一端に接続
している。抵抗60は自励発振を開始させるためのもの
で、最初にハイレベル信号を前記ナンドゲート51の他方
の入力端子に供給するようになっている。
回路46は、具体的には第２図に示すように４個の２入力
形シュミットナンドゲート51,52,53,54と３個の抵抗素
子55,56,57からなり、前記定電圧ダイオード35の両端間
に抵抗58を介してコンデンサ59を接続し、その抵抗58と
コンデンサ59の接続点を初段のナンドゲート51の一方の
入力端子に接続し、また前記定電圧ダイオード35の正極
端子を抵抗60を介して前記ナンドゲート51の他方の入力
端子及び前記共振電圧検出回路49の抵抗48の一端に接続
している。抵抗60は自励発振を開始させるためのもの
で、最初にハイレベル信号を前記ナンドゲート51の他方
の入力端子に供給するようになっている。
前記ナンドゲート51の出力端子を次段のナンドゲート
52の一方の入力端子に直接接続すると共に抵抗55を介し
て他方の入力端子に接続し、また前記ナンドゲート52の
出力端子を抵抗56を共通に介して３段目のナンドゲート
53の各入力端子に接続し、さらに前記ナンドゲート53の
出力端子を抵抗57を共通に介して最終段のナンドゲート
54の各入力端子に接続している。そして前記ナンドゲー
ト54の出力端子を前記バッファ回路47の入力端子に接続
している。
52の一方の入力端子に直接接続すると共に抵抗55を介し
て他方の入力端子に接続し、また前記ナンドゲート52の
出力端子を抵抗56を共通に介して３段目のナンドゲート
53の各入力端子に接続し、さらに前記ナンドゲート53の
出力端子を抵抗57を共通に介して最終段のナンドゲート
54の各入力端子に接続している。そして前記ナンドゲー
ト54の出力端子を前記バッファ回路47の入力端子に接続
している。
この回路においては、定電圧ダイオード35の両端間に
電圧が発生すると、抵抗58とコンデンサ59のCR時定数回
路によりナンドゲート51の一方の入力電圧は一定時間が
経過するまではそのナンドゲート51のスレッショルドレ
ベルに達しないのでローレベルと判断される。これによ
り電源投入時の不安定な発振を避けることができる。
電圧が発生すると、抵抗58とコンデンサ59のCR時定数回
路によりナンドゲート51の一方の入力電圧は一定時間が
経過するまではそのナンドゲート51のスレッショルドレ
ベルに達しないのでローレベルと判断される。これによ
り電源投入時の不安定な発振を避けることができる。
このような構成の本実施例においては、交流電源21が
投入されると、各直流−直流コンバータ231〜23nの入力
側直列回路には第３図の（ａ）に示すような全波整流波
形である脈流電圧が印加される。そして各直流−直流コ
ンバータ231〜23nの平滑コンデンサ31にはその脈流電圧
が分圧されて印加される。この分圧された脈流電圧は定
電圧回路32に印加される。
投入されると、各直流−直流コンバータ231〜23nの入力
側直列回路には第３図の（ａ）に示すような全波整流波
形である脈流電圧が印加される。そして各直流−直流コ
ンバータ231〜23nの平滑コンデンサ31にはその脈流電圧
が分圧されて印加される。この分圧された脈流電圧は定
電圧回路32に印加される。
定電圧回路32では分圧された脈流電圧のピーク電圧を
平滑コンデンサ36に充電し、脈流電圧が降下してもダイ
オード34によりピーク電圧を保持する。こうして定電圧
ダイオード35の両端から安定した電圧を出力する。すな
わち定電圧回路32からは第３図（ｂ）に示す定電圧波形
が出力される。この定電圧波形は発振制御回路44に印加
される。こうして発振制御回路44は定電圧回路32からの
定電圧により安定した発振動作を行うことができる。
平滑コンデンサ36に充電し、脈流電圧が降下してもダイ
オード34によりピーク電圧を保持する。こうして定電圧
ダイオード35の両端から安定した電圧を出力する。すな
わち定電圧回路32からは第３図（ｂ）に示す定電圧波形
が出力される。この定電圧波形は発振制御回路44に印加
される。こうして発振制御回路44は定電圧回路32からの
定電圧により安定した発振動作を行うことができる。
また平滑コンデンサ31に発生する電圧はコンバータ本
体回路33に印加される。
体回路33に印加される。
こうしてコンバータ本体回路33は発振動作を開始する
