JPH0992484A

JPH0992484A - 電源装置

Info

Publication number: JPH0992484A
Application number: JP8024497A
Authority: JP
Inventors: Koji Nishiura; 晃司西浦; Nariyuki Yamauchi; 得志山内; Yoshinobu Murakami; 善宣村上; Furetsudo Shii Rii; フレッドシーリー; Uei Chien; ウェイチェン
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1995-09-25
Filing date: 1996-02-09
Publication date: 1997-04-04

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷の変動による平滑コンデンサの両端電圧の
異常上昇を抑制する。【解決手段】交流電源ＰＳは、整流器ＤＢにより整流さ
れ平滑コンデンサＣ_Bにより平滑される。インバータ２
は平滑コンデンサＣ_Bを電源として高周波電圧を放電灯
Ｌａに供給する。インバータ２の高周波出力の一部は帰
還電源となり、帰還電源の出力は力率改善回路１を介し
てインバータの入力側に帰還される。スイッチング制御
回路ＣＮは、放電灯Ｌａの予熱、始動、点灯の各状態に
応じてインバータ２を制御し、平滑コンデンサＣ_Bの両
端電圧の上昇を抑制するように帰還電源からの帰還量を
増減させる。したがって、インバータ２の高周波出力の
一部を電圧帰還することによって高い入力力率を得るよ
うにしながらも、軽負荷時には帰還電源の電圧を低減す
ることによって平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧の上昇を
抑制することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した後にインバータにより高周波電力に変換する電源
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、この種の電源装置では交流電源
を整流器により全波整流し、平滑コンデンサを用いて平
滑することにより直流電源を得ているものであるから、
整流器の出力電圧が平滑コンデンサの端子電圧よりも低
い期間には交流電源から整流器に電流が流入せず、入力
電流に休止期間が生じることになる。入力電流に休止期
間が生じると、入力電圧波形とのずれが大きくなって入
力力率が低下するという問題が生じ、また入力電流歪に
よる雑音が生じることになる。

【０００３】この種の問題を解決するには、整流器の出
力電圧にかかわらず交流電源から入力電流を流し続ける
ことが必要である。そこで、図６０に示すような構成の
ものが考えられている。この電源装置は、放電灯Ｌａを
負荷とする電子バラストであって、商用電源のような交
流電源ＰＳから高周波交流電力を得て放電灯Ｌａを高周
波電力で点灯させるＡＣ／ＡＣ電力変換器として構成さ
れ、力率改善手段（ＰＦＣ）を備えたＡＣ／ＤＣ変換手
段１０と、ＤＣ／ＡＣ変換手段２０との２段に構成され
ている。

【０００４】図６０はＡＣ／ＤＣ変換手段１０の出力電
圧がＰＷＭ制御により調節され、ＤＣ／ＡＣ変換手段２
０の出力電力がスイッチング周波数ｆ_sにより調節され
ることを示してある。具体的にはＤＣ／ＤＣコンバータ
１１のスイッチング素子Ｓ₀をＰＷＭ制御することによ
り平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧を調節し、インバータ
２１のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチング周波
数ｆ_sを制御することにより放電灯Ｌａへの供給電力を
調節する。

【０００５】図６１に従来の電子バラストの具体回路の
一例を示す。この電子バラストは、商用電源（交流電源
ＰＳ）を整流する整流ダイオードＤＢとともにＡＣ／Ｄ
Ｃ変換手段１０を構成する力率改善手段としての昇圧型
のＤＣ／ＤＣコンバータ１１の後段にＤＣ／ＡＣ変換手
段２０を構成する直列共振型のインバータ２１を設けた
ものである。この回路構成ではＤＣ／ＤＣコンバータ１
１とインバータ２１との２回路をそれぞれ制御すること
ができるから、良好な動作性能を容易に得ることができ
る。

【０００６】ここに、良好な動作性能とは、たとえば入
力力率を１にしたり、ランプ電流の波高因子（ランプ電
流の波高因子ＣＦは、ＣＦ＝Ｉ_la,pk／Ｉ_la,rmsと定義
される。ただし、Ｉ_la,pkはランプ電流のピーク値、Ｉ
_la,rmsはランプ電流の実効値であり、それぞれ交流電源
の１周期で測定された値を用いる）を小さくしたり、調
光時に光出力を十分に絞り込むことなどを意味する。し
かしながら、上述のような回路は、２段の電力変換手段
（ＡＣ／ＤＣ変換手段１０とＤＣ／ＡＣ変換手段２０）
が必要であるとともに制御回路が２回路必要であるから
高コストである。

【０００７】ところで、上記回路で用いた昇圧型のＤＣ
／ＤＣコンバータ１１は、インダクタＬ₀を通過する電
流が不連続になるような動作をしても（以下ではこのよ
うな動作モードを不連続電流モード（ＤＣＭ）とい
う）、ある程度は力率改善手段として機能する特性を有
している。このことにより、電力変換手段を２段から１
段にまとめることが可能になる。このような構成例を図
６２に示す。図に示す回路では、２個のスイッチング素
子Ｓ₁，Ｓ₂は交互にオン・オフされ、これにより共振
回路（インダクタＬｒとコンデンサＣｒとからなる）に
共振電流を流す。このとき、低圧側のスイッチング素子
Ｓ₁は、図６１の回路のＤＣ／ＤＣコンバータ１１のス
イッチング素子Ｓ₀と同様に機能し、高圧側のスイッチ
ング素子Ｓ₂に逆並列に接続されたダイオードＤ_s2は、
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のダイオードＤ₀と同様に機
能する。また、インダクタＬ₁に高速ダイオードＤ₁が
直列接続されていることにより確実に不連続電流モード
で動作する。図６３に交流電源からの入力交流電圧Ｖ_g
と、インダクタＬ₁を通過する入力電流ｉ_inと、入力電
流ｉ_inの平均値ｉ_in,avとの関係を示す。

【０００８】この回路構成は一般に平滑コンデンサＣ_B
の両端電圧（以下では、直流部電圧という）Ｖ_dcのリッ
プル成分が少なく、したがって、ランプ電流の波高因子
を小さくすることができる。スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ
₂はデューティ制御もしくは周波数制御で制御すること
ができる。デューティ制御の際には、共振電流を検出す
ることによりＭＯＳＦＥＴよりなる各スイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂の寄生ダイオードＤ_S1，Ｄ_S2がそれぞれ導通
しているときにのみスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂をオン
にする。これは、寄生ダイオードＤ_S1，Ｄ_S2の逆方向回
復電流によるＭＯＳＦＥＴの破壊を防止するためであ
る。一方、周波数制御を行なうと軽負荷時に直流部電圧
Ｖ_dcが大きく上昇する。したがって、スイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂に過大な電圧が印加されることのないように
保護回路を設けることが必要になる。この回路では直列
接続されている一対のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のう
ちの低圧側のスイッチング素子Ｓ₁は高圧側のスイッチ
ング素子Ｓ₂よりも大幅に大きい電流ストレスを受け
る。これは、スイッチング素子Ｓ₁にインダクタＬ₁を
流れる電流と共振電流との合成電流が流れるからであ
る。その結果、低圧側のスイッチング素子Ｓ₁のほうが
高圧側のスイッチング素子Ｓ₂よりも大型になる。ま
た、入力電流の全高調波歪を低減するために直流部電圧
を高くしなければならないから、半導体素子にかかる電
圧ストレスが大きくなる。

【０００９】上述した回路構成に対して、交流電源を整
流平滑して得た直流電源を入力電源とするインバータか
ら出力される高周波出力の一部を帰還電源として入力側
に高周波電力を帰還し、交流電源からの入力電流を交流
電源の周波数よりも十分に高い周波数で高周波的に流し
続けることによって、交流電源からの入力電流に交流電
源の周期程度の休止帰還が生じるのを防止することが考
えられている。

【００１０】この種の構成としては、たとえば特開平７
−１４７７７８号公報に記載された図６４に示す構成が
知られている。この構成では、商用電源のような交流電
源ＰＳを整流器ＤＢにより全波整流し、整流器ＤＢの出
力を平滑コンデンサＣ_Bにより平滑することによって直
流電源を得ている。この直流電源をインバータ２により
高周波電力に変換し、インバータ２から出力される高周
波電力を出力トランスＴ₁を介して負荷回路としての放
電灯Ｌａに与える。出力トランスＴ₁は一対の予熱巻線
ｎ_pを備え、放電灯Ｌａの各フィラメントＦ₁，Ｆ₂に
それぞれ予熱巻線ｎ_pを接続することによって、フィラ
メントＦ₁，Ｆ₂に予熱電流を流すことができるように
してある。また、出力トランスＴ₁には帰還巻線ｎ₃が
設けられている。帰還巻線ｎ₃はコンデンサＣ₂と直列
接続され、帰還巻線ｎ₃とコンデンサＣ₂との直列回路
は整流器ＤＢの入力端間に接続される。交流電源ＰＳと
整流器ＤＢとの間にはコンデンサＣ₂とともに共振回路
である力率改善回路１を形成するインダクタＬ₂が挿入
され、インダクタＬ₂と交流電源ＰＳとの間にはライン
フィルタＦが挿入される。ここに、インダクタＬ₂とコ
ンデンサＣ₂とにより形成される力率改善回路１の共振
周波数はインバータ２の出力周波数にほぼ等しく設定し
てある。

【００１１】この構成の等価回路を示すと図６５のよう
になる。すなわち、交流電源ＰＳの両端にラインフィル
タＦ（コンデンサＣ_Fで表している）および力率改善回
路１を介して整流器ＤＢを接続し、整流器ＤＢの出力を
平滑コンデンサＣ_Bにより平滑している。また、平滑コ
ンデンサＣ_Bを電源とするインバータ２をインピーダン
スＺで表している。力率改善回路１は、コンデンサＣ₂
に高周波交流源（電圧源）ＨＦＳを直列接続し、コンデ
ンサＣ₂と高周波交流源ＨＦＳとの直列回路を整流器Ｄ
Ｂの入力端間に接続するとともにコンデンサＣ_Fと整流
器ＤＢとの間にインダクタＬ₂を挿入した形に構成され
る。この高周波交流源ＨＦＳは帰還巻線ｎ₃の出力に相
当する。

【００１２】しかして、高周波交流源ＨＦＳの出力電圧
は交番しているから、交流電源ＰＳの正の半周期につい
て考えると、交流電源ＰＳ−インダクタＬ₂−コンデン
サＣ ₂−高周波交流源ＨＦＳの経路で電流が流れてコン
デンサＣ₂が充電される期間と、高周波交流源ＨＦＳの
出力電圧がコンデンサＣ₂の両端電圧に加算されて整流
器ＤＢに印加される期間とが交互に生じる。つまり、高
周波交流源ＨＦＳの１周期の間に交流電源ＰＳからコン
デンサＣ₂に充電電流の流れる期間が存在するから、交
流電源ＰＳの周波数よりも十分に高い周波数で交流電源
ＰＳから入力電流を流し続けることができる。ここで、
交流電源ＰＳと力率改善回路１との間にラインフィルタ
Ｆ（コンデンサＣ_Fで表記）を設けていることによって
交流電源ＰＳからの入力電流波形は力率改善回路１への
入力電流波形の包絡線波形となり、交流電源ＰＳから交
流電源ＰＳの電圧にほぼ比例した大きさの入力電流が連
続的に流れることになる。つまり、入力力率が高くなり
入力電流歪も小さくなる。ここでは、交流電源ＰＳの正
の半周期について述べたが負の半周期についても同様に
動作する。

【００１３】ところで、上記動作を行なえば図６６のよ
うに整流器ＤＢへの入力電圧は（Ｅ＋Ｅ₀）を上限値と
し（−Ｅ−Ｅ₀）を下限値とする範囲で変化する。ただ
し、Ｅは交流電源ＰＳの電圧であり、Ｅ₀は帰還巻線ｎ
₃の誘起電圧に応じて変化し、帰還巻線ｎ₃の誘起電圧
の２倍程度になる。このことによって、交流電源ＰＳの
電圧のピーク値を越える期間が生じることになる。

【００１４】インバータ２の高周波出力の一部を入力側
に帰還することによって入力電流に休止期間が生じない
ようにする構成としては、特開平５−３８１６１号公報
に記載された図６７に示す構成も知られている。この構
成では、ラインフィルタＦと整流器ＤＢとの間に力率改
善回路１を持たず、インバータ２の高周波出力の一部を
整流器ＤＢによる全波整流後にインバータ２の入力側に
帰還する構成としてある。また、整流器ＤＢと平滑コン
デンサＣ_Bとの間には帰還用のコンデンサＣ₄およびダ
イオードＤ₃との並列回路を挿入してある。ダイオード
Ｄ₃は整流器ＤＢから平滑コンデンサＣ_Bに充電電流を
流す向きに極性が設定されている。

【００１５】インバータ２は、平滑コンデンサＣ_Bに並
列に接続された一対のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直
列回路を備え、直流カット用のコンデンサＣ_b1と負荷と
なる放電灯ＬａとインダクタＬ_rとの直列回路を、整流
器ＤＢの正極の出力端と両スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂
の接続点との間に挿入してある。スイッチング素子
Ｓ ₁，Ｓ₂としてはＭＯＳＦＥＴを用いており、スイッ
チング制御回路ＣＮにより同時にオンにならないように
交互にオン・オフされる。また、スイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂は内部に寄生ダイオードＤ_S1，Ｄ_S2を備え
る。放電灯Ｌａには蛍光灯のようにフィラメントＦ₁，
Ｆ₂を有するものを用い、各フィラメントＦ₁，Ｆ ₂の
一端間には予熱用のコンデンサＣ_rが接続される。

【００１６】インバータ２は次のように動作する。ここ
に、放電灯Ｌａの点灯前にはフィラメントＦ₁，Ｆ₂と
コンデンサＣ_rとを通して電流が流れることによりフィ
ラメトＦ₁，Ｆ₂が予熱され、放電灯Ｌａが点灯すれば
コンデンサＣ_rは回路から切り離されることになるか
ら、放電灯Ｌａの状態に応じて回路が変化するが、以下
の説明では放電灯ＬａとコンデンサＣ_rとを一括して負
荷回路とする。

【００１７】このインバータ２は、整流器ＤＢの出力端
間の電圧と平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧との大小関係
に応じて異なる動作をする。まず、平滑コンデンサＣ_B
の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力端間の電圧が高い期
間について考える。このとき、ダイオードＤ₃がオンに
なるから、平滑コンデンサＣ_Bに整流器ＤＢからの充電
電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ₁がオンのと
きには整流器ＤＢからコンデンサＣ_b1−負荷回路−イン
ダクタＬ_r−スイッチング素子Ｓ₁の経路で電流が流
れ、スイッチング素子Ｓ₁がオフになるとインダクタＬ
_rの蓄積エネルギが寄生ダイオードＤ_S1−平滑コンデン
サＣ_B−整流器ＤＢ−コンデンサＣ_b1−負荷回路という
経路で放出される。その後、スイッチング素子Ｓ₂がオ
ンになれば、コンデンサＣ_b1に蓄積された電荷を電源と
して、ダイオードＤ₃−スイッチング素子Ｓ₂−インダ
クタＬ_r−負荷回路という経路で電流が流れ、スイッチ
ング素子Ｓ₂がオフになるとインダクタＬ_rの蓄積エネ
ルギが負荷回路−コンデンサＣ_b1−ダイオードＤ₃−平
滑コンデンサＣ_B−寄生ダイオードＤ_S2という経路で放
出される。つまり、整流器ＤＢの出力端間の電圧が平滑
コンデンサＣ_Bの両端電圧よりも高いときにはダイオー
ドＤ₃がオンであることによってコンデンサＣ ₄を通る
経路は形成されず、上述の動作で負荷回路には交番した
高周波電流が流れる。

【００１８】一方、整流器ＤＢの出力端間の電圧が平滑
コンデンサＣ_Bの両端電圧よりも低い期間にはダイオー
ドＤ₃がオフになるからコンデンサＣ₄が有効に機能す
る。このとき、平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧をＶ₁、
コンデンサＣ₄の両端電圧をＶ₄、整流器ＤＢの出力端
間の電圧をＶ_inとすれば、Ｖ₁≧Ｖ_inかつＶ₁＋Ｖ₄＝
Ｖ_inであるからＶ₄≦０になる。つまり、平滑コンデン
サＣ_Bの両端電圧と整流器ＤＢの出力端間の電圧との差
の電圧をコンデンサＣ₄に受け持たせることができる。
その結果、整流器ＤＢの出力端間の電圧が平滑コンデン
サＣ_Bの端子電圧よりも低い期間であっても整流器ＤＢ
からインバータ２に電流を流すことが可能になり、交流
電源ＰＳからの入力電流が流れる期間をコンデンサＣ₄
を設けない場合よりも長くすることにより、入力電流の
休止期間を短くするとともに入力電流歪を少なくするこ
とができる。

【００１９】図６７に示した回路の動作をさらに詳しく
説明する。スイッチング素子Ｓ₁がオンのときには、平
滑コンデンサＣ_BからコンデンサＣ₄−コンデンサＣ_b1
−負荷回路−インダクタＬ_r−スイッチング素子Ｓ₁の
経路に電流が流れるとともに、整流器ＤＢからコンデン
サＣ_b1−負荷回路−インダクタＬ_r−スイッチング素子
Ｓ₁の経路に電流が流れる。スイッチング素子Ｓ₁がオ
フになるとインダクタＬ_rの蓄積エネルギは、寄生ダイ
オードＤ_S1−コンデンサＣ₄−コンデンサＣ_b1−負荷回
路の経路で放出される。次に、スイッチング素子Ｓ₂が
オンになると、コンデンサＣ₄からスイッチング素子Ｓ
₂−インダクタＬ_r−負荷回路−コンデンサＣ_b1の経路
を通して電流が流れ、スイッチング素子Ｓ₂がオフにな
ると、インダクタＬ_rの蓄積エネルギは負荷回路−コン
デンサＣ_b1−コンデンサＣ₄−平滑コンデンサＣ_B−寄
生ダイオードＤ_S2の経路で放出される。

【００２０】上述の動作より明らかなように、整流器Ｄ
Ｂの出力端間の電圧が平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧よ
りも低い期間では、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン
・オフに伴ってコンデンサＣ₄は充放電を繰り返す。ま
た、コンデンサＣ₄の充放電にはインバータ２のエネル
ギにより充電される状態および平滑コンデンサＣ_Bに放
電する状態があるから、コンデンサＣ₄はインバータ２
の出力の一部を帰還して平滑コンデンサＣ_Bの充電を行
なう機能を有していることになる。

【００２１】インバータ２の高周波出力の一部を入力側
に帰還する構成には、特開平４−１９３０６７号公報に
記載された図６８に示す構成のものもある。この構成も
上述の構成と同様に、力率改善回路１を持たず、インバ
ータ２の高周波出力の一部を整流器ＤＢによる全波整流
後にインバータ２の入力側に帰還する構成としてある。
つまり、図６７に示した構成と比較すると、インバータ
２からの高周波出力の一部を帰還するためのコンデンサ
Ｃ₄を、ダイオードＤ₃に並列接続する代わりに整流器
ＤＢの正極の出力端と直流カット用のコンデンサＣ_b1と
間に挿入するとともに、負荷回路とコンデンサＣ₄との
直列回路を整流器ＤＢの出力端間に接続した点が相違す
る。

【００２２】インバータ２は、図６７に示したものと基
本的には同様の構成を有し、平滑コンデンサＣ_Bに並列
に接続された一対のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列
回路を備え、直流カット用のコンデンサＣ_b1とインダク
タＬ_rと帰還用のコンデンサＣ₄との直列回路を、整流
器ＤＢの正極の主力端と両スイッチング素Ｓ₁，Ｓ₂の
接続点との間に挿入してある。スイッチング素子Ｓ₁，
Ｓ₂にはＭＯＳＦＥＴを用いており、図示しないスイッ
チング制御回路により同時にオンにならないように交互
にオン・オフされる。スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂は内
部に寄生ダイオードＤ_S1，Ｄ_S2を備える。放電灯Ｌａに
は蛍光灯のようにフィラメントＦ₁，Ｆ ₂を有するもの
を用い、各フィラメントＦ₁，Ｆ₂の一端間には予熱用
のコンデンサＣ_rが接続される。放電灯Ｌａのフィラメ
ントＦ₁，Ｆ₂の他端間には予熱用のコンデンサＣ_rが
接続される。

【００２３】このインバータ２は以下のように動作す
る。スイッチング素子Ｓ₂がオンのときには平滑コンデ
ンサＣ_Bからスイッチング素子Ｓ₂−インダクタＬ_r−
コンデンサＣ_b1−負荷回路を通る経路で電流が流れ、ス
イッチング素子Ｓ₂がオフになるとインダクタＬ_rの蓄
積エネルギがコンデンサＣ_b1−負荷回路−寄生ダイオー
ドＤ_S2を通して放出される。その後、スイッチング素子
Ｓ₁がオンになると、コンデンサＣ_b1に蓄積された電荷
を電源としてインダクタＬ_r−スイッチング素子Ｓ₁−
負荷回路の経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｓ₁が
オフになると、インダクタＬ_rの蓄積エネルギが寄生ダ
イオードＤ_S1−平滑コンデンサＣ_B−負荷回路−コンデ
ンサＣ_b1の経路で放出される。