ようになる。
ようになる。
そしてコンバータ本体回路33におけるFET39の両端間
に発生する共振電圧は第３図の（ｃ）に示すような電源
からの脈流電圧波形に応じてレベルが変化する高周波電
圧となる。この共振電圧は共振電圧検出回路49において
ダイオード40,41によって半分に分圧されて検出され
る。
に発生する共振電圧は第３図の（ｃ）に示すような電源
からの脈流電圧波形に応じてレベルが変化する高周波電
圧となる。この共振電圧は共振電圧検出回路49において
ダイオード40,41によって半分に分圧されて検出され
る。
ここでコンバータ本体回路33に発生する共振電圧を個
々に見ていくと、第４図の（ａ）に示す共振電圧に対し
てFET39及びダイオード40,41に流れる電流は第４図の
（ｂ）に示すようになる。
々に見ていくと、第４図の（ａ）に示す共振電圧に対し
てFET39及びダイオード40,41に流れる電流は第４図の
（ｂ）に示すようになる。
またFET39のゲートにバッファ回路47から印加される
スイッチ制御電圧は第４図の（ｃ）に示すようになる。
スイッチ制御電圧は第４図の（ｃ）に示すようになる。
共振電圧検出回路49は共振電圧をあるスレッショルド
レベルVTHで比較して検出するためその検出回路49から
の出力は第４図の（ｄ）に示すようにハイレベル、ロー
レベルの２値に変換されたパルスとなる。
レベルVTHで比較して検出するためその検出回路49から
の出力は第４図の（ｄ）に示すようにハイレベル、ロー
レベルの２値に変換されたパルスとなる。
この共振電圧検出回路49からの共振電圧検出出力は発
振制御回路44における遅延回路45に入力され所定の遅延
時間遅延される。しかして遅延回路45からの出力波形は
第４図の（ｅ）に示すようになる。この遅延回路45から
の出力はさらに波形整形回路46にてオン、オフの比率で
あるデューティ比が調整され、さらに波形整形されて第
４図の（ｆ）に示すような出力が制御信号としてバッフ
ァ回路47に供給される。
振制御回路44における遅延回路45に入力され所定の遅延
時間遅延される。しかして遅延回路45からの出力波形は
第４図の（ｅ）に示すようになる。この遅延回路45から
の出力はさらに波形整形回路46にてオン、オフの比率で
あるデューティ比が調整され、さらに波形整形されて第
４図の（ｆ）に示すような出力が制御信号としてバッフ
ァ回路47に供給される。
具体的にはナンドゲート51の他方の入力端子に入力さ
れる。そしてナンドゲート51はシュミットタイプなので
コンパレータ的動作を行い一種の波形整形作用を為す。
ナンドゲート51の出力は次段のナンドゲート52に対して
一方は直接に、他方は抵抗55を介して入力されるので、
この抵抗55の有無により遅延時間差が生じ、これにより
デューティ比を調整できる。
れる。そしてナンドゲート51はシュミットタイプなので
コンパレータ的動作を行い一種の波形整形作用を為す。
ナンドゲート51の出力は次段のナンドゲート52に対して
一方は直接に、他方は抵抗55を介して入力されるので、
この抵抗55の有無により遅延時間差が生じ、これにより
デューティ比を調整できる。
ナンドゲート52の出力は抵抗56でさらに遅延されてナ
ンドゲート53に供給され、このナンドゲート53の出力は
抵抗57でさらに遅延されてナンドゲート54に供給され
る。そしてナンドゲート54で最終的な波形整形した後バ
ッファ回路47に供給される。
ンドゲート53に供給され、このナンドゲート53の出力は
抵抗57でさらに遅延されてナンドゲート54に供給され
る。そしてナンドゲート54で最終的な波形整形した後バ
ッファ回路47に供給される。
そしてバッファ回路47からFET39のゲートに制御信号
が供給される。
が供給される。
各直流−直流コンバータ231〜23nとして入力電圧が12
V、無負荷時の出力電圧が80Vのものを使用すると、この
コンバータを12個使用した場合の入力電圧は144V、無負
荷時の出力電圧は960Vとなる。これは交流電源21として
100Vを使用した場合、そのピーク電圧は141Vなので問題
なく直流−直流コンバータを動作させることができる。
V、無負荷時の出力電圧が80Vのものを使用すると、この
コンバータを12個使用した場合の入力電圧は144V、無負
荷時の出力電圧は960Vとなる。これは交流電源21として