【００２４】ところで、スイッチング素子Ｓ₁のオン時
には、上述のようにコンデンサＣ_b1からインダクタＬ_r
に向かって電流が流れるから、整流器ＤＢからコンデン
サＣ ₄−コンデンサＣ_b1−インダクタＬ_r−スイッチン
グ素子Ｓ₁という経路でも電流が流れる。コンデンサＣ
₄はインダクタＬ_rとともに共振回路を形成し、スイッ
チング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン・オフが素子への印加電圧
がほぼゼロのときに行なわれるようにしている。したが
って、共振回路の電流の向きが反転するときにスイッチ
ング素子Ｓ₂がオンになり、コンデンサＣ₄−ダイオー
ドＤ₃−スイッチング素子Ｓ₂−インダクタＬ_r−コン
デンサＣ_b1という経路、およびコンデンサＣ₄−ダイオ
ードＤ₃−平滑コンデンサＣ_B−寄生ダイオードＤ_S2−
インダクタＬ_r−コンデンサＣ_b1という経路で共振回路
に電流が流れる。

【００２５】つまり、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂がオ
ン・オフされる１周期の間に、整流器ＤＢからコンデン
サＣ₄を通して電流が流れる期間と、インバータ２から
の高周波出力の一部がダイオードＤ₃を介して平滑コン
デンサＣ_B（インバータ２の入力側）に帰還される期間
とが存在するから、交流電源ＰＳから高周波的に入力電
流を流し続けることができ、入力電流歪が低減されるこ
とになる。また、交流電源ＰＳからの入力電流の包絡線
は入力電圧にほぼ比例するから、高力率を得ることがで
きる。

【００２６】上述した従来構成はいずれも放電灯Ｌａを
負荷とするものであり、点灯開始時にはフィラメントＦ
₁，Ｆ₂の予熱を所定時間行なった後に、点灯時のラン
プ電圧の３〜４倍程度の始動電圧を放電灯Ｌａに印加す
ることによって、点灯状態に移行させ、放電灯Ｌａへの
印加電圧を引き下げて安定点灯状態を保つように制御さ
れる。たとえば、図６７に示す構成であれば、電源投入
からの所定時間である予熱時にはインダクタＬ_rと負荷
回路を含む共振系の共振周波数よりも高いスイッチング
周波数でスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂をオン・オフさせ
ることにより予熱用のコンデンサＣ_rを通る経路に電流
を流してフィラメントＦ₁，Ｆ₂を所定時間だけ予熱
し、その後、スイッチング周波数を上記共振周波数に近
付けることによって始動電圧を放電灯Ｌａに印加するの
である。このような動作によって、放電灯Ｌａのフィラ
メントＦ₁，Ｆ₂間には定常点灯時の３〜４倍の電圧が
印加され、放電灯Ｌａが始動する。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、平滑コンデ
ンサＣ_Bは大容量になると大型化につながるから、一般
にはインバータ２の定常動作（放電灯Ｌａの安定点灯状
態）において平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧がインバー
タ２として適正な入力電圧が得られるように容量が選択
されている。つまり、整流器ＤＢの出力で平滑コンデン
サＣ_Bを直接充電する場合に比較すると平滑コンデンサ
Ｃ_Bの両端電圧は低くなるように容量が設定されてい
る。

【００２８】しかして、インバータ２の負荷が小さくな
るとインバータ２への入力電流が減少し、結果的に平滑
コンデンサＣ_Bの両端電圧が上昇するようになる。つま
り、予熱時や始動時においては点灯時よりも消費電力が
少なくなるから、平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧が上昇
することになる。つまり、負荷が軽くなると平滑コンデ
ンサＣ_Bの両端電圧が上昇する。とくに、予熱から点灯
への移行期間である始動時には、上述のように、放電灯
Ｌａへの印加電圧を引き上げるためにスイッチング周波
数を変化させるから、インバータ２の出力電圧を入力側
に帰還して平滑コンデンサＣ_Bを充電する構成では、平
滑コンデンサＣ_Bの両端電圧が大きく上昇する。

【００２９】このような平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧
の上昇を見込んで設計するとすれば、平滑コンデンサＣ
_Bには耐圧の高いものが要求され、また平滑コンデンサ
Ｃ_Bより給電されるインバータ２の構成部品についても
耐圧の高いものが要求されることになる。その結果、部
品コストが増加するという問題が生じる。本発明は上記
事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、負荷の
変動による平滑コンデンサの両端電圧の異常上昇を抑制
し、インバータの構成部品および平滑コンデンサとして
従来よりも低耐圧のものを用いることができるようにし
た電源装置を提供することにある。

【００３０】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流手段と、整流手段の出力電圧を平滑
する平滑コンデンサと、平滑コンデンサを電源として高
周波電圧を負荷に出力するインバータと、インバータの
高周波出力の一部からなる帰還電源と、帰還電源の出力
をインバータの入力側に帰還するとともに前記負荷の変
動に応じて帰還電源の電圧を増・減することにより平滑
コンデンサの両端電圧の上昇を抑制するように帰還電源
からの帰還量を増・減させる高周波帰還手段とを備える
ことを特徴とする。

【００３１】この構成によれば、インバータの高周波出
力の一部からなる帰還電源と、帰還電源の出力をインバ
ータの入力側に帰還するとともに負荷の変動に応じて帰
還電源の電圧を増・減することにより平滑コンデンサの
両端電圧の上昇を抑制するように帰還量を増・減させる
高周波帰還手段とを備えるから、インバータの高周波出
力の一部を電圧帰還することによって高い入力力率を得
るようにしながらも、軽負荷時には帰還電源の電圧を低
減することによって平滑コンデンサの両端電圧の上昇を
抑制することができる。すなわち、平滑コンデンサおよ
びインバータの構成要素として高耐圧のものを用いる必
要がなく部品コストの低減につながるのである。請求項
２の発明は、請求項１の発明において、インバータが負
荷となる放電灯を調光可能であって、高周波帰還手段は
前記放電灯の調光量に応じて帰還電源の電圧を増・減す
ることにより平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制す
るように帰還量を増・減させることを特徴とする。

【００３２】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、フィラメントを有する放電灯を負荷とし、インバー
タから放電灯への高周波出力の供給経路に介装される点
灯用の共振回路と、インバータから放電灯のフィラメン
トへの高周波出力の供給経路に介装され点灯用の共振回
路よりも共振周波数の高い予熱用の共振回路とを備え、
前記フィラメントの予熱時にはインバータの出力周波数
が予熱用の共振回路の共振周波数よりも高く設定される
ことを特徴とする。

【００３３】この構成では、点灯時と予熱時とで異なる
共振周波数を有した共振回路を通して放電灯に電力を供
給するから、放電灯の各動作状態に適した電力を供給す
ることができる。請求項４の発明は、請求項１の発明に
おいて、整流手段と平滑コンデンサとの間に平滑コンデ
ンサに充電電流を流す方向に挿入されたダイオードと、
ダイオードに並列関係に接続されたコンデンサおよび可
変バイパス要素からなる帰還電源と、負荷の大きさに基
づいて可変バイパス要素を調節することにより帰還電源
の電圧を増・減して平滑コンデンサの両端電圧の上昇を
抑制するように帰還電源からの帰還量を増・減させる高
周波帰還手段を設けたことを特徴とする。

【００３４】この構成では、整流手段と平滑コンデンサ
との間に平滑コンデンサに充電電流を流す向きにダイオ
ードを挿入し、ダイオードにコンデンサとスイッチング
素子とを並列接続し、負荷の大きさに基づいて可変バイ
パス要素を調節することにより帰還電源の電圧を増・減
して平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制するように
帰還電源からの帰還量を増・減させる高周波帰還手段を
設けているから、交流電源からの入力電流が大きいとき
には帰還量を増加させて入力力率を改善し、入力電流が
比較的小さいときには帰還量を減少させて平滑コンデン
サの電圧上昇を抑制するという制御を容易に行なうこと
ができる。

【００３５】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、フィラメントを有する放電灯を負荷とし、インバー
タから放電灯への高周波出力の供給経路に介装された第
１巻線と、放電灯のフィラメントの非電源側端間に挿入
される第２巻線と、誘起電圧が帰還電源の電圧に加算さ
れるように接続される第３巻線とを備える高周波帰還用
トランスを設け、第１巻線と第２巻線とはフィラメント
を介して互いに逆極性に接続されていることを特徴とす
る。

【００３６】請求項６の発明は、請求項１の発明におい
て、インバータのスイッチング素子のオンデューティを
増・減させることにより高周波帰還手段がインバータの
出力電力および帰還電源からの帰還量を増・減させるこ
とを特徴とする。請求項７の発明は、請求項１の発明に
おいて、平滑コンデンサに並列接続された一対のダイオ
ードの直列回路よりなり両ダイオードの接続点の電位を
平滑コンデンサの両端電位に規制するクランプ回路を備
え、帰還電源の一端を前記両ダイオードの接続点に接続
したことを特徴とする。

【００３７】この構成では、クランプ回路によって帰還
電源の最大電圧を抑制するから、帰還量の増大を抑制す
ることが可能になる。請求項８の発明は、交流電源を整
流する整流手段と、整流手段の出力電圧を平滑する平滑
コンデンサと、平滑コンデンサを電源として高周波電圧
を負荷に出力するインバータと、インバータの高周波出
力の一部からなる帰還電源と、帰還電源の出力をインバ
ータの入力側に帰還するとともに前記交流電源の電圧変
動に応じて帰還電源の電圧を増・減することにより平滑
コンデンサの両端電圧の上昇を抑制するように帰還電源
からの帰還量を増・減させる高周波帰還手段とを備える
ことを特徴とする。

【００３８】請求項９の発明は、交流電源からの入力に
より交流電力を出力する電源装置であって、交流電源か
らの入力電力を受けて直流電圧を出力するとともに交流
電力が供給される負荷の大きさに応じて前記直流電圧が
変動する電荷蓄積手段と、電荷蓄積手段の出力電圧を交
流電力に変換して負荷に出力するインバータと、交流電
源からの入力端と交流電力の出力端との間に挿入される
とともに第１および第２の共振周波数を有したインピー
ダンス要素とを備え、インピーダンス要素はインバータ
の動作周波数が上記共振周波数の一方に近いときに電荷
蓄積要素の出力電圧の最大値を低減させることを特徴と
する。

【００３９】この構成によれば、入出力間の経路に挿入
されているインピーダンス要素が第１および第２の共振
周波数を有し、インバータの動作周波数が一方の共振周
波数に近いときに電荷蓄積要素の出力電圧の最大値を低
減させるから、たとえば軽負荷時におけるインバータの
スイッチング周波数を上記一方の共振周波数付近に設定
すれば、インピーダンス要素を介して電荷蓄積要素に供
給されるエネルギが低減し、予熱時のような軽負荷時に
おける電荷蓄積要素の出力電圧の上昇を抑制することが
できる。

【００４０】請求項１０の発明は、請求項９の発明にお
いて、インピーダンス要素が、第１のインダクタおよび
第２のコンデンサの並列回路と第１のコンデンサとの直
列回路であって、第１のコンデンサと第２のコンデンサ
と第１のインダクタとは第１の共振周波数を決定付け、
第２のコンデンサと第１のインダクタとは第２の共振周
波数を決定付けるとともに第１のコンデンサのみを用い
る場合よりも電荷蓄積要素の出力電圧の最大値を低減す
るように設定されていることを特徴とする。

【００４１】請求項１１の発明は、請求項９の発明にお
いて、インピーダンス要素が、第１のインダクタおよび
第２のコンデンサの直列回路と第１のコンデンサとの並
列回路であって、第２のコンデンサと第１のインダクタ
とは第１の共振周波数を決定付け、第１のコンデンサと
第２のコンデンサと第１のインダクタとは第２の共振周
波数を決定付けるとともに第１のコンデンサのみを用い
る場合よりも電荷蓄積手段の出力電圧の最大値を低減す
るように設定されていることを特徴とする。

【００４２】請求項１２の発明は、交流電源からの入力
により交流電力を出力する電源装置であって、交流電源
を整流する整流手段と、整流器の出力電圧を平滑する平
滑コンデンサと、平滑コンデンサを電源として高周波電
圧を負荷に出力するインバータと、インバータの高周波
出力の一部からなる帰還電源と、帰還電源の出力をイン
バータの入力側に帰還するとともに前記負荷の変動に応
じて帰還電源の電圧を増・減することにより平滑コンデ
ンサの両端電圧の上昇を抑制するように帰還電源からの
帰還量を増・減させる高周波帰還手段とを備え、インバ
ータは第１の共振回路を含み、高周波帰還手段は第１の
共振回路の共振周波数とは異なる共振周波数を有した第
２の共振回路を含むことを特徴とする。

【００４３】請求項１３の発明は、交流電源からの入力
により交流電力を出力する電源装置であって、交流電源
からの入力電力を受けて直流電圧を出力するとともに交
流電力が供給される負荷の大きさに応じて前記直流電圧
が変動する第１の電荷蓄積手段と、第１の電荷蓄積手段
の出力電圧を交流電力に変換し負荷に出力するインバー
タと、交流電源の入力波形に対応した包絡線を有した交
流電圧波形を出力することにより交流電圧波形の波高因
子の増加を抑制する第２の電荷蓄積手段と、第１および
第２の電荷蓄積手段に接続された第１のクランプ手段
と、第２の電荷蓄積手段に並列接続された第２のクラン
プ手段とを備え、第１および第２のクランプ手段により
交流電源からの入力電流の波高因子および全高調波歪を
低減させることを特徴とする。

【００４４】この構成では、クランプ手段によって第１
および第２の電荷蓄積手段の電圧上昇を抑制するから、
全高調波歪および波高因子を低減することができる。つ
まり、オープンループ制御でありながらも、力率がほぼ
１になり全高調波歪および波高因子を小さくすることが
できるという利点がある。請求項１４の発明は、交流電
源を整流する整流手段と、整流手段の出力を整流する平
滑コンデンサと、平滑コンデンサを電源として高周波電
圧を負荷に与えるインバータと、前記インバータからの
高周波の出力部と前記インバータの入力側との間に接続
され前記平滑コンデンサの両端電圧を制限するように負
荷の変動に応じて帰還量を変化させる高周波帰還手段と
を備え、前記インバータは少なくとも第１の共振回路を
含み、前記高周波帰還手段は第１の共振回路とは異なる
共振周波数を有した第２の共振回路を含んだ電源装置に
おいて、前記平滑コンデンサは前記整流手段の出力端間
に入力ダイオードを介して接続され、前記インバータは
高周波のスイッチング周波数でオン・オフされるスイッ
チング素子を用いて高周波電圧を発生させるとともに前
記第１の共振回路を介して負荷としての放電灯に前記高
周波電圧を印加するように構成され、前記スイッチング
素子は制御手段により前記スイッチング周波数を制御さ
れ、前記高周波帰還手段は前記整流手段と前記入力ダイ
オードとの接続点と前記インバータの出力部との間に挿
入され前記スイッチング素子のオン・オフに応じて充放
電する充電用のコンデンサおよび第２の共振回路により
構成され、制御手段は前記インバータの前記スイッチン
グ周波数を変化させることにより前記高周波帰還手段に
よる帰還量を制御することを特徴とする。

【００４５】請求項１５の発明は、請求項１２の発明に
おいて、平滑コンデンサは整流手段の出力端間に入力ダ
イオードを介して接続され、インバータは高周波のスイ
ッチング周波数でオン・オフされるスイッチング素子を
用いて高周波電圧を発生させるとともに前記第１の共振
回路を介して負荷としての放電灯に前記高周波電圧を印
加するように構成され、前記スイッチング素子は制御手
段により前記スイッチング周波数を制御され、前記高周
波帰還手段は前記整流器と前記入力ダイオードとの接続
点と前記インバータの出力部との間に挿入され前記スイ
ッチング素子のオン・オフに応じて充放電する充電用の
コンデンサおよび前記第１の共振回路と前記放電灯との
間に挿入された第２の共振回路により構成され、制御手
段は前記インバータの前記スイッチング周波数を変化さ
せることにより前記高周波帰還手段による帰還量を制御
することを特徴とする。

【００４６】請求項１６の発明は、交流電源からの入力
により交流電力を出力する電源装置であって、交流電源
からの入力により直流電圧を発生させる電荷蓄積手段を
含む電源装置において、周波数に応じてインピーダンス
が変化する可変インピーダンス要素であって、ある動作
周波数付近での共振動作によってインピーダンスが増加
することにより可変インピーダンス要素を設けない場合
よりも電荷蓄積手段の出力電圧の最大値を低減させるよ
うな可変インピーダンス要素を備えることを特徴とす
る。

【００４７】請求項１７の発明は、交流電源からの交流
電圧を受けて負荷に電力を供給する電源装置であって、
交流電源を整流する整流手段と、整流手段の出力を平滑
するように整流手段に接続されたコンデンサと、前記コ
ンデンサを電源として負荷に高周波電圧を供給するイン
バータと、インバータの出力側とインバータの入力側と
の間に接続され負荷の変動に応じて帰還量が変動する帰
還手段とを備え、帰還手段は第１および第２の共振周波
数を有するとともに、インバータが一方の共振周波数付
近で動作するときに前記コンデンサの両端電圧を制限す
る手段となるインピーダンス要素を含むことを特徴とす
る。

【００４８】請求項１８の発明は、請求項１７の発明に
おいて、平滑コンデンサが整流手段の出力端間に入力ダ
イオードを介して接続され、負荷は放電灯であって、イ
ンバータは高周波のスイッチング周波数でオン・オフさ
れるスイッチング素子を用いて高周波電圧を発生させる
とともに前記第１の共振回路を介して前記放電灯に前記
高周波電圧を印加するように構成され、さらに前記スイ
ッチング素子のスイッチング周波数を制御して帰還手段
からの帰還量を制御する制御手段を備え、帰還手段は整
流手段および入力ダイオードの接続点と第１の共振回路
の出力部との間に挿入されスイッチング素子のスイッチ
ングに応じて充放電される充電用のコンデンサと、第１
の共振回路と放電灯との間に挿入された第２の共振回路
とを備えることを特徴とする。

【００４９】請求項１９の発明は、出力端から交流電力
を出力する電源装置であって、交流電源からの入力を受
けて直流電圧を出力するとともに負荷への電力出力に応
じて前記直流電圧が変動する電荷蓄積手段と、交流電源
に接続された第１のインピーダンス要素と、第１のイン
ピーダンス要素と出力端との間に接続された第２のイン
ピーダンス要素とを備え、第２のインピーダンス要素は
第１のインピーダンス要素のみを用いる場合よりも前記
電荷蓄積手段の出力電圧の最大値を低減させることを特
徴とする。

【００５０】請求項２０の発明は、請求項１９の発明に
おいて、第１のインピーダンス要素がコンデンサであっ
て、第２のインピータンス要素が出力端に直列接続され
たインダクタであることを特徴とする。

【００５１】

【発明の実施の形態】

（実施形態１）本実施形態では、図１に示すように、放
電灯Ｌａを負荷とする電源装置を示す。この電源装置は
図６４に示した従来構成と同様に出力トランスＴ₁を介
して負荷としての放電灯Ｌａを接続した構成を有する。
ただし、図６４に示した従来構成では出力トランスＴ₁
に予熱巻線ｎ_pを設けていたのに対して、本実施形態で
は出力トランスＴ₁とは別に予熱トランスＴ₂を設け、
予熱トランスＴ₂に設けた予熱巻線ｎ₂₂，ｎ₂₃を放電灯
ＬａのフィラメントＦ₁，Ｆ₂に接続する。

【００５２】本実施形態の電源装置は、商用電源のよう
な交流電源ＰＳを全波整流するダイオードブリッジより
なる整流器ＤＢと、整流器ＤＢの出力電圧を平滑化する
平滑コンデンサＣ_Bとを備える。また、交流電源ＰＳと
整流器ＤＢとの間には高周波の通過を阻止するラインフ
ィルタＦが挿入され、ラインフィルタＦと整流器ＤＢと
の間にはコンデンサＣ₂とともに力率改善回路１を構成
するインダクタＬ₂が挿入される。コンデンサＣ₂は出
力トランスＴ₁の帰還巻線ｎ₃との直列回路が整流器Ｄ
Ｂの入力端間に接続される。すなわち、帰還巻線ｎ₃は
インバータ２の高周波出力電圧を整流器ＤＢの入力側に
帰還する高周波電源を構成する。ここまでの構成は、図
６４に示した従来構成と同様である。

【００５３】平滑コンデンサＣ_Bはインバータ２に電源
を供給する。インバータ２は、平滑コンデンサＣ_Bの両
端間に接続されたＭＯＳＦＥＴよりなる一対のスイッチ
ング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を備え、両スイッチング
素子Ｓ₁，Ｓ₂はスイッチング制御回路ＣＮによって、
同時にオンにならずかつ交互にオン・オフするように制
御される。平滑コンデンサＣ_Bの負極側のスイッチング
素子Ｓ₁のドレイン・ソース間には、直流カット用のコ
ンデンサＣ_b1を介してインダクタＬ_rとコンデンサＣ₃
とからなる直列共振回路が接続される。つまり、インダ
クタＬ_rの一端がスイッチング素子Ｓ₁のドレインに接
続され、コンデンサＣ_b1の一端がスイッチング素子Ｓ₁
のソースに接続されていて、インダクタＬ_rとコンデン
サＣ_b1との他端間にコンデンサＣ₃が接続される。コン
デンサＣ₃には出力トランスＴ₁の１次巻線ｎ₁が並列
接続される。また、出力トランスＴ₁の２次巻線ｎ₂に
は放電灯Ｌａが接続される。出力トランスＴ₁は上述の
ように帰還巻線ｎ₃を備え、帰還巻線ｎ₃とコンデンサ
Ｃ₂との直列回路が整流器ＤＢの入力端間に接続され
る。