100Vを使用した場合、そのピーク電圧は141Vなので問題
なく直流−直流コンバータを動作させることができる。
そして各直流−直流コンバータ231〜23nの出力は十分
に高電圧となるので放電灯24を点灯動作させることがで
きる。
に高電圧となるので放電灯24を点灯動作させることがで
きる。
また各直流−直流コンバータ231〜23nの出力インピー
ダンスを比較高くしておけばこれらを直列に接続した全
体の出力インピーダンスはかなり高いものとなる。従っ
てこの構成はバラストとして使用し放電灯24を安定して
点灯させることができる。
ダンスを比較高くしておけばこれらを直列に接続した全
体の出力インピーダンスはかなり高いものとなる。従っ
てこの構成はバラストとして使用し放電灯24を安定して
点灯させることができる。
また各直流−直流コンバータ231〜23nは印加された入
力電圧に応じた電力を供給できるものとすると、交流電
源21における電流波形は正弦波状となり、しかも電圧位
相と同相となる。従って力率が改善され、また電源ノイ
ズの発生も極力防止できる。
力電圧に応じた電力を供給できるものとすると、交流電
源21における電流波形は正弦波状となり、しかも電圧位
相と同相となる。従って力率が改善され、また電源ノイ
ズの発生も極力防止できる。
また各直流−直流コンバータ231〜23nはトランス38に
よって１次側と２次側が電気的に分離されているので、
コンバータの共振周波数と放電灯24の点灯周波数は無関
係となる。従ってコンバータの共振周波数として非常に
高い共振周波数を選ぶことができる。これによりインダ
クタンスが小さく、すなわち体積が小さく軽量のトラン
スを使用することが可能となる。
よって１次側と２次側が電気的に分離されているので、
コンバータの共振周波数と放電灯24の点灯周波数は無関
係となる。従ってコンバータの共振周波数として非常に
高い共振周波数を選ぶことができる。これによりインダ
クタンスが小さく、すなわち体積が小さく軽量のトラン
スを使用することが可能となる。
また各直流−直流コンバータ231〜23nの平滑コンデン
サ31としてその容量がコンバータの発振電流による電圧
変動を抑える程度の小さなものを使用する。そしてコン
バータは入力電圧の上昇に応じて出力も上昇するので、
入力電圧が高くなるとより多くの電力を消費するため平
滑コンデンサ31の両端電位をすみやかに下げる方向に作
用する。また入力電圧が低いときには放電灯24に供給す
る電力も少ないため平滑コンデンサ31の両端電位は下が
りにくくなる。
サ31としてその容量がコンバータの発振電流による電圧
変動を抑える程度の小さなものを使用する。そしてコン
バータは入力電圧の上昇に応じて出力も上昇するので、
入力電圧が高くなるとより多くの電力を消費するため平
滑コンデンサ31の両端電位をすみやかに下げる方向に作
用する。また入力電圧が低いときには放電灯24に供給す
る電力も少ないため平滑コンデンサ31の両端電位は下が
りにくくなる。
従って各直流−直流コンバータ231〜23nの特性のばら
つきによって平滑コンデンサ31の分圧比が変化しようと
するが、電圧が高いと出力が大きく、電圧が低いと出力
が小さいという特性をもつため、分圧比の変動が補正さ
れる。従って多少の部品のばらつきがあっても分圧比を
補正する作用があるため特定のコンバータに電圧が集中
することはなく、各コンバータを構成する部品は分圧に
相当する耐圧をもてば良い。従って部品の小型低価格を
図ることできる。
つきによって平滑コンデンサ31の分圧比が変化しようと
するが、電圧が高いと出力が大きく、電圧が低いと出力
が小さいという特性をもつため、分圧比の変動が補正さ
れる。従って多少の部品のばらつきがあっても分圧比を
補正する作用があるため特定のコンバータに電圧が集中
することはなく、各コンバータを構成する部品は分圧に
相当する耐圧をもてば良い。従って部品の小型低価格を
図ることできる。
また各直流−直流コンバータ231〜23nにおいて平滑コ
ンデンサ31の両端間の電位差が小さくなると、これに応
じて共振電圧も小さくなる。従って共振電圧の低下が大
きい共振ピーク電圧が共振電圧検出回路49のスレッショ
ルドレベルVTHを越えなくなり、これにより共振電圧検
出回路49と発振制御回路44との自励発振ループが遮断さ
れコンバータ本体回路33の発振動作が停止される。