【００５４】ところで、インダクタＬ_rとコンデンサＣ
₃との直列回路である直列共振回路には、予熱トランス
Ｔ₂の１次巻線ｎ₂₁とコンデンサＣ₅との直列回路であ
る直列共振回路が並列接続される。この直列共振回路の
共振周波数はインダクタＬ_rとコンデンサＣ₃とからな
る直列共振回路の共振周波数よりも高く設定されてい
る。また、予熱トランスＴ₂には上述のように一対の予
熱巻線ｎ₂₂，ｎ₂₃が設けられ、各予熱巻線ｎ₂₂，ｎ₂₃に
は放電灯Ｌａの各フィラメントＦ₁，Ｆ₂がそれぞれ接
続される。

【００５５】次に動作を説明する。スイッチング素子Ｓ
₁，Ｓ₂はスイッチング制御回路ＣＮにより交互にオン
・オフするように制御される。スイッチング素子Ｓ₂が
オンであるときには、インダクタＬ_r−出力トランスＴ
₁およびコンデンサＣ₃−コンデンサＣ_b1という経路
と、予熱トランスＴ₂の１次巻線ｎ₂₁−コンデンサＣ₅
−コンデンサＣ_b1という経路とに電流が流れる。また、
スイッチング素子Ｓ₁がオンになれば、コンデンサＣ_b1
−出力トランスＴ₁およびコンデンサＣ₃−インダクタ
Ｌ_rという経路と、コンデンサＣ_b1−コンデンサＣ₅−
予熱トランスＴ₂の１次巻線ｎ₂₁という経路で電流が流
れる。このように、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン
・オフによって出力トランスＴ₁および予熱トランスＴ
₂の１次巻線ｎ₁，ｎ₂₁には交番電流が流れる。スイッ
チング素子Ｓ₁，Ｓ₂がオフになった直後には、インダ
クタＬ_r、出力トランスＴ₁、予熱トランスＴ₂などの
蓄積エネルギを放出させるように電流が流れるのであ
り、この種の動作は周知であるからとくに説明しない。

【００５６】ところで、出力トランスＴ₁の１次巻線ｎ
₁を含む経路と、予熱トランスＴ₂の１次巻線ｎ₂₁を通
る経路とでは共振周波数が異なるから、スイッチング素
子Ｓ ₁，Ｓ₂をオン・オフさせる周波数（スイッチング
周波数）を変化させることによって、出力トランスＴ₁
と予熱トランスＴ₂とのどちらに主として電力を供給す
るかを選択することが可能になる。つまり、図２に示す
ように、出力トランスＴ₁の１次巻線ｎ₁を含む経路の
共振周波数をｆ₀₁とし、予熱トランスＴ₂の１次巻線ｎ
₂₁を通る経路の共振周波数をｆ₀₂とするとき、上述のよ
うに、ｆ₀₁＜ｆ ₀₂という関係に設定しているから、スイ
ッチング周波数を共振周波数ｆ₀₂よりも高い周波数ｆ_p
に設定しておけば、主として予熱トランスＴ₂に電力を
供給することができ、スイッチング周波数を共振周波数
ｆ₀₁に近い周波数ｆ_eに設定すれば、主として出力トラ
ンスＴ₁に電力を供給することができる。また、周波数
ｆ _eよりもさらに共振周波数ｆ₀₁に近い周波数ｆ_iでス
イッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂をオン・オフさせれば、コン
デンサＣ₃の両端電圧が高くなり、結果的に出力トラン
スＴ₁の１次巻線ｎ₁に印加される電圧が高くなるか
ら、放電灯Ｌａに始動電圧を印加することが可能にな
る。

【００５７】しかして、図３に示すように、時刻ｔ₀で
電源を投入してから所定の期間ｔ₁にはスイッチング周
波数をｆ_pに設定することにより、放電灯Ｌａのフィラ
メントＦ₁，Ｆ₂を予熱し、その後、スイッチング周波
数をｆ_iに引き下げると放電灯Ｌａに高電圧を印加する
ことができ放電灯Ｌａを始動させることができる。スイ
ッチング周波数をｆ_iに設定する期間ｔ₂は比較的短
く、その後の期間ｔ₃においてはスイッチング周波数を
ｆ_eに移行させ点灯状態を維持させる。

【００５８】一方、出力トランスＴ₁の帰還巻線ｎ₃の
両端電圧はコンデンサＣ₂を介して整流器ＤＢの入力端
に印加される。帰還巻線ｎ₃には交流電源ＰＳの周波数
よりも十分に高い周波数の高周波電圧が発生するから、
交流電源ＰＳの電圧の極性と帰還巻線ｎ₃に発生する電
圧の極性との組み合わせにより４状態が生じる。つま
り、交流電源ＰＳの正の半周期と負の半周期とのそれぞ
れにおいて帰還巻線ｎ₃の誘起電圧の極性が交互に反転
して２状態を生じるから合計４状態になる。

【００５９】帰還巻線ｎ₃と力率改善回路１とによる動
作は図６４を用いて従来技術としてすでに説明したが、
要するに、帰還巻線ｎ₃の誘起電圧の極性に応じてコン
デンサＣ₂が充放電を繰り返し、充電時にはインダクタ
Ｌ₂を通して交流電源ＰＳ側から電流が流れ込み、放電
時には帰還巻線ｎ₃とコンデンサＣ₂の両端電圧との加
算電圧を整流器ＤＢに印加して平滑コンデンサＣ_Bを充
電するのである。ここにおいて、コンデンサＣ₂の充電
時にはインダクタＬ₂に電流が流れ、コンデンサＣ₂の
放電時にはインダクタＬ₂の蓄積エネルギが整流器ＤＢ
に放出されるから、インダクタＬ₂とコンデンサＣ₂と
帰還巻線ｎ₃とにより昇圧型のチョッパ回路に類似した
動作も行なうことになる。このような動作によって、交
流電源ＰＳの電圧波形の全期間にわたって入力電流を高
周波的に流し続けることができる。つまり、ラインフィ
ルタＦを通すことによって交流電源ＰＳから連続的に入
力電流を流し続けることができるのである。

【００６０】ところで、上述したように、放電灯Ｌａは
予熱、始動、点灯という過程を経て定常点灯状態に移行
する。ここで、整流器ＤＢおよび平滑コンデンサＣ
_Bは、定常点灯状態においてインバータ２で消費される
電力に対して平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧が適正値を
保つように設計されている。一方、予熱時や始動時には
点灯時よりもインバータ２での消費電力が少ないもので
あるから、平滑コンデンサＣ_Bには整流器ＤＢから余剰
のエネルギが流れ込むことになり、結果的に平滑コンデ
ンサＣ_Bの両端電圧が不必要に上昇することになる。

【００６１】そこで、本実施形態においては、出力トラ
ンスＴ₁とは別に予熱トランスＴ₂を設け、インバータ
２での消費電力の少ない期間にはインバータ２の入力側
への帰還をほとんど行なわないようにしているのであ
る。つまり、軽負荷で消費電力の少ない予熱期間には帰
還量を低減することによって平滑コンデンサＣ_Bの両端
電圧の上昇を少なくし、消費電力の多い点灯期間にはイ
ンバータ２の高周波出力の一部を入力側に帰還すること
で入力力率を高めるのである。

【００６２】具体的には、出力トランスＴ₁を通る経路
と予熱トランスＴ₂を通る経路との共振周波数を異なる
設定とし、かつ予熱時と点灯時とのスイッチング周波数
を上述のように変化させることによって、予熱時には出
力トランスＴ₁への供給電力を小さくしているから、予
熱時に帰還巻線ｎ₃に誘起される電圧は点灯時よりも大
幅に低くなり、結果的に予熱時には点灯時よりも高周波
電力の帰還量が少なくなる。この動作によって、予熱時
に平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧が上昇するのを防止す
ることができる。なお、上述の構成では始動時には放電
灯Ｌａにはほとんど電流が流れていないから消費電力の
少ない状態で帰還量が増加することになるが、始動期間
は短いから平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧が異常に上昇
するまでに点灯状態に移行させることができる。

【００６３】（実施形態２）本実施形態の基本構成は図
６７に示した従来構成と同様であって、図４に示すよう
に、交流電源ＰＳは高周波阻止用のラインフィルタＦを
通して整流器ＤＢに入力され、整流器ＤＢにより全波整
流される。整流器ＤＢの出力端間には帰還用のコンデン
サＣ₄を介して平滑コンデンサＣ_Bが接続される。ま
た、平滑コンデンサＣ_Bを電源としてインバータ２が動
作する。

【００６４】インバータ２は、平滑コンデンサＣ_Bの両
端間に接続されたＭＯＳＦＥＴよりなる一対のスイッチ
ング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を備え、平滑コンデンサ
Ｃ_Bの負極側のスイッチング素子Ｓ₁のドレイン・ソー
ス間には、直流カット用のコンデンサＣ_b1とインダクタ
Ｌ_rと放電灯Ｌａと電流トランスである検出トランスＴ
₃の第１巻線ｎ₃₁とコンデンサＣ₄との直列回路が接続
される。検出トランスＴ₃の第２巻線ｎ₃₂は予熱用のコ
ンデンサＣ_rに直列接続され、第２巻線ｎ₃₂とコンデン
サＣ_rとの直列回路は放電灯ＬａのフィラメントＦ₁，
Ｆ₂の一端間に接続される。さらに、検出トランスＴ₃
は第３巻線ｎ₃₃を備え、第３巻線ｎ₃₃の両端電圧は後述
する制御回路３に入力される。この制御回路３には整流
器ＤＢへの入力電圧を抵抗Ｒ₁，Ｒ₂により分圧した後
に全波整流器ＲＦにより整流した電圧も入力される。

【００６５】ところで、帰還用のコンデンサＣ₄にはＭ
ＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｓ₃が並列接続さ
れる。スイッチング素子Ｓ₃は整流器ＤＢの負極にドレ
インが接続され、平滑コンデンサＣ_Bの負極にソースが
接続されている。この接続関係によって、スイッチング
素子Ｓ₃の寄生ダイオードＤ₃′は図６７に示した従来
構成のダイオードＤ₃と同様に、平滑コンデンサＣ_Bに
整流器ＤＢからの充電電流を流す方向に挿入されること
になる。スイッチング素子Ｓ₃は制御回路３によりオン
・オフされ、スイッチング素子Ｓ₃のオン時には帰還用
のコンデンサＣ ₄の両端間が短絡されることになる。

【００６６】以下に上記構成の動作を説明する。スイッ
チング素子Ｓ₃がオフであれば、図６７に示した従来構
成とほぼ同様に動作する。つまり、整流器ＤＢの出力電
圧が平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧よりも高い（寄生ダ
イオードＤ₃′による電圧降下は無視する）期間におい
ては寄生ダイオードＤ₃′がオンになり、平滑コンデン
サＣ_Bが整流器ＤＢの出力により充電される。この状態
では、スイッチング素子Ｓ₂がオンになれば、整流器Ｄ
Ｂからスイッチング素子Ｓ₂−コンデンサＣ_b1−インダ
クタＬ_r−負荷回路−検出トランスＴ₃の第１巻線ｎ₃₁
という経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｓ₁がオン
になれば、コンデンサＣ_b1からスイッチング素子Ｓ₁−
寄生ダイオードＤ₃′−検出トランスＴ₃の第１巻線ｎ
₃₁−負荷回路−インダクタＬ_rという経路で電流が流れ
る。

【００６７】一方、整流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデ
ンサＣ_Bの両端電圧よりも低くなる期間では、寄生ダイ
オードＤ₃′がオフになり、スイッチング素子Ｓ₂のオ
ン時には平滑コンデンサＣ_Bからスイッチング素子Ｓ₂
−コンデンサＣ_b1−インダクタＬ_r−負荷回路−検出ト
ランスＴ₃の第１巻線ｎ₃₁−コンデンサＣ₄の経路で電
流が流れ、スイッチング素子Ｓ₁のオン時にはコンデン
サＣ_b1−スイッチング素子Ｓ₁−コンデンサＣ₄−検出
トランスＴ₃の第１巻線ｎ₃₁−負荷回路−インダクタＬ
_rの経路で電流が流れる。

【００６８】整流器ＤＢの出力電圧と平滑コンデンサＣ
_Bの両端電圧との関係にかかわらずスイッチング素子Ｓ
₁，Ｓ₂がオフになった直後にはインダクタＬ_rの蓄積
エネルギが放出されるが、従来構成と同様であるからと
くに説明しない。ところで、上述のようにスイッチング
素子Ｓ₃がオフであれば、整流器ＤＢの出力電圧の低い
期間にのみコンデンサＣ₄が充放電を繰り返すことによ
ってインバータ２の高周波出力が入力側に帰還されるこ
とになる。つまり、コンデンサＣ ₄の両端電圧がインバ
ータ２の入力側に帰還されるから、コンデンサＣ₄は高
周波電源として機能する。一方、スイッチング素子Ｓ₃
がオンになれば、コンデンサＣ₄は短絡されてインバー
タ２の高周波出力がインバータ２の入力側に帰還されな
くなり、整流器ＤＢの出力端が平滑コンデンサＣ_Bに直
結されるから、インバータ２の負荷が軽くなっても平滑
コンデンサＣ_Bの両端電圧は異常に上昇することがなく
なる。つまり、軽負荷時にはスイッチング素子Ｓ₃をオ
ンにすればよいが、スイッチング素子Ｓ₃を常時オンに
すると帰還による入力力率の改善効果が得られなくな
る。

【００６９】そこで、本実施形態では予熱や調光といっ
た軽負荷時には負荷が軽いほどスイッチング素子Ｓ₃の
オン期間を長くし、全点灯のように負荷が大きいときに
はスイッチング素子Ｓ₃をオフにするように制御回路３
で制御している。また、スイッング素子Ｓ₃のオン・オ
フの周期は交流電源ＰＳの周波数に同期させている。負
荷の大きさは検出トランスＴ₃の第３巻線ｎ₃₃の誘起電
圧を制御回路３において整流平滑することによって得ら
れる電圧レベルＶｉに基づいて検出される。つまり、電
圧レベルＶｉは放電灯Ｌａのランプ電流に相当するから
負荷が大きいほど電圧レベルＶｉが高り、電圧レベルＶ
ｉに基づいて予熱、始動、点灯、調光点灯の状態の識別
が可能になる。また、電圧レベルＶｉを整流器ＤＢへの
入力電圧を分圧し整流した電圧Ｖｇと比較することによ
り交流電源ＰＳの周波数に同期する信号が得られる。

【００７０】具体的には、全点灯時のようにインバータ
２の負荷が大きいときには、図５（ａ）のように電圧Ｖ
ｇのピーク値よりも電圧レベルＶｉが高くなるように設
定してあり、このときスイッチング素子Ｓ₃は常時オフ
になる。つまり、上述した動作を行なう。一方、調光点
灯時にはランプ電流が全点灯時よりは減少するから、図
５（ｂ）のように電圧レベルＶｉは電圧Ｖｇのピーク値
よりも下がる。ここで、電圧レベルＶｉよりも電圧Ｖｇ
が高い期間ｔ₁〜ｔ₂にスイッチング素子Ｓ₃をオンに
するのである。この動作によって、交流電源ＰＳのピー
ク電圧付近ではコンデンサＣ₄による帰還を停止させ、
交流電源ＰＳの電圧波形のゼロクロス付近ではコンデン
サＣ₄による帰還を行なって入力電流を流し続け、力率
の改善効果を得ることができる。光出力をさらに低減さ
せるように調光する場合や予熱時には、図５（ｃ）のよ
うに電圧レベルＶｉがさらに下がるから、スイッチング
素子Ｓ₃のオン期間ｔ₁′〜ｔ₂′がさらに長くなっ
て、平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧の上昇を抑制するこ
とができる。この場合でも、交流電源ＰＳの電圧波形の
ゼロクロス付近ではコンデンサＣ₄による帰還を行なう
から、入力力率の改善効果は得られる。

【００７１】さらに、上記構成では、交流電源ＰＳの電
圧が上昇すると、制御回路３に入力される電圧Ｖｇが上
昇するから、スイッチング素子Ｓ₃のオン期間ｔ₁〜ｔ
₂が延長されることにより平滑コンデンサＣ_Bの両端電
圧を下げる方向に動作し、逆に電圧Ｖｇが下降するとス
イッチング素子Ｓ₃のオン期間が短縮されることにより
平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧を上昇させる方向に動作
する。したがって、交流電源ＰＳの電圧変動に対して平
滑コンデンサＣ_Bの両端電圧を安定させる効果もある。

【００７２】ところで、上記構成においては交流電源Ｐ
Ｓに同期させてスイッチング素子Ｓ ₃を制御している
が、図４に破線で示すように、インバータ２のスイッチ
ング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン・オフに同期させてスイッチ
ング素子Ｓ₃を制御してもよい。ここに、放電灯Ｌａを
調光するには、スイッチング制御回路ＣＮによりスイッ
チング素子Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチング周波数を変化させ
るから、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂をオン・オフさせ
る信号に同期させ、その信号を負荷の大きさに応じて分
周することにより、スイッチング素子Ｓ₃をオン・オフ
させるための信号を容易に生成することができる。

【００７３】制御回路３では、上述した構成と同様にイ
ンバータ２の負荷の大きさを検出トランスＴ₃の第３巻
線ｎ₃₃の誘起電圧の電圧レベルにより検出し、電圧レベ
ルが低いほどスイッチング素子Ｓ₃をオン・オフさせる
周波数を高くする（分周比を小さくする）。また、第３
巻線ｎ₃₃の誘起電圧の電圧レベルが所定の閾値を越える
ときには全点灯状態とみなしスイッチング素子Ｓ₃をオ
フに保つ。

【００７４】図６（ａ）〜（ｃ）はスイッチング素子Ｓ
₁とスイッチング素子Ｓ₃とのオン・オフの関係を示し
ており、負荷の大きさは（ａ）＞（ｂ）＞（ｃ）の関係
になるように設定してある。すなわち、スイッチング素
子Ｓ₁のスイッチング周波数は負荷が小さいほど高く、
負荷が小さいほどスイッチング素子Ｓ₃の単位時間当た
りのオン時間が長くなり帰還量が減少する。図６（ａ）
〜（ｃ）のような制御を行なうと、図７（ａ）〜（ｃ）
の斜線部のように帰還が行なわれる。

【００７５】また、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のスイ
ッチングに同期してスイッチング素子Ｓ₃を制御する際
に、上述のようにスイッチング素子Ｓ₃のオン期間をス
イッチング素子Ｓ₁のオン期間に一致させることは必須
ではなく、ダイオードＤ₃′のオン期間に跨がるように
スイッチング素子Ｓ₃をオンにすれば動作がより安定す
ることになる。

【００７６】さらに、全波整流器ＲＦの出力である脈流
電圧を制御回路３に入力し、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ
₂への信号からスイッチング素子Ｓ₃への信号を得る際
の分周比を脈流電圧に応じて変化させる。このような制
御を行なえば、負荷が軽くなったときにも入力電流波形
を正弦波に近付けて入力電流歪を低減することができ
る。

【００７７】さらに、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のス
イッチングに同期してスイッチング素子Ｓ₃を制御する
方法として、スイッチング素子Ｓ₁をオン・オフさせる
信号を分周するのではなく、スイッチング素子Ｓ₁のオ
ン・オフに同期させるとともに、負荷が軽くなるに従っ
てスイッチング素子Ｓ₃のオン期間を長くするように制
御しても同様の効果を得ることができる。

【００７８】（実施形態３）本実施形態は、基本的には
特開平７−７３９８８号公報に開示された構成の電源装
置に実施形態２の技術思想を適用したものであって、上
記公報に記載された回路中の一つのダイオードをＭＯＳ
ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｓ₃に置き換えた構成
になっている。すなわち、図８に示すように、整流器Ｄ
Ｂの出力端間に、ダイオードＤ₆とスイッチング素子Ｓ
₃との直列回路を介して平滑コンデンサＣ_Bを接続して
あり、ダイオードＤ₆およびスイッチング素子Ｓ₃の寄
生ダイオードＤ₃′は平滑コンデンサＣ_Bに充電電流を
流す向きに挿入される。また、ダイオードＤ₆と帰還用
のコンデンサＣ₄との直列回路が整流器ＤＢの出力端間
に接続される。

【００７９】インバータ２は、ＭＯＳＦＥＴよりなる一
対のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路と検出用抵
抗Ｒ₃との直列回路を平滑コンデンサＣ_Bに並列接続
し、出力トランスＴ₁の１次巻線ｎ₁とインダクタＬ_r
と直流カット用のコンデンサＣ _b1との直列回路を、両ス
イッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の接続点とダイオードＤ₆お
よびスイッチング素子Ｓ₃の接続点との間に挿入した構
成を有する。スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂は交互にオン
・オフされる。出力トランスＴ₁の２次巻線ｎ₂には放
電灯ＬａのフィラメントＦ₁，Ｆ₂の各一端が接続さ
れ、フィラメントＦ ₁，Ｆ₂の他端間には予熱用のコン
デンサＣ_rが接続される。

【００８０】スイッチング素子Ｓ₃は実施形態２と同様
に、制御回路３によりオン・オフが制御される。制御回
路３は整流器ＤＢの出力電圧を抵抗Ｒ₁，Ｒ₂により分
圧した電圧と検出用抵抗Ｒ₃の両端電圧とに基づいてス
イッチング素子Ｓ₃のオン期間を決定する。次に、動作
を説明する。スイッチング素子Ｓ₁のオン時には、ダイ
オードＤ₆−コンデンサＣ_b1−インダクタＬ_r−出力ト
ランスＴ₁の１次巻線ｎ₁−スイッチング素子Ｓ₁−検
出用抵抗Ｒ₃の経路が形成される。また、スイッチング
素子Ｓ₂のオン時には平滑コンデンサＣ_Bからスイッチ
ング素子Ｓ₂−出力トランスＴ₁の１次巻線ｎ₁−イン
ダクタＬ_r−コンデンサＣ_b1−コンデンサＣ₄の経路が
形成される。したがって、インバータ２の動作によりコ
ンデンサＣ₄に高周波電圧が印加され電圧帰還が行なわ
れ、インバータ２におけるスイッチング素子Ｓ ₁，Ｓ₂
のオン・オフの１周期の間に交流電源ＰＳから整流器Ｄ
Ｂに電流の流れ込む期間が存在するから、整流器ＤＢへ
の入力電流を高周波的に流し続けることができて入力電
流歪および入力力率を改善することができる。

【００８１】ところで、コンデンサＣ₄の両端電圧が平
滑コンデンサＣ_Bの両端電圧よりも低い期間には寄生ダ
イオードＤ₃′はオフであるから、このときスイッチン
グ素子Ｓ₃がオフであると、スイッチング素子Ｓ₁がオ
フになったときに、コンデンサＣ₄の両端電圧にインダ
クタＬ_rおよび出力トランスＴ₁の両端電圧を加算した
電圧が、スイッチング素子Ｓ₂の寄生ダイオードを介し
て平滑コンデンサＣ_Bに印加される。つまり、平滑コン
デンサＣ_Bの両端電圧は上昇する。これに対して、スイ
ッチング素子Ｓ₃をオンにすれば、平滑コンデンサＣ_B
の両端電圧はコンデンサＣ₄の両端電圧と等しくなり平
滑コンデンサＣ_Bの両端電圧の上昇を防止することがで
きる。

【００８２】そこで、制御回路３では検出用抵抗Ｒ₃の
両端電圧により放電灯Ｌａを含む負荷回路に流れる電流
を検出し、負荷に流れる電流が大きい（つまり、負荷が
大きい）ときにはスイッチング素子Ｓ₃をオフに保ち、
負荷が軽くなるとスイッチング素子Ｓ₃のオン期間を増
加させる。スイッチング素子Ｓ₃のオン期間にはコンデ
ンサＣ₄の両端に高周波電圧が生じないから、インバー
タ２の高周波出力の電圧帰還が行なわれず、軽負荷にな
っても平滑コンデンサＣ_Bの電圧上昇は生じない。すな
わち、予熱時や調光時にはスイッチング素子Ｓ₃のオン
期間を長くすることにより平滑コンデンサＣ_Bの電圧上
昇を抑制することができる。スイッチング素子Ｓ₃を制
御する信号は、実施形態２と同様にして生成したものを
用いればよい。ただし、負荷の大きさは、実施形態２で
は検出トランスＴ₃の第３巻線ｎ ₃₃の誘起電圧によって
検出したが、本実施形態では検出用抵抗Ｒ₃の両端電圧
に基づいて検出している。他の動作は実施形態２と同様
である。

【００８３】（実施形態４）本実施形態は、図９に示す
ように、図６８に示した従来構成に高周波帰還用トラン
スＴ₄を付加したものであり、インバータ２の基本的な
動作は図６８の従来構成と同様のものである。以下では
構成を簡単に説明する。整流器ＤＢの出力端間にはダイ
オードＤ₃を介して平滑コンデンサＣ_Bが接続される。
インバータ２は、平滑コンデンサＣ_Bの両端間に接続さ
れた一対のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ ₂の直列回路を備
え、両スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂は交互にオン・オフ
される。スイッチング素子Ｓ₁には、インダクタＬ_rと
直流カット用のコンデンサＣ_b1と高周波帰還用トランス
Ｔ₄の第１巻線ｎ₄₁と放電灯Ｌａとの直列回路が並列接
続される。高周波帰還用トランスＴ₄の第２巻線ｎ₄₂は
予熱用のコンデンサＣ_rとの直列回路が放電灯Ｌａのフ
ィラメントＦ₁，Ｆ₂間に接続される。第１巻線ｎ₄₁と
第２巻線ｎ₄₂とは、フィラメントＦ₁を介して逆極性と
なるように直列接続される。また、高周波帰還用トラン
スＴ₄の第３巻線ｎ₄₃の一端は帰還用のコンデンサＣ₄
を介して整流器ＤＢの正極に接続され、第３巻線ｎ₄₃の
他端は第１巻線ｎ₄₁とコンデンサＣ_b1との接続点に接続
される。

【００８４】動作は基本的には図６８に示した従来構成
と同様であって、整流器ＤＢの出力端間の電圧が平滑コ
ンデンサＣ_Bの両端電圧よりも低い期間にはダイオード
Ｄ₃はオフであるから、スイッチング素子Ｓ₂がオンの
ときには平滑コンデンサＣ_Bからスイッチング素子Ｓ₂
−インダクタＬ_r−コンデンサＣ_b1−高周波帰還トラン
スＴ₄の第１巻線ｎ₄₁−放電灯Ｌａを通る経路で電流が
流れ、スイッチング素子Ｓ₁がオンになると、コンデン
サＣ_b1に蓄積された電荷を電源としてインダクタＬ_r−
スイッチング素子Ｓ₁−放電灯Ｌａ−高周波帰還トラン
スＴ₄の経路で電流が流れる。また、スイッチング素子
Ｓ₁のオン期間には、整流器ＤＢからコンデンサＣ₄−
高周波帰還トランスＴ₄の第３巻線ｎ₄₃−コンデンサＣ
_b1−インダクタＬ_r−スイッチング素子Ｓ₁の経路にも
電流が流れ、交流電源ＰＳから整流器ＤＢに入力電流を
高周波で流し続けることができる。つまり、入力電流歪
が少なく、かつ入力力率が高くなる。

【００８５】ところで、図９に示す構成では、スイッチ
ング素子Ｓ₂がオンからオフに移行すると、インダクタ
Ｌ_rの両端電圧とコンデンサＣ_b1の両端電圧と高周波帰
還用トランスＴ₄の第３巻線ｎ₄₃とコンデンサＣ₄の両
端電圧との加算電圧が、ダイオードＤ₃とスイッチング
素子Ｓ₁の寄生ダイオードとを通る経路で平滑コンデン
サＣ_Bに印加される。ここで、高周波帰還用トランスＴ
₄の第１巻線ｎ₄₁と第２巻線ｎ₄₂とが逆極性で直列接続
されていることにより、第３巻線ｎ₄₃には第１巻線ｎ₄₁
と第２巻線ｎ₄₂との両端電圧の差に比例した電圧が誘起
される。したがって、予熱時には第３巻線ｎ₄₃への誘起
電圧は低くなる。また、放電灯Ｌａの点灯時においても
調光されると第１巻線ｎ₄₁の通過電流が少なくなるか
ら、第３巻線ｎ₄₃への誘起電圧は定常点灯時よりも小さ
くなる。その結果、軽負荷時には帰還量が減少して平滑
コンデンサＣ_Bの両端電圧の上昇を抑制することができ
るのである。

【００８６】（実施形態５）本実施形態は、図１０に示
すように、図６７に示した従来構成とほぼ同様の構成を
有するものである。すなわち、整流器ＤＢの出力端間
に、ダイオードＤ₃を介して平滑コンデンサＣ_Bが接続
され、ダイオードＤ₃には帰還用のコンデンサＣ₄が並
列接続されたものであって、インバータ２は、平滑コン
デンサＣ_Bの両端間に接続された一対のスイッチング素
子Ｓ₁，Ｓ₂の直列回路を備える。両スイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂はＭＯＳＦＥＴよりなり、スイッチング制御
回路ＣＮにより交互にオン・オフされる。また、スイッ
チング制御回路ＣＮはスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオ
ン期間のデューティを制御することにより、放電灯Ｌａ
に供給する電力を調節する。整流器ＤＢの正極の出力端
と両スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の接続点との間には、
放電灯ＬａとインダクタＬ_rと直流カット用のコンデン
サＣ_b1との直列回路が接続される。この直列回路におい
てインダクタＬ_rは放電灯ＬａとコンデンサＣ_b1との間
に接続され、コンデンサＣ_b1の一端がスイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂の接続点に接続される。また、放電灯Ｌａの
フィラメントＦ₁，Ｆ₂の間に予熱用のコンデンサＣ_r
が接続される。

【００８７】次に動作を説明する。いま、平滑コンデン
サＣ_Bの両端電圧よりも整流器ＤＢの出力端間の電圧が
低いとすると、ダイオードＤ₃はオフであり、平滑コン
デンサＣ_Bの両端電圧と整流器ＤＢの出力端間の電圧Ｖ
ａとの差がコンデンサＣ₄に印加されることになる。ス
イッチング素子Ｓ₁のオン期間には整流器ＤＢから放電
灯Ｌａ−インダクタＬ_r−コンデンサＣ_b1−スイッチン
グ素子Ｓ₁の経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｓ₂
のオン時にはコンデンサＣ_b1を電源としてインダクタＬ
_r−放電灯Ｌａ−コンデンサＣ₄−スイッチング素子Ｓ
₂の経路で電流が流れる。このように、スイッチング素
子Ｓ₁，Ｓ₂のオン・オフに伴ってコンデンサＣ₄が充
放電を繰り返すから、インバータ２の高周波出力が入力
側に帰還されることになる。つまり、整流器ＤＢへの入
力電流を高周波で断続させることにより入力力率が改善
される。なお、平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧よりも整
流器ＤＢの出力端間の電圧が高いときにはダイオードＤ
₃がオンになるから、コンデンサＣ₄を通る経路は形成
されず平滑コンデンサＣ_Bが充電される。

【００８８】ところで、上記構成において、定常点灯時
にはスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン期間のデューテ
ィは図１１（ａ）（ｂ）のようにほぼ５０％に設定され
る。このとき、インダクタＬ_rに流れる電流Ｉ_Lは図１
１（ｃ）のようになる。図１１（ｄ）のように平滑コン
デンサＣ_Bの両端電圧Ｖ_dcは整流器ＤＢの入力端間の電
圧Ｖ_inの絶対値より高いから、図１０に示す電位Ｖａ
は、コンデンサＣ₄の両端電圧の極性反転に伴ってＶ_dc
とＶ_inとの間で変化する。しかして、スイッチング素子
Ｓ₁のオン期間内に電位Ｖａは入力電圧Ｖ_inまで下り、
図１１（ｅ）のように入力電流Ｉ_inが流れる。

【００８９】一方、調光時にはスイッチング素子Ｓ₂の
オン期間を長くするとともに、スイッチング素子Ｓ₁の
オン期間を短くする。つまり、図１２（ａ）（ｂ）に示
すように、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン期間のデ
ューティを相反するように変化させる。このように制御
すれば、インダクタＬ_rに流れる電流Ｉ_Lは図１２
（ｃ）のように定常点灯時よりも小さくなる。つまり、
コンデンサＣ₄の充電電荷も減少し、図１２（ｄ）のよ
うにコンデンサＣ₄の両端電圧の振幅が定常点灯時より
も小さくなる（コンデンサＣ₄の両端電圧の飽和期間が
短くなる）。その結果、図１２（ｅ）のように入力電流
Ｉ_inの流れる期間が定常点灯時よりも短くなって、平滑
コンデンサＣ_Bの両端電圧の上昇が抑制される。つま
り、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のオン期間のデューテ
ィを制御することにより放電灯Ｌａを調光するととも
に、調光量の増・減（光出力の減・増）に応じて帰還量
を減・増させることで平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧の
上昇を抑制することができる。

【００９０】（実施形態６）本実施形態は、図１３に示
すように、平滑コンデンサＣ_Bの両端間に一対のダイオ
ードＤ_4a，Ｄ_4bの直列回路をクランプ回路として接続
し、両ダイオードＤ_4a，Ｄ_4bの接続点の電位が平滑コン
デンサＣ_Bの両端電圧を越えないようにする構成を備え
ている。また、両ダイオードＤ_4a，Ｄ_4bの接続点は高周
波電源（インバータ２）の出力電圧を制御する位置に接
続してある。

【００９１】図６８に示した従来構成においてはインダ
クタＬ_rと放電灯Ｌａとの間にコンデンサＣ_b1を挿入し
ていたが、図１３に示すものでは、インダクタＬ_rとコ
ンデンサＣ_b1との間に放電灯Ｌａが挿入される。また、
放電灯Ｌａと並列にコンデンサＣ_5a，Ｃ_5bの直列回路を
挿入し、コンデンサＣ_5a，Ｃ_5bの接続点とダイオードＤ
_4a，Ｄ_4bの接続点とを共通に接続し、さらに、この接続
点に帰還用のコンデンサＣ₄の一端を接続してある。コ
ンデンサＣ₄の他端は図６８に示した従来構成と同様
に、整流器ＤＢの正極の出力端に接続してある。他の構
成は図６８に示した従来構成と同様であり、同符号を付
した構成は同機能を有するものである。

【００９２】この回路において、コンデンサＣ_5a，
Ｃ_5b、ダイオードＤ_4a，Ｄ_4b、コンデンサＣ₄を無視す
れば、インバータ２はハーフブリッジ形として動作す
る。すなわち、スイッチング素子Ｓ₂のオン時に平滑コ
ンデンサＣ_Bからスイッチング素子Ｓ₂−インダクタＬ
_r−放電灯Ｌａ−コンデンサＣ_b1の経路で電流が流れ、
スイッチング素子Ｓ₁のオン時にコンデンサＣ_b1を電源
として放電灯Ｌａ−インダクタＬ_r−スイッチング素子
Ｓ₁の経路で電流が流れることによって、放電灯Ｌａに
高周波交番電圧を印加する。したがって、コンデンサＣ
_5a，Ｃ_5bの直列回路には放電灯Ｌａの両端電圧が印加さ
れ、コンデンサＣ_5a，Ｃ_5bにより分圧された電圧とコン
デンサＣ₄の両端電圧との加算電圧が平滑コンデンサＣ
_Bの両端電圧よりも高い期間に、ダイオードＤ₃を通し
て平滑コンデンサＣ_Bが充電されることになる。つま
り、コンデンサＣ_5a，Ｃ_5bの接続点の電位が高くなると
平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧も上昇する。また逆に、
コンデンサＣ_5bの両端電圧とコンデンサＣ₄の両端電圧
との加算電圧が、整流器ＤＢへの入力電圧の絶対値より
も低い期間に、整流器ＤＢへの入力電流はコンデンサＣ
₄を通して流れる。つまり、平滑コンデンサＣ_Bの両端
電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が低い期間においても
入力電流を高周波で流し続けることができるから、入力
電流歪が少なく入力力率が高くなる。

【００９３】ここに、コンデンサＣ_5a，Ｃ_5bの接続点の
電位はダイオードＤ_4a、Ｄ_4bによって平滑コンデンサＣ
_Bの両端電圧にクランプされているから、放電灯Ｌａの
ランプ電圧が上昇しても平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧
の上昇は抑制される。放電灯Ｌａは負性抵抗特性を有
し、調光のためにランプ電力を低減するとランプ電圧は
上昇しようとするが、コンデンサＣ_5a，Ｃ_5bの接続点の
電位がクランプされているから、平滑コンデンサＣ_Bの
両端電圧の上昇を抑制することができる。

【００９４】（実施形態７）図１４に示す回路では、図
１３に示した実施形態６の回路の放電灯Ｌａおよびコン
デンサＣ_5a，Ｃ_5bに代えて、出力トランスＴ₁の１次巻
線ｎ₁とコンデンサＣ₃との並列回路を接続し、ダイオ
ードＤ_4a，Ｄ_4bの接続点およびコンデンサＣ ₄の一端を
出力トランスＴ₁の１次巻線ｎ₁とインダクタＬ_rとの
接続点に接続したものである。放電灯Ｌａは出力トラン
スＴ₁の２次巻線ｎ₂に接続され、放電灯Ｌａには予熱
用のコンデンサＣ_rが接続される。

【００９５】この構成においては、スイッチング素子Ｓ
₁，Ｓ₂のオン・オフに伴って出力トランスＴ₁の１次
巻線ｎ₁の両端に高周波電圧が生じるから、この高周波
電圧とコンデンサＣ₄の両端電圧との加算電圧が平滑コ
ンデンサＣ_Bの両端電圧よりも高くなると平滑コンデン
サＣ_Bの両端電圧が上昇する。そこで、この高周波電圧
をダイオードＤ_4a，Ｄ_4bを用いて平滑コンデンサＣ_Bの
両端電圧にクランプするのである。つまり、図１３に示
した回路と同様に、調光時などに平滑コンデンサＣ_Bの
両端電圧が上昇するのを抑制することができる。他の構
成および動作は実施形態６と同様である。

【００９６】（実施形態８）本実施形態では図１５に示
すように、図１４に示した実施形態７の回路の出力トラ
ンスＴ₁に帰還巻線ｎ₃を設け、帰還巻線ｎ₃と帰還用
のコンデンサＣ₄とコンデンサＣ₂′との直列回路を整
流器ＤＢの出力端間に接続してある。ダイオードＤ_4a，
Ｄ_4bの接続点は帰還巻線ｎ₃とコンデンサＣ₄との接続
点に接続してある。

【００９７】この構成では、ダイオードＤ_4a，Ｄ_4bがな
いものとすると、インバータ２の動作時に調光点灯など
によってランプ電圧が上昇したときに帰還巻線ｎ₃に誘
起される電圧が上昇するから、コンデンサＣ₂′の両端
電圧と帰還巻線ｎ₃の誘起電圧とコンデンサＣ₄の両端
電圧との加算電圧が平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧より
も高い期間には平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧が上昇す
ることがある。

【００９８】これに対して、図１５に示した構成では、
ダイオードＤ_4a，Ｄ_4bを設け、コンデンサＣ₂′の両端
電圧と帰還巻線ｎ₃の誘起電圧との加算電圧を平滑コン
デンサＣ_Bの両端電圧でクランプすることにより、平滑
コンデンサＣ_Bの両端電圧の異常上昇を抑制することが
できる。他の構成および動作は実施形態６と同様であ
る。

【００９９】（実施形態９）本実施形態は、図１６に示
すように、図１３に示した回路と次の点で相違する。す
なわち、インダクタＬ_rとして２次巻線ｎ₁₂を備えるも
のを用い、コンデンサＣ_5a，Ｃ_5bの直列回路をコンデン
サＣ₅に置き換え、インダクタＬ_rの１次巻線ｎ₁₁とコ
ンデンサＣ₅との接続点に帰還用のコンデンサＣ₄の一
端を接続し、さらに、インダクタＬ_rの２次巻線ｎ₁₂の
一端をダイオードＤ_4a，Ｄ_4bの接続点に接続するととも
に、２次巻線ｎ₁₂の他端をコンデンサＣ_b1とコンデンサ
Ｃ₅との接続点に接続した構成を有する。本実施形態も
実施形態６と同様にダイオードクランプ技術を用いたも
のであり、以下の機能を有する。

【０１００】つまり、放電灯Ｌａに印加される高周波電
圧はコンデンサＣ₄を通してインバータ２の入力側に帰
還されるから、ランプ電圧すなわちコンデンサＣ₅の両
端電圧が上昇すれば、平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧が
異常に上昇することがある。しかして、コンデンサＣ₅
の両端電圧がコンデンサＣ₄の両端電圧に加算されると
きには、インダクタＬ_rの１次巻線ｎ₁₁を図中右から左
に電流が流れるから、ダイオードＤ_4a，Ｄ_4bの接続点に
接続されている２次巻線ｎ₁₂の一端にコンデンサＣ₅の
両端電圧に相当する電圧が現れる極性でインダクタＬ_r
の１次巻線ｎ₁₁と２次巻線ｎ₁₂とを接続しておけば、２
次巻線ｎ₁₂の誘起電圧を平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧
にクランプしていることによって、ランプ電圧の上昇を
抑制することができる。つまりは、平滑コンデンサＣ_B
の両端電圧の上昇を抑制することができる。

【０１０１】なお、実施形態６ないし実施形態９におい
てはコンデンサＣ_b1とインダクタＬ _rとの間に他の素子
が挿入されているが、コンデンサＣ_b1とインダクタＬ_r
とは直接接続してもよい。（実施形態１０ないし実施形態１５の基本構成）以下の
実施形態を説明する前に、図６８に示した従来構成につ
いてさらに詳しく分析する。図６８に示した構成は帰還
用のコンデンサＣ₄を備え、インバータ２の高周波出力
の一部を帰還することによって力率を改善する機能を持
たせていた。この種の回路はチャージポンプ式と呼ぶこ
とがある。すなわち、帰還用のコンデンサＣ₄を充電用
のコンデンサＣ_inとみなすのであって、チャージポンプ
式としての動作原理図を図１７に示す。この原理図で
は、図６８に示した回路を、交流電源ＰＳと、平滑コン
デンサＣ_Bに相当する直流電源ＤＣＳと、充電用のコン
デンサＣ_inと、インバータ２の出力の一部である高周波
交流源（すなわち帰還電源であり、ここでは電圧源）Ｈ
ＦＳとで表してある。

【０１０２】この回路では、直流部電圧Ｖ_dcを入力交流
電圧Ｖ_gより高くなるように設計しておけば、入力ダイ
オードＤ_cと整流器ＤＢとは同時に導通しない。また、
図の状態で入力電流ｉ_inは、コンデンサＣ_inの充電電流
Ｉ_Cに等しい。この充電電流Ｉ_Cは高周波交流電圧源Ｈ
ＦＳの出力交流電圧Ｖ_a、交流電源ＰＳからの入力交流
電圧Ｖ_g、平滑コンデンサＣ_B（ＤＣＳ）の両端電圧で
ある直流部電圧Ｖ_dcの関係により変化する。ここに、コ
ンデンサＣ_inの電荷量（図１８（ｃ）に示すコンデンサ
Ｃ_inの両端電圧Ｖ_Cに比例する）が入力交流電圧Ｖ_gに
伴って変化すれば、図１８（ｂ）のように入力電流ｉ_in
の平均値ｉ_in,avは入力交流電圧Ｖ_gに追随するように
変化し、入力力率を高めることができる。