ンデンサ31の両端間の電位差が小さくなると、これに応
じて共振電圧も小さくなる。従って共振電圧の低下が大
きい共振ピーク電圧が共振電圧検出回路49のスレッショ
ルドレベルVTHを越えなくなり、これにより共振電圧検
出回路49と発振制御回路44との自励発振ループが遮断さ
れコンバータ本体回路33の発振動作が停止される。
発振が停止すると、このコンバータから出力される電
力が無くなるのでこれ以上の電圧低下は防止される。そ
してこのコンバータが停止している間他のコンバータが
動作しているので、やがて停止しているコンバータの平
滑コンデンサ31の両端間の電位差が大きくなる。これに
よりコンバータ本体回路33は再び発振動作を開始し放電
灯24に電力を供給するようになる。
力が無くなるのでこれ以上の電圧低下は防止される。そ
してこのコンバータが停止している間他のコンバータが
動作しているので、やがて停止しているコンバータの平
滑コンデンサ31の両端間の電位差が大きくなる。これに
よりコンバータ本体回路33は再び発振動作を開始し放電
灯24に電力を供給するようになる。
このように各直流−直流コンバータ231〜23nは電位が
低下すると発振を停止するので、他のコンバータに対し
て過大な電圧が印加されるのを防止できる。従って何等
かの原因でコンバータが不調になっても平滑コンデンサ
31の分圧比は変動しないように保護できる。
低下すると発振を停止するので、他のコンバータに対し
て過大な電圧が印加されるのを防止できる。従って何等
かの原因でコンバータが不調になっても平滑コンデンサ
31の分圧比は変動しないように保護できる。
次に本発明の他の実施例を図面を参照して説明する。
なお、前記実施例と同一の部分には同一の符号を付して
詳細な説明は省略する。
なお、前記実施例と同一の部分には同一の符号を付して
詳細な説明は省略する。
これは第５図に示すように各直流−直流コンバータ23
1〜23nに電圧低下検出回路61を設けたものである。すな
わち電圧低下検出回路61を平滑コンデンサ31に接続し、
電圧低下検出出力を発振制御回路44のストップ（STOP）
端子に供給している。なお、この回路においては共振電
圧検出回路49は不要で、コンバータ本体回路33から発振
制御回路44には単にコンバータ本体回路33の発振状態を
知らせる信号SOUTを出力すればよい。
1〜23nに電圧低下検出回路61を設けたものである。すな
わち電圧低下検出回路61を平滑コンデンサ31に接続し、
電圧低下検出出力を発振制御回路44のストップ（STOP）
端子に供給している。なお、この回路においては共振電
圧検出回路49は不要で、コンバータ本体回路33から発振
制御回路44には単にコンバータ本体回路33の発振状態を
知らせる信号SOUTを出力すればよい。
このものでは平滑コンデンサ31の両端に発生する電位
差の低い状態が異常に長く続いた場合に、電圧低下検出
回路61がそれを検出し発振制御回路44の動作を停止させ
る。なお、この場合停止せずに弱めるようにしてもよ
い。
差の低い状態が異常に長く続いた場合に、電圧低下検出
回路61がそれを検出し発振制御回路44の動作を停止させ
る。なお、この場合停止せずに弱めるようにしてもよ
い。
これにより各直流−直流コンバータ231〜23nにおいて
平滑コンデンサ31の両端間の電位差が小さくなると、電
圧低下検出回路61がそれを検出し発振制御回路44の動作
を停止させる。
平滑コンデンサ31の両端間の電位差が小さくなると、電
圧低下検出回路61がそれを検出し発振制御回路44の動作
を停止させる。
そして発振が停止すると、このコンバータから出力さ
れる電力が無くなるのでこれ以上の電圧低下は防止され
る。そしてこのコンバータが停止している間他のコンバ
ータが動作しているので、やがて停止しているコンバー
タの平滑コンデンサ31の両端間の電位差が大きくなる。
これによりコンバータ本体回路33は再び発振動作を開始
し放電灯24に電力を供給するようになる。
れる電力が無くなるのでこれ以上の電圧低下は防止され
る。そしてこのコンバータが停止している間他のコンバ
ータが動作しているので、やがて停止しているコンバー
タの平滑コンデンサ31の両端間の電位差が大きくなる。
これによりコンバータ本体回路33は再び発振動作を開始
し放電灯24に電力を供給するようになる。
このように各直流−直流コンバータ231〜23nは電位が
低下すると発振を停止するので、他のコンバータに対し
て過大な電圧が印加されるのを防止できる。従って何等
かの原因でコンバータが不調になっても平滑コンデンサ
31の分圧比は変動しないように保護できる。
低下すると発振を停止するので、他のコンバータに対し
て過大な電圧が印加されるのを防止できる。従って何等
かの原因でコンバータが不調になっても平滑コンデンサ
31の分圧比は変動しないように保護できる。
その他については本実施例においても前記実施例と同
様の効果が得られるのは勿論である。
様の効果が得られるのは勿論である。
なお、前記各実施例においては交流を全波整流した脈
流を各直流−直流コンバータに印加させるようにしたが
必ずしもこれに限定されるものではなく、脈流成分を含
む直流電源であればどのような電源であってもよい。
流を各直流−直流コンバータに印加させるようにしたが
必ずしもこれに限定されるものではなく、脈流成分を含
む直流電源であればどのような電源であってもよい。
また前記実施例では発振制御回路における遅延回路45
と波形整形回路46を４個のシュミットナンドゲートと３
個の抵抗で構成したものについて述べたが必ずしもこれ
に限定されるものでないのは勿論である。
と波形整形回路46を４個のシュミットナンドゲートと３
個の抵抗で構成したものについて述べたが必ずしもこれ
に限定されるものでないのは勿論である。
さらに前記実施例では半波型電圧共振を利用した直流
−直流コンバータを使用したが必ずしもこれに限定され
るものではなく、要は１次側と２次側が電気的に分離さ
れた直流−直流コンバータであればよい。
−直流コンバータを使用したが必ずしもこれに限定され
るものではなく、要は１次側と２次側が電気的に分離さ
れた直流−直流コンバータであればよい。
［発明の効果］ 以上詳述したように本発明によれば、力率を改善でき
ると共に電源ノイズの発生を極力防止でき、また使用す
る部品の耐性を下げることができて小型軽量化を図るこ
とができる放電灯点灯装置を提供できるものである。
ると共に電源ノイズの発生を極力防止でき、また使用す
る部品の耐性を下げることができて小型軽量化を図るこ
とができる放電灯点灯装置を提供できるものである。
また本発明によれば、コンバータとして安定した発振
制御ができる放電灯点灯装置を提供できるものである。
制御ができる放電灯点灯装置を提供できるものである。
さらに本発明によれば、分圧不均衡によってコンバー
タを構成する部品が破壊されるのを防止できる放電灯点
灯装置を提供できるものである。
タを構成する部品が破壊されるのを防止できる放電灯点
灯装置を提供できるものである。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は同実
施例における遅延回路と波形整形回路の具体的回路構成
を示す回路図、第３図及び第４図は同実施例における各
部の電圧波形図、第５図はこの発明の他の実施例を示す
要部回路図、第６図は従来例を示す回路図である。 21……交流電源、22……全波整流ダイオードブリッジ回
路、231〜23n……直流−直流コンバータ、24……放電
灯、32……定電圧回路、33……コンバータ本体回路、44
……発振制御回路、49……共振電圧検出回路。
施例における遅延回路と波形整形回路の具体的回路構成
を示す回路図、第３図及び第４図は同実施例における各
部の電圧波形図、第５図はこの発明の他の実施例を示す
要部回路図、第６図は従来例を示す回路図である。 21……交流電源、22……全波整流ダイオードブリッジ回
路、231〜23n……直流−直流コンバータ、24……放電
灯、32……定電圧回路、33……コンバータ本体回路、44
……発振制御回路、49……共振電圧検出回路。
Claims (4)
- 【請求項１】１次側と２次側が電気的に分離され、発振
動作を行うコンバータ本体回路及びこの本体回路を発振
制御する発振制御回路からなる複数の直流−直流コンバ
ータの１次側と２次側をそれぞれ直列に接続し、その１
次側直列回路を交流を整流する電源又は脈流電源に接続
し、２次側直列回路を放電灯に接続したことを特徴とす
る放電灯点灯装置。 - 【請求項２】直流−直流コンバータに、発振制御回路に
定電圧を供給する定電圧回路を設けたことを特徴とする