【０１０３】チャージポンプ式の電源装置の例として負
荷を放電灯Ｌａとした電子バラストの具体回路を図１９
に示す。この回路は、図６８に示した回路とほぼ同様で
あるが、コンデンサＣ_b1とインダクタＬ_rとのの位置関
係が逆になっている。別の見方をすれば、図６２に示し
た回路に対して、インダクタＬ₁を充電用のコンデンサ
Ｃ_inに置き換えたものである。この回路では２つのスイ
ッチング素子Ｓ₁，Ｓ ₂への電流ストレスが等しくなる
から、図６２の回路よりもコストを低減することができ
る。しかしながら、この回路においても軽負荷時にはス
イッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂に大きな電圧ストレスがかか
り、しかも、コンデンサＣ_inを通して交流電源から放電
灯Ｌａにリップル成分が流れ込むから、ランプ電流の波
高因子が大きくなり入力電流の全高調波歪が高くなる可
能性がある。

【０１０４】チャージポンプ式の電子バラストについて
さらに詳しく分析する。図２０は放電灯を負荷とするチ
ャージポンプ式の電子バラストの具体回路であって、こ
の回路は、力率改善回路１とインバータ２との２つの部
分に分けることができる。また、上述したように図６２
に示した回路のインダクタＬ₁に代えて入力電流ｉ_inを
制御するために充電用のコンデンサＣ_inを用いている。
このようにコンデンサＣ_inを用いることにより、回路全
体のコストの低減につながる。放電灯Ｌａには点Ａと点
Ｏとの間から電力が供給される。放電灯Ｌａに並列接続
されたコンデンサＣ_rは、放電灯Ｌａの始動時にランプ
電圧を上昇させるものである。また、トランスＴ₁は絶
縁トランスを兼ねた出力トランスであって、所要のラン
プ電圧を与える機能（出力巻線ｎ₂）と、ランプのフィ
ラメントを予熱する機能（予熱巻線ｎ_p，ｎ_p）との２
機能を有する。トランスＴ₁の１次巻線ｎ₁の両端に印
加される出力交流電圧Ｖ_aでは放電灯Ｌａの駆動には不
十分であるから、所要の電圧に昇圧するためにパワート
ランスを用いている。図２１に示すものは放電灯Ｌａの
フィラメントを予熱するための他の回路例である。

【０１０５】図２０に示した回路の等価回路を図２２に
示す。ここに、ＤＢはダイオードブリッジよりなる整流
ダイオードを示し、Ｖ_g（＝Ｖ_gp｜ sinω_Lｔ′｜、た
だし、Ｖ_gpはピーク値）は交流電源ＰＳからの入力交流
電圧である。回路を適正に設計すれば、ランプ電圧の振
幅は交流電源の１周期の間はほぼ一定であるから、出力
交流電圧Ｖ_a（＝Ｖ_p cosω_sｔ）は一定振幅の高周波
交流電圧源ＨＦＳから出力されているとみなすことがで
きる。また、入力電流を制御するために、入力ダイオー
ドＤ_cと整流器ＤＢとは、同時にはオンにならないよう
にしてある。すなわち、上述したように直流部電圧Ｖ_dc
を入力交流電圧Ｖ_gよりも常に高くしてある。したがっ
て、直流部電圧Ｖ_dcは入力交流電圧Ｖ_gのピーク値Ｖ_gp
より高くしなければならない。また、一般にスイッチン
グ素子Ｓ₁，Ｓ ₂をオン・オフさせるスイッチング周波
数は交流電源周波数に比較して十分に高いから、入力交
流電圧Ｖ_gはスイッチングの１周期においてほぼ一定と
みなすことができる。

【０１０６】まず、チャージポンプ式の回路における力
率改善の原理について説明する。ここでは、理解を助け
るために、力率改善に関する等価回路を図２３に示す。
ここに、出力交流電圧Ｖ_aはスイッチングの１周期では
一定振幅の交流電圧源とみなされる。スイッチングの１
周期には図２４のように４状態がある。また、各部の動
作波形を図２５に示す。ダイオードおよびスイッチング
素子のオン時の電圧降下を無視すると、スイッチングの
１周期における各状態の動作は以下のようになる。

【０１０７】状態１ [０，α] （図２４（ａ））この状態は、点Ｂの電位Ｖ_bが直流部電圧Ｖ_dcよりも低
くかつ入力交流電圧Ｖ _gよりも高い状態であり、入力ダ
イオードＤ_cと整流器ＤＢとはともに非導通状態にな
る。つまり、コンデンサＣ_inに電流は流れないから、コ
ンデンサＣ_inの両端電圧Ｖ_Cは変化しない。一方、出力
交流電圧Ｖ_aは減少し続けるから点Ｂの電位Ｖ_bは低下
する。状態１は、点Ｂの電位Ｖ_bが入力交流電圧Ｖ_gと
等しくなったとき、すなわちω_sｔ＝αになると終了す
る。

【０１０８】状態２ [α，π] （図２４（ｂ）） ω_sｔ＝αになると整流器ＤＢが導通し始めるから、点
Ｂの電位Ｖ_bは入力交流電圧Ｖ_gにクランプされる。点
Ｂの電位Ｖ_bを一定に保つには、出力交流電圧Ｖ_aが減
少し続けるときにコンデンサＣ_inの両端電圧Ｖ_Cを上昇
させなければならないから、コンデンサＣ_inは整流器Ｄ
Ｂを通して流れる電流により充電される。ω_sｔ＝πに
なると出力交流電圧Ｖ_aは、負のピーク値−Ｖ_pまで下
がり、コンデンサＣ_inの両端電圧Ｖ_Cは最大値Ｖ_C,max
に達する。つまり、コンデンサＣ _inの両端電圧Ｖ_Cは最
大値Ｖ_C,maxは次式のようになる。Ｖ_C,max＝Ｖ_p＋Ｖ_g （１）ここに、Ｖ_pは出力交流電圧Ｖ_aの振幅である。

【０１０９】状態３ [π，π＋β] （図２４（ｃ）） ω_sｔ＝π以後では、出力交流電圧Ｖ_aが負のピーク値
−Ｖ_pから上昇し、また点Ｂの電位Ｖ_bが入力交流電圧
Ｖ_gより高くなることにより、整流器ＤＢは逆バイアス
になる。また、点Ｂの電位Ｖ_bは直流部電圧Ｖ_dcより低
いから、入力ダイオードＤ_cは非導通状態に保たれる。
状態１と同様にコンデンサＣ_inに電流は流れないから、
コンデンサＣ_inの両端電圧Ｖ_Cは変化しない。一方、出
力交流電圧Ｖ_aは上昇し続けるから、点Ｂの電位Ｖ_bも
上昇する。状態３は、点Ｂの電位Ｖ_bが直流部電圧Ｖ_dc
と等しくなったとき、すなわちω_sｔ＝π＋βになると
終了する。

【０１１０】状態４ [π＋β，２π] （図２４
（ｄ）） ω_sｔ＝π＋βになると、入力ダイオードＤ_cが導通し
始めるから、点Ｂの電位Ｖ_bは直流部電圧Ｖ_dcと等しい
ままに保たれ、出力交流電圧Ｖ_aの上昇に伴ってコンデ
ンサＣ_inの両端電圧Ｖ_Cは低下することになる。このと
き、コンデンサＣ_inの放電電流は入力ダイオードＤ_cを
通して流れる。ω_sｔ＝２πになると、出力交流電圧Ｖ
_aは正のピーク値Ｖ_pまで上昇し、コンデンサＣ_inの両
端電圧Ｖ _Cは最小になる。すなわち、コンデンサＣ_inの
両端電圧Ｖ_Cは最小値Ｖ_C,minは次式で表される値にな
る。Ｖ_C,min＝Ｖ_dc−Ｖ_p （２） ω_sｔ＝２π以後は状態１の回路動作に戻り次のスイッ
チング周期で同様の動作を繰り返す。

【０１１１】上述の分析から明らかなように、交流電源
ＰＳからの入力電流ｉ_inは状態２でのみ流れる。したが
って、上記回路への入力電流ｉ_inは不連続になる。ま
た、この入力電流ｉ_inはコンデンサＣ_inの充放電により
制御されている。つまり、コンデンサＣ_inの電荷量の変
化をさらに詳細に分析すれば、入力力率を１にする動作
条件が明らかになる。

【０１１２】しかして、コンデンサＣ_inが充電された状
態での電荷の変化量ΔＱ_chは以下のように表すことがで
きる。 ΔＱ_ch＝Ｃ_in（Ｖ_C,max−Ｖ_C,min）（３）式（１）（２）を式（３）に代入すると、次式が得られ
る。 ΔＱ_ch＝Ｃ_in（Ｖ_g＋２Ｖ_p−Ｖ_dc）（４）整流器ＤＢはどのスイッチング周期でもコンデンサＣ_in
への充電時（状態２）でのみ導通するから、１つのスイ
ッチング周期における交流電源ＰＳからの入力電流ｉ_in
の平均値ｉ_in,avはコンデンサＣ_inの充電電流Ｉ_Cの平
均値Ｉ_chに等しくなる。すなわち、入力電流ｉ_inの平均
値ｉ_in,avは以下のように表される。ｉ_in,av＝Ｉ_ch＝ｆ_s・ΔＱ_ch （５）これより、次式が得られる。ｉ_in,av＝ｆ_sＣ_in（Ｖ_g−２Ｖ_p−Ｖ_dc）（６）ただし、ｆ_sはスイッチング周波数である。入力力率を
高めるには、入力電流の変化が入力電圧の変化に追随す
ることが要求される。つまり、次式を満足させるのが望
ましい。ｉ_in,av∝Ｖ_g （７）いま、直流部電圧Ｖ_dcと出力交流電圧Ｖ_aのピーク値Ｖ
_pとを次の関係に設定しているものとする。Ｖ_dc＝２Ｖ_p （８）そのとき、入力電流ｉ_inの平均値ｉ_in,avは次の値にな
る。ｉ_in,av＝ｆ_sＣ_inＶ_g∝Ｖ_g （９）このことから、式（８）が成立すれば入力力率が高くな
ることがわかる。また、出力交流電圧Ｖ_aの波形は、振
幅が一定であればどのような波形でもよい。つまり、出
力交流電圧Ｖ_aのピーク−ピーク値が直流部電圧Ｖ_dcと
等しければ、高い入力力率が保証されるのである。

【０１１３】ところで、式（６）によれば入力交流電圧
Ｖ_gの電圧波形のゼロクロス点での入力電流歪を避ける
ために、出力交流電圧Ｖ_aの振幅（ピーク値）Ｖ_pは直
流部電圧Ｖ_dcの半分の値より低くすることができない。
つまり、出力交流電圧Ｖ_aのピーク値Ｖ_pが直流部電圧
Ｖ_dcの半分の値より低いと、Ｖ_g≦｜Ｖ_dc−２Ｖ_p｜の
ときに入力電流が休止してしまうからである。

【０１１４】上記分析により明らかなように、入力電流
歪を少なくするには、出力交流電圧Ｖ_aのピーク−ピー
ク値を直流部電圧Ｖ_dcと等しくするか、十分に近い値に
しなければならない。それゆえ、図２０に示すトランス
Ｔ₁は必須であって、このトランスＴ₁によりランプを
駆動するのに必要な電圧ゲインを得ることができるので
ある。

【０１１５】回路を適正に設計すれば、直流部電圧Ｖ_dc
は入力交流電圧Ｖ_gのピーク値Ｖ_gpよりもつねに高くな
る。したがって、すべての入力電力はコンデンサＣ_inに
引き渡される。ここで、Ｖ_dc≧Ｖ_gかつＶ_p≧Ｖ_dc／２
であってＶ_pは一定であるから、入力フィルタを適正に
設計することによりコンデンサＣ_inを通過する入力電力
Ｐ_inを導くに際して下記の２式を用いることができる。Ｖ_g＝Ｖ_gp｜sin(ω_Lｔ) ｜（１０）

【０１１６】

【数１】

【０１１７】式（６）（１０）を式（１１）に代入する
と、次式が得られる。

【０１１８】

【数２】

【０１１９】力率が１のときにはＶ_dc＝２Ｖ_pであるか
ら式（１２）は次式のようになる。

【０１２０】

【数３】

【０１２１】式（１３）は回路設計上で有用なものであ
る。すなわち、入力交流電圧Ｖ_gと、入力電力Ｐ_inと、
スイッチング周波数ｆ_sとにより、コンデンサＣ_inの容
量を決めることができる。インバータ２は基本的にはＬ
Ｃ共振回路である。状態２および状態４では共振回路に
コンデンサＣ_inが接続され、状態１および状態３では共
振回路からコンデンサＣ_inが切り離されるから、出力交
流電圧Ｖ_aは交流電源電圧の半サイクル内で大きく変化
する。以下に、この点を説明する。

【０１２２】力率改善回路１およびインバータ２の各動
作状態におけるインバータ２の等価回路を図２６に示
す。各スイッチング周期のうち２π−α−β≒２（π−
α）の間（状態２と状態４との合計の期間）はコンデン
サＣ_inが共振回路に接続される。ここに、２（π−α）
は交流電源ＰＳからの入力交流電圧Ｖ_gにより変化す
る。つまり、入力交流電圧Ｖ_gが低い期間には２（π−
α）は小さく、入力交流電圧Ｖ_gが高くなると２（π−
α）は大きくなる。さらに、図２６（ｂ）に示すよう
に、状態２では入力交流電圧Ｖ_gがインバータ２に印加
されるから、出力交流電圧Ｖ_aは入力交流電圧Ｖ_gの影
響を受ける。図２６では放電灯Ｌａの抵抗成分を抵抗Ｒ
_la'で等価的に表してある。しかして、インバータ２の
等価回路は図２７のように表すことが可能である。この
等価回路では、コンデンサＣ_inに相当する容量成分Ｃ
_in,eqがコンデンサＣ _rと並列接続され、この容量成分
Ｃ_in,eqの容量は入力交流電圧Ｖ_gの関数になる。ただ
し、容量成分Ｃ_in,eqの容量を厳密に数式で表すことは
できない。もっとも、概して言えば容量成分Ｃ_in,eqは
入力交流電圧Ｖ_gが高いときに大きく、低いときに小さ
くなる。また、容量成分Ｃ_in,eqは入力交流電圧Ｖ_gが
最大値となるときに最大値（Ｃ_in）になる。したがっ
て、入力交流電圧Ｖ_gの変化に伴うインバータ２の電圧
ゲイン（＝Ｖ_p／Ｖ_dc）はおおよそ図２８に示す曲線の
ように表すことができる。ここに、入力交流電圧Ｖ_gが
低いときにはインバータ２の共振周波数は高くなる。つ
まり、この回路は容量モードで動作することになり（図
２８（ｂ）に示す曲線Ａのようになる）、とくに軽負荷
になるとスイッチング素子のゼロボルトスイッチングに
よる損失が問題になる。また、スイッチング素子である
ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの逆回復により、スイッ
チング素子のターンオン時における損失がかなり多くな
る。

【０１２３】インバータの電圧ゲインを表す曲線が図２
８（ｂ）のようにあまり離れていないのであれば、図２
９に示すようにインバータの電圧ゲインを表すおおよそ
の曲線を決めることができる。ここで、入力力率をほぼ
１にするには、電圧ゲインを０．５にしなければならな
い。ところで、上述の回路には限界がある。つまり、軽
負荷時には、入力電流の全高調波歪が多く、ランプ電流
の波高因子が大きく、また直流部電圧が高いのである。

【０１２４】まず、全高調波歪が多く、波高因子が大き
い理由を説明する。交流出力電圧（つまり点Ａの電位）
Ｖ_aのピーク値Ｖ_pが入力交流電圧Ｖ_gの半サイクルの
間に変化することは図２８（ｂ）を見れば容易に推測さ
れる。このような変化があると、ランプ電流の波高因子
が増加してしまう。つまり、直流部電圧Ｖ_dcの変化は無
視してよいから、上述のような変化によって入力交流電
圧Ｖ_gの半サイクルの期間中に式（８）を満足できない
可能性が生じる。また、式（６）によってわかるよう
に、入力電流ｉ_inが入力交流電圧Ｖ_gの変化に追随しな
くなるから、入力力率が低下し、入力電流の全高調波歪
が増加する。

【０１２５】図３０からわかるように、ランプ電流ｉ_L
の波形は２つの部分を有している。つまり、ランプ電流
ｉ_Liの波形は完全な正弦波状ではなく、このことがラン
プ電流ｉ_Lの波高因子を増加させる別の理由である。な
お、Ｖ_tは直流カット用のコンデンサＣ_b1とインダクタ
Ｌ_rとの接続点の電位である。次に、軽負荷時に直流部
電圧Ｖ_dcが上昇する理由を説明する。この問題を理解す
るには式（１２）を詳細に考察すればよい。式（１２）
によれば、スイッチング周波数ｆｓ、コンデンサＣ_in、
点Ａの電位Ｖ_aのピーク値Ｖ_pのいずれかか高いほど、
コンデンサＣ_inを通過する入力電力が多くなることがわ
かる。つまり、直流部電圧Ｖ_dcが高いほど、コンデンサ
Ｃ_inを通過する入力電力が少なくなる。定常点灯時に、
Ｖ_dc＞Ｖ_gpが満たされるとすれば、コンデンサＣ_inを通
過する入力電力は出力電力と等しいことになる。軽負荷
時には出力電力は減少するから、式（１２）の右辺の変
数を変化させることにより式（１２）の両辺を一致させ
なければならない。

【０１２６】一般に、放電灯用の電子バラストの動作は
３つの動作モードを持つ。すなわち、予熱モード、始動
モード、定常点灯モードである。図３１に各種の負荷条
件でのインバータのおよその電圧ゲインを示す。図３１
における実線は全負荷時、破線は軽負荷時の電圧ゲイン
を示す。図３１に示すように、予熱時にはランプ電圧を
始動電圧よりも十分に小さくしなければならない。この
とき放電灯は点灯していないから、回路は軽負荷で動作
している。また、予熱時のスイッチング周波数ｆ_sは、
定常点灯時より十分に高くしてある。すなわち、軽負荷
時には点Ａの電位Ｖ_aのピーク値Ｖ_pを全負荷時と等し
くするには、軽負荷時のスイッチング周波数ｆ_sを全負
荷時のスイッチング周波数ｆ_sよりも高くすることが必
要である。また、このスイッチング周波数ｆ_sは、スイ
ッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のゼロボルトスイッチングを保
証するために共振周波数より低くすることはできない。

【０１２７】以上のような条件が予熱時の動作に影響す
る。式（１２）を満たそうとすれば、予熱時のランプ電
圧を十分に下がっていないときには、軽負荷時の直流部
電圧Ｖ_dcが上昇することになる。つまり、次の関係にな
る（↑↓はそれぞれ上昇、下降を示す）。Ｐ_in↓ and ｆ_s↑ → Ｖ_dc↑ 始動時にはランプ電圧は定常点灯時よりもかなり高くな
る。また、十分に高い始動電圧を印加するために、一般
にスイッチング周波数ｆ_sは始動時と定常点灯時とでは
ほとんど変化させないようにしている。スイッチング周
波数ｆ_sが同じであっても軽負荷時には全負荷時よりも
Ｑが大幅に高くなるから、ランプ電圧Ｖ _aのピーク値Ｖ
_pは軽負荷のほうが全負荷よりもかなり高くなるのであ
る。一般にこのような条件が放電灯の始動動作に関係す
る。ただし、放電灯は始動していないから、始動時の出
力電力は、予熱時と同様に定常点灯時よりはかなり小さ
い。式（１２）によれば、入力電力を減少させて出力電
力を低減するために、始動時における直流部電圧Ｖ_dcは
定常点灯時の出力電圧Ｖ_dcよりも大幅に増加させなけれ
ばならない。つまり、次の関係になる。Ｐ_in↓ and Ｖ_p↑ → Ｖ_dc↑ 以下に説明する実施形態は、放電灯の予熱時、始動時、
定常点灯時における種々の欠点を解消することを目的と
している。

【０１２８】（実施形態１０）基本構成として説明した
ように、チャージポンプ式の電子バラストでは、軽負荷
時には直流部電圧（平滑コンデンサの両端電圧）が上昇
してしまうものである。そこで、本実施形態では、放電
灯に用いる電子バラストについて直流部電圧を低減する
望ましい解決策を説明する。

【０１２９】図２０に示した回路構成では軽負荷時の動
作条件で高電圧のストレスがかかることがあるから、高
耐圧の半導体素子を用いる必要がある。したがって、コ
スト増を避けることができない。一方、軽負荷時の直流
部電圧Ｖ_dcを低減させる解決策は式（１２）により得る
ことができる。つまり、コンデンサＣ_inに相当する容量
成分（図２７に示したＣ_in）あるいは点Ａの電位Ｖ_aの
振幅（ピーク値）Ｖ_pを軽負荷時に引き下げることがで
きれば、直流部電圧Ｖ_dcを下げることができるのであ
る。

【０１３０】ところで、一般に共振型のインバータ２で
は共振周波数を１つだけ設定してある（以下では、この
共振を第１共振という）。これに対して、本実施形態で
は、コンデンサＣ_inに相当する容量成分を低減するため
に、第１共振の共振周波数とは異なる共振周波数を持た
せている（以下では、この共振を第２共振という）。本
実施形態は基本的には、第１共振と第２共振との共振周
波数に対して回路を動作領域を変化させることにより、
負荷条件の変化に対してコンデンサＣ_inに相当する容量
成分を変化させるものである。

【０１３１】コンデンサＣ_inに相当する容量成分を制御
する方法は種々あるが、図３２に示す例では、コンデン
サＣ_inを通る経路に共振回路（コンデンサＣ_in，Ｃ_in1
およびインダクタＬ_inよりなる）３ａを設け、この共振
回路３ａに第２共振を生じさせている。この共振回路３
ａは図３３に示す特性を有し、周波数ｆ_r2（＝１／２π
（Ｌ_inＣ_in1）^1/2）では、インダクタＬ_inとコンデン
サＣ_in1とによる共振が生じてインピーダンスがきわめ
て高くなる。その結果、共振回路３ａの容量成分は減少
する。なお、ｆ_r1＝１／２π（Ｌ_in（Ｃ_in1＋Ｃ_in）
^1/2である。

【０１３２】したがって、軽負荷時の動作周波数がｆ_r2
付近に設定されていると、コンデンサＣ_inを通して流れ
る入力電流が制限され（式（６）参照）、結果として入
力電力は自動的に減少する。これに伴って直流部電圧Ｖ
_dcを下げることができる。軽負荷時におけるインバータ
２のスイッチング周波数は図３３の斜線部に示す範囲内
に設定される。共振回路３ａの等価インピーダンスＺｅ
ｑはスイッチング周波数がｆ_r2になるとほぼ無限大にな
るから、インバータ２の共振回路（インダクタＬ_rおよ
びコンデンサＣ_rよりなる）にはほとんど影響しない。
したがって、スイッチング周波数がｆ_r2付近であればイ
ンバータ２の共振点はインダクタＬ_rおよびコンデンサ
Ｃ_rだけで決定することができる。つまり、軽負荷時
（たとえば、予熱時、始動時等）において高いランプ電
圧を容易に得ることができる。

【０１３３】（実施形態１１）軽負荷時のスイッチング
周波数でコンデンサＣ_inに相当する容量成分を変化させ
る他例の回路を図３４に示し、共振回路３ｂの特性を図
３５に示す。つまり、図３２に示した共振回路３ａは、
インダクタＬ_inとコンデンサＣ_in1との並列回路をコン
デンサＣ_inに直列接続しているが、共振回路３ｂではイ
ンダクタＬ_inとコンデンサＣ_inとの直列回路にコンデン
サＣ_in1を並列接続している。この共振回路３ｂを用い
た回路の動作原理は図３２、図３３に示した上述のもの
と同様であり、共振回路３ｂにより入力電流が制限さ
れ、それによって入力電力が減少する。なお、ｆ_r1＝１
／２π（Ｌ_inＣ_in）^1/2、ｆ_r2＝１／２π（Ｌ_in（Ｃ_in
＃Ｃ _in1）^1/2であり、実施形態１０と同様に軽負荷時
にはスイッチング周波数は図３５の斜線部の範囲内に設
定される。ここで、Ｃ_in＃Ｃ_in1はコンデンサＣ_in，Ｃ
_in1の並列合成容量を意味する。

【０１３４】（実施形態１２）式（１２）からわかるよ
うに、コンデンサＣ_inを通して流れる入力電力ｉ_inは、
点Ａの電位（つまり、インダクタＬ_rおよびコンデンサ
Ｃ_rよりなる共振回路の出力電圧）Ｖ_aのピーク値Ｖ_p
を低減させれば減少させることができ、結果的に軽負荷
時の直流部電圧Ｖ_dcを低減させることができる。しかし
ながら、点Ａの電位Ｖ_aは一般に軽負荷時のほうが全負
荷時よりも高くなる。このような相反した動作の折り合
いをつけるには、図３６に示すようにトランスＴ₁の１
次巻線ｎ ₁とＡ点との間にインダクタＬ_r2を挿入すると
よい。

【０１３５】図３６に示した回路の共振回路４の等価回
路の概略構成を図３７に示す。すなわち、コンデンサＣ
_r1は点Ａから見た等価容量であり、抵抗Ｒ_1aは放電灯Ｌ
ａの抵抗成分を示す。軽負荷時（破線）および全負荷時
（実線）の点Ａの電位Ｖ_aのピーク電圧Ｖ_pと、トラン
スＴ₁の１次巻線ｎ₁の両端電圧Ｖ_la′（ランプ電圧に
比例する電圧であって、以下、１次巻線電圧という）と
をそれぞれ正規化した値（スイッチング素子Ｓ₁の両端
電圧Ｖｔにより除してある）を図３８（ａ）（ｂ）にそ
れぞれ示す。なお、ｆ_r1＝１／２π（Ｌ_r2（Ｃ_r1＃
Ｃ_r2））^1/2、ｆ_r2＝１／２π（Ｌ_r2Ｃ_r2）^1/2であ
り、Ｃ_r1＃Ｃ_r2は、コンデンサＣ_r1，Ｃ_r2の並列合成容
量を意味する。軽負荷時の条件では周波数ｆ_r2でインダ
クタＬ_r2とコンデンサＣ_r2とによる共振が生じるから、
点Ａの電位Ｖ_aの振幅Ｖ_pはほぼ零になる（図３８
（ａ）参照）。これによって、コンデンサＣ_inを通して
流れる入力電力は大幅に減少する。したがって、軽負荷
時の直流部電圧Ｖ_dcを下げることができる。また、イン
ダクタＬ_r2およびインダクタＣ_r2の共振により、図３９
のように１次１次電圧Ｖ_la′（破線）は振幅Ｖ_p（実
線）よりも高い状態に保たれる。

【０１３６】一方、スイッチング周波数がｆ_r1であると
きには、コンデンサＣ_r1，Ｃ_r2の直列回路とインダクタ
Ｌ_r2との共振により、１次巻線電圧Ｖ_la′は点Ａの電位
Ｖ_aの振幅Ｖ_pよりも高くなる。ただし、コンデンサＣ
_r1はコンデンサＣ_r2よりも容量を大きく設定しなければ
ならない。周波数がｆ_r1であるときにはＶ_la′／Ｖ_pの
比率は次式のようになる。Ｖ_la′／Ｖ_p＝Ｃ_r1／Ｃ_r2 インバータ２のスイッチング周波数は、図３８に斜線部
で示す領域に設定される。重負荷（図３８に実線で示
す）では、点Ａの電位Ｖ_aの振幅Ｖ_pは１次巻線電圧Ｖ
_la′にほぼ等しい。つまり、点Ａの電位Ｖ_aの振幅Ｖ_p
は大きく、結果的に入力電力は大きくなる。また、軽負
荷（図３８に破線で示す）では、点Ａの電位Ｖ_aの振幅
Ｖ_pは１次巻線電圧Ｖ_laよりもかなり小さい。つまり、
点Ａの電位Ｖ_aの振幅Ｖ_pは小さく、入力電力も小さく
なる。その結果、軽負荷では直流部電圧Ｖ_dcは増加する
必要がなく、軽負荷時に高いランプ電圧と低い直流部電
圧Ｖ _dcとを同時に得ることが可能になる。図３８の斜線
部付近には２つの共振点ｆ_r1，ｆ_r2があり、ｆ_r2は交流
電源からの入力交流電圧に応じて変化する。

【０１３７】実施形態１０、実施形態１１のようにコン
デンサＣ_inに相当する容量成分を低減する技術と、実施
形態１２のように点Ａの電位Ｖ_aの振幅（ピーク値）Ｖ
_pを低減させる方法を組み合わせることも可能である。
また、この場合に第２共振を生じさせる２個のインダク
タＬ_in，Ｌ_r2を１つにまとめることが可能ではあるが、
設計は難しくなる。

【０１３８】（実施形態１３）上述したインバータ２の
スイッチング周波数の制御には、以下に説明する高周波
第２共振法（ＨＦＳＲ）と低周波第２共振法（ＬＦＳ
Ｒ）とがある。本実施形態では、軽負荷時の直流部電圧
Ｖ_dcを低減するために高周波第２共振法を採用する場合
について説明する。第１に意図するところは、放電灯Ｌ
ａのフィラメントを十分に予熱し、かつ同時に、高周波
第２共振法を用いることにより予熱時の直流部電圧Ｖ_dc
を低レベルに制限することである。経験的に知られてい
るように、フィラメントが十分に予熱されていれば、放
電灯Ｌａの始動に必要な電圧および時間を大幅に減少さ
せることができる。つまり、予熱の終了時点でスイッチ
ング周波数を予熱周波数から始動周波数（図３１参照）
まで瞬時に移行させれば、たいていの場合、２〜３回程
度のスイッチングで放電灯Ｌａを始動させることができ
る。したがって、直流部電圧Ｖ_dcを放電灯Ｌａの定常点
灯状態よりもかなり小さくすることができる（これが始
動を短時間に行なう方法である）。ランプ特性は周囲温
度、使用時間、ガス圧などによって変化するから、周囲
環境によっては直流部電圧Ｖ_dcが限界に達するとランプ
が点灯しなくなることがある。したがって、再始動回路
や保護回路が必要になる。

【０１３９】上述のように、フィラメントの予熱は放電
灯Ｌａにとってはきわめて重要である。予熱を十分に行
なっていないと、ランプの始動にそれだけ高い電圧が必
要になり、また、放電灯を適正に始動させることができ
ずランプ寿命を縮めることになる。一般に、図２０に示
した電子バラストでは予熱時のランプ電圧は十分な予熱
電流を与えることができる程度に高くしなければならな
い。しかしながら、上述で検討したように、予熱時に直
流部電圧Ｖ_dcを低い状態に保つには、点Ａの電位Ｖ _aの
振幅Ｖ_pを低くしなければならない。

【０１４０】このような相反する２つの要求を満たすた
めに、実施形態１０ないし実施形態１２で説明した第２
共振の技術を採用する。予熱周波数（予熱時のスイッチ
ング周波数）は第２共振周波数ｆ_r2付近に設定される。
ここに、予熱周波数は定常点灯周波数（定常点灯時のス
イッチング周波数）よりもかなり高く設定してあり、そ
のことによって第２共振を行なうために付加される共振
用の部品のサイズは小さいものである。このように予熱
周波数を定常点灯周波数よりもかなり高く設定している
ことに因んで高周波第２共振法と名付けている。

【０１４１】実施形態１０、実施形態１１の回路に高周
波第２共振法を適用すれば、予熱時にはコンデンサＣ_in
に相当する容量成分が低減され、点Ａの電位Ｖ_aの振幅
Ｖ_pが大きくても共振回路３ａ，３ｂを通過する入力電
力を小さくすることができ、その結果、直流部電圧Ｖ_dc
が低くなる。予熱時には共振回路３ａ，３ｂはインダク
タＬ_rとコンデンサＣ_rとからなる共振回路にほとんど
影響しないから、インダクタＬ_rまたはコンデンサＣ_r
の調整によって高いランプ電圧を容易に得ることができ
る。また、インダクタＬ_inを調整することにより、定常
点灯時における共振回路３ａ，３ｂの等価容量を、コン
デンサＣ_inそのものの容量よりも大きくすることができ
る（図３３、図３５参照）。その結果、コンデンサＣ_in
に小容量のものを用いることが可能になり、全負荷での
効率を向上させることができる。ただし、インダクタＬ
_inが大きくなると入力電流の波形歪が増加するからイン
ダクタＬ_inはあまり大きくしてはならない。

【０１４２】実施形態１２の回路に高周波第２共振法を
適用すれば、直流部電圧Ｖ_dcを低くすると同時に比較的
高いランプ電圧を得ることができる。周波数ｆ_r2を高く
すればインダクタＬ_r2は小さくなる。インダクタＬ_r2は
絶縁トランスのリーケージインダクタンスにより構成す
ることが可能であり、この場合に回路に用いる電磁部品
の個数は基本構成回路に対して増加することがない。つ
まり、コストの増加は無視できる程度に小さいものであ
る。

【０１４３】ところで、上述したように、十分な予熱を
行なえば、直流部電圧Ｖ_dcが上昇する前に短時間で始動
させることができる。ところが、周囲温度が低いときや
放電灯の寿命末期などの条件では、放電灯を始動させる
ために、ランプ電圧を高くし始動時間を長くすることが
必要になる。また、直流部電圧Ｖ_dcが限界に達したとき
には放電灯が始動しないこともあるから、再始動の構成
も必要である。一方、ランプの故障時（たとえば、ガス
抜けやエミレス動作時）には、この回路の負荷は非常に
軽くなる。始動周波数および定常点灯周波数は第２共振
周波数ｆ_r2に比較するとかなり低いから、高周波第２共
振法ではこのような状況で高電圧がかかることによるス
トレスから半導体素子を保護することができない。そこ
で、保護回路が必要になる。図４０に再始動が可能な保
護回路５を設けた回路構成を示し、図４１に動作を示
す。

【０１４４】この保護回路５は、オペアンプよりなるコ
ンパレータ５ａとコンパレータ５ａの出力に応じて出力
周波数を切り換える電圧制御発振器５ｂとからなり、電
圧制御発進器５ｂの出力によりスイッチング素子Ｓ₁，
Ｓ₂を制御する。コンパレータ５ａには抵抗Ｒ₁₁，
Ｒ₁₂，Ｒ₂₁，Ｒ₂₂（Ｒ₁₁＝Ｒ₁₂、Ｒ₂₁＝Ｒ₂₂）が接続さ
れ、直流部電圧Ｖ_dcを抵抗Ｒ₁，Ｒ₂により分圧した電
圧と、基準電圧Ｖ_refを抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₂₁により分圧した
電圧とを比較し、その大小に応じた出力を発生する。ま
た、コンパレータ５ａはヒステリシスを持つように構成
されている。ここに、保護回路５は図４２に示すよう
に、直流部電圧Ｖ_dcが許容最大値（たとえば、４５０
Ｖ）よりも高いことを検出すると、電圧制御発振器５ｂ
の出力周波数を決める抵抗値を下げ、スイッチング周波
数を予熱周波数まで上昇させる。このようにして、直流
部電圧Ｖ_dcは次第に低下する。直流部電圧Ｖ_dcが所定値
（ここでは４１０Ｖ）まで下がると、スイッチング周波
数を予熱周波数から始動周波数まで短時間に移行させる
ことにより放電灯を再始動させることができる。これは
正常時の始動手順と同様である。ここにおいて、コンパ
レータ５ａのヒステリシス電圧ΔＶ_dc（つまり、許容最
大値と始動開始電圧との差）は抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，Ｒ₂₁，
Ｒ₂₂（Ｒ₂₁／Ｒ₁₁）により決定される。また、所定回数
の始動を試みても始動させることができなければ、この
回路は動作を停止するようにしてある。

【０１４５】放電灯Ｌａの始動を決める電圧は、実効値
ではなくピーク電圧であるから、図４２に示す点Ａの電
位Ｖ_aがスパイク状であることにより放電灯Ｌａの始動
が容易になる。これは、飽和トランスを用いて放電灯の
始動補助を行なう低周波バラストのランプ波形と同様で
ある。（実施形態１４）高周波第２共振法を用いると、第２共
振周波数ｆ_r2は第１共振周波数ｆ_r0よりもかなり高く、
第２共振周波数ｆ_r2付近では放電灯Ｌａを始動し、放電
灯Ｌａの点灯を維持するのに必要な高い電圧ゲインは得
られない。つまり、始動周波数は第２共振周波数ｆ_r2よ
りも十分に低くなければならない。つまり、高周波第２
共振法では、始動時の直流部電圧Ｖ_dcを引き下げること
はできない。そこで、第２共振周波数ｆ_r2を第１共振周
波数ｆ_r0に近付けることが考えられる。このように、第
２共振周波数ｆ_r2を比較的低く設定することに因んで低
周波第２共振法と呼んでいる。

【０１４６】低周波第２共振法を実施形態１２の回路構
成に適用した例を図４３に示す。交流等価回路では図４
４のように共振回路４ａ，４ｂの２段階のＬＣ共振を考
えることができる。ここに、コンデンサＣ_r1は点Ａから
見た等価容量（Ｃ_r1＝Ｃ_r0＋Ｃ_in,eqであり、Ｃ_in,eq
はＣ_inに相当する容量成分である）、Ｒ_laは放電灯Ｌａ
の抵抗成分である。ブロッキングコンデンサＣｓは、放
電灯Ｌａ側の導電損失を低減するとともに、コンデンサ
Ｃ_inの両端電圧の最大値を低減する機能をもつ。インダ
クタＬ_r2とコンデンサＣ_r2とは共振回路４ｂを構成す
る。適正に設計すれば、インダクタＬ_r2とコンデンサＣ
_r2とにより所望のランプ電圧が与えられる。一方、点Ａ
の電位Ｖ_aの振幅Ｖ_pは直流部電圧Ｖ_dcの約半分に保た
れるから高い入力力率が得られる。つまり、トランスは
必須ではなく、絶縁する必要がなければトランスを省略
することができる。加えて、インダクタＬ_r2に予熱巻線
を設けて予熱巻線を放電灯Ｌａのフィラメントに接続し
てもよい。この理由については後述する。低周波第２共
振法ではインダクタＬ_in，Ｌ_r2のように大きなインダク
タを付加する必要があるから、実施形態１０、実施形態
１１のように、コンデンサＣ_inに相当する容量成分を低
減させる構成には適用できない。つまり、実施形態１
０、実施形態１１などに適用するとインダクタＬ_inによ
り生じる高電圧によって入力電流歪が生じるのである。
したがって、低周波第２共振法は点Ａの電位Ｖ_aの振幅
Ｖ_pを低減する場合にのみ適用できる。

【０１４７】図４５は、軽負荷時（破線）および全負荷
時（実線）における正規化した電圧の理論値をプロット
したものである。この回路は図４５の斜線部の範囲内で
動作させるのが望ましい。斜線部の範囲内では軽負荷時
の点Ａの電位Ｖ_aの振幅Ｖ_pは全負荷時の振幅Ｖ_pより
もつねに低いことに注意する必要がある。適正に設計し
た場合には、軽負荷時には直流部電圧Ｖ_dcは低くするこ
とができる。さらに、ランプ電圧Ｖ_la′は軽負荷時のほ
うが全負荷時より高くなり、低出力時に必要な高電圧を
得ることもできる。

【０１４８】この回路ではランプのフィラメントをイン
ダクタＬ_r2の予熱巻線に結合している（図４３参照）。
これは全負荷時のフィラメントでの電力損失を低減する
ためである。ここに、図４６に示すように斜線部の範囲
内では、インダクタＬ_r2の両端電圧Ｖ_Lr2は軽負荷時の
ほうが全負荷時よりも大きい。したがって、全負荷時の
フィラメントの電流は低減される。

【０１４９】低周波第２共振法を採用するとインダクタ
Ｌ_r2のサイズが大きくなるが、インダクタＬ_r1のサイズ
は大幅に小さくすることができる。これは、始動時にお
ける振幅Ｖ_pが高周波第２共振法よりも大幅に小さいか
らである。始動時にインダクタＬ_r1にかかる電圧時間積
は飛躍的に減少する。それゆえ、インダクタＬ_r1に流れ
る最大電流は大きく低減し、インダクタＬ_rsを非常に小
さくすることができるのである。

【０１５０】この手法における最大の長所は、始動モー
ドの際に、直流部電圧Ｖ_dcの急上昇を伴わずに放電灯Ｌ
ａに高電圧を連続的に印加することができることであ
る。また、放電灯Ｌａが破損した場合には、軽負荷時の
動作によって直流部電圧Ｖ_dcが上昇するのを自動的に防
止することができ、結果的に電子バラストの信頼性を向
上させることができる。上述のように高周波第２共振法
では、放電灯Ｌａが破損したときに保護回路５に依存し
なければならなかったのに対して、低周波第２共振法で
は保護回路５が不要になる。

【０１５１】（実施形態１５）ところで、チャージポン
プ式の電子バラストは、コンデンサＣ_inを設けているか
ら、点Ａの電位Ｖ_aは電源電圧の影響を受ける。つま
り、点Ａの電位Ｖ_aの包絡線に１２０Ｈｚ（電源周波数
を６０Ｈｚとする場合）のリップル成分が重畳される。
これによりランプ電流の波高因子が高くなる。しかも、
電源の１サイクルの全期間において、力率をほぼ１に保
つ条件である２Ｖ_p＝Ｖ_dcを必ずしも満足することがで
きない。その結果、入力電流波形が正弦波状ではなくな
り、入力電流の全高調波歪が増加する。

【０１５２】上述した低周波第２共振法を適用すること
により、ランプ電流波形を正弦波状とすることができ
る。これは、インダクタＬ_r2およびコンデンサＣ_r2がフ
ィルタとして機能するからである。しかしながら、点Ａ
の電位Ｖ_aの包絡線には１２０Ｈｚのリップル成分が重
畳されたままであり、入力電流波形も歪を含んだままに
なる。また、１２０Ｈｚのリップル成分は上述のフィル
タにより増幅されるから、ランプ電流の波高因子も悪化
する（つまり高くなる）。

【０１５３】入力電流の全高調波歪が大きくなる理由は
点Ａの電位Ｖ_aの包絡線に１２０Ｈｚのリップル成分が
重畳されることにあるから、点Ａの電位Ｖ_aの包絡線を
滑らかにすれば、入力電流波形を改善することができ
る。そこで、図４３に示す回路において点Ａの電位Ｖ_a
をつねに直流部電圧Ｖ_dcよりも高くなる（２Ｖ_p＞
Ｖ_dc）ように設計するために、簡単なダイオードクラン
プ技術を適用することができる。望ましい回路構成を図
４７に示す。この回路を図４３に示した回路と比較する
と、２個のダイオードＤ_a1，Ｄ_a2を追加することにより
点Ａの電位Ｖ_aの包絡線をクランプしている点で相違す
る。

【０１５４】本実施形態における主要な波形を図４８に
示す。この回路は、ダイオードＤ_a1，Ｄ_a2がないときに
は、ランプ電圧Ｖ_aのピーク−ピーク値２Ｖ_pが直流部
電圧Ｖ_dcよりも小さくならないように設計してある。そ
のときには、点Ａの電位Ｖ_aおよびコンデンサＣ_inの両
端電圧Ｖ_Cの波形は図４８（ａ）のようになる。つま
り、式（６）によれば、入力電流は入力電圧に従わない
ことになる。一方、ダイオードＤ_a1，Ｄ_a2を設けると、
図４８（ｂ）のように、Ｖ_a,min＝０かつＶ_a,ma _x＝Ｖ
_dcになる（Ｖ_a,minはＶ_aの最小値、Ｖ_a,maxはＶ_aの
最大値）。その結果、Ｖ_C,max＝Ｖ_gかつＶ_C,min＝０
になる。つまり、入力平均電流は、次式のように表され
る。ｉ_in,av＝ｆ_sＣ_in（Ｖ_C,max−Ｖ_C,min）＝ｆ_sＣ_inＶ_g∝Ｖ_g （１６）それゆえ、別途に制御を行なうことなく高い入力力率が
自動的に得られることになる。

【０１５５】定常動作時には図４９に示すように、スイ
ッチング動作の１周期の間に６つの動作状態がある。Ｚ
_Aは点Ａから見たインピーダンスを示す。６つの動作状
態を以下に示す。状態１（図４９（ａ））この状態は、ｉ_L＜０かつ０≦Ｖ_a＜Ｖ_dcであって、ス
イッチング素子Ｓ₁がオフであり、インダクタＬ_r1の逆
起電力がダイオードＤ_S2を通して流れる。スイッチング
素子Ｓ₂はゼロボルトスイッチングを行なってターンオ
ンする。この動作状態においては、点Ａの電位Ｖ_aは直
流部電圧Ｖ_dcよりも低い。また、インダクタＬ_r1の両端
電圧Ｖ_Lr1は常に正である。その結果、インダクタＬ_r1
の電流ｉ _Lの大きさは減少する。この動作状態はｉ_Lが
零になると終了する。

【０１５６】状態２（図４９（ｂ））この状態は、ｉ_L＞０かつ０＜Ｖ_a＜Ｖ_dcであって、ス
イッチング素子Ｓ₂が導通状態。点Ａの電位Ｖ_aが０Ｖ
と直流部電圧Ｖ_dcとの間であって、ダイオードＤ_a1，Ｄ
_a2がともにオフ。インダクタＬ_r1の電流ｉ_Lは正であっ
て、インダクタＬ_r1の電圧の極性に応じて増加を続け
る。この動作状態は点Ａの電位Ｖ_aが直流部電圧Ｖ_dcに
達するかスイッチング素子Ｓ₂がターンオフすると終了
する。

【０１５７】状態３（図４９（ｃ）：クランプモー
ド）この状態は、ｉ_L＞０かつＶ_a＝Ｖ_dcであって、ダイオ
ードＤ_a1およびスイッチング素子Ｓ₂が導通状態で、点
Ａの電位Ｖ_aが直流部電圧Ｖ_dcにクランプされている。
インダクタＬ_r1の両端電圧Ｖ_Lr1は零、それゆえ、電流
ｉ_Lは一定値に保たれている。この動作状態は、点Ａの
電位Ｖ_aが直流部電圧Ｖ_dcより小さくなるか、スイッチ
ング素子Ｓ₂がオフになると終了する。

【０１５８】状態４（図４９（ｄ））この状態は、ｉ_L＞０かつ０＜Ｖ_a≦Ｖ_dcであって、ス
イッチング素子Ｓ₂がオフ、インダクタＬ_r1には正の電
流ｉ_LがダイオードＤ_S1を通して流れる。その結果、ゼ
ロボルトスイッチングを行なってスイッチング素子Ｓ₁
がターンオンする。この動作状態においては、点Ａの電
位Ｖ_aは常に正である。つまり、インダクタＬ_r1の両端
電圧Ｖ_Lr1は常に負になる。また、インダクタＬ_r1の通
過電流ｉ _Lは減少し、この動作状態はインダクタＬ_r1の
通過電流ｉ_Lが零になると終了する。

【０１５９】状態５（図４９（ｅ））この状態は、ｉ_L＜０かつ０＜Ｖ_a＜Ｖ_dcであって、ス
イッチング素子Ｓ₁がオン。ダイオードＤ_a1，Ｄ_a2はと
もに導通状態。点Ａの電位Ｖ_aは直流部電圧Ｖ _dcと零と
の間であり、インダクタＬ_r1への印加電圧は負である。
したがって、インダクタＬ_r1を流れる電流ｉ_Lは逆方向
に増加を続ける。この動作状態は、点Ａの電位Ｖ_aが零
まで低下するか、スイッチング素子Ｓ₁がオフになると
終了する。

【０１６０】状態６（図４９（ｆ））この状態は、ｉ_L＜０かつＶ_a＝０であって、点Ａの電
位Ｖ_aは零にクランプされる。インダクタＬ_r1の電流ｉ
_LはダイオードＤ_a2およびスイッング素子Ｓ₁を通して
転流（フリーホイール）される。この動作状態は、点Ａ
の電位Ｖ_aが零より大きくなるか、スイッチング素子Ｓ
₁がオフになると終了する。スイッチングの１サイクル
の間には多数の動作状態の順序があるが、もっとも一般
的なものは、１→２→３→４→５→６となる順序であ
る。

【０１６１】妥当な設計を行なえば、交流電源の１サイ
クルの全期間に亙ってスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のス
イッチング毎にダイオードＤ_a1，Ｄ_a2が必ず導通する。
したがって、点Ａの電位Ｖ_aのピーク−ピーク値２Ｖ_p
は直流部電圧Ｖ_dcにクランプされる。また、回路設計が
適切であれば、力率はほぼ１になり、全高調波歪は低減
され、波高因子は向上する。さらに、ダイオードＤ_a1，
Ｄ_a2がなくコンデンサＣ_inの充電時に共振回路が動作し
たとしても、ゼロボルトスイッチングはつねに保証され
る。

【０１６２】すなわち、インダクタＬ_r1に印加される電
圧の極性により、インダクタＬ_r1に流れる電流ｉ_Lは状
態２、状態５においてはつねに増加し、状態３、状態６
の間には一定に保たれる。したがって、インダクタＬ_r1
に流れる電流は、スイッチング素子Ｓ₂がオフ（状態
２、状態３）であると常に正になり、スイッチング素子
Ｓ₁がオン（状態５、状態６）であると常に負になる。
したがって、スイッチング素子Ｓ₁はゼロボルトスイッ
チングでターンオンし（状態４）、かつスイッチング素
子Ｓ₂のゼロボルトスイッチングでターンターンオンす
る（状態１）ことが、共振回路（インダクタＬ_r1および
コンデンサＣ_r1よりなる）が容量モードになるか誘導モ
ードになるかを考慮することなく保証されることにな
る。また、この動作にはダイオードＤ_a1，Ｄ_a2の有無は
無関係である。このように、図２０に示した基本構成回
路に対して進歩している。

【０１６３】また、図５０に示すように、ダイオードＤ
_a1，Ｄ_a2を用いていない共振回路は、容量モードで動作
する（ｉ_LはＶｔよりも進相になる）。破線はダイオー
ドＤ _a1，Ｄ_a2を用いいないときの波形を示し、インダク
タＬ_r1の電流ｉ_Lが共振回路の電圧Ｖｔよりも進相にな
っている。その結果、スイッチング損失が生じる。一
方、ダイオードＤ_a1，Ｄ_a2を用いると、インダクタＬ_r1
の電流ｉ_Lはつねに共振回路の電圧に対して遅相にな
り、ゼロボルトスイッチングが保たれる。

【０１６４】点Ａの電位Ｖ_aの正負の各ピーク値はそれ
ぞれ直流部電圧Ｖ_dcと零とにクランプされるから、点Ａ
の電位Ｖ_aのピーク−ピーク値は直流部電圧Ｖ_dcにつね
に等しくなる。したがって、つねに高い入力力率が保証
され、また入力電流の全高調波歪は非常に小さい。この
ことが図４７に示す回路を適正に設計したときの主な利
点の一つである。

【０１６５】また、この回路を適正に設計したときの他
の利点は、ランプ電流の波高因子を改善することであ
る。直流部電圧Ｖ_dcについては１２０Ｈｚのリップル成
分を無視することができるから、点Ａの電位Ｖ_aの振幅
Ｖ_pは交流電源の半サイクルの全期間に亙って一定であ
るとみなしてよい。したがって、インダクタＬ_r2および
コンデンサＣ_r2よりなるフィルタを通せば、ランプ電圧
はほぼ一定の振幅を有した正弦波に近似した波形にな
る。つまりランプ電流の波高因子は減少する。低周波第
２共振法を適用すれば、上記回路を適正に設計すること
により、照明負荷に対する直流部電圧が始動動作モード
を含めて低減される。また、２個のクランプダイオード
を設けていることにより、この電子バラストは力率がほ
ぼ１であり、別の制御を加えずに全高調波歪が小さくな
っている。さらに、ランプ電流の波高因子は約１．６程
度まで低減される。また、クランプダイオードにより回
生電流が流れるから、この回路では回生エネルギが増加
し、効率が向上する。

【０１６６】チャージポンプ式の電子バラストは、大型
のインダクタを必要としないから、放電灯用のバラスト
として有望な回路構成ではある。しかしながら、この回
路では軽負荷時に部品が高電圧のストレスを受ける。す
なわち、充電用コンデンサを設けたことにより入力電流
の全高調波歪およびランプ電流の波高因子が高くなって
いる。この種の問題を解決するために、軽負荷時におけ
る直流部電圧を低減することのできる上記新規技術を用
いることができる。つまり、ダイオードクランプを行な
う技術を採用することにより、入力電流の全高調波歪お
よびランプ電流の波高因子が低減される。

【０１６７】

【実施例】上述した各実施形態が軽負荷時の直流部電圧
を低減する技術として望ましいことを検証するために下
記の条件で実験した。放電灯Ｌａは２本用いた（ＦＨＦ
３２＝松下電工社製）。この放電灯Ｌａは予熱電流とし
て０．４Ａ（実効値）、予熱時間として１秒を要し、始
動電圧は１本の放電灯Ｌａについて４００Ｖ（４５Ｗの
出力に対して１０７Ｖ（実効値））を要する。入力電源
電圧は２７７Ｖ（実効値）であり、このとき点Ａの電位
Ｖ_aの振幅Ｖ_pは３９２Ｖであった。ここでの目標は始
動時点の直流部電圧Ｖ_dcの最大値を４５０Ｖ以下に制限
することである。

【０１６８】（比較例）図２０に示した基本構成回路の
実験結果を図５１に示す。予熱時に直流部電圧Ｖ_dcを４
５０Ｖに設定したところ予熱電流は不十分であった。そ
の後、始動させようとしたところ、直流部電圧Ｖ_dcは上
昇して９００Ｖに達した。ＭＯＳＦＥＴ（ＢＵＫ４３６
−８００Ａ）は８００Ｖ用の素子であったので過電圧に
より破損した。ここで、回路定数はＣ_in＝３０ｎＦ、Ｌ
_r＝４７０μＨ、Ｃ_r＝１０ｎＦに設定した。また、ト
ランスＴ₁は１次巻線ｎ₁と２次巻線ｎ₂との巻比を
１：１．８とした。

【０１６９】（実施例１）実施形態１０の回路に高周波
第２共振法を適用した。つまり、実施形態１３の実施例
に相当する。また、始動は短時間に行なうようにした。
この実施例では室温において始動時点での直流部電圧Ｖ
_dcを所望程度に低くくすることができた。図５２に図３
２の回路構成についての実験結果を示す。回路定数は次
のように設定した。すなわち、Ｃ_in＝２０．６ｎＦ、Ｌ
_in＝１００μＨ、Ｃ_in1＝１０ｎＦ、Ｌ_r＝５２０μ
Ｈ、Ｃ_r＝１ｎＦとし、トランスＴ₁の巻比は１：１．
８とした。インダクタＬ_inを調整することにより、コン
デンサＣ_inに相当する容量成分は定常点灯周波数での実
際の値よりも大きくなる。したがって、コンデンサＣ _in
は式（１４）による計算値よりも小さくなる。予熱電流
は動作周波数を約１２０ｋＨｚとしたときに６００ｍＡ
以上になった。予熱時の直流部電圧Ｖ_dcの安定値は３８
５Ｖであった。ここに、図５２に示す予熱開始時の直流
部電圧Ｖ_dcの凸状の変化は、ソフトスタート技術を適用
することによって低減させることができる。すなわち、
予熱開始時には動作周波数をｆ_r2よりも高い周波数（た
とえば２００ｋＨｚ）に設定しておき、その後、しだい
にｆ_r2（たとえば１２０ｋＨｚ）まで掃引すればよい。
図５２に示すように、予熱時および始動時における直流
部電圧Ｖ_dcは最大値Ｖ_dc,maxでは４３６Ｖであった。

【０１７０】（実施例２）実施形態１２の回路に高周波
第２共振法を適用した。つまり、予熱時の点Ａの電位Ｖ
_aの振幅Ｖ_pを低減するものである。図５３に実験結果
を示す。この実験では、各回路定数を以下のように設定
した。すなわち、Ｌ_r1＝５００μＨ、Ｃ_r0＝３．３ｎ
Ｆ、Ｃ_in＝２８ｎＦ、Ｌ_r2＝１００μＨ、Ｃ_b1＝４７μ
Ｆ（４５０Ｖ）、Ｃ_r2＝１．５ｎＦとした。また、トラ
ンスＴ₁の巻比は１：１．８２とした。スイッチング周
波数を１５０ｋＨｚとしたところ、予熱電流を４８０ｍ
Ａにすることができた。予熱時の直流部電圧Ｖ_dcの安定
値は４０５Ｖであった。また、瞬時に始動させることに
より、始動直後の直流部電圧Ｖ_dcの最大値は４２４Ｖで
あった。

【０１７１】実施例１、実施例２によれば、高周波第２
共振法を用いることにより予熱時の直流部電圧Ｖ_dcを低
減することができ、始動を短時間で行なうようにすれば
直流部電圧Ｖ_dcの最大値を制限することができるという
ことが、実験により証明された。ここに、基本構成に対
して追加した電子部品による費用の増加は無視すること
ができる。

【０１７２】（実施例３）実施形態１４の実験結果を図
５４に示す。回路定数は以下のように設定した。すなわ
ち、Ｌ_r1＝５２０μＨ、Ｃ_r0＝１０ｎＦ、Ｌ_r2＝７１０
μＨ、Ｃ_r2＝１２ｎＦ、Ｃ_in＝３６ｎＦとした。予熱周
波数を５５ｋＨｚ、始動周波数を４７ｋＨｚとしたと
き、予熱時の直流部電圧Ｖ_dcの安定値は３８５Ｖ、始動
時の直流部電圧Ｖ_dcの安定値は４５０Ｖになった。予熱
電流は４８０ｍＡであった。図５４からわかるように、
始動直後の直流部電圧Ｖ_dcの最大値Ｖ_dc,maxは４２０Ｖ
であった。

【０１７３】実施形態として説明したように、高周波第
２共振法だけでは始動時の直流部電圧Ｖ_dcの安定値を低
減することはできないから、保護回路や再始動のための
構成が必要になる。これに対して低周波第２共振法で
は、負荷条件にかかわらず直流部電圧Ｖ_dcの安定値を制
限することができ、信頼性がより向上する。また制御も
簡単である。しかも、絶縁が不要であれば、トランスＴ
₁を省略することができ電磁部品の個数は増加しない。
また、インダクタが大きくなるからコストが増加する
が、その効果はコスト増に見合うものである。

【０１７４】（実施例４）図５５および図５６は、実施
形態１５の比較例としてダイオードＤ_a1，Ｄ_a2を用いな
い回路について、入力電流Ｉ_in、点Ａの電位Ｖ_a、ラン
プ電流Ｉ_la、ランプ電圧Ｖ_laの各波形の測定結果を示し
ている。力率の測定値は０．９８であり、全高調波歪は
１０．４％であった。また、ランプ電流の波高因子は約
２．４であった。ただし、Ｃ_in＝３６ｎＦ、Ｃ_r0＝１０
ｎＦ、Ｌ_r1＝４２０μＨ、Ｃ_r2＝１２ｎＦ、Ｌ_r2＝７１
０μＨとした。予熱時には周波数を５５ｋＨｚとし、こ
のとき直流部電圧Ｖ_dcは３８７Ｖであった。また、始動
時には周波数を４７ｋＨｚとし、このとき直流部電圧Ｖ
_dcは４５０Ｖであった。定常点灯時には周波数を４０ｋ
Ｈｚとし、このときのランプ出力電力は８０Ｗであっ
た。

【０１７５】図５７、図５８は、実施形態１５の回路に
ついて、入力電流Ｉ_in、点Ａの電位Ｖ_a、ランプ電流Ｉ
_la、ランプ電圧Ｖ_laの各波形の測定結果を示している。
ただし、回路部品の定数は次のように設定した。すなわ
ち、Ｌ_r1＝４００μＨ、Ｃ_r1＝１．２ｎＦ、Ｃ_in＝３０
ｎＦ、Ｌ_r2＝８２０μＨ、Ｃ_r2＝１０ｎＦとした。入力
電圧は２７７Ｖ（実効値）、直流部電圧Ｖ_dcは周波数が
４８ｋＨｚの定常点灯時に３９７Ｖであった。出力電力
の測定値は９４Ｗであった。図５７により明らかなよう
に、点Ａの電位Ｖ_aの包絡線は交流電源の全周期に亙っ
てほぼ平坦になり、入力電流は正弦波形に非常に近くな
る。また、図５８のように、ランプ電圧の包絡線も交流
電源の全周期に亙ってほぼ平坦になる。その結果、ラン
プ電流の振幅変化は、図５６に示したものに比較すると
非常に小さくなる。力率を測定したところ０．９９５で
あって、全高調波歪は４．３％であった。ランプ電流の
波高因子は大幅に減少した。また、波高因子の実測値は
１．６２であった。

【０１７６】図５９に直流部電圧Ｖ_dcの波形の実測値を
示す。予熱時の直流部電圧Ｖ_dcの安定値は、周波数が５
５ｋＨｚのときに３９２Ｖであった。また、始動周波数
を４８ｋＨｚとしたときに４２０Ｖであった。始動時点
での直流部電圧Ｖ_dcの最大値は実測値で約４０６Ｖであ
った。表１ないし表３は、図２０に示した基本構成回路
と、図３２、図３４、図３６に示した回路に高周波第２
共振法を適用した場合と、図４７に示した低周波第２共
振法とダイオードクランプ技術を用いた場合とについ
て、それぞれ動作特性、部品耐圧および個数、部品容積
（ｃｍ³）を比較した一覧表である。表１ないし表３か
らわかるように、低周波第２共振法およびダイオードク
ランプ技術を採用することにより、回路の動作特性は飛
躍的に向上し、すべての半導体素子およびコンデンサへ
の電圧ストレスは半減されている。また、電磁部品の個
数は基本構成と同様であるが、絶縁が不要であればサイ
ズが小さくなる。したがって、図４７に示す回路を適正
にしたときのコストは飛躍的に低減される。結果的に、
動作特性とコストとの両面について、図４７の回路は放
電灯用バラストとして有望な回路構成を提供することが
できる。

【０１７７】

【表１】

【０１７８】

【表２】

【０１７９】

【表３】

【０１８０】

【発明の効果】請求項１ないし請求項７の発明は、交流
電源を整流する整流手段と、整流手段の出力電圧を平滑
する平滑コンデンサと、平滑コンデンサを電源として高
周波電圧を負荷に出力するインバータと、インバータの
高周波出力の一部からなる帰還電源と、帰還電源の出力
をインバータの入力側に帰還するとともに前記負荷の変
動に応じて帰還電源の電圧を増・減することにより平滑
コンデンサの両端電圧の上昇を抑制するように帰還電源
からの帰還量を増・減させる高周波帰還手段とを備える
ものであり、インバータの高周波出力の一部を電圧帰還
することによって高い入力力率を得るようにしながら
も、軽負荷時には帰還電源の電圧を低減することによっ
て平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制することがで
きるのであって、平滑コンデンサおよびインバータの構
成要素として高耐圧のものを用いる必要がなく部品コス
トの低減につながるという利点を有する。

【０１８１】とくに、請求項３の発明のように、インバ
ータから放電灯への高周波出力の供給経路に介装される
点灯用の共振回路と、インバータから放電灯のフィラメ
ントへの高周波出力の供給経路に介装され点灯用の共振
回路よりも共振周波数の高い予熱用の共振回路とを設
け、フィラメントの予熱時にはインバータの出力周波数
を予熱用の共振回路の共振周波数よりも高く設定したも
のでは、点灯時と予熱時とで異なる共振周波数を有した
共振回路を通して放電灯に電力を供給するから、放電灯
の各動作状態に適した電力を供給することができるとい
う利点がある。

【０１８２】また、請求項４の発明では、整流手段と平
滑コンデンサとの間に平滑コンデンサに充電電流を流す
向きにダイオードを挿入し、ダイオードにコンデンサと
スイッチング素子とを並列接続し、負荷の大きさに基づ
いて可変バイパス要素を調節することにより帰還電源の
電圧を増・減して平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑
制するように帰還電源からの帰還量を増・減させる高周
波帰還手段を設けているので、交流電源からの入力電流
が大きいときには帰還量を増加させて入力力率を改善
し、入力電流が比較的小さいときには帰還量を減少させ
て平滑コンデンサの電圧上昇を抑制するという制御を容
易に行なうことができるという利点を有する。

【０１８３】さらに、請求項７の発明では、平滑コンデ
ンサに並列接続された一対のダイオードの直列回路より
なり両ダイオードの接続点の電位を平滑コンデンサの両
端電位に規制するクランプ回路を備え、帰還電源の一端
を前記両ダイオードの接続点に接続しているから、クラ
ンプ回路によって帰還電源の最大電圧が抑制され、帰還
量の増大を抑制することが可能になるという利点があ
る。

【０１８４】請求項８の発明は、交流電源の電圧変動に
応じて帰還電源の電圧を増・減することにより平滑コン
デンサの両端電圧の上昇を抑制するように帰還電源から
の帰還量を増・減させる高周波帰還手段を備えるから、
交流電源の電圧変動による平滑コンデンサの両端電圧の
上昇を抑制することができるという利点がある。請求項
９ないし請求項１１の発明は、交流電源からの入力によ
り交流電力を出力する電源装置であって、交流電源から
の入力電力を受けて直流電圧を出力するとともに交流電
力が供給される負荷の大きさに応じて前記直流電圧が変
動する電荷蓄積手段と、電荷蓄積手段の出力電圧を交流
電力に変換して負荷に出力するインバータと、交流電源
からの入力端と交流電力の出力端との間に挿入されると
ともに第１および第２の共振周波数を有したインピーダ
ンス要素とを備え、インピーダンス要素はインバータの
動作周波数が上記共振周波数の一方に近いときに電荷蓄
積要素の出力電圧の最大値を低減させるものであり、入
出力間の経路に挿入されているインピーダンス要素が第
１および第２の共振周波数を有し、インバータの動作周
波数が一方の共振周波数に近いときに電荷蓄積要素の出
力電圧の最大値を低減させるから、たとえば軽負荷時に
おけるインバータのスイッチング周波数を上記一方の共
振周波数付近に設定すれば、インピーダンス要素を介し
て電荷蓄積要素に供給されるエネルギが低減し、予熱時
のような軽負荷時における電荷蓄積要素の出力電圧の上
昇を抑制することができるという利点がある。

【０１８５】請求項１２、請求項１４、請求項１５の発
明は、交流電源からの入力により交流電力を出力する電
源装置であって、交流電源を整流する整流手段と、整流
器の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデ
ンサを電源として高周波電圧を負荷に出力するインバー
タと、インバータの高周波出力の一部からなる帰還電源
と、帰還電源の出力をインバータの入力側に帰還すると
ともに前記負荷の変動に応じて帰還電源の電圧を増・減
することにより平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制
するように帰還電源からの帰還量を増・減させる高周波
帰還手段とを備え、インバータは第１の共振回路を含
み、高周波帰還手段は第１の共振回路の共振周波数とは
異なる共振周波数を有した第２の共振回路を含むもので
あり、この構成ではインバータの動作周波数を変化させ
ることにより平滑コンデンサへの帰還量を調節すること
ができるから、軽負荷時における平滑コンデンサの両端
電圧の上昇を抑制することができるという利点を有す
る。

【０１８６】請求項１３の発明は、交流電源からの入力
により交流電力を出力する電源装置であって、交流電源
からの入力電力を受けて直流電圧を出力するとともに交
流電力が供給される負荷の大きさに応じて前記直流電圧
が変動する第１の電荷蓄積手段と、第１の電荷蓄積手段
の出力電圧を交流電力に変換し負荷に出力するインバー
タと、交流電源の入力波形に対応した包絡線を有した交
流電圧波形を出力することにより交流電圧波形の波高因
子の増加を抑制する第２の電荷蓄積手段と、第１および
第２の電荷蓄積手段に接続された第１のクランプ手段
と、第２の電荷蓄積手段に並列接続された第２のクラン
プ手段とを備え、第１および第２のクランプ手段により
交流電源からの入力電流の波高因子および全高調波歪を
低減させるものであり、請求項１２の発明と同様に、イ
ンバータの動作周波数を変化させることにより平滑コン
デンサへの帰還量を調節することができるから、軽負荷
時における平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制する
ことができるという利点を有する。また、クランプ手段
によって第１および第２の電荷蓄積手段の電圧上昇を抑
制するから、全高調波歪および波高因子を低減すること
ができるのであって、オープンループ制御でありながら
も、力率がほぼ１になり全高調波歪および波高因子を小
さくすることができるという利点がある。

【０１８７】請求項１６の発明は、交流電源からの入力
により交流電力を出力する電源装置であって、交流電源
からの入力により直流電圧を発生させる電荷蓄積手段を
含む電源装置において、周波数に応じてインピーダンス
が変化する可変インピーダンス要素であって、ある動作
周波数付近での共振動作によってインピーダンスが増加
することにより可変インピーダンス要素を設けない場合
よりも電荷蓄積手段の出力電圧の最大値を低減させるよ
うな可変インピーダンス要素を備えるものであり、可変
インピーダンス要素はある動作周波数付近では電荷蓄積
手段の出力電圧の最大値を低減させるから、負荷の大き
さなどにより動作周波数を調節すれば、電荷蓄積手段の
出力電圧の上昇を抑制することができるという利点があ
る。

【０１８８】請求項１７、請求項１８は望ましい実施態
様であり、負荷変動に応じて帰還手段による帰還量を変
化させることによって、平滑用のコンデンサの両端電圧
の上昇を抑制することができる。請求項１９、請求項２
０の発明では、２種類のインピーダンス要素を設けるこ
とにより、電荷蓄積手段の出力電圧の最大値を低減する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す回路図である。

【図２】実施形態１において予熱、始動、定常点灯時の
各スイッチング周波数と共振回路の共振周波数との関係
を示す動作説明図である。

【図３】実施形態１におけるスイッチング周波数の時間
変化の過程を示す動作説明図である。

【図４】実施形態２を示す回路図である。

【図５】実施形態２において帰還量を変化させるスイッ
チング素子の制御例を示す動作説明図である。

【図６】実施形態２において期間量を変化させるスイッ
チング素子の他の制御例を示す動作説明図である。

【図７】実施形態２において図６に示した方法で制御し
た場合の動作例を示す動作説明図である。

【図８】実施形態３を示す回路図である。

【図９】実施形態４を示す回路図である。

【図１０】実施形態５を示す回路図である。

【図１１】図１０に示した回路の各部の波形を示す動作
説明図である。

【図１２】図１０に示した回路の各部の波形を示す動作
説明図である。

【図１３】実施形態６を示す回路図である。

【図１４】実施形態７を示す回路図である。

【図１５】実施形態８を示す回路図である。

【図１６】実施形態９を示す回路図である。

【図１７】チャージポンプ式の電源装置の基本構成の等
価回路図である。

【図１８】同上の動作説明図である。

【図１９】同上の回路図である。

【図２０】同上の具体回路図である。

【図２１】同上の要部の変形例を示す回路図である。

【図２２】同上の等価回路図である。

【図２３】同上の等価回路図である。

【図２４】同上の各動作状態を説明する図である。

【図２５】同上の各動作状態の各部の波形を示す動作説
明図である。

【図２６】同上の各動作状態を説明する図である。

【図２７】同上の等価回路図である。

【図２８】同上の動作説明図である。

【図２９】同上の動作説明図である。

【図３０】同上の動作説明図である。

【図３１】同上の動作説明図である。

【図３２】実施形態１０を示す回路図である。

【図３３】実施形態１０に用いる共振回路の動作説明図
である。

【図３４】実施形態１１を示す回路図である。

【図３５】実施形態１１に用いる共振回路の動作説明図
である。

【図３６】実施形態１２を示す回路図である。

【図３７】実施形態１２の要部の等価回路図である。

【図３８】実施形態１２の動作説明図である。

【図３９】実施形態１２の動作説明図である。

【図４０】実施形態１３を示す回路図である。

【図４１】実施形態１３の動作説明図である。

【図４２】実施形態１３の動作説明図である。

【図４３】実施形態１４を示す回路図である。

【図４４】実施形態１４の要部の等価回路図である。

【図４５】実施形態１４の動作説明図である。

【図４６】実施形態１４の動作説明図である。

【図４７】実施形態１５を示す回路図である。

【図４８】実施形態６の動作説明図である。

【図４９】実施形態６の各動作状態を示す説明図であ
る。

【図５０】実施形態６の動作説明である。

【図５１】比較例の実測結果を示す図である。

【図５２】実施例１の実測結果を示す図である。

【図５３】実施例２の実測結果を示す図である。

【図５４】実施例３の実測結果を示す図である。

【図５５】実施例４の比較例の実測結果を示す図であ
る。

【図５６】実施例４の比較例の実測結果を示す図であ
る。

【図５７】実施例４の実測結果を示す図である。

【図５８】実施例４の実測結果を示す図である。

【図５９】実施例４の実測結果を示す図である。

【図６０】従来回路のブロック図である。

【図６１】従来回路の回路図である。

【図６２】他の従来回路の回路図である。

【図６３】同上の動作説明図である。

【図６４】従来例を示す回路図である。

【図６５】図６４に示した従来例の等価回路図である。

【図６６】従来例の動作説明図である。

【図６７】他の従来例を示す回路図である。

【図６８】さらに他の従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

１力率改善回路２インバータ３ａ共振回路３ｂ共振回路４共振回路４ａ共振回路４ｂ共振回路５保護回路ＤＢ整流器Ｄｃ入力ダイオードＣ₂ 共振用のコンデンサＣ₂′コンデンサＣ₃ コンデンサＣ₄ 帰還用のコンデンサＣ₅ コンデンサＣ_5a コンデンサＣ_5b コンデンサＣ_B 平滑コンデンサＣ_b1 直流カット用のコンデンサＣ_in 充電用のコンデンサＣ_rコンデンサＣＮスイッチング制御回路Ｄ₃ ダイオードＤ₃′ダイオードＤ_c ダイオードＤ_4a クランプ用のダイオードＤ_4b クランプ用のダイオードＤＢ整流器Ｆ₁ フィラメントＦ₂ フィラメントＬ₂ 共振用のインダクタＬ₃ インダクタＬａ放電灯Ｌ_rインダクタｎ₃ 帰還巻線ＰＳ交流電源Ｓ₁ スイッチング素子Ｓ₂ スイッチング素子Ｓ₃ スイッチング素子Ｔ₁ 出力トランスＴ₂ 予熱トランスＴ₃ 検出トランスＴ₄ 高周波帰還用トランス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者リーフレッドシーアメリカ合衆国バージニア州 24060ブラックスバーグストラットフォードレーン 2909 (72)発明者チェンウェイアメリカ合衆国バージニア州 24060ブラックスバーグハントクラブロード 512 ＃606

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流する整流手段と、整流手
段の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデ
ンサを電源として高周波電圧を負荷に出力するインバー
タと、インバータの高周波出力の一部からなる帰還電源
と、帰還電源の出力をインバータの入力側に帰還すると
ともに前記負荷の変動に応じて帰還電源の電圧を増・減
することにより平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制
するように帰還電源からの帰還量を増・減させる高周波
帰還手段とを備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】インバータは負荷となる放電灯を調光可
能であって、高周波帰還手段は前記放電灯の調光量に応
じて帰還電源の電圧を増・減することにより平滑コンデ
ンサの両端電圧の上昇を抑制するように帰還量を増・減
させることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】フィラメントを有する放電灯を負荷と
し、インバータから放電灯への高周波出力の供給経路に
介装される点灯用の共振回路と、インバータから放電灯
のフィラメントへの高周波出力の供給経路に介装され点
灯用の共振回路よりも共振周波数の高い予熱用の共振回
路とを備え、前記フィラメントの予熱時にはインバータ
の出力周波数が予熱用の共振回路の共振周波数よりも高
く設定されることを特徴とする請求項１記載の電源装
置。
【請求項４】整流手段と平滑コンデンサとの間に平滑
コンデンサに充電電流を流す方向に挿入されたダイオー
ドと、ダイオードに並列関係に接続されたコンデンサお
よび可変バイパス要素からなる帰還電源と、負荷の大き
さに基づいて可変バイパス要素を調節することにより帰
還電源の電圧を増・減して平滑コンデンサの両端電圧の
上昇を抑制するように帰還電源からの帰還量を増・減さ
せる高周波帰還手段を設けたことを特徴とする請求項１
記載の電源装置。
【請求項５】フィラメントを有する放電灯を負荷と
し、インバータから放電灯への高周波出力の供給経路に
介装された第１巻線と、放電灯のフィラメントの非電源
側端間に挿入される第２巻線と、誘起電圧が帰還電源の
電圧に加算されるように接続される第３巻線とを備える
高周波帰還用トランスを設け、第１巻線と第２巻線とは
フィラメントを介して互いに逆極性に接続されているこ
とを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項６】高周波帰還手段はインバータのスイッチ
ング素子のオンデューティを増・減させることによりイ
ンバータの出力電力および帰還電源からの帰還量を増・
減させることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項７】平滑コンデンサに並列接続された一対の
ダイオードの直列回路よりなり両ダイオードの接続点の
電位を平滑コンデンサの両端電位に規制するクランプ回
路を備え、帰還電源の一端を前記両ダイオードの接続点
に接続したことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項８】交流電源を整流する整流手段と、整流手
段の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデ
ンサを電源として高周波電圧を負荷に出力するインバー
タと、インバータの高周波出力の一部からなる帰還電源
と、帰還電源の出力をインバータの入力側に帰還すると
ともに前記交流電源の電圧変動に応じて帰還電源の電圧
を増・減することにより平滑コンデンサの両端電圧の上
昇を抑制するように帰還電源からの帰還量を増・減させ
る高周波帰還手段とを備えることを特徴とする電源装
置。
【請求項９】交流電源からの入力により交流電力を出
力する電源装置であって、交流電源からの入力電力を受
けて直流電圧を出力するとともに交流電力が供給される
負荷の大きさに応じて前記直流電圧が変動する電荷蓄積
手段と、電荷蓄積手段の出力電圧を交流電力に変換して
負荷に出力するインバータと、交流電源からの入力端と
交流電力の出力端との間に挿入されるとともに第１およ
び第２の共振周波数を有したインピーダンス要素とを備
え、インピーダンス要素はインバータの動作周波数が上
記共振周波数の一方に近いときに電荷蓄積要素の出力電
圧の最大値を低減させることを特徴とする電源装置。
【請求項１０】インピーダンス要素は、第１のインダ
クタおよび第２のコンデンサの並列回路と第１のコンデ
ンサとの直列回路であって、第１のコンデンサと第２の
コンデンサと第１のインダクタとは第１の共振周波数を
決定付け、第２のコンデンサと第１のインダクタとは第
２の共振周波数を決定付けるとともに第１のコンデンサ
のみを用いる場合よりも電荷蓄積要素の出力電圧の最大
値を低減するように設定されていることを特徴とする請
求項９記載の電源装置。
【請求項１１】インピーダンス要素は、第１のインダ
クタおよび第２のコンデンサの直列回路と第１のコンデ
ンサとの並列回路であって、第２のコンデンサと第１の
インダクタとは第１の共振周波数を決定付け、第１のコ
ンデンサと第２のコンデンサと第１のインダクタとは第
２の共振周波数を決定付けるとともに第１のコンデンサ
のみを用いる場合よりも電荷蓄積手段の出力電圧の最大
値を低減するように設定されていることを特徴とする請
求項９記載の電源装置。
【請求項１２】交流電源からの入力により交流電力を
出力する電源装置であって、交流電源を整流する整流手
段と、整流手段の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ
と、平滑コンデンサを電源として高周波電圧を負荷に出
力するインバータと、インバータの高周波出力の一部か
らなる帰還電源と、帰還電源の出力をインバータの入力
側に帰還するとともに前記負荷の変動に応じて帰還電源
の電圧を増・減することにより平滑コンデンサの両端電
圧の上昇を抑制するように帰還電源からの帰還量を増・
減させる高周波帰還手段とを備え、インバータは第１の
共振回路を含み、高周波帰還手段は第１の共振回路の共
振周波数とは異なる共振周波数を有した第２の共振回路
を含むことを特徴とする電源装置。
【請求項１３】交流電源からの入力により交流電力を
出力する電源装置であって、交流電源からの入力電力を
受けて直流電圧を出力するとともに交流電力が供給され
る負荷の大きさに応じて前記直流電圧が変動する電荷蓄
積手段と、電荷蓄積手段の出力電圧を交流電力に変換し
負荷に出力するインバータと、電荷蓄積手段により電力
が供給されるとともに負荷電流に追随する交流波形であ
って交流電源の入力波形に対応した包絡線を持ち負荷電
流の波高因子の増加を抑制する交流波形が得られるノー
ドと、前記交流波形の振幅を一方の極性で規制する第１
のクランプ手段と、前記交流波形の振幅を他方の極性で
規制する第２のクランプ手段とを備え、第１および第２
のクランプ手段により負荷電流の波高因子と交流電源か
らの入力電流の全高調波歪とを低減させることを特徴と
する電源装置。
【請求項１４】交流電源を整流する整流手段と、整流
手段の出力を整流する平滑コンデンサと、平滑コンデン
サを電源として高周波電圧を負荷に与えるインバータ
と、前記インバータからの高周波の出力部と前記インバ
ータの入力側との間に接続され前記平滑コンデンサの両
端電圧を制限するように負荷の変動に応じて帰還量を変
化させる高周波帰還手段とを備え、前記インバータは少
なくとも第１の共振回路を含み、前記高周波帰還手段は
第１の共振回路とは異なる共振周波数を有した第２の共
振回路を含んだ電源装置において、前記平滑コンデンサ
は前記整流手段の出力端間に入力ダイオードを介して接
続され、前記インバータは高周波のスイッチング周波数
でオン・オフされるスイッチング素子を用いて高周波電
圧を発生させるとともに前記第１の共振回路を介して負
荷としての放電灯に前記高周波電圧を印加するように構
成され、前記スイッチング素子は制御手段により前記ス
イッチング周波数を制御され、前記高周波帰還手段は前
記整流手段と前記入力ダイオードとの接続点と前記イン
バータの出力部との間に挿入され前記スイッチング素子
のオン・オフに応じて充放電する充電用のコンデンサお
よび第２の共振回路により構成され、制御手段は前記イ
ンバータの前記スイッチング周波数を変化させることに
より前記高周波帰還手段による帰還量を制御することを
特徴とする電源装置。
【請求項１５】平滑コンデンサは整流手段の出力端間
に入力ダイオードを介して接続され、インバータは高周
波のスイッチング周波数でオン・オフされるスイッチン
グ素子を用いて高周波電圧を発生させるとともに前記第
１の共振回路を介して負荷としての放電灯に前記高周波
電圧を印加するように構成され、前記スイッチング素子
は制御手段により前記スイッチング周波数を制御され、
前記高周波帰還手段は前記整流手段と前記入力ダイオー
ドとの接続点と前記インバータの出力部との間に挿入さ
れ前記スイッチング素子のオン・オフに応じて充放電す
る充電用のコンデンサおよび前記第１の共振回路と前記
放電灯との間に挿入された第２の共振回路により構成さ
れ、制御手段は前記インバータの前記スイッチング周波
数を変化させることにより前記高周波帰還手段による帰
還量を制御することを特徴とする請求項１２記載の電源
装置。
【請求項１６】交流電源からの入力により交流電力を
出力する電源装置であって、交流電源からの入力により
直流電圧を発生させる電荷蓄積手段を含む電源装置にお
いて、周波数に応じてインピーダンスが変化する可変イ
ンピーダンス要素であって、ある動作周波数付近での共
振動作によってインピーダンスが増加することにより可
変インピーダンス要素を設けない場合よりも電荷蓄積手
段の出力電圧の最大値を低減させるような可変インピー
ダンス要素を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項１７】交流電源からの交流電圧を受けて負荷
に電力を供給する電源装置であって、交流電源を整流す
る整流手段と、整流手段の出力を平滑するように整流手
段に接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサ
を電源として負荷に高周波電圧を供給するインバータ
と、インバータの出力側とインバータの入力側との間に
接続され負荷の変動に応じて帰還量が変動する帰還手段
とを備え、帰還手段は第１および第２の共振周波数を有
するとともに、インバータが一方の共振周波数付近で動
作するときに前記コンデンサの両端電圧を制限する手段
となるインピーダンス要素を含むことを特徴とする電源
装置。
【請求項１８】平滑コンデンサは整流手段の出力端間
に入力ダイオードを介して接続され、負荷は放電灯であ
って、インバータは高周波のスイッチング周波数でオン
・オフされるスイッチング素子を用いて高周波電圧を発
生させるとともに前記第１の共振回路を介して前記放電
灯に前記高周波電圧を印加するように構成され、さらに
前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御して
帰還手段からの帰還量を制御する制御手段を備え、帰還
手段は整流手段および入力ダイオードの接続点と第１の
共振回路の出力部との間に挿入されスイッチング素子の
スイッチングに応じて充放電される充電用のコンデンサ
と、第１の共振回路と放電灯との間に挿入された第２の
共振回路とを備えることを特徴とする請求項１７記載の
電源装置。
【請求項１９】出力端から交流電力を出力する電源装
置であって、交流電源からの入力を受けて直流電圧を出
力するとともに負荷への電力出力に応じて前記直流電圧
が変動する電荷蓄積手段と、交流電源に接続された第１
のインピーダンス要素と、第１のインピーダンス要素と
出力端との間に接続された第２のインピーダンス要素と
を備え、第２のインピーダンス要素は第１のインピーダ
ンス要素のみを用いる場合よりも前記電荷蓄積手段の出
力電圧の最大値を低減させることを特徴とする電源装
置。
【請求項２０】第１のインピーダンス要素はコンデン
サであって、第２のインピータンス要素は出力端に直列
接続されたインダクタであることを特徴とする請求項１
９記載の電源装置。