請求項（１）記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項３】直流−直流コンバータに、コンバータ本体
回路に供給される電圧を検出し、電圧低下を検出したと
き発振制御回路による発振制御を停止させる電圧低下検
出回路を設けたことを特徴とする請求項（１）又は
（２）記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項４】直流−直流コンバータに、コンバータ本体
回路の共振電圧を検出し、その検出出力を発振制御回路
の入力部に供給する共振電圧検出回路を設け、前記発振
制御回路を、遅延回路、デューティ調整する波形整形回
路及びバッファ回路の直列回路で構成したことを特徴と
する請求項（１）又は（２）記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2276479A JP2694044B2 (ja) | 1990-10-17 | 1990-10-17 | 放電灯点灯装置 |
| US07/764,783 US5266869A (en) | 1990-09-27 | 1991-09-24 | Discharge lamp lighting apparatus having output impedance which limits current flow therethrough after start of discharging |
| DE69119026T DE69119026T2 (de) | 1990-09-27 | 1991-09-25 | Vorrichtung für den Betrieb einer Entladungslampe |
| EP91116363A EP0482373B1 (en) | 1990-09-27 | 1991-09-25 | Discharge lamp lighting apparatus |
| KR1019910016942A KR950013742B1 (ko) | 1990-09-27 | 1991-09-27 | 방전등 점등장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2276479A JP2694044B2 (ja) | 1990-10-17 | 1990-10-17 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04154093A JPH04154093A (ja) | 1992-05-27 |
| JP2694044B2 true JP2694044B2 (ja) | 1997-12-24 |
Family
ID=17570029
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2276479A Expired - Fee Related JP2694044B2 (ja) | 1990-09-27 | 1990-10-17 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2694044B2 (ja) |
| KR (1) | KR950013742B1 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6647760B2 (ja) * | 2016-09-12 | 2020-02-14 | 新電元工業株式会社 | 変調方法、及び、この変調方法を用いた回路 |
-
1990
- 1990-10-17 JP JP2276479A patent/JP2694044B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-09-27 KR KR1019910016942A patent/KR950013742B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR950013742B1 (ko) | 1995-11-15 |
| JPH04154093A (ja) | 1992-05-27 |
| KR920007505A (ko) | 1992-04-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |